WO2025004831A1 - モータ制御装置 - Google Patents
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- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
Definitions
- the present invention relates to a motor control device that suppresses torque ripple generated by a motor during motor control.
- Patent Document 1 An example of a conventional device that suppresses torque ripple in a motor to reduce vibration is the technology described in Patent Document 1.
- the device described in Patent Document 1 creates a table relating to the amplitude and phase of the torque ripple according to the torque generated by the motor, and by referring to this table, calculates a modified torque ripple compensation value that suppresses the amplitude and phase of the torque ripple, and superimposes it on the command value. This modification makes it possible to suppress torque ripple at frequencies that exceed the torque control band.
- An object of the present invention is to provide a motor control device that can simultaneously shorten the time required to design and adjust the amount of correction of amplitude and phase according to the response characteristics, and ensure the effect of suppressing torque ripple.
- the present invention uses a control system for the FB controller that has a robust response to changes in the motor constants, and individually corrects the phase and amplitude of the dq axis harmonic command values according to the rotation speed.
- the present invention is configured as follows:
- a motor control device that drives a motor using an inverter, comprising: a harmonic control command value calculation unit that determines a first harmonic control command value from a torque command value and the electrical angle of the motor; a response compensation unit that calculates a second harmonic control command value by performing response characteristic compensation on the first harmonic control command value according to the rotation speed of the motor; and a voltage command calculation unit that calculates a voltage command value based on a control command for outputting the torque of the torque command value and the second harmonic control command value.
- the present invention can provide a motor control device that can simultaneously reduce the time required to design and adjust the amount of amplitude and phase correction according to the response characteristics, while ensuring the effect of suppressing torque ripple.
- FIG. 1 is a schematic block diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention
- 11 is a diagram showing a difference between an actual current and a detected current caused by a current detection delay.
- FIG. FIG. 11 is a schematic block diagram of a motor control device according to a second embodiment of the present invention.
- FIG. 2 is a diagram illustrating conversion from a current to a magnetic flux.
- FIG. 2 is a diagram illustrating conversion from a current to a magnetic flux.
- FIG. 1 is a functional block diagram showing the configuration of a motor control device 1 according to a first embodiment of the present invention.
- dq axis refers to the “d axis and q axis.”
- Xdq refers to the “vector quantity (Xd, Xq)”
- Xuvw refers to the “vector quantity (Xu, Xv, Xw).”
- uvw refers to the three phases of AC, i.e., "U phase, V phase, and W phase.”
- the motor control device 1 controls the speed and torque of the motor 5 by controlling the switching of the inverter 4 that supplies AC power to the motor 5.
- the motor control device 1 is configured with a processing device such as a microcomputer, and functions as each part by executing a specific program.
- the inverter 4 is a three-phase inverter whose main circuit is a three-phase full-bridge circuit composed of semiconductor switching elements such as IGBTs and MOSFETs.
- a three-phase AC synchronous motor which is a rotating machine, such as a permanent magnet synchronous motor, is used as the motor 5.
- the motor 5 is not limited to a synchronous machine, and an induction machine may be used.
- the motor 5 is not limited to a rotating machine, and a linear motor may be used.
- the motor 5 may have a power generation function.
- the voltage command calculation unit 3 generates a voltage command value v* dq according to the difference between the dq-axis current detection value i dq and the dq-axis current command value i * dq so that the dq-axis current detection value i dq matches the dq-axis current command value i * dq .
- the voltage command calculation unit 3 calculates a voltage command value v*dq using the dq-axis current command value i * dq (the d-axis current command value i * d and the q-axis current command value i * q ) in a configuration in which integrators are connected in series to the d and q axes of the motor inverse model of the following formula ( 1) .
- a variable with a t at the end of the L subscript representing inductance means dynamic inductance
- a variable without a t means static inductance.
- the voltage command calculation unit 3 is not limited to the configuration of this embodiment 1, and may use a control configuration obtained by equivalent transformation, or an approximation model that ignores terms with small effects. For example, if use in the magnetic saturation region is not expected, the dynamic inductance and static inductance can be treated as equivalent values, or an integrator and a motor inverse model can be combined to configure a PI controller and a non-interacting controller.
