MX2014005446A - Diversidad de antena mrc para señales digitales fm iboc. - Google Patents

Abstract

Un receptor de radio incluye una primera trayectoria de señal que incluye un primer sintonizador configurado para recibir una primera señal a partir de una primera antena, y un primer desmodulador configurado para desmodular símbolos a partir de una salida del primer sintonizador para producir primeras métricas de ramificación derivadas de los símbolos desmodulados; una segunda trayectoria de señal que incluye un segundo sintonizador para recibir una segunda señal a partir de una segunda antena y un segundo desmodulador configurado para desmodular símbolos de una salida del segundo sintonizador para producir segundas métricas de ramificación derivadas de los símbolos desmodulados; un combinador para combinar en proporción máxima las primeras métricas de ramificación y las segundas métricas de ramificación; y circuitería de procesamiento para procesar las primeras y segundas métricas de ramificación para producir una señal de salida.

Description

DIVERSIDAD DE ANTENA MRC PARA SEÑALES DIGITALES FM IBOC DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN El sistema HD Radio™ de iBiquity Digital Corporation es diseñado para permitir una evolución uniforme del sistema de radio de modulación de amplitud modulada actual (AM por sus siglas en inglés) y de modulación de frecuencia (FM por sus siglas en inglés) a un sistema totalmente digital en banda en canal (IBOC por sus siglas en inglés) . Este sistema suministra audio digital y servicios de datos a receptores móviles, portables y fijos a partir de transmisores terrestres en las bandas de radio de frecuencia media (MF por sus siglas en inglés) y muy alta frecuencia (VHF por sus siglas en inglés) existentes. Los radiodifusores pueden continuar transmitiendo AM y FM analógicos simultáneamente con las nuevas señales digitales de mayor calidad y más robustas, permitiéndoles a ellos mismos y a sus escuchas convertir de radio analógico a digital mientras que mantienen sus ubicaciones de frecuencia actuales. Ejemplos de formas de onda para un sistema de FM HD Radio HD se muestran en la Patente de los Estados Unidos de Norteamérica No. 7,724,850, la cual es incorporada en la presente para referencia.

Han sido desarrolladas una variedad de técnicas de diversidad de antena y desplegadas para uso con receptores FM de automotores. Se usan para mitigar los efectos de distorsión y cortes debido a la propagación multitrayectoria de la señal F recibida, y pueden también acomodar las características direccionales de antenas de ventana embebidas en vidrio. Todas las técnicas de diversidad usan dos o más elementos de antena, y algunas requieren sintonizadores/receptores múltiples. Algunas técnicas pueden ser aplicadas a señales digitales y algunas no.

La conmutación de diversidad ciega puede ser económicamente atractiva ya que una simple conmutación multiposición conecta el elemento de antena seleccionado a solamente un solo sintonizador y receptor. Sin embargo, ya que la conmutación es ciega, no hay garantía que el siguiente elemento de antena portará una mejor señal, y conmutación subsecuente puede ocurrir en sucesión rápida hasta que se encuentra una buena señal. Adicionalmente, ya que la señal digital es detecta y rastreada coherentemente, cada evento de conmutación de antena es probable para provocar corrupción de símbolo y pérdida temporal en información de estado de canal (CSI por sus siglas en inglés) y rastreo coherente.

Los temporales de conmutación pueden ser evitados usando un algoritmo de combinación de diversidad uniforme. Estas técnicas implican algún tipo de combinación de señal de entrada múltiple (pre o post -detección) y requiere múltiples sintonizadores. Un método de combinación para señales FM analógicas emplea diversidad de fase usando un algoritmo de módulo constante (CMA por sus siglas en inglés) . Sin embargo, este procedimiento no es válido para señales de HD radio ya que las bandas laterales digitales no son caracterizadas por una cubierta constante.

Pueden ser usados receptores de IBOC HD Radio en combinación con sistemas de antena de diversidad de conmutación. Sin embargo el uso de antenas de diversidad de conmutación introduce temporales abruptos en el rastreo coherente de la señal digital, lo cual degrada el comportamiento digital .

En un aspecto, la invención proporciona un receptor de radio que incluye una primera trayectoria de señal que incluye un primer sintonizador configurada para recibir una primera señal a partir de una primera antena, y un primer desmodulador configurado para desmodular símbolos desde una salida del primer sintonizador para producir primeras métricas de ramificación derivadas de los símbolos desmod lados; una segunda trayectoria de señal que incluye un segundo sintonizador configurado para recibir una segunda señal a partir de una segunda antena, y un segundo desmodulador configurado para desmodular símbolos a partir de una salida del segundo sintonizador para producir segundas métricas de ramificación derivadas de los símbolos desmodulados; un combinador para combinar por proporción máxima las primeras métricas de ramificación y las segundas métricas de ramificación, y circuitería de procesamiento para procesar las primeras y segundas métricas de ramificación combinadas para producir una señal de salida.

En otro aspecto, un método incluye recibir una señal en una primera antena; producir primeras métricas de ramificación derivadas de la señal en una primera trayectoria de señal; recibir la señal en una segunda antena; producir segundas métricas de ramificación derivadas de la señal en una segunda trayectoria de señal, combinar en proporción máxima la primera métrica de ramificación y la segunda métrica de ramificación y procesar la primera y segunda métricas de ramificación combinadas para producir una señal de salida.

En otro aspecto, un método incluye recibir una señal en dos antenas; desmodular la señal usando dos trayectorias de receptor independientes que son sincronizadas por el número de símbolo; combinar en proporción máxima las métricas de ramificación a partir de dos trayectorias de receptor y usar las métricas combinadas para producir una salida, en donde las trayectorias del receptor incluyen un esquema de arbitración.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS La Figura 1 es un diagrama de bloque de combinación de proporción máxima de nivel alto (MRC por sus siglas en inglés) .

La Figura 2 es una diagrama de bloque funcional de un receptor configurado para incluir diversidad de fase FM y MRC digital .

La Figura 3 es un diagrama de bloque funcional de un receptor configurado para incluir ya sea diversidad (diversidad de MRC y fase FM) o un receptor de barrido de datos .

La Figura 4 es un diagrama de bloque funcional de un receptor configurado para incluir tanto diversidad (diversidad de MRC y fase FM) y un receptor de barrido de datos .

La Figura 5 es un diagrama de bloque funcional de un receptor configurado para incluir tanto diversidad (diversidad MRC y fase FM) y receptor de barrido de datos, también con MRC.

La Figura 6 es un diagrama de bloque funcional que muestra computación para métricas de ramificación de Viterbi (Viterbi Branch Metrics) .

La Figura 7 es un diagrama de bloque funcional que muestra una computación para métricas de ramificación de Viterbi .

La Figura 8 es una gráfica que ilustra los efectos de pandeo de métricas de ramificación de Viterbi.

La Figura 9 es una representación de escalación y cuantización de métricas de ramificación.

La Figura 10 es un diagrama de bloque funcional que ilustra un proceso para producir una métrica de calidad de señal digital .

La Figura 11 es un diagrama de bloque funcional de un circuito de filtro.

La Figura 12 muestra el espectro de un filtro Highpass Halfband (pasaaltos de banda media) .

La Figura 13 muestra el espectro de magnitud del filtro preadquisición .

La Figura 14 es un diagrama de bloque funcional de la computación de métrica de calidad.

La Figura 15 es un diagrama de flujo para la adquisición de la señal digital .

La Figura 16 muestra la probabilidad de una buena adquisición.

La Figura 17 muestra la probabilidad de una mala adquisición .

La Figura 18 es una gráfica que muestra el tiempo promedio requerido para candado subtrama.

La Figura 19 es una gráfica de proporción de error de bitios.

Las Figuras 20 y 24 son gráficas de una métrica de calidad de señal digital.

La Figura 25 es un diagrama de estado para coordinación y arbitración de MRC.

La combinación de proporción máxima (MRC por sus siglas en inglés) de métricas de ramificación de Viterbi (VBM por sus siglas en inglés) pueden producir comportamiento de proporción de señal a ruido mejorada (SNR por sus siglas en inglés) , en detrimento de agregar una segunda trayectoria de recepción digital (de sintonizador a banda base) . Un receptor MRC es propuesto para operar en SNR menor que un receptor simple, y los algoritmos de adquisición y rastreo designados para un solo receptor no pueden operar efectivamente en esta SNR menor, comparados con un desmodulador simple. Adicionalmente , si uno de los desmoduladores está sacando métricas de ramificación de Viterbi corrompidas (debido a la pobre señal de antena) mientras que el otro desmodulador está desmodulando correctamente, entonces es posible contaminación, lo cual degrada comportamiento combinado.

Varias técnicas para implementar combinación de proporción máxima en un sistema de diversidad de antena son descritas en la presente. Las técnicas son aplicables a procesamiento de una señal OFDM de un sistema de FM IBOC radio de HD radio. En las modalidades descritas en la presente, MRC implica la combinación de métricas de ramificación de Viterbi (derivados de los símbolos desmodulados) de dos (o posiblemente más) trayectorias de receptor de diversidad, también referidas en la presente como trayectorias de señal . Cada una de estas trayectorias de receptor incluyen un sintonizador configurado para recibir una señal de un elemento de antena de diversidad, un desmodulador OFDM, y computación de métrica de ramificación de Viterbi para cada símbolo de salida del receptor (bitio de código) . La combinación o adición de métricas de ramificación de Viterbi es la función MRC . Los métricas de ramificación de Viterbi combinadas pueden entonces ser desintercaladas, decodificadas y procesadas como en las funciones subsecuentes de un receptor simple convencional . Receptores de HD radio existentes ya computarizan métricas de ramificación apropiadas, incluyendo ecualización de señal y normalización de ruido, las cuales pueden ser usadas como se describe en la presente .

Asumiendo desvanecimiento independiente en cada elemento de antena, MRC combina métricas de ramificación a partir de dos trayectorias de receptor diferentes para minimizar proporción de error de bitios del receptor (BER por sus siglas en inglés) . Los métricas de ramificación son efectivamente una medición de la proporción señal a ruido (energía) de cada símbolo desmodulado en la entrada a un decodificador Viterbi. El algoritmo MRC suma métricas de ramificación de Viterbi sincronizadas, correspondientes a partir de dos canales de receptor antes a desintercalado y decodificación Viterbi. La Figura 1 es un diagrama de bloque de porciones de un receptor 10 conectado a dos antenas 12, 14. El receptor incluye dos trayectorias de señal 16, 18 (también llamadas trayectorias o canales de receptor) . La primera trayectoria de señal 16 incluye un primer final frontal/sintonizador 20 de frecuencia de radio y un primer desmodulador 22. La segunda trayectoria de señal 18 incluye un segundo final frontal /sintonizador 24 de frecuencia de radio y un segundo desmodulador 26. Las antenas son configuradas para recibir una señal de radio en banda, en canal (IBOC por sus siglas en inglés), las cuales pueden ser una señal de FM HD radio. Las señales de HD radio son descritas en, por ejemplo, la Patente de los Estados Unidos de Norteamérica No. 7,933,368, la cual es incorporada en la presente. Cada trayectoria de señal incluye circuiteria de procesamiento o un procesador programado para computarizar métricas de ramificación de Viterbi para cada símbolo de salida de receptor. En el ejemplo de la Figura 1, la circuiteria de procesamiento o un procesador puede ser incluido en los bloques de desmodulador.

Las antenas pueden ser elementos con diferentes características, posicionadas en diferentes ubicaciones y/o colocadas en diferentes orientaciones. Los desmoduladores producen métricas de ramificación de Viterbi en las líneas 28 y 30. Estas métricas de ramificación de Viterbi son combinadas en proporción máxima en el combinador 32. Las métricas combinadas son entonces pasadas a la circuiteria 34 que procesa las métricas combinadas para producir una señal de salida en la línea 36. Esta circuitería de procesamiento puede incluir un desintercalador, decodificador, codee, etc, como es conocido en la técnica.

Se obtiene MRC por agregar las métricas de ramificación de Viterbi correspondientes de los símbolos desmodulados (bitios antes de decodificación) a partir de las dos trayectorias de receptor. VBM correspondientes a partir de las dos trayectorias de receptor pueden ser sincronizadas, como se muestra por la línea 38, por indexar antes al desintercalador. El indexado es usado para identificar y etiquetar (número) claramente los símbolos en la matriz de intercalador . VBM simílarmente indexados son agregados cuando los símbolos correspondientes son disponibles a partir de ambas trayectorias de receptor. La modalidad de la Figura 1 usa dos receptores/desmoduladores independientes, entonces identifica y combina métricas de ramificación de Viterbi de símbolo simílarmente indexado. El indexado permite a las dos trayectorias de receptor operar en forma asincrona.

Cuando una de las trayectorias del receptor no tiene VBM disponibles, las VBM perdidas son asumidas para ser cero, y solamente la trayectoria del receptor con VBM válidas es usada (sin adición necesaria) . Cuando VBM no están disponibles de ya sea el receptor, las funciones corriente abajo (desintercalador , decodificador Viterbi, etc) son refijadas, asumiendo por ejemplo, que se invoque un proceso de readquisición.

Una técnica MRC de línea base asume que cada trayectoria de receptor es configurada para adquirir y rastrear independientemente la señal, y que las métricas de ramificación son alineadas y combinadas. En un caso, el comportamiento es casi óptimo cuando ambos receptores están rastreando la señal con sincronización apropiada. La mejora de comportamiento principal es lograda en condiciones de desvanecimiento dinámico. Cuando una antena está en desvanecimiento profundo, la otra antena no puede ser desvanecida, y viceversa. El rastreo de símbolo y frecuencia para cada trayectoria de receptor puede modular por frecuencia sobre desvanecimientos cortos o cortes. La modulación de frecuencia mantiene sincronización adecuada durante cortes de señal breve.

La diversidad de fase FM analógica puede ser implementada usando dos antenas, dos sintonizadores y dos trayectorias de receptor de FM. Un par de señales pueden ser combinadas antes al desmodulador FM usando un algoritmo de Módulo constante (CMA por sus siglas en inglés) , o alguna variación de los mismos. Ya que dos trayectorias de señal de antena son disponibles, estos sistemas de diversidad de fase son compatibles con MRC para diversidad digital IBOC.

La Figura 2 muestra un diagrama de bloque funcional de una implementación de MRC digital en una aplicación de vehículo que también emplea diversidad de fase FM analógica. La Figura 2 es un diagrama de bloque de un receptor 40 conectado a dos antenas 42, 44. El receptor incluye dos trayectorias de señal 46, 48. La primera trayectoria de señal 46 incluye un primer final frontal /sintonizador 50 de frecuencia de radio, un desmodulador FM analógico 52 y un primer desmodulador 54 digital . La segunda trayectoria de señal 48 incluye un segundo final frontal /sintonizador 46 de frecuencia de radio, el desmodulador FM analógico 52 y un segundo desmodulador 58 digital. Las antenas son configuradas para recibir una señal de radio en banda en canal, la cual puede ser una señal de FM HD radio. Las antenas pueden ser elementos con diferentes características, colocadas en diferentes ubicaciones, y/o posicionadas en diferentes orientaciones. Los desmoduladores producen métricas de ramificación Viterbi en las líneas 60 y 62. Estas VBM son combinadas en proporción máxima en el combinador 64. Las métricas combinadas son entonces pasadas a circuitería 66 que procesa las métricas combinadas. Esta circuitería de procesamiento puede incluir un desintercalador, decodificador, codee, etc, como es conocido en la técnica. Un decodificador de audio 68 produce el audio digital y señales de control de mezcla como se ilustra por la línea 70. El desmodulador FM analógico 52 incluye procesamiento de diversidad FM 72 y desmodulación FM 74 para producir una señal FM desmodulada en la línea 76. Un control de mezcla 78 mezcla la señal FM desmodulada en la linea 76 y la señal de audio digital para producir una salida de audio en la línea 80. Cada trayectoria de receptor es configurada para calcular las métricas de ramificación y para adquirir y rastrear independientemente la señal, y asegurar que las métricas de ramificación son alineadas y combinadas.

