WO2024237367A1 - 정보 블록을 전송하는 방법, 통신 기기, 프로세싱 장치, 및 저장 매체, 그리고 정보 블록을 수신하는 방법, 통신 기기, 프로세싱 장치, 및 저장 매체 - Google Patents

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이종구
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    • H04W72/23—Control channels or signalling for resource management in the downlink direction of a wireless link, i.e. towards a terminal
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
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    • H04L1/18—Automatic repetition systems, e.g. Van Duuren systems
    • H04L1/1812—Hybrid protocols; Hybrid automatic repeat request [HARQ]
    • H04L1/1819—Hybrid protocols; Hybrid automatic repeat request [HARQ] with retransmission of additional or different redundancy

Definitions

  • This specification relates to wireless communication systems.
  • M2M machine-to-machine
  • MTC machine type communication
  • smart phones and tablet PCs Personal Computers
  • tablet PCs Personal Computers
  • eMBB enhanced mobile broadband
  • RAT legacy radio access technology
  • massive machine type communication for connecting multiple devices and objects to provide various services anytime and anywhere is one of the key issues to be considered in next-generation communication.
  • Determining the frozen bit indices includes: determining a first number of leading bit indices among the N bit indices of the polar code as the frozen bit indices based on E ⁇ N, wherein the first number is the same for different values of E.
  • Determining the input bit sequence of length N comprises: mapping bits 0 to K-1 of the information block to K bit indices among the unprocessed bit indices of the polar code of length N.
  • a communication device for transmitting an information block in a wireless communication system.
  • the communication device comprises: at least one transceiver; at least one processor; and at least one computer memory operably connected to the at least one processor and storing instructions that, when executed, cause the at least one processor to perform operations.
  • Determining the frozen bit indices comprises: determining a first number of leading bit indices among the N bit indices of the polar code as the frozen bit indices based on E ⁇ N, wherein the first number is the same for different values of E.
  • Determining the input bit sequence of length N comprises: mapping bits 0 to K-1 of the information block to K bit indices of the unprocessed bit indices of the polar code of length N.
  • a processing device includes: at least one processor; and at least one computer memory operably connected to the at least one processor and storing instructions that, when executed, cause the at least one processor to perform operations.
  • Determining the frozen bit indices includes: determining a first number of leading bit indices among the N bit indices of the polar code as the frozen bit indices based on E ⁇ N, wherein the first number is the same for different values of E.
  • Determining the input bit sequence of length N comprises: mapping bits 0 to K-1 of the information block to K bit indices among the unprocessed bit indices of the polar code of length N.
  • Determining the frozen bit indices includes: determining a first number of leading bit indices among the N bit indices of the polar code as the frozen bit indices based on E ⁇ N, wherein the first number is the same for different values of E.
  • Determining the input bit sequence of length N comprises: mapping bits 0 to K-1 of the information block to K bit indices among the unprocessed bit indices of the polar code of length N.
  • a method for a communication device to receive an information block in a wireless communication system includes: receiving scheduling information regarding transmission of the information block; receiving a reception bit sequence having a length E based on the scheduling information; determining a length N of a polar code based on the scheduling information; and performing polar decoding on the reception bit sequence having a length E based on a mapping relationship of bit indices of the polar code having a length N of the information block to determine the information block.
  • the above frozen bits include: a first number of leading bit indices among N bit indices of the polar code based on E ⁇ N, wherein the first number is the
  • a communication device for receiving an information block in a wireless communication system.
  • the communication device comprises: at least one transceiver; at least one processor; and at least one computer memory operably connectable to the at least one processor and storing instructions that, when executed, cause the at least one processor to perform operations.
  • the operations include: receiving scheduling information regarding transmission of the information block; receiving a receive bit sequence having a length E based on the scheduling information; determining a length N of a polar code based on the scheduling information; and performing polar decoding on the receive bit sequence having a length E based on a mapping relationship of the polar code having a length N to bit indices of the information block to determine the information block.
  • the above frozen bits include: a first number of leading bit indices among N bit indices of the polar code based on E ⁇ N, wherein the first number is the
  • a processing device includes: at least one processor; and at least one computer memory operably connected to the at least one processor and storing instructions that, when executed, cause the at least one processor to perform operations.
  • the operations include: receiving scheduling information regarding transmission of an information block; receiving a received bit sequence of length E based on the scheduling information; determining a length N of a polar code based on the scheduling information; and performing polar decoding on the received bit sequence of length E based on a mapping relationship of the polar code of length N to bit indices of the information block to determine the information block.
  • the above frozen bits include: a first number of leading bit indices among N bit indices of the polar code based on E ⁇ N, wherein the first number is the
  • a computer-readable storage medium stores at least one program code including instructions that, when executed, cause at least one processor to perform operations, the operations including: receiving scheduling information regarding transmission of an information block; receiving a received bit sequence having a length E based on the scheduling information; determining a length N of a polar code based on the scheduling information; and performing polar decoding on the received bit sequence having a length E based on a mapping relationship of the polar code having a length N to bit indices of the information block to determine the information block.
  • the above frozen bits include: a first number of leading bit indices among N bit indices of the polar code based on E ⁇ N, the first number being the same for
  • the first number may be equal to a maximum value among the numbers of leading bit indices to be frozen, which vary depending on the values of E for a given N.
  • the operations or the mapping relationship may include: determining a first number of leading bit indices among the N bit indices of the polar code as the frozen bit indices based on E ⁇ N and K/E is less than or equal to a predetermined value; and determining a second number of latter bit indices among the N bit indices of the polar code as the frozen bit indices based on E ⁇ N and K/E is greater than the predetermined value.
  • the second number can be the same for different E values.
  • the second number may be equal to a maximum value among the numbers of frozen latter bit indices that vary depending on the values of E for the given N.
  • the scheduling information may further include information about a length N1 of a polar code applied to an initial transmission of the information block and information about a rate matching method applied to the initial transmission of the information block.
  • the scheduling information may further include information regarding a polar code applied to an initial transmission of the information block.
  • the operations or the mapping relationship may further include: determining, based on the fact that the transmission of the information block is not the initial transmission and based on the information about the polar code applied to the initial transmission of the information block, bit indices that were processed in the initial transmission among the N bit indices of the polar code of length N.
  • the operations or the mapping relationship may include: the bits 0 to K-1 of the information block do not map to bit indices frozen in the initial transmission.
  • the operations or the mapping relationship may include: freezing bit indices that were frozen in the initial transmission based on the fact that the transmission of the information block is not the initial transmission; and mapping a bit, among the bits 0 to K-1 of the information block, that should have been mapped to a bit index that was frozen in the initial transmission, to a next most reliable bit index among the K most reliable bit indices of the non-frozen bit indices of the polar code of length N.
  • the scheduling information may further include copy-related information indicating whether N is greater than the polar code length N1 for the initial transmission of the information block.
  • the copy-related information may have a first value if the transmission of the information block is the initial transmission, and may have a second value if the transmission of the information block is a retransmission.
  • wireless communication signals can be transmitted/received efficiently. Accordingly, the overall throughput of the wireless communication system can be increased.
  • the delay/latency that occurs during wireless communication between communicating devices can be reduced.
  • the performance of channel coding based on polar codes can be improved.
  • IR incremental redundancy
  • HARQ hybrid automatic repeat request
  • IR HARQ can be applied even if rate matching is applied to data with channel coding based on polar codes.
  • Figure 1 illustrates an example of a communication system 1 to which implementations of the present specification are applied;
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating examples of communication devices capable of performing a method according to the present specification.
  • FIG. 3 illustrates another example of a wireless device capable of performing implementation(s) of this specification
  • FIG. 4 illustrates an example of a frame structure available in a wireless communication system based on the 3rd generation partnership project (3GPP);
  • Figure 5 illustrates a processing process on the transmission side for a transport block (TB);
  • Fig. 6 is an example block diagram for a polar encoder
  • Figure 7 illustrates the concept of channel combining and channel splitting for channel polarization
  • Fig. 8 illustrates N-th level channel combining for polar codes
  • Figure 9 illustrates the evolution of decoding paths during the List-L decoding process
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the concept of selecting the location(s) to which information bit(s) are to be allocated in a polar code
  • Figure 11 illustrates puncturing and information bit allocation for a polar code
  • Figure 12 illustrates a method for generating parity check bit(s) used in a polar code
  • FIG. 13 illustrates examples of allocation of information bits to a polar encoder according to some implementations of the present specification
  • Figure 14 illustrates bit indices sorted in ascending order of reliability
  • Figures 15 to 18 illustrate examples of placing data bits into bit indices of a polar code according to some implementations of the present specification
  • FIG. 19 illustrates the locations of bit indices of polar codes that are pre-frozen for rate matching according to some implementations of the present specification
  • FIG. 20 illustrates another example of placing data bits into bit indices of a polar code according to some implementations of the present specification
  • Figure 21 illustrates the performance of retransmission according to some implementations of this specification
  • FIG. 22 illustrates a channel encoding process according to some implementations of the present specification
  • Figure 23 illustrates a channel decoding process according to some implementations of the present specification.
  • multiple access systems include a CDMA (code division multiple access) system, an FDMA (frequency division multiple access) system, a TDMA (time division multiple access) system, an OFDMA (orthogonal frequency division multiple access) system, an SC-FDMA (single carrier frequency division multiple access) system, and an MC-FDMA (multi carrier frequency division multiple access) system.
  • CDMA can be implemented in wireless technologies such as UTRA (Universal Terrestrial Radio Access) or CDMA2000.
  • TDMA can be implemented in wireless technologies such as GSM (Global System for Mobile communication), GPRS (General Packet Radio Service), EDGE (Enhanced Data Rates for GSM Evolution) (i.e., GERAN).
  • GSM Global System for Mobile communication
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA can be implemented in wireless technologies such as IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11 (WiFi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE802-20, and E-UTRA (evolved-UTRA).
  • UTRA is a part of UMTS (Universal Mobile Telecommunication System)
  • 3GPP (3rd Generation Partnership Project) LTE (Long Term Evolution) is a part of E-UMTS that uses E-UTRA.
  • 3GPP LTE adopts OFDMA in the downlink (DL) and SC-FDMA in the uplink (UL).
  • LTE-A LTE-advanced
  • LTE-A LTE-advanced
  • 3GPP-based standard documents such as 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321, 3GPP TS 36.300 and 3GPP TS 36.331, 3GPP TS 37.213, 3GPP TS 38.211, 3GPP TS 38.212, 3GPP TS 38.213, 3GPP TS 38.214, 3GPP TS 38.300, 3GPP TS 38.331, etc.
  • the expression that a device "assumes” may mean that a subject transmitting a channel transmits the channel in a manner consistent with the "assumption.” It may mean that a subject receiving the channel receives or decodes the channel in a form consistent with the "assumption,” under the premise that the channel was transmitted in a manner consistent with the "assumption.”
  • UE may be fixed or mobile, and includes various devices that communicate with a BS (base station, BS) to transmit and/or receive user data and/or various control information.
  • UE may be called (Terminal Equipment), MS (Mobile Station), MT (Mobile Terminal), UT (User Terminal), SS (Subscribe Station), wireless device, PDA (Personal Digital Assistant), wireless modem, handheld device, etc.
  • BS generally refers to a fixed station that communicates with UE and/or other BS, and exchanges various data and control information with UE and other BS.
  • BS may be called other terms such as ABS (Advanced Base Station), NB (Node-B), eNB (evolved-NodeB), BTS (Base Transceiver System), Access Point, PS (Processing Server), etc.
  • the BS of UTRAN is called Node-B
  • the BS of E-UTRAN is called eNB
  • the BS of new radio access technology network is called gNB.
  • BS is referred to as BS regardless of the type or version of communication technology below.
  • a node refers to a fixed point that can transmit/receive a radio signal by communicating with a UE.
  • Various types of BSs can be used as nodes regardless of their names.
  • BSs, NBs, eNBs, pico-cell eNBs (PeNBs), home eNBs (HeNBs), relays, repeaters, etc. can be nodes.
  • a node does not have to be a BS.
  • it can be a radio remote head (RRH) or a radio remote unit (RRU).
  • RRHs, RRUs, etc. generally have a power level that is lower than that of a BS.
  • RRH/RRU Since an RRH or RRU (hereinafter, RRH/RRU) is generally connected to a BS by a dedicated line such as an optical cable, cooperative communication between an RRH/RRU and a BS can be performed more smoothly than cooperative communication between BSs that are generally connected by a wireless line.
  • a node is equipped with at least one antenna.
  • the antenna may mean a physical antenna, an antenna port, a virtual antenna, or an antenna group.
  • a node is also called a point.
  • a cell refers to a certain geographical area where one or more nodes provide a communication service. Therefore, in this specification, communicating with a specific cell may mean communicating with a BS or node that provides a communication service to the specific cell.
  • a downlink/uplink signal of a specific cell refers to a downlink/uplink signal from/to a BS or node that provides a communication service to the specific cell.
  • a cell that provides an uplink/downlink communication service to a UE is specifically called a serving cell.
  • the channel state/quality of a specific cell refers to the channel state/quality of a channel or communication link formed between a BS or node that provides a communication service to the specific cell and the UE.
  • a UE can measure a downlink channel state from a specific node by using CRS (Cell-specific Reference Signal) resources transmitted by antenna port(s) of the specific node on CRS resources allocated to the specific node and/or CSI-RS (Channel State Information Reference Signal) resources transmitted.
  • CRS Cell-specific Reference Signal
  • CSI-RS Channel State Information Reference Signal
  • 3GPP-based communication systems use the concept of cells to manage radio resources, and cells associated with radio resources are distinguished from cells in geographical areas.
  • a "cell” of a geographical area can be understood as a coverage over which a node can provide a service using a carrier, and a "cell" of a radio resource is associated with a bandwidth (BW), which is a frequency range configured by the carrier. Since the downlink coverage, which is a range over which a node can transmit a valid signal, and the uplink coverage, which is a range over which a node can receive a valid signal from a UE, depend on the carrier carrying the signal, the coverage of a node is also associated with the coverage of the "cell" of the radio resource used by the node. Therefore, the term "cell” may sometimes be used to mean the coverage of a service by a node, sometimes a radio resource, and sometimes a range over which a signal using the radio resource can reach with a valid intensity.
  • a "cell” associated with radio resources is defined as a combination of downlink resources (DL resources) and uplink resources (UL resources), that is, a combination of a DL component carrier (CC) and an UL CC.
  • DL resources downlink resources
  • UL resources uplink resources
  • a cell can be configured with only DL resources, or a combination of DL resources and UL resources.
  • the linkage between the carrier frequency of the DL resources (or, DL CC) and the carrier frequency of the UL resources (or, UL CC) can be indicated by system information.
  • SIB2 System Information Block Type2
  • the carrier frequency can be the same as or different from the center frequency of each cell or CC.
  • CA carrier aggregation
  • a UE has only one radio resource control (RRC) connection with the network.
  • RRC radio resource control
  • One serving cell provides non-access stratum (NAS) mobility information during RRC connection establishment/re-establishment/handover, and one serving cell provides security input during RRC connection re-establishment/handover.
  • NAS non-access stratum
  • Pcell primary cell
  • a Pcell is a cell operating on the primary frequency where a UE performs an initial connection establishment procedure or initiates a connection re-establishment procedure.
  • Scells secondary cells may be established to form a set of serving cells together with the Pcell.
  • a Scell can be set up after an RRC (Radio Resource Control) connection establishment, and is a cell that provides additional radio resources other than the resources of a special cell (SpCell).
  • the carrier corresponding to a Pcell in downlink is called a downlink primary CC (DL PCC)
  • the carrier corresponding to a Pcell in uplink is called a UL primary CC (DL PCC)
  • the carrier corresponding to an Scell in downlink is called a DL secondary CC (DL SCC)
  • UL SCC UL secondary CC
  • SpCell refers to a Pcell of a master cell group (MCG) or a Pcell of a secondary cell group (SCG).
  • MCG master cell group
  • SCG secondary cell group
  • An MCG is a group of serving cells associated with a master node (e.g., BS) and consists of a SpCell (Pcell) and optionally one or more Scells.
  • a master node e.g., BS
  • Pcell SpCell
  • SCG is a subset of serving cells associated with the secondary node and consists of a PSCell and zero or more Scells.
  • a PSCell is the primary Scell of an SCG.
  • serving cells For a UE in RRC_CONNECTED state that is not configured with CA or DC, there is only one serving cell consisting solely of Pcells.
  • serving cells For a UE in RRC_CONNECTED state set to CA or DC, the term serving cells refers to the set of cells consisting of SpCell(s) and all Scell(s).
  • two medium access control (MAC) entities are set up in the UE: one MAC entity for the MCG and one MAC entity for the SCG.
  • a Pcell PUCCH group consisting of a Pcell and 0 or more Scells and a Scell PUCCH group consisting of only Scell(s) can be set.
  • an Scell an Scell (hereinafter referred to as a PUCCH cell) on which a PUCCH associated with the corresponding cell is transmitted can be set.
  • An Scell indicated as a PUCCH Scell belongs to an Scell PUCCH group, and PUCCH transmission of a related UCI is performed on the PUCCH Scell, and an Scell where a PUCCH Scell is not indicated or is a Pcell that is indicated as a cell for PUCCH transmission, belongs to a Pcell PUCCH group, and PUCCH transmission of a related UCI is performed on the Pcell.
  • a UE receives information from a BS via a downlink (DL), and the UE transmits information to the BS via an uplink (UL).
  • the information transmitted and/or received by the BS and the UE includes data and various control information, and various physical channels exist depending on the type/purpose of the information they transmit and/or receive.
  • 3GPP-based communication standards define downlink physical channels corresponding to resource elements carrying information originating from upper layers, and downlink physical signals corresponding to resource elements used by the physical layer but not carrying information originating from upper layers.
  • a physical downlink shared channel (PDSCH), a physical broadcast channel (PBCH), and a physical downlink control channel (PDCCH) are defined as downlink physical channels
  • a reference signal and a synchronization signal are defined as downlink physical signals.
  • a reference signal (RS) also called a pilot, means a signal with a special waveform defined mutually known to a BS and a UE.
  • DMRS demodulation reference signal
  • CSI-RS channel state information RS
  • 3GPP-based communication standards define uplink physical channels corresponding to resource elements carrying information originating from higher layers, and uplink physical signals corresponding to resource elements used by the physical layer but not carrying information originating from higher layers.
  • physical uplink shared channel (PUSCH), physical uplink control channel (PUCCH), and physical random access channel (PRACH) are defined as uplink physical channels
  • demodulation reference signal (DMRS) for uplink control/data signals and sounding reference signal (SRS) used for uplink channel measurement are defined.
  • PDCCH Physical Downlink Control CHannel
  • PDSCH Physical Downlink Shared CHannel
  • PUCCH Physical Uplink Control CHannel
  • PUSCH Physical Uplink Shared CHannel
  • PRACH Physical Random Access CHannel
  • a user equipment transmits/receives a PUCCH/PUSCH/PRACH is used with the equivalent meaning that uplink control information/uplink data/random access signal are transmitted/received on or through the PUCCH/PUSCH/PRACH, respectively.
  • the expression that BS transmits/receives PBCH/PDCCH/PDSCH is used with the same meaning as transmitting broadcast information/downlink control information/downlink data on or through PBCH/PDCCH/PDSCH, respectively.
  • radio resources e.g., time-frequency resources
  • PUCCH/PUSCH/PDSCH resources are also referred to as PUCCH/PUSCH/PDSCH resources.
  • a communication device Since a communication device receives a synchronization signal block (SSB), a DMRS, a CSI-RS, a PBCH, a PDCCH, a PDSCH, a PUSCH, and/or a PUCCH in the form of radio signals on a cell, it cannot selectively receive, through an RF receiver, only radio signals including a specific physical channel or only radio signals excluding a specific physical channel or only radio signals.
  • the communication device first receives radio signals on a cell through an RF receiver, converts the radio signals, which are RF band signals, into baseband signals, and decodes physical signals and/or physical channels within the baseband signals using one or more processors.
  • not receiving a physical signal and/or a physical channel may actually mean that the communication device does not receive wireless signals including the physical signal and/or physical channel at all, but rather does not attempt to recover the physical signal and/or physical channel from the wireless signals, e.g., does not attempt to decode the physical signal and/or the physical channel.
  • next-generation communication As more and more communication devices require greater communication capacity, the need for improved mobile broadband communication is increasing compared to existing radio access technology (RAT).
  • massive MTC which connects multiple devices and objects to provide various services anytime and anywhere, is also one of the major issues to be considered in next-generation communication.
  • communication system design that considers services/UEs that are sensitive to reliability and latency is being discussed.
  • next-generation RAT that considers advanced mobile broadband communication, massive MTC, and URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Communication) is being discussed.
  • 3GPP is conducting a study on the next-generation mobile communication system after EPC.
  • the technology is referred to as new RAT (NR) or 5G RAT for convenience, and a system that uses or supports NR is called an NR system.
  • NR new RAT
  • 5G RAT 5G RAT
  • FIG. 1 illustrates an example of a communication system 1 to which implementations of the present specification are applied.
  • a communication system (1) to which the present specification is applied includes a wireless device, a BS, and a network.
  • the wireless device means a device that performs communication using a wireless access technology (e.g., 5G NR (New RAT), LTE (e.g., E-UTRA)) and may be referred to as a communication/wireless/5G device.
  • 5G NR New RAT
  • LTE e.g., E-UTRA
  • the wireless device may include a robot (100a), a vehicle (100b-1, 100b-2), an XR (eXtended Reality) device (100c), a hand-held device (100d), a home appliance (100e), an IoT (Internet of Thing) device (100f), and an AI device/server (400).
  • the vehicle may include a vehicle equipped with a wireless communication function, an autonomous vehicle, a vehicle capable of performing vehicle-to-vehicle communication, etc.
  • the vehicle may include an Unmanned Aerial Vehicle (UAV) (e.g., a drone).
  • UAV Unmanned Aerial Vehicle
  • the XR device may include an Augmented Reality (AR)/Virtual Reality (VR)/Mixed Reality (MR) device, and may be implemented in the form of a Head-Mounted Device (HMD), a Head-Up Display (HUD) installed in a vehicle, a television, a smartphone, a computer, a wearable device, a home appliance, digital signage, a vehicle, a robot, etc.
  • the portable device may include a smartphone, a smart pad, a wearable device (e.g., a smart watch, smart glasses), a computer (e.g., a laptop, etc.).
  • the home appliance may include a TV, a refrigerator, a washing machine, etc.
  • the IoT device may include a sensor, a smart meter, etc.
  • a BS and a network may also be implemented as wireless devices, and a specific wireless device may act as a BS/network node to other wireless devices.
  • Wireless devices (100a to 100f) can be connected to a network (300) via a BS (200). Artificial Intelligence (AI) technology can be applied to the wireless devices (100a to 100f), and the wireless devices (100a to 100f) can be connected to an AI server (400) via the network (300).
  • the network (300) can be configured using a 3G network, a 4G (e.g., LTE) network, a 5G (e.g., NR) network, etc.
  • the wireless devices (100a to 100f) can communicate with each other via the BS (200)/network (300), but can also communicate directly (e.g., sidelink communication) without going through the BS/network.
  • vehicles can communicate directly (e.g. V2V (Vehicle to Vehicle)/V2X (Vehicle to everything) communication).
  • IoT devices e.g., sensors
  • IoT devices can communicate directly with other IoT devices (e.g., sensors) or other wireless devices (100a to 100f).
  • Wireless communication/connection (150a, 150b) can be performed between wireless devices (100a to 100f)/BS (200) - BS (200)/wireless devices (100a to 100f).
  • the wireless communication/connection can be performed through various wireless access technologies (e.g., 5G NR) for uplink/downlink communication (150a) and sidelink communication (150b) (or D2D communication).
  • 5G NR wireless access technologies
  • the wireless device and the BS/wireless device can transmit/receive wireless signals to/from each other.
