BR112017018749B1

BR112017018749B1 - Amplificador, aparelho de recepção, e aparelho de comunicação sem fio adaptados para supressão de ruído

Info

Publication number: BR112017018749B1
Application number: BR112017018749-3A
Authority: BR
Inventors: Daniele Mastantuono; Sven Mattisson
Original assignee: Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ)
Priority date: 2015-03-16
Filing date: 2015-03-16
Publication date: 2022-10-04
Also published as: CN112491366A; CN112491366B; CN107408927A; US10326410B2; US9806677B2; WO2016146162A1; CN107408927B; BR112017018749A2; AR103936A1; EP3272007A1; EP3272007B1; US20170040951A1; US20180034420A1

Abstract

AMPLIFICADOR, APARELHO DE RECEPÇÃO, E APARELHO DE COMUNICAÇÃO SEM FIO ADAPTADOS PARA SUPRESSÃO DE RUÍDO. Um amplificador (100) adaptado para supressão de ruído compreende uma primeira entrada (102) para receber um primeiro sinal de entrada e uma segunda entrada (104) para receber um segundo sinal de entrada, o primeiro e segundo sinais de entrada constituindo um par diferencial. Uma primeira saída (106) entrega um primeiro sinal de saída e uma segunda saída (108) entrega um segundo sinal de saída, o primeiro e segundo sinais de saída constituindo um par diferencial. Um primeiro transistor (MCG1) tem uma primeira descarga (110), acoplado à primeira saída (106) de tal modo que toda a corrente do sinal, exceto perdas parasitas, que flui através da primeira descarga (110) flui através da primeira saída (106), e o primeiro transistor (MCG1) ter ainda uma primeira fonte (112), acoplado à primeira entrada (102). Um segundo transistor (MCS1) tem uma segunda porta (116), acoplada à primeira entrada (102), uma segunda descarga (118) acoplada à segunda saída (108) de tal modo que toda a corrente do sinal, exceto perdas parasitas, que flui através da segunda descarga (118) flui através da segunda saída (108), e o segundo transistor (MCS1) ter ainda uma segunda fonte (120) acoplado a um trilho de primeira tensão (122). Um terceiro transistor (MCS2) tem uma terceira (...).

Description

Campo da Descrição

[001] A presente descrição refere-se a um amplificador adaptado para supressão de ruído, um aparelho de recepção compreendendo o amplificador e um aparelho de comunicação sem fio que compreende o aparelho de recepção.

Fundamentos da Descrição

[002] As futuras redes de comunicação sem fio e, em particular, as redes de quinta geração, exigirão uma grande capacidade, o que exigirá uma grande largura de banda de comunicação. Consequentemente, os receptores para uso em tais redes serão necessários para operar em alta frequência com baixo consumo de ruído e baixo consumo de energia. Um elemento-chave de um receptor é um amplificador de baixo ruído (LNA), localizado entre uma antena e um conversor de conversão para baixo. Portanto, existe um requisito para um amplificador melhorado.

[003] Em "Um LNA de cancelamento de ruído equilibrado altamente linear de 1.2-V em CMOS de 0,13 um, Jarkko Jussila e Pete Sivonen, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 43, n° 3, março de 2008 ("Jussila et al"), é divulgado um LNA cancelador de ruído que emprega uma técnica referida como um combinador de corrente para tensão. A Figura 1, que é reproduzida a partir de Jussila et al., ilustra um esquema em que as correntes de saída de transistores de efeito de campo (CG) e de fonte comum (CS) são convertidas em tensões e as voltagens são somadas.

Resumo das Formas de Realização Preferidas

[004] De acordo com um primeiro aspecto, é proporcionado um amplificador adaptado para supressão de ruído, que compreende:

[005] Uma primeira entrada para receber um primeiro sinal de entrada e uma segunda entrada para receber um segundo sinal de entrada, os primeiro e segundo sinais de entrada que constituem um par diferencial;

[006] Uma primeira saída para fornecer um primeiro sinal de saída e uma segunda saída para fornecer um segundo sinal de saída, os primeiro e segundo sinais de saída que constituem um par diferencial;

[007] Um primeiro transistor que tem um primeiro dreno acoplado à primeira saída, de modo que toda a corrente de sinal, exceto perdas parasitas, que flui através do primeiro dreno, flui através da primeira saída, e o primeiro transistor tendo ainda uma primeira fonte acoplada à primeira entrada;

[008] Um segundo transistor que tem uma segunda entrada acoplada à primeira entrada, um segundo dreno acoplado à segunda saída, de modo que toda a corrente de sinal, exceto perdas parasitas, que flui através do segundo dreno flui através da segunda saída, e o segundo transistor tendo ainda um segundo Fonte acoplada a um primeiro trilho de tensão;

[009] Um terceiro transistor tendo uma terceira porta acoplada à segunda entrada, um terceiro dreno acoplado à primeira saída de modo que toda a corrente de sinal, exceto perdas parasitas, que flui através do terceiro dreno flui através da primeira saída, e o terceiro transistor tendo ainda um terceiro Fonte acoplada ao primeiro trilho de tensão;

[0010] Um quarto transistor que tem um quarto dreno acoplado à segunda saída, de modo que toda a corrente de sinal, exceto perdas parasitas, que flui através do quarto dreno flui através da segunda saída, e o quarto transistor tendo ainda uma quarta fonte acoplada à segunda entrada;

[0011] Uma primeira carga acoplada entre a primeira saída e um segundo trilho de tensão;

[0012] Uma segunda carga acoplada entre a segunda saída e o segundo trilho de tensão;

[0013] Um primeiro elemento indutivo acoplado entre a primeira entrada e um terceiro trilho de tensão; e

[0014] Um segundo elemento indutivo acoplado entre a segunda entrada e o terceiro trilho de tensão; em que a transcondutância do primeiro transistor é substancialmente igual a transcondutância do quarto transistor, dentro de ± 5%; e em que a transcondutância do segundo transistor é substancialmente igual a transcondutância do terceiro transistor, dentro de ± 5%.

