AT521410A1 - Tiefsetzsteller mit geringen Schaltverlusten - Google Patents

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AT521410A1
AT521410A1 ATA190/2018A AT1902018A AT521410A1 AT 521410 A1 AT521410 A1 AT 521410A1 AT 1902018 A AT1902018 A AT 1902018A AT 521410 A1 AT521410 A1 AT 521410A1
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Abstract

Die Erfindung betrifft einen Tiefsetzstell er, bestehend aus einer ersten positiven (1) und einer ersten negativen (2) Klemme, zwischen denen die erste Spannung (U I) und einer zweiten positiven (3) und einer zweiten negativen (4) Klemme, zwischen denen die zweite Spannung (U2) oder die Last angeschlossen ist, einem ersten (SI) und einem zweiten (S2) aktiven Schalter, einer ersten (DI) und einer zweiten (D2) Diode, einem Resonanzkondensator (C) und einer Resonanzspule (L). Diese wird mit einer weiteren magnetisch gekoppelten Wicklung (N2), die beim Ausschalten der Dioden (D~, D2) mittels der Serienschaltung einer weiteren Diode (DH) und eines aktiven Schalters (SH) mit Masse verbunden wird und so die entstehende parasitäre Schwingung unterdrückt. Vor Einschalten eines Hauptschalters (SI, S2) wird der weitere Schalter (SH) wieder abgeschaltet.

Description

Zusammenfassung
Die Erfindung betrifft einen Tiefsetzsteller, bestehend aus einer ersten positiven (1) und einer ersten negativen (2) Klemme, zwischen denen die erste Spannung (Ui) und einer zweiten positiven (3) und einer zweiten negativen (4) Klemme, zwischen denen die zweite Spannung (U2) oder die Last angeschlossen ist, einem ersten (Si) und einem zweiten (S2) aktiven Schalter, einer ersten (Di) und einer zweiten (D2) Diode, einem Resonanzkondensator (C) und einer Resonanzspule (L). Wobei an die erste positive (1) Klemme der positive Anschluss des ersten strombidirektionalen Schalters (Si) geschaltet ist, an den negativen Anschluss des ersten strombidirektionalen Schalters (Si) der positive Anschluss des zweiten strombidirektionalen Schalters (S2) und ein Anschluss des Kondensators (C) geschaltet sind, an den negativen Anschluss des zweiten strombidirektionalen Schalters (S2) die Kathode der ersten Diode (Di) und ein Anschluss der Resonanzspule (L) geschaltet sind, an die Anode der ersten Diode (Di) die Kathode der zweiten Diode (D2) und der zweite Anschluss des Resonanzkondensators (C) geschaltet sind, an die Anode der zweiten Diode (D2) die erste (2) und die zweite (4) negative Klemme geschaltet sind. Die Schaltung kann durch Erweiterungen gegen parasitäre Schwingungen und zur Veränderung der Resonanz versehen werden.
(Fig. 1)
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Tiefsetzsteller mit geringen Schaltverlusten
Die Erfindung betrifft einen Tiefsetzsteller, bestehend aus einer ersten positiven (1) und einer ersten negativen (2) Klemme, zwischen denen die erste Spannung (Ui) und einer zweiten positiven (3) und einer zweiten negativen (4) Klemme, zwischen denen die zweite Spannung (U2) oder die Last angeschlossen ist, einem ersten (Si) und einem zweiten (S2) aktiven Schalter, einer ersten (Di) und einer zweiten (D2) Diode, einem Resonanzkondensator (C) und einer Resonanzspule (L).
Die Schaltung schaut auf den ersten Blick wie ein „flying capacitor three level converter“ aus, unterscheidet sich jedoch bei der näheren Betrachtung. Es gibt nur eine Eingangsspannung Ui, nicht zwei zur Masse symmetrische, und die beiden unteren Transistoren sind durch Dioden Di, D2 ersetzt, dadurch vereinfacht sich die Ansteuerung. Weiters ist der „fliegende Kondensator“ bei der gegenständlichen Schaltung ein kleiner Resonanzkondensator C (nicht ein großer, bei dem die Spannung sich innerhalb einer Konvertertaktperiode praktisch nicht ändert), der zusammen mit der Resonanzspule L einen Resonanzkreis bildet.
