CN110089082B - 滤波的cp-ofdm波形的构造 - Google Patents

Abstract

本发明涉及信号处理设备、包括该信号处理设备的网络节点和用户设备、以及用于该信号处理设备的方法。信号处理设备包括处理器，处理器用于使用加权系数W_k对当前星座符号x_k，0进行加权，以提供加权的星座符号W_kx_k，0；对加权的星座符号W_kx_k，0进行复用，以提供加权的正交频分复用符号w‑ODFM；从当前星座符号x_k，0导出当前循环前缀CP₀，并从先前星座符号x_k，0‑i导出先前循环前缀CP_0‑i；对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0‑i进行滤波，以提供滤波的循环前缀f‑CP；以及将滤波的循环前缀f‑CP附加到加权的正交频分复用符号w‑ODFM，以提供滤波的循环前缀正交频分复用符号f‑CP‑ODFM。

Description

滤波的CP-OFDM波形的构造

技术领域

本发明涉及信号处理设备。本发明还涉及网络节点和用户设备。另外，本发明还涉及相应方法以及执行该方法的计算机程序和计算机程序产品。

背景技术

正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)是如今许多通信系统如长期演进(long-term evolution，LTE)系统所使用的空中接口。在第五代(5G)蜂窝网络使用的可能的候选波形中，考虑了传统OFDM的若干变形形式。通用滤波的OFDM(universal-filtered OFDM，UF-OFDM)(也称为UFMC)以及滤波的OFDM(filtered-OFDM，f-OFDM)均是所考虑的滤波方式的变形形式，其减少了传统OFDM波形的带外(out-of-band，OOB)辐射。OFDM调制用快速傅里叶逆变换(inverse fast Fourier transform，IFFT)将频域星座符号转换为时域样本(sample)。随后，添加循环前缀(cyclic prefix，CP)以维持时间色散信道中OFDM子载波间的正交性。

为了对整个传统OFDM符号进行滤波，整个OFDM符号需要与其添加的CP一起处理，还要考虑先前/之前的OFDM符号的前一次时间采样。当前OFDM符号的CP和先前OFDM符号之间的过渡区可能会引起高OOB辐射，因此该过渡区是待过滤的信号的最重要的部分。此外，由于需要过滤CP以及由于滤波器的脉冲响应，相应的处理窗口需要比OFDM符号周期更长。

采用较长滤波器设计的滤波的OFDM的实现复杂度非常高，还会造成下行/上行(DL/UL)切换过程中较大的时间开销。

时域中的时间卷积运算可以通过频域中的乘法更有效率地实现，因此，在对整个OFDM符号进行滤波之前执行快速傅里叶变换，从而可以在频域上执行滤波。然后，执行IFFT以提供时域滤波的OFDM符号。待滤波的OFDM样本的数量等于OFDM的IFFT大小加上滤波器的脉冲响应长度，这一定大于分配的子载波的数量。OFDM调制(其本身就包括IFFT运算)和滤波(包括快速傅里叶变换(fast Fourier transform，FFT)运算和另一IFFT运算)的顺序操作使用级联的若干FFT/IFFT运算/算法反复实现频域到时域的转换。这种实现在实现复杂度方面效率低下。因此，滤波的OFDM实现复杂度较高，对于具有分配用于传输的大量子载波的宽带传输而言，这种实现复杂度更高。

如果可以将星座符号级的部分处理转移到频域上，则有可能降低滤波复杂度。然而，OFDM调制的IFFT和滤波步骤的FFT大小不同，因此不能直接转移。一方面，OFDM调制的IFFT的大小固定，并且对每个OFDM符号独立实施。另一方面，如上所述，由于连续的块之间的不规则过渡引起高OOB辐射，因此FFT滤波窗口需要覆盖两个连续的OFDM符号。这种覆盖导致FFT滤波窗口的大小与OFDM调制的IFFT大小不匹配。在使用具有更长脉冲响应的滤波器时，这种不匹配更严重。

发明内容

本发明实施例的一个目的是提供一种减轻或至少部分地解决上述缺点和问题的解决方案。

本发明实施例的另一目的是提供一种低实现复杂度的滤波循环前缀正交频分复用(filtered cyclic prefix orthogonal frequency division multiplex，f-CP-OFDM)符号的构造。

上述目的和其他目的通过独立权利要求的主题实现。本发明的其他有利实现形式由从属权利要求限定。

根据本发明第一方面，上述目的和其他目的用一种信号处理设备实现，该信号处理设备包括处理器，该处理器用于：

使用加权系数W_k对当前星座符号x_k，0进行加权，以提供加权的星座符号W_kx_k，0；

对加权的星座符号W_kx_k，0进行复用，以提供加权的正交频分复用符号w-ODFM；

从当前星座符号x_k，0导出当前循环前缀CP₀，并从先前星座符号x_k，0-i导出先前循环前缀CP_0-i；

对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波，以提供滤波的循环前缀f-CP；以及

将滤波的循环前缀f-CP附加到加权的正交频分复用符号w-ODFM，以提供滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-ODFM。

因此，f-CP-OFDM的计算被分为两个计算组，即，f-CP的计算和w-OFDM的计算。因此，通过结合部分滤波和部分子载波/星座符号加权，提供了一种基于OFDM波形构建的新型波形。

通过对由当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i组成的短信号进行滤波，生成f-CP采样。滤波计算步骤保证了连续的OFDM符号之间的平滑过渡，因此保证了低OOB辐射。

与传统的滤波的OFDM方法相比，w-OFDM符号的子载波加权计算提供了更低的实现复杂度和更高自由度的泛化，其中，w-OFDM符号是通过对当前星座符号x_k，0进行加权和复用而生成。可以设计子载波的权值为用于滤波计算步骤的滤波器的函数，该步骤提供了相关的信号输出。两个计算组可以由存储有滤波器系数的公共单元控制。用于对当前星座符号x_k，0进行加权的权值可以基于这些滤波器系数来获得，这减少了对存储内存的需要。最后，分别计算的f-CP和w-OFDM符号可以附加在一起以形成f-CP-OFDM符号。

由于使用了已在OFDM调制中可用的IFFT，故在此提供了比传统滤波的OFDM实现更低的实现复杂度。W-OFDM的计算用符号/子载波加权操作来计算其大部分采样，与传统OFDM复杂度相比，该操作几乎没有额外的复杂度。大多数额外的实现复杂度是在CP滤波的步骤中添加的，这是由降低在f-CP被附加到w-OFDM之后发送f-CP-OFDM符号时OOB辐射的可能性而激励的。