- the electrical angle detection unit 6 calculates and outputs the electrical angle ⁇ e based on a rotational position signal from a rotation sensor (not shown) provided in the motor 5.
- the rotation sensor can be a mechanical angle resolver, hall sensor, rotary encoder, etc. It can also be configured to estimate the electrical angle from the current and voltage using a general position sensorless control method.
- the electrical angular velocity calculation unit 7 calculates and outputs the electrical angular velocity ⁇ e based on a rotational position signal from a rotation sensor (not shown) included in the motor 5.
- the electrical angular velocity calculation unit 7 may be configured by a differentiator that differentiates the electrical angle ⁇ e output by the electrical angle calculation unit 6 to calculate the electrical angular velocity ⁇ e .
- the harmonic control command value calculation unit 8 outputs a first harmonic control command value i * dqh from the torque command value ⁇ * .
- the response compensation unit 9 has a response compensation table or a response compensation function, and outputs a second harmonic control command value i ** dqh obtained by correcting the first harmonic control command value i * dqh by the amount of correction of phase and amplitude calculated from the response compensation table or the response compensation function based on the electrical angular velocity ⁇ e.
- a voltage command value dq/three-phase axis converter 11 (shown as dq/uvw in FIG. 1 ) converts the voltage command value v * dq output from the voltage command calculation unit 3 into a three-phase voltage according to the electrical angle ⁇ e , and generates a signal for controlling the switching of the inverter 4.
- ⁇ ec instead of the electrical angle ⁇ e, ⁇ ec in which a delay required for the voltage command value to be actually reflected in the inverter 4 is compensated may be used.
- the measurement current three-phase/dq axis converter 12 converts the three-phase currents detected by the current sensors into dq axis currents i dq in accordance with ⁇ e .
- ⁇ ed that takes into account the current detection delay may be used instead of ⁇ e .
- the harmonic control command value calculation unit 8 receives the torque command value ⁇ * and calculates a first harmonic control command value i * dqh as shown in the following equation (2): where n indicates the order of the torque ripple.
- the dq axis currents I dq and ⁇ dq are obtained in advance by analysis or testing, and can be obtained from a table with the torque command value ⁇ * as an argument.
- ⁇ delay is a manipulated variable that advances the phase by the delay time that occurs between the detected current and the current actually flowing through the motor 5, and is calculated as nT delay ⁇ e , where T delay is the delay time.
- the dq-axis current detection values I dq and ⁇ dq are stored as complex coefficients, thereby making it possible to avoid phase discontinuity when referring to the table.
- the response compensation unit 9 calculates the electrical angular frequency of the torque ripple at n ⁇ e for the first harmonic control command value i * dqh . Furthermore, it calculates the amplitude correction amount I mod and the phase correction amount ⁇ mod corresponding to n ⁇ e from the two-dimensional table of amplitude correction and electrical angular frequency and the two-dimensional table of phase correction and each electrical frequency. Since the response is designed as a first-order lag system in this embodiment 1, these two-dimensional tables can also be implemented as a function of the following formula (3). However, in formula (3), ⁇ acr is the control response angular frequency.
- the second harmonic control command value i ** dqh is calculated by the following equation (4).
- the voltage command calculation unit 3 calculates a voltage command value v * dq from the second harmonic control command value i ** dqh , the final current command value calculated from the dq axis current command value i * dq , and the current measurement value.
- the torque response characteristics require the retention of amplitude and phase correction tables for the number of combinations of dq-axis control response characteristics, which takes time for design.
- the response characteristics are determined for each axis, so it is only necessary to prepare amplitude and phase correction tables or functions for each different control response angular frequency ⁇ acr, and the torque ripple suppression effect can be ensured while shortening the design man-hours.
- the torque ripple of a single frequency is the target in order to explain the operation, but it is also possible to deal with cases including torque ripple of multiple frequencies by performing the same operation for any order and adding up the results of all orders at the output stage of the response compensation unit 9.
- the response compensation unit 9 calculates the amplitude correction amount I mod and the phase correction amount ⁇ mod for each order.
- the first embodiment it is possible to provide a motor control device that can simultaneously reduce the time required to design and adjust the amount of correction of amplitude and phase according to the response characteristics and ensure the torque ripple suppression effect.