Die Figuren zeigen den grundsätzlichen Aufbau des Konverters, beispielhaft gezeichnet mit selbstsperrenden n-Kanal MOSFETs. Natürlich können auch andere aktive Halbleiterschalter stattdessen verwendet werden, wie z.B. IGBTs. Fig. 1 zeigt die Grundschaltung, die Fig. 2 eine Erweiterung zur Vermeidung von parasitären Schwingungen mit einem Hilfsschalter, Fig. 3 eine Erweiterung zur Vermeidung von parasitären Schwingungen mit zwei Hilfsschaltem und Fig. 4 beispielhaft einen Ausschnitt einer Schaltung zur Detektion eines parasitären Schwingungsbeginns.
Fig. 1 zeigt den Aufbau des Tiefsetzstellers. Zwischen den Klemmen 1 und 2 wird die Eingangsspannung Ui angeschlossen. Der Kondensator Ci dient dazu, die Induktivität der Zuleitung zu kompensieren und die Eingangsspannung beim Schalten zu einer nahezu idealen Spannungsquelle zu machen. Unmittelbar daran ist die Serienschaltung der zwei aktiven S1, S2 und der zwei passiven Schalter Di, D2 angeschlossen. Der Kondensator Co dient zur Glättung und Konstanthaltung der Ausgangsspannung U2. An den Klemmen 3 und 4 wird die Last angeschlossen. Der Kondensator C und die Spule L sind die Resonanzbauteile.
Fig. 2 zeigt dieselbe Schaltung wie in Fig. 1, nur durch eine Vorrichtung zur Schwingungsunterdrückung erweitert. Diese besteht aus einer, mit der Resonanzspule L gekoppelten zweiten Wicklung N2 und einer Serienschaltung einer Hilfsdiode Dh mit einem aktiven Hilfsschalter Sh1
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Fig. 3 zeigt dieselbe Schaltung wie in Fig. 1, nur durch eine etwas andere Vorrichtung zur
Schwingungsunterdrückung erweitert. Diese besteht aus einer mit der Resonanzspule L gekoppelten zweiten Wicklung N2 und zwei aktiven Hilfsschaltem SHi, Sh2·
Fig. 4 skizziert die Spannungserfassung an den Dioden. An D2 wird die Spannung über einen Spannungsteiler, an Di mittels eines Differenzverstärkers erfasst. Die so reduzierten und auf Masse bezogenen Spannungen werden mit einer Referenzspannung Uref mittels je einem Komparator verglichen und mit einer ODER-Schaltung verknüpft.
Es soll noch angemerkt werden, dass der Bezugspunkt (Masse) durch die negative Eingangs(2) und die negative Ausgangsklemme (4) gebildet wird. Die Ansteuerschaltungen für die aktiven Schalter Si, S2 müssen als potentialfreie Highside-Treiber ausgeführt sein. (Günstiger Weise wird man einen Halbbrückentreiber mit für oberen und unteren Schalter getrennten Steuereingang wählen). Grundsätzlich funktioniert die Schaltung auch, wenn die aktiven Schalter Si und S2 nur unidirektional sind. Meist sind aber die industriell erhältlichen aktiven Schalter strombidirektional.
Die Funktionsweise der Schaltung ist leicht erklärt, wenn die Schaltung schon eingeschwungen ist und man ideale Bauelemente annimmt. Der Ausgangskondensator Co ist so groß, dass sich die Spannung an ihm während eines Schaltzykluses praktisch nicht ändert und daher als konstant U2 angenommen werden kann. Der Kondensator C sei ungeladen. Schaltet man nun den ersten aktiven Schalter S i ein, so entsteht ein Stromkreis vom positiven Anschluss (1) der Eingangsspannung Ui über den ersten aktiven Schalter Si, den Kondensator C, die erste Diode Di, die Spule L, die Ausgangsspannung U2 und über die negative Eingangsklemme (2) zurück zur Eingangsspannung Ui. Der Strom wird daher durch die Differentialintegralgleichung
U. =-i i · dt + l— + u7
CJ 0 dt 2 beschrieben. Der Stromfluss ist daher sinusförmig
Die Spannung am Kondensator baut sich entsprechend
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auf. Erreicht die Spannung am Kondensator die Eingangsspannung Ui, so wird die Spannung an C auf den Wert Ui geklemmt, weil die zweite Diode D2 einschaltet. Dieser erste Modus der
Schaltung dauert
ΔΓ, = d LC arccos———.