[0015] O amplificador pode, portanto, realizar pelo menos um cancelamento parcial de ruído, também referido aqui como supressão de ruído, em um sinal balanceado ou diferencial. Os termos "cancelamento de ruído" e "supressão de ruído", ou mais "cancelamento" e "supressão", são usados aqui para se aplicar ao ruído gerado no amplificador e não ao ruído ou distorção presentes no primeiro e segundo sinais de entrada aplicados Na primeira e segunda entradas. O ruído pode ser cancelado pela soma de correntes do primeiro e terceiro transistores na primeira saída, e correntes do segundo e quarto transistores na segunda saída. O amplificador é vantajoso ao fornecer o cancelamento que pode ser independente da impedância de saída do amplificador, sendo o cancelamento, em vez disso, dependente da relação de transcondutividade do primeiro e segundo transistores e na relação de transcondutividade do terceiro e quarto transistores. Consequentemente, o amplificador pode proporcionar uma flexibilidade melhorada ao projetar um aparelho receptor que incorpora o amplificador, permitindo uma ampla largura de banda e baixo consumo de energia.

[0016] Em algumas formas de realização, o primeiro transistor pode ter um primeiro portão acoplado a um trilho de tensão de polarização e o quarto transistor pode ter uma quarta porta acoplada ao trilho de tensão de polarização. Esse recurso permite uma baixa complexidade. Em outras formas de realização, o primeiro transistor pode ter uma primeira porta acoplada à segunda entrada e o quarto transistor pode ter uma quarta porta acoplada à primeira entrada. Esse recurso permite um menor consumo de energia.

[0017] A transcondução do primeiro transistor pode ser igual à transcondutividade do quarto transistor, e a transcondutividade do segundo transistor pode ser igual à transcondutividade do terceiro transistor. Este recurso permite um maior grau de cancelamento de ruído.

[0018] Em algumas concretizações, a transcondutividade do segundo transistor pode ser igual à transcondução do primeiro transistor, e a transcondutividade do terceiro transistor pode ser igual à transcondutividade do quarto transistor. Este recurso permite um alto nível de cancelamento de ruído.

[0019] Em outras formas de realização, a transcondutância do segundo transistor pode exceder a transcondutividade do primeiro transistor e a transcondutividade do terceiro transistor pode exceder a transcondutividade do quarto transistor. Este recurso permite que o amplificador tenha um baixo fator de ruído.

[0020] Por exemplo, a transcondução do segundo transistor pode ser inferior a cinco vezes a transcondutividade do primeiro transistor, e a transcondutividade do terceiro transistor pode ser inferior a cinco vezes a transcondutividade do quarto transistor. Este recurso permite uma ampla largura de banda. Em particular, a transcondução do segundo transistor pode ser o dobro da transcondutividade do primeiro transistor, e a transcondutividade do terceiro transistor pode ser o dobro da transcondutividade do quarto transistor. Este recurso oferece um trade-off útil entre cancelamento de ruído e ampla largura de banda. Em outras formas de realização, a transcondução do segundo transistor pode ser três vezes a transcondutividade do primeiro transistor, e a transcondutividade do terceiro transistor pode ser três vezes a transcondutância do quarto transistor. Este recurso oferece outro trade-off útil entre o cancelamento de ruído e uma ampla largura de banda.

[0021] Numa concretização preferida, a transcondução do primeiro transistor pode ser de 0,02 siemens. Esta característica permite uma boa correspondência com as antenas típicas.

[0022] De acordo com um segundo aspecto, é proporcionado um aparelho receptor compreendendo o amplificador de acordo com o primeiro aspecto.

[0023] O aparelho de recepção pode compreender um balun e um misturador, em que a primeira entrada e a segunda entrada são acopladas em uma saída diferencial do balun e a primeira saída e a segunda saída são acopladas em uma entrada diferencial do misturador. Em um tal aparelho de recepção, o amplificador está disposto para funcionar como um amplificador de baixo ruído (LNA).

[0024] O aparelho receptor também pode compreender uma antena acoplada a uma entrada de extremidade única do balun.

[0025] De acordo com um terceiro aspecto, é proporcionado um dispositivo de comunicação sem fio que compreende o aparelho receptor de acordo com o segundo aspecto.

[0026] As formas de realização preferidas são descritas, apenas a título de exemplo, com referência aos desenhos anexos. Breve descrição dos Desenhos

[0027] A Figura 1 é um diagrama esquemático de um amplificador de baixo ruído de cancelamento de ruído da técnica anterior.

[0028] A Figura 2 é um diagrama esquemático de uma primeira concretização de um amplificador adaptado para supressão de ruído.