- Example 1 The differences from Example 1 will be explained using the block diagram of Example 2 shown in Figure 3.
- the second embodiment includes a converter 100 that calculates a dq-axis current command value 2 (i * dq ) from a control command calculation unit 13 based on a torque command value 10 ( ⁇ * ) and converts the dq-axis current command value 2 (i * dq ) into a magnetic flux command value ⁇ dq , a converter 101 that converts a measured current idq into a measured magnetic flux value ⁇ dq , a harmonic control command value calculation unit 8 that records a first harmonic control command value ⁇ * dqh calculated in advance from a harmonic current command value corresponding to the torque command value 10 ( ⁇ * ) using the following equation (5) and outputs the first harmonic control command value ⁇ *dqh from the torque command value 10 ( ⁇ * ) during control, a response compensation unit 9 that calculates a second harmonic control command value ⁇ ** dqh from the first harmonic control command value ⁇ * dqh and an electrical angular velocity ⁇ e, and a converter 102 that
- the voltage command calculation unit 3 calculates a voltage command value v * dq from ⁇ dqh and magnetic flux measurement values ⁇ dq (d-axis magnetic flux measurement value ⁇ d , q-axis magnetic flux measurement value ⁇ q ) using the motor inverse model of the following equation (6).
- the physical quantities of the first harmonic control command value ⁇ * dqh and the second harmonic control command value ⁇ ** dqh in the second embodiment are magnetic fluxes, unlike the currents in the first embodiment.
- fd in the following formula (5) is a relationship between the current and the magnetic flux obtained by a prior analysis or test, and is a function that depends on the currents of the dq axes, for example, as shown in Figures 4A and 4B.
- the converters 100 and 101 may use the same function, or in the case of tables, tables having different resolutions depending on the required accuracy for the command value and the measured value may be used.
- the function of the second embodiment will be explained by comparing it with the first embodiment.