U2-U,
Der Strom baut sich nun linear ab, weil an der Spule nun die negative Ausgangsspannung U2 liegt. Dieser Vorgang dauert so lange, bis der Strom durch die Spule zu null geworden ist und die beiden Dioden Di, D2 daher abschalten. Die Dauer für den zweiten Modus der Schaltung ergibt sich zu =Α(ΔΓ,)~ .
Am Ende dieses Intervalls ist also der Kondensator auf Ui aufgeladen und der Strom in der Spule wieder null. Der erste Vorgang, ausgelöst durch den aktiven Schalter Si, dauert insgesamt &TSi =ΔΊ\+ΔΤ2 .
Man erkennt auch, dass je kleiner die Ausgangsspannung ist, umso länger dauert der Entmagnetisierungsvorgang der Resonanzspule. Die Schaltung kann dann in einen quasikontinuierlichen Betrieb kommen.
Nun kann man sofort oder nach einer Pause den zweiten aktiven Schalter S2 einschalten. (Natürlich muss der erste aktive Schalter Si vorher ausgeschaltet werden. Dies muss innerhalb des zweiten Modus (dauert ΔΤ2) passieren oder spätestens bevor der zweite aktive Schalter eingeschaltet wird.) Der Stromkreis, der sich nun bildet, besteht aus dem Kondensator C, dem zweiten aktiven Schalter S2, der Spule L, der Ausgangsspannung U2 und der zweiten Diode D2. Es entsteht wieder eine Sinusschwingung des Spulenstroms. Wenn die Spannung am Kondensator zu null geworden ist und beginnt negativ zu werden, schaltet die erste Diode Di ein. Der Spulenstrom kommutiert nun in diese und der Strom nimmt nun linear bis null ab; dann schalten die beiden Dioden Di, D2 ab. Der Resonanzkondensator C ist wieder ungeladen und die Resonanzspule L ist wieder stromlos. Nun kann ein neuer Ablauf durch Einschalten
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4/17 des ersten Schalters Si gestartet werden. (Natürlich muss der zweite aktive Schalter S2 vorher ausgeschaltet werden.) Die beiden hier auftretenden Zeitintervalle haben dieselbe Länge wie oben berechnet. Es gilt
ATS2 = ATS1 .
Die Zeiten sind für die Ansteuerung von Bedeutung.
Man erkennt: beide aktiven Schalter S1, S2 schalten bei null Strom ein und bei null Spannung aus, die Diode Dl schaltet im Zyklus ATSI bei Strom null ein und aus, im Zyklus ATS2 mit Strom ein, ist aber gleichzeitig spannungslos. Die Diode D2 schaltet im Zyklus ATS2 bei null Strom ein und aus, im Zyklus ATS1 schaltet sie spannungslos, aber mit Strom ein und schaltet stromlos ab. Damit entstehen grundsätzlich keine Schaltverluste. Bei realen Bauelementen muss man noch berücksichtigen, dass beim Einschalten die parasitären Kapazitäten schlagartig entladen werden und daher Verluste entstehen. Der Energietransfer wird mittels der Wiederholrate, mit der der oben beschriebene Vorgang gestartet wird, gesteuert.
Wenn noch keine Ausgangsspannung U2 vorhanden ist, kann keine Entmagnetisierung der Spule L erfolgen (geschieht nur durch die parasitären Widerstände und die Diodenflussspannungen), daher wird man zuerst zum Aufbau der Ausgangsspannung den Konverter wie einen hart geschalteten Tiefsetzsteller betreiben und beide aktive Schalter Si, S2 gleichzeitig ein- und ausschalten. Man wird dies mit konstanter Frequenz und langsam zunehmendem Tastverhältnis tun. Erst wenn ausreichend Spannung am Ausgang aufgebaut ist, kann man auf den Resonanzbetrieb übergehen.