[0029] A Figura 3 é um gráfico que ilustra a contribuição de ruído de elementos.

[0030] A Figura 4 é um diagrama esquemático de uma segunda forma de realização de um amplificador adaptado para supressão de ruído.

[0031] A Figura 5 é um diagrama esquemático em bloco de um aparelho receptor.

[0032] A Figura 6 é um diagrama esquemático em bloco de um dispositivo de comunicação sem fio. Descrição detalhada de formas de realização preferidas

[0033] Com referência à Figura 2, um amplificador 100 adaptado para supressão de ruído compreende uma primeira entrada 102 para receber um primeiro sinal de entrada VENTRADA+ e uma segunda entrada 104 para receber um segundo sinal de entrada ENTRADA-V. O primeiro e segundo sinais de entrada VENTRADA+, VENTRADA- constituem um par equilibrado, ou par diferencial, também vulgarmente conhecido como um sinal diferencial. Por conseguinte, o segundo sinal de entrada ENTRADA-V é igual a uma inversão do primeiro sinal de entrada VIN+. O amplificador 100 tem uma primeira saída 106 para a entrega de um primeiro sinal de saída ISAÍDA+ e uma segunda saída 108 para fornecimento de um segundo sinal de saída ISAÍDA-. O primeiro e segundo sinais de saída ISAÍDA+, ISAÍDA- em conjunto formam um par equilibrado, ou par diferencial, sendo os sinais de componentes de um sinal de saída diferencial eu SAÍDA, e, por conseguinte, o segundo sinal de saída I SAÍDA- é igual a uma inversão do primeiro sinal de saída ISAÍDA +.

[0034] Um primeiro transistor M CG1 é disposta numa configuração de porta comum, que tem um dreno 110 ligado à primeira saída 106, uma fonte 112 acoplado à primeira entrada 102, e uma porta 114 acoplado a uma grade de tensão de polarização 140 o fornecimento de uma tensão de polarização V BIAS. O dreno 110, a fonte 112 e a porta 114 do primeiro transistor M CG1, alternativamente, pode ser referido como, respectivamente, um primeiro dreno 110, uma primeira fonte 112 e uma primeira porta 114, por concisão. O primeiro dreno 110 pode ser acoplado diretamente à primeira saída 106, isto é, sem nenhum elemento intermediário com resistência, capacitância ou indutância, além de resistência parasitária, capacitância ou indutância, ou, alternativamente, um elemento intermediário desse tipo pode estar presente. No entanto, o primeiro dreno 110 é acoplado à primeira saída 106 de tal modo que toda a corrente de sinal, exceto perdas parasitárias, que flui através do primeiro dreno 110, flui através da primeira saída 106. O termo "corrente de sinal" significa fluxo de corrente devido a qualquer ou tanto do primeiro sinal de entrada VENTRADA+ e o segundo sinal de entrada VENTRADA-, e exclui corrente básica.

[0035] Um segundo transistor M CS1 está disposto numa configuração de fonte comum, que tem uma porta 116 ligada à primeira entrada 102 por meio de um primeiro elemento capacitivo C 1, um dreno 118 acoplada à segunda saída 108, e uma fonte 120 acoplado a um trilho primeira tensão 122 o fornecimento de um V GG primeira tensão de alimentação, o que pode ser a um potencial de terra. Em Outras formas de realização o primeiro condensador C 1, pode ser omitido, com a porta 116 do segundo transistor M CS1 ser acoplado diretamente à primeira entrada 102. O dreno 118, a fonte 120 e a porta 116 do segundo transistor M CS1 pode, alternativamente, ser referidos para, respectivamente, um segundo dreno 118, uma segunda fonte 120 e uma segunda porta 116. O segundo dreno 118 pode ser acoplado diretamente à segunda saída 108, ou, alternativamente, um elemento intermediário pode estar presente. No entanto, o segundo dreno 118 é acoplado à segunda saída 108 de tal modo que toda a corrente de sinal, com exceção das perdas parasitas, que flui através do segundo dreno 118 flui através da segunda saída 108.

[0036] Um terceiro transistor M CS2, também dispostos numa configuração de fonte comum, tem uma porta 124 ligada à segunda entrada 104 por meio de um segundo elemento capacitivo C 2, um dreno 126 acoplado à primeira saída 106, e uma fonte 128 acoplado para o primeiro trilho de tensão 122. Em outras formas de realização o segundo condensador C 2 pode ser omitido, com a porta 124 do terceiro transistor MCS2 ser acoplado diretamente à segunda entrada 104. O dreno 126, a fonte 128 e a porta 124 do terceiro transistor M CS2 pode, em alternativa ser referido como, respectivamente, um terceiro dreno 126, uma terceira fonte 128 e uma terceira porta 124. A terceira drenagem 126 pode estar acoplado diretamente à primeira saída 106, ou alternativamente um elemento intermediário pode estar presente. No entanto, o terceiro dreno 126 é acoplado à primeira saída 106 de tal modo que toda a corrente de sinal, exceto perdas parasitárias, que flui através do terceiro dreno 126, flui através da primeira saída 106.