信号处理设备尤其有益于宽带传输的频谱抑制，并且实现复杂度与FFT/IFFT大小呈对数关系。

在根据第一方面的信号处理设备的第一可能实现形式中，处理器用于使用加权系数W_k对当前星座符号x_k，0进行加权，其中，加权系数W_k是用于对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波的滤波器f_n的傅里叶系数F_k的函数。

使用作为傅里叶系数F_k的函数的加权系数W_k仍然保证会降低OOB，并且还提供了在选择加权系数幅度方面的自由度，这可以在降低OOB和改善错误率性能之间得到权衡。因此，可以调整子载波/星座符号加权系数以用OOB辐射交换平坦的带内失真，从而改善错误性能。此外，重复使用滤波器傅里叶系数F_k使实现复杂度较低。

在根据第一方面的第一实现形式的信号处理设备的第二可能实现形式中，加权系数W_k是复系数，并且具有与滤波器f_n的相应傅里叶系数F_k的相位θ_k相等的相位θ_k。

在此，加权系数具有与在CP滤波步骤中使用的滤波器的傅里叶系数相等的相位，因为保证了f-CP和w-OFDM之间的相位连续性，所以维持了较低的OOB辐射。

在根据第一方面的第一或第二实现形式的信号处理设备的第三可能实现形式中，加权系数W_k是复系数，并且处理器用于基于对滤波器f_n的相应傅里叶系数F_k的幅值ρ_k以及正实数K求平均值，确定加权系数W_k的至少一个幅值

据此，平滑了滤波器响应的带内衰减。平滑的带内衰减实现了OOB辐射和误比特性能之间的权衡的自由度。这在滤波器响应由于CP约束而过短而无法提供可接受的性能时可能尤其重要。对于该实现，由于W_k≠F_k，故生成的输出信号不等于滤波的OFDM。

在根据第一方面的第三实现形式的信号处理设备的第四可能实现形式中，处理器用于将复加权系数W_k的幅值

中的一个或多个调整为值1。

不衰减星座符号/子载波，即，用幅值为1的加权系数对其进行加权，提供了尽可能最优的误比特性能。用于加权的除1以外的其他幅值提供了误比特性能和OOB辐射之间的不同权衡。对于该实现，由于W_k≠F_k，故生成的输出信号不等于滤波的OFDM。

在根据第一方面的第一或第二实现形式的信号处理设备的第五可能实现形式中，加权系数W_k的值等于滤波器f_n的相应傅里叶系数F_k。

当加权系数W_k的值与用于CP滤波的傅里叶滤波系数F_k相等(即，相位和幅度相等)时，生成的输出信号与滤波的OFDM的传统实现相同。然而，在此提供的f-CP-OFDM符号是以比传统生成滤波的OFDM低得多的实现复杂度生成的。这里实现复杂度可以大概比传统OFDM滤波实现的复杂度低一个数量级，即，大约比传统的低十倍。这种降低的复杂度是通过利用CP-OFDM波形固有的结构来获得的，CP-OFDM波形被设计为将多径信道的时间色散效应转换为子载波/星座符号的频率选择性加权。

在根据第一方面或根据第一方面的第一至第五实现形式中的任一实现形式的信号处理设备的第六可能实现形式中，处理器用于使用有限脉冲响应FIR滤波器f_n对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波，有限脉冲响应FIR滤波器f_n的脉冲响应短于当前循环前缀CP₀。

因为能够使用具有比CP的长度更短的脉冲响应的FIR滤波，所以降低了实现复杂度，并且还减少了下行传输和上行传输之间切换时的时间开销。

在根据第一方面或根据第一方面的第一至第六实现形式中的任一实现形式的信号处理设备的第七可能实现形式中，处理器用于：

选择对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波得到的信号输出的中心脉冲的采样作为滤波的循环前缀f-CP；以及

丢弃从滤波得到的信号输出的一个或多个尾部的采样CP_discr。

通过仅选择输出信号的中心脉冲的采样，f-CP的采样数量等于将f-CP附加到w-OFDM时所需的CP长度。并且，滤波的循环前缀f-CP的采样是当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i的函数。

在根据第一方面或根据第一方面的第一至第七实现形式中的任一实现形式的信号处理设备的第八可能实现形式中，处理器用于使用频域滤波对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波。

通过在频域中对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波，可以比在时域中使用卷积滤波操作更高效地实现滤波，从而实现了更低的计算复杂度。

在根据第一方面或根据第一方面的第一至第八实现形式中的任一实现形式的信号处理设备的第九可能实现形式中：

当前星座符号x_k，0表示将在滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-OFDM中发送的信息；以及

先前星座符号x_k，0-i是前一星座符号x_k，-1，表示在前一滤波的循环前缀正交频分复用符号中发送的信息，前一滤波的循环前缀正交频分复用符号在紧接着滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-OFDM之前发送。

通过对当前循环前缀CP₀和前一循环前缀CP_-1进行滤波来得到f-CP，即，对从当前星座符号x_k，0中导出的当前循环前缀CP₀以及从前一星座符号x_k，-1导出的前一循环前缀CP_-1进行滤波，这对于考虑前一/先前循环前缀CP_-1和当前循环前缀CP₀之间的上述过渡是很重要的。当考虑该不规则过渡时，可以降低OOB辐射。

根据本发明的第二方面，上述目的和其他目的通过用于发送信息下行的网络节点实现，该网络节点包括收发器和根据第一方面或根据第一方面的第一至第九实现形式中任一实现形式的信号处理设备，其中，信号处理设备还用于：

接收多个星座符号x_k，0，x_k，0-i；

并且收发器用于：

发送例如包括在传输信号r内的滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-OFDM。

根据本发明第二方面的任一网络节点的优势与根据第一方面的信号处理设备的相应实现形式的优势相同。

根据本发明第三方面，上述目的和其他目的通过用户设备实现，该用户设备包括收发器和根据第一方面或根据第一方面的第一至第九实现形式中任一实现形式的信号处理设备，其中，信号处理设备还用于：

接收多个星座符号x_k，0，x_k，0-i；

并且收发器用于：

发送滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-OFDM。

根据本发明第三方面的任一用户设备的优势与根据第一方面的信号处理设备的相应实现形式的优势相同。

根据本发明的第四方面，上述目的和其他目的通过一种用于信号处理设备的方法实现，该方法包括：

使用加权系数W_k对当前星座符号x_k，0进行加权，以提供加权的星座符号W_kx_k，0；

对加权的星座符号W_kx_k，0进行复用，以提供加权的正交频分复用符号w-ODFM；

从当前星座符号x_k，0导出当前循环前缀CP₀，并从先前星座符号x_k，0-i导出先前循环前缀CP_0-i；

对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波，以提供滤波的循环前缀f-CP；以及

将滤波的循环前缀f-CP附加到加权的正交频分复用符号w-ODFM，以提供滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-ODFM。