MRC es obtenida por agregar las VBM correspondientes de los símbolos desmodulados (bitios antes de la decodificación) a partir de dos trayectorias de receptor. VBM correspondientes a partir de dos trayectorias de receptor pueden ser sincronizadas, como se muestra por la línea 82, por indexar antes al desintercalador .

Las Figuras 3 a 5 muestran varias opciones de implementación por incluir MRC en un receptor de barrido de datos. La Figura 3 muestra cómo puede ser configurado un receptor 90 con dos trayectorias de señal de antena para usar la segunda trayectoria de señal de antena para ya sea MRC y diversidad de fase, o para un canal de datos de barrido no MRC, pero no ambos simultáneamente. El receptor 90 es conectado a dos antenas 92, 94. El receptor incluye dos trayectorias de señal 96, 98. La primera trayectoria de señal 96 incluye un primer final frontal/sintonizador 100 de frecuencia de radio que puede ser sintonizado a una primera frecuencia, y un primer desmodulador digital 102. La segunda trayectoria de señal 98 incluye un segundo final frontal /sintonizador 104 de frecuencia de radio que puede ser sintonizado a ya sea la primera frecuencia o una segunda frecuencia, y un segundo desmodulador digital 106. Las antenas son configuradas para recibir una señal de radio en banda, en canal, la cual puede ser una señal de FM HD radio. Las antenas pueden ser elementos con diferentes características, colocadas en diferentes ubicaciones, y/o colocadas en diferentes orientaciones. Los desmoduladores producen métricas de ramificación de Viterbi en las lineas 108 y 110. Estas VB pueden ser combinadas en proporción máxima en el combinador 112. Las métricas combinadas son entonces pasadas a circuitería 114 que procesa las métricas combinadas para producir una señal de salida. Esta circuiteria de procesamiento puede incluir un desintercadlor, decodificador, codee, etc. Como es conocido en la técnica. Alternativamente, en lugar de MRC, circuitería de procesamiento adicional 116 puede ser proporcionada para procesar la salida a partir del segundo desmodulador digital para producir una salida de datos en la línea 118. Las salidas del sintonizador son sometidas a procesamiento de diversidad de FM y/o desmodulación FM analógico como se muestra en el bloque 120 para producir una señal de audio analógica en la línea 122. La señal de audio FM analógica y una señal de audio digital en la línea 124 son mezcladas como se muestra en el bloque 126 para producir una salida de audio en la línea 128. Cada trayectoria de receptor es configurada para calcular las métricas de ramificación y para adquirir y rastrear independientemente la señal y asegurar que las métricas de ramificación son alineadas y combinadas.

La Figura 4 es un diagrama de bloque de un receptor 130 que incluye muchos de los elementos de la Figura 3 y agrega una tercera trayectoria de señal 131. La tercera trayectoria de señal incluye un tercer sintonizador 132 y un tercer desmodulador 133 digital para permitir tanto MRC y diversidad de fase así como también canal de barrido de datos no MRC. La salida del tercer desmodulador digital es procesada por circuiteria de procesamiento 134 para producir una salida de datos en la línea 135. En este ejemplo, dos de los tres sintonizadores son sintonizados a la misma frecuencia .

La Figura 5 es un diagrama de bloque de un receptor 136 que incluye muchos de los elementos de la Figura 4 y agrega una cuarta trayectoria de señal 137. La cuarta trayectoria de señal incluye un cuarto sintonizador 138 y un cuarto desmodulador digital 139 para permitir MRC en tanto la principal señal del receptor así como también la trayectoria de datos de barrido. Las salidas de métricas de ramificación Viterbi de los terceros y cuartos desmoduladores digitales en las líneas 140 y 141 son combinadas en el combinador 142. Entonces la señal combinada es procesada por circuitería de procesamiento 143 para producir una salida de datos en la línea 144. En este ejemplo, tanto el primer y segundo sintonizadores son sintonizados a una primera frecuencia, y tanto el tercer y cuarto sintonizadores son sintonizados a una segunda frecuencia.

I . Métricas de Ramificación de Viterbi Las métricas de ramificación de Viterbi (VBM por sus siglas en inglés) para las modalidades de MRC IBOC descritas son una proporción de la energía señal a energía de ruido estimada de los símbolos de canal (bitios) antes a desintercalación y decodificación. Estas VBM pueden ser computarizadas como se describe en las Patentes de los Estados Unidos de Norteamérica No. 6,982,948, 7,305,056 ó 7,724,850 las cuales son incorporadas en la presente para referencia. Las primeras dos patentes (6,982,948 y 7,305,056) usan filtros lineares para estimar información de Estado de Canal (CSI por sus siglas en inglés) .

Como se muestra en la Patente de los Estados Unidos de Norteamérica No. 7,305,056 una señal de HD radio incluye un portador modulado analógico y una pluralidad de subportadores modulados digitalmente . Algunos de los subportadores modulados digitalmente son subportadores de referencia. La Figura 6 es un diagrama de bloque funcional que describe la estimación CSI usando filtros lineales como se muestra en la Patente de los Estados Unidos de Norteamérica No. 7,305,056. La Figura 6 ilustra un método para estimar tanto la referencia de fase y el CSI a partir de los subportadores de referencia en una señal HD Radio. Los subportadores de referencia pueden ser usados para adquisición, rastreo, estimación de CSI y operación coherente .

Como se muestra en la Figura 6, los símbolos de entrenamiento complejos realizados por los subportadores de referencia son introducidos en la línea 148 y el conjugado complejo de los símbolos es tomado como se muestra en el bloque 150. El conjugado complejo es multiplicado con una secuencia de entrenamiento conocida en la línea 152 por el multiplicador 154. Esto remueve la modulación de secuencia de sincronización binaria (+ 1) a partir de los subportadores de entrenamiento recibidos por multiplicarlos por la secuencia de sincronización BPSK diferencialmente recodificada, sincronizados y decodificados . Los símbolos resultantes en la línea 156 son procesados por un filtro de respuesta de impulso finito (FIR por sus siglas en inglés) 158 para uniformar los símbolos resultantes al paso del tiempo, produciendo un estimado conjugado complejo de la fase local y amplitud en la línea 160. Este valor es retrasado por retraso de tiempo 162 y multiplicado por un estimado del recíproco de la varianza de ruido en la línea 164 por el multiplicador 166. La varianza de ruido es estimada por substraer el estimado uniformado de la fase local y amplitud en la línea 160 a partir de los símbolos de entrada (después de alineación de tiempo apropiada proporcionada por el retraso 168) en un punto de suma 170. Entonces elevar al cuadrado el resultado como se muestra en el bloque 172, y filtrar las muestras de ruido complejas como se ilustra en el bloque 174. El recíproco es aproximado (con protección dividida por cero) como se muestra en el bloque 176. Esta ponderación CSI es interpolada sobre los 18 subportadores entre pares de subportadores de entrenamiento adyacente como se ilustra por el bloque 178 para producir ponderaciones CSI locales resultantes en la línea 180. Las ponderaciones CSI son entonces usadas para multiplicar los símbolos de portación de datos locales correspondientes recibidos en la línea 182, después de que han sido retrasados apropiadamente como se muestra en el bloque 184. El multiplicador 186 entonces produce la salida de decisión suave en la línea 188.

En la Figura 6, las líneas que portan símbolos entrenamiento son etiquetadas con T y líneas que portan datos son etiquetadas con D. Además, el filtro 174 incluye un retraso de : I I retraso' > — , donde ß - — ? „ = - i - ß.·>¦„..„- (- *.:·>'„-·.„+ * -?,,».

Estas expresiones se relacionan a un filtro IIR de dos 2 polos con una constante de tiempo ß. El filtro IIR computeriza las muestras de salida uniformadas "Y" a partir de la muestra de entrada "x" y muestras de salida previas.

La ponderación CSI combina la ponderación de amplitud por combinar por proporción máxima junto con una corrección de fase para errores de fase de canal . Esta ponderación CSI es dinámica al paso del tiempo y frecuencia, y es estimada para cada símbolo QPSK.

'X ponderación CSI = — r , s donde a* es un estimado del conjugado complejo de la ganancia de canal y s2 es un estimado de la varianza del ruido .

La operación de la técnica de recuperación CSI de la Figura 6 asume adquisición y rastreo de la frecuencia de los subportadores , y la sincronización de símbolo de los símbolos OFDM. Las técnicas de adquisición sincronización de símbolo de frecuencia y explota propiedades del prefijo cíclico. La rastreo de símbolo y frecuencia es realizado a través de la observación de inclinación de fase a partir de símbolo a símbolo sobre el paso del tiempo o frecuencia (entre subportadores) .

Después de la adquisición de tanto sincronización de frecuencia y de símbolo, se intenta sincronización para el patrón Block Sync de la secuencia de la sincronización BPSK por correlación cruzada de la secuencia BPSK detectada diferencialmente con el patrón de Block Sync. La detección diferencial es realizada sobre todos los subportadores asumiendo que la ubicación de los subportadores de entrenamiento es inicialmente desconocida. Se lleva a cabo una correlación cruzada del patrón Block sync conocido con los bitios detectados de cada subportador. Una correlación cruzada del patrón Block Sync conocida con los bitios detectados de cada subportador es realizada. Una correlación de subportador es declarada cuando se detecta un acoplamiento de todos los 11 bitios del patrón Block Sync. La sincronización de bloque (y resolución de ambigüedad de subportador) es establecida cuando el número de correlaciones de subportador cumple o excede los criterios de umbral (por ejemplo, 4 correlaciones de subportador espaciados un múltiple de 19 subportadores aparte) .

Después de que se establece el Block Sync los campos variables en la secuencia de sincronización BPSK pueden ser decodificados . Los bitios detectados diferencialmente de estos campos variables son decididos en una base de "voto mayoritario" entre los subportadores de entrenamiento de tal forma que es posible la decodificación cuando algunos de estos subportadores o bitios son corrompidos. Los 16 Bloques dentro de cada cuadro de MODEM son numerados secuencialmente a partir de 0 a 15. Entonces el bitio más significativo (MSB por sus siglas en inglés) del campo Block count es fijado siempre a cero ya que Block Count nunca excede 15. La sincronización de cuadro MODEM es establecida con conocimiento del Block Count .

La detección coherente de esta señal requiere una referencia de fase coherente. La información decodificada a partir de la secuencia de sincronización BPSK es usada para remover la modulación a partir de los subportadores de entrenamiento dejando información acerca de la referencia de fase local y ruido. Con referencia a la Figura 6, la modulación de secuencia de sincronización binaria (+) es primero removida a partir de los subportadores de entrenamiento recibidos por multiplicarlos por la secuencia de sincronización BPSK sincronizada, decodificada y recodificada diferencialmente . Se usa un filtro FIR para uniformar los símbolos resultantes al paso del tiempo, produciendo un estimado conjugado complejo de la fase local y amplitud. Este valor es retrasado y multiplicado por un estimado del reciproco de la varianza de ruido. La varianza de ruido es estimada por substraer el estimado uniformado de la fase local y amplitud de los símbolos de entrada (después de alineación de tiempo apropiado) , elevar al cuadrado y filtrar las muestras de ruido complejas, entonces aproximar el recíproco (con protección dividida por cero) . Esta ponderación CSI es interpolada sobre los 18 subportadores entre pares de subportadores de entrenamiento adyacentes. Las ponderaciones CSI locales resultantes son entonces usadas para multiplicar los símbolos de portado de datos locales correspondientes .

En una modalidad, el filtro de bajo paso 158 en la Figura 6 es un filtro FIR de 11-tap. El filtro FIR de 11-tap es usado para estimar dinámicamente la ganancia de referencia coherente compleja a en cada ubicación de subportador de referencia para cada tiempo de símbolo. La filtración al paso del tiempo con el filtro FIR de 11-tap y filtración subsecuente entre subportadores es realizada para computarizar un estimado local de la ganancia de referencia coherente a para cada ubicación de símbolo QPSK al paso del tiempo y frecuencia. Un filtro FIR mayor con más taps puede reducir el error de estimación cuando las estadísticas de señal son estacionarias, pero el ancho de banda puede ser muy pequeño para rastrear cambios inducidos por Doppler en la señal en velocidades de carretera máximas. Por lo tanto 11 taps con una respuesta de impulso similar a Gausiana simétrica son considerados para ser apropiados. Se usa un FIR simétrico en lugar de un filtro IIR por su propiedad de fase lineal lo cual tiene error de desviación cero para una característica de desvanecimiento de canal lineal en forma de pieza (aproximadamente) sobre la extensión del filtro. Esta salida de señal de referencia coherente uniformada del filtro FIR es substraída a partir de las muestras de entrada retrasadas para producir las muestras de ruido instantáneas. Estas muestras de ruido son elevadas al cuadro y procesadas por un filtro IIR 174 para producir un estimado de la varianza de ruido s2. Este filtro tiene un ancho de banda más estrecho que el filtro FIR para producir un estimado generalmente más exacto de la varianza de ruido. Después de los retrasos de muestra apropiados para acoplar los retrasos de filtro, la ponderación de símbolo a*/s2 es computarizada para cada subportador. Estos valores son uniformados e interpolados entre los subportadores para cada símbolo OFDM para producir estimados más exactos. Esta ponderación es única para cada símbolo OFDM y cada subportador que proporciona un estimado local (tiempo y frecuencia) y ponderación para los símbolos que forman los métricas de ramificación para un decodificador Viterbi subsecuente.

Como se usa en la presente, la "ganancia de referencia coherente compleja (a)" de un símbolo QPSK (dependiendo de la ubicación de tiempo/frecuencia ya que es dinámica) es definida como a. Es un término complejo, incluyendo componentes reales e imaginarios, que representan la ganancia y fase del símbolo asociado con él . Este valor es estimado por el procesamiento y filtración descritos. La "señal de referencia de canal coherente compuesto xn" es el valor compuesto de un a computarizado sobre los subportadores de referencia sobre cualquier tiempo de símbolo OFDM.

Los papeles múltiples de los subportadores de referencia para adquisición, rastreo, estimación de la información de estado de canal (CSI) y operación coherente han sido descritos en las patentes incorporadas. El sistema de la Patente de los Estados Unidos de Norteamérica No. 7,305,056 es diseñado para colocar en vehículos antenas fijas. El sistema es diseñado para operación coherente en la banda de radiodifusión FM (88-108 MHz) con ancho de banda de desvanecimiento para acomodar vehículos en velocidades de carretera. Los varios parámetros de rastreo coherentes son estimados usando filtros con anchos de banda que se aproximan al ancho de banda Doppler esperado máximo (aproximadamente 13 Hz) . Con una antena fija, las estadísticas de rastreo pertinentes de la señal de entrada a los algoritmos de rastreo son asumidas para variar en una proporción no mayor al ancho de banda Doppler.

Como se usa en la presente, la "ganancia de referencia coherente compleja (a)" de un símbolo QPSK (dependiendo de la ubicación de tiempo/frecuencia ya que es dinámica) es definida como a. Es un término complejo, incluyendo componentes reales e imaginarios, que representa la ganancia y fase del símbolo asociado con él. Este valor es estimado por el procesamiento y filtración descritos. La "señal de referencia de canal coherente compuesta xn" es el valor compuesto de a computarizado sobre todos los subportadores de referencia sobre cualquier tiempo de símbolo OFDM.

La tercera patente (7,724,850) usa filtros no lineales para estimar CSI . Los filtros no lineales mejoran comportamiento en la presencia de temporales de etapa y ruido de impulso. Los temporales de etapa pueden ser provocados por age intensificado o por sistemas de diversidad de antena de conmutación. Esta patente es enlistada posteriormente y se muestra un diagrama de bloque funcional en la Figura 7.