[0037] Um quarto transistor M CG2 dispostas numa configuração de porta comum tem um dreno 130 ligado à segunda saída 108, uma fonte 132 acoplado à segunda entrada 104, e uma porta 134 ligada ao trilho de tensão de polarização 140. O dreno 130, fonte 132 e a porta 134 do quarto transistor M CG2 pode alternativamente ser referido como, respectivamente, um quarto de drenagem 130, uma quarta fonte 132 e uma quarta porta 134. A quarta de drenagem 130 pode ser acoplado diretamente para a segunda saída 108, ou alternativamente um elemento interveniente pode estar presente. No entanto, o quarto dreno 130 é acoplado à segunda saída 108 de tal modo que toda a corrente do sinal, com exceção das perdas parasitas, que flui através do quarto dreno 130, flui através da segunda saída 108.

[0038] Um primeiro L1 carga Z é acoplado entre a primeira saída 106 e um segundo trilho de tensão 136 o fornecimento de um segundo VDD tensão de alimentação. Uma segunda carga Z L2 é acoplado entre a segunda saída 108 e o segundo trilho de tensão 136. A primeira carga Z de L1 e a segunda carga têm Z L2 igual impedância, denotado Z G, que, tal como explicado adicionalmente a seguir, podem ser selecionados para fornecer O amplificador 100 com impedância de saída ideal para coincidir com um dispositivo de saída externo acoplado à primeira e segunda saídas 106, 108.

[0039] Um primeiro elemento indutivo L 1 é acoplado entre a primeira entrada 102 e um trilho de terceira tensão 138 o fornecimento de uma terceira tensão de alimentação V SS, que pode ser o mesmo como o primeiro V GG tensão de alimentação. Um segundo elemento indutivo L 2 é acoplado entre a segunda entrada 104 e a terceira tensão de barramento 138. O primeiro elemento indutivo L 1 e o segundo elemento indutivo L tem duas igual indutância, denotadas L. O primeiro e segundo elementos indutivo L 1, L 2 podem ser selecionados para fornecer uma corrente contínua de baixa impedância (DC) caminho para o terceiro trilho de tensão 138, maximizando assim a altura livre de tensão disponíveis para os primeiro e quarto transistores M CG1, H CG2, permitindo deste modo que a operação de baixa tensão, e a um rádio Frequência (RF), sua indutância L pode ser selecionada para cancelar a capacitância parasitária ou para ser suficientemente grande para que sua contribuição para a impedância de entrada do amplificador 100 seja pequena.

[0040] O quarto transistor M CG2 pode ser um duplicado do primeiro transistor M CG1. Em particular, a transcondutância do primeiro transistor M CG1, denotada g de m1, é de preferência igual a transcondutância do quarto transistor H CG, denotada g m4. No entanto, na prática, a transcondutância g m1 do primeiro transistor M CG1 pode ser tipicamente de ± 5% de transcondutância g m4 do quarto transistor H CG. Da mesma forma, o terceiro transistor M CS2 pode ser um duplicado do segundo transistor M CS1. Em particular, a transcondutância do segundo transistor M CS1, denotada g m2, é de preferência igual a transcondutância do terceiro transistor M CS2, denotada g m3. No entanto, na prática, a transcondutância g m2 do segundo transistor M CS1 pode ser tipicamente de ± 5% da transcondutância g m3 do terceiro transistor M CS2.

[0041] Assumindo que quarto transistor M CG2 é um duplicado do primeiro transistor M CG1, e que o terceiro transistor M CS2 é um duplicado do segundo transistor M CS1, e, por conseguinte, que g m1 = g m4 = g, CG e g m2 = g m3 = g m, CS, a impedância de entrada Z eM de cada uma das primeira e segunda entradas 102, 104 do amplificador 100 pode ser expressa como

[0042] A impedância de entrada diferencial entre as primeira e segunda entradas 102,104 é, por conseguinte, Z = NO 2 / g m, CG. Tipicamente, a impedância de entrada Z EM single-ended é necessário para ser de 50 Q, ou a impedância de entrada diferencial é necessário para ser de 100 Q, para uma óptima harmonização para um dispositivo de entrada externo, tal como um balun passiva para combinar a primeira e a segunda entradas 102, 104 do amplificador 100 para uma antena sem reflexão dos sinais, no caso em que a transcondutância g m, CG dos primeiro e quarto transistores m CG1, CG2 m é disposta de modo a ser 0.02S (0,2 siemens).

[0043] O ganho de tensão diferencial A do amplificador 100 pode ser expresso como A =2GM,CG(1+ β)ZL (2) onde β = gm,cs/gm.cG .

[0044] O fator de ruído F, também conhecido como figura de ruído, do amplificador 100 pode ser expresso como

é normalmente considerado como sendo 1. Ao acoplar o terceiro dreno 126 do terceiro transistor MCS2 diretamente para a primeira saída 106 de modo a que toda a corrente, exceto perdas parasitas, que flui através do terceiro drenar 126 flui através da primeira saída 106, e o segundo de drenagem 118 do segundo transistor M CS1 para a segunda saída 130 de modo a que toda a corrente, exceto perdas parasitas, que flui através do segundo dreno 118 flui através da segunda saída 108, as correntes em São detectadas as primeira e segunda saídas 106, 108. Assumindo que VENTRADA+ = -VENTRADA- = V ENTRADA, que o quarto transistor M CG2 é um duplicado do primeiro transistor M CG1, e que o terceiro transistor M CS2 é um duplicado do segundo transistor M CS1, e, por conseguinte, que eu SAÍDA + = -I SAÍDA- = I SAÍDA, o ganho de transcondutância diferencial do amplificador 100, pode ser expressa como

[0045] Se β = 1, o ruído do comum-portão primeiro e quarto transistores M CG1, CG2 H, o qual é representado pelo segundo termo da equação (3), é completamente cancelada. Esta condição, portanto, pode ser considerada como correspondente ao cancelamento ótimo. Se β^ 1, cancelamento de ruído ocorre, mas é parcial, ou seja, incompleta ou não-ideal.