在根据第四方面的方法的第一可能实现形式中，该方法包括使用加权系数W_k对当前星座符号x_k，0进行加权，其中，加权系数W_k是用于对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波的滤波器f_n的傅里叶系数F_k的函数。

在根据第四方面的第一实现形式的方法的第二可能实现形式中，加权系数W_k是复系数，并且具有与滤波器f_n的相应傅里叶系数F_k的相位θ_k相等的相位θ_k。

在根据第四方面的第一或第二实现形式的方法的第三可能实现形式中，加权系数W_k是复系数，并且处理器用于基于对滤波器f_n的相应傅里叶系数F_k的幅值ρ_k以及正实数K求平均值，确定至少一个加权系数W_k的幅值

在根据第四方面的第三实现形式的方法的第四可能实现形式中，该方法包括将复加权系数W_k的幅值

中的一个或多个调整为值1。

在根据第四方面的第一或第二实现形式的方法的第五可能实现形式中，加权系数W_k的值等于滤波器f_n的相应傅里叶系数F_k。

在根据第四方面或根据第四方面的第一至第五实现形式中的任一实现形式的方法的第六可能实现形式中，该方法包括使用有限脉冲响应FIR滤波器f_n对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波，有限脉冲响应FIR滤波器f_n的脉冲响应短于当前循环前缀CP₀。

在根据第四方面或根据第四方面的第一至第六实现形式中的任一实现形式的方法的第七可能实现形式中，该方法包括：

选择对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波得到的信号输出的中心脉冲的采样作为滤波的循环前缀f-CP；以及

丢弃从滤波得到的信号输出的一个或多个尾部的采样CP_discr。

在根据第四方面或根据第四方面的第一至第七实现形式中的任一实现形式的方法的第八可能实现形式中，该方法包括使用频域滤波对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波。

在根据第四方面或根据第四方面的第一至第八实现形式中的任一实现形式的方法的第九可能实现形式中：

当前星座符号x_k，0表示将在滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-OFDM中发送的信息；以及

先前星座符号x_k，0-i是表示在前一滤波的循环前缀正交频分复用符号中发送的信息的前一星座符号x_k，-1，前一滤波的循环前缀正交频分复用符号在紧接着滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-OFDM之前发送。

在该方法的第十可能实现形式中，该方法用于网络节点，并且包括根据第四方面或根据第四方面的第一至第九实现形式的任一实现形式的方法，该方法还包括：

接收多个星座符号x_k，0，x_k，0-i；以及

发送例如包括在传输信号r内的滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-OFDM。

根据本发明第四方面的任一方法的优势与根据第一方面的接收设备的相应实现形式的优势相同。

根据本发明的第五方面，上述目的和其他目的通过一种用于用户设备的方法实现，该方法包括：

接收多个星座符号x_k，0，x_k，0-i；

使用加权系数W_k对当前星座符号x_k，0进行加权，以提供加权的星座符号W_kx_k，0；

对加权的星座符号W_kx_k，0进行复用，以提供加权的正交频分复用符号w-ODFM；

从当前星座符号x_k，0导出当前循环前缀CP₀，并从先前星座符号x_k，0-i导出先前循环前缀CP_0-i；

对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波，以提供滤波的循环前缀f-CP；

将滤波的循环前缀f-CP附加到加权的正交频分复用符号w-ODFM，以提供滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-ODFM；以及

发送滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-OFDM。

根据本发明第五方面的任一方法的优势与根据第一方面的接收设备的相应实现形式的优势相同。

本发明实施例还涉及一种计算机程序，其特征在于代码装置，当由处理装置运行时，使得处理装置执行根据本发明的任何方法。此外，本发明还涉及一种计算机程序产品，包括计算机可读介质和计算机程序，其中计算机程序包括在计算机可读介质中，并且包括以下组中的一个或多个：只读存储器(read-only memory，ROM)、可编程只读存储器(programmable read-only memory，PROM)、可擦除PROM(erasable PROM，EPROM)、闪存、电可擦除PROM(electrically erasable PROM，EEPROM)、和硬盘驱动器。

从以下具体实施方式中，本发明的其他应用和优点将显而易见。

附图说明

附图旨在阐明和解释本发明的不同实施例，其中：

图1示意性示出了根据本发明示例的网络节点或用户设备。

图2示出了根据本发明示例的相应方法。

图3示意性示出了根据本发明示例的通信系统的用户设备和网络节点。

图4示意性示出了根据本发明示例的信号处理设备。

图5示意性示出了根据本发明示例的用于信号处理设备的方法。

图6示出了本发明一些示例的性能仿真。

图7示意性示出了根据本发明示例的用于用户设备或网络节点的方法。

图8示出了本发明一些示例的性能仿真。

图9示出了本发明一些示例的性能仿真。

图10示出了本发明一些示例的性能仿真。

图11示出了本发明一些示例的性能仿真。

具体实施方式

下文解释了OFDM信号和滤波的OFDM(f-OFDM)信号的原理以及这种信号的传输。

在基带域中，OFDM符号是基于N_sub个正交子载波

构造的，其中，T_s是符号周期，调制/复用并行数据流包括星座符号{x_k，i}，其中i是OFDM符号索引，k是子载波索引，

通常，通过串并转换，顺序的星座符号(对应于待发送的信息)被分组为星座符号{x_k，i}块。对于每一个这样的星座符号块，构造/导出/创建OFDM符号。这种OFDM符号(对应于顺序的星座符号块)随后被顺序地发送。

假设采样周期为T_sp，T_s＝N_fftT_sp，并且FFT大小N_fft≥N_sub，则第i个OFDM基带离散信号为：

其中，采样索引0≤n≤(N_fft-1)。

这样，通过将零符号x_k，1＝0分配给子载波索引N_sub≤k＜N_fft，可以通过IFFT算法生成信号s_i[n]。因此，式1等同于：

然后，通过循环前缀(cyclic prefix，CP)扩展信号s_i[n]，即，通过将该组采样索引扩展为-N_cp≤n≤(N_fft-1)并设置其他值为s_i[n]＝0。然后，发送如下的连续OFDM符号：

考虑如式3所定义的OFDM信号s[n]，其为CP-OFDM符号的顺序传输。可以通过有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)长度为N_FIR的滤波器f对该信号进行滤波，以提供滤波的OFDM(filtered OFDM，f-OFDM)信号。对于任意整数n，滤波器响应可以写为：

