BR112014011029B1 - Receptor de rádio, e, método para combinação de sinais - Google Patents

Abstract

RECEPTOR DE RÁDIO, E, MÉTODO PARA COMBINAÇÃO DE SINAIS. É descrito um receptor de rádio que inclui um primeiro trajeto de sinal que inclui um primeiro sintonizador configurado para receber um primeiro sinal a partir de uma primeira antena, e um primeiro demodulador configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do primeiro sintonizador para produzir primeiras métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um segundo trajeto de sinal que inclui um segundo sintonizador configurado para receber um segundo sinal a partir de uma segunda antena, e um segundo demodulador configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do segundo sintonizador para produzir segundas métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um combinador para realizar combinação de razão máxima das primeiras métricas de ramificação e das segundas métricas de ramificação; e conjunto de circuitos de processamento para processar as primeiras e as segundas métricas de ramificação combinadas para produzir um sinal de saída.

Description

FUNDAMENTOS DA INVENÇÃO

[0001] O sistema HD Radio™ de iBiquity Digital Corporation é desenhado para permitir uma evolução uniforme dos atuais rádios de modulação de amplitude (AM) e modulação de frequência (FM) analógicos para um sistema em banda no canal (IBOC) completamente digital. Este sistema distribui serviços de áudio e dados digitais para receptores móveis, portáteis e fixos provenientes de transmissores terrestres nas bandas de rádio de frequência média (MF) e frequência muito alta (VHF) existentes. Difusoras podem continuar a transmitir AM e FM analógicos simultaneamente com os novos sinais digitais de qualidade superior e mais robustos, permitindo que elas mesmas e seus ouvintes convertam de rádio analógico para digital ao mesmo tempo em que mantêm suas alocações de frequência atuais. Exemplos de formas de onda para um sistema de Rádio FM HD são mostrados na Patente U.S. 7.724.850, que é, pelo presente, incorporada pela referência.

[0002] Uma variedade de técnicas de diversidade de antena foi desenvolvida e implementada para uso com receptores FM automotivos. Elas são usadas para mitigar os efeitos de distorção e interrupções devidos à propagação multitrajetos do sinal FM recebido, e também podem acomodar as características direcionais de antenas de janela embutidas no vidro. Todas as técnicas de diversidade usam dois ou mais elementos de antena, e algumas exigem múltiplos sintonizadores/receptores. Algumas técnicas podem ser aplicadas em sinais digitais e algumas não podem.

[0003] Comutação de diversidade cega pode ser economicamente atraente em virtude de um comutador multiposições simples conectar o elemento de antena selecionado em apenas um sintonizador e receptor. Entretanto, em virtude de a comutação ser cega, não há garantia de que o próximo elemento de antena portará um sinal melhor, e comutação subsequente pode ocorrer em rápida sucessão até que um bom sinal seja encontrado. Além do mais, já que o sinal digital é coerentemente detectado e rastreado, é provável que cada evento de comutação de antena ocasione corrupção de símbolo e perda temporária na informação de estado do canal (CSI) e no rastreamento coerente.

[0004] Tal comutação de transientes pode ser evitada pelo uso de um algoritmo de combinação de diversidade uniforme. Estas técnicas envolvem algum tipo de combinação de sinal de múltiplas entradas (pré-detecção ou pós-detecção) e exigem múltiplos sintonizadores. Um método de combinação para sinais FM analógicos emprega diversidade de fase usando um algoritmo de módulo constante (CMA). Entretanto, esta abordagem não é válida para sinais de Rádio HD, já que as bandas laterais digitais não são caracterizadas por um envelope constante.

[0005] Receptores de Rádio IBOC HD podem ser usados em combinação com sistemas de antena de diversidade com comutação. Entretanto, o uso de antenas de diversidade com comutação introduz transientes abruptos no rastreamento coerente do sinal digital, o que degrada o desempenho digital.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

[0006] Em um aspecto, a invenção provê um receptor de rádio que inclui um primeiro trajeto de sinal que inclui um primeiro sintonizador configurado para receber um primeiro sinal a partir de uma primeira antena, e um primeiro demodulador configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do primeiro sintonizador para produzir primeiras métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um segundo trajeto de sinal que inclui um segundo sintonizador configurado para receber um segundo sinal a partir de uma segunda antena, e um segundo demodulador configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do segundo sintonizador para produzir segundas métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um combinador para realizar combinação de razão máxima das primeiras métricas de ramificação e das segundas métricas de ramificação; e conjunto de circuitos de processamento para processar as primeiras e as segundas métricas de ramificação combinadas para produzir um sinal de saída.

[0007] Em um outro aspecto, um método inclui receber um sinal em uma primeira antena; produzir primeiras métricas de ramificação derivadas a partir do sinal em um primeiro trajeto de sinal; receber o sinal em uma segunda antena; produzir segundas métricas de ramificação derivadas a partir do sinal em um segundo trajeto de sinal; realizar combinação de razão máxima das primeiras métricas de ramificação e das segundas métricas de ramificação; e processar as primeiras e as segundas métricas de ramificação combinadas para produzir um sinal de saída.

[0008] Em um outro aspecto, um método inclui receber um sinal em duas antenas; demodular o sinal usando dois trajetos de receptor independentes que são sincronizados pelo número de símbolo; realizar combinação de razão máxima das métricas de ramificação provenientes dos dois trajetos de receptor; e usar as métricas combinadas para produzir uma saída, em que os trajetos de receptor incluem um esquema de arbitragem.

DESCRIÇÃO RESUMIDA DOS DESENHOS

[0009] A figura 1 é um diagrama de blocos da Combinação de Razão Máxima (MRC) em alto nível.

[00010] A figura 2 é um diagrama de blocos funcional de um receptor configurado para incluir diversidade de fase FM e MRC digital.

[00011] A figura 3 é um diagrama de blocos funcional de um receptor configurado para incluir diversidade (MRC e diversidade de fase FM) ou um receptor de escaneamento de dados.

[00012] A figura 4 é um diagrama de blocos funcional de um receptor configurado para incluir diversidade (MRC e diversidade de fase FM) e um receptor de escaneamento de dados.

[00013] A figura 5 é um diagrama de blocos funcional de um receptor configurado para incluir diversidade (MRC e diversidade de fase FM) e um receptor de escaneamento de dados, também com MRC.

[00014] A figura 6 é um diagrama de blocos funcional que mostra uma computação para Métricas de Ramificação Viterbi.

[00015] A figura 7 é um diagrama de blocos funcional que mostra uma computação para Métricas de Ramificação Viterbi.

[00016] A figura 8 é um gráfico que ilustra os efeitos de distorção das Métricas de Ramificação Viterbi.

[00017] A figura 9 é uma representação do escalonamento e da quantização da métrica de ramificação.

[00018] A figura 10 é um diagrama de blocos funcional que ilustra um processo para produzir uma métrica de qualidade do sinal digital.

[00019] A figura 11 é um diagrama de blocos funcional de um circuito de filtro.

[00020] A figura 12 mostra o espectro de um Filtro de Meia Banda Passa Alta.

[00021] A figura 13 mostra o espectro de magnitude do filtro de pré- aquisição.

[00022] A figura 14 é um diagrama de blocos funcional da computação da métrica de qualidade.

[00023] A figura 15 é um fluxograma para a aquisição do sinal digital.

[00024] A figura 16 mostra a probabilidade de uma boa aquisição.

[00025] A figura 17 mostra a probabilidade de uma má aquisição.

[00026] A figura 18 é uma representação gráfica que mostra o tempo médio exigido para trava de subquadro.

[00027] A figura 19 é uma representação gráfica da taxa de erro de bit.

[00028] As figuras 20 e 24 são representações gráficas de uma métrica de qualidade do sinal digital.

[00029] A figura 25 é um diagrama de estado para coordenação e arbitragem MRC.

DESCRIÇÃO DETALHADA

[00030] Combinação de Razão máxima (MRC) das Métricas de Ramificação Viterbi (VBMs) pode prover melhor desempenho da razão de sinal por ruído (SNR), ao custo de adicionar um segundo trajeto de recepção digital (do sintonizador até a banda base). Pretende-se que um receptor MRC opere em SNRs inferiores a um único receptor, e os algoritmos de aquisição e rastreamento desenhados para um único receptor podem não operar efetivamente nestas SNRs inferiores, comparados com um único demodulador. Além do mais, se um dos demoduladores estiver transmitindo Métricas de Ramificação Viterbi corrompidas (devido a um fraco sinal de antena) enquanto o outro demodulador está demodulando corretamente, então, contaminação é possível, o que degrada desempenho combinado.

[00031] Várias técnicas para implementar Combinação de Razão Máxima em um sistema de diversidade de antena são aqui descritos. Tais técnicas são aplicáveis no processamento de um sinal OFDM de um sistema de rádio IBOC FM Rádio HD. Nas modalidades aqui descritas, MRC envolve a combinação de Métricas de Ramificação Viterbi (derivadas a partir dos símbolos demodulados) a partir de dois (ou, possivelmente, mais) trajetos de receptor com diversidade, aqui também referidos como trajetos de sinal. Cada um destes trajetos de receptor inclui um sintonizador configurado para receber um sinal a partir de um elemento de antena com diversidade, um demodulador OFDM, e computação de Métrica de Ramificação Viterbi para cada símbolo de saída do receptor (bit de código). A combinação ou a adição das Métricas de Ramificação Viterbi é a função MRC. Então, as Métricas de Ramificação Viterbi combinadas podem ser desintercaladas, decodificadas e processadas como nas funções subsequentes de um receptor individual convencional. Receptores de Rádio HD existentes já computam métricas de ramificação apropriadas, incluindo equalização de sinal e Normalização de ruído, que podem ser usadas da forma aqui descrita.

[00032] Considerando desvanecimento independente em cada elemento de antena, MRC combina métricas de ramificação provenientes de dois trajetos de receptor diferentes para minimizar a taxa de erro de bit (BER) do receptor. Métricas de ramificação são, efetivamente, uma medida da razão de sinal por ruído (energia) de cada símbolo demodulado na entrada em um decodificador Viterbi. O algoritmo de MRC soma correspondentes Métricas de Ramificação Viterbi sincronizadas provenientes de dois canais de receptor antes da desintercalação e da decodificação Viterbi. A figura 1 é um diagrama de blocos de partes de um receptor 10 conectado em duas antenas 12, 14. O receptor inclui dois trajetos de sinal 16, 18 (também chamados de trajetos ou canais de receptor). O primeiro trajeto de sinal 16 inclui um primeiro sintonizador/Front end de radiofrequência 20 e um primeiro demodulador 22. O segundo trajeto de sinal 18 inclui um segundo sintonizador/Front end de radiofrequência 24 e um segundo demodulador 26. As antenas são configuradas para receber um sinal de rádio em banda no canal (IBOC), que pode ser um sinal de Rádio HD FM. Sinais de Rádio HD são descritos, por exemplo, na Patente U.S. 7.933.368, que é, pelo presente, incorporada pela referência. Cada trajeto de sinal inclui conjunto de circuitos de processamento ou um processador programado para computar Métricas de Ramificação Viterbi para cada símbolo de saída do receptor. No exemplo da figura 1, tal conjunto de circuitos de processamento ou um processador podem ser incluídos nos blocos do demodulador.

[00033] As antenas podem ser elementos com diferentes características, posicionados em locais diferentes e/ou posicionados em diferentes orientações. Os demoduladores produzem Métricas de Ramificação Viterbi nas linhas 28 e 30. Estas Métricas de Ramificação Viterbi são combinadas em razão máxima no combinador 32. As métricas combinadas são, então, passadas para o sistema de circuitos 34 que processa as métricas combinadas para produzir um sinal de saída na linha 36. Este conjunto de circuitos de processamento pode incluir um desintercalador, decodificador, codec, etc., como é conhecido na tecnologia.

[00034] MRC é alcançada pela adição das correspondentes Métricas de Ramificação Viterbi dos símbolos demodulados (bits antes da decodificação) provenientes dos dois trajetos de receptor. Correspondentes VBMs provenientes dos dois trajetos de receptor podem ser sincronizadas, da forma mostrada pela linha 38, pela indexação antes do desintercalador. A indexação é usada para identificar e rotular (numerar) inequivocamente os símbolos na matriz do intercalador. VBMs igualmente indexadas são adicionadas quando os correspondentes símbolos estiverem disponíveis a partir de ambos os trajetos de receptor. A modalidade da figura 1 usa dois receptores/demoduladores independentes, então, identifica e combina Métricas de Ramificação Viterbi do símbolo igualmente indexado. A indexação permite que os dois trajetos de receptor operem de forma assíncrona.

[00035] Quando um dos trajetos de receptor não tiver VBMs disponíveis, as VBMs ausentes são consideradas como zero, e apenas o trajeto de receptor com VBMs válidas é usado (nenhuma adição é necessária). Quando VBMs não estiverem disponíveis a partir de cada receptor, as funções à jusante (desintercalador, decodificador Viterbi, etc.) são redefinidas, considerando, por exemplo, que um processo de reaquisição é invocado.

[00036] Uma técnica de MRC de referência considera que cada trajeto de receptor é configurado para adquirir e rastrear independentemente o sinal, e que as métricas de ramificação são alinhadas e combinadas. Em um caso, o desempenho é próximo do ideal quando ambos os receptores estiverem rastreando o sinal com sincronismo apropriado. A melhoria de desempenho principal é alcançada em condições de desvanecimento dinâmico. Quando uma antena estiver em um desvanecimento profundo, as outras antenas podem não ser desvanecidas, e vice-versa. Rastreamento de símbolo e frequência para cada trajeto de receptor pode ter efeito volante durante curtos desvanecimentos ou interrupções. O efeito volante mantém sincronismo adequado durante breves interrupções de sinal.

[00037] Diversidade de fase FM analógica pode ser implementada usando duas antenas, dois sintonizadores e dois trajetos de receptor FM. Um par de sinais pode ser combinado antes do demodulador FM usando um Algoritmo de Módulo Constante (CMA), ou alguma variação deste. Já que dois trajetos de sinal da antena estão disponíveis, estes sistemas de diversidade de fase são compatíveis com MRC para diversidade digital IBOC.

