AT516142B1

AT516142B1 - Konverter für elektrische Spannung oder induktive Admittanz

Info

Publication number: AT516142B1
Application number: ATA560/2014A
Authority: AT
Inventors: Franz Dipl Ing Braunschmid Msc
Original assignee: Franz Dipl Ing Braunschmid Msc
Priority date: 2014-07-14
Filing date: 2014-07-14
Publication date: 2017-07-15
Also published as: AT516142A2; AT516142A3

Abstract

Gegenstand der Erfindung ist ein Anwendungserfordernissen leicht anpassbarer, sehr kompakt realisierbarer elektronischer Konverter für die gegebenenfalls zeitlich variierende Admittanz einer Spule, oder einer Induktionsspannung, als primärer Entsprechung einer sie verursachenden Messgröße zwecks Herleitung sekundärer oder tertiärer Messgrößenentsprechungen in Form von frequenzmodulierten oder amplitudenmodulierten Schwingungen eines Oszillators, oder in Form der beispielsweise einer niedrigen Induktionsspannung folgenden, aber wesentlich größeren Ausgangsspannung eines Phasenkomparators einer Phase-Locked Loop [PLL], sowie die fakultative Übertragung der Information auf die bzw. auf der Versorgungsleitung zwecks Fernabfragemöglichkeit.

Description

Beschreibung

Gegenstand der Erfindung:

KONVERTER FÜR ELEKTRISCHE SPANNUNG ODER INDUKTIVE ADMITTANZ

[0001] Ganz allgemein resultieren aus den durch eine zu erfassende Messgröße bestimmten Positionen magnetisch oder elektrisch relevanter Gegenstände im Magnetfeld einer stromdurchflossenen Spule die Komponenten der komplexen Admittanz der Spule als primäre Messgrößenentsprechung, welche bei magnetischem Wechselfeld oder bei dynamischen Positionsveränderungen, beispielsweise bei Vibration, auch noch durch eine Induktionsspannung mit den Merkmalen Frequenz oder Hub als Träger von Informationen über die Messgröße ergänzt sein kann.

[0002] Gegenstand der Erfindung ist ein Anwendungserfordernissen leicht anpassbarer, sehr kompakt realisierbarer elektronischer Konverter für solche primäre Messgrößenentsprechungen zwecks Herleitung sekundärer oder tertiärer Messgrößenentsprechungen in Form von frequenzmodulierten oder amplitudenmodulierten Schwingungen eines Oszillators oder in Form der beispielsweise einer niedrigen Induktionsspannung folgenden, aber wesentlich größeren Ausgangsspannung eines Phasenkomparators einer Phase-Locked Loop [PLL], sowie die fakultative Übertragung der Information auf die bzw. auf der Versorgungsleitung zwecks Fernabfragemöglichkeit.

[0003] Für die Konvertierung der primären Messgrößenentsprechungen in sekundäre sind grundsätzlich verschiedene Verfahren bekannt, doch ist deren schaltungstechnischer Aufwand und Platzbedarf ein unvergleichbar höherer als der erfindungsgegenständliche, was deren Integration in gegenständliche Sensorkörper oder deren Anbringung in unmittelbarer Umgebung einer Sensor-Spule ausschließt.

[0004] Die Erfindung vermeidet diese Nachteile durch besonders funktionseffektive und bauteilarme Detailvarianten, welche als solche ihre Anbringung in unmittelbarer Spulenumgebung oder ihre Integration in Sensorkörper und dadurch deren Anwendung auch in räumlich sehr eingeengten Einsatzbereichen ermöglichen.

[0005] Die Erfindung erzielt ihre besonders hohe Funktionseffektivität bei sehr geringer Anzahl an Bauelementen durch [0006] Anwendung einer Phase-Locked Loop (PLL)

Maximierung des Phasenkomparator-Ausgangsspannungshubes durch vorspannungslos betriebene Kapazitätsdiode

Anwendung von aktiven Dreipolen mit negativen Widerstandsbereichen zur Schwingkreis-Entdämpfung

Ausschaltung der Belastungsabhängigkeit der Versorgungsstromstärke eines LC-Oszillators Übertragung von Information auf die Versorgungsleitung zwecks Fernabfragemöglichkeit [0007] Im Folgenden werden die Charakteristika der Erfindung an Hand von elektronischen Schaltungen näher erläutert.

