BR112013018430B1

BR112013018430B1 - conversor de potência ressonante

Info

Publication number: BR112013018430B1
Application number: BR112013018430A
Authority: BR
Inventors: Van Casteren Dolf; Schijffelen Jos; Gröninger Mark; Kardolus Menno
Original assignee: Abb Bv
Priority date: 2011-01-19
Filing date: 2012-01-19
Publication date: 2020-04-07
Also published as: BR112013018430B8; EP2666236B1; EP2666236A1; US20130301307A1; CA2824892A1; BR112013018430A2; EP2479879A1; CN103460584A; ES2656342T3; WO2012098201A1; US10454377B2; CA2824892C; CN108631598A

Abstract

conversor de potência ressonante a presente invenção refere-se a um conversor de potência ressonante que compreende um tanque de ressonância (14) formado por um componente de capacitância (c~ r1~, c~ r2~) e um componente de indutância (l~ r~), pelo menos dois comutadores (q~ 1~, q~ 2~) conectados no tanque de ressonância (14) e uma fonte de voltagem (12) em uma configuração de ponte (16), um número de capacitores "snubbler" (c~ s1~, c~ s2~) conectados em paralelo a cada um dos comutadores e um controlador adaptado para controlar os tempos ligados e desligados dos pelo menos dois comutadores de modo a excitar o tanque de ressonância (14), caracterizado pelo fato de que um sensor de voltagem (22) está provido para detectar uma queda de voltagem (u~ s~) através de pelo menos um dos comutadores (q~ 2~) e o controlador está configurado para comutar o dito pelo menos um dos comutadores (q~ 2~) para o estado ligado quando o valor absoluto da queda de voltagem (u~ s~) detectada atinge um mínimo.

Description

Relatório Descritivo da Patente de Invenção para CONVERSOR DE POTÊNCIA RESSONANTE.

[001] A invenção refere-se a um conversor de potência ressonante que compreende um tanque de ressonância formado por um componente de capacitância e um componente de indutância, pelo menos dois comutadores conectados no tanque de ressonância e uma fonte de voltagem em uma configuração de ponte, um número de capacitores snubber conectados em paralelo a cada um dos comutadores, e um controlador adaptado para controlar os tempos LIGADOS e DESLIGADOS dos pelo menos dois comutadores de modo a excitar o tanque de ressonância.

[002] Os conversores de potência são utilizados para transferir energia elétrica de um circuito para outro. Por exemplo, a energia é transformada da grade de energia para uma carga enquanto convertendo as características de voltagem e de corrente. Os conversores de potência de comutação são crescentemente utilizados para substituir os reguladores e transformadores lineares porque estes oferecem alta eficiência, pequeno tamanho e peso reduzido.

[003] Um conversor ressonante do tipo acima indicado foi descrito por A. Sokolow 100-kW DC-DC Converter Employs ResonantFilter, publicado no site da Internet http//powereletronics.com em Dezembro de 2010. Tais conversores são especificamente atrativos para as aplicações de alta potência, isto é, para uma potência na ordem de magnitude de 10-100 kW.

[004] Os conversores ressonantes são tipicamente operados em uma fonte de voltagem fixa e sob condições de carga estáveis, de modo que é possível configurar o conversor de modo que um modo de operação de Comutação de Voltagem Zero (ZVS) é alcançado ou pelo menos aproximado. Isto significa que cada comutador deve ser comutado para o estado LIGADO em um tempo quando a queda de volta

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2/13 gem através deste comutador cruza zero ou pelo menos atinge um mínimo (comutação de vale), de modo que as perdas de comutação são reduzidas para um mínimo.

[005] É um objetivo da invenção prover um conversor ressonante que opere com baixas perdas de comutação sob condições de operação variáveis.

[006] De acordo com a invenção, este objeto é conseguido pelo conversor de potência ressonante do tipo acima indicado, em que um sensor de voltagem está provido para detectar uma queda de voltagem através de pelo menos um dos comutadores, e o controlador está configurado para comutar o dito pelo menos um dos comutadores para o estado LIGADO quando o valor absoluto da queda de voltagem detectada atinge um mínimo.