- the inverse model of the motor can reduce the number of variables as shown in equation (6) compared to equation (1) for current. This not only provides the same effect as the first embodiment, but also makes it possible to reduce the number of searches and constant tables while taking into account nonlinearity due to magnetic saturation.
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Abstract
応答特性に応じた振幅と位相の修正量の設計及び調整にかかる時間の短縮と、トルクリプル抑制効果確保を両立可能なモータ制御装置が提供される。モータ制御装置１は、モータ５をインバータ４により駆動する。モータ制御装置１は、トルク指令値τ＊とモータ５の電気角θｅとから第１の高調波制御指令値ｉ＊
ｄｑｈ、φ＊
ｄｑｈを求める高調波制御指令値演算部８と、第１の高調波制御指令値ｉ＊
ｄｑｈにモータ５の回転数に応じた応答特性補償を行った第２の高調波制御指令値ｉ＊＊
ｄｑｈ、φ＊＊
ｄｑｈを計算する応答補償部９と、トルク指令値τ＊のトルクを出力するための制御指令と第２の高調波制御指令値ｉ＊＊
ｄｑｈ、φ＊＊
ｄｑｈに基づき、電圧指令値ｖ＊
ｄｑを演算する電圧指令演算部３と、を備える。
Description
本発明は、モータ制御においてモータから発生するトルクリプルを抑制するモータ制御装置に関する。
自動車などの積載スペースが限られるアプリケーションで利用するためモータの高出力密度化が進行している。これにより、磁気飽和が発生する領域でモータを利用することが増えている。磁気飽和領域では、トルクリプルが増え振動や騒音を誘発するため、特にトルクリプル抑制制御が必要とされている。
モータのトルクリプルを抑制して振動を低減する従来の装置として、例えば特許文献１に記載された技術がある。この特許文献１に記載された装置は、モータの発生するトルクに応じたトルクリプルの振幅と位相に関するテーブルを作成し、このテーブルを参照してトルクリプルの振幅および位相が抑制されるように修正したトルクリプル補償値を算出し、指令値に重畳している。この修正によりトルクの制御帯域を超えた周波数のトルクリプルを抑制できる。
重畳するトルクリプル補償量の振幅と位相を回転数に応じて修正する場合、トルクの応答特性を知る必要がある。
しかし、一般的にＦＢ制御器の設計応答値と実際のトルク応答値とは、高トルク時の磁気飽和によるモータ定数の変化により乖離が生じ、トルクリプルの抑制精度が低下する。
したがって、精度を確保するためにはトルクや電流などの動作条件ごとに応答特性を調整あるいは測定する必要があり制御器の設計に時間がかかっていた。
本発明の目的は、応答特性に応じた振幅と位相の修正量の設計及び調整にかかる時間の短縮と、トルクリプル抑制効果確保を両立可能なモータ制御装置を提供することである。
本発明は、ＦＢ制御器にモータ定数の変化に対して応答がロバストな制御系を用い、ｄｑ軸の高調波指令値に対して回転数に応じた位相と振幅の修正を個別に行う。
本発明は、ＦＢ制御器にモータ定数の変化に対して応答がロバストな制御系を用い、ｄｑ軸の高調波指令値に対して回転数に応じた位相と振幅の修正を個別に行う。
上記目的を達成するため、本発明は次のように構成される。
モータをインバータにより駆動するモータ制御装置であって、トルク指令値と前記モータの電気角とから第１の高調波制御指令値を求める高調波制御指令値演算部と、前記第１の高調波制御指令値に前記モータの回転数に応じた応答特性補償を行った第２の高調波制御指令値を計算する応答補償部と、前記トルク指令値のトルクを出力するための制御指令と前記第２の高調波制御指令値に基づき、電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、を備える。
本発明は、応答特性に応じた振幅と位相の修正量の設計及び調整にかかる時間の短縮と、トルクリプル抑制効果確保を両立可能なるモータ制御装置を提供することができる。
以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して説明する。
（実施例１）
図１は、本発明の実施例１であるモータ制御装置１の構成を示す機能ブロック図である。
図１は、本発明の実施例１であるモータ制御装置１の構成を示す機能ブロック図である。