La Figura 7 muestra un ejemplo en donde el filtro FIR de 11-tap es reemplazado con un filtro mediano de 5-tap. La meta de los procesos mostrados aquí es proporcionar estimados de la ganancia compleja de canal coherente (valores "a") junto con estimados del ruido o interferencia. Estos estimados son locales en tiempo y frecuencia (ubicación de subportador) para acomodar la experiencia de canal de desvanecimiento selectivo dinámico en un ambiente móvil como un automóvil en movimiento. Estos estimados son derivados de los símbolos de subportador de referencia los cuales han sido despojados de la señal recibida y desmodulada como se describe previamente y son introducidos en la línea 250 como valores de complejo Sr,n- Los datos usados para modular estos símbolos es ya conocido y removidos de estos símbolos con la primera operación de multiplicado conjugado (ilustrado por multiplicador 252) para producir los valores de ganancia de canal complejos instantáneos a2r,n en la línea 254. La filtración mediana subsecuente 256 en tiempo reduce el ruido mientras que mantiene los cambios de etapa debido a la conmutación de antena para producir valores intermediarios alr,n en la línea 258. Estos valores intermediarios son además filtrados (uniformados) sobre los subportadores de referencia (en frecuencia) como se muestra en bloque 260 para producir los valores de ganancia de canal complejos finales ar>n. Estos valores de ganancia ar,n son usados por último fuera de este algoritmo para procesar (ecualizar y proporcionar información métrica de ramificación) las constelaciones de señal para los símbolos de portación de datos en la forma convencional para desmodulación de símbolo QA .

La siguiente etapa en este proceso es estimar el ruido asociado con cada uno de estos valores de ganancia de canal complejos. Las muestras de ruido instantáneas son estimadas por substraer los valores ar , n- 2 a partir de las muestras a2rjn_2, de entrada correspondientes de ruido (retrasados apropiadamente) como se ilustra por punto de suma 262. Como se muestra en el bloque 264, el valor cuadrado en magnitud es computarizado a partir de estas muestras de ruido complejas para producir los estimados de varianza de ruido instantáneos varn_2 en la línea 266. Estas muestras de varianza de ruido instantáneas son estimados deficientes del ruido local (tiempo y frecuencia) y requiere procesamiento y filtrar para producir estimados de varianza de ruido útiles. Aunque filtración de tiempo y frecuencia más simple puede normalmente ser usado para reducir el error de estos estimados de varianza de ruido instantáneo, este tipo de filtración no puede acomodar efectivamente el ruido de cambio debido al desvanecimiento. Una acción AGC de control de ganancia automática y cambios de etapa debido a la conmutación de antena. Por lo tanto un filtro mediano 268 es usado para filtrar estas muestras de varianza instantáneas en tiempo para producir muestras varfltn-16 y filtración convencional (filtro IIR lineal o FIR 270) es usado para además uniformar frecuencia cruzada (subportadores) para producir los estimados de varianza finales s2G,?-16 en una forma similar a los estimados de ganancia de canal complejos anteriores. Una trayectoria hacia delante de alimentación adicional 272 es proporcionada para capturar los impulsos de ruido relativamente grandes que ocurren debido a la conmutación de antena. Cuando estos valores (escalados por un factor 0.5 como se muestra en el bloque 274) exceden el estimado de filtrado mediano, entonces estos valores más grandes son seleccionados para sacar al filtro de uniformado de frecuencia por la función máxima seleccionada ilustrada en el bloque 276. Estos valores son entonces uniformados sobre los subportadores de referencia como se muestra en el bloque 278. Esto es importante en formación subsecuente de las métricas de ramificación lo cual explota este conocimiento de los impulsos de ruido grandes.

Los análisis y simulación de las mejoras de algoritmo a la estimación de referencia coherente acabados de describir parecen trabajar suficientemente bien para los casos analizados y simulados. Estos casos incluyen un canal de desvanecimiento plano y selectivo con ancho de banda Doppler consistente con velocidades de carretera y ruido tan bajo como 0 dB SNR. Sin embargo otras condiciones de canal pueden ser consideradas, como ruido impulsivo, o efectos temporales residuales no suprimidos enteramente por el nuevo procesamiento de referencia coherente. En este caso los valores de referencia coherentes ajustados de x son apropiados; sin embargo, el estimado de varianza de ruido puede ser corrompido. El impulso de ruido puede ser alto para los símbolos donde ocurre el impulso, pero el filtro IIR puede suprimir este valor estimado de ruido en el instante de impulso, y dispersar el estimado de ruido sobre el tiempo de respuesta de impulso del filtro IIR. Puede ser preferible en este caso alimentar hacia adelante las muestras de alto ruido en paralelo con la trayectoria IIR (con acoplamiento de retraso apropiado) . Para símbolos donde el impulso de ruido es suficientemente superior que la salida del filtro IIR, este impulso de ruido puede ser usado para determinar la varianza de ruido estimado para aquellos símbolos. Cuando se usa la trayectoria de alimentación hacia delante para estos impulsos de ruido, la energía en el filtro IIR para estas muestras puede ser reducido de tal forma que el pico de ruido local no es dispersado sobre la extensión del filtro IIR. Es fácil considerar varias variaciones de este proceso para picos de ruido de manejo en el estimado de varianza de ruido.

El proceso de estimación de varianza de ruido es modificado para mejorar el comportamiento con temporales de conmutación y para acomodar un AGC más rápido. La estimación de ruido original emplea un filtro IIR de dos 2 polos con parámetro a=l/16 (no para ser confundido con las notaciones de valor "ar,n" subscriptas para las ganancias de canal compeljo) . El pico de la respuesta de impulso de este filtro está en un retraso de 8 muestras (símbolos) , aunque la cola de decaimiento es mucho mayor haciendo la etapa de retraso más cercana a 16 muestras (símbolos) .

Las funciones descritas en las Figuras 6 y 7 pueden ser realizadas, por ejemplo, en los bloques de desmodulador digital de las Figuras 1-5.

De acuerdo a las modalidades de la invención, estas métricas de ramificación pueden ser modificadas como se describe posteriormente con el fin de optimizar su uso en combinación de proporción máxima para un sistema de diversidad FM IBOC, incluyendo ajustar para efectos de filtración no lineales, deformados, cuantización y sincronización, como se describe en las siguientes secciones.

Análisis de Métricas de Ramificación de Viterbi La relación entre proporción de portador a ruido Cd/No y los valores VBM es analizada en esta sección, ya que esta relación influye las modificaciones descritas en secciones subsecuentes. Las VBM son formadas por multiplicar los símbolos recibidos por la ponderación de CSI (CSIweight) computarizada . Estas ponderaciones de información de estado de canal (CSI) son derivadas de subportadores de referencia e interpoladas sobre los 18 subportadores de portación de datos entre los pares de vecinos de subportadores de referencia. Esta ponderación de CSI (CSIweight) combina la ponderación de amplitud para MRC junto con una corrección de fase para errores de fase de canal . a' ponderación CSI = — s Donde a* es el conjugado complejo de la ganancia de canal estimada, con relación a la energía de símbolo de clave de cambio de fase en cuadratura (QPSK) de uno y s2 es un estimado de la varianza del ruido para un símbolo QPSK. Ya que la varianza de ruido es estimada en dos dimensiones para el símbolo QPSK, entonces s2=?? (en lugar de s2=??/2 usualmente asociado con un filtro acoplado dimensional) . El símbolo QPSK tiene una magnitud nominal de Donde Es es la energía de un símbolo QPSK y Ec es la energía de uno de los dos bitios de código del símbolo QPSK. Cuando un bitio recibido es multiplicado por la ponderación CSI, ésta tiene un valor típico (absoluto) de La energía de bitio de código Ec es expresada como una función de la potencia de señal digital total Cd.

L 344.53125· 191¦ 4 Entonces el valor típico (absoluto) de las métricas de ramificación puede ser expresado como una función de Ajustes para filtración no lineal El análisis métrico de ramificación descrito anteriormente asume filtración lineal ideal. Sin embargo, implementaciones de receptor de HD Radio actual emplea varias técnicas de filtración no lineal para mitigar los efectos no deseables de ruido impulsivo y temporales de etapa debido al control de ganancia automático (AGC por sus siglas en inglés) y/o sistemas de antena de diversidad conmutados, como se describe en la Patente de los Estados Unidos de Norteamérica No. 7,724,850, la cual puede ser incorporada en la presente para referencia. La relación de métricas de ramificación con Cd/No pueden ser ajustada para permitir la diferencia de ganancia con estos filtros no lineales. Como se muestra anteriormente, la relación de métricas de ramificación típicas para el modelo de filtro lineal ideal es \VB^ = Cd/No- 2.7dB Un diagrama de bloque funcional de la técnica de estimado CSI usando filtración no lineal es mostrado en la Figura 7. La trayectoria de señal superior en la Figura 7 muestra un filtro mediano de 5-tap. Este filtra los símbolos QPSK complejos (constríñidos a BPSK) de los subportadores de referencia que han sido despojados de datos. Los valores de símbolo representan la ganancia de canal compleja para cada subportador de referencia. El filtro mediano en este caso no impone una desviación con relación a la muestra compleja ponderada media que puede ser obtenida por filtración lineal en el caso del ruido Gausiano todo blanco (AWGN por sus siglas en inglés) . Esto es porque la función de densidad de probabilidad de ruido gausiano bidimensional es simétrico alrededor del valor complejo medio del símbolo QPSK.

El filtro medio de 7-tap para el estimado de varianza de ruido produce una desviación con relación a un filtro promediado lineal. Esto es porque las muestras de error cuadradas tienen una distribución no simétrica alrededor del promedio. Específicamente la suma del cuadrado del par de muestras Gausianas de varianza de unidad produce una distribución Chi cuadrada (s2) con 2 grados de libertad, que tiene una media de 2 (2 dimensiones) y una distribución de CDF(x) = - " - ; FDF(x) = ]- e 2 .

La varianza del ruido es la media de la distribución de Chi cuadrada.

El filtro no lineal en la implementación del receptor aproxima la varianza con la mediana de la distribución de Chi cuadrada y es solucionada por PDF(x)¦ dx = jPDF(x)¦ dx ; mediana = 2 · ta </ 2 .386 .

El valor medio de 1.386 es relativo con una media lineal de 2, produciendo una ganancia de ln (2) =0.693 en lugar de ganancia de unidad esperada de un filtro lineal. Sin embargo, la media de un número finito de muestras (por ejemplo 7) es desviada ligeramente más arriba que la mediana verdadera de un gran grupo de muestras. Una simulación simple de un filtro mediano de 7-tap deslizante sobre 1 millón de muestras de Chi cuadradas revela que la ganancia es aproximadamente 0.76 (en lugar de ganancia de unidad para filtros lineales) , sobreestimando la varianza de ruido por 1.2 dB. Esto es debido a la asimetría de la distribución del cuadrado de las muestras complejas Gausianas. Entonces esto tenderá a sobreestimar la ponderación de CSI (CSIweight) por un factor de aproximadamente 1.316 (1.2 dB) .

Hay otro filtro no lineal debido a los estimados de ruido de corto término. En este caso granes muestras de ruido impulsivas (escaladas por 0.5) serán seleccionadas como la salida de filtro cuadrado en ruido. El resultado es que los estimados de ruido de corto término en exceso de pico de alimentación hacia adelante sobreestimará el ruido. El resultado neto de ambas no linealidades (filtro mediano de 7-tap, y máxima selección) es que la varianza de ruido es bajo estimada por un factor de 0.83 (0.8 dB) , por lo tanto la ponderación de CSI (CSIweight) es sobreestimado por un factor de 1.2.

Resultados de simulación de un receptor real muestra los valores de métricas de ramificación promedio como una función de Cd/No. Los resultados muestran que las métricas de ramificación simuladas son un factor de 1.073 (0.3 dB error) mayor que los valores predichos en puntos de operación Cd/No típicos, incluso después de la corrección para filtración no lineal. Una explicación porqué las VBM son mayores que lo predicho es que la estimación de símbolo finito (por ejemplo, filtro mediano de 5-tap) es influenciada por la mediana no cero del ruido sobre aquellas 5 muestras. La magnitud de símbolo puede ser sobreestimada (aunque no desviada) en la salida de filtro mediana debido a la adición de vector del componente de ruido. Esto puede también resultar en bajoestimación de la varianza de ruido ya que la mediana de símbolo es substraída a partir de las otras muestras, entonces elevada al cuadrado para producir muestras de energía de ruido. El error neto puede ser difícil para analizar debido a la complicación de filtración adicional entre subportadores de referencia. Sin embargo, este error pequeño es asumible aceptable como suficiente verificación de la ganancia de filtración para análisis en secciones subsecuentes .

Por estas razones y de acuerdo a modalidades de la invención descritas en la presente, la predicción de métrica de ramificación computarizada para filtración no lineal puede incluir un ajuste total de aproximadamente 2.3 dB (1.2 + 0.8 + 0.3 dB) . \VBM\ = Cci/No~ 2.7 ÷ 3 = Qi/No- 0.4dB Deformado de Métrica de Ramificación Los métricas de ramificación ideales incrementan en proporción a Cd/No. Sin embargo, en SNR bajo, los símbolos de canal llegan a ser sobreestimados. Por ejemplo, los símbolos de canal estimados para el filtro mediano de 5-tap generalmente tendrá una mediana no cero incluso cuando no está una señal presente. Esto es ya que el símbolo de canal es la mediana de las 5 muestras de ruido. Esto provocará una sobrestimación de la varianza de ruido. Por lo tanto, las métricas de ramificación son sobreestimados (deformadas) en SNR bajo. La expresión para ponderación de CSI (CSIweight) puede ser modificada para "no deformar" los valores en SNR bajo. Esto puede ser realizado por multiplicar la ponderación de CSI (CSIweight) existente con un factor de deformado CSIwarp.

Ponderación de CSI^ponderación de CSI. deformación de CSI Donde ponderación CSI= = - 1 deformación de CSI El valor de parámetros c y p pueden ser ajustados empíricamente para mejor comportamiento. El valor de Cd/No es relacionado a la magnitud de métrica de ramificación nominal, incluyendo el factor de corrección de ganancia para la filtración no lineal.

Los gráficas de la Figura 8 muestran los efectos de CSIwarp (deformación de CSI) sobre un intervalo de Cd/No, es decir, la supresión de métricas de ramificación en SNR bajos. Los resultados de simulación sugieren usar c=0.25, p=2, ya que tiende a ofrecer el mejor comportamiento sobre varias condiciones. Como se usa en esta descripción, "SNR bajo" significa cerca de cero dB (Ec/No) o menor.

Cuantificación de Métrica de Ramificación Las constricciones de memoria son satisfechas por imponer cuantización en las métricas de ramificación. La cuantización es determinada por el número de bitios usados para representar las VBM. Aunque 8 bitios de cuantización han sido usados, es deseable reducir esto a más poco (por ejemplo 4) bitios. El ancho de zona de cuantización óptima (resolución de cuantización) es definida por las siguientes fórmulas : Donde No es una densidad espectral de potencia de ruida, b es el número de bitios para una decisión suave, y T está en unidades de VE . Por lo tanto Ec/No=l, el valor cuantizado de la métrica de ramificación puede ser 2*" . La VBM computarizada en un receptor IBOC ya tiene un factor de en la computación, así como también un factor de aproximadamente 1.3 debido a la ganancia de filtración no lineal .