[007] Assim, quando mudanças na voltagem de fonte ou mudanças das condições de carga causam um deslocamento dos tempos nos quais a comutação de voltagem zero ou a comutação de vale deve ser efetuada, o conversor de acordo com a invenção se adaptará automaticamente às condições mudadas.

[008] Características opcionais permitem entre outras uma conversão de potência eficiente sobre uma ampla faixa de potência e corrente de saída, uma correção de fator de potência ativa e uma redução de EMI.

[009] Em uma modalidade, o controle de corrente de saída é conseguido variando a frequência de comutação dos comutadores. Especificamente, a frequência de comutação é ligeiramente acima da frequência de ressonância do tanque ressonante quando o conversor opera em potência total, e quando a frequência de comutação é adicionalmente aumentada, a potência convertida e a corrente de saída cairão.

[0010] Quando a demanda de potência aumenta adicionalmente,

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3/13 um aumento continuado da frequência de comutação poderia resultar em perdas de comutação aumentadas e, correspondentemente, uma eficiência reduzida do conversor. Nestes casos, é possível reduzir adicionalmente a corrente de saída pulando alguns dos períodos LIGADOS dos comutadores enquanto mantendo o tanque de ressonância em ressonância, ou operando os comutadores em um modo de rajada, onde o padrão periódico de períodos LIGADOS e DESLIGADOS dos comutadores é cortado em uma sequência de rajadas interrompida por fases nas quais todos os comutadores estão DESLIGADOS.

[0011] Além de controlar a corrente de saída é também possível controlar a corrente de entrada, e empregando loops de retorno embutidos, é também possível controlar tanto a corrente de saída quanto a corrente de entrada. O controle da corrente de entrada permite manter uma curva de corrente de entrada aproximadamente senoidal e por meio disto efetuar uma correção de fator de potência.

[0012] As modalidades da invenção serão agora descritas em conjunto com os desenhos, em que:

[0013] Fig. 1 é um diagrama de circuito de um conversor de potência de acordo com uma primeira modalidade da invenção;

[0014] Fig. 2 mostra formas de onda para explicar a função do conversor de potência mostrado na Fig. 1;

[0015] Fig. 3 mostra formas de onda que ilustram um modo de operação com corrente de saída reduzida;

[0016] Fig. 4 um diagrama de blocos de um controlador para controlar os comutadores do conversor mostrado na Fig. 1;

[0017] Figs. 5 e 6 mostram formas de onda que ilustram diferentes modos de operação do conversor; e [0018] Figs. 7 e 8 são diagramas de circuito de conversores ressonantes de acordo com modalidades modificadas da invenção.

[0019] Como mostrado na Fig. 1, um conversor ressonante 10 está

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4/13 disposto para converter uma voltagem de entrada Uin em uma voltagem de saída Uout. A voltagem de entrada Uin é uma voltagem CC ou uma voltagem CC pulsante suprida por uma fonte de voltagem 12.

[0020] Um tanque ressonante 14 está formado por um indutor Lr e dois conjuntos de capacitores, um conjunto de capacitores sendo um circuito paralelo de capacitores Cr1 e Cr2, e o outro conjunto sendo um circuito paralelo de capacitores C2 e C3 (topologia de LCC com carga paralela). O tanque ressonante 14 está conectado na fonte de voltagem 12 através de uma meia ponte 16 formada por comutadores Qi e Q2. Os comutadores Q1 e Q2 são comutadores eletrônicos, por exemplo, IGBTs. As portas destes comutadores estão conectadas a um controlador eletrônico 18 (Fig. 4) que será posteriormente descrito. Um capacitor snubber Cs1 e Cs2, está conectado em paralelo a cada um dos comutadores Qi e Q2.

[0021] Os comutadores são abertos e fechados alternadamente em uma frequência de comutação na ordem de magnitude de 25 kHz a 50 kHz de modo a fazer com que o tanque de ressonância 14, o qual pode ter uma frequência de ressonância de 25 kHz, por exemplo, oscile. Os componentes de capacitância do tanque de ressonância 14 são formados pelos capacitores Cr1 e Cr2 os quais estão dispostos simetricamente com relação ao indutor Lr, tal como os comutadores Q1 e Q2. O capacitor Cr1 está conectado entre o polo positivo da fonte de voltagem 12 o indutor Lr, e o capacitor Cr2, está conectado entre o indutor Lr e o polo negativo da fonte de voltagem.