[00038] A figura 2 mostra um diagrama de blocos funcional de uma implementação de MRC digital em uma aplicação de veículo que também emprega diversidade de fase FM analógica. A figura 2 é um diagrama de blocos de um receptor 40 conectado em duas antenas 42, 44. O receptor inclui dois trajetos de sinal 46, 48. O primeiro trajeto de sinal 46 inclui um primeiro Sintonizador/Front end de radiofrequência 50, um demodulador FM analógico 52 e um primeiro demodulador digital 54. O segundo trajeto de sinal 48 inclui um segundo Sintonizador/Front end de radiofrequência 56, o demodulador FM analógico 52 e um segundo demodulador digital 58. As antenas são configuradas para receber um sinal de rádio em banda no canal, que pode ser um sinal de Rádio HD FM. As antenas podem ser elementos com diferentes características, posicionados em locais diferentes e/ou posicionados em diferentes orientações. Os demoduladores produzem Métricas de Ramificação Viterbi nas linhas 60 e 62. Estas VBMs são combinadas em razão máxima no combinador 64. As métricas combinadas são, então, passadas para o sistema de circuitos 66 que processa as métricas combinadas. Este conjunto de circuitos de processamento pode incluir um desintercalador, decodificador, codec, etc., como é conhecido na tecnologia. Um decodificador de áudio 68 produz áudio digital e mistura sinais de controle, da forma ilustrada pela linha 70. O demodulador FM analógico 52 inclui processamento de diversidade FM 72 e demodulação FM 74 para produzir um sinal FM demodulado na linha 76. Um controle de combinação 78 combina o sinal FM demodulado na linha 76 e o sinal de áudio digital para produzir uma saída de áudio na linha 80. Cada trajeto de receptor é configurado para calcular as métricas de ramificação e para adquirir e rastrear independentemente o sinal, e garantir que as métricas de ramificação são alinhadas e combinadas.

[00039] MRC é alcançada pela adição das correspondentes VBMs dos símbolos demodulados (bits antes da decodificação) provenientes dos dois trajetos de receptor. Correspondentes VBMs provenientes dos dois trajetos de receptor podem ser sincronizadas, da forma mostrada pela linha 82, pela indexação antes do desintercalador.

[00040] As figuras 3 até 5 mostram diversas opções de implementação para incluir MRC em um receptor de escaneamento de dados. A figura 3 mostra como um receptor 90 com dois trajetos de sinal da antena pode ser configurado para usar o segundo trajeto de sinal da antena tanto para MRC e diversidade de fase quanto para um canal de dados de escaneamento não MRC, mas não ambos simultaneamente. O receptor 90 é conectado em duas antenas 92, 94. O receptor inclui dois trajetos de sinal 96, 98. O primeiro trajeto de sinal 96 inclui um primeiro sintonizador/Front end de radiofrequência 100 que pode ser sintonizada em uma primeira frequência e um primeiro demodulador digital 102. O segundo trajeto de sinal 98 inclui um segundo Sintonizador/Front end de radiofrequência 104 que pode ser sintonizada tanto na primeira frequência quanto em uma segunda frequência, e um segundo demodulador digital 106. As antenas são configuradas para receber um sinal de rádio em banda no canal, que pode ser um sinal de Rádio HD FM. As antenas podem ser elementos com diferentes características, posicionados em locais diferentes e/ou posicionados em diferentes orientações. Os demoduladores produzem Métricas de Ramificação Viterbi nas linhas 108 e 110. Estas VBMs podem ser combinadas em razão máxima no combinador 112. As métricas combinadas são, então, passadas para o sistema de circuitos 114 que processa as métricas combinadas para produzir um sinal de saída. Este conjunto de circuitos de processamento pode incluir um desintercalador, decodificador, codec, etc., como é conhecido na tecnologia. Alternativamente, em vez de MRC, conjunto de circuitos de processamento adicional 116 pode ser provido para processar a saída do segundo demodulador digital para produzir uma saída de dados na linha 118. As saídas do sintonizador são sujeitas a processamento de diversidade FM e/ou demodulação FM analógica, da forma mostrada no bloco 120 para produzir um sinal de áudio analógico na linha 122. O sinal de áudio FM analógico e um sinal de áudio digital na linha 124 são combinados, da forma mostrada no bloco 126 para produzir uma saída de áudio na linha 128. Cada trajeto de receptor é configurado para calcular as métricas de ramificação e para adquirir e rastrear independentemente o sinal, e garantir que as métricas de ramificação sejam alinhadas e combinadas.

[00041] A figura 4 é um diagrama de blocos de um receptor 130 que inclui muitos dos elementos da figura 3 e adiciona um terceiro trajeto de sinal 131. O terceiro trajeto de sinal inclui um terceiro sintonizador 132 e um terceiro demodulador digital 133 para habilitar tanto MRC quanto diversidade de fase, bem como um canal de escaneamento de dados não MRC. A saída do terceiro demodulador digital é processada pelo conjunto de circuitos de processamento 134 para produzir uma saída de dados na linha 135. Neste exemplo, dois dos três sintonizadores são sintonizados na mesma frequência.

[00042] A figura 5 é um diagrama de blocos de um receptor 136 que inclui muitos dos elementos da figura 4 e adiciona um quarto trajeto de sinal 137. O quarto trajeto de sinal inclui um quarto sintonizador 138 e um quarto demodulador digital 139 para habilitar MRC tanto no sinal do receptor principal, bem como no trajeto de dados de escaneamento. As saídas da métrica de ramificação Viterbi do terceiro e do quarto demoduladores digitais nas linhas 140 e 141 são combinadas no combinador 142. Então, o sinal combinado é processado pelo conjunto de circuitos de processamento 143 para produzir uma saída de dados na linha 144. Neste exemplo, tanto o primeiro quanto o segundo sintonizadores são sintonizados em uma primeira frequência, e tanto o terceiro quanto o quarto sintonizadores são sintonizados em uma segunda frequência.

I. MÉTRICAS DE RAMIFICAÇÃO VITERBI

[00043] As Métricas de Ramificação Viterbi (VBMs) para a modalidade MRC IBOC descrita são uma razão da energia do sinal por ruído estimada dos símbolos de canal (bits) antes da desintercalação e da decodificação. Estas VBMs podem ser computadas da forma descrita nas Patentes U.S. 6.982.948, 7.305.056 ou 7.724.850, que são, pela presente, incorporadas pela referência. As primeiras duas patentes (6.982.948 e 7.305.056) usam filtros lineares para estimar Informação de Estado do Canal (CSI).

[00044] Da forma mostrada na Patente U.S. 7.305.056, um sinal de Rádio HD inclui uma portadora modulada analógica e uma pluralidade de subportadoras digitalmente moduladas. Algumas das subportadoras digitalmente moduladas são subportadoras de referência. A figura 6 é um diagrama de blocos funcional que descreve a estimativa da CSI usando filtros lineares, da forma mostrada na Patente U.S. 7.305.056. A figura 6 ilustra um método de estimativa tanto a referência de fase quanto a CSI provenientes das subportadoras de referência em um sinal de Rádio HD. As subportadoras de referência podem ser usadas para aquisição, rastreamento, estimativa de CSI e operação coerente.

[00045] Da forma mostrada na figura 6, os símbolos de treinamento complexos portados pelas subportadoras de referência são inseridos na linha 148 e o conjugado complexo dos símbolos é tomado, da forma mostrada no bloco 150. O conjugado complexo é multiplicado por uma sequência de treinamento conhecida na linha 152 pelo multiplicador 154. Isto remove a modulação da sequência de sincronismo binária (±1) das subportadoras de treinamento recebidas pela multiplicação destas pela sequência de sincronismo BPSK sincronizada, decodificada e diferencialmente recodificada. Os símbolos resultantes na linha 156 são processados por um filtro de resposta de impulso finita (FIR) 158 para uniformizar os símbolos resultantes durante o tempo, produzindo uma estimativa conjugada complexa da fase e da amplitude local na linha 160. Este valor é atrasado pelo atraso de tempo 162 e multiplicado por uma estimativa da recíproca da variância de ruído na linha 164 pelo multiplicador 166. A variância de ruído é estimada pela subtração da estimativa uniformizada da fase e da amplitude local na linha 160 dos símbolos de entrada (depois do alinhamento de tempo apropriado provido pelo atraso 168) no ponto de soma 170. Então, realiza-se a elevação ao quadrado do resultado, da forma mostrada no bloco 172, e a filtragem das amostras de ruído complexas, da forma ilustrada no bloco 174. A recíproca é aproximada (com proteção de divisão por zero), da forma mostrada no bloco 176. Este peso da CSI é interpolado através das 18 subportadoras entre pares de subportadoras de treinamento adjacentes, da forma ilustrada pelo bloco 178, para produzir pesos da CSI locais resultantes na linha 180. Então, os pesos da CSI são usados para multiplicar os correspondentes símbolos da portadora de dados locais recebidos na linha 182, depois que eles tiverem sido apropriadamente atrasados, da forma mostrada no bloco 184. Então, o multiplicador 186 produz a saída de decisão temporária na linha 188.

[00046] Na figura 6, linhas que portam símbolos de treinamento são rotulados em T e linhas que portam dados são rotuladas em D. Além do mais, o filtro 174 inclui um atraso de:

[00047] Estas expressões dizem respeito a um filtro IIR de 2 polos com uma constante de tempo β . O filtro IIR computa amostras de saída uniformizadas "y" a partir da amostra de entrada "x" e amostras de saída prévias.

[00048] O peso da CSI combina a ponderação de amplitude para realizar combinação de razão máxima juntamente com uma correção de fase para erros de fase do canal. Este peso da CSI é dinâmico durante o tempo e a frequência, e é estimado para cada símbolo QPSK.

em que α* é uma estimativa do conjugado complexo do ganho do canal e o2 é uma estimativa da variância do ruído.

[00049] A operação da técnica de recuperação de CSI da figura 6 considera aquisição e rastreamento da frequência das subportadoras, e o sincronismo de símbolo dos símbolos OFDM. As técnicas de aquisição de sincronismo de frequência e símbolo exploram propriedades do prefixo cíclico. O rastreamento de frequência e símbolo é realizado através da observação da derivação de fase de símbolo para símbolo durante o tempo ou a frequência (através das subportadoras).

[00050] Depois da aquisição do sincronismo tanto de frequência quanto de símbolo, sincronismo em relação ao padrão de Sincronismo de Bloco da sequência de sincronismo BPSK é tentado pelo correlacionamento cruzado da sequência BPSK diferencialmente detectada com o padrão de Sincronismo de Bloco. A detecção diferencial é realizada através de todas as subportadoras, considerando que o local das subportadoras de treinamento é inicialmente desconhecido. Uma correlação cruzada do padrão de Sincronismo de Bloco conhecido com os bits detectados de cada subportadora é realizada. Uma correlação de subportadora é declarada quando uma correspondência de todos os 11 bits do padrão de Sincronismo de Bloco for detectada. Sincronismo de bloco (e resolução de ambiguidade da subportadora) é estabelecido quando o número de correlações da subportadora satisfizer ou exceder os critérios do limite (por exemplo, 4 correlações da subportadora espaçadas em um múltiplo de 19 subportadoras).

[00051] Depois que Sincronismo de Bloco for estabelecido, os campos variáveis na sequência de sincronismo BPSK podem ser decodificados. Os bits diferencialmente detectados destes campos variáveis são decididos com base no "voto da maioria" através das subportadoras de treinamento, de maneira tal que decodificação seja possível quando algumas destas subportadoras ou bits estiverem corrompidos. Os 16 Blocos em cada Quadro de Modem são numerados sequencialmente de 0 a 15. Então, o bit mais significativo (MSB) do campo de Contagem de Bloco é sempre definido em zero, já que a Contagem de Bloco nunca excede 15. Sincronismo de Quadro de Modem é estabelecido com conhecimento do campo de Contagem de Bloco.

[00052] A detecção coerente deste sinal exige uma referência de fase coerente. A informação decodificada a partir da sequência de sincronismo BPSK é usada para remover a modulação das subportadoras de treinamento, deixando informação sobre a referência de fase local e ruído. Em relação à figura 6, a modulação da sequência de sincronismo binária (±1) é removida primeiro das subportadoras de treinamento recebidas pela multiplicação destas pela sequência de sincronismo BPSK sincronizada, decodificada e diferencialmente recodificada. Um filtro FIR é usado para uniformizar os símbolos resultantes durante o tempo, produzindo uma estimativa conjugada complexa da fase e da amplitude local. Este valor é atrasado e multiplicado por uma estimativa da recíproca da variância de ruído. A variância de ruído é estimada pela subtração da estimativa uniformizada da fase e da amplitude local dos símbolos de entrada (depois do alinhamento de tempo apropriado), elevação ao quadrado e filtragem das amostras de ruído complexas, então, aproximação da recíproca (com proteção de divisão por zero). Este peso da CSI é interpolado através das 18 subportadoras entre pares de subportadoras de treinamento adjacentes. Os pesos da CSI locais resultantes são, então, usados para multiplicar os correspondentes símbolos da portadora de dados locais.

[00053] Em uma modalidade, o filtro passa baixa 158 da figura 6 é um filtro FIR de 11 derivações. O filtro FIR de 11 derivações é usado para estimar dinamicamente o ganho de referência coerente complexo α em cada local de subportadora de referência para cada tempo do símbolo. A filtragem durante o tempo com o filtro FIR de 11 derivações e subsequente filtragem através das subportadoras são realizadas para computar uma estimativa local do ganho de referência coerente α para cada local do símbolo QPSK durante tanto tempo quanto frequência. Um maior filtro FIR com mais derivações reduzirá o erro de estimativa quando as estatísticas do sinal forem estacionárias, mas a largura de banda será muito pequena para rastrear mudanças induzidas por efeito Doppler no sinal em máximas velocidades de tronco. Portanto, 11 derivações com uma resposta de impulso tipo Gaussiana simétrica afunilada foram consideradas apropriadas. Um FIR simétrico é usado em vez de um filtro IIR para sua propriedade de fase linear que tem zero erro de polarização para uma característica de desvanecimento de canal linear (aproximadamente) parte a parte através da duração do filtro. Esta saída do sinal de referência coerente uniformizado do filtro FIR é subtraída das amostras de entrada atrasadas para produzir as amostras de ruído instantâneas. Estas amostras de ruído são elevadas ao quadrado e processadas por um filtro IIR 174 para produzir uma estimativa da variância de ruído o2. Este filtro tem uma largura de banda menor que o filtro FIR para produzir uma estimativa, no geral, mais precisa da variância de ruído. Depois que a amostra apropriada atrasar para corresponder aos atrasos do filtro, o peso do símbolo α * /o2 é computado para cada subportadora. Estes valores são uniformizados e interpolados através das subportadoras para cada símbolo OFDM para produzir estimativa mais precisa. Este peso é exclusivo para cada símbolo OFDM e cada subportadora que proveem uma estimativa de local (tempo e frequência) e peso para os símbolos que formam as métricas de ramificação para um subsequente decodificador Viterbi.

[00054] Da forma aqui usada, o "ganho de referência coerente complexo (α)" de um símbolo QPSK (dependendo do local do tempo/frequência, já que ele é dinâmico) é definido como α. Ele é um termo complexo, incluindo componentes reais e imaginários, que representa o ganho e a fase do símbolo associado com ele. Este valor é estimado pelos processamento e filtragem descritos. O "sinal de referência de canal coerente composto xn" é o valor composto de α computado durante todas as subportadoras de referência durante qualquer tempo do símbolo OFDM.