滤波的CP-OFDM(f-CP-OFDM)传输信号r[m]可以一般性地写为：

当传输信号r[m]被限制在输出滤波器索引-N_cp≤m≤(N_fft-1)时，这对应于符号s₀进行的滤波。式5可以扩展为：

其中，s_-1是先前OFDM符号。

如式5的时间卷积运算在频域中可以更有效率地实现。因此，OFDM滤波的传统低复杂度实现方法利用了快速傅里叶变换(FFT)的优势以将时域卷积转换为频域乘法。应当注意，在这种实现中，滤波窗口可以被分为较短的重叠段，以处理若干较小的FFT/IFFT。然而，非拆分的实现和拆分的实现均导致相似的实现复杂度等级。

对于f-OFDM，传统方案使用长滤波器设计，一般具有长于循环前缀长度的脉冲响应。提出了从160到OFDM符号长度的一半的滤波器阶数。虽然长滤波器相比短滤波器可能造成更大的符号间干扰(inter symbol interference，ISI)，但其具有更平坦的带内衰减，不会使带内子载波失真。对于少量的分配子载波，这样的长滤波器设计呈现出比短滤波器设计更优的性能。

如上所述，f-OFDM的长滤波器设计的实现复杂度很高，还会造成DL/UL切换的时间开销过大。

待滤波的OFDM样本的数量等于OFDM的IFFT大小加上滤波器脉冲响应长度，这应该大于分配子载波的数量。OFDM调制(包括IFFT运算)和滤波(包括FFT运算和IFFT运算)的顺序操作使用若干级联的FFT/IFFT算法反复实现频域和时域之间的转换。这种实现在实现复杂度方面效率低下。因此，特别是在具有大量分配子载波的宽带传输中，f-OFDM实现复杂度很高。

图1示意性示出了包括在例如多载波通信系统500的网络节点400或用户设备600中的信号处理设备100。多载波通信系统500在图3中示意性示出，包括网络节点400和用户设备600，网络节点400例如是接入节点、基站、或eNodeB，其可以包括信号处理设备100；用户设备600可以包括信号处理设备100。

信号处理设备100包括处理器104，处理器104用于使用加权系数W_k对当前星座符号x_k，0进行加权，以提供加权的星座符号W_kx_k，0。处理器104还用于对加权的星座符号W_kx_k，0进行复用，以提供加权的正交频分复用符号w-ODFM。处理器104还用于从当前星座符号x_k，0导出当前循环前缀CP₀，并从先前星座符号x_k，0-i导出先前循环前缀CP_0-i。处理器104还用于对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波，以提供滤波的循环前缀f-CP。处理器104还用于将滤波的循环前缀f-CP附加到加权的正交频分复用符号w-ODFM，以提供滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-ODFM。

信号处理设备100还可以包括收发器102，收发器102用于使用至少一个天线106发送例如多载波传输信号r[m]。

网络节点400或用户设备600还可以包括输入设备110和通信装置108，输入设备110用于向信号处理设备100提供基于待发送的信息的星座符号x_k，0、x_k，0-i，通信装置108在通信设备网络节点400或用户设备600的收发器102、处理器104、和输入设备110间传送信息。星座符号x_k，0、x_k，0-i可以从网络节点400或用户设备600的内部子单元接收，或者可以从网络节点400或用户设备600的外部接收。

根据一方面，示出了一种用于信号处理设备100的方法200。如图2所示，方法200包括第一步骤204：使用加权系数W_k对当前星座符号x_k，0进行加权，以提供加权的星座符号W_kx_k，0。

在第二步骤206，对加权的星座符号W_kx_k，0进行复用，以提供加权的正交频分复用符号w-ODFM。

在第三步骤208，从当前星座符号x_k，0导出当前循环前缀CP₀，并从先前星座符号x_k，0-i导出先前循环前缀CP_0-i。

在第四步骤210，对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-I进行滤波，以提供滤波的循环前缀f-CP。

在第五步骤212，将滤波的循环前缀f-CP附加到加权的正交频分复用符号w-ODFM，以提供滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-ODFM。

在此提供了信号处理方法200、信号处理设备100、以及包括信号处理设备100的发送下行链路的网络节点400或发送上行链路的用户设备600，其提供了对待发送的f-CP-OFDM符号的低复杂度运算/计算/创建。因此，提供了一种基于OFDM波形并且组合了部分CP滤波和子载波加权的波形。由于实现复杂度随着使用的子载波的数量增加并因此随着所使用的FFT/IFFT的大小而增加，因此本发明尤其有助于提供宽带传输的频谱抑制。

图4和图5示意性示出了信号处理设备100和相应方法的各示例。相关的实施例在下文更详细地描述。

如上所述，信号处理设备100和上述方法提供了基于OFDM构造的波形，其中，星座符号块的采样被分成两个计算组。如下更详细地描述，这两个计算组随后以不同的方式生成所得到的f-CP-OFDM符号的两个部分，即滤波的CP(f-CP)和加权的OFDM符号。

考虑如式(3)所定义的OFDM信号s[n]，该OFDM信号对应于CP-OFDM符号的顺序传输。同样，将波形的样本索引限制为-N_cp≤m≤(N_fft-1)就足够了，其对应于符号s₀。

对于两组星座符号中包括循环前缀的样本(即索引为-N_cp≤m≤-1)的一组，提供了滤波的CP(f-CP)。分别基于当前星座符号x_k，0和先前星座符号x_k，0-i，导出/计算208当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i。

在本文中，当前星座符号x_k，0表示将在当前计算/提供的f-CP-OFDM符号中发送的信息。相应地，先前星座符号x_k，0-i是表示在当前f-CP-OFDM符号之前发送的在前f-CP-OFDM符号中发送的信息的在前星座符号x_k，0-i。根据实施例，先前星座符号x_k，0-i是表示在紧接着当前提供/计算的f-CP-OFDM之前的前一f-CP-OFDM中发送的信息的前一星座符号x_k，-1。

当前循环前缀CP₀样本对应于传统OFDM CP样本，并且和与先前ODFM符号的末尾样本对应的样本一起进行滤波210，因为OFDM符号外形对称，所以与先前ODFM符号的末尾样本对应的样本等于先前循环前缀CP_0-i的样本。

根据实施例，使用有限脉冲响应FIR滤波器f_n对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波，该滤波器f_n具有短于CP的脉冲响应，例如短于当前循环前缀CP₀。因此，选择的滤波器f_n的脉冲响应最多等于CP长度，即N_FIR-1≤N_cp。因此，通过CP的循环特性，OFDM的末尾采样等于先前CP采样。因此，可以通过对附加的两个CP进行滤波210来执行CP滤波210，上述两个CP即当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i，根据实施例，其可以从待连续发送的当前星座符号x_k，0和先前星座符号x_k，-1中得到。滤波210可以通过时域卷积实现来实施，或通过频域实现来实施。