[0022] Os dois capacitores C2 e C3 com igual capacidade estão conectados em série entre os polos positivo e negativo da fonte de voltagem 12, em paralelo com o tanque de ressonância 14. Quando o tanque de ressonância oscila, uma voltagem Ur no ponto que conecta o indutor Lr nos capacitores C2 e C3 oscila ao redor de uma voltagem central que é definida pelo ponto intermediário entre os capacitores C2

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5/13 e C3. Esta voltagem Ur aciona o lado primário de um transformador T o lado secundário do qual está conectado a um retificador 20 formado por uma ponte completa de diodo D e capacitor C4. A queda de voltagem através do capacitor C4 forma a voltagem de saída Uout. Quando uma carga (não mostrada) está conectada, um circuito de descarga para o capacitor C4 é fechado, e uma corrente de saída Iout pode fluir neste circuito de descarga.

[0023] Quando o comutador Q1 está LIGADO enquanto o comutador Q2 está DESLIGADO, uma corrente de entrada Iin fluirá através do comutador Q1 e do indutor Lr para carregar o capacitor Cr2. Contanto que a queda de voltagem através do indutor Lr seja positiva (Uin > Ur), uma corrente Ir no tanque de ressonância 14 aumentará, e o capacitor Cr1 será descarregado. Quando o capacitor Cr1 foi descarregado completamente, o indutor Lr fará com que a corrente Ir continue, de modo que o capacitor Cr2 será adicionalmente carregado e o capacitor Cr1 será descarregado com polaridade oposta. A queda de voltagem através do indutor Lr torna-se negativa e a corrente Ir diminui. Eventualmente, a corrente Ir mudará de sinal. Então, o comutador Q1 é DESLIGADO e o comutador Q2 é LIGADO, de modo que os capacitores Cr1 e Cr2 serão descarregados através do indutor Lr e do comutador Q2. A corrente aumentará até que o capacitor Cr2 seja descarregado, e a corrente gradualmente cairá para zero enquanto a voltagem Ur torna-se negativa em relação ao polo negativo da fonte de voltagem 12. Então, o comutador Q2 será DESLIGADO e o comutador Q1 será LIGADO novamente, de modo que outro ciclo possa começar. Deste modo, uma corrente primária no transformador T é mantida oscilante, e quando a frequência de comutação dos comutadores Q1 e Q2 está próxima da frequência de ressonância do tanque de ressonância 14, um máximo de potência será transferido.

[0024] De modo a impedir que a fonte de voltagem 12 seja curto

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6/13 circuitada através dos comutadores Qi e Q2, os períodos LIGADOS destes comutadores devem sempre ser separados por um certo tempo morto mínimo. Durante estes tempos mortos correntes que de outro modo fluiriam através do comutadores serão desviadas para os capacitores snubber Cs1, Cs2 e, em uma menor parte, para dentro das capacitâncias de dispositivo dos IGBTs.

[0025] A Fig. 2(A) ilustra a sequência de períodos LIGADOS e DESLIGADOS dos comutadores Qi e Q2. Neste exemplo, os períodos LIGADOS estão separados por tempos mortos Td os quais, por razões que se tornarão claras abaixo, são maiores do que o tempo morto mínimo acima mencionado.

[0026] A Fig. 2(B) ilustra uma forma de onda de uma voltagem Us que é detectada por um sensor de voltagem 22 (Fig. 1) no ponto de junção entre os comutadores Q1 e Q2. Assim, a voltagem Us corresponde à queda de voltagem através do comutador Q2 enquanto que Uin - Us representa a queda de voltagem através do comutador Q1. Como uma consequência da simetria do circuito mostrado na Fig. 1, a forma de onda da voltagem US mostrada na Fig. 2(B) é simétrica em ponto.

[0027] A Fig. 2(C) mostra a voltagem Ur do tanque de ressonância. Em ressonância, esta voltagem é retarda por 90° em relação à voltagem Us.