なお、以下の記載において、「ｄｑ軸」という記載は、「ｄ軸およびｑ軸」を表す。また、以下に記載する添え字付きのパラメータＸ（「ｉ」や「ｖ」など）については、特に断らない限り、「Ｘｄｑ」は「ベクトル量（Ｘｄ、Ｘｑ）」を表し、「Ｘｕｖｗ」は「ベクトル量（Ｘｕ、Ｘｖ、Ｘｗ）」を表す。ここで、「ｕｖｗ」は、交流の三相すなわち「Ｕ相、Ｖ相およびＷ相」を表す。
図１において、モータ制御装置１は、モータ５に交流電力を供給するインバータ４のスイッチングを制御することにより、モータ５の速度やトルクを制御する。
本実施例１において、モータ制御装置１は、マイクロコンピュータなどの演算処理装置によって構成され、所定のプログラムを実行することにより、各部として機能する。
本実施例に１おいて、インバータ４は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのような半導体スイッチング素子から構成される三相フルブリッジ回路を主回路とする三相インバータである。
本実施例１において、モータ５としては、回転機である三相交流同期モータ、例えば、永久磁石同期モータが適用される。
モータ５としては、同期機に限らず、誘導機が適用されてもよい。また、モータ５としては、回転機に限らず、リニアモータが適用されてもよい。なお、モータ５は、発電機能を有してもよい。
図１に示すように、モータ制御装置１は、トルク指令値１０（τ＊）が入力され、ｄｑ軸電流指令値２（ｉ＊
ｄｑ）を出力する制御指令演算部１３と、電圧指令演算部３と、電気角検出部６と、電気角速度計算部７と、高調波制御指令値演算部８と、応答補償部９と、電圧指令重畳部１０と、電圧指令値ｄｑ／三相軸変換器１１と、計測電流三相／ｄｑ軸変換器１２と、を備える。
トルク指令値１０は、上位のコントローラや操作系から与えられる。
ｄｑ軸電流指令値２は、与えられたトルク指令のトルクをモータ５から出力するために必要なｄｑ軸電流として計算される。一般的には電流あたりのトルク出力が最大（ＭＴＰＡ）になるように決定されるが、任意の電流に対して本発明は有効である。
電圧指令演算部３は、ｄｑ軸電流検出値ｉｄｑとｄｑ軸電流指令値ｉ＊
ｄｑとの差分に応じて、ｄｑ軸電流検出値ｉｄｑがｄｑ軸電流指令値ｉ＊
ｄｑに一致するように、電圧指令値ｖ＊
ｄｑを生成する。
本実施例１においては、電圧指令演算部３は、次式（１）のモータ逆モデルに対してｄｑ軸それぞれに積分器を直列接続する構成として、ｄｑ軸電流指令値ｉ＊
ｄｑ（ｄ軸電流指令値ｉ＊
ｄおよびｑ軸電流指令値ｉ＊
ｑ）を用いて電圧指令値ｖ＊
ｄｑを演算する。ただし、インダクタンスを表すＬの添字の最後にｔがつく変数は動的インダクタンス、つかない変数は静的インダクタンスを意味する。静的インダクタンスは、ｄｑ軸電流とｄｑ軸磁束の比で決まる値であり、動的インダクタンスは、基準となる電流近傍での磁束の変化比率を指している。磁気飽和がない条件では動的インダクタンスと静的インダクタンスは一致するが、磁気飽和がある場合は動的インダクタンスと静的インダクタンスが一致しない。
式（１）において、Ｖｄはモータ５のｄ軸電圧、Ｖｑはモータ５のｑ軸電圧、Ｒはモータ５の巻線の抵抗値、Ｌｄはモータ５のｄ軸インダクタンス、Ｌｑはモータ５のｑ軸インダクタンス、Ｌｄｑ、Ｌｑｄはモータ５のd軸とq軸との干渉インダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数、Ｌｄｔはモータ５のｄ軸の動的インダクタンス、Ｌｑｔはモータ５のｑ軸の動的インダクタンス、Ｌｄｑｔ、Ｌｑｄｔはモータ５のd軸とq軸との動的干渉インダクタンス、ｉ＊
ｄはｄ軸電流指令値、ｉ＊
ｑはｑ軸電流指令値、ωｅはモータ５の電気角速度である。
電圧指令演算部３は、本実施例１の構成に限らず同値変形によって得られる制御構成、または、影響の小さな項を無視した近似モデルを用いても良い。たとえば、磁気飽和領域で利用が想定されないならば、動的インダクタンスと静的インダクタンスを同値として扱ったり、積分器とモータ逆モデルを合成し、ＰＩ制御器と非干渉制御器として構成したりすることもできる。
電気角検出部６は、モータ５が備える回転センサ（図示せず）からの回転位置信号に基づき、電気角θｅを計算して出力する。回転センサは、モータ５の回転子の機械角（θｍ）に応じて回転位置信号を出力するが、電気角検出部６は、モータ５の極対数（ｐ）、並びに、電気角θｅと機械角θｍと極対数（ｐ）との関係（θｅ＝ｐ・θｍ）を用いて、電気角θｅを計算する。
回転センサとしては、機械角レゾルバ、ホールセンサ、ロータリエンコーダなどが適用できる。また、一般な位置センサレス制御の手法により電流や電圧から電気角を推定する構成としても良い。