[0046] Fazendo referência à Figura 3, está representada graficamente, como uma função de β, a partir de β = 1 para β = 4, e para Y = 1, m g, CG = 0.02S e Z G = 500Q a contribuição de ruído para o fator de ruído F do amplificador 100 de, na curva (a), os primeiro e quarto transistores M CG1, H CG2, na curva (b), os segundo e terceiro transistores M CS1, H CS2, e, na curva (c), o primeiro e segunda cargas ZL1, ZL2 em combinação. O fator de ruído geral F, sendo a soma dessas contribuições de ruído, é plotado na curva (d). Pode ser visto a partir da Figura 3 que a contribuição de ruído dos primeiro e quarto transistores M CG1, CG2 M aumenta para β> 1, isto é, g m, CS> g m, CG. No entanto, a contribuição de ruído dos segundo e terceiro transistores M CS1, H CS2 e das primeira e segunda cargas Z L1, Z L2 diminui à medida que β aumenta acima de unidade, com o resultado de que o ruído total de diminui à medida que β aumenta a partir de um a quatro. Além disso, através do emprego de β> 1 para o cancelamento de ruído parcial, isto pode ser visto a partir da equação (4) que o ganho de transcondutância diferencial do amplificador 100 é maior do que se β = 1 para o cancelamento de ruído óptima. Portanto, empregando β> 1 o amplificador 100 tem um ruído mais baixo e um ganho maior do que seria possível se o amplificador 100 é operado com β = 1 para o cancelamento de ruído óptima, enquanto que permite a entrada da impedância Z ENTRADA para ser selecionado para correspondência óptima. O uso de um elevado valor de β pode reduzir a largura de banda do amplificador 100, de modo que em algumas formas de realização um trade-off entre ruído mais baixo, mais alto ganho e de largura de banda reduzida pode ser feita selecionando β para ser maior do que a unidade, mas menos do que, por Exemplo, 2, 3 ou 5.

[0047] Portanto, no amplificador 100, a transcondutância gm2 do segundo transistor M CS1 pode exceder a transcondutância gm1 do primeiro transistor MCG1 e do mesmo modo a transcondutância gm3 do terceiro transistor MCS2 pode exceder a transcondutância gm4 do quarto transistor M GC2. No entanto, em algumas formas de realização, a transcondutância gm2 do segundo transistor MCS1 pode ser menos do que cinco vezes a transcondutância g m1 do primeiro transistor MCG1, e em particular pode ser o dobro, ou três vezes, a transcondutância g de m1 do primeiro transistor M CG1. Do mesmo modo, em algumas formas de realização, a transcondutância g m3 do terceiro transistor M CS2 podem ser menos do que cinco vezes a transcondutância gm4 do quarto transistor MCG2, e em particular pode ser o dobro, ou três vezes, a transcondutância gm4 do quarto transistor MGC2. Numa forma de realização preferida, a transcondutância gm1 do primeiro transistor M CG1 é 0.02S.

[0048] A impedância Z L das primeira e segunda cargas Z L1, impactos Z L2 o nível de ruído absoluta no amplificador 100, mas não tem nenhum impacto sobre o cancelamento de ruído, e, portanto, pode ser selecionada para ser elevada para reduzir o nível de ruído, e a conduzir um dispositivo de saída externo acoplado às primeira e segunda saídas 106, 108. Tipicamente, tal dispositivo de saída externo seria um misturador e, em particular, um mixer passivo, para converter um sinal de RF para banda base e a correspondência deveria garantir uma largura de banda alta e uma alta linearidade. As primeira e segunda cargas Z L1, L2 tipicamente Z pode ser selecionado para proporcionar impedância muito alta, por exemplo, pelo menos, 500Q, e podem ser implementados, por exemplo, utilizando um gerador de corrente.

[0049] Com referência à Figura 4, uma forma de realização alternativa do amplificador 100 adaptado para a supressão de ruído tem uma topologia idêntica à topologia da concretização descrita com referência à Figura 2, exceto que em vez de os primeiro e quarto portões 114, 134 serem acoplados ao viés grade de tensão 140, a primeira porta 114 é acoplada à segunda entrada 104, e a quarta porta 134 é acoplada à primeira entrada 102. Tal acoplamento cruzado dos primeiro e quarto transistores M CG1, CG2 M pode reduzir a corrente necessária para fornecer uma impedância de entrada desejada do amplificador 100, reduzindo desse modo o consumo de energia, embora isto possa aumentar a capacitância nas primeira e segunda entradas 102, 104, reduzindo assim a largura de banda do amplificador 100.

[0050] Nos parágrafos seguintes, são descritas algumas diferenças importantes na operação entre o amplificador 100 aqui revelado e o LNA de cancelamento de ruído ilustrado na Figura 1 e divulgado por Jussila et al, para descrever as vantagens do amplificador 100.