Da die Schaltung dann immer mit Pausen arbeitet, kommt es zu den typischen hochfrequenten Schwingungen, die beim diskontinuierlichen Betrieb in der Praxis auftreten. Hier kann man durch eine, mit der Resonanzspule magnetisch gut gekoppelte, Wicklung Abhilfe schaffen. Wenn der Spulenstrom null geworden ist, wird diese Wicklung mittels eines Hilfsschalters kurzgeschlossen. Dieser Hilfsschalter besteht aus einem aktiven Schalter Sh und einer Diode Dh in Serie. Man wird diesen Kurzschluss mit Masse verbinden um eine potentialfreie Ansteuerung zu vermeiden. Es lässt sich auch die Seriendiode Dh durch einen zweiten aktiven Hilfsschalter Sh2 ersetzen. Verwendet man diese Vorrichtung zur Unterdrückung der parasitären Schwingungen, so genügt ein dünner Draht für die zweite Wicklung, da der Energieinhalt gering ist. Zur Steuerung des Hilfsschalters / der Hilfsschalter wird man am besten die Spannungen an den Dioden Di und D2 erfassen (mittels Spannungsteilers und/oder
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Differenzverstärker) und wenn die Spannung dort über einen bestimmten vorgegebenen Schwellwert ansteigt (erkannt über Komparatoren) den/die Hilfsschalter einschalten. Da die Schwingung je nach Modus der Schalter an den Dioden unterschiedlich ausgeprägt ist, kann man das Ergebnis der Komparatoren mit einer ODER-Verknüpfung versehen. Bevor wieder einer der beiden aktiven Schalter S i, S2 eingeschaltet wird, muss/müssen der/die Hilfsschalter wieder ausgeschaltet/n werden. Es sollte eine kurze Verriegelungszeit vorgesehen werden damit sichergestellt ist, dass der aktive Schalter Si oder S2 nicht auf die kurzgeschlossene Resonanzspule schaltet. Die Kapazität der Hilfsschalter (Sh, Shi, Sh?) oder der Hilfsdiode DH sollte gering sein, um die parasitäre Spulenkapazität klein zu halten.
Es kann in bestimmten Betriebsfällen auch sinnvoll sein (z.B. bei höherem Spannungsübersetzungsverhältnis), die Eigenfrequenz des Resonanzkreises zu erhöhen. Dazu schaltet man parallel zur Resonanzspule L eine oder mehrere weiter Spulen mittels Halbleiterschalter für Wechselspannungen oder durch Relaiskontakte parallel. Die Frequenz der Resonanzschwingung wird dann höher, ebenso auch die Amplitude des Stroms.
Die Schaltung eignet sich für ein Tiefsetzverhältnis von maximal 0,5. Das sinnvolle Spannungsübersetzungsverhältnis wird
M= —= 0,1.....0,5
Ux sein.
Die Schaltung kann auch als Konverter nach einem Leistungsfaktorkorrekturfilter (PFC) aus dem Ein- oder Dreiphasennetz oder nach einer B6 Diodenbrücke geschaltet werden.
Da nur eine Strom- und eine Spannungsrichtung möglich ist, eignet sich als Last alles bei dem Einquadrantenbetrieb ausreicht, also z.B. zur Energieversorgung von elektronischen Vorrichtungen.
Die Aufgabe einen Tiefsetzsteller mit geringen Schaltverlusten zu realisieren wird erfindungsgemäß dadurch erzielt, dass an die erste positive (1) Klemme der positive Anschluss des ersten strombidirektionalen Schalters (Si) geschaltet ist, an den negativen Anschluss des ersten strombidirektionalen Schalters (S1) der positive Anschluss des zweiten strombidirektionalen Schalters (S?) und ein Anschluss des Kondensators (C) geschaltet sind, an den negativen Anschluss des zweiten strombidirektionalen Schalters (S2) die Kathode der ersten Diode (Di) und ein Anschluss der Resonanzspule (L) geschaltet sind, an die Anode der 5
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6/17 ersten Diode (Di) die Kathode der zweiten Diode (D2) und der zweite Anschluss des
Resonanzkondensators (C) geschaltet sind, an die Anode der zweiten Diode (D2) die erste (2) und die zweite (4) negative Klemme geschaltet sind.