[00055] Os múltiplos papeis das Subportadoras de Referência para aquisição, rastreamento, estimativa da informação de estado do canal (CSI) e operação coerente foram descritos nas patentes incorporadas. O sistema da Patente U.S. 7.305.056 foi desenhado para acomodar veículos com antenas fixas. O sistema foi desenhado para operação coerente na banda de difusão FM (88 - 108 MHz) com largura de banda de desvanecimento para acomodar veículos em velocidades de tronco. Os vários parâmetros de rastreamento coerentes são estimados usando filtros com larguras de banda que se aproximam da máxima largura de banda Doppler esperada (a grosso modo, 13 Hz). Com uma antena fixa, as estatísticas de rastreamento pertinentes do sinal de entrada em relação aos algoritmos de rastreamento são consideradas variando em uma taxa não maior que a largura de banda Doppler.

[00056] Da forma aqui usada, o "ganho de referência coerente complexo (α)" de um símbolo QPSK (dependendo do local do tempo/frequência, já que ele é dinâmico) é definido como α. Ele é um termo complexo, incluindo componentes reais e imaginários, que representa o ganho e a fase do símbolo associado com ele. Este valor é estimado pelos processamento e filtragem descritos. O "sinal de referência de canal coerente composto xn" é o valor composto de α computado durante todas as subportadoras de referência durante qualquer um tempo do símbolo OFDM.

[00057] A terceira patente (7.724.850) usa filtros não lineares para estimar CSI. Os filtros não lineares melhoram o desempenho na presença de ruído de impulso e transientes da etapa. Transientes da etapa podem ser ocasionados por agc saltado ou pela comutação de sistemas de diversidade de antena. Esta patente é listada a seguir, e um diagrama de blocos funcional é mostrado na figura 7.

[00058] A figura 7 mostra um exemplo em que o filtro FIR de 11 derivações é substituído com um filtro de mediana de 5 derivações. O objetivo do(s) processo(s) aqui mostrado(s) é prover estimativas do ganho complexo de canal coerente (valores "a"), juntamente com estimativas do ruído ou interferência. Estas estimativas são locais em tempo e frequência (local da subportadora) para acomodar a experiência do canal com desvanecimento seletivo dinâmico em um ambiente móvel, tal como um automóvel em movimento. Estas estimativas são derivadas a partir dos símbolos da subportadora de referência que foram tirados do sinal recebido e demodulado da forma previamente descrita, e são inseridos na linha 250 como valores complexos Sr,n. Os dados usados para modular estes símbolos já são conhecidos e removidos destes símbolos com a primeira operação de multiplicação conjugada (ilustrada pelo multiplicador 252) para produzir os valores de ganho do canal complexo instantâneos a2r,n na linha 254. A subsequente filtragem de mediana 256 no tempo reduz o ruído ao mesmo tempo em que mantém as mudanças de etapa devido à comutação de antena para produzir valores intermediários a1r,n na linha 258. Estes valores intermediários são adicionalmente filtrados (uniformizados) durante as subportadoras de referência (na frequência), da forma mostrada no bloco 260, para produzir os valores de ganho do canal complexo finais ar,n. Estes valores de ganho ar,n são posteriormente usados fora deste algoritmo para processar (equalizar e prover informação de métrica de ramificação) as constelações de sinal para os símbolos que portam dados da maneira convencional para demodulação de símbolo QAM.

[00059] A próxima etapa deste processo é estimar o ruído associado com cada um destes valores de ganho do canal complexo. As amostras de ruído instantâneas são estimadas pela subtração dos valores ar,n-2 das (apropriadamente atrasadas) correspondentes amostras de entrada ruidosas a2r,n-2, da forma ilustrada pelo ponto de soma 262. Da forma mostrada no bloco 264, o valor da magnitude elevada ao quadrado é computado a partir destas amostras de ruído complexas para produzir as estimativas de variância de ruído instantâneas varn-2 na linha 266. Estas amostras de variância de ruído instantâneas são estimativas fracas do ruído local (tempo e frequência) e exigem processamento e filtragem para produzir estimativas de variância de ruído úteis. Embora filtragem de tempo e frequência mais simples seja normalmente usada para reduzir o erro destas estimativas de variância de ruído instantâneas, este tipo de filtragem não acomodaria efetivamente o ruído mutante devido ao desvanecimento, ação de Controle de Ganho Automático AGC e mudanças de etapa devido à comutação de antena. Portanto, um filtro de mediana 268 é usado para filtrar estas amostras de variância instantâneas no tempo para produzir amostras varfltn-16, e filtragem convencional (filtro linear IIR ou FIR 270) é usada para uniformizar adicionalmente através da frequência (subportadoras) para produzir as estimativas de variância finais o2r,n-16 de uma maneira similar às estimativas de ganho do canal complexo expostas. Um trajeto de alimentação adicional 272 é provido para capturar os impulsos de ruído relativamente grandes que ocorrem devido à comutação de antena. Quando estes valores (escalonado em um fator 0,5, da forma mostrada no bloco 274) excederem as estimativas filtradas por mediana, então, estes valores maiores são selecionados para transmissão para o filtro de uniformização de frequência pela função de seleção de máximo ilustrada no bloco 276. Estes valores são, então, uniformizados através das subportadoras de referência, da forma mostrada no bloco 278. Isto é importante na subsequente formação das métricas de ramificação que explora este conhecimento dos grandes impulsos de ruído.

[00060] Análise e simulação das melhorias do algoritmo na estimativa de referência coerente recém descritas parecem funcionar suficientemente bem para os casos analisados e simulados. Estes casos incluem um canal de desvanecimento fixo e seletivo com largura de banda Doppler consistente com velocidades de tronco e ruído tão baixos quanto 0 dB SNR. Entretanto, outras condições de canal devem ser consideradas, tais como ruído impulsivo, ou efeitos transientes residuais não integralmente suprimidos pelo novo processamento de referência coerente. Neste caso, os valores de referência coerentes ajustados de x são apropriados; entretanto, as estimativas de variância de ruído serão corrompidas. O impulso de ruído pode ser alto para o(s) símbolo(s) onde o impulso ocorreu, mas o filtro IIR suprimirá este valor da estimativa de ruído no instante de impulso, e espalhará a estimativa de ruído através do tempo de resposta de impulso do filtro IIR. Será preferível, neste caso, alimentar as altas amostras de ruído em paralelo com o trajeto IIR (com correspondência de atraso apropriada). Para símbolos em que o pulso de ruído é suficientemente superior à saída do filtro IIR, este pulso de ruído deve ser usado para determinar a variância de ruído estimada para estes símbolos. Quando o trajeto de alimentação for usado para estes pulsos de ruído, a energia no filtro IIR para estas amostras deve ser reduzida, de forma que o pico de ruído local não seja espalhado através da duração do filtro IIR. É fácil considerar diversas variações deste processo para tratar picos de ruído nas estimativas de variância de ruído.

[00061] O processo de estimativa de variância de ruído é modificado para melhorar o desempenho com comutação de transientes e para acomodar um AGC mais rápido. A estimativa de ruído original empregou um filtro IIR de 2 polos com parâmetro a = 1/16 (não deve ser confundido com as notações do valor subscrito "ar,n" para os ganhos de canal complexos). O pico da resposta de impulso deste filtro foi em um atraso de 8 amostras (símbolos), embora a extremidade final do decaimento fosse muito mais longa, tornando o atraso da etapa mais próximo de 16 amostras (símbolos).

[00062] As funções descritas nas figuras 6 e 7 podem ser realizadas, por exemplo, nos blocos do demodulador digital das figuras 1-5.

[00063] De acordo com modalidades da invenção, estas métricas de ramificação podem ser modificadas da forma descrita a seguir a fim de otimizar seu uso na combinação de razão máxima para um sistema de diversidade IBOC FM, incluindo ajuste para efeitos de filtragem não linear, distorção, quantização e sincronismo, da forma descrita nas seguintes seções.

Análise de Métricas de Ramificação Viterbi

[00064] O relacionamento entre razão de portadora por ruído Cd/No e os valores VBM é analisado nesta seção, já que este relacionamento influencia as modificações descritas nas subsequentes seções. As VBMs são formadas pela multiplicação dos símbolos recebidos pelo CSIweight computado. Estes pesos da informação de estado do canal (CSI) são derivados a partir das subportadoras de referência e interpolados através das 18 subportadoras que portam dados entre os pares de subportadoras de referência vizinhos. Este CSIweight combina a ponderação de amplitude para MRC juntamente com uma correção de fase para erros de fase do canal.

em que α* é o conjugado complexo do ganho do canal estimado, em relação a uma energia de símbolo da modulação por deslocamento de fase de quadratura (QPSK) de um, e o2 é uma estimativa da variância do ruído para um símbolo QPSK. Já que a variância de ruído é estimada em duas dimensões para o símbolo QPSK, então, o2 = No (em vez de o2 = No/2 usualmente associado com um filtro correspondente unidimensional). A símbolo QPSK tem uma magnitude nominal de

em que Es , a energia de um símbolo QPSK e Ec é a energia de um dos dois bits de código do símbolo QPSK. Quando um bit recebido for multiplicado pelo peso da CSI, ele tem um valor típico (absoluto) de

[00065] A energia do bit de código Ec é expressada em função da energia do sinal digital total Cd.

[00066] Então, o valor típico (absoluto) das métricas de ramificação pode ser expressado em função de Cd/No.

Ajustes para Filtragem Não Linear

[00067] A análise da métrica de ramificação supradescrita considera filtragem linear ideal. Entretanto, implementações atuais de receptor de Rádio HD empregam diversas técnicas de filtragem não linear para mitigar os indesejáveis efeitos de ruído impulsivo e transientes da etapa devidos ao controle de ganho automático (AGC) e/ou sistemas de antena de diversidade comutada, como é descrito na Patente U.S. 7.724.850, que é, pelo presente, incorporada pela referência. O relacionamento da métrica de ramificação com Cd/No pode ser ajustado para permitir diferença do ganho com estes filtros não lineares. Da forma mostrada anteriormente, o típico relacionamento da métrica de ramificação para o modelo de filtro linear ideal é

[00068] Um diagrama de blocos funcional da técnica de estimativa de CSI que usa filtragem não linear é mostrado na figura 7. O trajeto de sinal no topo da figura 7 mostra um filtro de mediana de 5 derivações. Este filtra os símbolos de QPSK complexa (restrito a BPSK) das subportadoras de referência que foram tirados dos dados. Os valores do símbolo representam o ganho do canal complexo para cada subportadora de referência. O filtro de mediana, neste caso, não impõe uma polarização em relação à média de amostra complexa ponderada que seria obtida por filtragem linear no caso de ruído Gaussiano completamente branco (AWGN). Isto é em virtude de a função de densidade de probabilidade de ruído Gaussiano bidimensional ser simétrica ao redor do valor complexo médio do símbolo QPSK.

[00069] O filtro de mediana de 7 derivações para a estimativa de variância de ruído produz uma polarização em relação a um filtro de ponderação linear. Isto é em virtude de as amostras de erro elevadas ao quadrado terem uma distribuição assimétrica ao redor da média. Especificamente, a soma do quadrado do par de amostras Gaussianas de variância unitária produz uma distribuição Chi-quadrado (o2) com 2 graus de liberdade, com uma média de 2 (2 dimensões) e uma distribuição de

[00070] A variância do ruído é a média da distribuição Chi-quadrado.

[00071] O filtro não linear na implementação do receptor aproxima a variância com a mediana da distribuição Chi-quadrado, e é resolvido por

[00072] O valor da mediana de 1,386 é em relação a uma média linear de 2, produzindo um ganho de ln(2) = 0,693 em vez de ganho unitário esperado de um filtro linear. Entretanto, a mediana de um número finito de amostras (por exemplo, 7) é polarizada ligeiramente superior à mediana verdadeira de um grande conjunto de amostra. Uma simples simulação de um filtro de mediana de 7 derivações móvel em relação a 1 milhão de amostras Chi-quadrado revela que o ganho é aproximadamente 0,76 (em vez de ganho unitário para filtros lineares), subestimando a variância de ruído em 1,2 dB. Isto é devido à assimetria da distribuição do quadrado das amostras Gaussianas complexas. Então, isto tenderá a superestimar o CSIweight em um fator de cerca de 1,316 (1,2 dB).

[00073] Há uma outra não linearidade de filtro devida ao excesso de estimativas de ruído no curto prazo. Neste caso, grandes amostras de ruído impulsivas (escalonadas em 0,5) serão selecionadas como a saída do filtro com ruído elevado ao quadrado. O resultado é que o pico de alimentação do excesso de estimativas de ruído no curto prazo superestimará o ruído. O resultado líquido de ambas não linearidades (filtro de mediana de 7 derivações e seleção de máximo) é que a variância de ruído é subestimada em um fator de 0,83 (0,8 dB), então, o CSIweight é superestimado em um fator de 1,2.

[00074] Os resultados da simulação de um receptor real mostram os valores médios da métrica de ramificação em função de Cd/No. Os resultados mostram que as métricas de ramificação simuladas são um fator de 1,073 (erro de 0,3 dB) maior que os valores previstos em típicos pontos operacionais Cd/No, mesmo depois da correção para filtragem não linear. Uma explicação de porque as VBMs são maiores que o previsto é que a estimativa de símbolo finito (por exemplo, filtro de mediana de 5 derivações) é influenciada pela mediana não zero do ruído através destas 5 amostras. A magnitude do símbolo seria superestimada (embora não polarizada) na saída do filtro de mediana em virtude da adição do vetor do componente de ruído. Isto também resultaria na subestimação da variância de ruído em virtude de a mediana do símbolo ser subtraída das outras amostras, então, elevada ao quadrado para produzir amostras de energia com ruído. O erro líquido seria difícil de analisar em virtude da complicação da filtragem adicional através das subportadoras de referência. Entretanto, este pequeno erro é considerado aceitável como verificação suficiente do ganho de filtro para análise nas subsequentes seções.

[00075] Por estes motivos e de acordo com modalidades da invenção aqui descrita, a previsão de métrica de ramificação computada para filtragem não linear deve incluir um ajuste total de cerca de 2,3 dB (1,2 + 0,8 + 0,3 dB).