Entonces el factor de escala práctica para las métricas de ramificación del receptor IBOC deben ser escala = ).544 --J Métrica de ramificación _ nzq = mx - !" + , min Í\ ~ - , vuelta |escala«Métrica de ramrficación_nz En un ejemplo, para b=4 bitios de cuantización, el factor de escala puede ser escala=2.17. Por lo tanto + 4 puede representar los valores cuantizados en Ec/No=l, aproximadamente Cd/No=54.2 dB_Hz . El intervalo máximo es +7/-8, aproximadamente 3 dB mayor a +Ec/No.

La Figura 9 es un diagrama que muestra escalado (escala=2.17) y cuantización para métricas de ramificación de Viterbi . En la Figura 9, los números son los valores quanta enteros actuales representados con 4 bitios (16 números posibles en complemento de 2) . Para este ejemplo, un valor entero de 4 (o +4) es equivalente a Ec/No=l, o cero dB, donde Ec/No es la energía de bitios de código divididos por la densidad de ruido.

Los efectos combinados de escalado, cuantización y deformado son simulados para determinar empíricamente las fijaciones de parámetro para deformado (p y c) así como también el factor de escala asociado con bitios de cuantización de VBM. Estos resultados de simulación sugieren un factor de escala diferente que el análisis previo. La Tabla 1 muestra los valores de escala recomendados para varias elecciones de cuantización (bitios para VBM) .

Los beneficios de deformado son mejor medidos con una banda lateral, ya que el deformado mitiga contaminación a partir de la banda lateral perdida debido a VBM no cero (ruido) . La cuantización de VBM con mejor escalación es simulada (excepto que un factor de escala VBM adicional de 32 es también usado para cuantización de 8 bitios para asegurar saturación en el caso de muestras de ruido impulsivo alto) . Los parámetros de deformado recomendados son c=0.25, p=2. Sobre todas las condiciones simuladas, la cuantización de 4-bitios, la pérdida es menor que una mitad de dB . Para cuantización de 3 bitios es menor a un dB (con deformado) . Para cuantización de 2 bitios, la degradación es menor a 2 dB (otra vez, con deformado) . Las mejores elecciones para factor de escala para cada cuantización VBM (bitios) son puestas en negritas en la Tabla 1.

Tabla 1 Pérdida de cuantificación VBM con mejor escalado medido. Resultados de VER de simulación de FM atlab Deformación, c=0.25 , p=2 , seed=100, 5/24-25/12 Degradación Degradación Degradación de de BER (dB) de BER (dB) BER (dB) vs vs punto de vs punto de punto de Cuantificación Escalado Deformación flotación, flotación, flotación, VBM, de VBM de VBM VBM, AWGN @ VBM, A GN @ UF (bitios) 56 dB-HZ con 54 dB-HZ desvanecimiento una banda raleigh @ lateral dB-HZ discapacitada Flotador NA OFF Flotador NA ON -0.3 0.05 0.05 8 32 OFF 0.05 0.01 0 8 32 ON -0.05 0.08 0.12 8 8.704 OFF -0.15 0.06 0.04 8 8.704 ON -0.3 0.07 0.12 4 3.5 OFF 0.48 0.07 0.33 4 3.5 ON 0.17 0.11 0.34 3 2.5 OFF 1.111 0.3 0.71 3 2.5 ON 0.76 0.31 0.79 2 2 OFF 2.24 0.82 1.75 2 2 ON 1.22 0.85 1.68 Sincronización de VBM En las modalidades descritas, ambas primera y segunda trayectorias de la señal del receptor pueden operar independientemente (en forma asincrona) . Las VBM a partir de cada trayectoria del receptor son combinadas cuando están disponibles. Ambas trayectorias del receptor usan su propia adquisición y rastreo, y las métricas de ramificación deben ser alineadas para combinación. Cuando solamente una trayectoria del receptor tiene métricas de ramificación válidas, entonces las métricas de ramificación a partir de la otra trayectoria del receptor no son agregadas.

El comportamiento es casi óptimo cuando tanto las trayectorias del receptor están rastreando la señal con sincronización apropiada. El principal incremento de comportamiento es logrado en condiciones de desvanecimiento dinámico. Cuando una antena está en un desvanecimiento profundo, la otra antena no puede ser desvanecida, y viceversa. El rastreo puede volantear sobre desvanecimientos cortos o cortes.

Cuando una de las trayectorias del receptor no está rastreando la señal, sus métricas de ramificación son efectivamente cero y MRC no ofrece ventaja adicional para el desmodulador de rastreo, excepto para mejorar la probabilidad que por lo menos un desmodulador esté decodificando la señal. Esta situación puede ser mejorada si la información de rastreo son compartidas entre receptores. La pérdida puede ser aparente en AWEGn donde el rastreo puede ser pérdido debido a la operación abajo del umbral SNR del único receptor, donde la ganancia de combinación puede ofrecer suficiente comportamiento de proporción de error de bitios (BER por sus siglas en inglés) si este receptor está rastreando .

Alternativamente, ambas trayectorias del receptor puede compartir sincronización en base a ambas señales de antena. Esta opción ofrece mejor comportamiento, pero modificaciones de software de desmodulador extensivo son requeridas sobre el desmodulador simple. La alineación entre métricas de ramificación es trivial ya que ambas trayectorias del receptor son ya sincronizadas. La adquisición y rastreo es común para ambas trayectorias de señal . La sincronización entre el par de trayectorias de señal de entrada puede ser asegurada, y frecuencias de oscilador local de sintonizador pueden ser cerradas. El comportamiento es mejorado bajo todas las condiciones. El comportamiento de adquisición y rastreo es mejorado junto con el comportamiento BER de decodificación de señal .

II. Adquisición y Sincronización de Cuadro usando DSQM Como se establece previamente, un receptor de FM IBOC que implementa MRC opera en bajas condiciones SNR. Receptores de IBOC existentes usan parámetros para adquisición y sincronización de cuadro que pueden, de acuerdo a modalidades de la invención descritas en la presente, ser optimizadas para estas condiciones SNR bajas usando una métrica de calidad de señal digital (DSQM por sus siglas en inglés) .

La métrica de calidad de señal digital (DSQM por sus siglas en inglés) es una función algorítmica usada para medir (computarizar) la calidad de una señal OFDM digital. La DSQM es un intervalo de número de cero a uno, indicando la viabilidad de las bandas laterales digitales de una señal FM IBOC. Un valor cercano a cero indica que no se detecta señal útil, mientras que un valor cerca de uno indica que la calidad de señal es casi ideal. Un valor de intervalo medio de 0.5, por ejemplo, indica una señal digital corrompible pero posiblemente decodificable . La Patente de los Estados Unidos de Norteamérica No. 7,933,368 describe la función DSQM y es incorporada en la presente para referencia.

La DSQM tiene varias aplicaciones. 1) detecta un canal de señal digital viable para búsqueda/escaneo digital, 2) establece una sincronización de símbolo inicial y compensación de frecuencia de portador para adquisición de señal digital 3) evaluar la calidad de señal de elemento de antena para conmutación de diversidad y MRC, donde una versión más eficiente, como DSQM-lite, explota conocimiento de sincronización de símbolo existente.

La Figura 10 es un diagrama de bloque funcional de procesamiento DSQM. Señales de banda lateral superior y banda lateral inferior son recibidas en líneas 300 y 302 respectivamente. Estas señales pueden ser recibidas a partir de los filtros de aislamiento de banda lateral en 186 ksps (donde la decimación por 2 filtros son usados para 372 ksps) . Las señales son cambiadas para banda base en mezcladores 304 y 306. Los filtros de preadquisición 308 y 310 filtran las señales de bande base. Las métricas de calidad de señal Q e índice de pico P para cada banda lateral digital son determinadas como se muestra en bloques 312 y 314. Entonces las métricas de calidad combinados Q e índice de pico P son usadas para computarizar una DSQM como se muestra en el bloque 316. Un estimado de sincronización de símbolo y amortiguamiento de frecuencia (sub) portador para el caso de adquisición inicial es computarizado como se muestra en el bloque 318.

La computarización DSQM mostrada en la Figura 10 está comprendida de 5 componentes relacionados: 1) frecuencia de centro de cambio del ancho de banda de señal de preadquisición a banda base, 2) filtro de preadquisición a cada banda lateral, 3) computarizar métricas de calidad de señal Q e índice de pico P para cada banda lateral, 4) combinar las métricas de calidad de señal para formar DSQM compuestos, y 5) estimar sincronización de símbolo y amortiguamiento de frecuencia de (sub) ortador para el caso de adquisición inicial.

Una porción de los anchos de banda de señal USB y LSB es usada para la estimación DSQM. En un ejemplo, la porción de frecuencia deseable es centrada en aproximadamente 155 kHz para el USB, y -155 kHz para el LSB. Un ancho de banda de aproximadamente 46.5 kHz es útil para DSQM ya que permite la supresión de una señal analógica primera adyacente potencial . Muestreo Nyquist de estas señales resulta en computarización eficiente.

La DSQM también estima el límite de símbolo del receptor y error de frecuencia provocado por diferentes osciladores de transmisor y referencia de receptor e incertidumbre de límite de símbolo. Sus correcciones de un tiempo son aplicadas antes al inicio de la desmoulación; la sincronización es mantenida después de esto por rastrear control en el desmodulador.

Una descripción más detallada de DSQM es proporcionada posteriormente, en la sección III. La descripción de algoritmo de DSQM. Una implementación más eficiente de DSQM, llamada DSQM-lite, puede ser usada para conmutación de diversidad de antena. La Solicitud de Patente de los Estados Unidos de Norteamérica No. 13/165,325, presentada el 21 de junio, 2011 y titulada "Method and Apparatus For Implementing Signal Quality Metrics and Antenna Diversity Switching Control", describe la función DSQM-lite y es incorporada en la presente para referencia. La eficiencia de DSQM-lite es derivada de conocimiento de la sincronización de símbolo después de que se ha adquirido la señal. En lugar de procesar el vector de símbolo entero, se computariza DSQM solamente para las muestras sincronizadas dentro del símbolo.

DSQM y/o DSQM-lite puede ser usada para optimizar parámetros para el uso de diversidad de antena MRC en un receptor que opera en una SNR inferior. Ya que el comportamiento en AWGN puede mejorar tanto como 3 dB, la adquisición y rastreo puede también ser capaz de operar 3 dB menores. Incluso mayores mejoras en sensibilidad de recepción son posibles en desvanecimiento. Sin embargo, el rastreo de símbolo de cuarta potencia en las implementaciones de desmodulador usado previamente rompe en estas condiciones de operación SNR inferiores. Umbrales en DSQM y requerimientos de correlación con patrones sync en los subportadores de referencia para sync de cuadro pueden ser modificados para mejorar la adquisición en SNR menor. Un diagrama de bloque funcional de un receptor que emplea la técnica de diversidad de antena MRC para señales OFDM es mostrada en la Figura 1.

Una estrategia de procesamiento de señal descrita posteriormente incluye eliminar el rastreo de símbolo de cuarta potencia, junto con la detección de "Badtrack" de cuarta potencia. Badtrack es una condición donde el rastreo de símbolo fija algo diferente al límite de símbolo actual, y permanece estancado ahí . La técnica de cuarta potencia es usada comúnmente para despojar la modulación de fase de datos impuesta en símbolos QPSK. Esto deja la información de ganancia compleja usada para estimar la información de estado de canal (CSI por sus siglas en inglés) que es usada en computaciones de métricas de ramificación de Viterbi subsecuentes. La operación de cuarta potencia multiplica el ángulo de la ganancia compleja por 4. Esto es remediado por dividir el ángulo resultante por 4 para producir la fase de canal. Sin embargo, también multiplica el ruido por un factor de 4. Esto es aceptable típicamente para operación de un solo receptor, ya que el algoritmo de adquisición y rastreo en base a la cuarta potencia operan aceptablemente en SNR más bajo para datos útiles. Sin embargo, el SNR de operación menor de un receptor MRC es evitado debido al ruido incrementado debido al procesamiento de cuarta potencia, por lo tanto se busca una técnica alternativa.

Ya que se desecha el procesamiento de cuarta potencia, el rastreamiento de símbolo es dejado para volantear usando el amortiguamiento de muestra de sincronización de símbolo determinado por DSQ durante este periodo. El error de sincronización de muestra derivará durante este tiempo debido al error de reloj (por ejemplo, 100 ppm resulta en 18.6 muestras/seg de derivación en 186 kHz de proporción de muestra) . Si la sincronización de símbolo deriva muy lejos, entonces la circuitería de rastreamiento de símbolo no puede ser capaz de convergir para corregir el punto de operación. El rastreamiento de símbolo usando subportadores de referencia es iniciado después de que se encuentra subcuadro inicial, lo cual evitará además deriva de sincronización de símbolo. Por lo tanto, para evitar una falsa condición de rastreamiento, una readquisición debe ser invocada dentro de aproximadamente 0.5 segundos después de DSQM si no se encuentra el subcuadro inicial .

Es importante suprimir métricas de ramificación defectuosas a partir de un desmodulador de tal forma que no contamine el desmodulador alternativo. Esto puede suceder durante una condición de rastreo de símbolo defectuoso en SNR bajo. No es necesariamente un problema con un desmodulador simple (no MC) ya que la señal puede ser de cualquier forma no descodificable . Ya que MRC combina métricas de ramificación a partir de ambos desmoduladores, la posibilidad de contaminación puede ser evitada. Un detector de Badtrack en base a DSQM es descrito posteriormente para este propósito, así como también para readquisición.

Además, la filtración puede ser usada como se describe en las siguientes secciones.

Filtración de Pread uisición Para evitar adquirir falsamente en canales adyacentes secundarios, cada banda lateral primaria puede ser filtrada antes a procesamiento DSQ . El filtro de preadquisición puede ser diseñado para proporcionar rechazo de banda de detención 60 dB mientras que limita el impacto en la banda lateral primaria deseada.

Un medio eficiente de computarizar DSQM implica decimar la proporción de muestra de señal de banda base compleja de entrada a aproximadamente 46.5 ksps para cada banda lateral digital (LSB & USB) . Esto puede ser realizado por usar el grupo de filtros de aislamiento. Sin embargo, si la proporción de muestra de salida de las bandas laterales digitales es 372 ksps, entonces un par de filtros de decimación por 2 pueden ser insertados en el frente de los mezcladores complejos y filtros de preadquisición para proporcionar la proporción de muestra esperada de 186 ksps.

Filtro de paso alto de banda media La figura 11 es un diagrama de bloque funcional de filtros de preadquisición precedidos con filtros de decimación. La Figura 11 muestra los mezcladores complejos 320, 322 y filtros de preadquisición 324, 326 procedidos por un filtro de paso alto de banda media 328, 330 para reducir la proporción de muestra de entrada de 372 a 186 ksps. Muestras digitales de banda base USB y LSB complejas son sacadas de filtros de aislamiento USB y LSB en 372 ksps. Se usa un filtro de paso alto de banda media para decimar las proporciones de muestra USB o LSB a partir de 372 ksps a 186 ksps. El espectro de este filtro tiene simetría de banda media, con coeficientes alternativos iguales a cero. Versiones enteras de estos coeficientes de filtro son presentados en la Tabla 2, que muestra solamente coeficientes de un lado que inician en índice de coeficiente de centro 0 a 15. Estos coeficientes de entero pueden ser multiplicados por 2"15 para una ganancia de banda de paso de unidad. Los coeficientes de índice negativo (no mostrados en la Tabla 2) son iguales a coeficientes de indexado positivo.

Después de la decimación por 2 a 186 ksps, y mezclado complejo, las bandas laterales digitales USB y LSB sufren de filtración adicional por el filtro de preadquisición. Este filtro debe tener fase lineal y proporciones de muestra de salida mínimas consistentes con características de banda de pase. Las bandas laterales superior e inferior deben cada una tener una banda de paso de aproximadamente 46 kHz, con el fin de minimizar la corrupción a partir de la interferencia digital primera analógica adyacente y segunda digital adyacente. Este filtro puede ser diseñado usando una proporción de muestra de salida decimada por 4 (46.51171875 ksps).