因此，通过具有如式4所定义的脉冲响应的有限脉冲响应(FIR)长度为N_FIR的滤波器f_n对当前循环前缀CP₀采样和先前循环前缀CP_0-I采样进行滤波。如上所述，滤波器f_n可以具有最多等于CP长度的脉冲响应长度，即N_FIR-1≤N_cp。索引为-N_cp≤m≤-1的滤波的CP样本如式6所示计算，因此取决于先前OFDM符号s_-1。在式6的第二项中，可以注意到先前OFDM符号s_-1的最后一次作用发生在m＝-N_cp且n＝N_FIR-1。还可以注意到，式6中的传输信号r[m]基于从s_-1[N_fft-N_FIR+1]到s_-1[N_fft-1]的样本。由于滤波器长度比CP长度短，因此通过OFDM符号的循环性/对称性，这些样本等于样本s_-1[-N_FIR+1]到s_-1[-1]，即，等于前一循环前缀CP_0-1的样本，其可以从前一星座符号x_k，-1导出，因此：

其中，索引为-N_cp≤m≤-1。

生成的信号样本可以重写为滤波器f[n]和离散信号

的独立卷积：

其中离散信号

是通过附加来自当前循环前缀CP₀和前一循环前缀CP_0-1的样本而得到：

该卷积生成从k＝1到k＝N_cp+2N_FIR-1的总共N_cp+2N_FIR-1个非零样本。

根据实施例，使用频域滤波对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i执行滤波。为了达到更复杂度高效的实现，诸如滤波操作的时域卷积操作可以通过相应的频域操作来执行。并且，可以使用复杂度降低的实现方法，例如重叠保留法(overlap-save method)，来进一步提高当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i的滤波的实现效率。

根据实施例，选择从当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-j的滤波210得到的信号输出r_CP[k]的中心脉冲的采样作为滤波的循环前缀f-CP，并且丢弃/删除从上述滤波210得到的信号输出的一个或多个尾部的样本CP_discr。更详细地，从式8的线性卷积得到的所需的输出f-CP(对应于式7)是索引k＝N_FIR-1到索引k＝N_CP+N_FIR-1，并且该卷积的尾部被丢弃/删除。因此，f-CP具有所需的CP长度，并且基于与滤波器进行卷积的当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i。所丢弃的样本CP_discr的首个尾部仅基于先前循环前缀CP_0-I，而所丢弃的样本CP_discr的末端尾部仅基于当前循环前缀CP₀。

基于星座符号的另一计算组，计算/确定加权的正交频分复用符号(w-ODFM)。在此处理的这一组当前星座符号x_k，0对应于没有CP的OFDM符号的样本，即，索引为0≤m≤(N_fft-1)的OFDM符号的样本。

在执行OFDM调制/复用206之前，通过用复权值

对当前星座符号x_k，0进行加权204，获得波形样本。由此获得的包括加权的OFDM符号(w-ODFM)的输出信号r[m]为：

其中，索引为0≤m≤(N_fft-1)。

根据实施例，用于对当前星座符号x_k，0进行加权204的加权系数W_k等于用于对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波210的滤波器f_n的相应傅里叶系数F_k。因此，当前星座符号x_k，0由在子载波频率处求得的滤波器f_n的傅里叶系数进行加权，即，W_k＝F_k，其中：

由此，输出信号r[m]等于传统上确定的滤波的OFDM符号信号。因此，这种实现提供了与式5相同的输出信号r[m]：

其中，最后一个等式中0≤m≤(N_fft-1)且n≤N_cp。

由于循环前缀，式12中对OFDM符号采样的卷积仅取决于当前星座符号x_k，0。式12的卷积可以等效地写成加权的星座符号W_kx_k，0的傅里叶变换。这种结构的解释源于CP-OFDM符号的创建的固有结构，CP-OFDM符号的创建包括将多径信道转换为子载波的频率选择性权值。

然后，通过将f-CP附加212到w-OFDM符号，生成的索引为-N_cp≤m≤(N_fft-1)的f-CP-OFDM采样等于传统的f-CP-OFDM信号r＝(f*s)。然而，根据实施例产生/导出f-CP-OFDM符号的实现复杂度要远低于产生/导出f-CP-OFDM符号的传统方法的实现复杂度。

尤其对于边缘子载波，低通滤波一般会导致所谓的吉布斯效应(Gibbs efiect)，这与带内放大波动相关。通常，滤波器脉冲响应越短，吉布斯效应越明显。因此，在一些场景中，更长的滤波器脉冲响应可以提供更好的误比特性能。这类典型场景包括不太大的带宽分配。这类场景还包括具有大子载波间隔的宽带传输，其对应于少量的分配子载波、小的所需采样周期、以及大小较小的FFT/IFFT。用于CP滤波210的滤波器的设计被约束到CP长度。

根据实施例，用于对当前星座符号x_k，0进行加权204的加权系数W_k是滤波器f_n的傅里叶系数F_k的函数，上述滤波器f_n用于对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-i进行滤波。据此，可以使用改进的子载波权值的幅度来减轻吉布斯效应。

根据实施例，加权系数W_k是复系数，其相位θ_k等于滤波器f_n的相应傅里叶系数F_k的相位θ_k。根据实施例，至少一个加权系数W_k的幅值

是基于对滤波器f_n的相应傅里叶系数F_k的幅值ρ_k和正实数K求平均值而确定的。据此，例如可以将幅值调整为接近于1。根据实施例，将复加权系数W_k的幅值

中的一个或多个调整为值1。

滤波器f_n的傅里叶系数的极分解可以写为

滤波器权值/衰减ρ_k理想情况下接近于1，中心子载波通常是这样，但边缘子载波不一定如此。则可以选择权值为：

其中，相位θ_k等于用于CP滤波210的滤波器f_n的相应傅里叶系数F_k的相位θ_k。然而，如上所述，加权系数幅值

不一定等于滤波系数幅值ρ_k。根据实施例，可以选择新的加权幅值

以平滑/减轻或完全去除边缘子载波上的吉布斯效应。

一种实现方式是对原始加权系数幅值进行平滑，即，将幅值平均为接近于1的值，例如：

如果选择K→∞，则获得平坦加权系数幅值

使得所有子载波都不被衰减。在本文描述的实施例中，平坦加权系数幅值提供了最优的错误率性能，但也导致了最高的OOB辐射。其他K值提供了性能与OOB辐射之间的不同的权衡。