Distorção da Métrica de Ramificação

[00076] As métricas de ramificação ideais aumentam em proporção a Cd/No. Entretanto, em baixa SNR, os símbolos de canal tornam-se superestimados. Por exemplo, os símbolos de canal estimados pelo filtro de mediana de 5 derivações terão, no geral, uma mediana não zero mesmo quando nenhum sinal estiver presente. Isto é em virtude do símbolo de canal ser a mediana das 5 amostras de ruído. Isto ocasionará uma subestimação da variância de ruído. Então, métricas de ramificação são superestimadas (distorcidas) em baixa SNR. A expressão para o CSIweight pode ser modificada para "desdistorcer" os valores em baixa SNR. Isto pode ser realizado pela multiplicação do CSIweight existente por um fator de distorção CSIwarp.

em que peso

[00077] O valor dos parâmetros c e p pode ser empiricamente ajustado para melhor desempenho. O valor de Cd/No é relacionado à magnitude da métrica de ramificação nominal, incluindo o fator de correção do ganho para a filtragem não linear.

[00078] As representações gráficas da figura 8 mostram os efeitos de CSIwarp através de uma faixa de Cd/No, isto é, a supressão das métricas de ramificação em baixa SNR. Resultados de simulação sugerem usar c = 0,25, p = 2, já que eles tendem a oferecer o melhor desempenho através de várias condições. Da forma usada nesta descrição, "baixa SNR" significa próximo de zero dB (Ec/No) ou inferior.

Quantização da Métrica de Ramificação

[00079] Restrições de memória são satisfeitas pela imposição de quantização nas métricas de ramificação. Quantização é determinada pelo número de bits usados para representar as VBMs. Embora 8 bits de quantização tenham sido usados, é desejável reduzir estes para menos (por exemplo, 4) bits. A largura da zona de quantização ideal (resolução de quantização) é definida pela seguinte fórmula:

[00080] em que No é uma densidade espectral da energia de ruído, b é o número de bits para uma decisão temporária e T é em unidades de Ec.. Então, em Ec/No = 1, o valor quantizado da métrica de ramificação deve ser 2^. A VBM computada em um receptor IBOC já tem um fator de ^2 na computação, bem como um fator de cerca de 1,3 devido ao ganho de filtragem não linear.

[00081] Então, o fator de escala prático para as métricas de ramificação do receptor IBOC deve ser:

[00082] Em um exemplo, para b = 4 bits de quantização, o fator de escala pode ser escala = 2,17. Então, ±4 representará os valores quantizados em Ec/No = 1, cerca de Cd/No = 54,2 dB_Hz. A faixa máxima é +7/-8, cerca de 3 dB maior que ± EC/No.

[00083] A figura 9 é um diagrama que mostra escalonamento (escala = 2,17) e quantização para Métricas de Ramificação Viterbi. Na figura 9, os números são os valores de quantidade integrais reais representados com 4 bits (16 números possíveis em complemento de 2). Para este exemplo, um valor integral de 4 (ou ±4) é equivalente a Ec/No = 1, ou zero dB, em que Ec/No é a energia do bit de código dividida pela densidade de ruído.

[00084] Os efeitos combinados de escalonamento, quantização e distorção foram simulados para determinar empiricamente as definições de parâmetro para distorção (p e c), bem como o fator de escala associado com bits de quantização VBM. Estes resultados de simulação sugerem um fator de escala da análise prévia. A tabela 1 mostra os valores de escala recomendados para várias escolhas de quantização (bits para VBM).

[00085] Os benefícios da distorção são mais bem medidos com uma banda lateral, já que a distorção mitiga a contaminação da banda lateral ausente devido a VBMs não zero (ruidosos). Quantização de VBM com melhor escalonamento foi simulada (exceto em que um fator de escala de VBM adicional de 32 também foi usado para quantização de 8 bits para garantir a saturação no caso de altas amostras de ruído impulsivas). Os parâmetros de distorção recomendados são c = 0,25, p = 2. Sobre todas as condições simuladas, para quantização de 4 bits, a perda é menor que metade de um dB. Para quantização de 3 bits, ela é menor que um dB (com distorção). Para quantização de 2 bits, degradação é menor que 2 dB (novamente, com distorção). As melhores escolhas para fator de escala para cada quantização de VBM (bits) estão em negrito na tabela 1. Tabela 1. Perda na Quantização de VBM Com melhor escalonamento medido, resultados de BER da distorção da simulação FM Matlab, c = 0,25, p = 2, Semente = 100, 5/24 - 25/12

Sincronismo de VBMs

[00086] Nas modalidades descritas, tanto o primeiro quanto o segundo trajetos de receptor de sinal podem operar independentemente (de forma assíncrona). As VBMs provenientes de cada trajeto de receptor são combinadas quando disponíveis. Ambos os trajetos de receptor usam suas próprias aquisição e rastreamento, e as métricas de ramificação devem ser alinhadas para combinação. Quando apenas um trajeto de receptor tiver métricas de ramificação válidas, então, as métricas de ramificação do outro trajeto de receptor não são adicionadas.

[00087] Desempenho fica próximo do ideal quando ambos os trajetos de receptor estiverem rastreando o sinal com sincronismo apropriado. A melhoria de desempenho principal é alcançada em condições de desvanecimento dinâmico. Quando uma antena estiver em um desvanecimento profundo, as outras antenas podem não ser desvanecidas, e vice-versa. Rastreamento pode ter efeito volante durante curtos desvanecimentos ou interrupções.

[00088] Quando um dos trajetos de receptor não estiver rastreando o sinal, suas métricas de ramificação são, efetivamente, zero e MRC não oferece vantagem adicional para o demodulador de rastreamento, exceto para melhorar a probabilidade de que pelo menos um demodulador esteja decodificando o sinal. Esta situação pode ser melhorada se informação de rastreamento for compartilhada entre receptores. A perda pode ser aparente em AWGN, em que rastreamento pode ser perdido devido à operação abaixo do limite de SNR do receptor individual, em que o ganho de combinação oferecerá desempenho da taxa de erro de bit (BER) suficiente se este receptor estava rastreando.

[00089] Alternativamente, ambos os trajetos de receptor podem compartilhar sincronismo com base em ambos os sinais de antena. Esta opção oferece melhor desempenho, mas extensivas modificações do software demodulador são exigidas através do demodulador individual. Alinhamento entre métricas de ramificação é trivial em virtude de ambos os trajetos de receptor já estarem sincronizados. A aquisição e o rastreamento são comuns a ambos os trajetos de sinal. O sincronismo entre o par de trajetos de sinal de entrada deve ser garantido, e frequências do oscilador local do sintonizador devem ser travadas. Desempenho é melhorado em todas as condições. O desempenho da aquisição e do rastreamento é melhorado juntamente com o desempenho de BER da decodificação do sinal.

II. AQUISIÇÃO E SINCRONISMO DE QUADRO USANDO DSQM

[00090] Da forma previamente declarada, um receptor IBOC FM que implementa MRC opera em condições de baixa SNR. Receptores IBOC existentes usam parâmetros para aquisição e sincronismo de quadro que podem, de acordo com modalidades da invenção aqui descrita, ser otimizados para estas condições de baixa SNR usando uma Métrica da Qualidade do Sinal Digital (DSQM).

[00091] A Métrica da Qualidade do Sinal Digital (DSQM) é uma função algorítmica usada para medir (computar) a qualidade de um sinal OFDM digital. A DSQM é um número que varia de zero a um, indicando a viabilidade das bandas laterais digitais de um sinal IBOC FM. Um valor próximo de zero indica que nenhum sinal usado é detectado, ao mesmo tempo em que um valor próximo de um indica que a qualidade do sinal é quase ideal. Um valor na faixa média de 0,5, por exemplo, indica um sinal digital corrompido, mas, possivelmente decodificável. A Patente U.S. 7.933.368 descreve a função DSQM e é, pelo presente, incorporada pela referência.

[00092] A DSQM tem diversas aplicações: 1) detectar um canal de sinal digital viável para procura/busca digital, 2) estabelecer sincronismo de símbolo inicial e deslocamento da frequência da portadora para aquisição do sinal digital, 3) avaliar qualidade de sinal do elemento de antena para comutação de diversidade e MRC, em que uma versão mais eficiente, com DSQM leve, explora o conhecimento de sincronismo de símbolo existente.

[00093] A figura 10 é um diagrama de blocos funcional do processamento da DSQM. Sinais de banda lateral banda lateral superior e inferior são recebidos nas linhas 300 e 302, respectivamente. Estes sinais podem ser recebidos a partir de filtros de isolamento da banda lateral em 186 ksps (em que decimação por 2 filtros é usada para 372 ksps). Os sinais são deslocados para banda base em misturadores 304 e 306. Filtros de pré- aquisição 308 e 310 filtram os sinais de banda base. As métricas de qualidade do sinal Q e o índice de pico P para cada banda lateral digital são determinados, da forma mostrada nos blocos 312 e 314. Então, as métricas de qualidade Q e o índice de pico P combinados são usados para computar uma DSQM, da forma mostrada no bloco 316. Uma estimativa do sincronismo de símbolo e do deslocamento da frequência da (sub)portadora para o caso de aquisição inicial é computada, da forma mostrada no bloco 318.

[00094] A computação da DSQM mostrada na figura 10 é composta por 5 componentes relacionados: 1) deslocar frequência central da largura de banda do sinal de pré-aquisição para banda base, 2) filtrar pelo filtro de pré- aquisição cada banda lateral, 3) computar métricas de qualidade do sinal Q e índice de pico P para cada banda lateral digital, 4) combinar as métricas de qualidade do sinal para formar DSQM composta e 5) estimar sincronismo de símbolo e deslocamento da frequência da (sub)portadora para o caso de aquisição inicial.

[00095] Uma parte das larguras de banda do sinal USB e LSB é usada para a estimativa da DSQM. Em um exemplo, a parte de frequência desejável é centralizada em cerca de 155 kHz para o USB e -155 kHz para o LSB. Uma largura de banda de cerca de 46,5 kHz é usada para DSQM em virtude de ela permitir a supressão de um primeiro sinal analógico adjacente em potencial. A amostragem Nyquist destes sinais resulta em computação eficiente.

[00096] A DSQM também estima limite de símbolo do receptor e erro de frequência ocasionado por diferentes osciladores de referência do transmissor e do receptor e incerteza do limite de símbolo. Suas correções de uma vez são aplicadas antes do início da demodulação; sincronismo é mantido posteriormente pelo controle de rastreamento no demodulador.

[00097] Uma descrição mais detalhada da DSQM é provida a seguir, na Seção III. Descrição do Algoritmo da DSQM. Uma implementação mais eficiente da DSQM, chamada da DSQM leve, pode ser usada para comutação de diversidade de antena. O Pedido de Patente U.S. 13/165.325, depositado em 21 de junho de 2011 e intitulado "Method And Apparatus For Implementing Signal Quality Metrics And Antenna Diversity Switching Control", descreve a função DSQM leve e é, pelo presente, incorporada pela referência. A eficiência da DSQM leve é derivada a partir do conhecimento do sincronismo de símbolo depois que o sinal tiver sido adquirido. Em vez do processamento da íntegra do vetor do símbolo, a DSQM é computada apenas para as amostras sincronizadas no símbolo.

[00098] DSQM e/ou DSQM leve podem ser usadas para otimizar parâmetros para o uso de diversidade de antena MRC em um receptor que opera em uma SNR inferior. Já que o desempenho em AWGN pode melhorar em até 3 dB, a aquisição e o rastreamento também devem ser capazes de operar em 3 dB mais baixo. Mesmo maiores melhorias na sensibilidade da recepção são possíveis no desvanecimento. Entretanto, o rastreamento de símbolo do quarto de energia nas implementações do demodulador previamente usadas se decompõe nestas condições operacionais em SNR inferior. Limites na DSQM e exigências de correlação com padrões de sincronismo nas subportadoras de referência para sincronismo de quadro podem ser modificados para melhorar a aquisição em SNR inferior. Um diagrama de blocos funcional de um receptor que emprega a técnica de diversidade de antena MRC para sinais OFDM é mostrado na figura 1.

[00099] Uma estratégia de processamento de sinal descrita a seguir inclui eliminar o rastreamento de símbolo do quarto de energia, juntamente com a detecção de "Trilha Ruim" do quarto de energia. Trilha ruim é uma condição em que o rastreamento de símbolo estabelece em algum lugar diferente do limite de símbolo real, e ali permanece preso. A técnica do quarto de energia é comumente usada para tirar a modulação de fase dos dados imposta nos símbolos QPSK. Isto deixa a informação de ganho complexa usada para estimar Informação de Estado do Canal (CSI) que é usada nas subsequentes computações de Métrica de Ramificação Viterbi. A operação do quarto de energia multiplica o ângulo do ganho complexo por 4. Isto é remediado pela divisão do ângulo resultante por 4 para produzir a fase de canal. Entretanto, ela também multiplica o ruído por um fator de 4. Isto é tipicamente aceitável para operação de um único receptor, já que o algoritmo de aquisição e rastreamento com base no quarto de energia opera de forma aceitável na SNR mais baixa para dados usados. Entretanto, a SNR operacional inferior de um receptor MRC é impedida em virtude do maior ruído devido ao processamento do quarto de energia, então, um técnica alternativa é buscada.

[000100] Já que o processamento do quarto de energia é descartado, permite-se que o rastreamento de símbolo tenha efeito volante usando o deslocamento de amostra do sincronismo de símbolo determinado pela DSQM durante este período. O erro do sincronismo de amostra derivará durante este tempo devido ao erro do relógio (por exemplo, 100 ppm resulta em derivação de 18,6 amostras/seg em taxa de amostragem de 186 kHz). Se o sincronismo de símbolo derivar muito, então, o laço de rastreamento de símbolo pode não ser capaz de convergir para o ponto operacional correto. O rastreamento de símbolo que usa subportadoras de referência é iniciado depois que um subquadro inicial for encontrado, o que impedirá derivação de sincronismo de símbolo adicional. Portanto, para evitar uma condição de trilha falsa, uma reaquisição deve ser invocada em cerca de 0,5 segundo depois da DSQM se o subquadro inicial não for encontrado.

[000101] É importante suprimir métricas de ramificação falhas provenientes de um demodulador, de forma que não contamine o demodulador alternativo. Isto pode acontecer durante uma condição de rastreamento de símbolo falha em baixa SNR. Este não é necessariamente um problema com um demodulador individual (não MRC) em virtude de o sinal poder ser indecodificável de qualquer maneira. Já que MRC combina métricas de ramificação provenientes de ambos os demoduladores, a possibilidade de contaminação deve ser evitada. Um detector de trilha ruim com base em DSQM é descrito a seguir com este propósito, bem como para reaquisição.

[000102] Além do mais, filtragem deve ser usada da forma descrita nas seguintes seções.

Filtragem de Pré-Aquisição

[000103] Para impedir falsa aquisição em grandes segundos canais adjacentes, cada banda lateral primária pode ser filtrada antes do processamento da DSQM. O filtro de pré-aquisição pode ser desenhado para prover rejeição de banda de interrupção de 60 dB, ao mesmo tempo em que limita o impacto na banda lateral primária desejada.