[0008] Fig. 1 zeigt mit RE, Tr^ Tr2 eine emittergekoppelte Bipolartransistor-Schaltung mit

Tunneldiode-ähnlichem Zweipolverhalten zwischen den Anschlüssen a und b.

[0009] Ein hier angeschlossener Parallelschwingkreis mit den Ersatzschaltungs-Kenngrößen LP, CP, RP erfährt im Betrieb eine Entdämpfung, und die Gesamtschaltung oszilliert mit der mit LP und CP bestimmten Frequenz fQ. Die Schwingkreisspannung uab(t) liegt dabei im Zehntelvoltbereich. Mit Versorgungsspannung Uv oder Emitterwiderstand RE kann sie verändert werden. Die Erfindung nützt diesen Effekt gezielt zur Erzeugung einer von der primären Messgröße oder Messgrößenentsprechung „Konduktanz der Spule“ abhängigen Schwingkreisspannung uQ(t) als sekundärer Messgrößenentsprechung, indem sie die Versorgungsstromstärke entweder mittels eines hochohmigen Emitterwiderstandes RE oder mittels einer Stromquellenschaltung lv zumin dest weitgehend fixiert, wodurch eine der Resonanzkonduktanz gegensinnig folgende Schwingkreisspannung erreicht wird.

[0010] Fig. 2 zeigt RE durch die den Emitterstrom lE liefernde Stromquellenschaltung lv er setzt. Der Parallelschwingkreis ist mit dem Kondensator C und der verlustbehafteten Spule L als die Schwingfrequenz f0 bestimmenden Elemente gebildet. Sowohl durch Konduktanzänderung der Spule, die beispielsweise aus Wirbelstromänderung in ihrem Magnetfeld herrühren kann, als auch mittels des in seinem Widerstand einer Eingangsspannung ue2(t) folgenden ohmschen Pfades in Form von Widerstand R8 und Drain-Source-Strecke des Transistors Tr3 parallel zu L und C kann die effektive Resonanzkonduktanz des Schwingkreises und damit einhergehend die Schwingkreisspannung u0(t) verändert werden.

[0011] Der Drainstrom des mit u0(t) am Gate angesteuerten Transistors Tr4 liefert einen Beitrag zum über den Arbeitswiderstand Rv fließenden Gesamt-Versorgungsstrom, sodass an Rv ein u0(t) folgender anteiliger Spannungsabfall auftritt und abgegriffen werden kann.

[0012] Am Ausgang des Gleichrichters G, welcher ein aktiver sein kann, tritt eine der Schwingkreisspannung u0(t) folgende Halbwellenfolge auf.

[0013] Fig. 3 zeigt eine beispielsweise Phase-Locked Loop zur erfindungscharakteristischen

Konvertierung einer niedrigen Eingangsspannung ue1(t) als primärer Messgrößenentsprechung in eine mit dem Spannungsteiler R2, R3 in ihrer Größe festlegbare und ue1(t) folgende Phasenkomparator-Ausgangsspannung ua1(t) als sekundärer Messgrößenentsprechung.

[0014] Unter Vernachlässigung der ohmschen Einflüsse durch Ri, R2, R3 wird der Parallelschwingkreis mit L|, Ci, Di und C2 gebildet, wobei die Kondensatoren Ci und C2 bei der hochfrequenten Resonanzfrequenz f0 etwa Kurzschlüsse bilden, die Resonanzfrequenz somit in guter Näherung mit der Kapazität der vorspannungslosen Kapazitätsdiode Ü! und Li festgelegt ist. Das Kathodenpotential der Kapazitätsdiode folgt der Eingangsspannung ue1(t).

[0015] Der passiv schwingende, gegebenenfalls aber auch geeignet entdämpfte, Parallelschwingkreis ist, beispielsweise ohmsch mit R4, oder aber mittels einer aktiven Pufferschaltung, oder in einer aus der Zwischenfrequenz-Bandfiltertechnik bekannten Weise, lose und rückwirkungsarm an die Referenzschwingung uQ(t), f0 des Phasenkomparators φ gekoppelt.