  • various configuration information setting processes for transmitting/receiving wireless signals various signal processing processes (e.g., channel encoding/decoding, modulation/demodulation, resource mapping/demapping, etc.), and resource allocation processes can be performed based on various proposals of this specification.
  • various signal processing processes e.g., channel encoding/decoding, modulation/demodulation, resource mapping/demapping, etc.
  • resource allocation processes can be performed based on various proposals of this specification.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating examples of communication devices that can perform a method according to the present specification.
  • a first wireless device (100) and a second wireless device (200) can transmit and/or receive wireless signals via various wireless access technologies (e.g., LTE, NR).
  • ⁇ the first wireless device (100), the second wireless device (200) ⁇ can correspond to ⁇ the wireless device (100x), BS (200) ⁇ and/or ⁇ the wireless device (100x), the wireless device (100x) ⁇ of FIG. 1.
  • a first wireless device (100) includes one or more processors (102) and one or more memories (104), and may additionally include one or more transceivers (106) and/or one or more antennas (108).
  • the processor (102) controls the memory (104) and/or the transceiver (106), and may be configured to implement functions, procedures, and/or methods described/suggested below.
  • the processor (102) may process information in the memory (104) to generate first information/signal, and then transmit a wireless signal including the first information/signal via the transceiver (106).
  • the processor (102) may receive a wireless signal including second information/signal via the transceiver (106), and then store information obtained from signal processing of the second information/signal in the memory (104).
  • the memory (104) may be connected to the processor (102) and may store various information related to the operation of the processor (102). For example, the memory (104) may perform some or all of the processes controlled by the processor (102), or may store software codes including commands for performing the procedures and/or methods described/suggested below.
  • the processor (102) and the memory (104) may be part of a communication modem/circuit/chip designed to implement wireless communication technology (e.g., LTE, NR).
  • the transceiver (106) may be connected to the processor (102) and may transmit and/or receive wireless signals via one or more antennas (108).
  • the transceiver (106) may include a transmitter and/or a receiver.
  • the transceiver (106) may be used interchangeably with an RF (Radio Frequency) unit.
  • a wireless device may also mean a communication modem/circuit/chip.
  • the second wireless device (200) includes one or more processors (202), one or more memories (204), and may additionally include one or more transceivers (206) and/or one or more antennas (208).
  • the processor (202) controls the memory (204) and/or the transceiver (206), and may be configured to implement the functions, procedures, and/or methods described/suggested below.
  • the processor (202) may process information in the memory (204) to generate third information/signal, and then transmit a wireless signal including the third information/signal via the transceiver (206).
  • the processor (202) may receive a wireless signal including fourth information/signal via the transceiver (206), and then store information obtained from signal processing of the fourth information/signal in the memory (204).
  • the memory (204) may be connected to the processor (202) and may store various information related to the operation of the processor (202). For example, the memory (204) may perform some or all of the processes controlled by the processor (202), or may store software codes including commands for performing the procedures and/or methods described/suggested below.
  • the processor (202) and the memory (204) may be part of a communication modem/circuit/chip designed to implement wireless communication technology (e.g., LTE, NR).
  • the transceiver (206) may be connected to the processor (202) and may transmit and/or receive wireless signals via one or more antennas (208).
  • the transceiver (206) may include a transmitter and/or a receiver.
  • the transceiver (206) may be used interchangeably with an RF unit.
  • a wireless device may also mean a communication modem/circuit/chip.
  • the wireless communication technology implemented in the wireless device (100, 200) of the present specification may include LTE, NR, and 6G, as well as Narrowband Internet of Things for low-power communication.
  • NB-IoT technology may be an example of LPWAN (Low Power Wide Area Network) technology, and may be implemented with standards such as LTE Cat NB1 and/or LTE Cat NB2, and is not limited to the above-described names.
  • the wireless communication technology implemented in the wireless device (XXX, YYY) of the present specification may perform communication based on LTE-M technology.
  • LTE-M technology may be an example of LPWAN technology, and may be called by various names such as eMTC (enhanced Machine Type Communication).
  • the LTE-M technology can be implemented by at least one of various standards such as 1) LTE CAT 0, 2) LTE Cat M1, 3) LTE Cat M2, 4) LTE non-BL (non-Bandwidth Limited), 5) LTE-MTC, 6) LTE Machine Type Communication, and/or 7) LTE M, and is not limited to the above-described names.
  • the wireless communication technology implemented in the wireless device (XXX, YYY) of the present specification can include at least one of ZigBee, Bluetooth, and Low Power Wide Area Network (LPWAN) considering low-power communication, and is not limited to the above-described names.
  • ZigBee technology can create PAN (personal area networks) related to small/low-power digital communication based on various standards such as IEEE 802.15.4, and can be called by various names.
  • one or more protocol layers may be implemented by one or more processors (102, 202).
  • one or more processors (102, 202) may implement one or more layers (e.g., functional layers such as a physical (PHY) layer, a medium access control (MAC) layer, a radio link control (RLC) layer, a packet data convergence protocol (PDCP) layer, a radio resource control (RRC) layer, and a service data adaption protocol (SDAP) layer).
  • layers e.g., functional layers such as a physical (PHY) layer, a medium access control (MAC) layer, a radio link control (RLC) layer, a packet data convergence protocol (PDCP) layer, a radio resource control (RRC) layer, and a service data adaption protocol (SDAP) layer).
  • PHY physical
  • MAC medium access control
  • RLC radio link control
  • PDCP packet data convergence protocol
  • RRC radio resource control
  • SDAP service data adaption protocol
  • One or more processors (102, 202) may generate one or more protocol data units (PDUs) and/or one or more service data units (SDUs) according to the functions, procedures, proposals, and/or methods disclosed in this document.
  • One or more processors (102, 202) can generate messages, control information, data or information according to the functions, procedures, proposals and/or methods disclosed herein.
  • One or more processors (102, 202) can generate signals (e.g., baseband signals) including PDUs, SDUs, messages, control information, data or information according to the functions, procedures, proposals and/or methods disclosed herein and provide them to one or more transceivers (106, 206).
  • One or more processors (102, 202) can receive signals (e.g., baseband signals) from one or more transceivers (106, 206) and obtain PDUs, SDUs, messages, control information, data or information according to the functions, procedures, proposals and/or methods disclosed herein.
  • signals e.g., baseband signals
  • transceivers e.g., baseband signals
  • the one or more processors (102, 202) may be referred to as a controller, a microcontroller, a microprocessor, or a microcomputer.
  • the one or more processors (102, 202) may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs Application Specific Integrated Circuits
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • PLDs Programmable Logic Devices
  • FPGAs Field Programmable Gate Arrays
  • the functions, procedures, suggestions, and/or methods disclosed in this document may be implemented using firmware or software, and the firmware or software may be implemented to include modules, procedures, functions, etc.
  • Firmware or software configured to perform the functions, procedures, suggestions and/or methods disclosed in this document may be included in one or more processors (102, 202) or stored in one or more memories (104, 204) and executed by one or more processors (102, 202).
  • the functions, procedures, suggestions and/or methods disclosed in this document may be implemented using firmware or software in the form of codes, instructions and/or sets of instructions.
  • One or more memories (104, 204) may be coupled to one or more processors (102, 202) and may store various forms of data, signals, messages, information, programs, codes, instructions and/or commands.
  • the one or more memories (104, 204) may be comprised of ROM, RAM, EPROM, flash memory, hard drives, registers, cache memory, computer readable storage media and/or combinations thereof.
  • the one or more memories (104, 204) may be located internally and/or externally to the one or more processors (102, 202). Additionally, the one or more memories (104, 204) may be coupled to the one or more processors (102, 202) via various technologies, such as wired or wireless connections.
  • One or more transceivers (106, 206) can transmit user data, control information, wireless signals/channels, etc., as described in the methods and/or flowcharts of this document, to one or more other devices.
  • One or more transceivers (106, 206) can receive user data, control information, wireless signals/channels, etc., as described in the functions, procedures, suggestions, methods and/or flowcharts of this document, from one or more other devices.
  • one or more transceivers (106, 206) can be coupled to one or more processors (102, 202) and can transmit and/or receive wireless signals.
  • one or more processors (102, 202) can control one or more transceivers (106, 206) to transmit user data, control information, or wireless signals to one or more other devices. Additionally, one or more processors (102, 202) may control one or more transceivers (106, 206) to receive user data, control information, or wireless signals from one or more other devices.
  • one or more transceivers (106, 206) may be coupled to one or more antennas (108, 208), and one or more transceivers (106, 206) may be configured to transmit and/or receive user data, control information, wireless signals/channels, and the like, as referred to in the functions, procedures, proposals, methods, and/or operational flowcharts disclosed herein, via one or more antennas (108, 208).
  • one or more antennas may be multiple physical antennas, or multiple logical antennas (e.g., antenna ports).
  • One or more transceivers (106, 206) may convert received user data, control information, wireless signals/channels, etc. from RF band signals to baseband signals for processing using one or more processors (102, 202).
  • One or more transceivers (106, 206) may convert processed user data, control information, wireless signals/channels, etc. from baseband signals to RF band signals using one or more processors (102, 202).
  • one or more transceivers (106, 206) may include an (analog) oscillator and/or a filter.
  • FIG. 3 illustrates another example of a wireless device capable of performing implementation(s) of the present specification.
  • the wireless device (100, 200) corresponds to the wireless device (100, 200) of FIG. 2 and may be composed of various elements, components, units/units, and/or modules.
  • the wireless device (100, 200) may include a communication unit (110), a control unit (120), a memory unit (130), and an additional component (140).
  • the communication unit may include a communication circuit (112) and a transceiver(s) (114).
  • the communication circuit (112) may include one or more processors (102, 202) and/or one or more memories (104, 204) of FIG. 2.
  • the transceiver(s) (114) may include one or more transceivers (106, 206) and/or one or more antennas (108, 208) of FIG. 2.
  • the control unit (120) is electrically connected to the communication unit (110), the memory unit (130), and the additional configuration (140) and controls overall operations of the wireless device.
  • the control unit (120) may control electrical/mechanical operations of the wireless device based on programs/codes/commands/information stored in the memory unit (130).
  • control unit (120) may transmit information stored in the memory unit (130) to an external device (e.g., another communication device) via a wireless/wired interface through the communication unit (110), or store information received from an external device (e.g., another communication device) via a wireless/wired interface in the memory unit (130).
  • the additional configuration (140) may be configured in various ways depending on the type of the wireless device.
  • the additional configuration (140) may include at least one of a power unit/battery, an I/O unit, a driving unit, and a computing unit.
  • the wireless device may be implemented in the form of a robot (FIG. 1, 100a), a vehicle (FIG. 1, 100b-1, 100b-2), an XR device (FIG. 1, 100c), a portable device (FIG. 1, 100d), a home appliance (FIG. 1, 100e), an IoT device (FIG.
  • Wireless devices may be mobile or stationary, depending on the use/service.
  • various elements, components, units/parts, and/or modules within the wireless device (100, 200) may be entirely interconnected via a wired interface, or at least some may be wirelessly connected via a communication unit (110).
  • the control unit (120) and the communication unit (110) may be wired, and the control unit (120) and the first unit (e.g., 130, 140) may be wirelessly connected via the communication unit (110).
  • each element, component, unit/part, and/or module within the wireless device (100, 200) may further include one or more elements.
  • the control unit (120) may be composed of one or more processor sets.
  • control unit (120) may be composed of a set of a communication control processor, an application processor, an ECU (Electronic Control Unit), a graphics processing processor, a memory control processor, etc.
  • memory unit (130) may be composed of a RAM (Random Access Memory), a DRAM (Dynamic RAM), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, a volatile memory, a non-volatile memory, and/or a combination thereof.
  • At least one memory can store instructions or programs that, when executed, cause at least one processor operably connected to the at least one memory to perform operations according to some embodiments or implementations of the present specification.
  • a computer-readable (non-volatile) storage medium can store at least one instruction or computer program, which when executed by at least one processor causes the at least one processor to perform operations according to some embodiments or implementations of the present specification.
  • a processing device or apparatus may include at least one processor and at least one computer memory operatively connected to the at least one processor.
  • the at least one computer memory may store instructions or programs, which, when executed, cause at least one processor operably connected to the at least one memory to perform operations according to some embodiments or implementations of the present specification.
  • a computer program may include program code stored in at least one computer-readable (non-volatile) storage medium, which, when executed, performs operations according to some implementations of the present specification or causes at least one processor to perform operations according to some implementations of the present specification.
  • the computer program may be provided in the form of a computer program product.
  • the computer program product may include at least one computer-readable (non-volatile) storage medium.
  • a communications device of the present specification comprises at least one processor; and at least one computer memory operably connected to said at least one processor and storing instructions that, when executed, cause said at least one processor to perform operations according to example(s) of the present specification described below.
  • Figure 4 illustrates an example of a frame structure available in a 3GPP-based wireless communication system.
  • the structure of the frame in Fig. 4 is only an example, and the number of subframes, the number of slots, and the number of symbols in the frame can be changed in various ways.
  • OFDM numerology e.g., subcarrier spacing (SCS)
  • SCS subcarrier spacing
  • TTI transmission time interval
  • the symbol may include an OFDM symbol (or a cyclic prefix - orthogonal frequency division multiplexing (CP-OFDM) symbol), an SC-FDMA symbol (or a discrete Fourier transform-spread-OFDM (DFT-s-OFDM) symbol).
  • OFDM symbol or a cyclic prefix - orthogonal frequency division multiplexing (CP-OFDM) symbol
  • SC-FDMA symbol or a discrete Fourier transform-spread-OFDM (DFT-s-OFDM) symbol.
  • DFT-s-OFDM discrete Fourier transform-spread-OFDM
  • uplink and downlink transmissions are organized into frames.
  • Each half-frame consists of five subframes, and the duration T sf of a single subframe (SF) is 1 ms.
  • the subframes are further divided into slots, and the number of slots in a subframe depends on the subcarrier spacing.
  • Each slot consists of 14 or 12 OFDM symbols based on the cyclic prefix.
  • CP normal cyclic prefix
  • each slot consists of 14 OFDM symbols
  • each slot consists of 12 OFDM symbols.
  • slots are numbered in increasing order within a subframe as n u s ⁇ ⁇ 0, ..., n subframe,u slot - 1 ⁇ and in increasing order within a frame as n u s,f ⁇ ⁇ 0, ..., n frame,u slot - 1 ⁇ .
  • a slot contains multiple (e.g., 14 or 12) symbols in the time domain.
  • a resource grid of N size,u grid,x * N RB sc subcarriers and N subframe,u symb OFDM symbols is defined, starting from a common resource block ( CRB ) N start,u grid indicated by higher-layer signaling (e.g., radio resource control (RRC) signaling).
  • CRB common resource block
  • RRC radio resource control
  • N size , u grid ,x is the number of resource blocks (RBs) in the resource grid
  • the subscript x is DL for downlink and UL for uplink.
  • N RB sc is the number of subcarriers per RB, and in 3GPP -based wireless communication systems, N RB sc is typically 12.
  • N RB sc is typically 12.
  • the carrier bandwidth N size,u grid for the subcarrier spacing configuration u is given to the UE by higher layer parameters (e.g., RRC parameters) from the network.
  • RRC parameters e.g., RRC parameters
  • Each element in the resource grid for antenna port p and subcarrier spacing configuration u is called a resource element (RE), and one complex symbol can be mapped to each RE.
  • RE resource element
  • Each RE in the resource grid is uniquely identified by an index k in the frequency domain and an index l indicating the symbol position relative to a reference point in the time domain.
  • an RB is defined by 12 consecutive subcarriers in the frequency domain.
  • RBs can be classified into common resource blocks (CRBs) and physical resource blocks (PRBs).
  • the CRBs are numbered upwards from 0 in the frequency domain for a subcarrier spacing setting u .
  • the center of subcarrier 0 of CRB 0 for subcarrier spacing setting u coincides with 'point A', which is a common reference point for resource block grids.
  • the PRBs for subcarrier spacing setting u are defined within bandwidth parts (BWPs) and are numbered from 0 to N size,u BWP,i -1, where i is the number of the bandwidth part.
  • BWPs bandwidth parts
  • a BWP includes a plurality of contiguous RBs in the frequency domain.
  • a BWP is a subset of contiguous CRBs defined for a given numerology u i within BWP i on a given carrier.
  • a carrier may include at most N (e.g., 5) BWPs.
  • a UE may be configured to have one or more BWPs on a given component carrier. Data communication is performed through the activated BWPs, and only a predetermined number (e.g., 1) of BWPs configured for the UE can be activated on the corresponding carrier.
  • a UE configured with carrier aggregation may be configured to use one or more cells.
  • the UE When the UE is configured to have multiple serving cells, the UE may be configured to have one or multiple cell groups.
  • the UE may be configured to have multiple cell groups associated with different BSs. Alternatively, the UE may be configured to have multiple cell groups associated with a single BS.
  • Each cell group of the UE consists of one or more serving cells, and each cell group includes a single PUCCH cell configured with PUCCH resources.
  • the PUCCH cell may be a Pcell or an Scell configured as a PUCCH cell among the Scells of the corresponding cell group.
  • Each serving cell of the UE belongs to one of the cell groups of the UE, and does not belong to multiple cell groups.
  • Figure 5 illustrates a processing process on the transmission side for a transport block (TB).
  • the transmitter encodes the information to be transmitted using a forward error correction code before transmitting it.
  • the receiver demodulates the received signal and then restores the transmitted information after decoding the error correction code. In this decoding process, errors in the received signal caused by the wireless channel are corrected.
  • Data arrives at the coding block in the form of at most two transport blocks per TTI per DL/UL cell.
  • the following coding steps can be applied for each transport block of a DL/UL cell:
  • transport blocks larger than a certain size are divided into several small data blocks and encoded.
  • the divided small data blocks are called code blocks.
  • Code blocks generally have the same size, but due to the size limitation of the internal interleaver of the channel encoder, one code block among several code blocks may have a different size.
  • interleaving is performed to reduce the effect of burst errors that occur when transmitting through a wireless channel. Then, it is mapped to actual wireless resources and transmitted. Since the amount of wireless resources used in actual transmission is constant, rate matching must be performed on the encoded code blocks to match this. Rate matching is generally performed by puncturing or repetition.
  • the amount of radio resources i.e., the number of transmission bits that can be transmitted by the corresponding radio resources
  • the coded bit sequence i.e., the number of output bits of the encoder
  • M and N are different, rate matching is performed to adjust the length of the coded bit sequence to match M. If M>N, all or part of the bits of the coded bit sequence are repeated so that the length of the rate-matched sequence becomes equal to M. If M ⁇ N, part of the bits of the coded bit sequence are punctured so that the length of the rate-matched sequence becomes equal to M, and the punctured bits are excluded from transmission.
  • the transmitter encodes the data to be transmitted using channel coding having a specific code rate, and then adjusts the code rate of the data to be transmitted through a rate matching process consisting of puncturing and repetition.
  • polar codes are codes that provide a new framework to solve the problems of existing channel codes. They were invented by Arikan of Bikent University (Reference: E. Arikan, "Channel Polarization: A Method for Constructing Capacity-Achieving Codes for Symmetric Binary-Input Memoryless Channels," in IEEE Transactions on Information Theory, vol. 55, no. 7, pp. 3051-3073, July 2009). Polar codes are the first mathematically proven capacity-achieving codes with low encoding and decoding complexity. Polar codes outperform turbo codes at large information block lengths without any error flow. Hereinafter, channel coding using polar codes is called polar coding.
  • Polar codes are known as codes that can achieve channel capacity in a given binary discrete memoryless channel. This can be achieved only when the information block size is sufficiently large. In other words, polar codes are codes that can achieve channel capacity when the code size N is infinitely large. Polar codes have low encoding and decoding complexity and can be successfully decoded. Polar codes are a type of linear block error correction codes, and recursive multiple concatenation is the basic building block for polar codes and the basis for code construction. The physical transformation of a channel, which converts physical channels into virtual channels, takes place based on recursive multiple concatenation. When multiple channels are multiplied and accumulated, most of the channels become better or worse, and the idea behind polar codes is to use good channels. For example, data is sent at rate 1 through good channels and at rate 0 through bad channels. That is, through channel polarization, channels move from a normal state to a polarized state.
  • Figure 6 is an example block diagram for a polar encoder.
  • Fig. 6(a) illustrates the base module of the polar code, and is a diagram illustrating the first level channel combining for polar coding in particular.
  • W 2 represents the entire equivalent channel obtained by combining binary discrete memoryless channels (B-DMC), W , 2 .
  • B-DMC binary discrete memoryless channels
  • u 1 and u 2 are binary input source bits
  • y 1 and y 2 are output coded bits.
  • Channel combining is a process of concatenating B-DMC channels in parallel.
  • Fig. 6(b) shows the basic matrix F for the basic module, and the binary input source bits u 1 , u 2 and the corresponding outputs x 1 , x 2 to the basic matrix F have the following relationship.
  • Channel W 2 can achieve a symmetric capacity I( W ), which is the highest rate.
  • the symmetric capacity is an important parameter, which is used to measure the rate, and is the highest rate at which reliable communication can occur over the channel W .
  • B-DMC can be defined as follows.
  • the idea behind channel polarization in polar codes is to transform N copies (i.e., N transmissions) of a channel with symmetric capacity I( W ) (e.g., additive white Gaussian noise channel) into extreme channels with capacity close to 1 or 0.
  • Channel polarization consists of two phases: the channel combining phase and the channel splitting phase.
  • Fig. 7 illustrates the concept of channel combining and channel splitting for channel polarization.
  • C( W ) 1
  • a vector channel W vec given by W N : X N ⁇ Y N can be output by recursively combining copies of a given B-DMC W .
  • N 2 n and n is an integer greater than or equal to 0.
  • W 1 W .
  • G N is a generator matrix of size N.
  • each B-DMC can be expressed in a recursive form. That is, G N can be expressed by the following mathematical formula.
  • G 2 corresponds to the elementary matrix F shown in Fig. 6(b).
  • G 4 can be represented by the following matrix.
  • Figure 8 illustrates N-th level channel combining for polar codes.
  • Channel splitting can be expressed as a channel transition probability as shown in the following mathematical expression.
  • the channels ⁇ W N (i) ⁇ are polarized in the following sense. For any fixed ⁇ ⁇ ⁇ 0,1 ⁇ , as N goes to infinity through some power of 2, the fraction of indices i ⁇ ⁇ 1,..., N ⁇ where I( W N (i) ) ⁇ (1- ⁇ ,1] goes to I( W ), and the fraction where I( W N (i) ) ⁇ [0, ⁇ ) goes to 1-I( W ).
  • N ⁇ ⁇ the channels are either perfectly noisy or noise-free polarized, and these channels are known exactly at the transmitter. Thus, we can fix bad channels and transmit the unmodulated bits on good channels.
  • the channel becomes a noisy or noiseless channel for a specific input bit.
  • the capacity of the equivalent channel for a specific input bit is distinguished as 0 or I( W ).
  • the input of a polar encoder is divided into a bit channel to which information data is mapped and a bit channel to which it is not.
  • the input bit channels can be divided into noise-free channels and noise channels. Therefore, if information is allocated to a noise-free bit channel, channel capacity can be obtained.
  • the reliability of the input bit channels is calculated and data bits are allocated in that order.
  • the bit channel to which data bits are allocated is called a good bit channel.
  • the good bit channel can be called an input bit channel to which data bits are mapped.
  • bit channel to which data is not mapped is called a frozen bit channel, and encoding is performed by inputting a known value (e.g., 0) into the frozen bit channel. Any value known to the transmitter and receiver can be mapped to the frozen bit channel.
  • a known value e.g., 0
  • Any value known to the transmitter and receiver can be mapped to the frozen bit channel.
  • information about the good bit channel can be utilized. For example, codeword bit (i.e., output bit) positions corresponding to input bit positions that are not assigned to information bits may be punctured.