[0028] A Fig. 2(D) mostra a corrente Ir dentro do tanque de ressonância. Esta corrente está 90° à frente da voltagem Ur e está assim pelo menos aproximadamente em fase com a forma de onda (não senoidal) da voltagem Us.

[0029] No tempo ti nas Figs. 2(A)-(D), o comutador Q1 está LIGADO, enquanto que o comutador Q2 está DESLIGADO. A corrente Ir é suprida pelo comutador Qi fechado, e a voltagem Ur aumenta. No tempo t2, a voltagem Ur atingiu o seu máximo e, consequentemente, a

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7/13 corrente Ir cruza o zero. Neste instante, o comutador Qi é DESLIGADO. Esta comutação de corrente zero do comutador Qi tem a vantagem que os efeitos prejudiciais de correntes de cauda no comutador Qi do IGBT são grandemente evitados.

[0030] A voltagem Us a qual foi fixada em Uin é agora permitida cair, como mostrado na Fig. 2(B). Se o ponto de junção entre os comutadores Qi e Q2 não fossem conectados no tanque de ressonância 14, a conexão em série dos capacitores Cs1 e Cs2, atingiria um equilíbrio, e Us cairia para Uin/2. No entanto, os capacitores snubber Cs1 e Cs2 formam outro circuito oscilante com o indutor Lr, e este circuito oscilante tende a descarregar Cs2 adicionalmente. Idealmente, Us, portanto, cairia para zero.

[0031] De modo a reduzir as perdas de comutação, o tempo morto Td deve ser selecionado de modo que o comutador Q2 seja LIGADO exatamente no mesmo momento quando Us atinge zero porque, então nenhuma energia que foi armazenada no capacitor Cs2 seria dissipada quando este capacitor é curto-circuitado. Na prática, no entanto, Us pode nem sempre atingir exatamente zero, porque o circuito oscilante está sujeito a influências externas tais como flutuações da voltagem de entrada Uin e mudanças das condições de carga. É por causa disto que a comutação de voltagem zero desejável não pode sempre ser conseguida. O que pode ser conseguida, no entanto, é uma assim denominada comutação de vale, isto é, o comutador Q2 é ligado quando Us (o seu valor absoluto) atinge um mínimo. O tempo t3 exato quando esta condição é atendida também dependerá das influências externas acima mencionadas e pode portanto variar para condições de operação variáveis do conversor.

[0032] No tempo t4, o comutador Q2 será DESLIGADO novamente (comutação de corrente zero na ressonância), e o processo de descarga do capacitor Cs1 entre t4 e t5 é a imagem espelhada do processo

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8/13 entre t2 e t3. Em ts, o comutador Qi é LIGADO novamente (comutação de vale) e outro ciclo começará.

[0033] No conversor de acordo com a invenção, o controlador 18 (Fig. 4) está configurado para determinar os tempos LIGADOS t3 e t5 com base no valor real da voltagem Us como medida pelo sensor de voltagem 22, de modo que a condição de ZVS ou pelo menos a condição de comutação de vale possa ser atendida sob as condições de operação variáveis do conversor.

[0034] No exemplo que está aqui descrito, a frequência de comutação dos comutadores Qi e Q2 é variada de modo a estar em conformidade com as demandas variáveis para a corrente de saída Iout. Por exemplo, a frequência de comutação pode variar em uma faixa entre 25 kHz e 50 kHz.

[0035] As Figs. 3(A)-(C) mostram formas de onda para um modo de operação no qual o conversor opera acima da ressonância. Como os tempos mortos Td são determinados pela condição de comutação de vale, um aumento da frequência de comutação significa que o ciclo ativo dos períodos LIGADOS dos comutadores Qi e Q2 torna-se mais curto, como foi mostrado na Fig.3(B). A frequência de comutação é determinada por um sinal de relógio CLK a forma de onda do qual está mostrada na Fig. 3(A). Os tempos dos pulsos de relógio correspondem aos tempos DESLIGADOS t2 e t4 na Fig. 2, isto é, os pulsos de relógio alternativamente disparam as operações DESLIGADAS dos comutadores Qi e Q2. As operações LIGADAS serão então determinadas pelo critério de comutação de vale.