图6示出了从上述实施例得到的子载波权值

的幅值，即，原始/非平均加权系数幅值ρ_k、平均/平滑加权系数幅值

以及平坦加权系数幅值

如图6所示，平均幅值和/或平坦幅值实施例的优势在于其能够平滑滤波器响应的带内衰减。这为改善的错误率性能和更高的OOB辐射之间的权衡提供了一些自由度。这在对滤波器的CP长度的约束导致滤波器过短而没有满意的性能时才有用。

根据一方面，示出了用于发送下行信息的上述网络节点400。网络节点400包括如上配置的收发器102和信号处理设备100。信号处理设备100用于接收多个星座符号x_k，0，x_k，0-i，收发器102用于发送导出/创建的滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-OFMD，该f-CP-OFMD包括在传输信号r中。

根据一方面，示出了用于发送上行信息的上述用户设备600。用户设备600包括如上配置的收发器102和信号处理设备100。信号处理设备100还用于接收多个星座符号x_k，0，x_k，0-i，收发器102用于发送导出/确定的滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-OFMD，该f-CP-OFMD包括在传输信号r中。

图7示出了网络节点400和/或用户设备600的实施例的相应方法7200。

方法7200包括初始步骤202：接收多个星座符号x_k，0，x_k，0-i。

该方法随后包括上述第一步骤204至第五步骤212。

第一步骤204包括使用加权系数W_k对当前星座符号x_k，0进行加权，以提供加权的星座符号W_kx_k，0。

第二步骤206包括对加权的星座符号W_kx_k，0进行复用，以提供加权的正交频分复用符号w-ODFM。

第三步骤208包括从当前星座符号x_k，0导出当前循环前缀CP₀，并从先前星座符号x_k，0-i导出先前循环前缀CP_0-i。

第四步骤210包括对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-I进行滤波，以提供滤波的循环前缀f-CP。

第五步骤212包括将滤波的循环前缀f-CP附加到加权的正交频分复用符号w-ODFM，以提供滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-ODFM。

该方法还包括最后一步214：发送传输信号r中包括的导出/确定的滤波的循环前缀正交频分复用符号f-CP-OFMD。

上述实施例的主要效果之一是提供以降低的复杂度创建f-CP-OFMD符号并且滤波器响应被约束为短于CP长度的可选实施方式。

以下，在生成f-CP-OFDM符号所需的复数乘法次数方面，对比实施例的不同实现方法与使用FFT和IFFT的传统实现方式，其中，假设FFT/IFFT计算的复数乘法阶为

复数乘法，这是一种常用的复杂度评估。

根据f-OFDM的传统时域实现，长度为N_FIR的FIR滤波器f与OFDM信号s[m]进行卷积。为了对该信号进行滤波，需要缓存来自先前OFDM符号的N_FIR-1个样本。在时域中直接实现该卷积需要(N_fft+N_cp)N_FIR次复数乘法，极其复杂。

根据f-OFDM的传统频域实现，重叠保留法将OFDM块分为大小为(N_FFT+N_CP)/N_seg的N_seg个段。为了对每个段进行滤波，需要考虑了该段之前的N_FIR-1个样本的计算窗口。因此计算窗口的大小为N_win＝L+N_FIR-1，其中，上述滤波将会通过FFT然后通过IFFT在频域中实现。每窗口的复数乘法的总数相当于两次FFT/IFFT计算复杂度，并且相当于通过傅里叶系数进行的乘法，对于一个OFDM块，总的结果为：

(N_winlog₂(N_win)+N_win)N_seg

如果这一过程仅应用于一个段，则复数乘法的次数为：

(N_fft+N_cp+N_FIR-1)log₂(N_fft+N_cp+N_FIR-1)+N_fft+N_cp+N_FIR-1

本文所示实施例中，对于生成具有索引为0≤m≤(N_fft-1)的采样的加权的OFDM符号w-OFDM，在执行OFDM调制的IFFT运算之前用复权值与输入数据符号相乘，仅需要N_sub次乘法(并且不需要加法)。

本文描述的实施例的复杂度大部分在于对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-I进行滤波，这取决于先前OFDM符号。这需要生成没有经过子载波加权的CP采样。对此，计算N_cp个原始采样就足够了，其计算复杂度为

阶。然后，通过频域实现对当前循环前缀CP₀和先前循环前缀CP_0-I进行滤波的复杂度为(N_cp+N_FIR-1)log₂(N_CP+N_FIR-1)+N_CP+N_FIR-1次乘法。总的来说，得到复数乘法的总数约为：

综上所述：估计的不同方法的实现复杂度在表1中列出。

表1.传统f-OFDM和本文所示实施例的实现复杂度

下文中，复杂度对比还作为数值计算给出。

以下示出了使用LTE参数集的复杂度-性能权衡的示例，即，使用

的符号周期和

的循环前缀持续时间。比较了本文所示实施例与传统f-OFDM的复杂度和性能，本文所示实施例基于等于CP长度的短滤波器长度，而传统f-OFDM具有不受约束的长滤波器长度(该长度为符号持续时间的一半)。

对于本文所示实施例和传统方法，使用了使用汉宁窗(Hanning window)的经典加窗sinc滤波器方法，该方法最近也已被提出用于对OFDM信号进行滤波。对截止频率为f_c的理想低通滤波器进行傅里叶逆变换得到以下sinc函数：

其中，

表示采样频率。

这对应于无限脉冲响应(infinite impulse response，IIF)滤波器，在实际中，可以对其尾部进行软截断实现该滤波器。因此，考虑汉宁窗：

以下，截止频率被设置为匹配OFDM信号的带宽。

对于大带宽实施方式，考虑使用N_sub＝600个子载波的大带宽。假设FFT大小为N_fft＝1024个样本每T_s，这对应于N_cp＝72个样本的循环前缀。对于传统f-OFDM以及使用滤波器的傅里叶系数作为加权系数W_k＝F_k的本文所述实施例，获得的频谱在图8中示出。使用W_k＝F_k的实施例对应于需要较短滤波器脉冲的f-OFDM的可选实施方式。如图8所示，缩短滤波器会降低OOB辐射，然而是在相当小的水平上降低。与未经滤波的传统OFDM相比，滤波后的频谱仍然具有非常低的OOB，并且带内和带外之间的过渡非常尖锐(sharp)。

图9示出了对于N_sub＝600个子载波的普通高斯白噪声信道中使用turbo码率为5/6的64正交幅度调制(quadrature amplitude modulation，QAM)的传输的相应误比特率(biterror rate，BER)性能。如图9所示，在这种情况下，根据本文所述实施例的缩短的滤波器不会降低BER性能。这是因为，对于大带宽实施方式，长滤波器在时域中具有窄瓣，并且具有可忽略不计的长尾。