電気角速度計算部７は、電気角計算部６と同様に、モータ５が備える回転センサ（図示せず）からの回転位置信号に基づき、電気角速度ωｅを計算して出力する。電気角度計算部７は、モータ５の極対数（ｐ）、電気角θｅと機械角θｍとｐとの関係（θｅ＝ｐ・θｍ）および電気角θｅと電気角速度ωｅの関係（ωｅ＝ｄθｅ／ｄｔ）用いて、電気角速度ωｅを計算する。なお、電気角速度演算部７は、電気角計算部６が出力する電気角θｅを微分して電気角速度ωｅを計算する微分器によって構成されてもよい。
高調波制御指令値演算部８は、トルク指令値τ＊から第１の高調波制御指令値ｉ＊
ｄｑｈを出力する。
応答補償部９は、応答補償テーブルまたは応答補償関数を備え、電気角速度ωｅから応答補償テーブルあるいは応答補償関数から計算された位相と振幅の補正量分だけ、第１の高調波制御指令値ｉ＊
ｄｑｈを修正した第２の高調波制御指令値ｉ＊＊
ｄｑｈを出力する。
電圧指令値ｄｑ／三相軸変換器１１（図１ではｄｑ／ｕｖｗと表示）は、電圧指令演算部３から出力された電圧指令値ｖ＊
ｄｑを電気角θｅに応じて三相電圧に変換しインバータ４のスイッチングを制御する信号を生成する。このとき、電気角θｅの代わりに電圧指令値が実際にインバータ４に反映されるまでにかかる遅延を補償したθｅｃを用いても良い。
計測電流三相／ｄｑ軸変換器１２は、電流センサが検出した三相電流をθｅに応じてｄｑ軸電流ｉｄｑに変換する。このとき、θｅの代わりに電流検出遅延を考慮したθｅｄを用いても良い。
以下ではモータ制御装置１の動作を説明しつつ、本発明の作用について述べる。
まず、トルク指令値τ＊を入力された高調波制御指令値演算部８は、次式（２）のように第１の高調波制御指令値ｉ＊
ｄｑｈを計算する。ただし、式（２）において、ｎはトルクリプルの次数を示す。
このとき、ｄｑ軸電流Ｉｄｑ、θｄｑは、予め解析や試験などで求めておき、トルク指令値τ＊を引数としたテーブルなどで求められるようにする。また、θｄｅｌａｙは検出した電流と、実際にモータ５に流れる電流の間に生じる遅延時間だけ位相を進める操作量であり、遅延時間をＴｄｅｌａｙとすると、ｎＴｄｅｌａｙωｅで計算される。この操作により、ＦＢ制御器の応答と無駄時間を分離でき、後述する応答補償テーブルを単純な１次遅れ関数として設計できる。
上記遅れを補正しない場合、検出電流と電流指令値が一致している場合でも、実際の電流が検出電流と図２のようにずれ、本来欲しいタイミングとは異なる位相の電流が流れることで性能の低下を引き起こす。なお、図２において、検出電流と電流指令値は完全に一致しているが、図示するために、互いにずらしている。
ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｑ、θｄｑは、複素係数として保持することでテーブル参照時の位相の不連続性を回避することができる。
応答補償部９は、第１の高調波制御指令値ｉ＊
ｄｑｈに対してｎωｅでトルクリプルの電気角周波数を計算する。さらに、振幅補正と電気角周波数の２次元テーブルと位相補正と電気各周波数の２次元テーブルからｎωｅに対応する振幅補正量Ｉｍｏｄと、位相補正量θｍｏｄを計算する。これらの２次元テーブルは、本実施例１では応答が１次遅れ系に設計されるため、次式（３）の関数として実装することも可能である。ただし、式（３）において、ωａｃｒは制御応答角周波数である。
このとき、第２の高調波制御指令値ｉ＊＊
ｄｑｈは次式（４）で計算される。
電圧指令演算部３は、第２の高調波制御指令値ｉ＊＊
ｄｑｈと、ｄｑ軸電流指令値ｉ＊
ｄｑから計算された最終電流指令値と電流計測値から電圧指令値ｖ＊
ｄｑを計算する。
ｄ軸とｑ軸の制御応答角周波数が異なる値で設計された場合、トルク応答特性では、振幅と位相の補正テーブルをｄｑ軸の制御応答特性の組み合わせ分だけ保持する必要があり設計に時間がかかる。一方、電流への補償であれば軸ごとに応答特性が決まるため、異なる制御応答角周波数ωａｃｒごとに振幅と位相の補正テーブルあるいは関数を準備するだけですみ、設計工数を短縮しつつトルクリプル抑制効果を確保できる。
また、本実施例１では、動作を説明するために、単一の周波数のトルクリプルを対象にしたが、任意の次数について次数ごとに同一の操作を行い、応答補償部９の出力段階ですべての次数の結果を足すことで複数周波数のトルクリプルを含む場合でも対応可能である。このとき、応答補償部９は、振幅補正量Ｉｍｏｄと、位相補正量θｍｏｄは、次数ごとに求めることになる。
実施例1によれば、応答特性に応じた振幅と位相の修正量の設計及び調整にかかる時間の短縮と、トルクリプル抑制効果確保を両立可能なるモータ制御装置を提供することができる。
（実施例２）
次に、実施例２について説明する。
次に、実施例２について説明する。
図３に示した本実施例２のブロック図を用いて実施例１との差分を説明する。
本実施例２は、トルク指令値１０（τ＊）に基づき、制御指令演算部１３からｄｑ軸電流指令値２（ｉ＊
ｄｑ）を計算し、ｄｑ軸電流指令値２（ｉ＊