  • the decoding method of polar code is the successive cancellation (SC) decoding method.
  • the SC decoding method calculates the likelihood ratio (LLR) for the input bits by obtaining the channel transition probability.
  • the channel transition probability can be calculated in a recursive form by using the characteristic that the channel combining and channel splitting processes are performed in a recursive form. Therefore, the LLR value can also be calculated in a recursive form.
  • u 1 ) for the input bit u i can be obtained as follows.
  • u 1 i is separated into an odd index and an even index, It can be expressed as u 1,o i , u 1,e i .
  • the channel transition probability can be expressed as the following mathematical formulas.
  • a polar decoder retrieves information and generates an estimate u ⁇ N 1 of u N 1 given known values for the polar code (e.g., received bits, frozen bits, etc.).
  • the LLR is defined as follows.
  • LLR can be computed recursively as follows:
  • LLR L (1) 1 (y i ) W(y i
  • d min (C) min i ⁇ I 2 wt(i) .
  • SC List (SCL) decoding is an extension of the basic SC decoder.
  • L decoding paths are considered simultaneously at each stage of decoding, where L is an integer.
  • the List-L decoding algorithm is an algorithm that traces L paths simultaneously during the decoding process.
  • Fig. 9 illustrates the evolution of decoding paths in the List-L decoding process.
  • the path with the largest sum of absolute LLR values can be selected as the survival path. If there is a CRC, the survival path can also be selected through the CRC.
  • CRC-aided SCL decoding is SCL decoding using CRC, which improves the performance of polar codes.
  • CRC-aided SCL decoding aims to detect an error-free path while checking a cyclic redundancy check (CRC) code for each path at a receiving device.
  • the SCL decoder outputs candidate sequences to a CRC detector, and the CRC detector feeds back the check result to help determine the codeword.
  • CRC cyclic redundancy check
  • SCL decoding or CRC-assisted SCL decoding is more complex than the SC algorithm, but has the advantage of superior decoding performance.
  • List-L decoding algorithm for polar codes see 'I. Tal and A. Vardy, "List decoding of polar codes," in Proc. IEEE Int. Symp. Inf. Theory, pp. 1-5, Jul. 2011'.
  • Figure 10 is a diagram illustrating the concept of selecting the location(s) to which information bit(s) are to be allocated in a polar code.
  • C(W i ) is the capacity of the channel W i , which corresponds to the reliability of the channels that the input bits of the polar code will experience. If the channel capacities corresponding to the input bit positions of the polar code are as shown in Fig. 10 , the reliabilities of the input bit positions can be ranked as shown in Fig. 10 . In this case, in order to transmit data at a code rate of 1/2, the transmitting device allocates the four bits constituting the data to four input bit positions having high channel capacities among the eight input bit positions of the polar code (i.e., the input bit positions indicated as u 4 , u 6 , u 7 , and u 8 among the input bit positions u 1 to u 8 in Fig. 10 ), and freezes the remaining input bit positions.
  • the generator matrix G 8 corresponding to the polar code of Fig. 10 is as follows. The generator matrix G 8 can be obtained based on ( G 2 ) xn .
  • the input bit positions indicated as u 1 to u 8 in Fig. 10 correspond one-to-one to the rows from the most significant row to the least significant row of G 8 .
  • the input bit corresponding to u 8 affects all output coded bits.
  • the input bit corresponding to u 1 affects only y 1 among the output coded bits.
  • the row that causes the corresponding input bit to appear in all output bits is the least significant row [1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1], which is a row of G 8 in which all elements are 1.
  • a row that causes the corresponding binary-input source bit to appear in only one output bit is a row of G 8 in which one element is 1, that is, a row weight is [1, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0].
  • a row in which the row weight is 2 can be said to reflect the input bit corresponding to the row in two output bits.
  • u 1 to u 8 correspond one-to-one to the rows of G 8
  • bit indices can be assigned to distinguish the input positions of u 1 to u 8 , that is, the rows of G 8 .
  • bit indices are sequentially assigned from bit index 0 to N-1, starting from the highest row with the smallest row weight, for the N input bits to G N .
  • bit index 0 is assigned to the input position of u 1 , that is, the first row of G 8
  • bit index 7 is assigned to the input position of u 8 , that is, the last row of G 8 .
  • the bit indices can be assigned differently. For example, they can be assigned from bit indices 0 to N-1, starting from the lowest row with the largest row weight.
  • bit indices are assigned from 0 to N-1, or from 1 to N , from the first column with the largest column weight to the last column with the smallest column weight among the columns of G N.
  • bit indices can distinguish input or output positions of polar code.
  • bit index sequence a sequence obtained by listing bit positions in ascending or descending order of reliability.
  • bit index sequence represents the reliability of input or output bit positions of polar code in ascending or descending order.
  • a transmitting device inputs information bits to input bits with high reliability based on the input bit index sequence and performs encoding using a polar code
  • a receiving device can know input positions to which information bits are allocated or input positions to which frozen bits are allocated using the same or corresponding input bit index sequence. That is, the receiving device can perform polar decoding using the same or corresponding input bit index sequence as the input bit index sequence used by the transmitting device and the corresponding polar code.
  • the input bit index sequence is predetermined so that information bit(s) can be assigned to input bit position(s) with high reliability.
  • the input bit index sequence is also referred to as a polar sequence.
  • Figure 11 illustrates puncturing and information bit allocation for a polar code.
  • F represents a frozen bit
  • D represents an information bit
  • 0 represents a skipping bit.
  • Shortening is a rate matching method that maintains the size of the input information (i.e., the size of the information block) and inserts known bits into input bit positions connected to the desired output bit positions. Shortening can be performed starting from inputs corresponding to columns with column weight 1 in the generator matrix G N , and after removing columns and rows with column weight 1, inputs corresponding to columns with column weight 1 in the remaining matrix can be shortened next. To prevent all the information bits from being punctured, information bits that should have been assigned to information bit positions can be reallocated in order of high reliability within the frozen bit position set.
  • decoding is typically performed in the following order:
  • the information bit may be a source information bit (e.g., a bit of a transport block) or a CRC bit.
  • the equivalent channel is divided into a noisy channel and a noise free channel, and the data payload must be transmitted through the noise free channel.
  • the data payload must be transmitted through the noise free equivalent channel to obtain the desired performance.
  • the noise free equivalent channel is the value of the equivalent channel for each input bit. can be determined by obtaining Z(W).
  • Z(W) is called Battacharyya parameter and can be a value corresponding to an upper bound of the error probability when performing a MAP (maximum a posteriori probability) decision for transmitting binary input 0 or 1.
  • the transmitter can obtain the value Z(W) and select equivalent channel(s) in ascending order (e.g., small order) of the values Z(W) to transmit the data payload.
  • Z(W) can be obtained by the following formula for a binary erasure channel (BEC).
  • the transmitter can perform encoding by assigning the data block (i.e., the information block before encoding) to the bit channel(s) in order of reliability according to the size of the data block, and setting all the rest to frozen (e.g., the value '0').
  • the mother code size of the polar encoder i.e., the maximum size of the code block that the polar encoder can encode
  • the size of the data block input to the polar encoder is K
  • the bits of the data block are arranged in order of reliability on the K bit channels, and the N-K bit channel(s) are set to 0 to perform polar encoding.
  • the following shows the polar sequences used in NR systems (refer to the polar sequences defined in 3GPP TS 38.212 Rel-15).
  • the above polar sequence Q 0 Nmax-1 is in ascending order of reliability W ( Q 0 Nmax ) ⁇ W ( Q 1 Nmax ) ⁇ ... ⁇ W ( Q Nmax-1 Nmax ), and W ( Q i Nmax ) represents the reliability of the bit index Q i Nmax .
  • the same polar sequence Q 0 N-1 ⁇ Q 0 N , Q 1 N , Q 2 N ,..., Q N-1 N ⁇ is used.
  • the polar sequence Q 0 N-1 is a subset of the polar sequence Q 0 Nmax -1 with all elements Q i Nmax of values less than N, ordered in ascending order of reliabilities W ( Q 0 N ) ⁇ W ( Q 1 N ) ⁇ W ( Q 2 N ) ⁇ ... ⁇ W ( Q N -1 N ) .
  • the polar sequence Q 0 7 has elements of the polar sequence Q 0 Nmax-1 such that Q i Nmax ⁇ 8, and the elements of Q i Nmax ⁇ 8 are ordered in ascending order of reliability W (0) ⁇ W (1) ⁇ W (2) ⁇ W (4) ⁇ W (3) ⁇ W (5) ⁇ W (6) ⁇ W (7).
  • bit sequence input to the channel coding is denoted as c 0 ,c 1 ,c 2 ,c 3 ,...,c K-1
  • bit sequence input to the channel coding is denoted as c 0 ,c 1 ,c 2 ,c 3 ,...,c K-1
  • d 0 ,d 1 ,d 2 ,d 3 ,...,d N-1 is the number of bits to be encoded
  • N 2 n .
  • n max may be a predetermined value depending on the type of channel or control information and/or the number of information bits input to the channel coding block. For example, n max for BCH may be predetermined as 9, n max for downlink control information may be predetermined as 9, and n max for uplink control information may be predetermined as 10.
  • E is a rate matching output sequence length.
  • the rate matching output sequence length E may be a predetermined value depending on the type of the channel, the type of the control information, the amount of resources to which the channel or the control information is mapped, and/or the number of code blocks used for transmitting the control information.
  • HARQ-ACK scheduling request
  • SR scheduling request
  • CSI channel state information
  • the same polar sequence Q 0 N-1 ⁇ Q 0 N , Q 1 N , Q 2 N ,..., Q N-1 N ⁇ is used.
  • the polar sequence Q 0 N-1 is a subset of the polar sequence Q 0 Nmax -1 with all elements Q i Nmax of values less than N, ordered in ascending order of reliabilities W ( Q 0 N ) ⁇ W ( Q 1 N ) ⁇ W ( Q 2 N ) ⁇ ... ⁇ W ( Q N -1 N ) .
  • the polar code information size K is the number of information bits encoded through polar coding.
  • the sum of the code block + code block CRC bit(s) can be the polar code information size.
  • Figure 12 illustrates a method for generating parity check bit(s) used in polar codes.
  • a PC polar code may be used, which is a polar code that places parity check (PC) bit(s) generated using a portion of a data block (i.e., an information block) at the input of a polar encoder.
  • PC parity check
  • the 5-bit shift registers, y[0],...,[4], are all initialized to 0. That is, the PC bit(s) can be generated for the data block [u 0 , u 1 , u 2 ,..., u N-1 ] as follows:
  • the PC bit(s) generated in this way are assigned to the input bit channels of the polar encoder (i.e., bit indices of the polar code) as follows.
  • bit indices of the polar code i.e., bit indices of the polar code
  • Q N PC the set of bit indices for the PC bits
  • Q N PC_wm the set of bit indices for other parity check bits among the Q N PC
  • n PC
  • n wm PC .
  • n wm PC bit indices with the same minimum row weight there are more than n wm PC bit indices with the same minimum row weight, then the n wm PC different parity check bits In , the n wm PC bit indices with the highest reliability and minimum row weight are placed.
  • the input u [u 0 u 1 u 2 ... u N-1 ] to Polo encoding can be generated according to the following table.
  • rate matching is performed after channel coding.
  • rate matching for polar codes is defined per code block and consists of sub-block interleaving, bit selection, and bit interleaving.
  • an input bit sequence to rate matching can be represented as d 0 ,d 1 ,d 2 ,d 3 ,...,d N- 1
  • an output bit sequence after rate matching can be represented as f 0 ,f 1 ,f 2 ,f 3 ,...,f E- 1
  • the bits input to the sub-block interleaver are coded bits d 0 ,d 1 ,d 2 ,d 3 ,...,d N-1 .
  • the coded bits d 0 ,d 1 ,d 2 ,d 3 ,...,d N-1 can be divided into 32 sub-blocks.
  • the sub-block interleaver pattern P(i) is given by the following table.
  • bit sequence y 0 , y 1 , y 2 , y 3 , ..., y N-1 after the sub-block interleaver is written to a circular buffer of length N.
  • the rate-matching output sequence length be E
  • Puncturing or shortening is a technique to not transmit some of the encoded bits when the resources allocated for transmission are not large enough to accommodate all of the encoded bits.
  • Repetition is a technique to transmit some of the encoded bits repeatedly when the resources allocated for transmission are large enough to accommodate more than the encoded bits.
  • the bit sequence e 0 ,e 1 ,e 2 ,..., e E-1 can be interleaved into the bit sequences f 0 ,f 1 ,f 2 ,f 3 ,...,f E-1 .
  • the bit sequences e 0 ,e 1 ,e 2 ,..., e E-1 can be interleaved into the bit sequences f 0 ,f 1 ,f 2 ,f 3 ,...,f E-1 as follows.
  • a set of bit indices in a polar sequence Q 0 N-1 , and the set of other bit indices in the polar sequence Q 0 N-1. are respectively indicated as , where , , and n PC is the number of parity check bits.
  • is the number of elements in the set S. and is given as follows.
  • a ⁇ B means the difference of set B from set A, i.e., A-B, which is the set of all elements of set A that do not belong to set B.
  • HARQ is a technology that combines forward error correction (FEC) and automatic repeat request (ARQ).
  • FEC forward error correction
  • ARQ automatic repeat request
  • a transmitter transmits all or part of encoded coded bits using FEC
  • a receiver detects whether there is an error in the received data, and transmits a HARQ-ACK signal indicating an acknowledgement (ARQ) or negative ARQ (NACK) of the received data to the transmitter.
  • ARQ acknowledgement
  • NACK negative ARQ
  • the receiver determines that the received data has no error or is lower than a certain threshold, the transmitter transmits new data, whereas if the received data has an error, the transmitter retransmits the corresponding data block.
  • the receiver combines the retransmitted data block with the previously transmitted data block and decodes it again to detect whether there is an error. This operation can be performed until no error is detected or until a predetermined number of errors are reached.
  • the combining method for decoding the retransmitted data block can be divided into the following
  • Chase combining For combining at the receiver, the transmitter retransmits the same coded bits as the initially transmitted coded bits. Chase combining can reduce the error probability through power gain when decoding the retransmitted data block.
  • Incremental redundancy For combining at the receiver, the transmitter retransmits coded bits that are not identical to the coded bits that were initially transmitted. For example, the transmitter sends the redundancy that was not sent in the initial transmission to the receiver in the retransmission. Since the redundancy that was not sent in the previous transmission is sent in the retransmission, the redundancy of the previous transmission and the redundancy of the current transmission are combined to increase the redundancy, which has the effect of lowering the code rate. That is, incremental redundancy can reduce the error probability through coding gain when decoding retransmitted data blocks. In general, since chase combining corresponds to the case where there is no incremental redundancy among incremental redundancies, chase combining can be interpreted as a special form of incremental redundancy.
  • HARQ schemes can be broadly divided into synchronous HARQ and asynchronous HARQ based on the timing of retransmission, and into channel-adaptive and channel-non-adaptive schemes based on whether the amount of resources used for retransmission reflects the channel status.
  • HARQ if the initial transmission fails, subsequent retransmissions are performed at a timing determined by the system. For example, assuming that the timing of retransmission is every fourth time unit after the initial transmission failure, there is no need for the transmitter to inform the receiver or the receiver to inform the transmitter of this timing additionally because this has already been agreed upon between the transmitter and the receiver.
  • NACK negative acknowledgment
  • ACK positive acknowledgment
  • the retransmission timing can be newly scheduled or provided (by the transmitter to the receiver or by the receiver to the transmitter) through additional signaling.
  • the timing of retransmission for a previously failed frame varies depending on various factors such as channel conditions.
  • the modulation of the frame, the number of resource blocks used, adaptive modulation and coding (AMC), etc. are determined at the time of initial transmission, whereas in the case of the channel-adaptive HARQ scheme, they vary depending on the channel status.
  • the transmitting side transmits data using 6 resource blocks at the time of initial transmission, and retransmits using the same 6 resource blocks thereafter.
  • the channel-adaptive HARQ scheme even if transmission is initially performed using 6 resource blocks, retransmission is performed using more or fewer resource blocks than 6 depending on the channel status thereafter.
  • each of the four combinations of HARQ can be achieved, but the mainly used HARQ schemes are asynchronous and channel-adaptive HARQ schemes and synchronous and channel-non-adaptive HARQ schemes.
  • Asynchronous and channel-adaptive HARQ schemes can maximize retransmission efficiency by adaptively changing the retransmission timing and the amount of resources used depending on the channel status, but have the disadvantage of large overhead, so they are not generally considered for uplink.
  • synchronous and channel-non-adaptive HARQ schemes have the advantage of almost no overhead because the timing and resource allocation for retransmission are promised within the system, but have the disadvantage of very low retransmission efficiency when used in a channel status with a lot of change.
  • polar codes have been used only for channel coding for transport channels or control information with a small number of bits, such as broadcast channels (BCH), DCI, and UCI, and therefore there has been little need to apply HARQ to information blocks to which polar coding has been applied.
  • BCH broadcast channels
  • DCI DCI
  • UCI User Data Management Entity
  • HARQ HARQ
  • data channels e.g., uplink shared channel (UL-SCH), downlink shared channel (DL-SCH), and sidelink shared channel (SL-SCH)
  • UL-SCH uplink shared channel
  • DL-SCH downlink shared channel
  • SL-SCH sidelink shared channel
  • FIG. 13 illustrates examples of allocation of information bits to a polar encoder according to some implementations of the present specification.
  • IR incremental redundancy
  • a bit index with a reliability order value of 1 is assumed to be more reliable than a bit index with a reliability order value of 0.
  • the values in the input nodes are the calculated Battacharyya parameters, and a smaller value indicates higher reliability.
  • the transmitter may increase the mother code size when performing retransmission. For example, the transmitter may apply mother code size N in the initial transmission and mother code size 2N in the retransmission.
  • the transmitter and the receiver to support IR HARQ, they must satisfy the property that the coded bits generated in the initial transmission are included in the coded bits generated in the retransmission. For example, referring to FIG. 13(a) and FIG.
  • the information bits c 0 , c 1 , c 2 , c 3 , c 4 , c 5 should be placed at the bit indices where the information bits c 0 , c 1 , c 2 , c 3 , c 4 , c 5 were placed in the previous transmission, and so on.
  • the mother code size increases from N to 2N
  • the polar encoded codeword can be expressed by the following equation.
  • F is a kernel for polar encoding with mother code size N
  • [U 2 U 1 ] is a data block.
  • U 1 F must be a codeword of the first transmission so that IR HARQ can be supported. Therefore, referring to FIG. 13, an operation is required in which data corresponding to bit index 7 is also allocated to bit index 10. That is, the same data bits must be arranged and encoded at bit index 7 and bit index 10. Such a copy operation occurs when the mother code size increases during retransmission and the data block size is arranged at the bit indices of the upper polar encoder. That is, according to the example of FIG.
  • bit index 7 which is the most reliable bit index among the bit indices corresponding to the lower polar encoder, and therefore, a copy operation occurs.
  • the polar subcodes of small bit indices are called lower polar subcodes
  • the polar subcodes of large bit indices are called upper polar subcodes.
  • downlink control information (DCI) regarding a channel carrying downlink data (e.g., PDSCH) or a channel carrying uplink data (e.g., PUSCH) can be transmitted via a downlink control channel (e.g., PDCCH), or sidelink control information (SCI) regarding a channel carrying sidelink data (e.g., physical sidelink shared channel (PSSCH)) can be transmitted via a sidelink control channel (e.g., physical sidelink control channel (PSCCH)).
  • DCI downlink control information
  • SCI sidelink control information regarding a channel carrying sidelink data
  • sidelink control channel e.g., physical sidelink shared channel (PSSCH)
  • the UE After detecting downlink control information regarding downlink or uplink data transmitted via the PDCCH, the UE can decode the corresponding PDSCH or PUSCH to obtain downlink data or uplink data, and after detecting sidelink control information transmitted via the PSSCH, the UE can decode the corresponding PSSCH to obtain sidelink data.
  • polar codes are used for control information (e.g., BCH, DCI, UCI, SCI) in the 5G NR standard.
  • the size of the control information (also called control data) is predefined in the standard, and the time and/or frequency resources allocated to the PBCH/PDCCH, PUCCH/PUSCH, or PSCCH/PSSCH carrying the control information are also defined, indicated, or set, so the sizes of the coded bits obtained by encoding the corresponding control information are determined.
  • the mother code size for the polar encoder can be determined.
  • the data block size encoded with the polar codes can be indicated to a transmitter or a receiver through a transport block size (TBS), which is a data block size of a PDSCH, a PUSCH or a PSSCH according to 5G NR.
  • TBS transport block size
  • the TBS can be calculated from the value of a field regarding a modulation and coding scheme (MCS) among the fields in the DCI format or the SCI format and the value(s) of the field(s) regarding time/frequency resource allocation. Therefore, the mother code size of the polar encoder can be obtained from the information block size K determined from the code block size determined based on the TBS or TBS and the amount of transmission bits E determined according to the time/frequency resources.
  • MCS modulation and coding scheme
  • the PDCCH/PSCCH may have an error during transmission, and if an error occurs in the PDCCH/PSCCH carrying control information for scheduling the PDSCH/PSSCH, the UE cannot receive the corresponding PDSCH/PSSCH decoded based on the corresponding control information, and if an error occurs in the PDCCH carrying control information for scheduling the PUSCH, the UE cannot properly transmit the PUSCH based on the corresponding control information. Therefore, a signaling method is required to allow the UE to operate stably even if an error occurs in the PDCCH/PSSCH.
  • some implementations of the present specification for signaling data to which polar encoding is applied are described.
  • some implementations of the present specification are mainly described by taking as an example a case where polar encoding is applied to DL-SCH data carried by a PDSCH and control information for the PDSCH is transmitted via a PDCCH.
  • some implementations of the present specification can also be applied to a PDCCH carrying a PUSCH and a DCI format for the PUSCH, and/or a PSSCH carrying a PSSCH and a SCI format for the PSSCH.
  • an error may occur in a PDCCH carrying control information corresponding to an initial transmission of a polar encoded transport block.
  • the UE cannot receive a PDSCH decoded based on the control information because an error occurred in the PDCCH. Accordingly, the UE cannot transmit any signal at the time of transmitting a HARQ-ACK for the PDCCH.
  • the BS since the BS transmitted the PDCCH, the BS attempts to detect a PUCCH or PUSCH carrying the HARQ-ACK of the UE. Detection of the HARQ-ACK may vary depending on the BS implementation method, but the BS may detect a HARQ-ACK that has been Discontinuously Transmitted (DTX) by the UE as a NACK.
  • DTX Discontinuously Transmitted
  • an error of the HARQ-ACK can be divided into two types: an ACK-to-NACK error and a NACK-to-ACK error.
  • An ACK-to-NACK error is an error in which a receiver detects a signal transmitted as an ACK by a transmitter that transmitted HARQ-ACK as NACK
  • a NACK-to-ACK error is an error in which a transmitter that transmitted HARQ-ACK detects a signal transmitted as a NACK as ACK.
  • the BS may request retransmission of the transport block due to an error, which may degrade system throughput.
  • the BS determines that the transport block has been successfully decoded by the UE due to an error and transmits a new transport block to the UE.
  • a HARQ-ACK that is DTXed by the UE i.e., a HARQ-ACK that is not transmitted
  • the BS will perform a retransmission for the transport block.
  • the TBS is maintained the same during retransmission, but the time/frequency resources may be changed.
  • the BS may adjust the time/frequency resources during retransmission by considering the coded bits that the UE transmitted through the initial transmission. For example, when supporting IR HARQ, since the receiver performs decoding by combining the coded bits of the initial transmission and the coded bits of the retransmission, the time/frequency resources can be set so that the size of the coded bits transmitted in the retransmission is smaller than the size of the coded bits transmitted in the initial transmission. Nevertheless, the receiver receiving the transport block can obtain a larger coding gain through combining, thereby improving error performance.