[0036] A Fig. 3(C) mostra a voltagem Ur do tanque de ressonância para o modo de ressonância desligada. Como a frequência de comutação é mais alta do que a frequência de ressonância, o retardo de fase da voltagem Ur é maior do que 90°, e a amplitude é menor, de modo que menos potência é transferida para o lado de saída. Os ciclos

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9/13 ativos encurtados dos comutadores Qi e Q2 também contribuíram para a transferência de potência reduzida (e também para uma diminuição da corrente de entrada Iin).

[0037] O controlador 18 será agora descrito em maiores detalhes com referência à Fig. 4.

[0038] Neste exemplo, a fonte de voltagem 12 está formada por uma fonte de alimentação que tem uma ponte completa de diodo 12a para retificar uma voltagem de grade CA Ugrid. No entanto, a fonte de alimentação não tem um capacitor para uniformizar a voltagem retificada, de modo que a voltagem de entrada Uin para o conversor 10 tem uma forma de onda composta de meias ondas positivas senoidais.

[0039] Ainda, é assumido neste exemplo que o conversor 10 é controlado por corrente, isto é, a corrente de saída Iout é controlada para um dado valor alvo designado por um sinal de demanda Iout setpoint que é suprido para o controlador 18. A corrente de saída Iout real é medida por um sensor de corrente 24 e é fornecida para o controlador 18 como um sinal de retorno.

[0040] Uma unidade principal 26 do controlador 18 compara a corrente de saída Iout com o sinal de demanda Iout setpoint e gera um sinal de comando Cmd que é suprido para um multiplicador 28. Um sensor de voltagem 30 detecta a voltagem de entrada Uin e envia um sinal que representa esta voltagem de entrada para outra entrada do multiplicador 28. O produto do sinal de comando Cmd e a voltagem de entrada Uin é suprido para uma subunidade 32 do controlador 18 como um sinal de referência Iin ref. A subunidade 32 compara este sinal de referência com a corrente de entrada Iin que é detectada por um sensor de corrente 34. Como um resultado de comparação, a subunidade 32 emite um sinal de frequência f para um gerador de relógio 36. Este gerador de relógio ainda recebe um sinal de sincronização sync que é derivado da voltagem de entrada Uin e gera o sinal de relógio CLK com

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10/13 a frequência f e sincronizado com a voltagem de entrada Uin pulsante e, indiretamente, com a voltagem de grade Ugrid;

[0041] O sinal de relógio CLK é suprido para um controlador de comutador 38 o qual adicionalmente recebe a voltagem Us como detectada pelo sensor de voltagem 22 e controla as portas dos comutadores Q1 e Q2. Por exemplo, o controlador de comutador 38 pode determinar os tempos LIGADOS monitorando tanto o valor absoluto quanto a derivada de tempo de Us. Assim, em modo normal de operação, o controlador de comutador 38 controla os tempos DESLIGADOS dos comutadores Q1 e Q2 com base no sinal de relógio CLK e nos tempos LIGADOS dos comutadores com base na voltagem detectada Us. A sincronização do sinal de relógio CLK com a voltagem de grade tem a vantagem que interferências indesejáveis entre a frequência de comutação e a frequência de grade (50 Hz) são evitadas e a EMI é reduzida.

[0042] A frequência do sinal de relógio CLK é variada de modo a controlar tanto a corrente de saída Iout quanto a corrente de entrada Iin em um loop de retorno interno que compreende a subunidade 32, a corrente de entrada Iin é controlada de modo a preservar a forma de onda senoidal da corrente de entrada (correção de fator de potência). A frequência do sinal de relógio CLK é controlada de modo a fazer com que a corrente de entrada Iin acompanhe o valor de referência Iin ref o qual é o produto de Uin e um sinal de comando constante (ou que varia lentamente) Cmd, de modo que Iin seja forçado para ter as mesmas meias ondas senoidais que Uin.

[0043] A amplitude das meias ondas de Iin é determinada pelo sinal de comando Cmd o qual é variado em um loop de retorno externo que compreende a unidade principal 26 e que faz com que a corrente de saída Iout acompanhe a demanda como especificado pelo sinal de demanda I out setpoint^.