[000104] Um eficiente meio de computação da DSQM envolve decimar a taxa de amostragem do sinal de banda base complexo de entrada em aproximadamente 46,5 ksps para cada banda lateral digital (LSB & USB). Isto pode ser realizado pelo uso do conjunto de filtros de isolamento. Entretanto, se a taxa de amostragem de saída das bandas laterais digitais for 372 ksps, então, um par de filtros de decimação por 2 pode ser inserido na frente dos misturadores complexos e filtros de pré-aquisição para prover a taxa de amostragem esperada de 186 ksps.

Filtro Passa Alta de Meia Banda

[000105] A figura 11 é um diagrama de blocos funcional dos filtros de pré-aquisição precedidos com filtros de decimação. A figura 11 mostra os misturadores complexos 320, 322 e filtros de pré-aquisição 324, 326 precedido por um filtro Passa Alta de Meia Banda 328, 330 para reduzir a taxa de amostragem de entrada de 372 para 186 ksps. Amostras digitais de banda base USB e LSB complexas são transmitidas a partir dos filtros de isolamento USB e LSB em 372 ksps. Um filtro Passa Alta de Meia Banda é usado para decimar as taxas de amostragem USB ou LSB de 372 ksps para 186 ksps. O espectro deste filtro tem simetria de meia banda, com coeficientes alternados iguais a zero. Versões integrais destes coeficientes de filtro são apresentadas na Tabela 2, mostrando apenas coeficientes unilaterais começando no índice de coeficiente central 0 até 15. Estes coeficientes integrais serão multiplicados por 2-15 para um ganho de banda de passagem unitário. Os coeficientes negativamente indexados (não mostrados na Tabela 2) são iguais aos coeficientes positivamente indexados.

[000106] Depois da decimação por 2 até 186 ksps, e mistura complexa, as bandas laterais digitais USB e LSB passam por filtragem adicional pelo filtro de pré-aquisição. Este filtro deve ter fase linear e uma mínima taxa de amostragem de saída consistente com características da banda de passagem. Cada uma das bandas laterais superior e inferior deve ter uma banda de passagem de cerca de 46 kHz, a fim de minimizar a corrupção proveniente da primeira interferência analógica adjacente e da segunda interferência digital adjacente. Este filtro pode ser desenhado usando uma taxa de amostragem de saída decimada por 4 (46,51171875 ksps).Tabela 2 - Coeficientes Positivamente Indexados dos Filtros USB e LSB Passa Alta de Meia Banda

[000107] A figura 12 mostra o espectro de Filtro de Meia Banda Passa Alta antes da decimação por 2. A saída depois da decimação por 2 centralizará a banda de passagem do filtro em zero Hz. As representações gráficas mostram as respostas indecimado sobre a largura de banda Nyquist para taxa de amostragem de entrada complexa de 372 ksps, embora apenas a saída decimada seja computada (para eficiência). Note que a banda de passagem de 6 dB de banda base abarca a largura de banda de meia banda de 93 kHz até 279 kHz, a largura de banda Nyquist na taxa de amostragem de saída. O filtro de decimação LSB tem um espectro idêntico, mas com frequências negativas. Na figura 12, as unidades para o eixo geométrico vertical são dB e para o eixo geométrico horizontal Hz (frequência); k é um índice de amostragem, e K é o número total de amostras em FFT.

Filtro de pré-aquisição de Quarto de banda

[000108] O filtro de pré-aquisição de quarto de banda isola eficientemente uma parte da banda de passagem de saída do filtro de banda lateral digital primária superior ou inferior, suprimindo os efeitos da interferência do canal adjacente. Em uma modalidade, antes da filtragem, o USB isolado é efetivamente deslocado na frequência em -155,0390625 kHz, e o LSB isolado é efetivamente deslocado na frequência em +155,0390625 kHz. A mudança de frequência centraliza o filtro de pré-aquisição na banda base (dc), reduzindo a complexidade pela permissão de um filtro de quarto de banda simétrico (real). Na prática, a mudança de frequência pode ser realizada pela mistura do codinome da banda base do USB de entrada em 31,0078125 kHz

. De uma maneira similar, o codinome da banda base do LSB de entrada pode ser deslocado em -31,0078125 kHz

. Esta mudança de frequência permite que o fasor complexo seja armazenado em uma tabela de busca circular com apenas 6 coeficientes por ciclo.

[000109] Em um exemplo, vetores para mudança de frequência complexa e coeficientes de filtro são computados e pré-armazenados. Pré- armazenamento do exponencial complexo em um vetor de 6 elementos fshft.

[000110] A saída do filtro de pré-aquisição é adicionalmente decimada por 4, e é subsequentemente usada para aquisição. O espectro do filtro tem simetria de quarto de banda, em que cada quarto coeficiente é zero. Versões integrais destes coeficientes de filtro são apresentadas na Tabela 3, que mostra apenas coeficientes positivamente indexados, começando no índice central 0 até 11. Estes coeficientes integrais serão multiplicados por 2-15 para ganho de banda de passagem unitário. Os coeficientes negativamente indexados são iguais aos coeficientes positivamente indexados.Tabela 3. Coeficientes Positivamente Indexados do Filtro de Pré-Aquisição de Quarto de Banda

[000111] O espectro de magnitude de uma modalidade do filtro de pré- aquisição para o USB é mostrado na figura 13. As representações gráficas mostram as respostas através de uma largura de banda selecionada na taxa de amostragem de 372 ksps, então, os efeitos do filtro além de 200 kHz podem ser vistos na representação gráfica. A saída real do filtro de pré-aquisição adquire codinome para centralizar o filtro em zero Hz em uma taxa de amostragem de 46,5 ksps. Estas representações gráficas incluem o espectro de saída do filtro de banda lateral digital primária de decimação superior e o espectro efetivo do filtro de pré-aquisição de quarto de banda. Note que a banda de passagem da banda base abarca a largura de banda do quarto de banda de cerca de 132 a 178 kHz. Esta banda de passagem foi escolhida para minimizar a corrupção durante a aquisição devido à primeira interferência FM analógica adjacente e segunda interferência de banda lateral digital adjacente. As características de LSB são as mesmas, mas com frequências de banda base negativas.

III. Descrição do Algoritmo da DSQM

[000112] A computação da DSQM explora correlação de prefixo cíclico em cada símbolo para construir picos de correlação. A posição dos picos indica o local do verdadeiro limite de símbolo nas amostras de entrada, ao mesmo tempo em que a fase dos picos é usada para derivar o erro de deslocamento de frequência através de um espaçamento de subportadora. Diversidade de frequência é alcançada pelo processamento independente das bandas laterais primárias superior e inferior. Quando ambas as bandas laterais forem viáveis, então, elas são combinadas para melhorar a estimativa. Um meio eficiente para computar a DSQM envolve decimar a taxa de amostragem do sinal de banda base complexo de entrada deslocada na frequência em aproximadamente 46,5 ksps. Um diagrama de blocos funcional de uma modalidade da computação da métrica de qualidade para cada banda lateral é mostrado na figura 14.

[000113] A figura 14 ilustra as computações de métrica de qualidade de USB ou LSB. As entradas no processamento da DSQM são blocos do tamanho do símbolo de amostras de banda lateral primária superior e inferior. Cada bloco é composto por 135 amostras complexas em uma taxa de aproximadamente 46,5 ksps, representando um tempo do símbolo. Estes blocos têm limites arbitrários que não coincidem necessariamente com os limites dos símbolos transmitidos. Entretanto, pela exploração de uma correlação inerente nos símbolos transmitidos, seus limites verdadeiros podem ser certificados.

[000114] A entrada 340 é um símbolo de 135 amostras recebido a partir do filtro de pré-aquisição de banda lateral tanto superior quanto inferior. As amostras de entrada são deslocadas em 128 amostras 342 e o conjugado complexo 344 das amostras deslocadas é multiplicado 346 pelas amostras de entrada. Dezesseis símbolos são dobrados, da forma mostrada pelo bloco 348 e pelo adicionador 350. As somas dobradas são filtradas por um filtro correspondente 352.

[000115] A magnitude elevada ao quadrado 354 de cada símbolo de entrada é atrasada 342 em 128 amostras e adicionada 356 nas amostras com magnitude elevada ao quadrado atuais 358. Dezesseis símbolos são dobrados, da forma mostrada pelo bloco 360 e pelo adicionador 362. As somas dobradas são filtradas por correspondência 364. A razão do quadrado do valor absoluto da saída do filtro correspondente 352 e do quadrado da saída do filtro correspondente 364 é computada da forma mostrada no bloco 366 para produzir o sinal Qm. O índice do valor de pico de Q é encontrado, da forma mostrada no bloco 368. O valor de pico complexo é selecionado e normalizado, da forma mostrada no bloco 370, e o resultado é usado para estimativa de deslocamento de frequência.

[000116] No exemplo ilustrado pela figura 14, devido a um prefixo cíclico aplicado no transmissor, as primeiras e últimas 6 amostras (em 46,5 ksps) de cada símbolo transmitido são altamente correlacionadas. Considera- se que uma amostra de valor zero é sincronizada com o limite de símbolo, então, o processamento da sétima amostra é evitado. O processamento da DSQM revela esta correlação pela multiplicação conjugada complexa de cada amostra em seu enquadramento de símbolo arbitrário com suas 128 amostras predecessoras. Quando os produtos ficarem na região de prefixo cíclico do mesmo símbolo transmitido, eles formam um pico de 6 amostras com fase e amplitude comuns que refletem metade da forma de pulso de cosseno elevado à raiz complementar em cada extremidade do símbolo. O local deste pico de correlação no produto de 135 amostras indica o limite de símbolo transmitido, e a fase indica o erro de frequência.

[000117] O pico de 6 amostras de correlação durante um único símbolo não é facilmente distinguido dos produtos ruidosos das amostras não correlacionadas. Para aprimorar a detectabilidade do pico, os produtos de correlação correspondentes de 16 símbolos contíguos são "dobrados" no topo uns dos outros (adicionados ponto a ponto) para formar um vetor de aquisição de 135 amostras. Esta operação de "dobra conjugada", depois da inicialização do vetor u em zeros, é descrita como

ou, equivalentemente,

em que y é o sinal de entrada proveniente do filtro de pré- aquisição, u é o vetor de aquisição dobrado, m é o índice de amostragem do vetor dobrado, s é o índice de símbolo dobrado e S = 16 é o tamanho do bloco de aquisição (ou número total de símbolos dobrados).

[000118] O pico dobrado de 6 amostras, embora visível no vetor de aquisição, ainda é um tanto ruidoso. Portanto, o pico é aprimorado com um filtro FIR de 6 derivações hk cuja resposta de impulso corresponde à forma do pico de correlação.

em que m é o índice de amostra de saída, u é a entrada do filtro correspondido, w é a saída do filtro correspondente e h a resposta de impulso do filtro definida a seguir.

[000119] Note que este filtro é ainda simétrico com 6 derivações, tendo um atraso em grupo efetivo de 2,5 amostras. Este atraso em grupo deve ser acomodado durante a localização das amostras sincronizadas com símbolo na taxa de amostragem não decimada superior.

[000120] O pico de correlação é aprimorado por Normalização. Não apenas há uma correlação de fase entre as primeiras e últimas 6 amostras de um símbolo OFDM, mas também há uma correlação de amplitude devida à modelagem de pulso de cosseno elevado à raiz aplicada no transmissor. Esta correlação de amplitude pode ser explorada como segue. A magnitude elevada ao quadrado de cada símbolo de entrada é atrasada em 128 amostras e adicionada nas amostras com magnitude elevada ao quadrado atuais, da forma mostrada na figura 14. Depois de dobrar os primeiros 16 símbolos e da filtragem correspondida, um limite de símbolo fica aparente. O local do limite de símbolo é marcado por uma redução na amplitude da forma de onda resultante. A normalização do pico de correlação existente com esta forma de onda aprimora o pico pela redução do nível de todas as amostras, exceto aquelas coincidentes com o limite de símbolo. Esta operação, depois da inicialização do vetor v em zeros, é descrita como

ou, equivalentemente,

em que y é o sinal de entrada proveniente do filtro de pré- aquisição, v é o vetor dobrado, m é o índice de amostragem do vetor dobrado, s é o índice de símbolo dobrado e S = 16 é o tamanho do bloco de aquisição (ou número total de símbolos dobrados).

[000121] O pico dobrado de 6 amostras, embora visível no vetor de aquisição, ainda é um tanto ruidoso. Portanto, o vetor v é aprimorado com um filtro FIR de 6 derivações gk cuja resposta de impulso corresponde à forma da região de limite de símbolo.

[000122] A filtragem correspondida da forma de onda de normalização é idêntica àquela realizada para o pico de correlação, exceto em que as derivações do filtro correspondente são elevadas ao quadrado e, então, divididas ao meio para garantir normalização apropriada:

de correlação multiplicado conjugado, e gk são as novas derivações para a forma de onda de normalização. Note que este filtro também é uniformemente simétrico com 6 derivações, com um atraso em grupo efetivo de 2,5 amostras. Este atraso em grupo deve ser acomodado durante a localização das amostras sincronizadas com símbolo na taxa de amostragem não decimada superior. Um vetor da métrica de qualidade Q é computado a partir dos vetores w e x.

[000123] O valor de pico QP do vetor Q, e seu índice P, são identificados. O valor de pico QP é adicionalmente processado para reduzir a probabilidade de detecção falsa devido a um estímulo, por exemplo. Um forte estímulo na ausência de ruído ou sinal digital pode produzir um pico de correlação que é maior que um sobre a íntegra do vetor de correlação do símbolo. Para impedir esta detecção falsa, condições são colocadas no resultado de QP, o que zeraria o QP se uma detecção falsa fosse suspeitada. Uma condição é que o valor de pico QP deve ser menor que um. Uma segunda condição é que a soma das amostras de correlação, espaçadas a cada 3 amostras da amostra de pico, deve ser menor que algum valor (por exemplo, esta soma deve ser menor que 2). Esta discriminação é implementada pela multiplicação do valor de pico QP por duas expressões Booleanas (valor 0 ou 1).

[000124] O valor de pico da forma de onda da correlação normalizada é representativo da qualidade relativa desta banda lateral. A íntegra da computação recém descrita nesta seção é feita tanto para o USB quanto para o LSB, e os resultados finais são salvos como QU, QL, PU e PL para subsequente computação da DSQM.

[000125] Uma vez que a forma de onda da correlação é efetivamente normalizada para cada banda lateral, o valor e o índice do pico são descobertos. O delta do índice de pico compara os índices de pico das bandas laterais superior e inferior para cada bloco de dezesseis símbolos. Já que os limites de símbolo são valores de módulo 135, os deltas computados devem ser apropriadamente distorcidos para garantir que a mínima diferença seja usada.

em que PU e PL são os índices de pico da forma de onda da correlação normalizada para as bandas laterais superior e inferior.