  • the size of the coded bits in the initial transmission i.e., the length of the coded bits
  • the size of the coded bits in the retransmission become different.
  • the mother code size in the retransmission can be set by adding the sizes of the coded bits in the initial transmission and the coded bits in the retransmission. In this case, the mother code size used when generating the codeword in the transmitter and the mother code size used in the receiver may be different, so that an error may occur and continuous retransmission may be required.
  • a UE misses a DCI format scheduling an initial transmission and the BS performs a retransmission by increasing the mother code size from N to 2N the UE may not know whether the mother code size for the retransmission has increased compared to the initial transmission and/or whether a copy operation according to some implementations of the present specification will occur since the UE missed the DCI format for the initial transmission.
  • NDI new data indicator
  • the mother code size may not be increased in the case of a retransmission, and even if the mother code size is increased, a copy operation may not be required if K is small.
  • the mother code size may be provided to the UE via DCI or SCI.
  • a PDCCH/PSCCH error-tolerant IR HARQ needs to be designed. Since the copy operation is performed when the transmitter increases the mother code size and places data bits into bit indices corresponding to the upper polar subcode, some implementations of this specification consider the case where the transmitter increases the mother code size during retransmission.
  • Fig. 14 illustrates bit indices sorted in ascending order of reliability.
  • FIGS. 15 to 18 illustrate examples of placing data bits into bit indices of a polar code according to some implementations of the present specification.
  • the UE performs the retransmission to the UE based on the coded bits obtained through polar encoding for the information bits c 0 to c 6 .
  • the UE assumes that the information bits are arranged in the polar encoder as illustrated in Case-1 of Fig. 15(b) when decoding the coded bits received via the PDSCH carrying the retransmission.
  • the BS since the BS has already performed the initial transmission, it arranges the information bits in the polar encoder as in Case-2 by increasing the mother code size during the retransmission, so that if the UE assumes the information bit allocation as in Case-1 of Fig.
  • the arrangement of the bit indices of the information bits used by the BS and the UE will not be the same.
  • information about whether data bits (i.e., information bits) are arranged in bit indices by a copy operation is provided to the receiver of the control information through control information (e.g., PDCCH, PSCCH) that schedules data transmission.
  • control information e.g., PDCCH, PSCCH
  • the UE can perform polar decoding assuming that the data bits arranged at the bit indices of the lower polar subcode are copied to be arranged identically at the bit indices of the upper polar subcode.
  • the copy operation can be performed for a bit index with the highest reliability among the bit indices of the lower polar subcode set as frozen bits, excluding the set of bit indices corresponding to the corresponding data block size, i.e., the information block size.
  • the transmitter when performing a copy operation, arranges information bits at bit indices 63, 62, 61, 59, 55, 47, 31, and performs a copy operation for bit index 60 having the highest reliability in the lower polar sub-code among the bit indices excluding the bit indices 63, 62, 61, 59, 55, 47, 31, and the receiver can perform polar decoding by assuming this.
  • the UE performs the retransmission to the UE based on the coded bits obtained through polar encoding for the information bits c 0 to c 15 .
  • the UE assumes that the information bits are arranged in the polar encoder as illustrated in Case-1 of Fig. 16(b) when decoding the coded bits received via the PDSCH carrying the retransmission.
  • the BS since the BS has already performed the initial transmission, it arranges the information bits in the polar encoder as in Case-2 by increasing the mother code size during the retransmission, and therefore, assuming the information bit allocation as in Case-1 of Fig.
  • the arrangement of the bit indices of the information bits used by the BS and the UE will not be the same.
  • information about whether data bits (i.e., information bits) are arranged in bit indices by a copy operation is provided to the receiver of the control information via control information (e.g., PDCCH, PSCCH) that schedules data transmission.
  • control information e.g., PDCCH, PSCCH
  • the UE can perform polar decoding assuming that the data bits arranged at the bit indices of the lower polar subcode are copied to be arranged identically at the bit indices of the upper polar subcode.
  • the copy operation can be performed for a bit index with the highest reliability among the bit indices of the lower polar subcode set as frozen bits, excluding the set of bit indices corresponding to the corresponding data block size, i.e., the information block size.
  • the bit index with the highest reliability among the bit indices of the lower polar subcode set as frozen bits excluding the set of bit indices corresponding to the corresponding data block size, i.e., the information block size.
  • the transmitter when performing a copy operation, places information bits at bit indices 63, 62, 61, 59, 55, 47, 31, 60, 58, 57, 54, 53, 46, 51, 45, 30, and since two information bits are placed at bit indices 31, 30 of the upper polar subcode, the transmitter can perform a complex operation on two bit indices 43, 39 with the highest reliability among the frozen bit indices in the lower polar subcode to place the information bits at the bit indices as in Case-2 of FIG. 16(b) and perform polar encoding accordingly, and the receiver can perform polar decoding assuming that the information bits are placed at the bit indices of the polar encoder as in Case-2 of FIG. 16(b).
  • the transmitter may perform the copy operation by mapping the length K information block to the size N polar encoding block such that the mapping pattern of the length K information block to the size N polar encoding block is mapped as it is to the upper polar subcode of the size 2N polar encoding block, and mapping the information bit(s) of bit index(es) that are not among the K most reliable bit indices of the size 2N polar encoding block among the bit indices to which the bit(s) of the length K information block are mapped to the bit index(es) belonging to the lower polar subcode among the K most reliable bit indices, and the receiver may perform the polar decoding by assuming this.
  • the information bit c 3 mapped to the bit index 60 is mapped to a bit index that belongs to the lower polar subcode and is one of the seven most reliable bit indices. It can be mapped to 31 (see Case-2 in Fig. 17(b)). As another example, referring to Fig.
  • bit indices 43, 39 to which the information bits c 1 , c 0 are mapped are the most reliable 16 bit indices 63, 62, 61, 59, 55, 47, 31, 60, 58, 57, 54, 53, 46, 51, Since the information bits c 1 , c 0 mapped to the bit indices 43, 39, which do not belong to 45, 30, can be mapped to the bit indices 31, 30, which belong to the lower polar subcode and belong to the most reliable 16 bit indices (see Case-2 of Fig. 18(b)).
  • the coded bit sequence is transmitted to other communication device(s) on a physical channel after going through rate matching, modulation, etc.
  • a receiver that receives the coded bit sequence on the physical channel can perform polar decoding assuming that the information block is mapped to a polar encoding block according to some implementations of the present specification.
  • an ambiguity regarding the mother code size may occur between a BS and a UE, or if an error occurs in the reception of a sidelink control channel, between a transmitting UE and a receiving UE, which may result in errors in downlink or uplink data transmission/reception, or sidelink data transmission/reception, thereby degrading system performance. Therefore, in order to operate robustly in such error cases, it may be necessary to indicate or provide the mother code size to the UE. For the indication of the mother code size, in some implementations of the present specification, the following method(s) may be used.
  • the mother code size for a transport block carried by a PDSCH may be provided to the UE through a DCI format that schedules the PDSCH, or the mother code size for a transport block carried by a PUSCH may be provided through a DCI format that schedules the PUSCH, or the mother code size for a transport block carried by a PSSCH may be provided through an SCI format that schedules the PSSCH, according to the following method(s).
  • the information size (i.e., the size of an information block in terms of a polar encoding block) is expressed as K
  • the rate matching output size of the i-th transmission is expressed as E i
  • the mother code size of the initial transmission is expressed as N
  • the maximum mother code size is expressed as Nmax.
  • the mother code size can be directly indicated to the UE.
  • the set of possible mother code sizes be N mother
  • Method 2 The UE may be instructed whether to increase the mother code size for retransmission relative to the mother code size of the initial transmission.
  • the mother code size of the initial transmission may be determined using the method described in the 5G NR standard described above.
  • Method 2-1 When increasing the mother code size to min(2N, Nmax), the mother code size can be provided to the UE using 1-bit information (e.g., copy flag).
  • the BS or the transmitting UE can provide the UE with the copy flag set as follows.
  • the copy flag is set to 0, and if the mother code size is increased to 2N, the copy flag is set to 1 to indicate this.
  • the copy flag is set to 0 to indicate that the mother code size does not increase during retransmission.
  • Method 2-2 When increasing the mother code size to min(4N, Nmax), the mother code size can be notified to the UE using 1-bit information (e.g., copy flag).
  • the BS or the transmitting UE can provide the UE with the copy flag set as follows.
  • the copy flag is set to 0, and if the mother code size is increased to 4N, the copy flag is set to 1 to indicate this.
  • Method 2-3 When the mother code size is increased to min(2N, Nmax), min(4N, Nmax), the mother code size can be provided to the UE using 2-bit information (e.g., copy flag 0, copy flag 1).
  • the BS or the transmitting UE can instruct the UE by setting copy flag 0 and copy flag 1 as follows.
  • the copy flag 1 on initial transfer may be used for other instructions.
  • Method 2-4 When the mother code size is increased to min(2N, Nmax), min(4N, Nmax), the mother code size can be provided to the UE using 1-bit information (e.g., copy flag) and specific parameters (e.g., code rate of initial transmission). For example, the BS or the transmitting UE can provide the UE with the copy flag set as follows.
  • 1-bit information e.g., copy flag
  • specific parameters e.g., code rate of initial transmission.
  • the BS or the transmitting UE can provide the UE with the copy flag set as follows.
  • the copy flag is set to 0 to indicate this, and if the mother code size is increased, the copy flag is set to 1. However, if the value of a specific parameter (e.g., the code rate just before the transmission) is less than or equal to a specific value, the mother code size is increased to min(2N, Nmax), and if it is greater than or equal to a specific value, the mother code size is increased to min(4N, Nmax) to perform encoding.
  • a specific parameter e.g., the code rate just before the transmission
  • the copy flag is set to 0 to indicate that the mother code size does not increase during retransmission.
  • Method 2-5 When increasing the mother code size to min(2N, Nmax), min(4N, Nmax), 1-bit information (e.g., copy flag) and certain parameters (e.g., effective code rate up to the current transmission (e.g., i-th transmission) (e.g., )) can be used to provide the mother code size to the UE.
  • the BS or the transmitting UE can provide it to the UE by setting the copy flag as follows.
  • the copy flag is set to 0 to indicate that the mother code size is increased, and if the mother code size is increased, the copy flag is set to 1, but the effective code rate (e.g., )) If the value is greater than a specific value, encoding is performed by increasing the mother code size by twice the mother code size of the previous transmission.
  • the copy flag is set to 0 to indicate that the mother code size does not increase during retransmission.
  • Method 2-6 When increasing the mother code size to min(2N, Nmax), min(4N, Nmax), the mother code size can be provided to the UE using 1-bit information (e.g., copy flag) and additional 2-bit information (e.g., multiplication factor).
  • 1-bit information e.g., copy flag
  • 2-bit information e.g., multiplication factor
  • the BS or the transmitting UE can provide the UE with the copy flag and multiplication factor set as follows.
  • the retransmission does not increase the mother code size of the initial transmission (e.g. , by setting the copy flag to 0, and increasing the mother code size by setting the copy flag to 1, but setting an appropriate 2-bit multiplier factor (e.g., 1, 2, 4, 8) according to the rate-matching output size E j of the j-th transmission, the information size K, and the increased mother code size min(2N, Nmax) or min(4N, Nmax).
  • an appropriate 2-bit multiplier factor e.g. 1, 2, 4, 8
  • the mother code size can be determined in the manner described in the NR standard, which is referred to as the intermediate mother code size below.
  • Total rate matching output size up to (j-1)-th transmission for mother code size N of the first transmission silver has a range of .
  • E 1,min N/2 + x, 0 ⁇ x ⁇ N/2
  • E 1,max N + y, 0 ⁇ y ⁇ N/2.
  • the mother code size increases to min(2N, Nmax) or min(4N, Nmax). ⁇ min(2N, Nmax)+z or ⁇ min(4N, Nmax)+z. If the increased mother code size is expressed as N', it satisfies the relationship N' + z - E 1,max ⁇ E j ⁇ N' + z - E 1,min , which can be expressed as N' + z - N - y ⁇ E j ⁇ N' + z - N/2 - x.
  • N + z - y ⁇ E j ⁇ 3N/2 + z - x If combined with the relation E j > N/2 - x, the relation min(N + z - y, N/2 - x) ⁇ E j ⁇ 3N/2 + z + x is satisfied, and in this case, the possible mother code sizes can be N/2, N, 2N.
  • a multiplying factor is selected to indicate the increased mother code size. For example, if the mother code size of the initial transmission is N, and encoding is performed using the mother code size increased to 2N in the j-th transmission, and a mother code size of N is obtained from the rate matching output size of the j-th transmission, a multiplying factor of 2 can be selected to indicate a mother code size of 2N.
  • the following table shows examples of mother code sizes for retransmission based on the mother code size of the initial transmission, the rate-matching output size, and the information size.
  • the following table shows examples of mother code sizes for retransmission determined according to Method 2-6.
  • N1 is the mother code size for the initial transmission based on (E1, K)
  • K is the information size
  • E1 is the rate-matching output size of the initial transmission
  • E2 is the rate-matching output size of the retransmission
  • N2 is the mother code size for the retransmission based on (E2, K)
  • N' is the actual mother code size used for encoding in the retransmission.
  • a communication device transmitting a control channel encodes data with codeword(all, (N', K)) during the second transmission and transmits codeword(2 nd tx, (E2, K)) to another communication device.
  • K can be obtained based on the TBS provided to the UE via the control information
  • E can be obtained based on the time/frequency resource allocation and MCS provided to the UE via the control information
  • TBS can be computed based on the MCS and the resource allocation.
  • the control information format carried by the PDCCH/PSCCH includes a toggled value of a previous NDI value for the HARQ process in an NDI field of the control information format. If the UE misses the PDCCH/PSCCH of the initial transmission, the BS or the transmitting UE will send the UE a retransmission PDCCH/PSCCH including an NDI value that is identical to the NDI value included in the PDCCH/PSCCH of the initial transmission, i.e., a non-toggled NDI value.
  • the copy flag included in the current PDCCH/PSCCH may serve to indicate that there was a previous transmission of the same transport block before the transmission of the transport block scheduled by the current PDCCH/PSCCH.
  • the mother code size was determined according to the information block size K and the rate matching output size E, and since retransmission was not performed for BCH, DCI, UCI, and SCI to which the polar code was applied, there was no need to provide the mother code size to the UE.
  • channel codes other than polar codes channel coding was performed according to the minimum code rate, and then some of the coded bit sequences were appropriately selected and transmitted to the receiver.
  • a polar code is applied to a transport block carried by a PUSCH, a PDSCH, or a PSSCH, it is necessary to allow a mother code size different from the mother code size determined by K and E.
  • polar encoding/decoding using a mother code size different from the mother code size determined by K and E is possible.
  • an increase in the mother code size does not necessarily mean an increase in redundancy, and an increase in the mother code size means an increase in decoding complexity.
  • pre-freezing means setting input bit channels as frozen bits for rate matching of puncturing or shortening.
  • Puncturing is a method of not transmitting the bit(s) corresponding to the lower index(es) of the coded bit indices
  • Figure 19 illustrates the locations of bit indices of polar codes that are pre-frozen for rate matching according to some implementations of the present specification.
  • bit indices to be frozen vary depending on the puncturing/shortening rate matching. Also, the amount of bit indices to be frozen varies depending on the rate matching output size E. For example, referring to Table 9, if K/E is less than or equal to the reference code rate R (7/16 in Table 9), rate matching of puncturing in which the front end of the coded bit sequence is not transmitted is performed, and the leading bit indices are pre-frozen as illustrated in Fig. 19(a).
  • bit indices 0 to (ceil(3N/4 - E/2) - 1) are pre-frozen
  • bit indices 0 to (ceil(9N/16 - E/4) - 1) are pre-frozen.
  • K/E is greater than 7/16, rate matching of shortening in which the latter half of the coded bit sequence is not transmitted is performed, and the leading bit indices are pre-frozen as illustrated in FIG. 19(b).
  • bit indices E to N-1 are pre-frozen.
  • the UE fails to detect the PDCCH/PSCCH transmitting the control information of the initial transmission, a problem occurs in which the UE cannot generate a polar code when retransmitting the corresponding information block.
  • the receiver When the transmitter transmits 12 bits additionally without increasing the mother code size during retransmission, the receiver cannot set the same bit indices as in the initial transmission as frozen because it has no information about the rate matching output size of the initial transmission. If the mother code size increases during retransmission, the receiver cannot know information about the frozen bit index(es) according to the rate matching method applied in the initial transmission because the receiver fails to detect the PDCCH/PSCCH of the initial transmission. For example, if the transmitter punctures the mother code of (32, 7) in the initial transmission and transmits (20, 7), bit indexes from 0 to 12 should be frozen.
  • the receiver fails to detect the PDCCH/PSCCH of the initial transmission, it cannot know the information, and thus the receiver cannot set the same frozen bits as in the initial transmission.
  • the codeword during retransmission is When expressed as such, the receiver cannot generate or determine the codeword containing the initial transmission because it does not have information about the pre-freezing bit indices of U 1 .
  • This phenomenon occurs because the amount of bit indices to be frozen also changes as the rate matching output size changes.
  • This problem can be solved by fixing the amount of bits to which frozen bits are set, i.e., the amount of frozen bit indices, even if the rate matching output size is variable.
  • the fixed value of the amount of bits to be set to frozen can be set to the maximum value of the amount of bits to be pre-frozen according to the corresponding rate matching for the (N, K) codeword of the mother code size N and the information size K.
  • the maximum value of the amount of pre-frozen bits is 10
  • the maximum value of the amount of pre-frozen bits is 14. Fixing the maximum value of the pre-frozen bits may cause a performance degradation problem, but a bigger problem may occur in that if the UE misses the PDCCH/PSCCH that schedules the initial transmission and cannot configure the code, a higher layer retransmission, i.e., retransmission from the RLC PDU, may be required.
  • HARQ is to enable fast retransmission by performing retransmission in the PHY layer and the MAC layer. According to some implementations of this specification, if the pre-frozen bits are determined according to the maximum value of the amount of pre-frozen bits according to the rate matching scheme applied to (N, K) regardless of the rate matching output size in the initial transmission, then a code construction problem that may occur due to the variable amount of pre-frozen bits according to the variable rate matching output size can be solved.
  • HARQ can be performed appropriately.
  • Codeword when retransmitting When expressed as , information bit(s) are allocated according to the reliability order for the increased mother code size, and information bits can be allocated to the pre-frozen bit indices of U 1. In this case, IR HARQ cannot be supported because the condition that the codeword at the time of retransmission must include the codeword of the initial transmission is not satisfied.
  • the bit indices of U 1 to be pre-frozen in the initial transmission become bit indices 128,...,178 in the retransmission, and therefore, the frozen bits should be set for the corresponding bit indices.
  • an information bit is allocated to bit index 177. Therefore, a retransmission codeword including the same codeword as the codeword U 1 F of the initial transmission cannot be generated.
  • the transmitter when the transmitter needs to allocate information bit(s) to bit index(es) that are pre-frozen in the initial transmission in order of reliability for an increased mother code size in the retransmission, the transmitter may not allocate information to the bit index(es) but set frozen bits and allocate information to the next bit index with higher reliability.
  • the transmitter may not allocate the information bits to the corresponding bit indices, set the frozen bits, and then re-allocate the information bits starting from the next bit index with higher reliability.
  • the transmitter may not allocate the information bits to the corresponding bit indices, set the frozen bits, and then re-allocate the information bits starting from the next bit index with higher reliability.
  • the transmitter may not allocate the information bits to the bit indices 3N+f 0 , 3N+f 1 , ..., 3N+f r-1 , but may set the frozen bits and allocate the information bits again from the bit indices with the next higher reliability, and when the information bits should be allocated to the bit indices 2N+g 0 , 2N+g 1 , ..., 2N+g S-1 , the bit indices 2N+g 0 , Instead of allocating information bits to 2N+g 1 , ..., 2N+
  • FIG. 20 illustrates examples of placing data bits into bit indices of a polar code, taking rate matching into account, according to some implementations of the present specification.
  • information about the rate matching scheme may be provided to the UE.
  • 2-bit information about whether the rate matching scheme applied to the information block is puncturing, shortening, or repetition may be provided to the UE.
  • the bit indices corresponding to the bit indices that were pre-frozen in the initial transmission (e.g., when the mother code size is increased from N1 to 2N1, the bit index #i+N1 corresponding to the pre-frozen bit index #i) must be set as frozen bits. That is, the bit indices set to frozen by pre-freezing for shortening should continue to be set to frozen even during retransmission. However, as illustrated in Fig. 14, the bit indices set to frozen by shortening generally have high reliability, so setting the bit indices to frozen during retransmission may be a factor in performance degradation.
  • Fig. 21 illustrates the performance of retransmission according to some implementations of the present specification.
  • Fig. 21 illustrates the error performance of frozen bit setting for the case where rate matching of shortening is used in the initial transmission and the mother code size is increased in the retransmission.
  • the experimental environment of Fig. 21 is as follows.
  • "S" represents the retransmission performance for the case where the rate matching type of the initial transmission is shortening
  • P represents the retransmission performance for the case where the rate matching type of the initial transmission is puncturing.
  • rate matching of shortening when rate matching of shortening is performed during initial transmission, performance degradation may occur due to frozen bit setting during retransmission. Therefore, in some implementations of this specification, it may be considered to support only puncturing/repetition without supporting shortening when supporting IR HARQ. For example, in some implementations of this specification, it may be considered to apply only rate matching of puncturing that does not send only the first half of the coded bit sequence regardless of the value of K/E when E ⁇ N. In this case, the rate matching type may be indicated to the UE by 1-bit information indicating only whether it is puncturing or repetition. By doing so, the signaling burden related to rate matching may be reduced.
  • transmitters and receivers supporting IR HARQ may perform or assume mapping of information bits to bit indices considering pre-freezing according to some implementations of this specification, regardless of whether the UE missed the PDCCH/PSCCH of the initial transmission.
  • a UE misses a PDCCH/PSCCH scheduling an initial transmission it cannot construct a polar code for the initial transmission, since it does not know the rate matching output size E and the information block size K input to the polar encoding block.
  • the mother code size of the initial transmission can be known.
  • a DCI/SCI format carried by the PDCCH/PSCCH scheduling the retransmission can include information about whether the rate matching scheme of the initial transmission is shortening, puncturing, or repetition.
  • the UE receiving the PDCCH/PSCCH can know how the information block of the current transmission is arranged in which form to the bit indices of the polar code.
  • the problem that a UE that misses the PDCCH/PSCCH scheduling an initial transmission does not know the code configuration of the polar code for the initial transmission when an error occurs in the PDCCH/PSCCH scheduling the previous transmission can be solved. Therefore, according to some implementations of the present specification, it is possible for a UE to decode a current transmission even if it misses the PDCCH/PSCCH scheduling a previous transmission.
  • Polar encoding/decoding schemes can enable error-tolerant HARQ operation, thereby improving system performance.
  • Figure 22 illustrates a channel encoding process according to some implementations of the present specification.
  • a communication device or encoder may perform operations according to some implementations of the present disclosure in connection with channel encoding.
  • the communication device or encoder may include at least one transceiver; at least one processor; and at least one computer memory operably connected to the at least one processor and storing instructions that, when executed, cause the at least one processor to perform operations according to some implementations of the present disclosure.
  • a processing device for the communication device or encoder may include at least one processor; and at least one computer memory operably connected to the at least one processor and storing instructions that, when executed, cause the at least one processor to perform operations according to some implementations of the present disclosure.
  • a computer-readable (non-volatile) storage medium may store at least one computer program comprising instructions that, when executed by the at least one processor, cause the at least one processor to perform operations according to some implementations of the present disclosure.