ｄｑ）を磁束指令値φｄｑに変換する変換器１００と、計測電流ｉｄｑを計測磁束値φｄｑに変換する変換器１０１と、あらかじめトルク指令値１０（τ＊）に対応した高調波電流指令値から次式（５）により求めた第１の高調波制御指令値φ＊
ｄｑｈを記録し、制御時にトルク指令値１０（τ＊）から第１の高調波制御指令値φ＊
ｄｑｈを出力する高調波制御指令値演算部８と、第１の高調波制御指令値φ＊
ｄｑｈと電気角速度ωｅから第２の高調波制御指令値φ＊＊
ｄｑｈを計算する応答補償部９と、第２の高調波制御指令値φ＊＊
ｄｑｈと磁束計測値φｄｑ（ｄ軸の磁束計測値φｄ、ｑ軸の磁束計測値φｑ）から次式（６）のモータ逆モデルを用いて電圧指令値ｖ＊
ｄｑを計算する電圧指令演算部３を備える。
本実施例２における第１の高調波制御指令値φ＊
ｄｑｈおよび第２の高調波制御指令値φ＊＊
ｄｑｈの物理量は実施例１の電流と異なり磁束である。ただし、次式（５）のｆｄは事前の解析や試験などで求めた電流と磁束の関係で、例えば図４Ａ、図４Ｂに示すように、ｄｑ軸の電流に依存する関数である。また、本構成において、変換器１００と変換器１０１は同一の関数としても良いし、テーブルの場合は指令値と計測値とで必要な精度に応じて異なる分解能をもつテーブルを利用しても良い。
式（６）において、Ｖｄはモータ５のｄ軸電圧、Ｖｑはモータ５のｑ軸電圧、Ｒはモータ５の巻線の抵抗値、Ｌｄはモータ５のｄ軸インダクタンス、Ｌｑはモータ５のｑ軸インダクタンス、Ｌｄｑ、Ｌｑｄはモータ５のd軸とq軸との干渉インダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数、φｄはｄ軸の磁束計測値、φｑはｑ軸の磁束計測値、ωｅはモータ５の電気角速度である。
実施例２の作用を実施例１と比較して説明する。電流の代わりに磁束を用いることでモータの逆モデルは、電流の式（１）に比べ式（６）のように変数を減らすことができる。これにより、実施例１と同様な効果が得られる他、磁気飽和による非線形性を考慮しつつ探索回数や定数テーブルの削減が可能である。
また、式（６）のモータ逆モデルは、実施例１と同様に、本実施例２の構成に限らず同値変形によって得られる制御構成、または、影響の小さな項を無視した近似モデルを用いても良い。
１・・・モータ制御装置、２・・・ｄｑ軸電流指令値、３・・・電圧指令演算部、４・・・インバータ、５・・・モータ、６・・・電気角検出部、７・・・電気角速度計算部、８・・・高調波制御指令値演算部、９・・・応答補償部、１０・・・トルク指令値、１１・・・電圧指令値ｄｑ／三相軸変換器、１２・・・計測電流三相／ｄｑ軸変換器、１３・・・制御指令演算部、１００、１０１・・・変換器、ｉ＊
ｄｑｈ、φ＊
ｄｑｈ・・・第１の高調波制御指令値、ｉ＊＊
ｄｑｈ、φ＊＊
ｄｑｈ・・・第２の高調波制御指令値、ωe・・・電気角速度
Claims (5)
- モータをインバータにより駆動するモータ制御装置であって、
トルク指令値と前記モータの電気角とから第１の高調波制御指令値を求める高調波制御指令値演算部と、
前記第１の高調波制御指令値に前記モータの回転数に応じた応答特性補償を行った第２の高調波制御指令値を計算する応答補償部と、
前記トルク指令値のトルクを出力するための制御指令と前記第２の高調波制御指令値に基づき、電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、
を備えることを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１に記載のモータ制御装置であって、
前記高調波制御指令値演算部は、次数ごとに前記第１の高調波制御指令値を演算することを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１に記載のモータ制御装置であって、
前記応答補償部は、前記第１の高調波制御指令値の振幅と位相を次数ごとに補正することを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１に記載のモータ制御装置であって、
前記電圧指令演算部は、
Ｖｄを前記モータのｄ軸電圧、Ｖｑを前記モータのｑ軸電圧、Ｒを前記モータの巻線の抵抗値、Ｌｄを前記モータ５ｄ軸インダクタンス、Ｌｑを前記モータのｑ軸インダクタンス、ＬｄｑおよびＬｑｄを前記モータのｄ軸とｑ軸との干渉インダクタンス、Ｋｅを誘起電圧定数、Ｌｄｔを前記モータのｄ軸の動的インダクタンス、Ｌｑｔを前記モータのｑ軸の動的インダクタンス、ＬｄｑｔおよびＬｑｄｔを前記モータのｄ軸とｑ軸との動的干渉インダクタンス、ｉ＊ｄをｄ軸電流指令値、ｉ＊ｑをｑ軸電流指令値、ωｅを前記モータの電気角速度としたとき、以下の数式（１）、
- 請求項１に記載のモータ制御装置であって、
前記電圧指令演算部は、