Cálculo da DSQM

[000126] Uma vez que o delta do índice de pico e as estimativas de qualidade foram computados, eles são usados para calcular a DSQM. A DSQM examina separadamente a qualidade de cada banda lateral individual, além de avaliar o delta do índice de pico e a soma das estimativas de qualidade a partir de ambas as bandas laterais. Desta maneira, um sinal viável pode ser identificado com sucesso mesmo quando uma de suas bandas laterais tiver sido corrompida por interferência.

[000127] Detecções falsas podem ocorrer em um sinal apenas analógico em um canal de ruído muito baixo. Neste caso, alguns dos componentes do sinal FM existem na banda de detecção da DSQM, e podem disparar detecção da DSQM. É improvável que a correlação nas bandas laterais superior e inferior tenha pico no mesmo local, e esta detecção falsa ocorreria mais provavelmente em uma banda lateral apenas.

[000128] Uma verificação de consistência temporal pode ser usada para discriminar em relação a esta condição. Esta verificação de consistência temporal impede a detecção inicial em uma banda lateral apenas. Se apenas uma banda lateral passar o limite na primeira medição da DSQM, e ΔP > 1, então, uma segunda computação da DSQM é usada para avaliar se o pico de correlação ocorre no mesmo local (PL ou PU) nesta banda lateral. Se o índice de pico proveniente de uma banda lateral for consistente nas duas medições da DSQM consecutivas, então, a aquisição é declarada bem sucedida.

[000129] O fluxograma da figura 15 pode ser usado para aquisição do sinal digital. Ele também pode ser usado em uma função de busca, coordenado pelo controlador do hospedeiro, por exemplo. O limite da qualidade do sinal de busca SeekThres é usualmente definido em um nível superior àquele usado para aquisição, de forma que a função de busca pare apenas em um sinal razoavelmente bom. O limite de aquisição normal Thres é inferior para permitir aquisição nos sinais marginais. Busca ou aquisição são determinadas como bem sucedidas ou não depois de uma ou duas iterações. O algoritmo continua a iterar até que o sinal digital seja adquirido com sucesso, ou é interrompido pelo controlador do hospedeiro, por exemplo.

[000130] A primeira iteração do algoritmo ACQ 380 é indicada pela inicialização do InitFlag em um e DSQMSeqNum em um (bloco 382). Métricas de qualidade QL e QU, índices do índice de pico PL e PU e ΔP são computados (bloco 384). Se o indicador inicial não for igual a 1 (bloco 386), uma verificação de consistência temporal é realizada em cada banda lateral (bloco 388), exceto na primeira iteração em que índices de pico prévios não estão disponíveis. Se o indicador inicial for igual a 1, uma DSQM é computada e selecionada (Q máximo, se ΔP < 2); banda(s) lateral(is) superior e/ou inferior é (são) identificada(s) pela definição de Lacq = 1 e/ou Uacq = 1 (bloco 390). Se este valor da DSQM exceder o limite de aquisição Thres (por exemplo, Thres = 0,2) (bloco 392), então, o valor da DSQM, juntamente com DSQMSeqNum e DSQMDetBit, são transmitidos (bloco 394). A DSQMDetBit é determinada pelo resultado Booleano da comparação da DSQM com o Limite de Busca (por exemplo, 0,5).

[000131] Se a primeira DSQM (desta iteração) falhar em exceder o limite de aquisição (por exemplo, 0,2), então, uma outra DSQM é computada com base no máximo de QL ou QU (mas não ambos juntos) (bloco 396). Se esta DSQM falhar em exceder o limite de aquisição (bloco 398), então, estes valores da DSQM, DSQMSeqNum e DSQMDetBit são transmitidos (bloco 400) e DSQMSeqNum é incrementada (bloco 402); a próxima iteração do algoritmo é, então, executada usando os parâmetros no bloco 403. Entretanto, se esta DSQM exceder o limite de aquisição, então, aquisição bem sucedida é declarada (bloco 404) (se esta não for a primeira iteração do algoritmo, bloco 406); caso contrário, a próxima iteração do algoritmo pode reiniciar.

IV. EXEMPLO DE AQUISIÇÃO DE FREQUÊNCIA E SINCRONISMO

[000132] Aquisição é o processo de estabelecimento do sincronismo de símbolo inicial e deslocamento de frequência para subsequente rastreamento. Um limite para DSQM é estabelecido quando um sinal suficientemente confiável for detectado. A amostra de sincronismo de símbolo é determinada pelo índice de qualidade de pico P. Este índice é determinado com uma regra de decisão com base na qual bandas laterais foram usadas para produzir o valor final da DSQM. As bandas laterais selecionadas são indicadas pelos valores Booleanos de Lacq e Uacq, da forma determinada no algoritmo da figura 15. Se tanto o USB quanto o LSB sozinhos forem usados, então, o índice de pico será o índice da banda lateral selecionada. Entretanto, se ambas as bandas laterais foram usadas, então, os índices são módulo 135 ponderado. Ajustes neste valor para decimação, atrasos de filtro ou outros atrasos de implementação devem ser realizados.

[000133] O deslocamento de frequência em Hz pode ser estimado usando o valor complexo do pico de correlação normalizado. O valor para cada banda lateral pode ser ajustado em fase para acomodar a mudança de frequência em relação ao centro da largura de banda de pré-aquisição. O valor final depende de qual(is) banda(s) lateral(is) é(são) usada(s), pela seguinte expressão:

[000134] O erro de frequência em Hz é proporcional ao ângulo de Qcmplx.

[000135] Entretanto, o NCO pode exigir que o negativo deste erro de frequência seja traduzido em um incremento de fase phinc em radianos por amostra.

; em que fs é a taxa de amostragem NCO.

[000136] Além do mais, é comum que implementações de ponto fixo usem a faixa do módulo de um número de complemento de dois para representar um círculo completo.

V. DSQM LEVE PARA DIVERSIDADE DE ANTENA

[000137] Ao mesmo tempo em que uma métrica da qualidade do sinal digital (DSQM) pode ser usada para comutação de diversidade de antena, a DSQM computada durante aquisição do sinal é computacionalmente intensiva, e envolve processamento redundante depois que o sincronismo de símbolo for estabelecido. Esta seção descreve um algoritmo para computação mais eficiente da DSQM, chamada de DSQM leve. Ela é derivada a partir do algoritmo de aquisição descrito nas seções prévias, mas a complexidade computacional é reduzida tirando vantagem do sincronismo de símbolo. Já que os locais das regiões de prefixo cíclico dos símbolos são conhecidos, não há necessidade de computar todos os pontos de correlação através da íntegra do símbolo.

[000138] Esta função DSQM é com base na técnica de DSQM previamente descrita para gerar uma métrica apropriada que pode ser usada para comutação de diversidade de antena (entre outros usos). Os algoritmos da DSQM processam grupos de 16 símbolos para produzir uma métrica.

[000139] Já que os limites de símbolo já estão estabelecidos no dispensador de símbolo quando a DSQM for usada para comutação de diversidade, não há necessidade de computar mais de um pico, e a informação de fase não é aqui necessária ou usada.

Computação Eficiente da DSQM para Comutação de Diversidade

[000140] Depois da aquisição inicial descrita na Seção IV exposta, uma redução substancial em MIPS (milhões de instruções por segundo) pode ser realizada pela limitação do processamento de amostras de sinal nas as regiões de prefixo cíclico dos símbolos. Já que as amostras de símbolo já estão enquadradas pelo dispensador de símbolo na presente implementação, é relativamente direto selecionar as regiões de prefixo cíclico para processamento da DSQM. Há apenas 6 amostras para processar em cada extremidade do símbolo de 135 amostras na taxa de amostragem decimada por 16. Será mostrado posteriormente que apenas índices de amostra 1 até 6 e 129 até 134 precisam ser computados; a amostra 0 não é necessária, já que ela deve ser sincronizada para ter um valor zero.

Computação da DSQM Leve

[000141] Um processo para computar DSQM leve usa as seguintes etapas.

[000142] ETAPA 0 (para entrada de 372 ksps): Se a taxa de amostragem de entrada não for aproximadamente 186 ksps, então, um filtro de decimação pode ser inserido para alcançar esta taxa de amostragem. Um filtro de decimação Passa Alta de Meia Banda foi previamente descrito com este propósito; entretanto, é mais eficiente computar apenas as amostras necessárias para esta computação da DSQM Leve. Define-se USB2x e LSB2x como os vetores do símbolo de entrada de 1.080 amostras em 372 ksps. Estes vetores são filtrados pelo filtro Passa Alta de Meia Banda de 31 elementos hbf, ao mesmo tempo em que decima-se por 2 para produzir 540 vetores de elemento USB e LSB. Note que embora 540 vetores de amostra sejam gerados, apenas as faixas n = 1 a 35 e n = 505 a 539 precisam ser computadas, e os elementos não computados restantes são definidos em zero.

[000143] Elementos não computados n = 0 e n = 36 a 504 não são usados em cálculos subsequentes. Coeficientes de filtro para hbf são escalonados em 2-15 para implementação de ponto fixo.

[000144] ETAPA 1: Colocar os pontos finais deslocados na frequência pshft e qshft para as bandas laterais superior e inferior em vetores para cada símbolo:

[000145] ETAPA 2: Estes vetores são filtrados com hqb e, então, decimados por um fator de 4.

[000146] ETAPA 3: A operação de "multiplicar e dobrar conjugada" é matematicamente descrita para cada banda lateral superior ou inferior pelas seguintes equações:

[000147] em que s é o índice de símbolo dobrado, e S = 16 símbolos é o tamanho do bloco de aquisição.

[000148] ETAPA 4: O fator de normalização v é usado para escalonar a DSQM em uma faixa de 0 a 1:

[000149] ETAPA 5: O valor de qualidade Q para a banda lateral tanto inferior quanto superior é computado como:

[000150] em que coeficientes de filtro h e g são pré-computados como:

[000151] ETAPA 6: Finalmente, a métrica DSQM composta é computada (0 < DSQM < 1). Note que a condição de sincronismo de amostra adicional não é imposta quando as duas bandas laterais forem combinadas. Isto é em virtude de sincronismo de símbolo ser considerado e o alinhamento de sincronismo ser garantido pelo dispensador de símbolo.

[000152] A seguir, o efeito do limite de qualidade (Q) da DSQM e do limite do delta da amostra de pico (ΔP) é examinado. Resultados de simulação foram usados para estimar a probabilidade de um erro de sincronismo de símbolo da DSQM individual (por exemplo, uma banda lateral) (135 amostras/símbolo) em função de Cd/No. Com o propósito desta análise, considera-se que o erro de sincronismo é em relação a zero, e é definido sobre 135 amostras que variam de -67 a +67. Erros de sincronismo negativos têm a mesma probabilidade de erros de sincronismo positivos, então, eles não são mostrados nas tabelas a seguir. O erro de sincronismo é considerado uniforme fora de ±5 amostras, a região de prefixo cíclico.

[000153] As tabelas 4 a 7 mostram a probabilidade condicional Psample(P,thres,Cd/No) de que P seja um valor em particular dos 135 valores possíveis, dado que o limite de qualidade (isto é, 0,0, 0,1, 0,15 e 0,2) é excedido (Q > thres) da forma caracterizada através da simulação. A variável Cd/No é a razão da portadora por densidade de ruído em unidades de dB_Hz. Embora um maior valor thres discrimine em relação a picos errôneos, ele também reduz a probabilidade de aquisição bem sucedida para cada experiência de DSQM. Note que a tabela 4 não impõe condição de qualidade no limite de qualidade da DSQM, já que thres = 0,0 neste caso.

[000154] A probabilidade de um erro de sincronismo em particular quando nenhum sinal estiver presente é independente de thres, e é, simplesmente, a probabilidade uniforme de selecionar qualquer um dos 135 deslocamentos de sincronismo de amostra.

[000155] A probabilidade de que uma medição de qualidade da DSQM exceda o limite (Q > thres) para um dado Cd/No é definida como P1(thres,Cd/No) . Este parâmetro é em função de thres e Cd/No, da forma caracterizada através da simulação; resultados são mostrados na tabela 8.

Aquisição Usando Múltiplas Medições da DSQM

[000156] A probabilidade de aquisição é a probabilidade em conjunto de que um par de índices de pico (por exemplo, PU ou PL) esteja em D amostras um em relação ao outro, dado que pelo menos uma medição de qualidade excede thres. Isto pode ser analisado a partir dos dados Psample de deslocamento de sincronismo de amostra. Para dados valores de thres e Cd/No, esta probabilidade é computada usando as probabilidades das tabelas 3 a 7.

[000157] A expressão exposta indexa os dados de sincronismo de amostra para Psample ligeiramente acima de 67 amostras e abaixo de -67 amostras. Nestes casos, há uma recorrência do módulo, em que a amostra 68 é equivalente à -67 e a amostra -68 é equivalente à 67. Entretanto, já que a probabilidade é uniforme fora de ±4 amostras, estes valores de Psample são mantidos constantes. Então, qualquer índice para Psample fora de ±4 tem um índice equivalente a P = 5. Note que Pacq não garante que todas as aquisições tenham um erro do sincronismo de amostra aceitável, embora o par de medições de sincronismo P esteja em D amostras uma em relação à outra. Então, a probabilidade Pacq inclui uma pequena fração de aquisições quando o erro do sincronismo de amostra for falho, levando a uma condição de "Trilha Ruim".

[000158] Se o erro de sincronismo de símbolo inicial for maior que 3 amostras, então, é provável que o rastreamento de símbolo convirja para um deslocamento de amostra estável falha (cerca de 27 erros de amostras), resultando em uma "Trilha Ruim". Algumas vezes, a condição de Trilha Ruim ocorre em baixa SNR quando o erro for de 3 amostras, e o erro da frequência do relógio de símbolo também pode afetar a probabilidade de Trilha Ruim. Portanto, uma condição mais conservadora que exige erro de sincronismo menor que 3 amostras para rastreamento apropriado é analisada. A probabilidade de Trilha Ruim é condicionada na passagem das exigências para detectar aquisição, mas o erro de estimativa de sincronismo fica fora de ±2 amostras. A probabilidade de Trilha Ruim é expressada como:

[000159] Então, a probabilidade de uma boa aquisição em que o sincronismo cai em -2 < P < 2 é:

[000160] Já que, no geral, Pbadtrack é muito menor que Pacq para os casos aqui examinados, Pgoodacq é apenas ligeiramente menor que Pacq.

[000161] A figura 16 mostra a probabilidade de uma boa aquisição quando o erro de sincronismo da DSQM for P < 2 amostras. A figura 17 mostra a probabilidade de uma má aquisição quando o erro de sincronismo da DSQM for P > 2 amostras.