  • a computer program or a computer program product may include instructions recorded on at least one computer-readable (non-volatile) storage medium, which, when executed, cause (at least one processor) to perform operations according to some implementations of the present disclosure.
  • the method may include performing polar encoding on the input bit sequence of length N to generate a coded bit sequence of length N (S2205); performing rate matching on the coded bit sequence of length N to generate a rate-matched bit sequence of length E (S2207); and transmitting the rate-matched bit sequence based on the scheduling information (S2209).
  • determining the frozen bit indices may include: determining a first number of leading bit indices among the N bit indices of the polar code as the frozen bit indices based on E ⁇ N.
  • determining the input bit sequence of length N may include: mapping bits 0 to K-1 of the information block to (e.g., most reliable) K bit indices among the non-frozen bit indices of the polar code of length N.
  • Figure 23 illustrates a channel decoding process according to some implementations of the present specification.
  • a communications device or decoder may perform operations according to some implementations of the present disclosure in connection with channel decoding.
  • the communications device may include at least one transceiver; at least one processor; and at least one computer memory operably connected to the at least one processor and storing instructions that, when executed, cause the at least one processor to perform operations according to some implementations of the present disclosure.
  • a processing device for the communications device or decoder may include at least one processor; and at least one computer memory operably connected to the at least one processor and storing instructions that, when executed, cause the at least one processor to perform operations according to some implementations of the present disclosure.
  • a computer-readable (non-volatile) storage medium may store at least one computer program comprising instructions that, when executed by the at least one processor, cause the at least one processor to perform operations according to some implementations of the present disclosure.
  • a computer program or a computer program product may include instructions recorded on at least one computer-readable (non-volatile) storage medium and, when executed, causing (at least one processor) to perform operations according to some implementations of the present disclosure.
  • the operations may include: receiving scheduling information regarding transmission of an information block (S2301); receiving a reception bit sequence having a length E based on the scheduling information; determining a length N of a polar code based on the scheduling information (S2301); and performing polar decoding on the reception bit sequence having a length E based on a mapping relationship of the polar code having a length N to bit indices of the information block (S2303) to determine the information block.
  • the frozen bits may include a first number of leading bit indices among the N bit indices of the polar code, based on E ⁇ N
  • the first number may be equal to a maximum of the number of leading bit indices to be frozen, which varies with the values of E for a given N.
  • the operations or the mapping relation may include: determining a first number of leading bit indices among the N bit indices of the polar code as the frozen bit indices based on E ⁇ N and K/E is less than or equal to a predetermined value; and determining a second number of latter bit indices among the N bit indices of the polar code as the frozen bit indices based on E ⁇ N and K/E is greater than the predetermined value.
  • the second number may be the same for different values of E.
  • the second number may be equal to the maximum of the number of frozen late bit indices that vary with E values for the given N.
  • the scheduling information may further include information about a length N1 of a polar code applied to an initial transmission of the information block and information about a rate matching scheme applied to the initial transmission of the information block.
  • the scheduling information may further include information regarding the polar code applied to the initial transmission of the information block.
  • the operations or the mapping relationship may further include: determining, based on the fact that the transmission of the information block is not the initial transmission and based on the information about the polar code applied to the initial transmission of the information block, bit indices among the N bit indices of the polar code of length N that were processed in the initial transmission.
  • the operations or the mapping relationship may include: the bits 0 to K-1 of the information block do not map to bit indices frozen in the initial transmission.
  • the operations or the mapping relationship may include: freezing bit indices that were frozen in the initial transmission based on the transmission of the information block being not the initial transmission; and mapping a bit, among the bits 0 to K-1 of the information block, that should have been mapped to a bit index that was frozen in the initial transmission, to a next most reliable bit index among the K most reliable bit indices of the non-frozen bit indices of the polar code of length N.
  • the scheduling information may further include copy-related information indicating whether N is greater than the polar code length N1 for the initial transmission of the information block.
  • the copy-related information may have a first value if the transmission of the information block is the initial transmission, and a second value if the transmission of the information block is a retransmission.
  • Implementations of this specification can be used in wireless communication systems, in BSs or UEs, or in other equipment.

Landscapes

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  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
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Abstract

통신 기기는 길이 N인 폴라 코드의 비트 인덱스들 중 프로즌 비트 인덱스들을 결정하고, 프로즌되지 않은 비트 인덱스들에 정보 블록을 매핑한다. 상기 프로즌 비트 인덱스들의 개수는 상이한 레이트 매칭 출력 시퀀스 길이 값들에 대해 동일하게 기결정될 수 있다.

Description

정보 블록을 전송하는 방법, 통신 기기, 프로세싱 장치, 및 저장 매체, 그리고 정보 블록을 수신하는 방법, 통신 기기, 프로세싱 장치, 및 저장 매체
본 명세는 무선 통신 시스템에 관한 것이다.
기기간(machine-to-machine, M2M) 통신, 기계 타입 통신(machine type communication, MTC) 등과, 높은 데이터 전송량을 요구하는 스마트 폰, 태블릿 PC(Personal Computer) 등의 다양한 기기 및 기술이 출현 및 보급되고 있다. 이에 따라, 셀룰러 망(cellular network)에서 처리될 것이 요구되는 데이터 양이 매우 빠르게 증가하고 있다. 이와 같이 빠르게 증가하는 데이터 처리 요구량을 만족시키기 위해, 더 많은 주파수 대역을 효율적으로 사용하기 위한 반송파 집성(carrier aggregation) 기술, 인지 무선(cognitive radio) 기술 등과, 한정된 주파수 내에서 전송되는 데이터 용량을 높이기 위한 다중 안테나 기술, 다중 BS 협력 기술 등이 발전하고 있다.
더 많은 통신 기기가 더 큰 통신 용량을 요구함에 따라, 레거시 무선 접속 기술(radio access technology, RAT)에 비해 향상된 모바일 광대역(enhanced mobile broadband, eMBB) 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한, 복수의 기기 및 객체(object)를 서로 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하기 위한 대규모 기계 타입 통신(massive machine type communication, mMTC)는 차세대 통신에서 고려해야 할 주요 쟁점 중 하나이다.
또한, 신뢰도 및 대기 시간에 민감한 서비스/사용자기기(user equipment, UE)를 고려하여 설계될 통신 시스템에 대한 논의가 진행 중이다. 차세대(next generation) 무선 접속 기술의 도입은 eMBB 통신, mMTC, 초 신뢰도 및 저 대기 시간 통신(ultra-reliable and low latency communication, URLLC) 등을 고려하여 논의되고 있다.
새로운 무선 통신 기술의 도입에 따라, BS가 소정 자원영역에서 서비스를 제공해야 하는 UE들의 개수가 증가할 뿐만 아니라, 상기 BS가 서비스를 제공하는 UE들과 전송/수신하는 데이터와 제어정보의 양이 증가하고 있다. BS가 UE(들)과의 통신에 이용 가능한 무선 자원의 양은 유한하므로, BS가 유한한 무선 자원을 이용하여 상/하향링크 데이터 및/또는 상/하향링크 제어정보를 UE(들)로부터/에게 효율적으로 수신/전송하기 위한 새로운 방안이 요구된다. 다시 말해, 노드의 밀도가 증가 및/또는 UE의 밀도가 증가함에 따라 높은 밀도의 노드들 혹은 높은 밀도의 사용자기기들을 통신에 효율적으로 이용하기 위한 방안이 요구된다.
또한, 상이한 요구사항(requirement)들을 가진 다양한 서비스들을 무선 통신 시스템에서 효율적으로 지원할 방안이 요구된다.
또한, 지연(delay) 혹은 레이턴시(latency)를 극복하는 것이 성능이 지연/레이턴시에 민감한 어플리케이션들에 중요한 도전이다.
또한, 기존 채널 코드들의 대안으로서 제안된 폴라 코드의 성능을 더욱 향상할 방안이 요구된다.
본 명세가 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하의 상세한 설명으로부터 본 명세와 관련된 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 명세의 일 양상으로, 무선 통신 시스템에서 통신 기기가 정보 블록을 전송하는 방법이 제공된다. 상기 방법은: 상기 정보 블록의 인코딩을 위한 폴라 코드의 길이 N을 결정; 상기 정보 블록의 전송을 위한 스케줄링 정보를 전송; 상기 정보 블록의 길이 K와 레이트 매칭 출력 길이 E를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로즌 비트 인덱스들을 결정; 상기 정보 블록, 상기 프로즌 비트 인덱스들, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}를 기반으로, 길이 N인 입력 비트 시퀀스를 결정; 길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스에 대해 폴라 인코딩을 수행하여 길이 N인 코딩된 비트 시퀀스를 생성; 길이 N인 상기 코딩된 비트 시퀀스에 대해 레이트 매칭을 수행하여 길이 E인 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 생성; 및 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 상기 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 전송하는 것을 포함하며, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이다. 상기 프로즌 비트 인덱스들을 결정하는 것은: E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하며, 상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하다. 길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스를 결정하는 것은: 상기 정보 블록의 비트들 0 ~ K-1을 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로징되지 않은 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스들에 매핑하는 것을 포함한다.
본 명세의 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 정보 블록을 전송하는 통신 기기가 제공된다. 상기 통신 기기는: 적어도 하나의 송수신기; 적어도 하나의 프로세서; 및 상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함한다. 상기 동작들은: 상기 정보 블록의 인코딩을 위한 폴라 코드의 길이 N을 결정; 상기 정보 블록의 전송을 위한 스케줄링 정보를 전송; 상기 정보 블록의 길이 K와 레이트 매칭 출력 길이 E를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로즌 비트 인덱스들을 결정; 상기 정보 블록, 상기 프로즌 비트 인덱스들, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}를 기반으로, 길이 N인 입력 비트 시퀀스를 결정; 길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스에 대해 폴라 인코딩을 수행하여 길이 N인 코딩된 비트 시퀀스를 생성; 길이 N인 상기 코딩된 비트 시퀀스에 대해 레이트 매칭을 수행하여 길이 E인 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 생성; 및 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 상기 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 전송하는 것을 포함하며, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이다. 상기 프로즌 비트 인덱스들을 결정하는 것은: E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하며, 상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하다. 길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스를 결정하는 것은: 상기 정보 블록의 비트들 0 ~ K-1을 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로징되지 않은 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스들에 매핑하는 것을 포함한다.
본 명세의 또 다른 양상으로, 프로세싱 장치가 제공된다. 상기 프로세싱 장치는: 적어도 하나의 프로세서; 및 상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함한다. 상기 동작들은: 정보 블록의 인코딩을 위한 폴라 코드의 길이 N을 결정; 상기 정보 블록의 전송을 위한 스케줄링 정보를 전송; 상기 정보 블록의 길이 K와 레이트 매칭 출력 길이 E를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로즌 비트 인덱스들을 결정; 상기 정보 블록, 상기 프로즌 비트 인덱스들, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}를 기반으로, 길이 N인 입력 비트 시퀀스를 결정; 길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스에 대해 폴라 인코딩을 수행하여 길이 N인 코딩된 비트 시퀀스를 생성; 길이 N인 상기 코딩된 비트 시퀀스에 대해 레이트 매칭을 수행하여 길이 E인 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 생성; 및 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 상기 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 전송하는 것을 포함하며, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이다. 상기 프로즌 비트 인덱스들을 결정하는 것은: E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하며, 상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하다. 길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스를 결정하는 것은: 상기 정보 블록의 비트들 0 ~ K-1을 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로징되지 않은 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스들에 매핑하는 것을 포함한다.
본 명세의 또 다른 양상으로, 컴퓨터 판독가능한 저장 매체가 제공된다. 상기 저장 매체는 실행될 때 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 지시들을 포함하는 적어도 하나의 프로그램 코드를 저장하고, 상기 동작들은: 정보 블록의 인코딩을 위한 폴라 코드의 길이 N을 결정; 상기 정보 블록의 전송을 위한 스케줄링 정보를 전송; 상기 정보 블록의 길이 K와 레이트 매칭 출력 길이 E를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로즌 비트 인덱스들을 결정; 상기 정보 블록, 상기 프로즌 비트 인덱스들, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}를 기반으로, 길이 N인 입력 비트 시퀀스를 결정; 길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스에 대해 폴라 인코딩을 수행하여 길이 N인 코딩된 비트 시퀀스를 생성; 길이 N인 상기 코딩된 비트 시퀀스에 대해 레이트 매칭을 수행하여 길이 E인 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 생성; 및 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 상기 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 전송하는 것을 포함하며, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이다. 상기 프로즌 비트 인덱스들을 결정하는 것은: E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하며, 상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하다. 길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스를 결정하는 것은: 상기 정보 블록의 비트들 0 ~ K-1을 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로징되지 않은 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스들에 매핑하는 것을 포함한다.
본 명세의 또 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 통신 기기가 정보 블록을 수신하는 방법이 제공된다. 상기 방법은: 상기 정보 블록의 전송에 관한 스케줄링 정보를 수신; 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 길이 E인 수신 비트 시퀀스를 수신; 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 폴라 코드의 길이 N을 결정; 상기 정보 블록의 길이 N인 상기 폴라 코드의 비트 인덱스들로의 매핑 관계를 기반으로 길이 E인 상기 수신 비트 시퀀스에 대한 폴라 디코딩을 수행하여 상기 정보 블록을 결정하는 것을 포함한다. 상기 매핑 관계는: 상기 정보 블록을 상기 정보 블록의 길이 K, 상기 수신 비트 시퀀스의 길이 E, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}으로 결정된 프로즌 비트 인덱스들을 제외한 나머지 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함하고, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이다. 상기 프로즌 비트들은: E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 포함하고, 상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하다.
본 명세의 또 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 정보 블록을 수신하는 통신 기기가 제공된다. 상기 통신 기기는: 적어도 하나의 송수신기; 적어도 하나의 프로세서; 및 상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함한다. 상기 동작들은: 상기 정보 블록의 전송에 관한 스케줄링 정보를 수신; 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 길이 E인 수신 비트 시퀀스를 수신; 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 폴라 코드의 길이 N을 결정; 상기 정보 블록의 길이 N인 상기 폴라 코드의 비트 인덱스들로의 매핑 관계를 기반으로 길이 E인 상기 수신 비트 시퀀스에 대한 폴라 디코딩을 수행하여 상기 정보 블록을 결정하는 것을 포함한다. 상기 매핑 관계는: 상기 정보 블록을 상기 정보 블록의 길이 K, 상기 수신 비트 시퀀스의 길이 E, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}으로 결정된 프로즌 비트 인덱스들을 제외한 나머지 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함하고, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이다. 상기 프로즌 비트들은: E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 포함하고, 상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하다.
본 명세의 또 다른 양상으로, 프로세싱 장치가 제공된다. 상기 프로세싱 장치는: 적어도 하나의 프로세서; 및 상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함한다. 상기 동작들은: 정보 블록의 전송에 관한 스케줄링 정보를 수신; 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 길이 E인 수신 비트 시퀀스를 수신; 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 폴라 코드의 길이 N을 결정; 상기 정보 블록의 길이 N인 상기 폴라 코드의 비트 인덱스들로의 매핑 관계를 기반으로 길이 E인 상기 수신 비트 시퀀스에 대한 폴라 디코딩을 수행하여 상기 정보 블록을 결정하는 것을 포함한다. 상기 매핑 관계는: 상기 정보 블록을 상기 정보 블록의 길이 K, 상기 수신 비트 시퀀스의 길이 E, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}으로 결정된 프로즌 비트 인덱스들을 제외한 나머지 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함하고, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이다. 상기 프로즌 비트들은: E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 포함하고, 상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하다.
본 명세의 또 다른 양상으로, 컴퓨터 판독가능한 저장 매체가 제공된다. 상기 저장 매체는 실행될 때 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 지시들을 포함하는 적어도 하나의 프로그램 코드를 저장하고, 상기 동작들은: 정보 블록의 전송에 관한 스케줄링 정보를 수신; 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 길이 E인 수신 비트 시퀀스를 수신; 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 폴라 코드의 길이 N을 결정; 상기 정보 블록의 길이 N인 상기 폴라 코드의 비트 인덱스들로의 매핑 관계를 기반으로 길이 E인 상기 수신 비트 시퀀스에 대한 폴라 디코딩을 수행하여 상기 정보 블록을 결정하는 것을 포함한다. 상기 매핑 관계는: 상기 정보 블록을 상기 정보 블록의 길이 K, 상기 수신 비트 시퀀스의 길이 E, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}으로 결정된 프로즌 비트 인덱스들을 제외한 나머지 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함하고, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이다. 상기 프로즌 비트들은: E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 포함하고, 상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하다.
본 명세의 각 양상에 있어서, 상기 제1 개수는 주어진 N에 대해 E 값들에 따라 달라지는 프리징될 선두 비트 인덱스들의 개수들 중 최대 값과 동일할 수 있다.
본 명세의 각 양상에 있어서,, 상기 동작들 혹은 상기 매핑 관계는: E<N이고 K/E이 기결정된 값보다 작거나 같음을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 상기 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정; 및 E<N이고 K/E이 상기 기결정된 값보다 큼을 기반으로 상기 폴라 코드의 상기 N개 비트 인덱스들 중 제2 개수의 후반 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하는 것을 포함할 수 있다.
본 명세의 각 양상에 있어서, 상기 제2 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일할 수 있다.
본 명세의 각 양상에 있어서, 상기 제2 개수는 상기 주어진 N에 대해 E 값들에 따라 달라지는 프리징되는 후반 비트 인덱스들의 개수들 중 최대 값과 동일할 수 있다.
본 명세의 각 양상에 있어서, 상기 스케줄링 정보는 상기 정보 블록의 최초 전송에 적용된 폴라 코드의 길이 N1에 관한 정보 및 상기 정보 블록의 상기 최초 전송에 적용된 레이트 매칭 방식에 관한 정보를 더 포함할 수 있다.
본 명세의 각 양상에 있어서, 상기 스케줄링 정보는 상기 정보 블록의 최초 전송에 적용된 폴라 코드에 관한 정보를 더 포함할 수 있다.
본 명세의 각 양상에 있어서, 상기 동작들 혹은 상기 매핑 관계는: 상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이 아님을 기반으로 그리고 상기 정보 블록의 상기 최초 전송에 적용된 상기 폴라 코드에 관한 상기 정보를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 상기 N개 비트 인덱스들 중 상기 최초 전송에서 프로징된 비트 인덱스들을 결정하는 것을 더 포함할 수 있다.
본 명세의 각 양상에 있어서, 상기 동작들 혹은 상기 매핑 관계는: 상기 정보 블록의 상기 비트들 0 ~ K-1은 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스들에 매핑하지 않는 것을 포함할 수 있다.
본 명세의 각 양상에 있어서, 상기 동작들 혹은 상기 매핑 관계는: 상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이 아님을 기반으로, 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스들을 프리징; 및 상기 정보 블록의 상기 비트들 0 ~ K-1 중에서, 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스에 매핑했어야 할 비트를, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프리징되지 않은 비트 인덱스들 중 가장 신뢰할 만한 K개 비트 인덱스들 다음으로 신뢰할만한 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함할 수 있다.
본 명세의 각 양상에 있어서, 상기 스케줄링 정보는 N이 상기 정보 블록의 최초 전송을 위한 폴라 코드 길이 N1보다 큰지 여부를 나타내는 복사(copy) 관련 정보를 더 포함할 수 있다.
본 명세의 각 양상에 있어서, 상기 복사 관련 정보는 상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이면 제1 값을 갖고, 상기 정보 블록의 상기 전송이 재전송이면 제2 값을 가질 수 있다.
상기 과제 해결방법들은 본 명세의 예들 중 일부에 불과하며, 본 명세의 기술적 특징들이 반영된 다양한 예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.
본 명세의 몇몇 구현(들)에 의하면, 무선 통신 신호가 효율적으로 전송/수신될 수 있다. 이에 따라, 무선 통신 시스템의 전체 처리량(throughput)이 높아질 수 있다.
본 명세의 몇몇 구현(들)에 의하면, 상이한 요구사항들을 가진 다양한 서비스들이 무선 통신 시스템에서 효율적으로 지원될 수 있다.
본 명세의 몇몇 구현(들)에 의하면, 통신 기기들 간 무선 통신 동안 발생하는 지연/레이턴시가 감소될 수 있다.
본 명세의 몇몇 구현(들)에 의하면, 폴라 코드에 기반한 채널 코딩의 성능이 개선될 수 있다.
본 명세의 몇몇 구현들에 의하면, 폴라 코드에 기반한 채널 코딩이 적용된 데이터에 대해 증분 리던던시(increment redundancy, IR) 하이브리드 자동 반복 요청(hybrid automatic repeat request, HARQ)가 적용될 수 있다.
본 명세의 몇몇 구현(들)에 의하면, 폴라 코드에 기반한 채널 코딩이 적용된 데이터에 레이트 매칭이 적용되더라도 IR HARQ가 적용될 수 있다.
본 명세에 따른 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 효과는 이하의 상세한 설명으로부터 본 명세와 관련된 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 명세의 구현들에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 명세의 구현들에 대한 예들을 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 명세의 구현들을 설명한다:
본 명세의 구현들에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 명세의 구현들에 대한 예들을 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 명세의 구현들을 설명한다:
도 1은 본 명세의 구현들이 적용되는 통신 시스템 1의 예를 도시한 것이고;
도 2는 본 명세에 따른 방법을 수행할 수 있는 통신 기기들의 예들을 도시한 블록도이며,
도 3은 본 명세의 구현(들)을 수행할 수 있는 무선 기기의 다른 예를 도시한 것이고,
도 4는 제3 세대 파트너쉽 프로젝트(3rd generation partnership project, 3GPP) 기반 무선 통신 시스템에서 이용가능한 프레임 구조의 예를 도시한 것이며;
도 5는 수송 블록(transport block, TB)에 대한 전송단 측에서의 처리 과정을 예시하며;
도 6은 폴라 인코더를 위한 블록도의 예이며;
도 7은 채널 양극화를 위한 채널 컴바이닝과 채널 스플리팅의 개념을 예시하며;
도 8은 폴라 코드를 위한 N-번째 레벨 채널 컴바이닝을 예시하고;
도 9은 리스트-L 디코딩 과정에서 디코딩 경로들의 진화(evolution)을 예시하며;
도 10은 폴라 코드에서 정보 비트(들)이 할당될 위치(들)을 선택하는 개념을 설명하기 위해 도시된 것이고;
도 11은 폴라 코드에 대한 펑처링 및 정보 비트 할당을 예시하며;
도 12는 폴라 코드에서 사용되는 패리티 체크 비트(들)을 생성하는 방법을 예시하고;
도 13은 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 정보 비트들을 폴라 인코더로의 할당하는 예들을 도시한 것이며;
도 14는 신뢰도의 오름차순으로 정렬된 비트 인덱스들을 예시하고;
도 15 내지 도 18은 본 명세의 몇몇 구현들에 따라 데이터 비트들을 폴라 코드의 비트 인덱스들에 배치하는 예들을 도시하며;
도 19는 본 명세의 몇몇 구현들에 따른, 레이트 매칭을 위해 사전 프리징되는 폴라 코드의 비트 인덱스들의 위치들을 예시하고;
도 20은 본 명세의 몇몇 구현들에 따라 데이터 비트들을 폴라 코드의 비트 인덱스들에 배치하는 다른 예를 도시하며;
도 21은 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 재전송의 성능을 예시하며;
도 22는 본 명세의 몇몇 구현들에 따른, 채널 인코딩 과정을 예시하고;
도 23은 본 명세의 몇몇 구현들에 따른, 채널 디코딩 과정을 예시한다.