Tabla 2- Coeficientes Indexados positivos de filtro USB o LSB de Paso Alto de Banda Media La Figura 12 muestra el espectro de filtro de paso alto de banda media antes de decimacion por 2. La salida después de la decimacion por 2 centrará la banda de paso del filtro a cero Hz. Las gráficas muestran las respuestas undecimadas sobre el ancho de banda Nyquist para proporción de muestra de entrada compleja 372 ksps, aunque solamente la salida decimada es computarizada (para eficiencia) . Notar que la banda de paso 6 - dB de banda base expande el ancho de banda de banda media de 93 kHz a 279 kHz, el ancho de banda Nyquist en la proporción de muestra de salida. El filtro de decimacion LSB tiene un espectro idéntico, pero con frecuencias negativas. En la Figura 12, las unidades para el eje vertical son dB y para el eje horizontal Hz (frecuencia) , k es un índice de muestra, y K es el número total de muestras en FFT.

Filtro de Preadquisición de un Cuarto de Banda El filtro de preadquisición de cuarto de banda aisla eficientemente una porción de la banda de paso de salida del filtro de banda lateral digital primaria superior o inferior, suprimir los efectos de la interferencia de canal adyacente. En una modalidad, antes a la filtración, el USB aislado es efectivamente cambiado por frecuencia por 155.0390625 kHz, y el LSB aislado es efectivamente cambiado en frecuencia por +155.0390625 kHz. El cambio de frecuencia centra el filtro de preadquisición en banda base (de) , reduciendo la complejidad por permitir un filtro de un cuarto de banda simétrico (real) . En la práctica, el cambio de frecuencia puede ser realizado por mezclar las alias de banda base de la entrada USB por 31.0078125 kHz ( e3 -*"n 3 ) . En una forma similar, los alias de banda base de la entrada LSB pueden ser cambiados por -31.0078125 kHz {e^n'n/i) . Este cambio de frecuencia permite al pasor complejo ser almacenado en una tabla de circuito circular con solamente 6 coeficientes por ciclo.

En un ejemplo, vectores para cambio de frecuencia compleja y coeficientes de filtro son computarizados y prealmacenados . Prealmacenar el exponencial complejo en un vector de 6 elementos fshft.

La salida de filtro de preadquisición es además decimada por 4, y es usada subsecuentemente para adquisición. El espectro de filtro tiene simetría de cuarto de banda, en la cual cada cuarto coeficiente es cero. Versiones de entero de estos coeficientes de filtro son presentados en la Tabla 3, que muestra solamente coeficientes indexados positivos, iniciando en el índice de centro 0 a 11. Estos coeficientes de entero pueden ser multiplicados por 2"15 para ganancia de banda de paso de unidad. Los coeficientes indexados negativos son iguales a los coeficientes indexados positivos.

Tabla 3. Coeficientes Indexados positivos de filtro de preadquisición de cuarto de banda.

El espectro de magnitud de una modalidad del filtro de preadquisición para el USB es mostrado en la Figura 13. Las gráficas muestran las respuestas sobre un ancho de banda seleccionado dentro de la proporción de muestra 372 ksps de tal forma que efectos de filtro más allá de 200 kHz pueden ser vistos en la gráfica. La salida real del filtro preadquisición es solapada para centrar el filtro en cero Hz en una proporción de muestra de 46.5 ksps . Estas gráficas incluyen el espectro de salida del filtro de decimación de banda lateral digital primaria superior, y el espectro efectivo del filtro de preadquisición de cuarto de banda. Notar que la banda de paso de banda base se extiende el ancho de banda de cuarto de banda a partir de aproximadamente 132 a 178 kHz . Esta banda de paso es elegida para minimizar la corrupción durante adquisición debido a la primera interferencia FM analógica adyacente y segunda interferencia de banda lateral digital adyacente. Las características LSB son las mismas, pero con frecuencias de banda base negativas.

III . Descripción de Algoritmo DSQM La computación DSQM explota correlación de prefijo cíclico dentro de cada símbolo para construir picos de correlación. La posición de los picos indica la ubicación del límite de símbolo verdadero dentro de las muestras de entrada, mientras que la fase de los picos es usada para derivar el error de amortiguamiento de frecuencia sobre un espaciamiento de subportador. La diversidad de frecuencia es lograda por procesar independientemente las bandas laterales primarias superior e inferior. Cuando ambas bandas laterales son viables, entonces se combinan para mejorar el estimado. Un medio eficiente para computarizar el DSQM implica decimar la proporción de muestra de señal de banda base compleja de entrada cambiada en frecuencia a aproximadamente 46.5 ksps . Un diagrama de bloque funcional de una modalidad de la computación métrica de calidad para cada banda lateral es mostrada en la Figura 14.

La Figura 14 ilustra las computaciones métricas de calidad USB o LSB . Las entradas a procesamiento DSQM son bloques de tamaño de símbolo de muestras de banda lateral primaria superior e inferior. Cada bloque está comprendido de 135 muestras complejas en una proporción de aproximadamente 46.5 ksps, que representan un tiempo de símbolo. Estos bloques tienen límites arbitrarios que no necesariamente coinciden con los límites de los símbolos transmitidos. Sin embargo, por explotar una correlación inherente dentro de los símbolos transmitidos, sus límites verdaderos pueden ser determinados .

La entrada 340 es un símbolo de 135 muestras recibido a partir de ya sea el filtro de preadquisición de banda lateral superior o inferior. Las muestras de entrada son cambiadas por 128 muestras 342 y el conjugado complejo 344 de las muestras cambiadas es multiplicada 346 por las muestras de entrada. Dieciséis símbolos son duplicados como se muestra por el bloque 348 y agregador 350. Las sumas duplicadas son filtradas por un filtro acoplado 352.

La magnitud cuadrada 354 de cada símbolo de entrada es retrasada 342 por 128 muestrs y agregada 356 a las muestras cuadradas en magnitud actuales 358. Dieciséis símbolos son duplicadas como se muestra por el bloque 360 y agregador 362. Las sumas duplicadas son acopladas filtradas 364. La proporción del cuadrado del valor absoluto de la salida del filtro acoplado 352 y el cuadrado de la salida del filtro acoplado 364 es computarizada como se muestra en el bloque 366 para producir señal Qm. El índice del valor pico de Q es encontrado como se muestra en el bloque 368. El valor de pico complejo es tomado y normalizado como se muestra en el bloque 370, y el resultado es usado para estimación de amortiguamiento de frecuencia.

En el ejemplo ilustrado por la Figura 14, debido al prefijo cíclico aplicado en el transmisor, las primera y últimas 6 muestras (en 46.5 ksps) de cada símbolo transmitido son altamente correlacionados. Se asume que una muestra de valor cero es sincronizada al límite de símbolo, por lo tanto se evita procesamiento de la sétima muestra. El procesamiento DSQM revela esta correlación por multiplicar conjugado complejo de cada muestra en su cuadro de símbolo arbitrario con sus 128 muestras predecesoras lejanas. Cuandos los productos están dentro de la región de prefijo cíclico del mismo símbolo transmitido, forman un pico de seis muestras con una fase común y amplitud que refleja la mitad de la conformación de impulso de coseno elevado en raíz complementaria en cada extremo del símbolo. La ubicación de este pico de correlación dentro del producto de 135 muestras indica el límite de símbolo transmitido, y la fase indica el error de frecuencia.

El pico de correlación de 6 muestras sobre un solo símbolo no es fácilmente distinguido a partir de los productos de ruido de las muestras no correlacionadas. Para incrementar la detectabilidad del pico, los productos de correlación correspondientes de 16 símbolos contiguos son "duplicados" en la parte superior de otro (agregado en forma de punto) para formar un vector de adquisición de 135 muestras. Esta operación de "duplicado conjugado" después de inicializar el vector u a cero, es descrito como: 0 equivalentemente, s- »« ~~? «+ , 28, w, í ara m = ),L .. ,134 , Donde y es la señal de entrada a partir del filtro de preadquisición, u es el vector de adquisición duplicado, m es el índice de muestra de vector duplicado, s es el índice de símbolo duplicado y S=16 es el tamaño de bloque de adquisición (o el número total de símbolos duplicados) .

El pico duplicado de 6 muestras, aunque visible dentro del vector de adquisición, es todavía algo ruidoso. Por lo tanto, el pico es incrementado con un filtro FIR 6-tap hk cuya respuesta de impulso es acoplada a la conformación del pico de correlación ; Para m = 0, 1, . . . , 134 en donde m es el índice de muestra de salida, u es la entrada de filtro acoplado, w es la salida de filtro acoplado y h es la respuesta de impulso de filtro definido anteriormente .

Notar que este filtro es incluso simétrico con 6 taps, que tiene un retraso de grupo efectivo de 2.5 muestras. Este retraso de grupo debe ser acomomodado cuando se ubican las muestras sincronizadas de símbolo en la proporción de muestra no decimada superior.

El pico de correlación es incrementado por normalización. No solamente hay una correlación de fase entre la primera y las últimas 6 muestras de un símbolo OFDM, sino hay también una correlación de amplitud debido a la conformación de impulso de coseno de raíz cuadrada aplicada en el transmisor. Esta correlación de amplitud puede ser explotada como a continuación. La magnitud cuadrada de cada símbolo de entrada es retrasada por 128 muestras y se agrega a las muestras cuadradas de magnitud actual, como se muestra en la Figura 14. Después de duplicar los primeros 16 símbolos y filtración acoplada, un límite de símbolo es aparente. La ubicación del límite de símbolo es marcada por una reducción en amplitud de la forma de onda resultante. La normalización del pico de correlación existente con esta forma de onda incrementa el pico por reducir el nivel de todas las muestras excepto aquellas coincidentes con el límite de símbolo. Esta operación, después del vector de inicialización v a cero, es descrita como O equivalentemente s- 1 ? · =? ym . *s., + > w. »sf ¿ Para m = U,...,i34 , .$= donde y es la señal de entrada a partir del filtro de preadquisición, v es el vector duplicado, m es el índice de muestra de vector duplicado, s es el índice de símbolo duplicado, y S=16 es el tamaño de bloque de adquisición (o número total de símbolos duplicados) .

El pico duplicado de 6 muestras, aunque visible dentro del vector de adquisición, es todavía algo ruidoso. Por lo tanto, el vector v es incrementado con un filtro FIR de 6-tap, gk cuya respuesta de impulso es acoplada a la conformación de la región de límite de símbolo. *m ;Param =0»1'"-134 · La filtración acoplada de la forma de onda de normalización es idéntica a aquella realizada para el pico de correlación, excepto que los taps de filtro acoplados son elevados al cuadrado y entonces divididos a la mitad para asegurar normalización apropiada donde k es el índice de taps en los filtros acoplados, hk son los taps existentes para el pico de correlación multiplicado por conjugado y gk son las nuevas taps para la forma de onda de normalización. Notar que este filtro es también incluso simétrico con 6 taps, que tiene un retraso de grupo efectivo de 2.5 muestras. Este retraso de grupo debe ser acomodado cuando se ubican las muestras sincronizadas de símbolo en la proporción de muestra no decimada superior. Un vector métrico de calidad Q es computarizado a partir de vectores w y x.

El valor de pico Qp del vector Q, y su índice P, son identificados. El valor de pico QP es además procesado para reducir la probabilidad de detección falsa debido a un incentivo por ejemplo. Un incentivo fuerte en la ausencia de ruido o señal digital puede producir un pico de correlación que es mayor que uno sobre el vector de correlación de símbolo entero. Para evitar esta detección falsa, se colocan condiciones en el resultado QPí lo cual puede cero al QP si se sospecha una detección falsa. Una condición es que el valor QP de pico debe ser menor a uno. Una condición segunda es que la suma de las muestras de correlación, espaciadas cada 3 muestras lejos de la muestra de pico, debe ser menor que algún valor (por e emplo, esta suma debe ser menor a 2) . Esta discriminación es implementada por multiplicación del valor de pico Qp por dos expresiones Boolean (valor 0 ó 1) .

El valor del pico de la forma de onda de correlación normalizada es representativa de la calidad relativa de aquella banda lateral. La computación entera justo descrita en esta sección es hecha por tanto el USB y el LSB, y los resultados finales son guardados como QUf QL, Pu para computación DSQM subsecuente.

Una vez que la forma de onda de correlación es efectivamente normalizada para cada banda lateral, el valor e índice del pico son encontrados. El índice de pico delta compara los índices de pico de las bandas laterales superiores e inferiores para cada bloque de dieciséis símbolos. Ya que los límites de símbolo son valores módulo de 136, los deltas computarizados deben ser envueltos apropiadamente para asegurar que se usa la diferencia mínima. donde Pu y PL son los índices de pico de la forma de onda de correlación normalizada para las bandas laterales superiores e inferiores .

Cálculo de DSQM Una vez que el índice de pico delta y estimados de calidad han sido computarizados , son usados para calcular el DSQM. El DSQM examina separadamente la calidad de cada banda lateral individual, además para evaluar el índice de pico delta y suma de los estimados de calidad a partir de ambas bandas laterales. En esta forma, una señal viable puede ser identificada exitosamente incluso cuando una de las bandas laterales ha sido corrompida por interferencia.

Detecciones falsas pueden ocurrir en una señal solamente analógica en un canal de ruido muy bajo. En este caso, alguno de los componentes de señal FM existen en la banda de detección DSQM, y puede accionar detección de DSQM. La correlación en bandas laterales superiores e inferiores es improbable para el pico en la misma ubicación, y esta detección falsa puede más probablemente ocurrir en una banda lateral solamente.

Un chequeo de consistencia temporal puede ser usado para discriminar contra esta condición. Este chequeo de consistencia temporal evita detección inicial en una banda lateral solamente. Si solamente una banda lateral pasa el umbral en la primera medición de DSQM, y ??>1, entonces una segunda computación DSQM es usada para evaluar si el pico de correlación ocurre en la misma ubicación (PL o ??) en aquella banda lateral. Si el índice de pico a partir de la banda lateral es consistente en dos mediciones DSQM consecutivas, entonces la adquisición es declarada exitosa.

El diagrama de flujo de la Figura 15 puede ser usada para adquisición de la señal digital . Esta puede también ser usada en una función de búsqueda, coordinada por el controlador huésped, por ejemplo. El umbral de calidad de señal buscada SeekThres es usualmente fijado a un nivel superior que aquel usado para adquisición, de tal forma que la función de búsqueda se detiene en solamente una señal razonablemente buena. El umbral de adquisición normal Thres es menor para permitir la adquisición en señales marginales. Se determina búsqueda o adquisición para ser exitosa o no después de una o dos iteraciones. El algoritmo continua en iteración hasta que la señal digital es adquirida exitosamente, o es interrumpida por el controlador de huésped, por ejemplo.

La primera iteración del algoritmo ACQ 380 es indicada por inicializar el InitFlag a uno y DSQMSeqNum a uno (bloque 382) . Las métricas de calidad QL y QUl índices de índice de pico PL y PUr y ?? son computarizados (bloque 384) . Si la bandera inicial no es igual a 1 (bloque 386) , se realiza un chequeo de consistencia temporal en cada banda lateral (bloque 388) , excepto en la primera iteración cuando no están disponibles índices de Pico previo. Si la bandera inicial es igual a l, se computariza y selecciona un DSQM (Q máximo, si ??<2) ; bandas laterales superior y/o inferior son identificadas por fijar Lacq=l y/o Uacq=l (bloque 390) . Si este valor DSQM excede el umbral de adquisición Thres (por ejemplo, Thres=0.2) (bloque 392), entonces el valor DSQM, junto con DSQMSeqNum y DSQMetBit, son sacados (bloque 394) . El DSQMDetBit es determinado por resultado Boolean de comparar el DSQM a umbral de búsqueda (por ejemplo 0.5) .