[000162] A probabilidade de alarme falso ocorre quando nenhum sinal estiver presente, pelo menos uma do par de medições de qualidade da DSQM exceder o limite e ΔP < D. Isto é equivalente à expressão para Pacq quando nenhum sinal estiver presente.

que também pode ser expressado como:

Consistência Temporal

[000163] A verificação de consistência temporal é projetada para aquisição de um sinal quando uma banda lateral estiver severamente corrompida. A banda lateral corrompida é considerada para produzir um valor de deslocamento do sincronismo de símbolo não confiável P, então, é improvável que a condição ΔP < D seja satisfeita. A regra de decisão da DSQM exige uma consistência de sincronismo em ΔP < D amostras para um par de medições da DSQM. Este par de medições da DSQM, normalmente, consiste em valores da banda lateral superior e inferior. Entretanto, se esta consistência não for satisfeita para o par de bandas laterais, então, o próximo par de amostras de DSQM também é usado para verificar consistência temporal na mesma banda lateral. Além do mais, esta consistência temporal exige que apenas o valor da DSQM mais recente exceda o limite, ao mesmo tempo em que o valor prévio na mesma banda lateral deve estar em ±D amostras. Não há exigência de que o valor prévio exceda o limite. Esta condição de consistência temporal tenderá a aumentar todas as probabilidades de aquisição (Pacq, Pbadtrack, Pgoodtrack e Pfalsealarm), especialmente, para valores baixos de Cd/No. Para baixo Cd/No em AWGN, espera-se que estas probabilidades sejam quase o dobro, devido à verificação de consistência temporal. A dobra pode ser explicada pela permissão de uma verificação extra para ΔP < D na mesma banda lateral, além da banda lateral alternativa. Para baixo Cd/No, é provável que apenas uma banda lateral exceda o limite. Então, a probabilidade de um alarme falso, incluindo a verificação de consistência temporal, é modificada para aproximadamente

[000164] A tabela 10 é similar à tabela 9, exceto em que a probabilidade de alarme falso inclui a verificação de consistência temporal.

Análise de Sincronismo de Quadro

[000165] Sincronismo de quadro é aqui descrito como um processo de duas etapas: Subquadro Inicial Descoberto, seguido por Trava de Subquadro. Este processo inicia depois que uma detecção bem sucedida da DSQM identificar o deslocamento do sincronismo de símbolo, e a demodulação OFDM sincronizada com símbolo começa. Entretanto, se um Subquadro Inicial não for detectado depois de um tempo predeterminado seguinte à aquisição de DSQM, então, uma reaquisição deve ser iniciada para impedir derivação do sincronismo de amostra ocasionada por erro do relógio de frequência.

[000166] Para detectar o Subquadro Inicial, o receptor realiza uma correlação móvel sobre todas as subportadoras OFDM e os símbolos OFDM recebidos. A correlação é para um padrão de sincronismo de 11 bits espalhado sobre um Subquadro de 32 símbolos em todas as Subportadoras de Referência. Uma correlação de subportadora é declarada quando todos os 11 bits de sincronismo corresponderem ao padrão de sincronismo para esta subportadora. Subquadro Inicial Descoberto é declarado quando a correlação for bem sucedida em um número predeterminado de subportadoras espaçadas em um múltiplo de 19 subportadoras e no mesmo subquadro de 32 bits. Quando Subquadro Inicial Descoberto ocorrer, os limites do subquadro de 32 bits são estabelecidos, bem como o local das Subportadoras de Referência. Se o Subquadro não for encontrado depois de um tempo predeterminado depois da aquisição de DSQM, então, este processo é terminado, e uma reaquisição é iniciada.

[000167] Trava de Subquadro é estabelecida quando um outro número predeterminado de correlações da subportadora ocorrer nas Subportadoras de Referência estabelecidas, e forem espaçadas do Subquadro Inicial Descoberto em um múltiplo integral de 32 símbolos. Se o rastreamento de símbolo for iniciado imediatamente depois do Subquadro Inicial Descoberto, então, pode não ser necessário colocar um limite de tempo na Trava de Subquadro antes de uma reaquisição. Isto é em virtude de derivação de sincronismo de símbolo adicional ser impedida por rastreamento de símbolo.

[000168] A seguinte análise caracteriza as probabilidades associadas com Subquadro Inicial Descoberto e Trava de Subquadro. Isto pode ser combinado com a análise de DSQM para determinar as probabilidades de aquisição bem sucedida, aquisição falha e estimativas do tempo exigido para Trava de Subquadro.

[000169] Primeiro, computa-se a probabilidade de correlação em uma subportadora com 11 bits de sincronismo. Em virtude da possibilidade de grandes erros de fase devidos ao erro de símbolo inicial (antes do rastreamento de símbolo convergir), deve-se considerar as 4 possíveis fases do sinal (I,Q e complementos) para possibilidades de correlação. Note que este método de detecção de 4 fases pode introduzir outras condições de erro quando 2 fases cobrirem o limite. Esta probabilidade é aproximada por:

em que a probabilidade de erro de bit (BER) para BPSK diferencialmente detectado, ou DBPSK é

[000170] Para a subportadora de referência BPSK do sinal IBOC, o relacionamento entre Eb e Cd em dB é:

[000171] A quantidade Cd/No é expressada em unidades de dB_Hz.Então, a BER pode ser expressada em função de Cd/No.

[000172] A fim de computar a probabilidade de Subquadro Inicial Descoberto e Trava de Subquadro, algumas probabilidades intermediárias são computadas. A probabilidade de que uma correlação bem sucedida ocorra em Nsc subportadoras, dado que as subportadoras de referência Primárias já estão identificadas, e são sincronizadas com o limite do Subquadro, é:

[000173] A probabilidade Psf também é a probabilidade condicional de Trava de Subquadro em qualquer um tempo de Subquadro (32 períodos de símbolo), dado que Subquadro Inicial Descoberto é bem sucedido.

[000174] Permitindo todos os 19 possíveis deslocamentos da Subportadora de Referência em uma partição, e todas as 32 possibilidades de símbolo em um Subquadro, a probabilidade média de Subquadro Inicial Descoberto sobre cada deslocamento de 32 símbolos de um subquadro é:

[000175] O tempo médio (segundos) exigido para Subquadro Inicial descoberto, dado que o sinal é adquirido e nenhuma reaquisição é permitida, pode ser computado como:

em que fsym é a taxa de símbolo OFDM. A representação gráfica da figura 19 mostra Tfound(Nsc,BER) para limites de correlação da Subportadora de Referência de 4, 3 e 2 através de uma faixa de Cd/No.

[000176] A figura 18 é uma representação gráfica que mostra o tempo médio exigido para Trava de Subquadro depois do Subquadro Inicial descoberto. Isto considera nenhuma reaquisição.

[000177] O tempo médio (segundos) exigido para Trava de Subquadro, dado Subquadro Inicial Descoberto, pode ser computado como:

[000178] A representação gráfica da figura 19 mostra Tsf(Nsc,BER) para limites de correlação da Subportadora de Referência de 4, 3 e 2 através de uma faixa de Cd/No.

[000179] A probabilidade de Subquadro Inicial descoberto em relação aos períodos de Nsf Subquadros1 distribuídos para encontrar o padrão de sincronismo é:

[000180] A probabilidade de Trava de Subquadro em relação aos períodos de Nsf Subquadros2 distribuídos é:

Seleção De Valores de Parâmetro Para Sincronismo de Quadro

[000181] Com base nas análises de probabilidade nas seções prévias, os seguintes valores de parâmetro são recomendados: D = 1 Diferença de deslocamento de amostra (ΔP < D) permitida thres = 0,1 Limite de qualidade da DSQM para aquisição Nsc1 = 3 Número de correlações de sincronismo exigidas para Subquadro Inicial Descoberto Nsc2 = 2 Número de correlações de sincronismo exigidas para Trava de Subquadro Nsf1 = 4 Número de Subquadros para Subquadro Inicial Descoberto antes de reacq Nsf2 = 4 Número de Subquadros para Trava de Subquadro antes de reacq

Aquisição Falsa E Taxa de Trava de Subquadro

[000182] Foi mostrado na análise de DSQM que a probabilidade de aquisição falsa de DSQM (sem sinal) Pfalsealarm é aproximadamente 0,02 (thres = 0,1, D = 1, incluindo verificação de consistência temporal) para cada período de 16 símbolos. Então, o tempo médio entre aquisições de DSQM falsas é:

[000183] A probabilidade de Subquadro Inicial Descoberto (nenhum sinal) nos 4 Subquadros distribuídos é:

[000184] O período de tempo distribuído (Subquadros Nsf) para Subquadro Inicial Descoberto é:

[000185] O tempo médio exigido para Subquadro Inicial Descoberto falho, dada uma aquisição de DSQM falha (BER = 0,5) é:

[000186] A probabilidade de Trava de Subquadro falha em relação aos Subquadros distribuídos, dado um Subquadro Inicial Descoberto falho, é:

[000187] O período de tempo distribuído (Nsf Subquadros) para Trava de Subquadro neste caso é o mesmo para Subquadro Inicial Descoberto:

[000188] O tempo médio exigido para Trava de Subquadro falha, dada uma aquisição de DSQM falha (BER = 0,5) e Subquadro Inicial Descoberto falho é:

[000189] Então, Trava de Subquadro falsa ocorre cerca de uma vez em 8 horas sem sinal presente. Entretanto, também é considerado que rastreamento de símbolo não resulta em uma trava falsa, o que é influenciado pelo erro do relógio da amostra (por exemplo, até 100 ppm). Uma combinação do grande erro do relógio e erro de deslocamento de amostra inicial em relação a DSQM pode resultar em uma trava falsa no rastreamento de símbolo, ou "Trilha Ruim". Um meio de detecção de Trilha Ruim deve ser implementado.

VII. DSQM LEVE PARA DETECÇÃO DE TRILHA RUIM

[000190] Um método de detecção de Trilha Ruim é necessário para impedir que o demodulador permaneça em uma condição presa ao mesmo tempo em que transmite métricas de ramificação falhas. Trilha Ruim é o resultado do rastreamento de símbolo que fica preso em um deslocamento de amostra falho (por exemplo, 27 erros de amostra). Isto é devido a um deslocamento de fase de 2-π (em vez de 0) entre Subportadoras de Referência adjacentes. A Trilha Ruim é especialmente importante em um receptor de diversidade MRC, em que cada demodulador pode operar em uma SNR inferior, e contaminação de um demodulador em um estado de Trilha Ruim para o outro demodulador é possível. Uma reaquisição é invocada quando uma Trilha Ruim for detectada. O método de detecção de Trilha Ruim de quarto de energia existente não é confiável para Cd/No < 54 dB_Hz. Entretanto, um método de detecção com base em DSQM_lite é mais confiável, e é aqui descrito. A função DSQM_lite provê métricas de qualidade periódicas do sinal digital (a cada 16 ou 32 símbolos), mas exige menos MIPS que a função DSQM original. Menos MIPS são necessários em virtude de ela explorar conhecimento do local da região de prefixo cíclico depois da aquisição inicial.

[000191] Considere que amostras DSQM_lite estão disponíveis a cada período de 16 símbolos. Estas podem ser filtradas com um integrador com perdas com ganho unitário com uma constante de tempo de cerca de 8 amostras. No início da filtragem DSQM_lite, a memória de filtro DSQM_lite_filt deve ser inicializada em DSQM_lite_filt_init (por exemplo, 0,08), que fica entre os dois valores limites para detecção de Trilha Ruim e baixa supressão de sinal descritos a seguir nesta seção. A inicialização do filtro (em vez de zero) reduz o período inicial quando um bom sinal for suprimido devido à constante de tempo do filtro. O filtro IIR DSQM_lite é um integrador com perdas com ganho unitário com uma constante de tempo de cerca de 8 amostras DSQM_lite (128 símbolos). A expressão do filtro é:

[000192] Métricas de ramificação podem ser suprimidas (zeradas) quando DSQM_lite_filt < thres_nosig (por exemplo, thres_nosig = 0,1). O valor de DSQM_lite_filt se aproxima de cerca de 0,15 para Cd/No = 51 dB_Hz, o mínimo valor operacional esperado.

[000193] se DSQM_lite_filtn < thres_nosig; então, ZERO em todas as métricas de ramificação.

[000194] Um contador é incrementado quando o DSQM_lite_filt filtrado < thres_badtrack (por exemplo, thres_badtrack = 0,06). Este valor limite oferece margem suficiente para detecção de Trilha Ruim já que DSQM_lite_filt se aproxima de cerca de 0,03 em uma condição de Trilha Ruim ou quando nenhum sinal estiver presente. Isto deve ser efetivo no impedimento da contaminação para o demodulador alternativo no caso de MRC.

[000195] Reaquisição é invocada quando o contador indicar uma duração suficientemente longa. O contador é inicializado em zero na aquisição de DSQM, e redefinido em zero sempre que o DSQM_lite_filt filtrado > thres _badtrack.

[000196] A figura 20 mostra uma representação gráfica de DSQM_lite_filt em função do tempo (em períodos de DSQM) para Cd/No = 51 dB_Hz. As unidades do eixo geométrico horizontal são em amostras de DSQM, em que cada amostra abarca 16 símbolos (46,5 mseg). O valor da média se aproxima de cerca de 0,15 neste caso. A figura 21 mostra uma representação gráfica da DSQM_lite_filt em função do tempo (em períodos de DSQM) para nenhum sinal presente (ruído apenas). O valor da média se aproxima de cerca de 0,03 quando nenhum sinal estiver presente. As unidades do eixo geométrico horizontal são em amostras de DSQM, em que cada amostra abarca 16 símbolos (46,5 mseg).

[000197] As figuras 22 até 24 mostram DSQM_lite_filt em 51 dB_Hz com diferentes valores de erro de sincronismo de símbolo. O rastreamento de símbolo foi desabilitado nestes casos, e o erro de sincronismo de símbolo foi mantido constante. A degradação devida ao erro de sincronismo de símbolo pode ser avaliada pela comparação do valor DSQM_lite_filt com a figura 20. A figura 20 mostra que DSQM_lite_filt se aproxima de cerca de 0,15 quando nenhum erro de amostra estiver presente. As figuras 22 a 24 mostram que DSQM_lite_filt se aproxima de cerca de 0,12, 0,08 e 0,05 com erros de deslocamento de amostra de 4, 8 e 12 amostras, respectivamente, em 540 amostras/símbolo. A BER (depois da decodificação FEC) medida em 8 deslocamentos de amostras é aproximadamente 0,5 para um único modem (não MRC), indicando que as métricas de ramificação podem prover melhoria insignificante para combinação de MRC. Este é o motivo pelo qual o limite DSQM_lite_filt para supressão de métrica de ramificação é definido no valor em particular de thres_nosig.