이하, 본 명세에 따른 구현들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 명세의 예시적인 구현을 설명하고자 하는 것이며, 본 명세가 실시될 수 있는 유일한 구현 형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 명세의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나 통상의 기술자는 본 명세가 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 명세의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
이하에서 설명되는 기법(technique) 및 기기, 시스템은 다양한 무선 다중 접속 시스템에 적용될 수 있다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템, MC-FDMA(multi carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access) 또는 CDMA2000과 같은 무선 기술(technology)에서 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communication), GPRS(General Packet Radio Service), EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)(즉, GERAN) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11(WiFi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE802-20, E-UTRA(evolved-UTRA) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunication System)의 일부이며, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 이용하는 E-UMTS의 일부이다. 3GPP LTE는 하향링크(downlink, DL)에서는 OFDMA를 채택하고, 상향링크(uplink, UL)에서는 SC-FDMA를 채택하고 있다. LTE-A(LTE-advanced)는 3GPP LTE의 진화된 형태이다.
설명의 편의를 위하여, 이하에서는 본 명세가 3GPP 기반 통신 시스템, 예를 들어, LTE, NR에 적용되는 경우를 가정하여 설명한다. 그러나 본 명세의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명이 이동통신 시스템이 3GPP LTE/NR 시스템에 대응하는 이동통신 시스템을 기초로 설명되더라도, 3GPP LTE/NR에 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동 통신 시스템에도 적용 가능하다.
본 명세에서 사용되는 용어 및 기술 중 구체적으로 설명되지 않은 용어 및 기술에 대해서는 3GPP 기반 표준 문서들, 예를 들어, 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321, 3GPP TS 36.300 및 3GPP TS 36.331, 3GPP TS 37.213, 3GPP TS 38.211, 3GPP TS 38.212, 3GPP TS 38.213, 3GPP TS 38.214, 3GPP TS 38.300, 3GPP TS 38.331 등을 참조할 수 있다.
후술하는 본 명세의 예들에서 기기가 "가정한다"는 표현은 채널을 전송하는 주체가 해당 "가정"에 부합하도록 상기 채널을 전송함을 의미할 수 있다. 상기 채널을 수신하는 주체는 상기 채널이 해당 "가정"에 부합하도록 전송되었다는 전제 하에, 해당 "가정"에 부합하는 형태로 상기 채널을 수신 혹은 디코딩하는 것임을 의미할 수 있다.
본 명세에서, UE는 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, BS(base station, BS)과 통신하여 사용자데이터 및/또는 각종 제어정보를 전송 및/또는 수신하는 각종 기기들이 이에 속한다. UE는 (Terminal Equipment), MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscribe Station), 무선기기(wireless device), PDA(Personal Digital Assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등으로 불릴 수 있다. 또한, 본 명세에 있어서, BS는 일반적으로 UE 및/또는 다른 BS와 통신하는 고정국(fixed station)을 말하며, UE 및 타 BS와 통신하여 각종 데이터 및 제어정보를 교환한다. BS는 ABS(Advanced Base Station), NB(Node-B), eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 접속 포인트(Access Point), PS(Processing Server) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 특히, UTRAN의 BS는 Node-B로, E-UTRAN의 BS는 eNB로, 새로운 무선 접속 기술 네트워크(new radio access technology network)의 BS는 gNB로 불린다. 이하에서는 설명의 편의를 위해, 통신 기술의 종류 혹은 버전에 관계 없이 BS을 BS로 통칭한다.
본 명세에서 노드(node)라 함은 UE와 통신하여 무선 신호를 전송/수신할 수 있는 고정된 지점(point)을 말한다. 다양한 형태의 BS들이 그 명칭에 관계없이 노드로서 이용될 수 있다. 예를 들어, BS, NB, eNB, 피코-셀 eNB(PeNB), 홈 eNB(HeNB), 릴레이(relay), 리피터(repeater) 등이 노드가 될 수 있다. 또한, 노드는 BS가 아니어도 될 수 있다. 예를 들어, 무선 리모트 헤드(radio remote head, RRH), 무선 리모트 유닛(radio remote unit, RRU)가 될 수 있다. RRH, RRU 등은 일반적으로 BS의 전력 레벨(power level) 더욱 낮은 전력 레벨을 갖는다. RRH 혹은 RRU 이하, RRH/RRU)는 일반적으로 광 케이블 등의 전용 회선(dedicated line)으로 BS에 연결되어 있기 때문에, 일반적으로 무선 회선으로 연결된 BS들에 의한 협력 통신에 비해, RRH/RRU 와 BS에 의한 협력 통신이 원활하게 수행될 수 있다. 일 노드에는 최소 하나의 안테나가 설치된다. 상기 안테나는 물리 안테나를 의미할 수도 있으며, 안테나 포트, 가상 안테나, 또는 안테나 그룹을 의미할 수도 있다. 노드는 포인트(point)라고 불리기도 한다.
본 명세에서 셀(cell)이라 함은 하나 이상(one or more)의 노드가 통신 서비스를 제공하는 일정 지리적 영역을 말한다. 따라서, 본 명세에서 특정 셀과 통신한다고 함은 상기 특정 셀에 통신 서비스를 제공하는 BS 혹은 노드와 통신하는 것을 의미할 수 있다. 또한, 특정 셀의 하향링크/상향링크 신호는 상기 특정 셀에 통신 서비스를 제공하는 BS 혹은 노드로부터의/로의 하향링크/상향링크 신호를 의미한다. UE에게 상/하향링크 통신 서비스를 제공하는 셀을 특히 서빙 셀(serving cell)이라고 한다. 또한, 특정 셀의 채널 상태/품질은 상기 특정 셀에 통신 서비스를 제공하는 BS 혹은 노드와 UE 사이에 형성된 채널 혹은 통신 링크의 채널 상태/품질을 의미한다. 3GPP 기반 통신 시스템에서, UE는 특정 노드로부터의 하향링크 채널 상태를 상기 특정 노드의 안테나 포트(들)이 상기 특정 노드에 할당된 CRS (Cell-specific Reference Signal) 자원 상에서 전송되는 CRS(들) 및/또는 CSI-RS(Channel State Information Reference Signal) 자원 상에서 전송하는 CSI-RS(들)을 이용하여 측정할 수 있다.
한편, 3GPP 기반 통신 시스템은 무선 자원을 관리하기 위해 셀(cell)의 개념을 사용하고 있는데, 무선 자원과 연관된 셀(cell)은 지리적 영역의 셀(cell)과 구분된다.
지리적 영역의 "셀"은 노드가 반송파를 이용하여 서비스를 제공할 수 있는 커버리지(coverage)라고 이해될 수 있으며, 무선 자원의 "셀"은 상기 반송파에 의해 설정(configure)되는 주파수 범위인 대역폭(bandwidth, BW)와 연관된다. 노드가 유효한 신호를 전송할 수 있는 범위인 하향링크 커버리지와 UE로부터 유효한 신호를 수신할 수 있는 범위인 상향링크 커버리지는 해당 신호를 운반(carry)하는 반송파에 의해 의존하므로 노드의 커버리지는 상기 노드가 사용하는 무선 자원의 "셀"의 커버리지와 연관되기도 한다. 따라서 "셀"이라는 용어는 때로는 노드에 의한 서비스의 커버리지를, 때로는 무선 자원을, 때로는 상기 무선 자원을 이용한 신호가 유효한 세기로 도달할 수 있는 범위를 의미하는 데 사용될 수 있다.
한편, 3GPP 통신 표준은 무선 자원을 관리하기 위해 셀(cell)의 개념을 사용한다. 무선 자원과 연관된 "셀"이라 함은 하향링크 자원들(DL resources)와 상향링크 자원들(UL resources)의 조합, 즉, DL 컴포턴트 반송파(component carrier, CC) 와 UL CC의 조합으로 정의된다. 셀은 DL 자원 단독, 또는 DL 자원과 UL 자원의 조합으로 설정될(configured) 수 있다. 반송파 집성이 지원되는 경우, DL 자원(또는, DL CC)의 반송파 주파수(carrier frequency)와 UL 자원(또는, UL CC)의 반송파 주파수(carrier frequency) 사이의 링키지(linkage)는 시스템 정보에 의해 지시될 수 있다. 예를 들어, 시스템 정보 블록 타입 2(System Information Block Type2, SIB2) 링키지(linkage)에 의해서 DL 자원과 UL 자원의 조합이 지시될 수 있다. 여기서, 반송파 주파수는 각 셀 혹은 CC의 중심 주파수(center frequency)와 같거나 다를 수 있다. 반송파 집성(carrier aggregation, CA)가 설정될 때 UE는 네트워크와 하나의 무선 자원 제어(radio resource control, RRC) 연결만을 갖는다. 하나의 서빙 셀이 RRC 연결 수립(establishment)/재수립(re-establishment)/핸드오버 시에 비-접속 층(non-access stratum, NAS) 이동성(mobility) 정보를 제공하며, 하나의 서빙 셀이 RRC 연결 재수립/핸드오버 시에 보안(security) 입력을 제공한다. 이러한 셀을 1차 셀(primary cell, Pcell)이라 한다. Pcell은 UE가 초기 연결 수립 절차를 수행하거나 연결 재-수립 절차를 개시(initiate)하는 1차 주파수(primary frequency) 상에서 동작하는 셀이며. UE 능력(capability)에 따라, 2차 셀(secondary cell, Scell)들이 설정되어 Pcell과 함께 서빙 셀들의 세트를 형성(form)할 수 있다. Scell은 RRC(Radio Resource Control) 연결 수립(connection establishment)이 이루어진 이후에 설정 가능하고, 특별 셀(special cell, SpCell)의 자원들 외에 추가적인 무선 자원을 제공하는 셀이다. 하향링크에서 Pcell에 대응하는 반송파는 하향링크 1차 CC(DL PCC)라고 하며, 상향링크에서 Pcell에 대응하는 반송파는 UL 1차 CC(DL PCC)라고 한다. 하향링크에서 Scell에 대응하는 반송파는 DL 2차 CC(DL SCC)라 하며, 상향링크에서 상기 Scell에 대응하는 반송파는 UL 2차 CC(UL SCC)라 한다.
이중 연결성(dual connectivity, DC) 동작의 경우, SpCell이라는 용어는 마스터 셀 그룹(master cell group, MCG)의 Pcell 또는 2차 셀 그룹(secondary cell group, SCG)의 Pcell을 칭한다. SpCell은 PUCCH 전송 및 경쟁-기반 임의 접속을 지원하고, 항상 활성화(activate)된다. MCG는 마스터 노드(예, BS)와 연관된 서빙 셀들의 그룹이며 SpCell (Pcell) 및 선택적으로(optionally) 하나 이상의 Scell들로 이루어진다. DC로 설정된 UE의 경우, SCG는 2차 노드와 연관된 서빙 셀들의 서브셋이며, PSCell 및 0개 이상의 Scell들로 이루어진다. PSCell은 SCG의 1차 Scell이다. CA 또는 DC로 설정되지 않은, RRC_CONNECTED 상태의 UE의 경우, Pcell로만 이루어진 하나의 서빙 셀만 존재한다. CA 또는 DC로 설정된 RRC_CONNECTED 상태의 UE의 경우, 서빙 셀들이라는 용어는 SpCell(들) 및 모든 Scell(들)로 이루어진 셀들의 세트를 지칭한다. DC에서는, MCG를 위한 매체 접속 제어(medium access control, MAC) 엔티티 하나와 SCG를 위한 MAC 엔티티 하나의 2개 MAC 엔티티들이 UE에 설정된다.
CA가 설정되고 DC는 설정되지 않은 UE에는 Pcell 및 0개 이상의 Scell로 이루어진 Pcell PUCCH 그룹과 Scell(들)로만 이루어진 Scell PUCCH 그룹이 설정된 수 있다. Scell의 경우, 해당 셀과 연관된 PUCCH가 전송되는 Scell(이하 PUCCH cell)이 설정될 수 있다. PUCCH Scell이 지시된 Scell은 Scell PUCCH 그룹에 속하며 상기 PUCCH Scell 상에서 관련 UCI의 PUCCH 전송이 수행되며, PUCCH Scell이 지시되지 않거나 PUCCH 전송용 셀로서 지시된 셀이 Pcell인 Scell은 Pcell PUCCH 그룹에 속하며 상기 Pcell 상에서 관련 UCI의 PUCCH 전송이 수행된다.
무선 통신 시스템에서 UE는 BS로부터 하향링크(downlink, DL)를 통해 정보를 수신하고, UE는 BS로 상향링크(uplink, UL)를 통해 정보를 전송한다. BS와 UE가 전송 및/또는 수신하는 정보는 데이터 및 다양한 제어 정보를 포함하고, 이들이 전송 및/또는 수신하는 정보의 종류/용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
3GPP 기반 통신 표준은 상위 계층으로부터 기원한 정보를 운반하는 자원 요소들에 대응하는 하향링크 물리 채널들과, 물리 계층에 의해 사용되나 상위 계층으로부터 기원하는 정보를 운반하지 않는 자원 요소들에 대응하는 하향링크 물리 신호들을 정의한다. 예를 들어, 물리 하향링크 공유 채널(physical downlink shared channel, PDSCH), 물리 브로드캐스트 채널(physical broadcast channel, PBCH), 물리 하향링크 제어 채널(physical downlink control channel, PDCCH) 등이 하향링크 물리 채널들로서 정의되어 있으며, 참조 신호와 동기 신호(synchronization signal)가 하향링크 물리 신호들로서 정의되어 있다. 파일럿(pilot)이라고도 지칭되는 참조 신호(reference signal, RS)는 BS와 UE가 서로 알고 있는 기정의된 특별한 파형의 신호를 의미한다. 예를 들어, 복조 참조 신호(demodulation reference signal, DMRS), 채널 상태 정보 RS(channel state information RS, CSI-RS) 등이 하향링크 참조 신호로서 정의된다. 3GPP 기반 통신 표준은 상위 계층으로부터 기원한 정보를 운반하는 자원 요소들에 대응하는 상향링크 물리 채널들과, 물리 계층에 의해 사용되나 상위 계층으로부터 기원하는 정보를 운반하지 않는 자원 요소들에 대응하는 상향링크 물리 신호들을 정의하고 있다. 예를 들어, 물리 상향링크 공유 채널(physical uplink shared channel, PUSCH), 물리 상향링크 제어 채널(physical uplink control channel, PUCCH), 물리 임의 접속 채널(physical random access channel, PRACH)가 상향링크 물리 채널로서 정의되며, 상향링크 제어/데이터 신호를 위한 복조 참조 신호(demodulation reference signal, DMRS), 상향링크 채널 측정에 사용되는 사운딩 참조 신호(sounding reference signal, SRS) 등이 정의된다.
본 명세에서 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)는 DCI(Downlink Control Information)를 운반하는 시간-주파수 자원들(예, 자원요소(resource element, RE)들)의 세트를 의미하고, PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel)는 하향링크 데이터를 운반하는 시간-주파수 자원들의 세트를 의미한다. 또한, PUCCH(Physical Uplink Control CHannel), PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel), PRACH(Physical Random Access CHannel)는 각각(respectively) UCI(Uplink Control Information), 상향링크 데이터, 임의 접속 신호를 운반하는 시간-주파수 자원들의 세트를 의미한다. 이하에서 사용자기기가 PUCCH/PUSCH/PRACH를 전송/수신한다는 표현은, 각각, PUCCH/PUSCH/PRACH 상에서 혹은 통해서 상향링크 제어정보/상향링크 데이터/임의 접속 신호를 전송/수신한다는 것과 동등한 의미로 사용된다. 또한, BS가 PBCH/PDCCH/PDSCH를 전송/수신한다는 표현은, 각각, PBCH/PDCCH/PDSCH 상에서 혹은 통해서 브로드캐스트 정보/하향링크 제어정보/하향링크 데이터를 전송한다는 것과 동일한 의미로 사용된다.
본 명세에서 PUCCH/PUSCH/PDSCH의 전송 또는 수신을 위해 BS에 의해 UE에게 스케줄링 혹은 설정된 무선 자원(예, 시간-주파수 자원)은 PUCCH/PUSCH/PDSCH 자원으로 칭해지기도 한다.
통신 장치는 동기 신호 블록(synchronization signal block, SSB), DMRS, CSI-RS, PBCH, PDCCH, PDSCH, PUSCH, 및/또는 PUCCH를 셀 상에서 무선 신호들의 형태로 수신하므로, 특정 물리 채널 혹은 특정 물리 신호만을 포함하는 무선 신호들만 선별해서 RF 수신기를 통해 수신하거나 특정 물리 채널 혹은 물리 신호만을 배제한 무선 신호들만 선별해서 RF 수신기를 통해 수신하지는 못한다. 실제 동작에서, 통신 장치는 RF 수신기를 통해 셀 상에서 일단 무선 신호들을 수신하며 RF 대역 신호들인 상기 무선 신호들을 기저대역(baseband) 신호들로 변환(convert)하고, 하나 이상의 프로세서를 이용하여 상기 기저대역 신호들 내 물리 신호 및/또는 물리 채널을 디코딩한다. 따라서, 본 명세의 몇몇 구현들에서, 물리 신호 및/또는 물리 채널을 수신하지 않는다는 것은 실제로는 통신 장치가 아예 해당 물리 신호 및/또는 물리 채널을 포함하는 무선 신호들을 수신하지 않는다는 것이 아니라 상기 무선 신호들로부터 상기 물리 신호 및/또는 물리 채널의 복원을 시도하지 않는 것, 예를 들어, 상기 물리 신호 및/또는 상기 물리 채널의 디코딩을 시도하지 않는 것을 의미할 수 있다.
더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 무선 접속 기술(radio access technology, RAT)에 비해 향상된 모바일 브로드밴드 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 매시브(massive) MTC 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 아울러 신뢰도(reliability) 및 레이턴시(latency)에 민감한 서비스/UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이 진보된 모바일 브로드밴드 통신, 매시브 MTC, URLLC(Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있다. 현재 3GPP에서는 EPC 이후의 차세대 이동 통신 시스템에 대한 스터디를 진행 중에 있다. 본 명세에서는 편의상 해당 기술을 새 RAT (new RAT, NR) 혹은 5G RAT라고 칭하며, NR을 사용 혹은 지원하는 시스템을 NR 시스템이라 칭한다.
도 1은 본 명세의 구현들이 적용되는 통신 시스템 1의 예를 도시한 것이다. 도 1을 참조하면, 본 명세에 적용되는 통신 시스템(1)은 무선 기기, BS 및 네트워크를 포함한다. 여기서, 무선 기기는 무선 접속 기술(예, 5G NR(New RAT), LTE(예, E-UTRA))을 이용하여 통신을 수행하는 기기를 의미하며, 통신/무선/5G 기기로 지칭될 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 무선 기기는 로봇(100a), 차량(100b-1, 100b-2), XR(eXtended Reality) 기기(100c), 휴대 기기(Hand-held device)(100d), 가전(100e), IoT(Internet of Thing) 기기(100f), AI기기/서버(400)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 차량은 무선 통신 기능이 구비된 차량, 자율 주행 차량, 차량간 통신을 수행할 수 있는 차량 등을 포함할 수 있다. 여기서, 차량은 UAV(Unmanned Aerial Vehicle)(예, 드론)를 포함할 수 있다. XR 기기는 AR(Augmented Reality)/VR(Virtual Reality)/MR(Mixed Reality) 기기를 포함하며, HMD(Head-Mounted Device), 차량에 구비된 HUD(Head-Up Display), 텔레비전, 스마트폰, 컴퓨터, 웨어러블 디바이스, 가전 기기, 디지털 사이니지(signage), 차량, 로봇 등의 형태로 구현될 수 있다. 휴대 기기는 스마트폰, 스마트패드, 웨어러블 기기(예, 스마트워치, 스마트글래스), 컴퓨터(예, 노트북 등) 등을 포함할 수 있다. 가전은 TV, 냉장고, 세탁기 등을 포함할 수 있다. IoT 기기는 센서, 스마트미터 등을 포함할 수 있다. 예를 들어, BS, 네트워크는 무선 기기로도 구현될 수 있으며, 특정 무선 기기는 다른 무선 기기에게 BS/네트워크 노드로 동작할 수도 있다.
무선 기기(100a~100f)는 BS(200)을 통해 네트워크(300)와 연결될 수 있다. 무선 기기(100a~100f)에는 AI(Artificial Intelligence) 기술이 적용될 수 있으며, 무선 기기(100a~100f)는 네트워크(300)를 통해 AI 서버(400)와 연결될 수 있다. 네트워크(300)는 3G 네트워크, 4G(예, LTE) 네트워크 또는 5G(예, NR) 네트워크 등을 이용하여 구성될 수 있다. 무선 기기(100a~100f)는 BS(200)/네트워크(300)를 통해 서로 통신할 수도 있지만, BS/네트워크를 통하지 않고 직접 통신(e.g. 사이드링크 통신(sidelink communication))할 수도 있다. 예를 들어, 차량들(100b-1, 100b-2)은 직접 통신(e.g. V2V(Vehicle to Vehicle)/V2X(Vehicle to everything) communication)을 할 수 있다. 또한, IoT 기기(예, 센서)는 다른 IoT 기기(예, 센서) 또는 다른 무선 기기(100a~100f)와 직접 통신을 할 수 있다.
무선 기기(100a~100f)/BS(200)-BS(200)/무선 기기(100a~100f) 간에는 무선 통신/연결(150a, 150b)이 이뤄질 수 있다. 여기서, 무선 통신/연결은 상향/하향링크 통신(150a)과 사이드링크 통신(150b)(또는, D2D 통신)은 다양한 무선 접속 기술(예, 5G NR)을 통해 이뤄질 수 있다. 무선 통신/연결(150a, 150b)을 통해 무선 기기와 BS/무선 기기는 서로 무선 신호를 전송/수신할 수 있다. 이를 위해, 본 명세의 다양한 제안들에 기반하여, 무선 신호의 전송/수신을 위한 다양한 설정 정보 설정 과정, 다양한 신호 처리 과정(예, 채널 인코딩/디코딩, 변조(modulation)/복조(demodulation), 자원 매핑/디매핑 등), 자원 할당 과정 등 중 적어도 일부가 수행될 수 있다.
도 2는 본 명세에 따른 방법을 수행할 수 있는 통신 기기들의 예들을 도시한 블록도이다. 도 2를 참조하면, 제1 무선 기기(100)와 제2 무선 기기(200)는 다양한 무선 접속 기술(예, LTE, NR)을 통해 무선 신호를 전송 및/또는 수신할 수 있다. 여기서, {제1 무선 기기(100), 제2 무선 기기(200)}은 도 1의 {무선 기기(100x), BS(200)} 및/또는 {무선 기기(100x), 무선 기기(100x)}에 대응할 수 있다.
제1 무선 기기(100)는 하나 이상의 프로세서(102) 및 하나 이상의 메모리(104)를 포함하며, 추가적으로 하나 이상의 송수신기(106) 및/또는 하나 이상의 안테나(108)을 더 포함할 수 있다. 프로세서(102)는 메모리(104) 및/또는 송수신기(106)를 제어하며, 아래에서 설명/제안되는 기능, 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 프로세서(102)는 메모리(104) 내의 정보를 처리하여 제1 정보/신호를 생성한 뒤, 송수신기(106)을 통해 제1 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 전송할 수 있다. 또한, 프로세서(102)는 송수신기(106)를 통해 제2 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 수신한 뒤, 제2 정보/신호의 신호 처리로부터 얻은 정보를 메모리(104)에 저장할 수 있다. 메모리(104)는 프로세서(102)와 연결될 수 있고, 프로세서(102)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장할 수 있다. 예를 들어, 메모리(104)는 프로세서(102)에 의해 제어되는 프로세스들 중 일부 또는 전부를 수행하거나, 아래에서 설명/제안한 절차 및/또는 방법들을 수행하기 위한 명령들을 포함하는 소프트웨어 코드를 저장할 수 있다. 여기서, 프로세서(102)와 메모리(104)는 무선 통신 기술(예, LTE, NR)을 구현하도록 설계된 통신 모뎀/회로/칩의 일부일 수 있다. 송수신기(106)는 프로세서(102)와 연결될 수 있고, 하나 이상의 안테나(108)를 통해 무선 신호를 전송 및/또는 수신할 수 있다. 송수신기(106)는 전송기 및/또는 수신기를 포함할 수 있다. 송수신기(106)는 RF(Radio Frequency) 유닛과 혼용될 수 있다. 본 명세에서 무선 기기는 통신 모뎀/회로/칩을 의미할 수도 있다.