DSQMDetBit = DSQM > SeekThres Si el primer DSQM (de esta iteración) falla para exceder el umbral de adquisición (por ejemplo 0.2), entonces otro DSQM es computarizado en base al máximo de QL o Q0 (pero no ambos juntos) (bloque 396) . Si este DSQM falla para exceder el umbral de adquisición (bloque 398) , entonces este valor DSQM, DSQMSeqNum y DSQMDetBit son sacados (bloque 400) y DSQMSeqNum es incrementado (bloque 402); la siguiente iteraccion del algoritmo es entonces ejecutada usando los parámetros en el bloque 403. Sin embargo, si este DSQM excede el umbral de adquisición, entonces la adquisición exitosa es declarada (Bloque 404) (si esto no es la primera iteraccion de algoritmo, bloque 406) ; de otra forma, la siguiente iteraccion de algoritmo puede resumir.

IV. Ejemplo de Adquisición de Frecuencia y Sincronización La adquisición es el proceso de establecer sincronización de símbolo inicial y amortiguamiento de frecuencia para rastreo subsecuente. Se establece un umbral para DSQM donde se detecta señal suficientemente confiable. Se determina la muestra de sincronización de símbolo por el índice de calidad de pico P. Este índice es determinado con una regla de decisión en base a la cual se usan las bandas laterales para producir el valor DSQM final. Las bandas laterales seleccionadas son indicadas por los valores Boolean de Lacq y Uacq, como se determina en el algoritmo de la Figura 15. Si se usan ya sea USB o LSB solos, entonces el índice de pico puede ser el índice de la banda lateral seleccionada. Sin embargo, si se usan ambas bandas laterales, entonces los índices son promediados módulo 135. Deben ser realizados ajustes a este valor para deci ación, retrasos de filtro, u otros retrasos de implementación .

El amortiguamiento de frecuencia en Hz puede ser estimado usando el valor de complejo del pico de correlación normalizado. El valor para cada banda lateral puede ser ajustado en fase para acomodar el cambio de frecuencia a partir del centro del ancho de banda de preadquisición. El valor final depende de cual banda lateral es usada, por la siguiente expresión: w superior , Qcmplx,, =— V 5 x_inferiorpu w superior, „ Qcmplx, = - f . P >-J ? x_mfenorPL i Qcmplx,, ; si 4jacq = 1 ? t cq = 0 .

Qcmplx = QcmplxL ; si ijacq = 0 ? tacq = 1 _ [QcmplXt, + Qc plxl ; if i/acq = \ A Lac.q - \ ^ El error de frecuencia en Hz es proporcional al ángulo de Qcmplx. /« canter spac* . Í \m )cmplx } —— arctar^ —— —- f ¦p [Re )cmplx j Sin embargo el NCO puede requerir el negativo de este error de frecuencia para ser transladado en un incremento de fase phnc en radianes por muestra. 2 ·p - f phinc = fs Donde fs es la proporción de muestra NCO.

Adicionalmente , es común para implementaciones de punto fijo usar el intervalo de módulo de un número de complemento de dos para representar un círculo total .

V. DSQM-LITE para Diversidad de Antena Mientras una métrica de calidad de señal digital (DSQM) puede ser usada para conmutación de diversidad de antena, la DSQM computarizada durante la adquisición de señal es computacionalmente intensiva, e implica procesamiento redundante después de que se establece sincronización de símbolo. Esta sección describe un algoritmo para computación DSQM más eficiente, llamado DSQM-Lite. Es derivado del algoritmo de adquisición descrito en secciones previas, pero se reduce complejidad computacional por tomar ventaja de sincronización de símbolo. Ya que las ubicaciones de las regiones prefijo cíclicas de los símbolos son conocidas, no hay necesidad para computarizar todos los puntos de correlación entre el símbolo total .

Esta función DSQM es basada en la técnica DSQM descrita previamente para generar una métrica apropiada que puede ser usada para conmutación de diversidad de antena (entre otros usos) . Los algoritmos de DSQM procesan grupos de 16 símbolos para producir un métrico.

Ya que los límites de símbolo son ya establecidos en el dispensador de símbolo cuando DSQM es usada para conmutación de diversidad, no hay necesidad para computarizar más de un pico, y la información de fase no es necesaria o usada aquí.

Computación Eficiente de DSQ para conmutación de diversidad Después de adquisición inicial como se describe en la Sección IV anterior, una reducción substancial en MIPS (millones de instrucciones por segundo) puede ser llevada a cabo por limitar el procesamiento de muestras de señal a las regiones prefijo cíclicas de los símbolos. Ya que las muestras de símbolo están ya en cuadro por el dispensador de símbolo en la implementación presente, es relativamente hacia delante seleccionar las regiones de prefijo cíclicas para procesamiento DSQM. Hay solamente 6 muestras para procesar en cada extremo del símbolo de 135 muestras en la proporción de muestra decimada por 16. Será mostrado más tarde que solamente los índices de muestra 1 a 6 y 129 a 134 necesitan ser computadas, la muestra 0 no es necesaria ya que puede ser sincronizada para tener un valor cero.

Computación DSQM-Lite Un proceso para computar DSQM-lite usa las siguientes etapas: STEP 0 (para 372 ksp de entrada) . Si la proporción de muestra de entra no es aproximadamente 186 ksps, entonces puede ser insertado un filtro de decimación para lograr esa proporción de muestra. El filtro de decimación de media banda de paso alto es descrito previamente para este propósito; sin embargo, es más eficiente computarizar solamente las muestras necesarias para esta computación DSQM-lite. Definir USB2x y LSB2x como los vectores de símbolo de entrada de muestra 1080 en 372 ksps. Estos vectores son filtrados por el filtro de media banda de paso alto de 31 elementos hbf, mientras que decima por 2 para producir vectores de 540 elementos USB y LSB . Notar que aunque se generan los vectores de 540 muestras, solamente el intervalo n=l a 35 y n=505 a 539 necesitan ser computarizados , y los elementos no computaridos restantes son fijados a cero.

USB„ =?USB2xlKtt - hbf, ] para n = ..35 y « = 05...539 LSB„ = ^ ¿55 ^ · hbfk ; para n = ..35 y n = 05...539 Los elementos no computados n=0 y n=36 a 504 no se usan en cálculos subsecuentes. Las coeficientes de filtro para hbf son escaldos por 2 " 15 para implementaciones de punto fijo Etapa 1. Colocar los puntos finales cambiados en frecuencia pshft y qshft por las bandas laterales superiores y inferiores en vectores para cada símbolo: {USB„_ -fshf^{n+ 6) ; para n > ' pshfí_superior = ^ ); de otra forma ÍUSB>^ o? 'J .6) ¡ Para n < 5 qs ft_supenor = " L ); de otra forma ^LSB · fshfL « ; para n > ^ ); de otra forma W M, - -•¦^- * ^ Pa,a " ¾ 5 " [_ 3; de otra forma para n= = ',1...,42 índice de muestra para cada símbolo sucesivo Etapa 2: Estos vectores son filtrados con hqb y entonces decimados por un factor de 4. p_superiorm =?Pshft_superíor k í m hqhk q_superíorm = ^qshft_superiork, .„ hqbk t-¦ p_inferiorm = pshftjnferior tt ffl · t= · ^fe/vor, = qshftjnferior t+ m¦ Etapa 3: La operación "multiplicar y duplicar conjugado" es descrita materialmente para cada banda lateral superior e inferior por las siguientes ecuaciones: s- u_supe or ^ - J~p_superior m s ^su erior*^ s- u_inferiorm =?P_inferior m t ^-inferior* para m ~ t,l,... ,5 Donde s es el índice de símbolo duplicado y S=16 símbolos es el tamaño de bloque de adquisición.

ETAPA 4 : El factor de normalización v es usado para escalar el DSQM a un intervalo de 0 a 1.

Etapa 5: El valor Q de calidad para ya sea la banda lateral inferior o superior es computarizado como: Donde coeficientes de filtro h y g son precomputarizados como: ETAPa 6: Finalmente, la métrica compuesta DSQM es computarizada (0<DSQM<1) . Notar que la condición de sincronización de muestra adicional no es impuesta cuando las dos bandas laterales son combinadas. Esto es ya que la sincronización de símbolo es asumida y la alineación de sincronización es asegurado por el dispensador de símbolo: DSQM = maxfef/,&,min{l,0, +& -0.2}] Enseguida, el efecto del umbral de calidad de DSQM (Q) y umbral de delta de muestra pico (??) es examinado. Los resultados de simulación son usados para estimar la probabilidad de un error de sincronización de símbolo DSQM individual (por ejemplo una banda lateral) (135 muestras/símbolo) como una función de Cd/No. Para el propósito de este análisis es asumido que el error de sincronización es relativo a cero, y es definido sobre 135 muestras en el intervalo de -67 a +67. Errores de sincronización negativos tienen la misma probabilidad como errores de sincronización positiva, por lo tanto no se muestran en las tablas posteriores. El error de sincronización es asumido uniforme fuera de +5 muestras, la región prefijo cíclica.

Las Tablas 4 a 7 muestran la probabilidad condicional Psample (P, thres, Cd/No) que P es un particular de los 135 valores posibles, dado que el umbral de calidad (es decir, 0.0, 0.1, 0.15 y 0.2) es excedido (Q>thres) como se caracteriza a través de simulación. El Cd/No variable es la proporción de portador a densidad de ruido en unidades de dB_Hz. Aunque un valor thres mayor discrimina contra picos erróneos, también reduce la probabilidad de adquisición exitosa para cada prueba DSQM. Notar que la Tabla 4 no impone ninguna condición de calidad en umbral de calidad DSQM ya que thres=0.0 en este caso.

Tabla 4. Probabilidad de error de sincronización cuando DSQ >0.0, Psample (P,0 .0, Cd/No) Sincronización Cd/No Cd/No Cd/No Cd/No Cd/No P error =50 dB Hz =51 dB Hz =52 dB Hz 53 dB Hz =54 dB Hz (muestras) 0 0.175 0.285 0.410 0.524 0.635 1 0.102 0.134 0.163 0.168 0.162 2 00.29 0.028 0.024 0.014 0.006 3 0.010 0.0093 0.0051 0.0035 0.001 4 0.0059 0.0038 0.0028 0.00088 0.0005 5+ 0.0042 0.0029 0.0016 0.0081 0.00020 Tabla 5. Probabilidad de error de sincronización cuando DSQ >0¦1, Psample (P, 0.0 , Cd/No) Sincronización Cd/No Cd/No Cd/No Cd/No Cd/No P error =50 dB Hz =51 dB Hz =52 dB Hz 53 dB Hz =54 dB Hz (muestras) 0 0 .256 0 .383 0 .480 0.562 0 .649 1 0 .151 0 .171 0 .183 0.178 0 .163 2 0 .038 0 .033 0 .023 0.014 0. 0053 3 0 .012 0. 0092 0. 0048 0.0028 0. 0011 4 0. 0046 0. 0030 0. 0016 0.00088 0. 00026 5+ 0. 0026 0. 0015 0. 0075 0.00038 0.000090 Tabla 6. Probabilidad de error de sincronización cuando DSQM>0.15, Psample (P, 0 .0, Cd/No) Sincronización Cd/No Cd/No Cd/No Cd/No Cd/No P error =50 dB Hz =51 dB Hz =52 dB Hz =53 dB Hz =54 dB Hz (muestras) 0 0.427 0.503 0.538 0.605 0.672 1 0.189 0.205 0.201 0.184 0.158 2 0.028 0.022 0.019 0.0094 0.0039 3 0.012 0.0043 0.00040 0.0012 0.00033 4 0.0014 0.0014 0 0 0 5+ 0.00088 0.00025 0.00017 0.000052 0.000018 Tabla 7. Probabilidad de error de sincronización cuando DSQ >0.0 , Psample (P,0 .0, Cd/No) Sincronización Cd/No Cd/No Cd/No Cd/No Cd/No P error =50 dB Hz =51 dB Hz =52 dB Hz = 53 dB Hz =54 dB Hz (muestras) 0 0.477 0.565 0.550 0.609 0.701 1 0.215 0.199 0.203 0.188 0.147 2 0.031 0.016 0.021 0.0054 0.0027 3 0.007 0 0 0.0011 0 4 0 0 0 0 0 5+ 0.00012 0.000049 0.000019 0 .0000085 0 La probabilidad de un error de sincronización particular cuando ninguna señal está presente independiente de thres y es simplemente la probabilidad uniforme de seleccionar cualquiera de los amortiguamientos de sincronización de 135 muestras.

Psamp!e(P,0,0) = Psample _no sig = ^= 0.0074 La probabilidad que una medición de calidad de DSQM excede el umbral { Q>thres) para un Cd/No dado es definido como PI (thres , Cd/No) . Este parámetro es una función de thres y Cd/No como es caracterizado a través de simulación; se muestran los resultados en la Tabla 8.

Tabla 8. Probabilidad de umbral DSQM en exceso, (Pthres, Cd/No) DSQM Sin Cd/No Cd/No Cd/No Cd/No Cd/No thres señal =50 dB Hz =51 dB Hz = 52 dB Hz =53 dB Hz =54 dB Hz 0.10 0.261 0.434 0.542 0.724 0.851 0.947 0.15 0.022 0.093 0.175 0.316 0.530 0.760 0.20 0.0015 0.016 0.040 0.103 0.232 0.470 Adquisición usando mediciones DSQM múltiples La probabilidad de adquisición es la probabilidad unida que un par de índices de pico (por ejemplo ?? o P¿) está dentro de D muestras entre sí, dado que por lo menos una medición de calidad excede thres. Esto puede ser analizado a partir del amortiguamiento de sincronización de muestra de datos Psample. Para valores dados de thres y Cd/no, esta probabilidad es computarizada usando las probabilidades en las Tablas 3 a 7. 67 \ Psample^, thres, Cd i No ¦ 1 . PMhres dl Nol - ¿j fy^^j^Cd / No] L rf= D J La expresión anterior indexa los datos de sincronización de muestra para Psample ligeramente arriba de 67 muestras y abajo de -67 muestras. En estos casos hay un módulo de envoltura alrededor donde la muestra 68 es equivalente a -67, y la muestra -68 es equivalente a 67. Sin embargo, ya que la probabilidad es uniforme fuera de + 4 muestras, estos valores de Psample son mantenidas constantes. Por lo tanto cualquier índice para Psample fuera de + 4 tiene un índice equivalente a P=5. Notar que Pacq no garantiza que todas las adquisiciones tengan un error de sincronización de muestra aceptable, aunque el par de mediciones de sincronización P está dentro de D muestras entre sí. Por lo tanto la probabilidad Pacq incluye una fracción pequeña de adquisiciones donde el error de sincronización de muestra es defectuoso, llevando a una condición "Badtrack" .

Si el error de sincronización de símbolo inicial es mayor a 3 muestras, entonces el rastreo de símbolo convergirá probablemente a un amortiguamiento de muestra estable defectuoso (aproximadamente error de 27 muestras) , resultando en un "Badtrack" . La condición Badtrack ocurre algunas veces en bajo SNR cuando el error es 3 muestras, y el error de frecuencia de reloj de símbolo puede también afectar la probabilidad de Badtrack. Por lo tanto una condición más conservadora que requiere error de sincronización de menos de 3 muestras para rastreamiento apropiado es analizado. La probabilidad de Badtrack es acondicionada en pasar los requerimientos para detectar adquisición, pero el error estimado de sincronización está fuera de + 2 muestras. La probabilidad de Badtrack es expresado como Pbudtrack(D, thres, Cd I No) = 4 - P\ 4 resXd l Entonces la probabilidad de una buena adquisición donde la sincronización falla dentro de 2 < P < 2 es: Pgoodacq(D,thres, Cd I No) = ^acqiD hres^d I No) - *>badtrac\i.D, thres, Cd7 No) .