VIII. CONSIDERAÇÕES DE IMPLEMENTAÇÃO

[000198] Já que o par de demoduladores digitais pode não estar no mesmo estado (por exemplo, reacq, sincronismo de quadro, métricas de ramificação válidas) ao mesmo tempo, um esquema de arbitragem deve ser desenvolvido. Uma possibilidade é que ambos os demoduladores digitais (D0 e D1) operem principalmente de forma autônoma um do outro. O primeiro demodulador a alcançar Trava de Subquadro deve coordenar operações (mestre) para combinação de métricas de ramificação, e à jusante (desintercalação, decodificação, etc.). Métricas de ramificação podem ser combinadas a partir de demoduladores alternativos quando disponíveis. Considera-se que o processo de demodulação é multiplexado por processamento de símbolo alternativo para o par de demoduladores. Então, apenas um demodulador de cada vez mudará o estado. Transições entre estados podem ser iniciadas tanto por uma reaquisição (reacq) quanto por uma Trava de Subquadro (SFLock). Cada demodulador pode estar em apenas um de dois modos, SINCRONISMO ou DECODIFICAÇÃO. Para cada demodulador, entra-se no modo de SINCRONISMO por um reacq e entra-se no modo de DECODIFICAÇÃO por um SFLock.

[000199] A figura 25 é um diagrama de estado para coordenação e arbitragem MRC. Há 4 possíveis estados para o diagrama de Estado de Arbitragem MRC mostrado na figura 25. O estado é determinado pelo par de modos do demodulador.

[000200] As funções à jusante (desintercalação, decodificação, etc.) são inicializadas no Estado 0. Mediante entrada no Estado 0, o desintercalador não está recebendo símbolos a partir de nenhum dos demoduladores, já que eles estão, ambos, no modo de SINCRONISMO. O primeiro demodulador a estabelecer Trava de Subquadro inicia as funções à jusante. O último demodulador a entrar no modo de SINCRONISMO desabilita as funções à jusante.

[000201] As modificações de aquisição e rastreamento descritas permitirão aquisição e rastreamento mais confiáveis em SNRs inferiores para auxiliar desempenho de MRC. Reduzir o limite de DSQM de 0,2 para 0,1 irá melhorar o tempo de aquisição em baixa SNR.

[000202] Todo o processamento com base em quarto de energia foi eliminado, incluindo rastreamento de símbolo e controle de detecção/reaquisição de trilha ruim.

[000203] O algoritmo de rastreamento de símbolo é desabilitado até o Subquadro Inicial Descoberto. A correção de deslocamento da amostra de símbolo determinada pela DSQM é mantida. O sincronismo de amostra pode derivar devido à diferença nos relógios do transmissor e do receptor (por exemplo, 100 ppm derivarão 18,6 amostras/segundo em 186 ksps). O rastreamento de símbolo é projetado para impedir erro de amostra derivação adicional depois do Subquadro Inicial Descoberto. Uma amostra de cada vez é corrigida. O receptor permite que o deslize de amostra derive por um tempo limitado até que ele fique fora da faixa de rastreamento de símbolo. Se ele não derivar mais, então, uma reaquisição é realizada.

[000204] Antes do Subquadro Inicial Descoberto, o laço de rastreamento de símbolo inserido e SNR do rastreamento de símbolo devem ser 0. Depois do Subquadro Inicial Descoberto, rastreamento de símbolo nas subportadoras de referência pode começar.

[000205] Pesos do sincronismo filtrado podem ser usados imediatamente mediante início do laço de rastreamento de símbolo. Todos os pesos conservados (4a potência e piloto) podem ser deletados. Pesos do sincronismo de inicialização por pesos conservados em vez de zero podem ser considerados.

[000206] O período de rastreamento rápido, com o ganho do laço de rastreamento de símbolo colapsando de 0,2 a 0,02, também pode iniciar imediatamente depois do Subquadro Inicial Descoberto. Ele pode permanecer com 400 símbolos de comprimento. Entretanto, outras ações previamente realizadas durante rastreamento rápido são deletadas. Desde o rastreamento nos pilotos, a entrada do erro de rastreamento de símbolo é escalonada em 1/19. A entrada do erro de rastreamento de símbolo é aparada em ±1 (ela foi previamente aparada em ±5 durante rastreamento rápido). O ganho de efeito volante com base em SNR deve ser definido em 1 durante o período de rastreamento rápido (até que ganho proporcional = 0,02).

[000207] Desabilita-se todas as condições de reaquisição com base em SNR. Note que SNR = 0 a 21 símbolos depois de Subquadro Inicial Descoberto. No estado de Detecção Subquadro Inicial, remove-se reacq se SNR < 0,1 e nenhum subquadro detectado em 100 símbolos. No estado de Verificação de Subquadro, remove-se reacq se 125 símbolos tiverem sido processados desde a entrada neste estado e SNR < 0,1.

[000208] As regras para determinar Subquadro Descoberto e Travamento foram modificadas. O Subquadro Inicial Descoberto exige apenas três correlações de sincronismo de 11 bits espaçadas em 19 subportadoras. Se não detectado em 128 símbolos (4 períodos de Subquadro) depois de DSQM bem sucedida, então, realiza-se uma reaquisição. A Trava de Subquadro verifica apenas as subportadoras de referência identificadas provenientes da correlação de subquadro inicial em múltiplos do espaçamento de 32 símbolos.

[000209] Apenas o espaçamento de subquadro atual precisa ser verificado em relação ao subquadro inicialmente detectado, não todos os subquadros previamente detectados. O arranjo de 32 subquadros pode ser removido.

[000210] O segundo subquadro exige apenas duas correlações de sincronismo de 11 bits. Se Trava de Subquadro não for estabelecida em 128 símbolos (4 Subquadros) depois do Subquadro Inicial Descoberto, então, realiza-se uma reaquisição.

[000211] O ID da Subportadora de Referência (deslocamento de recipiente não refinado) pode ser verificado em relação a consistência entre o Subquadro Inicial Descoberto e o 2° subquadro detectado, antes de declarar a Trava de Subquadro. Uma reaquisição pode ser realizada se os IDs da subportadora de referência forem diferentes.

[000212] Detecção de Trilha Ruim pode ser implementada usando DSQM_lite_filt filtrada por IIR, substituindo a detecção de trilha ruim de quarto de energia. Uma reaquisição pode ser invocada quando Trilha Ruim for detectada.

[000213] DSQM pode ser calculada a cada 16 símbolos. IIR pode ser um integrador com perdas com ganho unitário de único polo com alfa = 1/8. Filtro pode ser inicializado em DSQM_lite_filt_init (por exemplo, 0,03 a 0,08).

[000214] Um contador pode ser incrementado quando o DSQM_lite_filt filtrado < thres_badtrack (por exemplo, 0,06). Uma reaquisição pode ser invocada quando o contador exceder 100 períodos de DSQM (1.600 símbolos). O contador pode ser redefinido em 0 quando DSQM leve filtrado exceder thres_badtrack. O tempo limite depois da trava de Subquadro pode ser aumentado.

[000215] Sempre que o DSQM_lite_filt filtrado < thres_nosig (por exemplo, 0,6 < thres_nosig < 0,1), todas as métricas de ramificação podem ser zeradas. A única condição Reacq de Controle de Sincronismo original que permanece é o tempo limite de 648 subquadros (um minuto) no estado da Trava de Subquadro.

[000216] Os outros campos de modo (similares ao ID da Subportadora de Referência) entre o Subquadro Inicial Descoberto e a Trava de Subquadro podem ser verificados em relação a consistência e uma reaquisição pode ser realizada se eles forem inconsistentes.

[000217] Embora a invenção tenha sido descrita em termos de várias modalidades, ficará aparente aos versados na técnica que inúmeras mudanças podem ser feitas nas modalidades descritas sem fugir do escopo das reivindicações apresentadas a seguir. Por exemplo, versados na técnica entenderão que as funções e processos aqui descritos podem ser implementados usando componentes de circuito conhecidos e/ou um ou mais processadores programados para realizar as funções ou processos.

Claims (12)

1. Receptor de rádio (90), caracterizado pelo fato de que compreende: um primeiro trajeto de sinal (96) que inclui um primeiro sintonizador (100) configurado para receber um primeiro sinal a partir de uma primeira antena (92), e um primeiro demodulador (102) configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do primeiro sintonizador (100) para produzir primeiras métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um segundo trajeto de sinal (98) que inclui um segundo sintonizador (104) configurado para receber um segundo sinal a partir de uma segunda antena (94), e um segundo demodulador (106) configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do segundo sintonizador (104) para produzir segundas métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um combinador (112) para combinação de razão máxima das primeiras métricas de ramificação e das segundas métricas de ramificação, em que as primeiras e segundas métricas de ramificação são sincronizadas por indexação; e conjunto de circuitos de processamento (114) para processar as primeiras e a segundas métricas de ramificação combinadas para produzir um sinal de saída.

2. Receptor de rádio (90), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que indexação é utilizada para identificar as primeiras e segundas métricas de ramificação por um número de símbolo.

3. Receptor de rádio (90), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que cada um dos trajetos de sinal (96, 98) adquire e rastreia independentemente um sinal recebido por uma das antenas (92, 94).

4. Receptor de rádio (130), caracterizado pelo fato de que compreende: um primeiro trajeto de sinal (96) que inclui um primeiro sintonizador (100) configurado para receber um primeiro sinal a partir de uma primeira antena (92), e um primeiro demodulador (102) configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do primeiro sintonizador (100) para produzir primeiras métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um segundo trajeto de sinal (98) que inclui um segundo sintonizador (104) configurado para receber um segundo sinal a partir de uma segunda antena (94), e um segundo demodulador (106) configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do segundo sintonizador (104) para produzir segundas métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um combinador (112) para combinação de razão máxima das primeiras métricas de ramificação e das segundas métricas de ramificação, conjunto de circuitos de processamento (114) para processar as primeiras e segundas métricas de ramificação combinadas para produzir um sinal de saída; um terceiro trajeto de sinal (131) que inclui um terceiro sintonizador (132) configurado para receber o segundo sinal a partir da segunda antena (94), e um terceiro demodulador (133) configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do terceiro sintonizador (132); e conjunto de circuitos de processamento (134) para processar uma saída do terceiro demodulador para produzir um sinal de saída de dados.

5. Receptor de rádio (136), caracterizado pelo fato de que compreende: um primeiro trajeto de sinal (96) que inclui um primeiro sintonizador (100) configurado para receber um primeiro sinal a partir de uma primeira antena (92), e um primeiro demodulador (102) configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do primeiro sintonizador (100) para produzir primeiras métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um segundo trajeto de sinal (98) que inclui um segundo sintonizador (104) configurado para receber um segundo sinal a partir de uma segunda antena (94), e um segundo demodulador (106) configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do segundo sintonizador (104) para produzir segundas métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um combinador (112) para combinação de razão máxima das primeiras métricas de ramificação e das segundas métricas de ramificação, conjunto de circuitos de processamento (114) para processar as primeiras e segundas métricas de ramificação combinadas para produzir um sinal de saída; um terceiro trajeto de sinal (131) que inclui um terceiro sintonizador (132) configurado para receber o segundo sinal a partir da segunda antena (94), e um terceiro demodulador (133) configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do terceiro sintonizador (132) para produzir terceiras métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um quarto trajeto de sinal (137) que inclui um quarto sintonizador (138) configurado para receber o primeiro sinal a partir da primeira antena (92), e um quarto demodulador (139) configurado para demodular símbolos provenientes de uma saída do quarto sintonizador (138) para produzir quartas métricas de ramificação derivadas a partir dos símbolos demodulados; um segundo combinador (142) para realizar combinação de razão máxima das terceiras métricas de ramificação e das quartas métricas de ramificação; e conjunto de circuitos de processamento (143) para processar as terceiras e quartas métricas de ramificação combinadas para produzir um sinal de saída de dados.

6. Método para combinação de sinais, caracterizado pelo fato de que compreende: receber um sinal em uma primeira antena (92); produzir primeiras métricas de ramificação derivadas a partir do sinal em um primeiro trajeto de sinal (96); receber o sinal em uma segunda antena (94); produzir segundas métricas de ramificação derivadas a partir do sinal em um segundo trajeto de sinal (98); sincronizar as primeiras e segundas métricas de ramificação por meio de indexação; combinar razão máxima das primeiras métricas de ramificação e das segundas métricas de ramificação; e processar as primeiras e as segundas métricas de ramificação combinadas para produzir um sinal de saída.

7. Método, de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que cada um dos trajetos de sinal (96, 98) adquire e rastreia independentemente um sinal recebido por uma das antenas (92, 94).

8. Método, de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente: distorcer pelo menos uma das métricas de ramificação em baixas razões de sinal por ruído para melhorar o desempenho de combinação de razão máxima quando um sinal em um ou ambos os trajetos de sinal (96, 98) forem degradados.

9. Método, de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que o rastreamento de símbolo usando subportadoras de referência é iniciado depois que um subquadro inicial for encontrado.

10. Método, de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que o rastreamento de símbolo é realizado usando uma métrica da qualidade do sinal digital até um subquadro inicial ser encontrado.

11. Método para combinação de sinais, caracterizado pelo fato de que compreende: receber um sinal em uma primeira antena (92); produzir primeiras métricas de ramificação derivadas a partir do sinal em um primeiro trajeto de sinal (96); receber o sinal em uma segunda antena (94); produzir segundas métricas de ramificação derivadas a partir do sinal em um segundo trajeto de sinal (98); combinar razão máxima das primeiras métricas de ramificação e das segundas métricas de ramificação; processar as primeiras e as segundas métricas de ramificação combinadas para produzir um sinal de saída; produzir terceiras métricas de ramificação derivadas a partir de um sinal em um terceiro trajeto de sinal (131); e processar as terceiras métricas de ramificação para produzir um sinal de saída de dados.

12. Método para combinação de sinais, caracterizado pelo fato de que compreende: receber um sinal em uma primeira antena (92); produzir primeiras métricas de ramificação derivadas a partir do sinal em um primeiro trajeto de sinal (96); receber o sinal em uma segunda antena (94); produzir segundas métricas de ramificação derivadas a partir do sinal em um segundo trajeto de sinal (98); combinar razão máxima das primeiras métricas de ramificação e das segundas métricas de ramificação; processar as primeiras e as segundas métricas de ramificação combinadas para produzir um sinal de saída; produzir terceiras métricas de ramificação derivadas a partir de um sinal em um terceiro trajeto de sinal (131); produzir quartas métricas de ramificação derivadas a partir de um sinal em um quarto trajeto de sinal (137); realizar combinação de razão máxima das terceiras métricas de ramificação e das quartas métricas de ramificação; e processar as terceiras e as quartas métricas de ramificação combinadas para produzir um sinal de saída de dados.

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