[0051] O amplificador 100 aqui descrito resume a corrente de a-porta comum primeiro transistor M CG1 e a de fonte comum terceiro transistor M CS2 na primeira saída 106, e resume a corrente de a-porta comum quarto transistor M CG2 e a de fonte comum segundo transistor M CS1 na segunda saída 108. em contraste, referindo-se à Figura 1, uma consequência da diferente topologia (em comparação com o amplificador 100 na Figura 2) do circuito de carga, compreendendo as impedâncias Z 1 e Z 2 e o seu acoplamento para -porta comum e de fonte comum transistores M 1P e M 2P, e a topologia correspondente para-porta comum e de fonte comum transistores M N1 e M N2, é que as correntes de o-porta comum e de fonte comum transistores M 1P e de saída H 2P, e M N1 e M N2, não são somadas as saídas, mas em vez disso são somadas em nós internos dos circuitos de carga, em particular na junção entre as impedâncias Z1 e Z2, no lado esquerdo da Figura 1, E na junção correspondente na lateral direita E da Figura 1.

[0052] O ganho de tensão diferencial do LNA com cancelamento de ruído da figura 1 é A '= 2 gm1 (Z1 + Z2), e o ganho de transcondutância diferencial é gm1, em que gm1 é a transcondutância do transistor da porta comum M1P e do transistor da porta comum H 1N. Normalmente, para assegurar a correspondência de entrada, uma impedância de entrada de 50 Q é necessária, que pode ser fornecida, selecionando gm1 = 0.02S. Ao selecionar valores altos para as impedâncias Z 1 e Z 2, a tensão diferencial de ganho A' pode ser elevada e a contribuição de ruído das impedâncias Z1 e Z2 pode ser baixa, mas o ganho de transcondutância diferencial, igual a gm1, é Limitado pelo requisito de correspondência de entrada. Em contraste, como pode ser visto a partir das equações (2) e (4), a tensão diferencial de ganho A e o ganho de transcondutância diferencial ISAÍDA/VENTRADA do amplificador 100 pode ser aumentada devido à presença do parâmetro β nas equações (2) e (4), e aumentando o parâmetro β. Essa flexibilidade de projeto do amplificador 100 simplifica o design do aparelho que incorpora o amplificador 100.

[0053] No LNA de cancelamento de ruído da Figura 1, porque o cancelamento de ruído ocorre no domínio da tensão, o grau de cancelamento de ruído será afetado se a saída do LNA for carregada ao ser acoplada a um dispositivo de baixa impedância, por exemplo, uma banda larga Misturador de corrente passiva. Em contraste, no amplificador 100 da primeira e segunda cargas ZL1, ZL2 não afetam o cancelamento de ruído do amplificador 100, de modo que pode ser selecionada livremente para a correspondência de um óptimo resultado. Novamente, essa flexibilidade de design do amplificador 100 simplifica o design do aparelho que incorpora o amplificador 100.

[0054] O fator de ruído F 'do LNA de cancelamento de ruído da

onde β "é a relação gm2/gm1 de transcondutância gm2 do transistor de fonte comum H2P para a transcondutância gm1 do transistor da porta comum M1P. Da mesma forma, β' é também a razão de transcondutância do de fonte comum M2N transistor M para a transcondutância do transistor da porta comum HIN. Portanto, Y/β' na equação (5) é o ruído dos transistores de fonte comum M2P, M2N. Com o propósito de comparação, aqui é assumido que β' = β. O termo 2/A' representa o ruído da impedância de carga Z1+Z2 dos transistores de porta comum M2P, M2N, e o termo 2A'/β' representa o ruído da impedância de carga Z2 do transistores de fonte comum M2P, M2N.

[0055] Fazendo referência à Figura 3, está representada graficamente, para o LNA com cancelamento de ruído da figura 1, a contribuição de ruído dos transistores de fonte comum M2P, M2N em curva (e), a contribuição de ruído das impedâncias de carga Z1, Z2 em combinação em curva (F), e o fator de ruído total F 'sendo a soma destas contribuições de ruído, na curva de (g), para o ganho de tensão diferencial a' = 20 e para y '= 1- O fator de ruído F do amplificador 100 é maior do que o fator de ruído F 'do LNA com cancelamento de ruído da figura 1 para os valores de β e β' superior a cerca de 1,25, mas o amplificador 100 tem as vantagens acima descritas de uma maior flexibilidade de desenho e Maior ganho de transcondutividade diferencial.