Ya que Pba ctra ck es generalmente mucho más pequeño que Pacg para los casos examinados aquí, Pgooda cq es solo ligeramente más pequeño que Pa cq.

La Figura 16 muestra la probabilidad de una buena adquisición donde el error de sincronización DSQM es P<2 muestras. La Figura 17 muestra la probabilidad de una mala adquisición donde el error de sincronización DSQM es P>2 muestras .

La probabilidad de alarma falsa ocurre cuando no está presente ninguna señal, por lo menos una del par de mediciones de calidad DSQM excede el umbral y AP<D . Esto es equivalente a la expresión para Pa cq cuando no está presente ninguna señal . lim Pfalsealarm{D, thres) = Pac.q(D, thres, Cd I No) Cd I No? cual puede ser también expresado como Pfahealarm(D, thres ) Consistencia temporal El chequeo de consistencia temporal es propuesto para adquisición de una señal donde una banda lateral es severamente corrompida. La banda lateral corrompida es asumida para producir un valor de amortiguamiento de sincronización de símbolo no confiable P, por lo tanto la condición ÁP<p, es improbable para ser satisfecho. La regla de decisión DSQM requiere una consistencia de sincronización dentro de ?? ? muestras para un par de mediciones DSQM. Este par de mediciones DSQM consiste normalmente de los valores de banda lateral superior e inferior. Sin embargo, si esta consistencia no es cumplida para el par de bandas laterales, entonces el siguiente par de muestras DSQM es también usado para checar la consistencia temporal en la misma banda lateral. Adicionalmente , esta consistencia temporal requiere solamente el valor DSQM más reciente para exceder el umbral, mientras que el valor previo en la misma banda lateral debe estar dentro de + D muestras . No hay requerimiento que el valor previo exceda el umbral. Esta condición de consistencia temporal tenderá a incrementar todas las probabilidades de adquisición (Pacq, Pbadtrack, Pgoodtrack y Pfalsealarm) , especialmente para bajos valores de Cd/No. Para bajo CD/No en AWGN, estas probabilidades son esperadas para casi duplicarse debido al chequeo de consistencia temporal. El duplicado puede ser explicado por permitir un chequeo extra para ÁV<D en la misma banda lateral además de la banda lateral alternativa. Para bajo Cd/No, solamente una banda lateral es probable para exceder el umbral . Entonces la probabilidad de una falsa alarma, que incluye el chequeo de consistencia temporal, es modificada a aproximadamente Pfalsealam{D,thres) = . · {- ]- P1< ¾s,0^ j 2 '^ Tabla 10 es similar a la Tabla 9, excepto que la probabilidad de falsa alarma incluye el cheque de consistencia temporal .

Análisis de Sincronización de Cuadro La sincronización de cuadro es descrita aquí como un proceso de dos etapas. Subcuadro inicial encontrado (Initial Subframe Found) , seguido por candado de subcuadro (Subframe Lock) . Este proceso inicia después de una detección que una DSQM exitosa identifica el amortiguamiento de sincronización de símbolo, y comienza la desmodulación de OFDM sincronizada en símbolo. Sin embargo, si un subcuadro inicial no es detectado después de un tiempo predeterminado después de la adquisición DSQM, entonces una readquisición debe ser iniciada para evitar derivación de sincronización de muestra provocada por error de frecuencia de reloj .

Para detectar el subcuadro inicial, el receptor realiza una correlación de deslizamiento sobre todos los subportadores OFDM y los símbolos OFDM recibidos. La correlación es para un patrón sync de 11 bitios dispersado sobre un subcuadro de 32 símbolos en todos los subportadores de referencia. Una correlación de subportador es declarada cuando todos los 11 bitios de sync acoplan el patrón sync para aquel subportador. El subcuadro inicial encontrado es declarado cuando la correlación es exitosa en un número predeterminado de subportadores espaciados un múltiple de 19 subportadores aparte, y en el mismo subcuadro de 32 bitios. Cuando el subcuadro inicial encontrado ocurre, los límites de subcuadro de 32 -bitios son establecidos, así como también la ubicación del subportadores de referencia. Si el subcuadro no es encontrado después de un tiempo predeterminado después de la adquisición DSQM, entonces este proceso es terminado y se inicia una readquisición.

El candado de subcuadro es establecido cuando otro número predeterminado de correlaciones de subportadores ocurre en los subportadores de referencia establecido, y son espaciados del subcuadro inicial encontrado por un múltiple entero de 32 símbolos. Si el rastreo de símbolo es iniciado inmediatamente después del subcuadro inicial encontrado, entonces no puede ser necesario colocar un tiempo límite en candado de subcuadro antes de una readquisición. Esto es ya que además se evita la derivación de sincronización por rastreo de símbolo.

El siguiente análisis caracteriza las probabilidades asociadas con subcuadro inicial encontrado y candado de subcuadro. Esto puede ser combinado con el análisis DSQM para determinar las probabilidades de adquisición exitosa, adquisición errónea y estimados del tiempo requerido para candado de subcuadro.

Primera probabilidad de correlación de computarización en un subportador con 11 bitios de sync. Debido a la posibilidad de grandes errores de fase debido al error de símbolo inicial (antes de que converja el rastreo de símbolo) uno debe considerar las 4 fases posibles de la señal (I,Q y complementos) para posibilidades de correlación. Notar que este método de detección de 4 fases puede introducir otras condiciones de errores cuando 2 fases traspasan el límite. Esta probabilidad es aproximada por: Ps nc ER = - ]- \ - BER A- BER11 <- :5"", donde la probabilidad de error de bitio (BER) para BPSK o DBPSK diferencialmente detectado es BER = - - e- ;hlN° .

¿ Para el subportador de referencia BSPK de la señal IBOC, la relación entre Eb y Cd en dB es: EbdB=CddB-51dB La cantidad Cd/No es expresada en unidades de dB:Hz. Entonces el BER puede ser expresado como una función de Cd/No.

Con el fin de computarizar la probabilidad de subcuadro inicial encontrado y candado de subcuadro, algunas probabilidades intermediarias son computarizadas . La probabilidad que ocurra una correlación exitosa en subportadores Nsc, dado que los subportaodres de referencia primaria son ya identificados, y son sincronizados al límite de subcuadro es: Psftfsc.BER = V Psync El? · La probabilidad Psf es también la probabilidad condicional de candado de subcuadro en cualquier tiempo de subcuadro (periodo de 32 símbolo) dado que el subcuadro inicial encontrado es exitoso.

Permitiendo para todos los 19 amortiguamientos de subportadores de referencia posibles en una partición, y para todas las posibilidades de 32 símbolo en un subcuadro, la probabilidad promedio de subcuadro inicial encontrado sobre cada cambio de 32 símbolo de un subcuadro es: Pfound t!sc,BER - [- Psf 4Jsc, BER ~~i [- Psf t?sc,0.S ~ '2" .

El tiempo promedio (segundos) requeridos para el Subcuadro inicial encontrado, dado que la señal es adquirida y no se permiten readquisiciones, puede ser computarizado como : 32 Tfound /sc.BER = fiym¦ Pfound <V¾c, BER donde fsym es la proporción de símbolo OFDM. La gráfica de la Figura 19 muestra Tfound (Nsc, BER) para umbrales de correlación de subportador de referencia de 4 , 3 y 2 sobre un intervalo de Cd/No.

La Figura 18 es e un gráfica que muestra el tiempo promedio requerido para candado de subcuadro después del subcuadro inicial encontrado. Esto asume no readquisiciones.

El tiempo promedio (segundos) requerido para candado de subcuadro, dado el subcuadro inicial encontrado, puede ser computarizado como: Tsf t¡sc,BER fiym¦ Psf 4Jsc,BER La gráfica de la Figura 19 muestra Tsf (Nsc, BER) para umbrales de correlación de subportador de referencia de 4, 3 y 2 sobre un intervalo de Cd/No.

La probabilidad de subcuadro inicial encontrado sobre los periodos de subcuadro Nsfl asignados para encontrar el patrón sync es .

Pfo ndNsf4¡¡sclBER,N.tfl = - (- Jound fel, BER La probabilidad de cuadro de subcuadro sobre los periodos subcuadro Nsf2 asignados es: P!ockNsf^/sc2, BER, Nsf2 = - (- °sf t¡sc2, BER ~y .

Selección de Valores de Parámetro para Sync Cuadro En base a los análisis de probabilidad en las secciones previas, se recomiendan los siguientes valores de parámetro : D=l Diferencia de amortiguamiento de muestra (AP<D) permitida thres=l umbral de calidad de DSQM para adquisición Nscl=3 Número de correlaciones sync requeridas para subcuadro inicial encontrado Nsc2=2 Número de correlaciones sync requeridas para candado de subcuadro Nsfi=4 Número de subcuadros para subcuadro inicial encontrado antes de reacq Nsf2=4 Número de subcuadros para candado de subcuadro antes de reacq Adquisición Falsa y Proporción de Cuadro de Subcuadro Se muestra en el análisis DSQM que la probabilidad de adquisición DSQM falsa (sin señal) pfalsealarm es aproximadamente 0.02 (thres=0.1, D=l, que incluye chequeo de consistencia temporal) para cada periodo de 16 símbolos. Entonces el tiempo promedio entre la adquisición DSQM falsa es : TfaDSQM = -; 2.3 segundos fs m · Pfalsealarm 0.1 J La probabilidad de subcuadro inicial encontrado (sin señal) dentro de 4 subcuadros asignados es: PfoundNsfi,0.5,4 = ).027 El periodo de tiempo asignado (Nsf subcuadros) para subcuadro inicial encontrado es: TNsf sf *~= 32 'Nsf ; y TNsf€ = 0.372 segundos fiym El tiempo promedio requerido para subcuadro inicial defectuoso encontrado, dada una adquisición de DSQM defectuosaa (BER=0.5) es: TNsf Qsf\ + "jaDSQM Pfo ndNsf scl,0.5, Nsf 1 TfoundNsf »0.5,4 = 00 segundos La probabilidad de candado de subcuadro erróneo sobre los subcuadros Nsf=4 asignados dado un subcuadro inicial erróneo encontrado, es: PlockNsfifi.SA * *·4·10 El periodo de tiempo asignado (Nsf subcuadros) para candado de subcuadro en este caso es el mismo como para el subcuadro inicial encontrado: TNsf4 = J.372 segundos El tiempo promedio requerido para candado de subcuadro defectuoso, dado una adquisición DSQM erróneo (BER=0.5) y subcuadro encontrado inicial es: TIockNsf4,0.5,4 = 9,329 segundos, 0 aproximadamente 8 horas Entonces ocurre el candado de subcuadro erróneo aproximadamente una vez en 8 horas sin señal presente. Sin embargo, es también asumido que el rastreo de símbolo no resulta en un candado falso, lo cual está influenciado por el error de reloj de muestra (por ejemplo, hasta 100 ppm) . Una combinación de error de reloj grande y error de amortiguamiento de muestra inicial a partir de DSQM puede resultar en un candado falso en rastreo de símbolo, o "Badtrack" . Un medio para detectar Badtrack puede ser implementado .

VII . DSQM-LITE para Detección Badtrack Un método de detección Badtrack es necesario para evitar que el desmodulador permanezca en una condición atascada mientras que saca métricas de ramificación defectuosas. Badtrack es el resultado del rastreo de símbolo que es atascado en un amortiguamiento de muestra defectuoso (por ejemplo error de 27 muestras) . Esto es debido a un cambio de 2-p fase (en lugar de 0) entre subportadores de referencia adyacentes. El badtrack es especialmente importante en un receptor de diversidad MRC donde cada desmodulador puede operar en un SNR inferior y es posible contaminación de un desmodulador en estado de Badtrack al otro desmodulador. Se invoca una readquisición cuando se detecta Badtrack. El método de detección de Badtrack de cuarta potencia existente no es confiable para Cd/No<54 dB_Hz. Sin embargo un método de detección a base de DSQM_lite es más confiable, y es descrito en la presente. La función DSQM_lite proporciona métricas de calidad de señal digital periódicas (cada 16 ó 32 símbolos) , pero requiere menos MIPs que la función DSQM original. Pocos MIPS son necesarios ya que este explota conocimiento de la ubicación de la región prefijo cíclica después de la adquisición inicial.

Asumir que muestras DSQM_lite son disponibles cada periodo de 16 símbolos. Estas pueden ser filtradas con un integrador de impercción de ganancia de unidad con una constante de tiempo de aproximadamente 8 muestras. En el inicio de filtración de DSQM_lite, la memoria de filtro DSQM_lite filt debe ser inicializada a DSQM_lite_filt_unit (por ejemplo, 0.08), lo cual está entre los valores de dos umbrales para detección Badtrack y baja supresión de señal descrita posteriormente en esta sección. La inicialización de filtro (en lugar de cero) reduce el periodo inicial cuando una señal buena es suprimida debido a la constante de tiempo de filtro. El filtro DSQM_lite es un integrador de imperfección de ganancia de unidad con una constante de tiempo de aproximadamente 8 muestras DSQM_lite (128 símbolos) . La expresión de filtro es: DSQM Jite_filtn = ) 875 DSQM _lite_fiítn. + 25 DSQM _lite„.

Las métricas de ramificación pueden ser suprimidas (llevados a cero) cuando DSQM_lite_filt<thres_nosig (por ejemplo, thres_nosig=0.1) . El valor DSQM_lite_filt se acerca aproximadamente a 0.15 para Cd/No=51 dB_Hz, el mínimo valor de operación esperado. si DSQM _ Hte filtn < hres ^nosig ; entonces ZER O de todas las métricas de ramificación Se incrementa un contador cuando el DSQM_lite_filt<thres_badtrack filtrado (por ejemplo, thres_badtrack=0.06) . Este valor de umbral ofrece suficiente margen para detección de Badtrack ya que DSQM_lite_filt se acercaa aproximadamente a 0.03 en una condición Badtrack o cuando no está presente señal . Esto puede ser efectivo para prevenir contaminación al desmodulador alternativo en el caso MRC.

Se invoca readquisición cuando el contador indica una duración suficientemente larga. El contador es inicializado a cero en adquisición DSQM, y refija a cero cuando el DSQM_lite_filt>thres_badtrack filtrado: 1 Badtmck _wuntn_ + ; if DSQM _ lite _ filt„ < thres _ badtmck dadtrack co ntn - 0 ; de otra forma si Badtrack _counín > 00 , entonces invocar readquisición (aproximadamente 4.6 segundos) La Figura 20 muestra una gráfica de DSQM_lite_filt contra tiempo (en periodos de DSQM) para Cd/No=51 dB_Hz . Las unidades del eje horizontal son en muestras DSQM, donde cada muestra expande 16 símbolos (46.5 msegundos) . El valor promedio se acerca aproximadamente 0.15 en este caso. La Figura 21 muestra una gráfica de DSQM-lite_filt contra tiempo (en periodos DSQM) para señal no presente (ruido, solamente) . El valor promedio se acerca aproximadamente a 0.03 cuando no está presente ninguna señal. Las unidades del eje horizontal están en muestras DSQM, donde cada muestra se expande 16 símbolos (46.5 msegundos).