제2 무선 기기(200)는 하나 이상의 프로세서(202), 하나 이상의 메모리(204)를 포함하며, 추가적으로 하나 이상의 송수신기(206) 및/또는 하나 이상의 안테나(208)를 더 포함할 수 있다. 프로세서(202)는 메모리(204) 및/또는 송수신기(206)를 제어하며, 아래에서 설명/제안한 기능, 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 프로세서(202)는 메모리(204) 내의 정보를 처리하여 제3 정보/신호를 생성한 뒤, 송수신기(206)를 통해 제3 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 전송할 수 있다. 또한, 프로세서(202)는 송수신기(206)를 통해 제4 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 수신한 뒤, 제4 정보/신호의 신호 처리로부터 얻은 정보를 메모리(204)에 저장할 수 있다. 메모리(204)는 프로세서(202)와 연결될 수 있고, 프로세서(202)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장할 수 있다. 예를 들어, 메모리(204)는 프로세서(202)에 의해 제어되는 프로세스들 중 일부 또는 전부를 수행하거나, 아래에서 설명/제안한 절차 및/또는 방법들을 수행하기 위한 명령들을 포함하는 소프트웨어 코드를 저장할 수 있다. 여기서, 프로세서(202)와 메모리(204)는 무선 통신 기술(예, LTE, NR)을 구현하도록 설계된 통신 모뎀/회로/칩의 일부일 수 있다. 송수신기(206)는 프로세서(202)와 연결될 수 있고, 하나 이상의 안테나(208)를 통해 무선 신호를 전송 및/또는 수신할 수 있다. 송수신기(206)는 전송기 및/또는 수신기를 포함할 수 있다. 송수신기(206)는 RF 유닛과 혼용될 수 있다. 본 명세에서 무선 기기는 통신 모뎀/회로/칩을 의미할 수도 있다.
본 명세의 무선 기기(100, 200)에서 구현되는 무선 통신 기술은 LTE, NR 및 6G뿐만 아니라 저전력 통신을 위한 Narrowband Internet of Things를 포함할 수 있다. 이때, 예를 들어 NB-IoT 기술은 LPWAN(Low Power Wide Area Network) 기술의 일례일 수 있고, LTE Cat NB1 및/또는 LTE Cat NB2 등의 규격으로 구현될 수 있으며, 상술한 명칭에 한정되는 것은 아니다. 추가적으로 또는 대체적으로, 본 명세의 무선 기기(XXX, YYY)에서 구현되는 무선 통신 기술은 LTE-M 기술을 기반으로 통신을 수행할 수 있다. 이때, 일 예로, LTE-M 기술은 LPWAN 기술의 일례일 수 있고, eMTC(enhanced Machine Type Communication) 등의 다양한 명칭으로 불릴 수 있다. 예를 들어, LTE-M 기술은 1) LTE CAT 0, 2) LTE Cat M1, 3) LTE Cat M2, 4) LTE non-BL(non-Bandwidth Limited), 5) LTE-MTC, 6) LTE Machine Type Communication, 및/또는 7) LTE M 등의 다양한 규격 중 적어도 어느 하나로 구현될 수 있으며 상술한 명칭에 한정되는 것은 아니다. 추가적으로 또는 대체적으로, 본 명세의 무선 기기(XXX, YYY)에서 구현되는 무선 통신 기술은 저전력 통신을 고려한 지그비(ZigBee), 블루투스(Bluetooth) 및 저전력 광역 통신망(Low Power Wide Area Network, LPWAN) 중 적어도 어느 하나를 포함할 수 있으며, 상술한 명칭에 한정되는 것은 아니다. 일 예로 ZigBee 기술은 IEEE 802.15.4 등의 다양한 규격을 기반으로 소형/저-전력 디지털 통신에 관련된 PAN(personal area networks)을 생성할 수 있으며, 다양한 명칭으로 불릴 수 있다.
이하, 무선 기기(100, 200)의 하드웨어 요소에 대해 보다 구체적으로 설명한다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 하나 이상의 프로토콜 계층이 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 의해 구현될 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 계층(예, 물리(physical, PHY) 계층, 매체 접속 제어(medium access control, MAC) 계층, 무선 링크 제어(radio link control, RLC) 계층, 패킷 데이터 수렵 프로토콜(packet data convergence protocol, PDCP) 계층, 무선 자원 제어(radio resource control, RRC) 계층, 서비스 데이터 적응 프로토콜(service data adaption protocol, SDAP)와 같은 기능적 계층)을 구현할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 본 문서에 개시된 기능, 절차, 제안 및/또는 방법에 따라 하나 이상의 프로토콜 데이터 유닛(protocol data unit, PDU) 및/또는 하나 이상의 서비스 데이터 유닛(service data unit, SDU)를 생성할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 본 문서에 개시된 기능, 절차, 제안 및/또는 방법에 따라 메시지, 제어정보, 데이터 또는 정보를 생성할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 본 문서에 개시된 기능, 절차, 제안 및/또는 방법에 따라 PDU, SDU, 메시지, 제어정보, 데이터 또는 정보를 포함하는 신호(예, 기저대역(baseband) 신호)를 생성하여, 하나 이상의 송수신기(106, 206)에게 제공할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 송수신기(106, 206)로부터 신호(예, 기저대역 신호)를 수신할 수 있고, 본 문서에 개시된 기능, 절차, 제안 및/또는 방법에 따라 PDU, SDU, 메시지, 제어정보, 데이터 또는 정보를 획득할 수 있다.
하나 이상의 프로세서(102, 202)는 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 또는 마이크로 컴퓨터로 지칭될 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합에 의해 구현될 수 있다. 일 예로, 하나 이상의 ASIC(Application Specific Integrated Circuit), 하나 이상의 DSP(Digital Signal Processor), 하나 이상의 DSPD(Digital Signal Processing Device), 하나 이상의 PLD(Programmable Logic Device) 또는 하나 이상의 FPGA(Field Programmable Gate Arrays)가 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 포함될 수 있다. 본 문서에 개시된 기능, 절차, 제안 및/또는 방법들은 펌웨어 또는 소프트웨어를 사용하여 구현될 수 있고, 펌웨어 또는 소프트웨어는 모듈, 절차, 기능 등을 포함하도록 구현될 수 있다. 본 문서에 개시된 기능, 절차, 제안 및/또는 방법을 수행하도록 설정된 펌웨어 또는 소프트웨어는 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 포함되거나, 하나 이상의 메모리(104, 204)에 저장되어 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 의해 구동될 수 있다. 본 문서에 개시된 기능, 절차, 제안 및 또는 방법들은 코드, 명령어 및/또는 명령어의 세트 형태로 펌웨어 또는 소프트웨어를 사용하여 구현될 수 있다.
하나 이상의 메모리(104, 204)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)와 연결될 수 있고, 다양한 형태의 데이터, 신호, 메시지, 정보, 프로그램, 코드, 지시 및/또는 명령을 저장할 수 있다. 하나 이상의 메모리(104, 204)는 ROM, RAM, EPROM, 플래시 메모리, 하드 드라이브, 레지스터, 캐쉬 메모리, 컴퓨터 판독 저장 매체 및/또는 이들의 조합으로 구성될 수 있다. 하나 이상의 메모리(104, 204)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)의 내부 및/또는 외부에 위치할 수 있다. 또한, 하나 이상의 메모리(104, 204)는 유선 또는 무선 연결과 같은 다양한 기술을 통해 하나 이상의 프로세서(102, 202)와 연결될 수 있다.
하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 다른 장치에게 본 문서의 방법들 및/또는 동작 순서도 등에서 언급되는 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 전송할 수 있다. 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 다른 장치로부터 본 문서에 개시된 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도 등에서 언급되는 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 수신할 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)와 연결될 수 있고, 무선 신호를 전송 및/또는 수신할 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 송수신기(106, 206)가 하나 이상의 다른 장치에게 사용자 데이터, 제어 정보 또는 무선 신호를 전송하도록 제어할 수 있다. 또한, 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 송수신기(106, 206)가 하나 이상의 다른 장치로부터 사용자 데이터, 제어 정보 또는 무선 신호를 수신하도록 제어할 수 있다. 또한, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 안테나(108, 208)와 연결될 수 있고, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 안테나(108, 208)를 통해 본 문서에 개시된 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도 등에서 언급되는 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 전송 및/또는 수신하도록 설정될 수 있다. 본 문서에서, 하나 이상의 안테나는 복수의 물리 안테나이거나, 복수의 논리 안테나(예, 안테나 포트)일 수 있다. 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 수신된 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 하나 이상의 프로세서(102, 202)를 이용하여 처리하기 위해, 수신된 무선 신호/채널 등을 RF 대역 신호에서 기저대역(baseband) 신호로 변환(convert)할 수 있다. 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)를 이용하여 처리된 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 기저대역 신호에서 RF 대역 신호로 변환할 수 있다. 이를 위하여, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 (아날로그) 오실레이터 및/또는 필터를 포함할 수 있다.
도 3은 본 명세의 구현(들)을 수행할 수 있는 무선 기기의 다른 예를 도시한 것이다. 도 3을 참조하면, 무선 기기(100, 200)는 도 2의 무선 기기(100, 200)에 대응하며, 다양한 요소(element), 구성(component), 유닛/부(unit), 및/또는 모듈(module)로 구성될 수 있다. 예를 들어, 무선 기기(100, 200)는 통신부(110), 제어부(120), 메모리부(130) 및 추가 구성(additional component)(140)를 포함할 수 있다. 통신부는 통신 회로(112) 및 송수신기(들)(114)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 통신 회로(112)는 도 2의 하나 이상의 프로세서(102, 202) 및/또는 하나 이상의 메모리(104, 204) 를 포함할 수 있다. 예를 들어, 송수신기(들)(114)는 도 2의 하나 이상의 송수신기(106, 206) 및/또는 하나 이상의 안테나(108, 208)을 포함할 수 있다. 제어부(120)는 통신부(110), 메모리부(130) 및 추가 구성(140)와 전기적으로 연결되며 무선 기기의 제반 동작을 제어한다. 예를 들어, 제어부(120)는 메모리부(130)에 저장된 프로그램/코드/명령/정보에 기반하여 무선 기기의 전기적/기계적 동작을 제어할 수 있다. 또한, 제어부(120)는 메모리부(130)에 저장된 정보를 통신부(110)을 통해 외부(예, 다른 통신 기기)로 무선/유선 인터페이스를 통해 전송하거나, 통신부(110)를 통해 외부(예, 다른 통신 기기)로부터 무선/유선 인터페이스를 통해 수신된 정보를 메모리부(130)에 저장할 수 있다.
추가 구성(140)는 무선 기기의 종류에 따라 다양하게 구성될 수 있다. 예를 들어, 추가 구성(140)는 전력 유닛/배터리, 입출력부(I/O unit), 구동부(driving unit) 및 컴퓨팅부(computing unit) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 무선 기기는 로봇(도 1, 100a), 차량(도 1, 100b-1, 100b-2), XR 기기(도 1, 100c), 휴대 기기(도 1, 100d), 가전(도 1, 100e), IoT 기기(도 1, 100f), 디지털 방송용 UE, 홀로그램 기기, 공공 안전 기기, MTC 기기, 의료 장치, 핀테크 기기(또는 금융 기기), 보안 기기, 기후/환경 기기, AI 서버/기기(도 1, 400), BS(도 1, 200), 네트워크 노드 등의 형태로 구현될 수 있다. 무선 기기는 사용-예/서비스에 따라 이동 가능하거나 고정된 장소에서 사용될 수 있다.
도 3에서 무선 기기(100, 200) 내의 다양한 요소(element), 구성(component), 유닛/부, 및/또는 모듈은 전체가 유선 인터페이스를 통해 상호 연결되거나, 적어도 일부가 통신부(110)를 통해 무선으로 연결될 수 있다. 예를 들어, 무선 기기(100, 200) 내에서 제어부(120)와 통신부(110)는 유선으로 연결되며, 제어부(120)와 제1 유닛(예, 130, 140)은 통신부(110)를 통해 무선으로 연결될 수 있다. 또한, 무선 기기(100, 200) 내의 각 요소, 구성, 유닛/부, 및/또는 모듈은 하나 이상의 요소를 더 포함할 수 있다. 예를 들어, 제어부(120)는 하나 이상의 프로세서 세트로 구성될 수 있다. 예를 들어, 제어부(120)는 통신 제어 프로세서, 어플리케이션 프로세서(Application processor), ECU(Electronic Control Unit), 그래픽 처리 프로세서, 메모리 제어 프로세서 등의 세트로 구성될 수 있다. 다른 예로, 메모리부(130)는 RAM(Random Access Memory), DRAM(Dynamic RAM), ROM(Read Only Memory), 플래시 메모리(flash memory), 휘발성 메모리(volatile memory), 비-휘발성 메모리(non-volatile memory) 및/또는 이들의 조합으로 구성될 수 있다.
본 명세에서, 적어도 하나의 메모리(예, 104 또는 204)는 지시들 또는 프로그램들을 저장할 수 있으며, 상기 지시들 또는 프로그램들은, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 메모리에 작동가능하게(operably) 연결되는 적어도 하나의 프로세서로 하여금 본 명세의 몇몇 실시예들 또는 구현들에 따른 동작들을 수행하도록 할 수 있다.
본 명세에서, 컴퓨터 판독가능한(readable) (비휘발성) 저장(storage) 매체(medium)은 적어도 하나의 지시 또는 컴퓨터 프로그램을 저장할 수 있으며, 상기 적어도 하나의 지시 또는 컴퓨터 프로그램은 적어도 하나의 프로세서에 의해 실행될 때 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 본 명세의 몇몇 실시예들 또는 구현들에 따른 동작들을 수행하도록 할 수 있다.
본 명세에서, 프로세싱 기기(device) 또는 장치(apparatus)는 적어도 하나의 프로세서와 상기 적어도 하나의 프로세서여 연결 가능한 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함할 수 있다. 상기 적어도 하나의 컴퓨터 메모리는 지시들 또는 프로그램들을 저장할 수 있으며, 상기 지시들 또는 프로그램들은, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 메모리에 작동가능하게(operably) 연결되는 적어도 하나의 프로세서로 하여금 본 명세의 몇몇 실시예들 또는 구현들에 따른 동작들을 수행하도록 할 수 있다.
본 명세에서, 컴퓨터 프로그램은 적어도 하나의 컴퓨터 판독가능한 (비휘발성) 저장 매체에 저장되며, 실행될 때, 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행하는 혹은 적어도 하나의 프로세서로 하여금 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행하게 하는 프로그램 코드를 포함할 수 있다. 상기 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터 프로그램 제품(product) 형태로 제공될 수 있다. 상기 컴퓨터 프로그램 제품은 적어도 하나의 컴퓨터 판독가능한 (비휘발성) 저장 매체를 포함할 수 있다.
본 명세의 통신 기기는 적어도 하나의 프로세서; 및 상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 후술하는 본 명세의 예(들)에 따른 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함한다.
도 4는 3GPP 기반 무선 통신 시스템에서 이용가능한 프레임 구조의 예를 도시한 것이다.
도 4의 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 프레임에서 서브프레임의 수, 슬롯의 수, 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다. NR 시스템에서는 하나의 UE에게 집성(aggregate)되는 복수의 셀들간에 OFDM 뉴머롤러지(numerology)(예, 부반송파 간격(subcarrier spacing, SCS)가 상이하게 설정될 수 있다. 이에 따라, 동일한 개수의 심볼로 구성된 시간 자원(예, 서브프레임, 슬롯 또는 전송 시간 간격(transmission time interval, TTI))의 (절대 시간) 기간(duration)은 집성된 셀들간에 상이하게 설정될 수 있다. 여기서, 심볼은 OFDM 심볼 (혹은, 순환 프리픽스 - 직교 주파수 분할 다중화(cyclic prefix - orthogonal frequency division multiplexing, CP-OFDM) 심볼), SC-FDMA 심볼 (혹은, 이산 푸리에 변환-확산-OFDM(discrete Fourier transform-spread-OFDM, DFT-s-OFDM) 심볼)을 포함할 수 있다. 본 명세에서 심볼, OFDM-기반 심볼, OFDM 심볼, CP-OFDM 심볼 및 DFT-s-OFDM 심볼은 서로 대체될 수 있다.
도 4를 참조하면, NR 시스템에서 상향링크 및 하향링크 전송들은 프레임들로 조직화(organize)된다. 각 프레임은 Tf = (△fmax*Nf/100)*Tc = 10 ms 기간(duration)을 가지며, 각각 5ms의 기간인 2개 하프-프레임(half-frame)들로 나뉜다. 여기서 NR용 기본 시간 단위(basic time unit)인 Tc = 1/(△fmax*Nf)이고, △fmax = 480*103 Hz이며, Nf=4096이다. 참고로, LTE용 기본 시간 단위인 Ts = 1/(△fref*Nf,ref)이고, △fref = 15*103 Hz이며, Nf,ref=2048이다. Tc와 Tf는 상수 κ = Tc/Tf = 64의 관계를 가진다. 각 하프-프레임은 5개의 서브프레임들로 구성되며, 단일 서브프레임(subframe, SF)의 기간 Tsf는 1ms이다. 서브프레임들은 슬롯들로 더 나뉘고, 서브프레임 내 슬롯의 개수는 부반송파 간격에 의존한다. 각 슬롯은 순환 프리픽스를 기초로 14개 혹은 12개 OFDM 심볼들로 구성된다. 정규(normal) 순환 프리픽스(cyclic prefix, CP)에는 각 슬롯은 14개 OFDM 심볼들로 구성되며, 확장(extended) CP의 경우에는 각 슬롯은 12개 OFDM 심볼들로 구성된다. 상기 뉴머롤러지(numerology)는 지수적으로(exponentially) 스케일가능한 부반송파 간격 △f = 2u*15 kHz에 의존한다. 다음 표는 정규 CP에 대한 부반송파 간격 △f = 2u*15 kHz에 따른 슬롯별 OFDM 심볼들의 개수(N slot symb), 프레임별 슬롯의 개수(N frame,u slot) 및 서브프레임별 슬롯의 개수(N subframe,u slot)를 나타낸 것이다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000001
다음 표는 확장 CP에 대한 부반송파 간격 △f = 2u*15 kHz에 따른 슬롯 당 OFDM 심볼들의 개수, 프레임당 슬롯의 개수 및 서브프레임당 슬롯의 개수를 나타낸 것이다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000002
부반송파 간격 설정 u에 대해, 슬롯들은 서브프레임 내에서 증가 순으로 nu s ∈ {0, ..., nsubframe,u slot - 1}로 그리고 프레임 내에서 증가 순으로 nu s,f ∈ {0, ..., nframe,u slot - 1}로 번호 매겨진다.
슬롯은 시간 도메인에서 복수(예, 14개 또는 12개)의 심볼들을 포함한다. 각 뉴머롤러지(예, 부반송파 간격) 및 반송파에 대해, 상위 계층 시그널링(예, 무선 자원 제어(radio resource control, RRC) 시그널링)에 의해 지시되는 공통 자원 블록(common resource block, CRB) N start,u grid에서 시작하는, N size,u grid,x*N RB sc개 부반송파들 및 N subframe,u symb개 OFDM 심볼들의 자원 격자(grid)가 정의된다. 여기서 N size,u grid,x은 자원 격자 내 자원 블록(resource block, RB)들의 개수이고, 밑첨자 x는 하향링크에 대해서는 DL이고 상향링크에 대해서는 UL이다. N RB sc는 RB당 부반송파의 개수이며, 3GPP 기반 무선 통신 시스템에서 N RB sc는 통상 12이다. 주어진 안테나 포트 p, 부반송파 간격 설정(configuration) u 및 전송 방향 (DL 또는 UL)에 대해 하나의 자원 격자가 있다. 부반송파 간격 설정 u에 대한 반송파 대역폭 N size,u grid는 네트워크로부터의 상위 계층 파라미터(예, RRC 파라미터)에 의해 UE에게 주어진다. 안테나 포트 p 및 부반송파 간격 설정 u에 대한 자원 격자 내 각각의 요소는 자원 요소(resource element, RE)로 칭해지며, 각 자원 요소에는 하나의 복소 심볼이 매핑될 수 있다. 자원 격자 내 각 자원 요소는 주파수 도메인 내 인덱스 k 및 시간 도메인에서 참조 포인트에 대해 상대적으로 심볼 위치를 표시하는 인덱스 l에 의해 고유하게 식별된다. NR 시스템에서 RB는 주파수 도메인에서 12개의 연속한(consecutive) 부반송파에 의해 정의된다. NR 시스템에서 RB들은 공통 자원 블록(CRB)들과 물리 자원 블록(physical resource block, PRB)들로 분류될 수 있다. CRB들은 부반송파 간격 설정 u에 대한 주파수 도메인에서 위쪽으로(upwards) 0부터 넘버링된다. 부반송파 간격 설정 u에 대한 CRB 0의 부반송파 0의 중심은 자원 블록 격자들을 위한 공통 참조 포인트인 '포인트 A'와 일치한다. 부반송파 간격 설정 u에 대한 PRB들은 대역폭 파트(bandwidth part, BWP) 내에서 정의되고, 0부터 N size,u BWP,i-1까지 넘버링되며, 여기서 i는 상기 대역폭 파트의 번호이다. 공통 자원 블록 nu CRB와 대역폭 파트 i 내 물리 자원 블록 nPRB 간 관계는 다음과 같다: nu PRB = nu CRB + N start,u BWP,i, 여기서 N start,u BWP,i는 상기 대역폭 파트가 CRB 0에 대해 상대적으로 시작하는 공통 자원 블록이다. BWP는 주파수 도메인에서 복수의 연속한 RB를 포함한다. 예를 들어, BWP는 주어진 반송파 상의 BWP i 내 주어진 뉴머롤러지 ui에 대해 정의된 연속(contiguous) CRB들의 서브셋이다. 반송파는 최대 N개(예, 5개)의 BWP를 포함할 수 있다. UE는 주어진 컴포넌트 반송파 상에서 하나 이상의 BWP를 갖도록 설정될 수 있다. 데이터 통신은 활성화된 BWP를 통해서 수행되며, UE에게 설정된 BWP들 중 기결정된 개수(예, 1개)의 BWP만이 해당 반송파 상에서 활성화될 수 있다.
반송파 집성이 설정된 UE는 하나 이상의 셀들을 사용하도록 설정될 수 있다. UE가 다수의 서빙 셀들을 갖도록 설정된 경우, 상기 UE는 하나 또는 복수의 셀 그룹들을 갖도록 설정될 수 있다. UE는 상이한 BS들과 연관된 복수의 셀 그룹들을 갖도록 설정될 수도 있다. 혹은 UE는 단일 BS와 연관된 복수의 셀 그룹들을 갖도록 설정될 수 있다. UE의 각 셀 그룹은 하나 이상의 서빙 셀들로 구성되며, 각 셀 그룹은 PUCCH 자원들이 설정된 단일 PUCCH 셀을 포함한다. 상기 PUCCH 셀은 Pcell 혹은 해당 셀 그룹의 Scell들 중 PUCCH 셀로서 설정된 Scell일 수 있다. UE의 각 서빙 셀은 UE의 셀 그룹들 중 하나에 속하며, 다수의 셀 그룹에 속하지 않는다.
도 5는 수송 블록(transport block, TB)에 대한 전송단 측에서의 처리 과정을 예시한 것이다.