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11/13 [0044] O controlador de comutador 38 tem modos de operação diferentes selecionáveis por meio de um sinal de modo Mod o qual a unidade principal 26 fornece para o controlador de comutador 38. Por exemplo, como o sinal de relógio CLK determina somente os tempos DESLIGADOS dos comutadores Qi e Q2 e os tempos LIGADOS são determinados pelo critério de comutação de vale, está claro que um modo de partida deve ser provido para fornece o primeiro ou os primeiros poucos pulsos LIGADOS para os comutadores Qi e Q2 até que o conversor tenha começado a ressonar e uma voltagem significativa Us possa ser derivada. Em uma modalidade preferida, a comutação de vale é somente permitida em uma janela de tempo pré-definida. Se a comutação de vale falhar, fora das condições de operação normais, os comutadores são forçados a ligar.

[0045] Quando a demanda representada por Iout setpoint diminui, a frequência de comutação f pode ser aumentada de modo a reduzir a corrente de saída Iout consequentemente. No entanto, quando o ponto de ajuste é adicionalmente diminuído, um ponto será alcançado onde a frequência de comutação deve ser tão alta que mesmo com o conversor que está proposto aqui as perdas de comutação residuais tornariam-se predominantes. por causa disto o controlador de comutador 38 tem modos de operação adicionais os quais permitem reduzir a corrente de saída mesmo além deste ponto.

[0046] A Fig. 5 ilustra, em uma escala de tempo reduzida, a sequência de pulsos LIGADOS e DESLIGADOS dos comutadores Q1 e Q2 para um modo de operação no qual a transferência de potência é reduzida periodicamente pulando uns isolados dos pulsos LIGADOS de ambos os comutadores. No exemplo, mostrado, um entre quatro pulsos LIGADOS de ambos os comutadores é pulado, de modo que a transferência de potência será reduzida por 25%. Os tempos nos quais os pulsos LIGADOS dos dois comutadores são pulados estão deslo

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12/13 cados um em relação ao outro, o que ajuda o tanque de ressonância ficar no modo ressonante. Apesar de um pulo de pulso randômico ser possível, é preferido utilizar padrões de pulo de pulso regulares prédefinidos de modo a evitar um cancelamento de pulso randômico e variações de corrente de saída sub-harmônicas.

[0047] A Fig. 6 ilustra, em uma escala de tempo ainda mais reduzida, um modo de operação, em que a sequência de pulsos LIGADOS de ambos os comutadores é cortada em rajadas 40 que são separadas por interrupções 42. Na prática, o número de pulsos por rajada será significativamente maior do que mostrado na Fig. 6, grande o bastante para o tanque de ressonância sintonizar, e as interrupções 42 podem ser tão grandes que as oscilações de ressonância podem decair até que a próxima rajada comece. Deste modo, a transferência de potência pode ser reduzida para 50% ou ainda menos. No entanto, dado que a frequência de comutação pode ser tão alta quanto 50 kHz, a frequência de repetição das rajadas 40 pode ser tão grande que a ondulação resultante na corrente de saída será insignificante.

[0048] É claro, é também possível combinar o modo de pulo de pulso da Fig. 5 com o modo de rajada da Fig. 6 de modo a reduzir a transferência de potência ainda mais. Mais ainda é possível variar a razão entre os pulsos pulados e os não pulados no modo de pulo de pulso e/ou variar a razão entre o comprimento das rajadas e o comprimento das interrupções no modo de rajada, e tudo isto pode adicionalmente ser combinado com um controle de frequência. Por exemplo, quando comutando de um modo para outro, o conversor de frequência pode ser ajustado para um valor predefinido, com base em uma tabela de frequência ou um algoritmo adequado, de modo a impedir um aumento momentâneo na corrente de saída durante a transição.

[0049] A Fig. 7 mostra um conversor ressonante 10' de acordo com uma modalidade modificada. Nesta modalidade, o tanque de res

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13/13 sonância tem somente um único capacitor Cr, de modo que o circuito é menos simétrico do que na modalidade mostrada na Fig. 1. Apesar de tudo, os princípios de funcionamento acima explicados podem ser aplicados. Além disso, a ponte completa de diodo D que foi mostrada na Fig. 1 foi substituída por uma meia ponte de diodos Di, D2 e indutor de saída Lf. O capacitor de saída C4 está conectado a uma derivação central do enrolamento secundário do transformador T.