[0056] Com referência à Figura 5, um dispositivo de recepção 300 compreende uma antena 310 acoplada a uma entrada 322 de um receptor 320. Uma saída 324 do receptor 320 é acoplada a uma entrada 332 de um processador de sinal digital (DSP) 330. O receptor 320 compreende um balun 210 para a conversão de um único sinal recebido terminou a partir da antena 310 para o primeiro e segundo sinais de entrada VENTRADA+, VENTRADA- formando um diferencial, ou equilibrado, de sinal. O receptor 320 também compreende o amplificador 100 para amplificar o primeiro e segundo sinais de entrada VENTRADA+, VENTRADA-, um misturador 220, um gerador de sinal de oscilador local (LO) 230, um filtro 240, e um conversor analógico para digital (ADC) 250. O balun 210 tem uma entrada 212 ligada à entrada 322 do receptor 320, e um diferencial de saída 214 para fornecer o primeiro e segundo sinais de entrada VENTRADA+, VENTRADA. A primeira e a segunda entrada 102, 104 do amplificador 100 são acopladas à saída 214 do balun 210. As primeiras e segundas saídas 106, 108 do amplificador 100 são acopladas em uma primeira entrada diferencial 222 do misturador 220. Portanto, no receptor 320, o amplificador 100 está disposto para funcionar como um LNA. O gerador de sinal do oscilador local (LO) 230 é acoplado a uma segunda entrada 224, que pode ser diferencial, do misturador 220 para fornecer um sinal de oscilador local. O misturador 220, que pode ser, por exemplo, um misturador passivo, converte para baixo o sinal recebido após amplificação pelo amplificador 100 e entrega um sinal convertido para baixo em uma saída 226 do misturador 220. A saída 226 do misturador 220 é acoplado a uma entrada 242 do filtro 240 para filtrar o sinal convertido em baixa, e uma saída 244 do filtro 240 é acoplada à saída 324 do receptor 320 por meio do ADC 250. Após a digitalização do down- Sinal convertido e filtrado no ADC 250, o sinal digitalizado é processado pelo DSP 330 para extrair informações transmitidas pelo sinal recebido.

[0057] Com referência à Figura 6, um aparelho de comunicação sem fio 400 compreende os elementos do aparelho receptor 300 descrito com referência à Figura 5, e adicionalmente compreende um transmissor 340 acoplado entre uma saída 334 do DSP 330 e a antena 310 para transmitir um sinal gerado por O DSP 330.

[0058] Embora a comunicação sem fio tenha sido utilizada como exemplo, a invenção também possui aplicação em outros campos de comunicação, por exemplo, comunicação de fibra óptica ou comunicação via fio.

[0059] Outras variações e modificações serão evidentes para o especialista. Tais variações e modificações podem envolver características equivalentes e outras que já são conhecidas e que podem ser usadas em vez de, ou além de, características descritas aqui.

[0060] As características que são descritas no contexto de formas de realização separadas podem ser proporcionadas em combinação numa única forma de realização. Por outro lado, as características que são descritas no contexto de uma única concretização também podem ser fornecidas separadamente ou em qualquer subcombinação adequada.

[0061] Deve notar-se que o termo "compreender" não exclui outros elementos ou etapas, o termo "um" ou "uma" não exclui uma pluralidade, uma única característica pode preencher as funções de vários recursos recitados nas reivindicações e nos sinais de referência Nas reivindicações não deve ser interpretada como limitando o alcance das reivindicações. Deve também notar-se que, quando um componente é descrito como sendo "organizado para" ou "adaptado para", desempenha uma função específica, pode ser apropriado considerar o componente como meramente apropriado para "executar a função, dependendo do contexto em Qual componente está sendo considerado. Ao longo do texto, esses termos são geralmente considerados como intercambiáveis, a menos que o contexto particular dita o contrário. Deve também notar-se que as figuras não são necessariamente a escala; A ênfase, em vez disso, é geralmente colocada sobre a ilustração dos princípios da presente invenção.

Claims

1. Amplificador (100) adaptado para supressão de ruído, compreendendo: uma primeira entrada (102) para receber um primeiro sinal de entrada e uma segunda entrada (104) para receber um segundo sinal de entrada, os primeiro e segundo sinais de entrada constituindo um par diferencial; uma primeira saída (106) para fornecer um primeiro sinal de saída e uma segunda saída (108) para fornecer um segundo sinal de saída, os primeiro e segundo sinais de saída constituindo um par diferencial; um primeiro transistor (MCG1) tendo: uma primeira descarga (110) acoplada à primeira saída (106) de tal modo que toda a corrente do sinal, exceto perdas parasitas, que flui através da primeira descarga (110) flui através da primeira saída (106), e uma primeira fonte (112) acoplada à primeira entrada (102); um segundo transistor (MCS1) tendo: uma segunda porta (116), acoplada à primeira entrada (102), uma segunda descarga (118) acoplada à segunda saída (108) de tal modo que toda a corrente do sinal, exceto perdas parasitas, que flui através da segunda descarga (118) flui através da segunda saída (108), e uma segunda fonte (120) acoplada a um primeiro trilho de tensão (122); um terceiro transistor (MCS2) tendo: uma terceira porta (124) acoplada à segunda entrada (104), uma terceira descarga (126) acoplada à primeira saída (106) de tal modo que toda a corrente do sinal, exceto perdas parasitas, que flui através da terceira descarga (126) flui através da primeira saída (106), e uma terceira fonte (128) acoplada ao primeiro trilho de tensão (122); um quarto transistor (MCG2) tendo: uma quarta descarga (130) acoplada à segunda saída (108) de tal modo que toda a corrente do sinal, exceto perdas parasitas, que flui através da quarta descarga (130) flui através da segunda saída (108), e uma quarta fonte (132) acoplada à segunda entrada (104); uma primeira carga (ZL1) acoplada entre a primeira saída (106) e um segundo trilho de tensão (136); uma segunda carga (ZL2) acoplada entre a segunda saída (108) e o segundo trilho de tensão (136); um primeiro elemento indutivo (L1) acoplado entre a primeira entrada (102) e um terceiro trilho de tensão (138); e um segundo elemento indutivo (L2) acoplado entre a segunda entrada (104) e ao terceiro trilho de tensão (138); em que a transcondutância do primeiro transistor (MCG1) é igual a transcondutância do quarto transistor (MCG2) dentro de ± 5%; e em que a transcondutância do segundo transistor (MCS1) é igual a transcondutância do terceiro transistor (MCS2) dentro de ± 5%; caracterizado pelo fato de que a transcondutância do segundo transistor (MCS1) excede a transcondutância do primeiro transistor (MCG1), e a transcondutância do terceiro transistor (MCS2) excede a transcondutância do quarto transistor (MCG2).