[0016] Der am Spannungsteilerwiderstand R2 anliegende Teil der aus der Phasenverschiebung zwischen der Referenzschwingung und der Spannung an der Spule Li resultierenden Phasenkomparator-Ausgangsspannung uai(t) führt das Anodenpotential dem Kathodenpotential stets derartig nach, dass die Phasenverschiebung ein Minimum ausmacht, was mit einer null Volt sehr nahen Steuerspannung an der Kapazitätsdiode erreicht wird. Die Steuerspannung ist de facto die Differenz zwischen Eingangsspannung und dem an R2 anliegenden Teil der Phasenkomparator-Ausgangsspannung, wobei diese Differenz lediglich zur Phasenregelung dient und daher sehr nahe null Volt liegt. Daraus folgt, dass die Phasenkomparator-Ausgangsspannung das mit dem Spannungsteiler festgelegte angestrebte Vielfache der Eingangsspannung ist. Da die Kapazitätsdiode vorspannungslos betrieben wird, kann der gesamte verfügbare Ausgangsspannungshub des Phasenkomparators zur Nachbildung der Eingangsspannung genützt werden. Die Kapazitätsdiode kann auch in umgekehrter Richtung eingefügt werden.

[0017] Fig. 4 zeigt das Anodenpotential der Kapazitätsdiode Dt der Eingangsspannung uei(t) folgend, sofern die Grenzfrequenz des Tiefpasses Ri, C2 hinreichend hoch liegt. Die Steuerspannung an der Kapazitätsdiode ergibt sich so wie in Fig. 3 als Differenz zwischen der Eingangsspannung und dem an R2 abfallenden Teil der Phasenkomparator-Ausgangsspannung, zumal der hochohmige Entkopplungswiderstand R5 keinen berücksichtigungswürdigen Strom führt.

[0018] Fig. 5 zeigt die Kathode der Kapazitätsdiode gleichstrommäßig via Spule l_i mit

Masse verbunden. Ihr Anodenpotential, zugleich Steuerspannung, ist die mit den Widerständen R2, R3, Re gewichtete und nahe null Volt liegende Summe aus der Eingangsspannung ue1(t) und der der Eingangsspannung gegensinnig folgenden Phasenkomparator-Ausgangsspannung uai(t), welche das angestrebte Vielfaches der Eingangsspannung beträgt.

[0019] Fig. 6 zeigt unter Bezugnahmen auf Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 4 eine beispielsweise Ge samtschaltung eines erfindungsgemäßen Konverters, in dem die Erzeugung der Referenzschwingung u0(t), f0 des Phasenkomparators φ durch Entdämpfung des Parallelschwingkreises L, C nach Fig. 2 erfolgt. Veränderung der Kon-duktanz der Spule L folgert Amplitudenveränderung von u0(t), Induktivitätsveränderung folgert Veränderung der Schwingfrequenz f0.

[0020] In der gezeichneten Stellung der Schalter S! bis S4 arbeitet die Phase-Locked Loop R! bis R5, D1; Ci, C2, L1; φ wie in und zu Fig. 4 dargelegt. Bei umgelegtem Schalter Si und geschlossenen Schaltern S2 und S3 folgert die aus der Gleichrichterschaltung G übernommene Halbwellenfolge an der Glättungsschaltung Ri, C2 ein der Einhüllenden der Oszillatorschwingung u0(t) folgendes Anodenpotential, zugleich Steuerspannung an der Kapazitätsdiode D^.

[0021] Zufolge geschlossenen Schalters Si ist die Phasenregelung unterdrückt, sodass die wegen geschlossenen S3 an Li vorliegende eigenständige Oszillatorschwingung ub(t) eine der Änderung der Konduktanz der Spule L folgende Frequenzänderung erfährt. Befindet sich der Schalter Si in der gezeichneten Stellung, so folgert die Eingangsspannung ue(t) eine ihr folgende Frequenzänderung der Oszillatorschwingung ub(t).

[0022] Mit dem Schalter S4 kann die Übertragung der Information von u0(t) oder ua(t) oder ub(t) auf die Versorgungsleitung gewählt werden.