如图8和图9的示例所示，本文所示实施例与具有短滤波器和长滤波器的传统f-OFDM表现相似。然而，本文所示实施例的实现复杂度低得多。使用所考虑参数集表1中的复杂度在以下表2中示出。

表2.具有N_sub＝600个子载波的实现复杂度对比

对于传统长滤波器的频域实现，复杂度/乘法次数为18722，而对于根据本文所示的一个实施例所提出的短滤波器的低复杂度实现，复杂度/乘法次数为2172。该复杂度降低了8.8倍，即几乎下降了一个数量级。

还可以分析对于中等大小/不太大的带宽以及不可忽略的吉布斯效应且N_sub＝144个子载波的相应数值示例。由于带宽较小，滤波器的缩短会导致在频带边缘产生纹波，也称为吉布斯效应。这将降低错误率性能。

图10示出了使用长滤波器的传统f-OFDM和使用W_k＝F_k的本文所示实施例的频谱。为了避免带内纹波效应，如上所述，还可以考虑本文所示实施例，其加权系数具有与滤波器响应的傅里叶系数相同的相位但具有不同的系数幅值。在图10中示出了以上讨论的两种幅值调整设计方法，即，具有平坦加权系数幅值的实施例，以及具有平滑加权系数幅值(如式14所描述的K＝0.5)的实施例。

具有平坦加权系数幅值的实施例的带内频谱接近于1，这改善了BER性能，但是OOB辐射的衰减很少。如图11中可以证实的，具有平坦加权系数幅值的实施例的OOB过渡仍然相当尖锐，并且该频谱仅从带内低于-35dB的衰减开始偏离传统的短滤波器频谱。对于硬件不完善的实际实现，由于功率放大器的非线性会将发射的OOB辐射削减到错误平层，因此实际上可能无法实现低于某一水平(例如-35dB)的衰减。

图11中对比了传统方法和本文所示一些实施例的BER性能。相比于传统OFDM系统，使用长滤波器的传统f-OFDM在10^-3BER下具有0.3dB的SNR损耗。相比于传统OFDM系统，使用W_k＝F_k的本文所示实施例具有0.8dB的SNR损耗。对于具有平坦加权系数幅值的实施例，由于没有带内波动，因此没有SNR损耗。具有平滑加权系数幅值的实施例提供了两种方法之间的权衡。

还可以针对FFT/IFFT大小的两种情况确定本文描述的实施例节省的复杂度。这里，使用不同加权系数幅值的上述各种实施例具有相同的复杂度。

对于N_fft＝1024的FFT/IFFT大小(该大小与前文复杂度计算中假设的FFT/IFFT大小相同)，每T_s产生N_fft＝1024个样本。这对应于N_cp＝72个样本的循环前缀。复杂度/乘法次数在以下表3中给出。

表3.具有N_sub＝144个子载波且N_fft＝1024的实现复杂度对比

这里，使用短滤波器和长滤波器的f-OFDM的传统频域实现复杂度分别为13057和18722，而本文描述的实施例为1671。该复杂度降低了7.8倍和11.2倍，即几乎降低了一个数量级。

对于上述带宽配置，即，对于N_sub＝144的子载波分配，可以使用更小的FFT/IFFT大小。对于每T_s有N_fft＝256个样本的FFT/IFFT大小，对应于N_cp＝18个样本的循环前缀。复杂度/乘法次数在以下表4中给出。

表4.具有N_sub＝144个子载波且N_fft＝256的实现复杂度对比

这里，使用短滤波器和长滤波器的f-OFDM的传统频域实现复杂度分别为2673和3869，而本文描述的实施例为431。该复杂度降低了6.2倍和10.2倍，即几乎降低了一个数量级。

本文描述的网络节点400还可以表示为接入节点或接入点或基站，例如无线基站(radiobase station，RBS)，其在一些网络中可以被称为发射器、“eNB”、“eNodeB”、“NodeB”、“gNB”、或“B节点”，取决于所使用的技术和术语。基于发射功率从而也即小区大小，接入网节点可以是不同的类型，例如宏eNodeB、家庭eNodeB、或微微基站。接入网节点可以是站(station，STA)，STA是包括到无线介质(wireless medium，WM)的符合IEEE 802.11标准的媒体访问控制(media access control，MAC)和物理层(physical layer，PHY)接口的任何设备。网络节点400还可以是有线通信系统中的节点。此外，支持由IEEE、互联网工程任务组(Internetengineering task force，IETF)、国际电信联盟(Internationaltelecommunications union，ITU)颁布的标准、3GPP标准、第五代(fifth-generation，5G)标准等。在各种实施例中，网络节点400可以根据包括用于WLAN的IEEE802.11标准(例如，802.11a、802.11b、802.11g/h、802.11j、802.11n、和变形形式)和/或用于WMAN的IEEE802.16标准(例如，802.16-2004、802.16.2-2004、802.16e、802.16f、和变形形式)的一个或多个IEEE802标准和/或3GPP LTE标准进行信息通信。网络节点400可以根据地面数字视频广播(digital video broadcastingterrestrial，DVB-T)广播标准和高性能无线局域网(high performance radio local area network，HiperLAN)标准中的一个或多个进行信息通信。

本文描述的用户设备600可以是用户设备(user equipment，UE)、移动台(mobilestation，MS)、无线终端、或移动终端中的任一个，其能够在无线通信系统(有时也称为蜂窝无线系统)中无线通信。用户设备还可以被称为具有无线功能的移动电话、蜂窝电话、平板电脑、或膝上型电脑。本上下文中的用户设备可以是例如便携式、口袋可携带式、手持式、计算机组成的、或车载的移动设备，能够经由无线接入网与另一实体(例如另一接收器或服务器)进行语音或数据通信。用户设备可以是站(STA)，STA是包括到无线介质(WM)的符合IEEE802.11标准的媒体访问控制(MAC)和物理层(PHY)接口的任何设备。此外，支持由IEEE、互联网工程任务组(IETF)、国际电信联盟(ITU)颁布的标准、3GPP标准、第五代(5G)标准等。在各种实施例中，用户设备600可以根据包括用于WLAN的IEEE802.11标准(例如，802.11a、802.11b、802.11g/h、802.11j、802.11n、和变形形式)和/或用于WMAN的IEEE802.16标准(例如，802.16-2004、802.16.2-2004、802.16e、802.16f、和变形形式)的一个或多个IEEE802标准和/或3GPP LTE标准进行信息通信。用户设备600可以根据地面数字视频广播(DVB-T)广播标准和高性能无线局域网(HiperLAN)标准中的一个或多个进行信息通信。