Es ist weiters sehr sinnvoll zwischen der ersten positiven (1) und der ersten negativen (2) Klemme und zwischen der zweiten positiven (3) und der zweiten negativen (4) Klemme je ein Kondensator (Cj, Co) geschaltet ist und, dass der erste (Si) und der zweite strombidirektionale Schalter (S2), ebenso wie die erste (Di) und die zweite (D2) Diode als Halbbrückenmodul ausgeführt sind. Der erste (Si) und der zweite (S2) aktive Schalter wird sinnvollerweise durch einen Halbbrückentreiber mit getrennten Steuereingängen angesteuert.
Um parasitäre Schwingungen zu unterdrücken wird die Resonanzspule (L) durch eine magnetisch gekoppelte zweite Wicklung (N2) erweitert, die mittels der Serienschaltung eines aktiven Schalters (Sh) mit einer Diode (DH) überbrückt und mit dem Bezugspotential verbunden wird, oder dass an den Wicklungsenden der magnetisch gekoppelten zweiten Wicklung (N2) je der positive Anschluss eines aktiven Schalters (SHi, Sh?) angeschlossen ist und die negativen Anschlüsse der aktiven Schalter (Shi, Sh?) mit dem Bezugspotential verbunden sind, und die Steueranschlüsse der beiden aktiven Schalter (Shi, Sh?) miteinander verbunden sind. Die Ansteuerung wird dabei so erfolgen, dass die Spannung an den Dioden (Di, D?) oder an den aktiven Schaltern (Si, S?) mit einer Spannungserfassungsvorrichtung erfasst werden und dass nach Überschreiten einer vorgegebenen Vergleichsspannung (Uref) mittels Komparatoren der Hilfsschalter (Sh) oder die Hilfsschalter (Shi, Sh?) über eine Ansteuerschaltung eingeschaltet werden und durch die Steuervorrichtung wieder ausgeschaltet werden, bevor einer der aktiven Schalter (Si, S?) durch deren Ansteuerschaltung wieder eingeschaltet wird.
Um die Resonanzfrequenz zu erhöhen wird man parallel zur Resonanzspule (L), eine oder mehrere weiter Spulen mittels einer Ansteuervorrichtung, durch Halbleiterschalter für Wechselspannungen oder durch Relaiskontakte, parallel schalten können.
Die Ansteuerung erfolgt so, dass die Eingangsspannung (Ui) und die Ausgangsspannung (U?) mittels einer Spannungserfassungsvorrichtung erfasst werden und deren Ausgangssignal einer Steuer- und Regelvorrichtung zugeführt werden und in dieser das erforderliche Pulsmuster entsprechend der gewünschten Spannung und den erforderlichen Puls- und Verschiebungszeiten bestimmt wird. Die Steuer- und Regel Vorrichtung wird mittels Mikrocontroller realisiert.
T4?/fh/?01806?7/06?8/0702
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Claims (10)

  1. Patentansprüche
    1. Tiefsetzsteller bestehend aus einer ersten positiven (1) und einer ersten negativen (2) Klemme, zwischen denen die erste Spannung (Ui) und einer zweiten positiven (3) und einer zweiten negativen (4) Klemme, zwischen denen die zweite Spannung (U2) oder die Last angeschlossen ist, einem ersten (Si) und einem zweiten (S2) aktiven Schalter, einer ersten (Di) und einer zweiten (D2) Diode, einem Resonanzkondensator (C) und einer Resonanzspule (L) dadurch gekennzeichnet, dass an die erste positive (1) Klemme der positive Anschluss des ersten strombidirektionalen Schalters (Si) geschaltet ist, an den negativen Anschluss des ersten strombidirektionalen Schalters (Si) der positive Anschluss des zweiten strombidirektionalen Schalters (S2) und ein Anschluss des Kondensators (C) geschaltet sind, an den negativen Anschluss des zweiten strombidirektionalen Schalters (S2) die Kathode der ersten Diode (Di) und ein Anschluss der Resonanzspule (L) geschaltet sind, an die Anode der ersten Diode (Di) die Kathode der zweiten Diode (D2) und der zweite Anschluss des Resonanzkondensators (C) geschaltet sind, an die Anode der zweiten Diode (D2) die erste (2) und die zweite (4) negative Klemme geschaltet sind.