Claims

Patentansprüche

1. Konverter mit Parallelschwingkreis und Phasenkomparator, dadurch gekennzeichnet, dass im Betrieb der Phasenkomparator (φ) aus der Phasenverschiebung zwischen einer Referenzschwingung [u0(t), f0] und der Schwingung eines an diese Referenzschwingung lose oder rückwirkungsarm (R4) angekoppelten Parallelschwingkreises (Li, Ci, D1; C2) mit seine Resonanzfrequenz mitbestimmender Kapazitätsdiode (D^ eine der Phasenverschiebung folgende Ausgangsspannung [ua(t)] herleitet und bereitstellt, die an der Kapazitätsdiode anliegende Steuerspannung entweder die Differenz zwischen der Eingangsspannung [ue(t)] und einem durch eine abschwächende Schaltung (R2, R3) festgelegten Teil der Ausgangsspannung des Phasenkomparators oder eine gewichtete Summe (Ri, R2, R3, R6) aus beiden ist, die Ausgangsspannung des Phasenkomparators in dem mit der abschwächenden Schaltung oder Gewichtung festgelegten Ausmaß der Eingangsspannung gleichsinnig oder gegensinnig folgt und damit einhergehend die Steuerspannung an der Kapazitätsdiode eine die Phasenverschiebung minimierende Regelung erfährt.
2. Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass seine Referenzschwingung [u0(t), f0] die Schwingung eines entdämpft oszillierenden Parallelschwingkreises (L, C) ist, dessen Admittanz mit mindestens einer äußeren Einflussgröße, beispielsweise Wirbelströmen im Magnetfeld der Spule oder Veränderung eines parallelgeschalteten Widerstandes (R8, Tr3), veränderbar und dessen erster Anschluss mit dem ersten Pol einer versorgenden zweipoligen Quelle (Uv) verbunden ist, der zweite Anschluss des Parallelschwingkreises mit der einen Kollektor-Basis-Verbindung zweier emittergekoppelter Transistoren (Tn, Tr2) verbunden ist, deren zweite Kollektor- Basis-Verbindung entweder direkt oder über einen Widerstand mit dem ersten Pol der versorgenden Quelle verbunden ist, die Emitter der Tansistoren mit dem ersten Anschluss entweder eines geeignet hochohmigen Emitterwiderstandes (RE) oder einer Stromquellenschaltung (lv) verbunden sind, und der zweite Anschluss des Emitterwiderstandes oder der Stromquellenschaltung entweder direkt oder unter Zwischenschaltung eines Arbeitswiderstandes (Rv) mit dem zweiten Pol der versorgenden Quelle verbunden ist.
3. Konverter nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass im Betrieb dem Konverter nach Anspruch 1 eine durch Gleichrichtung (G) der Referenzschwingung [u0(t), f0] hergeleitete Halbwellenfolge als Eingangsspannung zugeführt oder zuschaltbar (SO ist, der erste Anschluss der Spule {U) des Konverters nach Anspruch 1 mit dem ersten Pol einer zweipoligen versorgenden Quelle verbunden und ihr zweiter Anschluss an die erste Kollektor-Basis-Verbindung zweier emittergekoppelter Transistoren (Tr5, Tr6) geschaltet (S3) ist, wobei der Parallelschwingkreis (L1; Ci, C2) bis zur eigenständigen Oszillation entdämpft ist, die zweite Kollektor-Basis-Verbindung der zwei Tansistoren entweder direkt oder über einen Widerstand mit dem ersten Pol der versorgenden Quelle verbunden ist, die beiden Emitter entweder mittels eines Widerstandes (R7) oder auf andere Weise mit dem zweiten Pol der versorgenden Quelle verbunden sind, und bei unterdrückter (S2) Phasenregelung die Frequenz der an der Spule (U) anliegenden Spannung der Einhüllenden der Referenzschwingung gleichsinnig oder gegensinnig folgt.
4. Konverter nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass im Betrieb die Stromstärke in einem Bypass (Tr4), welcher von dem den Arbeitswiderstand (Rv) mit der Stromquellenschaltung (lv) oder mit dem Emitterwiderstand (RE) verbindenden Aderabschnitt zum ersten Pol der versorgenden Quelle geschaltet ist, mittels einer innerhalb des Konverters vorliegenden Spannung [u0(t), ua(t), ub(t)], oder einer gewichteten Summe aus mindestens zweien, gesteuert ist. Hierzu 2 Blatt Zeichnungen