此外，根据本发明实施例的任何方法可以在具有代码的计算机程序中实现，该代码在由处理装置运行时使处理装置执行上述方法的步骤。该计算机程序包括在计算机程序产品的计算机可读介质中。计算机可读介质可以包括基本上任何存储器，例如只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、可编程只读存储器(Programmable Read-Only Memory，PROM)、可擦除PROM(Erasable PROM，EPROM)、闪存、电可擦除PROM(Electrically Erasable PROM，EEPROM)、或硬盘驱动器。

此外，本领域技术人员认识到，本文描述的信号处理设备100、网络节点400、和用户设备600包括例如功能、装置、单元、元件等形式的执行本解决方案所必要的通信能力。其他此类装置、单元、元件、和功能的示例是：处理器、存储器、缓冲器、控制逻辑、编码器、解码器、速率匹配器、解速率匹配器、映射单元、乘法器、决策单元、选择单元、开关、交织器、解交织器、调制器、解调器、输入、输出、天线、放大器、接收器单元、发射器单元、DSP、MSD、TCM编码器、TCM解码器、电源单元、电源馈线、通信接口、通信协议等，以上装置、单元、元件、和功能等合适地布置在一起以执行本解决方案。

特别地，本文描述的处理器104在一个实施例中可以包括例如中央处理单元(central processing unit，CPU)、处理单元、处理电路、处理器、专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)、微处理器、或可以编译和执行指令的其他处理逻辑中的一个或多个实例。因此，表述“处理器”可以表示包括多个处理电路的处理电路，例如，上述任何、一些、或全部处理电路。处理电路还可以执行用于输入、输出、和处理数据的数据处理功能，包括数据缓存和设备控制功能，例如呼叫处理控制、用户界面控制等。

最后，应当理解，本发明不限于上述实施例，而是涉及并包含所附独立权利要求范围内的所有实施例。

Claims (15)

1.一种信号处理设备，包括处理器，所述处理器用于：

使用加权系数对当前星座符号进行加权，以提供加权的星座符号；

对所述加权的星座符号进行复用，以提供加权的正交频分复用符号；

从所述当前星座符号导出当前循环前缀，并从先前星座符号导出先前循环前缀；

对所述当前循环前缀和所述先前循环前缀进行滤波，以提供滤波的循环前缀；以及

将所述滤波的循环前缀附加到所述加权的正交频分复用符号，以提供滤波的循环前缀正交频分复用符号。

2.根据权利要求1所述的信号处理设备，其中，所述处理器用于使用所述加权系数对所述当前星座符号进行加权，所述加权系数是用于对所述当前循环前缀和所述先前循环前缀进行滤波的滤波器的傅里叶系数的函数。

3.根据权利要求2所述的信号处理设备，其中，所述加权系数是复系数，并且具有与所述滤波器的相应傅里叶系数的相位相等的相位。

4.根据权利要求2或3所述的信号处理设备，其中，所述加权系数是复系数，并且所述处理器用于基于对所述滤波器的相应傅里叶系数的幅值以及正实数K求平均值，确定所述加权系数的至少一个幅值。

5.根据权利要求4所述的信号处理设备，其中，所述处理器用于将所述加权系数的幅中的一个或多个调整为值1。

6.根据权利要求2或3所述的信号处理设备，其中，所述加权系数的值等于所述滤波器的相应傅里叶系数。

7.一种信号处理设备，其中，所述信号处理设备包括权利要求1至6任意一项所述信号处理设备的全部特征，并且，所述处理器用于使用有限脉冲响应滤波器对所述当前循环前缀和所述先前循环前缀进行滤波，所述有限脉冲响应滤波器的脉冲响应短于所述当前循环前缀。

8.一种信号处理设备，其中，所述信号处理设备包括权利要求1至7任意一项所述信号处理设备的全部特征，并且，所述处理器用于：

从对所述当前循环前缀和所述先前循环前缀进行滤波得到的信号输出选择中心脉冲的样本作为所述滤波的循环前缀；以及

丢弃从所述滤波得到的所述信号输出的一个或多个尾部的样本。

9.一种信号处理设备，其中，所述信号处理设备包括权利要求1至8任意一项所述信号处理设备的全部特征，并且，所述处理器用于使用频域滤波对所述当前循环前缀和所述先前循环前缀进行滤波。

10.一种信号处理设备，其中，所述信号处理设备包括权利要求1至9任意一项所述信号处理设备的全部特征，并且，

所述当前星座符号表示将在所述滤波的循环前缀正交频分复用符号中发送的信息；以及

所述先前星座符号是表示在前一滤波的循环前缀正交频分复用符号中发送的信息的前一星座符号，所述前一滤波的循环前缀正交频分复用符号在所述滤波的循环前缀正交频分复用符号之前发送。

11.一种网络节点，用于发送下行信息，所述网络节点包括收发器和根据权利要求1-10中任一项所述的信号处理设备，其中，所述信号处理设备还用于：

接收多个星座符号；

并且所述收发器用于：

发送所述滤波的循环前缀正交频分复用符号。

12.一种用户设备，用于发送上行信息，所述用户设备包括收发器和根据权利要求1-10中任一项所述的信号处理设备，其中，所述信号处理设备还用于：

接收多个星座符号；

并且所述收发器用于：

发送所述滤波的循环前缀正交频分复用符号。

13.一种用于信号处理设备的方法，所述方法包括：

使用加权系数对当前星座符号进行加权，以提供加权的星座符号；

对所述加权的星座符号进行复用，以提供加权的正交频分复用符号；

从所述当前星座符号导出当前循环前缀，并从先前星座符号导出先前循环前缀；

对所述当前循环前缀和所述先前循环前缀进行滤波，以提供滤波的循环前缀；以及

将所述滤波的循环前缀附加到所述加权的正交频分复用符号，以提供滤波的循环前缀正交频分复用符号。

14.一种用于用户设备的方法，所述方法包括：

接收多个星座符号；

使用加权系数对当前星座符号进行加权，以提供加权的星座符号；

对所述加权的星座符号进行复用，以提供加权的正交频分复用符号；

从所述当前星座符号导出当前循环前缀，并从先前星座符号导出先前循环前缀；

对所述当前循环前缀和所述先前循环前缀进行滤波，以提供滤波的循环前缀；

将所述滤波的循环前缀附加到所述加权的正交频分复用符号，以提供滤波的循环前缀正交频分复用符号；以及

发送所述滤波的循环前缀正交频分复用符号。

15.一种计算机可读介质，所述计算机可读介质存储有计算机程序，当所述计算机程序被处理器执行时，能够实现权利要求13或14所述的方法。

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