Las Figuras 22 a 24 muestran DSQM_lite_filt en 51 dB_Hz con diferentes valores de error de sincronización de símbolo. El rastreo de símbolo es deshabilitado en estos casos y el error de sincronización de símbolo es mantenido constante. La degradación debido al error de sincronización de símbolo puede ser evaluado por comparar el valor DSQM_lite_filt a la Figura 20. La Figura 20 muestra que DSQM_lite_filt se acerca aproximadamente a 0.15 cuando no está presente error de muestra. Las Figuras 22 a 24 muestran que el DSQM_lite_filt se acerca aproximadamente a 0.12, 0.08 y 0.05 con errores de amortiguamiento de muestra de 4, 8 y 12 muestras, respectivamente, en 540 muestras/símbolo. El BER (después de decodificación FEC) medido en amortiguamiento de 8 muestras es aproximadamente 0.5 para un solo MODEM (no MRC) , indicando que las métricas de ramificación pueden proporcionar mejora insignificante para combinación MRC. Esto es porque el umbral de DSQM_lite_filt para supresión de métrica de ramificación es fijado en el valor particular de thres_nosig.

VIII. Consideraciones de Implementación Ya que el par de desmoduladores digitales no pueden estar en el mismo estado (por ejemplo, reacq, cuadro sync, métricas de ramificación válidos) al mismo tiempo, el esquema de arbitración debe ser desarrollado. Una posibilidad es que ambos desmoduladores (DO y DI) operen en su mayoría autónomamente entre sí. El primer demod para alcanzar candado de subcuadro deberá coordinar operaciones (maestra) para combinar métricas de ramificación, y corriente abajo (desintercalar, decodificar, etc) . Métricas de ramificación pueden ser combinadas a partir de desmodulaciones alternativos cuando está disponible. Se asume que el proceso de desmodulación es muítiplexeado por alternar procesamiento de símbolo para el par de desmoduladores. Entonces solamente un desmodulador en un tiempo cambiará el estado. Transiciones entre estados pueden ser iniciados ya sea por readquisición (reacq) o candado de subcuadro (SFLock) . Cada desmodulador puede estar en solamente uno de dos modos, SYNC o DECODE. Para cada desmodulador el modo SYNC es introducido por reacq, y el modo DECODE es introducido por un SFLock.

La Figura 25 es un diagrama de estado para coordinación y arbitración MRC. Hay 4 posibles estados para el diagrama de estado de arbitración MRC mostrado en la Figura 25. El estado es determinado por el par de modos desmoduladores.

Las funciones corriente abajo (desintercalado, decodificado, etc.) son inicializados en Estado 0. Antes de entrar al estado 0, el desintercalador no está recibiendo símbolos de cualquiera de los desmoduladores, ya que están ambos en modo SYNC. El primer desmodulador para establecer candado de subcuadro inicia las funciones corriente abajo. El último desmodulador para entrar a modo SYNC deshabilita las funciones corriente abajo.

La adquisición y modificaciones de rastreo descritas permitirán adquisición y rastreo más confiable en SNR bajos para auxiliar al comportamiento MRC . Reducir el umbral DSQM de 0.2 a 0.1 mejorará el tiempo de adquisición en bajo SNR.

Todos los procesamientos a base de cuarta potencia han sido eliminados, incluyendo rastreo de símbolo y detección de badtrack/control de readquisición.

El algoritmo de rastreo de símbolo es deshabilitado hasta subcuadro inicial encontrado. La corrección de amortiguamiento de muestra de símbolo determinada por DSQM es mantenida. El sincronizado de muestra puede derivar debido a la diferencia en relojes de transmisor y receptor (por ejemplo 100 ppm derivará 18.6 muéstras/segundo en 186 ksps) . El rastreo de símbolo es propuesto para evitar derivación de error de muestra adicional después del subcuadro inicial enconrado. Una muestra en un tiempo es corregida. El receptor permite a la muestra deslizar para derivar por un tiempo limitado hasta que esté fuera del intervalo de rastreo de símbolo. Si deriva más entonces se realiza una readquisición .

Antes del subcuadro inicial encontrado, la entrada de circuito de rastreo de símbolo y rastreo de símbolo SNR debe ser 0. Después de subcuadro inicial encontrado, el rastreo de símbolo en subportadores de referencia puede ser iniciado.

Las ponderaciones sync filtradas pueden ser usadas inmediatamente antes de iniciar el circuito de rastreo de símbolo. Todas las ponderaciones conservadas (4° potencia y piloto) pueden ser eliminadas. Ponderaciones sync de inicialización a ponderaciones conservadas en lugar de cero pueden ser consideradas.

El periodo fast-track, con la ganancia de circuito de rastreo de símbolo que colapsa de 0.2 a 0.02 puede también iniciar inmediatemente después del subcuadro inicial encontrado. Este puede permanecer 400 símbolos de largo. Sin embargo, otras acciones previamente realizadas durante el fast-track son eliminadas. Ya que se rastrea en pilotos, la entrada de error de rastreo de símbolo es escalada por 1/19. La entrada de error de rastreo de símbolo es sujetada a + 1 (es previamente sujetado a + 5 durante fast-track) . La ganancia volanteada en base a SNR debe ser fijada a 1 durante el periodo fast-track (hasta que la ganancia proporcional=0.02 ) .

Discapacitar todas las condiciones de readquisición a base de SNR. Notar que SNR=0 hasta 21 símbolos después del subcuadro inicial encontrado. En de detección de subcuadro inicial, remover reacq si SNR<0.01 y no se detectan subcuadros dentro de 100 símbolos. En estado de Subframe Verification, remover reacq si 125 símbolos han sido procesados desde que entran a este estado, y SNR<0.1.

Las reglas para determinar subcuadro encontrado y candado han sido modificadas. El subcuadro inicial encontrado requiere solamente tres correlaciones de 11 -bitios sync espaciados por 19 subportadores . Si no se detecta dentro de 128 símbolos (4 periodos de subcuadro) después de DSQM exitoso, entonces se realiza una readquisición. El candado de subcuadro checa solamente los subportadores de referencia identificados a partir de la correlación de subcuadro inicial en múltiples del espaciamiento de 32 símbolos.

Solamente el espaciamiento de subcuadro actual necesita ser checado contra el subcuadro inicialmente detectado, no todos los subcuadros son previamente detectados. La disposición de 32 subcuadros puede ser removida .

El segundo subcuadro requiere solamente dos correlaciones de 11 bitios sync. Si el candado de subcuadro no es establecido dentro de 128 símbolos (4 subcuadros) después del subcuadro inicial encontrado, entonces realiza una readquisición.

El subportador de referencia ID (amortiguamiento de depósito grueso) puede ser checado para consistencia entre el subcuadro inicial encontrado y 2 ° subcuadro detectado, antes de declarar candado de subcuadro. Una readquisición puede ser realizada si los subportadores ID de referencia son diferentes .

La detección Badtrack puede ser implementada usando DSQM_lite_filt IIR-filtrado, reemplazando detección de badtrack de cuarta potencia. Puede ser invocada una readquisición cuando se detecta el bad-track.

DSQM puede ser calculada cada 16 símbolos. IIR puede ser un integrador de imperfección de ganancia de unidad de un solo polo con alfa=l/8. El filtro puede ser inicializado a DSQM_lite_filt_INIT (por ejemplo, 0.03 a 0.08) .

Un contador puede ser incrementado cuando el DSQM_lite_filt<thres_badtrack (por ejemplo 0.06). Puede ser invocada una readquisición cuando el contador excede 100 periodos de DSQM (1600 símbolos) . El contador puede ser refijado a 0 cuando DSQM-lite filtrado excede thres_badtrack. El tiempo fuera después del candado de subcuadro puede ser incrementado.

Cuando el DSQM_lite_filt<thres_nosig filtrado (por ejemplo 0.6< thres_nosig> 0.1), todas las métricas de ramificación pueden ser llevadas a cero. La única condición Synchronization Control Reacq original que permanece es el subcuadro 648 (un minuto) fuera en el estado de candado de subcuadro .

Los otros campos de modo (similares a subportador de referencia ID) entre el subcuadro inicial encontrado y candado de subcuadro puede ser checado para consistencia y puede ser realizada una readquisición si son inconsistentes.

Mientras que la invención ha sido descrita en términos de varias modalidades, será aparente para aquellos expertos en la técnica que pueden hacerse numerosos cambios a las modalidades descritas sin alejarse del alcance de las reivindicaciones indicadas posteriormente. Por ejemplo, aquellos expertos en la técnica entenderán que las funciones y procesos descritos en la presente pueden ser implementados usando componentes de circuito conocidos y/o uno o más procesadores programados para realizar las funciones o procesos.

Claims (39)

REIVINDICACIONES

1. Un receptor de radio caracterizado porque comprende : una primera trayectoria de señal que incluye un primer sintonizador configurado para recibir una primera señal a partir de una primera antena y un primer desmodulador configurado para desmodular símbolos de una salida del primer sintonizador para producir primeras métricas de ramificación derivads de los símbolos desmodulados ; una segunda trayectoria de señal que incluye un segundo sintonizador configurado para recibir una segunda señal a partir de una segunda antena, y un segundo desmodulador configurado para desmodular símbolos a partir de una salida del segundo sintonizador para producir métricas de ramificación derivadas de los símbolos desmodulados; un combinador para combinar en proporción máxima las primeras métricas de ramificación y las segundas métricas de ramificación; y procesar circuitería para procesar larimer y segundamétricas de ramificación combinada para producir una señal de salida.

2. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la primera y segunda métricas de ramificación son sincronizadas por indexado.

3. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la primera y segunda métricas de ramificación son sincronizadas por un número de símbolo .

4. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque cuando una de las trayectorias de señal no tiene métricas de ramificación disponibles, las métricas de ramificación de esa trayectoria de señal son llevadas a cero.

5. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el primer y segundo desmoduladores ajustan las magnitudes de las primeras y segundas métricas de ramificación en respuesta a las proporciones de señal a ruido de las primeras y segundas señales .

6. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el combinador suma métricas de ramificación sincronizados correspondientes a partir de las primeras y segundas trayectorias de señal.

7. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la circuitería de procesamiento incluye un desintercalador y un decodificador Viterbi, y en donde las métricas de ramificación similares a indexados son agregadas cuando los símbolos correspondientes son disponibles de las primeras y segundas trayectorias de señal .

8. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque las trayectorias de señal adquieren y rastrean independientemente una señal recibida por una de las antenas.

9. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque el rastreo de símbolo y frecuencia para cada trayectoria de señal volantea sobre los desvanecimientos temporales o cortes.

10. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque las primeras y segundas antenas son configuradas para recibir una señal FM IBOC.

11. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la circuiteria de procesamiento procesa las segundas métricas de ramificación para producir una señal de salida de datos.

12. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque además comprende: una tercera trayectoria de señal que incluye un tercer sintonizador configurado para recibir la segunda señal a partir de la segunda antena, y un tercer desmodulador configurado para desmodular símbolos a partir de una salida del tercer sintonizador; y procesar circuiteria para procesar una salida del tercer desmodulador para producir una señal de salida de datos .

13. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque además comprende: una tercera trayectoria de señal que incluye un tercer sintonizador configurado para recibir la segunda señal a partir de la segunda antena y un tercer desmodulador configurado para desmodular símbolos a partir de una salida del tercer sintonizador para producir terceras métricas de ramificación derivadas de los símbolos desmodulados; una cuarta trayectoria de señal que incluye un cuarto sintonizador para recibir la primera señal de la primera antena, y un cuarto desmodulador configurado para desmodular símbolos a partir de una salida del cuarto sintonizador para producir cuartas métricas de ramificación derivadas de los símbolos desmodulados; un segundo combinador para combinar por proporción máxima las terceras métricas de ramificación y las cuartas métricas de ramificación y circuitería de procesamiento para procesar las terceras y cuartas métricas de ramificación combinadas para producir una señal de salida de datos.

14. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque cada una de las trayectorias de señal incluye un filtro de preadquisición.

15. El receptor de radio de conformidad con la reivindicación 14, caracterizado porque cada una de las trayectorias de señal incluye un filtro de decimación que precede al filtro de preadquisición.

16. Un método caracterizado porque comprende: recibir una señal en una primera antena; producir primeras métricas de ramificación derivadas de la señal en una primera trayectoria de señal; recibir la señal en una segunda antena; producir segundas métricas de ramificación derivadas de la señal en una segunda trayectoria de señal combinar por proporción máxima las primeras métricas de ramificación y las segundas métricas de ramificación y procesar las primeras y segundas métricas de ramificación combinadas para producir una señal de salida.

17. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque las primeras y segundas trayectorias de señal ajustan las magnitudes de las primeras y segundas métricas de ramificación en respuesta a una proporción de señal a ruido de la señal en la primera y segunda trayectorias de señal .

18. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque la etapa de combinación de proporción máxima suma métricas de ramificación correspondientes, sincronizadas a partir de las primeras y segundas trayectorias de señal .

19. El método de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque las primeras y segundas métricas de ramificación son sincronizadas por indexado.

20. El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque la etapa de procesamiento es realizada por circuiteria de procesamiento incluyendo un desintercalador y un decodificador Viterbi, y métricas de ramificación similares a indexados son agregadas cuando los símbolos correspondientes son disponibles de las primeras y segundas trayectorias de señal .

21. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque cada una de las trayectorias de señal adquiere y rastrea independientemente una señal recibida por una de las antenas.

22. El método de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque el rastreo de símbolo y frecuencia para cada trayectoria de señal volantea sobre desvanecimientos y cortes temporales.

23. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque las primeras y segundas trayectorias de señal son configuradas para recibir una señal FM IBOC.

24. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque cuando una de las trayectorias de señal no tiene métricas de ramificación disponibles, las métricas de ramificación de aquella trayectoria son llevadas a cero.

25. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque además comprende: usar una métrica de calidad de señal digital como un detector badtrack en por lo menos una de las trayectorias de señal .

26. El método de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque las métricas de ramificación son llevadas a cero cuando las métricas de calidad de señal digital caen abajo de un umbral.

27. El método de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque el umbral es reducido para operación en proporciones de señal a ruido inferior.

28. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque además comprende: forzar una readquisición cuando una métrica de calidad de señal digital filtrada cae abajo de un umbral por un número predeterminado de símbolos consecutivos.

29. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque las trayectorias de señal son independientes .

30. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque además comprende: deformar por lo menos una de las métricas de ramificación en proporciones de señal a ruido bajos para mejorar el comportamiento de combinación de proporción máxima cuando se degradan una señal en una o ambas trayectorias de señal .

31. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque además comprende: usar un esquema de arbitración de combinación de proporción máxima para las dos trayectorias de señal .

32. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque la combinación de proporción máxima usa información de rastreo compartida a partir de las dos trayectorias de señal .

33. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque además comprende: procesar las segundas métricas de ramificación para producir una señal de salida de datos.

34. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque además comprende: producir terceras métricas de ramificación derivadas de una señal en una tercera trayectoria de señal; y procesar las terceras métricas de ramificación para producir una señal de salida de datos.

35. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque además comprende producir terceras métricas de ramificación a partir de una señal en una tercera trayectoria de señal ; producir cuartas métricas de ramificación derivadas de una señal en una cuarta trayectoria de señal ; combinar en proporción máxima las terceras métricas de ramificación y cuartas métricas de ramificación y procesar las terceras y cuartas métricas de ramificación combinadas para producir una señal de salida de datos .

36. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el rastreo de símbolos usando subportadores de referencia es iniciado después de que se encuentra un subcuadro inicial.

37. El método de conformidad con la reivindicación 36, caracterizado porque se invoca una readquisición dentro de aproximadamente 0.5 segundos después de que no se encuentra un métrico de calidad de señal digital si no se encuentra el subcuadro inicial.

38. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el rastreo de símbolo es realizado usando un métrico de calidad de señal digital hasta que se encuentra un subcuadro inicial.

39. Un método caracterizado porque comprende: recibir una señal en dos antenas: desmodular la señal usando dos trayectorias de receptor independientes que son sincronizadas por el número de símbolo; combinar por proporción máxima las métricas de ramificación a partir de las dos trayectorias de receptor, y usar las métricas combinadas para producir una salida, en donde las trayectorias del receptor incluyen un esquema de arbitracion.