Ｖｄを前記モータのｄ軸電圧、Ｖｑを前記モータのｑ軸電圧、Ｒを前記モータの巻線の抵抗値、Ｌｄを前記モータのｄ軸インダクタンス、Ｌｑを前記モータのｑ軸インダクタンス、ＬｄｑおよびＬｑｄを前記モータのｄ軸とｑ軸との干渉インダクタンス、Ｋｅを誘起電圧定数、φｄを前記モータのｄ軸の磁束計測値、φｑを前記モータのｑ軸の磁束計測値、ωｅを前記モータの電気角速度としたとき、以下の数式（６）、
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202480009983.7A CN120615275A (zh) | 2023-06-27 | 2024-06-13 | 电机控制装置 |
| DE112024000445.8T DE112024000445T5 (de) | 2023-06-27 | 2024-06-13 | Motorsteuervorrichtung |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2023-105253 | 2023-06-27 | ||
| JP2023105253A JP2025005179A (ja) | 2023-06-27 | 2023-06-27 | モータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| WO2025004831A1 true WO2025004831A1 (ja) | 2025-01-02 |
Family
ID=93938894
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2024/021532 Ceased WO2025004831A1 (ja) | 2023-06-27 | 2024-06-13 | モータ制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2025005179A (ja) |
| CN (1) | CN120615275A (ja) |
| DE (1) | DE112024000445T5 (ja) |
| WO (1) | WO2025004831A1 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN120915177B (zh) * | 2025-10-09 | 2025-12-23 | 陕西立拓科源科技有限公司 | 一种降低转矩脉动的电机驱动器控制方法及系统 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014011870A (ja) * | 2012-06-29 | 2014-01-20 | Denso Corp | 回転機の制御装置 |
| JP2016063649A (ja) * | 2014-09-18 | 2016-04-25 | 株式会社デンソー | モータ制御装置 |
| JP2019022299A (ja) * | 2017-07-14 | 2019-02-07 | 株式会社デンソー | 回転電機の駆動システム |
-
2023
- 2023-06-27 JP JP2023105253A patent/JP2025005179A/ja active Pending
-
2024
- 2024-06-13 DE DE112024000445.8T patent/DE112024000445T5/de active Pending
- 2024-06-13 CN CN202480009983.7A patent/CN120615275A/zh active Pending
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Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014011870A (ja) * | 2012-06-29 | 2014-01-20 | Denso Corp | 回転機の制御装置 |
| JP2016063649A (ja) * | 2014-09-18 | 2016-04-25 | 株式会社デンソー | モータ制御装置 |
| JP2019022299A (ja) * | 2017-07-14 | 2019-02-07 | 株式会社デンソー | 回転電機の駆動システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2025005179A (ja) | 2025-01-16 |
| CN120615275A (zh) | 2025-09-09 |
| DE112024000445T5 (de) | 2025-10-23 |
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