2. Amplificador (100), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o primeiro transistor (MCGI) tem uma primeira porta (114) acoplada a um trilho de tensão de polarização (140) e o quarto transistor (MCG2) tem uma quarta porta (134) acoplada ao trilho de tensão de polarização (140).

3. Amplificador (100), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o primeiro transistor (MCGI) tem uma primeira porta (114) acoplada à segunda entrada (104) e o quarto transistor (MCG2) tem uma quarta porta (134) acoplada à primeira entrada (102).

4. Amplificador (100), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a transcondutância do primeiro transistor (MCG1) é igual a transcondutância do quarto transistor (MCG2), e a transcondutância do segundo transistor (MCS1) é igual a transcondutância do terceiro transistor (MCS2).

5. Amplificador (100), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a transcondutância do segundo transistor (MCS1) é menos do que cinco vezes a transcondutância do primeiro transistor (MCG1), e a transcondutância do terceiro transistor (MCS2) é menos do que cinco vezes a transcondutância do quarto transistor (MCG2).

6. Amplificador (100), de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de que a transcondutância do segundo transistor (MCS1) é duas vezes a transcondutância do primeiro transistor (MCG1), e a transcondutância do terceiro transistor (MCS2) é duas vezes a transcondutância do quarto transistor (MCG2).

7. Amplificador (100), de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de que a transcondutância do segundo transistor (MCS1) é três vezes a transcondutância do primeiro transistor (MCG1), e a transcondutância do terceiro transistor (MCS2) é três vezes a transcondutância do quarto transistor (MCG2).

8. Amplificador (100), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a transcondutância do primeiro transistor (MCG1) é de 0,02 siemens.

9. Aparelho de recepção (300) adaptado para a supressão de ruído, compreendendo: um amplificador (100) compreendendo: primeiro e quarto transistores (MCG1, MCG2) configurados como um primeiro par diferencial de transistores operativos para receber, a partir de uma primeira e segunda entradas (102, 104) configuradas como uma entrada diferencial, através de uma fonte de cada respectivo primeiro e quarto transistor (112, 132), um sinal de entrada diferencial (VIN+, VIN-), com uma descarga de cada primeiro e quarto transistor (110, 130) acoplada à respectiva primeira e segunda saídas (106, 108) configuradas como uma saída diferencial; segundo e terceiro transistores (MCS1, MCS2) configurados como um segundo par diferencial de transistores em uma configuração de fonte comum e operativos para saída de, a partir de uma descarga de cada respectivo segundo e terceiro transistor, para a respectiva segunda e primeira saídas (108, 106), um sinal de saída diferencial (IOUT-, IOUT+), com uma porta de cada segundo e terceiro transistor (116, 124) acoplada à respectiva primeira e segunda entradas; e caracterizado pelo fato de que a transcondutância de cada segundo e terceiro transistor (MCS1, MCS2) excede a transcondutância do respectivo primeiro e quarto transistor (MCG1, MCG2).

10. Aparelho de recepção (300), de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de compreender um balun (210) com a primeira e segunda entradas (102, 104) acopladas à uma saída diferencial (214) do balun, e um misturador (220) com a primeira e segunda saídas (106, 108) acopladas à uma entrada diferencial (222) do misturador.

11. Aparelho de recepção (300), de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de compreender uma antena (310) acoplada a uma entrada (212) de extremidade única do balun (210).

12. Aparelho de comunicação sem fio (400) adaptado para a supressão de ruído, compreendendo: um aparelho de recepção (320) tendo um amplificador (100), o amplificador compreendendo: primeiro e quarto transistores (MCG1, MCG2) configurados como um primeiro par diferencial de transistores operativos para receber, a partir de uma primeira e segunda entradas (102, 104) configuradas como uma entrada diferencial, através de uma fonte de cada respectivo primeiro e quarto transistor (112, 132), respectivos primeiro e segundo sinais de entrada diferencial (VIN+, VIN-), coletivamente sendo um sinal de entrada diferencial, com uma descarga de cada primeiro e quarto transistor (110, 130) acoplada à respectiva primeira e segunda saídas (106, 108) configuradas como uma saída diferencial; segundo e terceiro transistores (MCS1, MCS2) configurados como um segundo par diferencial de transistores em uma configuração de fonte comum e operativos para saída de, a partir de uma descarga de cada respectivo segundo e terceiro transistor, para a respectiva segunda e primeira saídas (108, 106), um sinal de saída diferencial (IOUT-, IOUT+), com uma porta de cada segundo e terceiro transistor (116, 124) acoplada à respectiva primeira e segunda entradas; e caracterizado pelo fato de que uma transcondutância de cada segundo e terceiro transistor (MCS1, MCS2) excede a transcondutância do respectivo primeiro e quarto transistor (MCG1, MCG2).