[0050] A Fig. 8 mostra outra modalidade de um conversor 10, em que quatro comutadores Q1, Q2, Q3 e Q4 formam uma ponte completa, de modo que o conversor possa ser alimentado diretamente por uma voltagem de entrada CA Uin. Nesta configuração de ponte completa, os comutadores Q1 e Q4 serão sempre comutados simultaneamente, tal como os comutadores Q2 e Q3 . O tanque de ressonância está formado pelo indutor Lr e um único capacitor Cr, e a queda de voltagem através do capacitor Cr é retificada por uma ponte completa de diodo D3 e um capacitor C4, de modo que uma voltagem de saída CC seja aplicada a uma carga R.

Claims

REIVINDICAÇÕES

1. Conversor de potência ressonante que compreende um tanque de ressonância (14) formado por um componente de capacitância (Cr1, Cr2; Cr) e um componente de indutância (Lr), pelo menos dois comutadores (Qi, Q2; Q3, Q4) conectados ao tanque de ressonância (14) e uma fonte de voltagem (12) em uma configuração de ponte (16), um número de capacitores snubber (Csi, Cs2; Cs3, Cs4) conectados em paralelo a cada um dos comutadores e um controlador (18) adaptado para controlar os tempos LIGADOS e DESLIGADOS dos pelo menos dois comutadores de modo a excitar o tanque de ressonância (14), sendo que um sensor de voltagem (22) está provido para detectar uma queda de voltagem (Us) através de pelo menos um dos comutadores (Q2) e o controlador (18) está configurado para comutar o dito pelo menos um dos comutadores (Q2) para o estado LIGADO quando o valor absoluto da queda de voltagem (Us) detectada atinge um mínimo, caracterizado pelo fato de que o controlador (18) tem um modo de operação no qual, períodos LIGADOS isolados dos comutadores são pulados em um padrão de tempo periódico para reduzir uma potência de saída do conversor, e onde períodos LIGADOS dos pelo menos dois comutadores (Qi, Q2) são pulados em tempos que estão deslocados um em relação ao outro.
2. Conversor, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o controlador (18) está configurado para determinar os tempos de comutação (t2, t4) dos comutadores para o estado DESLIGADO com base em um sinal de relógio (CLK) com uma dada frequência (f).
3. Conversor, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que o sinal de relógio (CLK) está sincronizado com uma voltagem de entrada CA ou CC flutuante (Uin).
4. Conversor, de acordo com a reivindicação 2 ou 3, carac

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2/2 terizado pelo fato de que a frequência (f) é variável para ajustar a potência de saída ou a corrente de saída (Iout) do conversor para uma dada demanda.
5. Conversor, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 4, caracterizado pelo fato de que o controlador (18) tem um modo de operação no qual rajadas (40) de períodos LIGADOS e DESLIGADOS dos comutadores alternam com interrupções (42) nas quais, os comutadores estão no estado DESLIGADO.
6. Conversor, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 5, caracterizado pelo fato de que o controlador (18) está adaptado para um controle de retorno de uma corrente de saída (Iout) do conversor.
7. Conversor, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 6, caracterizado pelo fato de que o controlador (18) está adaptado para um controle de retorno de uma corrente de entrada (Iin) do conversor.
8. Conversor, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que o controlador (18) está adaptado para controlar a corrente de entrada (Iin), de acordo com uma forma de onda senoidal.
9. Conversor, de acordo com a reivindicação 7 ou 8, caracterizado pelo fato de que o controlador (18) tem loops de retorno (26, 32) incorporados para controlar tanto a corrente de saída (Iout) quanto a corrente de entrada (Iin) do conversor.
10. Conversor, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 9, caracterizado pelo fato de que a fonte de voltagem (12) está configurada para fornecer uma voltagem de entrada CC flutuante (Uin) com uma forma de onda que consiste em meias ondas senoidais.
11. Conversor, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 10, caracterizado pelo fato de que tem uma topologia de LCC com carga paralela.