  2. 2. Konverter gemäß Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der ersten positiven (1) und der ersten negativen (2) Klemme und zwischen der zweiten positiven (3) und der zweiten negativen (4) Klemme je ein Kondensator (C[, Co) geschaltet ist.
  3. 3. Konverter gemäß Anspruch 1 oder 2 dadurch gekennzeichnet, dass der erste (S1) und der zweite strombidirektionale Schalter (S2), ebenso wie die erste (Di) und die zweite (D2) Diode als Halbbrückenmodul ausgefuhrt sind.
  4. 4. Konverter gemäß den Ansprüchen 1 bis 3 dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzspule (L) durch eine magnetisch gekoppelte zweite Wicklung (N2) erweitert ist, die mittels der Serienschaltung eines aktiven Schalters (Sh) mit einer Diode (Dh) überbrückt und mit dem Bezugspotential verbunden wird.
  5. 5. Konverter gemäß den Ansprüchen 1 bis 3 dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzspule (L) durch eine magnetisch gekoppelte zweite Wicklung (N2) erweitert ist, an deren Wicklungsenden je der positive Anschluss eines aktiven Schalters (Shi, Sh?) angeschlossen ist und die negativen Anschlüsse der aktiven Schalter (Shi, Sh2) mit dem Bezugspotential verbunden sind, und die Steueranschlüsse der beiden aktiven Schalter (Shi, Sh2) miteinander verbunden sind.
  6. 6. Konverter gemäß den Ansprüchen 4 oder 5 dadurch gekennzeichnet, dass die mittels Spannungserfassung die Spannung an den Dioden (Di, D2) oder an den aktiven
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    Schaltern (Si, S2) mit einer Spannungserfassungsvorrichtung erfasst wird und dass nach Überschreiten einer vorgegebenen Vergleichsspannung (Uref) mittels Komparatoren der Hilfsschalter (SH) oder die Hilfsschalter (SHi, SH2) über eine Ansteuerschaltung eingeschaltet werden und durch die Steuervorrichtung wieder ausgeschaltet werden, bevor einer der aktiven Schalter (Si, S2) durch deren Ansteuerschaltung wieder eingeschaltet wird.
  7. 7. Konverter gemäß einem der Ansprüchen 1 bis 6 dadurch gekennzeichnet, dass parallel zur Resonanzspule (L), eine oder mehrere weiter Spulen mittels einer Ansteuervorrichtung durch Halbleiterschalter für Wechselspannungen oder durch Relaiskontakte, parallel werden können.
  8. 8. Konverter gemäß einem der Ansprüchen 1 bis 7 dadurch gekennzeichnet, dass der erste (Si) und der zweite (S2) aktive Schalter durch einen Halbbrückentreiber mit getrennten Steuereingängen angesteuert werden.
  9. 9. Konverter gemäß einem der Ansprüchen 1 bis 8 dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsspannung (Ui) und die Ausgangsspannung (U2) mittels einer Spannungserfassungsvorrichtung erfasst werden und deren Ausgangssignal einer Steuer- und Regelvorrichtung zugeführt werden und in dieser das erforderliche Pulsmuster entsprechend der gewünschten Spannung und den erforderlichen Puls- und Verschiebungszeiten bestimmt wird.
  10. 10. Konverter gemäß Anspruch 9 dadurch gekennzeichnet, dass die Steuer- und Regelvorrichtung mittels Mikrocontroller realisiert ist.
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