무선 신호가 무선 채널에서 겪는 오류를 수신단이 정정할 수 있도록 하기 위해서 전송단은 보내는 정보를 오류정정부호(forward error correction code)를 사용하여 부호화(coding)를 한 후 전송하게 된다. 수신단에서는 수신신호를 복조(demodulation)한 후 오류정정부호의 디코딩(decoding) 과정을 거친 후 전송 정보를 복원하게 된다. 이러한 디코딩 과정에서, 무선 채널에 의해서 생긴 수신신호상의 오류를 정정하게 된다.
데이터가 DL/UL 셀별로 매 TTI마다 최대 2개 수송 블록의 행태로 코딩 블록에 도달한다. 다음의 코딩 단계들이 DL/UL 셀의 각 수송 블록에 대해 적용될 수 있다:
- 수송 블록에 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 부가(add);
- 코드 블록 분할(segmentation) 및 코드 블록 CRC 부착(attachment);
- 채널 코딩;
- 레이트 매칭;
- 코드 블록 연접(concatenation).
실제 통신 시스템에서는 실제 구현의 편리함을 위하여 일정 크기 이상의 수송 블록의 경우 여러 개의 작은 데이터 블록으로 나누어 인코딩을 수행하게 된다. 나누어진 작은 데이터 블록을 코드 블록이라 부른다. 코드 블록은 일반적으로 같은 크기를 갖게 되지만, 채널 인코더의 내부 인터리버의 크기 제한 때문에 여러 개의 코드 블록들 중 하나의 코드 블록은 다른 크기를 가질 수도 있다. 정해진 인터리버 크기의 코드 블록 단위로 오류정정부호화 과정을 거친 후 무선 채널로 전송 시 발생하는 버스트(burst) 오류의 영향을 줄이기 위해 인터리빙이 수행된다. 그리고, 실제 무선 자원에 매핑되어 전송된다. 실제 전송시 사용되는 무선 자원의 양이 일정하기 때문에 이에 맞추기 위해서는 인코딩된 코드 블록에 대하여 레이트 매칭이 수행되어야 한다. 일반적으로 레이트 매칭은 펑처링이나 반복(repetition)으로 이루어진다. 예를 들어, 무선 자원의 양, 즉, 해당 무선 자원에 의해 전송될 수 있는 전송 비트 수가 M이고, 코딩된 비트 시퀀스, 즉, 인코더의 출력 비트 수가 N이라 하면, M과 N이 다를 경우, 상기 코딩된 비트 시퀀스의 길이를 조절하여 M과 맞추기 위한 레이트 매칭이 수행된다. M>N이면, 레이트 매칭된 시퀀스의 길이가 M과 같아지도록, 코딩된 비트 시퀀스의 비트들 중 전부 혹은 일부가 반복된다. M<N이면, 레이트 매칭된 시퀀스의 길이가 M과 같아지도록, 코딩된 비트 시퀀스의 비트들 중 일부가 펑처링되며, 펑처링된 비트는 전송에서 제외된다.
즉, 무선 통신 시스템에서는 전송단이 특정 코드 레이트를 지니는 채널 코딩을 사용하여 전송할 데이터를 인코딩한 후, 펑처링과 반복으로 이루어진 레이트 매칭 과정을 통해 전송할 데이터의 코드 레이트를 조절하게 된다.
오류정정부호는 다양한 종류가 있지만, 오류정정부호에 따라 최적의 성능을 발휘할 수 있는 정보 블록의 크기들이 정해져 있다. 큰 정보 블록 길이들에서 높은 용량 정보 성능을 갖는 많은 코딩 방식들이 이용가능하지만, 이들 중 대다수가 넓은 범위의 정보 블록 길이들 및 코드 레이트들에 걸쳐 좋은 성능을 일정하게 보여주지는 못한다. 그러나, 터보 코드, 저밀도 패리티 체크(low density parity check, LDPC) 코드 및 폴라 코드는 넓은 범위의 코딩 레이트들 및 코드 길이들에서 기대되는(promising) BLER 성능을 보여주고 있다. eMBB, 매시브 IoT 및 URLLC와 같은 다양한 경우들에 대한 요구가 증가함에 따라 터보 코드들보다 더 강한 채널 코딩 효율성을 제공하는 코딩 방식에 대한 요구가 있다. 또한, 채널이 현재 수용할 수 있는 가입자의 최대 수 면에서의 증가, 즉, 용량 면에서의 증가도 요구되고 있다. 다양한 오류정정부호들 중에서 폴라 코드는, 기존 채널 코드들의 문제점을 해결할 수 있는 새로운 프레임워크를 제공하는 코드로서, Bikent 대학의 Arikan에 의해 발명되었다(참고: E. Arikan, "Channel Polarization: A Method for Constructing Capacity-Achieving Codes for Symmetric Binary-Input Memoryless Channels," in IEEE Transactions on Information Theory, vol. 55, no. 7, pp. 3051-3073, July 2009). 폴라 코드는 낮은 인코딩 및 디코딩 복잡도를 갖는, 수학적으로 증명된, 첫 용량-수용(capacity-achieving) 코드이다. 폴라 코드는 아무런 오류 흐름이 존재하지 않으면서 큰 정보 블록 길이들에서 터보 코드의 성능을 능가한다. 이하, 폴라 코드를 이용한 채널 코딩을 폴라 코딩이라고 칭한다.
폴라 코드들은 주어진 이진 이산 무기억 채널(binary discrete memoryless channel)에서 채널 용량을 이룰(achieve) 수 코드로 알려져 있다. 이는 정보 블록 크기가 충분히 클 때만 이루어질 수 있다. 즉, 폴라 코드는 코드의 크기 N을 무한히 크게 하면 채널 용량을 이룰 수 있는 코드이다. 폴라 코드들은 인코딩 및 디코딩의 복잡도가 적으며 성공적으로 디코딩될 수 있다. 폴라 코드는 선형 블록 오류 정정 코드의 일종이며, 회귀적인(recursive) 다수의 연접(concatenation)이 폴라 코드를 위한 기본 빌딩 블록이며, 코드 구성(code construction)을 위한 기초이다. 물리 채널들을 가상 채널들로 변환하는 채널의 물리적 변환이 일어나며, 이러한 변환은 회귀적인 다수의 연접을 기반으로 한다. 다수의 채널들이 곱해지고 누적되면, 상기 채널들의 대부분은 좋아지거나 아니면 나빠지게 되며, 폴라 코드 배후에 있는 이 아이디어는 좋은 채널들을 사용하는 것이다. 예를 들어, 좋은 채널들을 통해 레이트 1로 데이터를 보내고, 나쁜 채널들을 통해 레이트 0으로 보내는 것이다. 즉, 채널 양극화를 통해 채널들은 일반(normal) 상태로부터 양극화(polarize)된 상태로 들어가게 된다.
도 6은 폴라 인코더를 위한 블록도의 예이다.
도 6(a)는 폴라 코드의 기본(base) 모듈을 나타낸 것으로, 특히 폴라 코딩을 위한 첫 번째 레벨 채널 컴바이닝을 예시한 도면이다. 도 6(a)에서 W 2는 이진 이산 무기억 채널(B-DMC), W, 2개를 컴바이닝하여 얻어진 전체 등가(equivalent) 채널을 의미한다. 여기서, u1, u2는 이진-입력 소스 비트들이며, y1, y2는 출력 코딩된 비트(output coded bit)들이다. 채널 컴바이닝(channel combining)은 B-DMC 채널을 병렬적으로(parallel) 연접하는 과정이다.
도 6(b)은 상기 기본 모듈에 대한 기본 행렬 F를 나타낸 것으로, 기본 행렬 F로의 이진-입력 소스 비트들 u1, u2과 해당 출력 x1, x2는 다음의 관계를 갖는다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000003
채널 W 2는 최고 레이트인 대칭 용량 I(W)를 이룰 수 있다. B-DMC W에서 대칭 용량은 중요한 파라미터로서, 상기 대칭 용량은 레이트의 측정을 위해 사용되며, 신뢰할 수 있는 통신이 상기 채널 W를 걸쳐 일어날 수 있는 최고 레이트이다. B-DMC는 다음과 같이 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000004
주어진 B-DMC W의 N개 독립(independent) 카피들로부터 N개 이진 입력 채널들의 두 번째 세트를 합성(synthesize) 혹은 생성(create)하는 것이 가능하며, 상기 채널들은 속성(property)들 {W N (i): 1 <= i <=N}을 갖는다. N이 커지면, 채널들의 일부는 1에 가까운 용량을 갖는 채널이 되고, 나머지는 0에 가까운 용량을 갖는 채널이 되는 경향이 있다. 이를 채널 양극화(polarization)라고 한다. 다시 말해 채널 양극화는 주어진 B-DMC W의 N개 독립 카피들을 사용하여 두 번째 세트의 N개 채널들 {W N (i): 1 <= i <= N}을 생성하는 프로세스이며, 채널 양극화 효과는 N이 커지면 모든 대칭 용량 항들(terms) {I(W N (i))}이 인덱스들 i의 사라지는(vanishing) 부분(fraction)을 제외하고 모두 0 또는 1이 되는 경향을 의미한다. 다시 말해, 폴라 코드들에서 채널 양극화 뒤에 있는 개념은 I(W)의 대칭적(symmetric) 용량을 갖는 채널(예, additive white Gaussian noise channel)의 N개 카피(copy)들(즉, N개 전송들)을 1 또는 0에 가까운(close) 용량의 극단적(extreme) 채널들로 변환(transform)하는 것이다. N개의 채널들 중에서 I(W) 부분(fraction)은 완벽한(perfect) 채널들이 될 것이고 1-I(W) 부분은 완전히 잡음 채널들이 될 것이다. 그리고 나서 정보 비트들은 좋은 채널들을 통해서만 보내지고, 다른 채널들로의 입력들은 1 또는 0으로 프로즌된다. 채널 양극화의 양은 블록 길이와 함께 증가한다. 채널 양극화는 2가지 국면(phase)로 구성된다: 채널 컴바이닝 국면 및 채널 스플리팅 국면.
도 7은 채널 양극화를 위한 채널 컴바이닝과 채널 스플리팅의 개념을 예시한 것이다. 도 7에 예시된 바와 같이 원본 채널 W의 N개 카피들을 적절히 컴바이닝하여 벡터 채널 W vec을 만든 후 양극화된 새로운 채널들로 스플리팅하면, 충분히 큰 N의 경우, 상기 양극화된 새로운 채널들은 각각 채널 용량 C(W)=1과 C(W)=0으로 구분된다. 이 경우, 채널 용량 C(W))=1인 채널을 통과하는 비트는 오류 없이 전송 가능하므로 채널 용량 C(W)=1인 채널로는 정보 비트를 전송하고, 채널 용량 C(W)=0인 채널을 통과하는 비트는 정보 전송이 불가능하므로 의미 없는 비트인 프로즌 비트를 전송하는 것이 좋다.
도 7(a)를 참조하면, 주어진 B-DMC W의 카피들을 회귀적 방식으로 컴바이닝하여, W N: XN→YN에 의해 주어지는 벡터 채널 W vec이 출력될 수 있다. 여기서 N=2n이며 n은 0보다 크거나 같은 정수이다. 회귀(recursion)은 항상 0번째 레벨에서 시작하며, W 1 = W이다. n=1은 W 1의 2개 독립 카피들이 함께 컴바이닝하는 첫 번째 레벨의 회귀를 의미한다. 상기 2개 카피들을 컴바이닝하면 채널 W 2: X2→Y2이 얻어진다. 이 새로운 채널 W 2의 전이 확률(transitional probability)은 다음 식에 의해 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000005
상기 채널 W 2이 얻어지면, W 2의 2개 카피들을 컴바이닝하여 채널 W 4의 단일 카피가 얻어질 수 있다. 이러한 회귀는 다음 전이 확률을 갖는 W 4: X4→Y4에 의해 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000006
도 7(b)에서 G N은 크기 N인 생성기 행렬이다. 도 7(b)의 G N으로의 입력 u N 1과 출력 x N 1의 관계는 x N 1 = u N 1 G N로 표현될 수 있다. 여기서 x N 1 = {x1, ..., xN}, u N 1 = {u1, ..., uN}이다. N개의 B-DMC들을 컴바이닝할 때, 각각의 B-DMC는 회귀적인 형태로 표현될 수 있다. 즉, GN은 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000007
여기서 ⓧ는 Kronecker 곱(product)이며, N=2n, 모든 n>=1에 대해 F ⓧn = FⓧF ⓧ(n-1)이고, F ⓧ0 = 1이다. B N은 비트-리버설로서 알려진 퍼뮤테이션 행렬이며, B N = R N(I 2ⓧB N/2)로서 회귀적으로(recursively) 산출(compute)될 수 있다. I 2는 2-차원(2-dimnsional) 단위(identity) 행렬이고, 이 회귀(recursion)는 B 2=I 2로 초기화된다. R N은 비트-리버설 인터리버이며, 입력 s N 1 = {s1, ..., sN}을 출력 x N 1 = {s1, s3,..., sN-1, s2, ..., sN}로 매핑하는 데 사용된다. 예를 들어, G 2는 도 6(b)에 도시된 기본 행렬 F에 해당한다. G 4는 다음 행렬로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000008
비트-리버설 인터리버는 전송단에 포함되지 않을 수도 있다. 비트-리버설 인터리버를 고려하지 않으면, G N = (G 2)ⓧn(여기서, N=2n)으로 표현될 수 있다. (G 2)ⓧn은 행렬 G 2의 n차(n-th) Kronecker 거듭제곱(power)이며, 여기서 G 2는 도 6(b)에 도시된 기본 행렬 F와 같다.
수학식 5의 관계가 도 8에 도시된다.
도 8은 폴라 코드를 위한 N-번째 레벨 채널 컴바이닝을 예시한 것이다.
N개의 B-DMC W을 컴바이닝한 후 특정 입력에 대한 등가 채널(equivalent channel)을 정의하는 과정을 채널 스플리팅이라고 한다. 채널 스플리팅은 다음 수학식과 같은 채널 전이 확률(channel transition probability)로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000009
채널 양극화는 다음과 같은 특성을 갖는다:
> Conservation: C(W-) + C(W+) = 2C(W),
> Extremization: C(W-) <= C(W) <= C(W+).
채널 컴바이닝과 채널 스플리팅을 거친 경우 다음과 같은 정리(theorem)를 얻을 수 있다.
* 정리(theorem): 임의(any) B-DMC W에 대해, 채널들 {W N (i)}은 다음과 같은 의미에서 양극화된다. 임의의 고정된 δ∈{0,1}에 대해, 2의 거듭제곱(power)을 통해 N이 무한대로 감에 따라, I(W N (i))∈(1-δ,1]인 인덱스들 i∈{1,...,N}의 부분(fraction)은 I(W)로 가며, I(W N (i))∈[0,δ)인 부분은 1-I(W)로 간다. 그러므로, N→∞면, 채널들은 완벽히 잡음이거나 아니면 잡음에 자유롭게 양극화되며, 이러한 채널들을 전송단에서 정확히 알 수 있다. 따라서, 나쁜 채널들을 고정하고 고딩되지 않은 비트들을 좋은 채널들 상에서 전송할 수 있다.
즉, 폴라 코드의 크기 N이 무한대가 되면, 채널은 특정 입력 비트(input bit)에 대해 잡음이 많거나 잡음이 없는 채널이 된다. 이는 특정 입력 비트에 대한 등가 채널의 용량이 0 또는 I(W)로 구분되는 것과 같은 의미이다.
폴라 인코더(polar encoder)의 입력(input)은 정보 데이터가 맵핑되는 비트 채널과 그렇지 않은 비트 채널로 구분된다. 앞서 설명한 바와 같이 폴라 코드의 이론에 따르면 폴라 코드의 코드워드가 무한대(infinity)로 갈수록 입력 비트 채널들이 잡음 없는 채널과 잡음 채널로 구분될 수 있다. 따라서, 잡음 없는 비트 채널에 정보를 할당하면, 채널 용량을 얻을 수 있다. 그러나, 실제로는 무한 길이의 코드워드를 구성할 수 없기 때문에 입력 비트 채널의 신뢰도를 계산하여 그 순서대로 데이터 비트를 할당한다. 본 명세에서 데이터 비트가 할당되는 비트 채널은 좋은 비트 채널이라고 칭한다. 좋은 비트 채널은 데이터 비트가 매핑되는 입력 비트 채널이라고 할 수 있다. 그리고, 데이터가 맵핑되지 않는 비트 채널을 프로즌 비트 채널이라 칭하고, 프로즌 비트 채널에는 알려진 값(예, 0)을 입력하여 인코딩이 수행된다. 전송단과 수신단에서 알고 있는 값이면 아무 값이나 프로즌 비트 채널에 매핑될 수 있다. 펑처링 또는 반복을 수행할 때, 좋은 비트 채널에 대한 정보가 활용될 수 있다. 예를 들어, 정보 비트에 할당되지 않는 입력 비트 위치에 해당되는 코드워드 비트(즉, 출력 비트) 위치가 펑처링될 수 있다.
폴라 코드의 디코딩 방식은 연속 소거(successive cancellation, SC) 디코딩 방식이다. SC 디코딩 방식은 채널 전이 확률을 구하여, 이를 입력 비트에 대한 라이클리후드 비율(likelihood ratio, LLR)을 계산하는 방식이다. 이때, 채널 전이 확률은 채널 컴바이닝과 채널 스플리팅 과정이 회귀적인(recursive) 형태로 이루어진 특성을 이용하면 회귀적인 형태로 계산될 수 있다. 따라서, 최종적으로 LLR 값도 회귀적인 형태로 계산할 수 있다. 우선 입력 비트 ui에 대한 채널 전이 확률 WN (i)(y1 N,u1 i-1|u1)는 다음과 같이 얻어질 수 있다. u1 i는 홀수 인덱스(odd index), 짝수 인덱스(even index)로 분리되어, u1,o i, u1,e i와 같이 표현될 수 있다. 채널 전이 확률은 다음 수학식들과 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000010
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폴라 디코더는 정보를 검색(retrieve)하며, 상기 폴라 코드에 알려진 값들(예, 수신 비트들, 프로즌 비트들 등)을 가지고 uN 1의 추정치(estimate) u^N 1를 생성한다. LLR은 다음과 같이 정의된다.
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LLR은 다음과 같이 회귀적으로 계산될 수 있다.
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LLR들의 회귀적 계산은 LLR L(1) 1(yi) = W(yi|0)/W(yi|1)인 코드 길이 1로 역추적(trace back)된다. L(1) 1(yi)는 채널로부터 관찰된 소프트 정보이다.
폴라 인코더 및 SC 디코더의 복잡도는 폴라 코드의 길이 N에 따라 달라지는 데, O(NlogN)의 복잡도를 갖는다고 알려져 있다. 길이 N의 폴라 코드에서 K개의 입력 비트들을 가정할 때, 코딩 레이트는 N/K가 된다. 데이터 페이로드 크기 N의 폴라 인코더의 생성기 행렬을 G N이라 하면, 인코딩된 비트(encoded bit)는 x N 1 = u N 1 G N와 같이 표현될 수 있으며, u N 1 중 K 개의 비트는 페이로드 비트에 해당하고 상기 페이로드 비트에 대응하는 G N의 행(row) 인덱스를 i라 하고, 나머지 N-K개의 비트에 대응하는 G N의 행 인덱스를 F라고 가정한다. 이와 같은 폴라 코드의 최소 거리는 dmin(C) = mini∈I2wt(i)와 같이 주어질 수 있다. 여기서 wt(i)는 i의 이진 확장 내 1의 개수(the number of ones in the binary expansion of i)이며, i=0,1,...,N-1이다.
SC 리스트(SCL) 디코딩은 기본적(basic) SC 디코더의 확장이다. 이 종류의 디코더에서는 디코딩의 각 단계(stage)에서 L 디코딩 경로들이 동시에(simultaneously) 고려된다. 여기서 L은 정수이다. 다시 말해, 폴라 코드의 경우 리스트-L 디코딩 알고리즘은 디코딩 과정에서 L개의 경로를 동시에 추적하는 알고리즘이다.
도 9은 리스트-L 디코딩 과정에서 디코딩 경로들의 진화(evolution)을 예시한 것이다. 설명의 편의를 위해 결정되어야 하는 비트의 개수가 n이고, 모든 비트들이 프로즌되어 있지 않다고 가정한다. 리스트 크기 L = 4이면, 각 레벨은 아래방향으로 이어지는(continue) 경로들이 있는 노드를 많아야 4개 가진다. 이어지지 않는(discontinue) 경로들은 도 9에서 점선으로 표시된다. 도 9를 참조하여, 리스트-L 디코딩에서 디코딩 경로들이 진화하는 과정을 설명하면 다음과 같다. i) 리스트-L 디코딩이 시작하며, 첫 번째 프로즌되지 않은(unfrozen) 비트는 0 아니면 1일 수 있다. ii) 리스트-L 디코딩이 계속된다. 두 번째 프로즌되지 않은 비트들은 0 아니면 1일 수 있다. 경로들의 개수가 L=4보다 많지 않으므로, 아직 가지치기(prune)를 할 필요가 없다. iii) 첫 번째 비트(즉, 첫 번째 레벨의 비트), 두 번째 비트(즉, 두 번째 레벨의 비트) 및 세 번째 비트(즉, 세 번째 레벨의 비트)에 대한 모든 옵션들을 고려하는 것은 8개 디코딩 경로를 초래하며, L=4이기 때문에 8개 디코딩 경로는 너무 많다. iv) 상기 8개 디코딩 경로를 L=4개의 유망한(promising) 경로들로 가지치기한다. v) 네 번째 프로즌되지 않은 비트의 2개 옵션들을 고려함으로써 4개의 활성(active) 경로들을 계속(continue)한다. 이 경우, 경로의 개수가 8개로 2배가 되며, L=4이므로 경로의 개수가 너무 많다. vi) 다시, L=4개의 최선(best) 경로들로 가지치기한다. 도 9의 예시에서는 4개 후보 코드워드들 0100, 0110, 0111 및 1111이 얻어지며, 이들 중 하나가 원본 코드워드와 가장 유사한 코드워드로서 결정된다. 일반적인 디코딩 과정에서와 마찬가지로, 예를 들어, 가지치기 과정 혹은 최종 코드워드를 결정하는 과정에서 LLR 절대 값의 합이 가장 큰 경로가 생존하는(survival) 경로로서 선택될 수 있다. CRC가 있는 경우, CRC를 통해 생존 경로가 선택될 수도 있다.
한편, CRC 보조(aided) SCL 디코딩은 CRC를 이용한 SCL 디코딩으로서, 폴라 코드의 성능을 개선한다. CRC는 정보 이론 및 코딩 분야에서 오류 검출 및 오류 정정에 가장 널리 사용되는 기법(technique)이다. 예를 들어, 오류 정정 인코더로의 입력 블록이 K 비트이고, 정보 비트의 길이가 k, CRC 시퀀스의 길이가 m 비트이면, K = k+m이다. CRC 비트들은 오류 정정 코드를 위한 소스 비트들의 일부이며, 인코딩에 사용되는 채널 코드의 크기가 N이면, 코드 레이트 R은 R=K/N으로서 정의된다. CRC 보조 SCL 디코딩은 수신 장치에서 각 경로에 대해 순환 리던던시 체크(cyclic redundancy check, CRC) 코드를 확인하면서 오류 없는 경로를 검출함을 목적으로 한다. SCL 디코더는 후보 시퀀스들을 CRC 검출기로 출력하며 상기 CRC 검출기는 체크 결과를 코드워드 결정을 돕기 위해 피드백한다.
SCL 디코딩 혹은 CRC 보조 SCL 디코딩은 SC 알고리즘에 비해 복잡하지만 디코딩 성능이 우수하다는 장점이 있다. 폴라 코드의 리스트-L 디코딩 알고리즘에 대한 보다 자세한 사항은 'I. Tal and A. Vardy, "List decoding of polar codes," in Proc. IEEE Int. Symp. Inf. Theory, pp. 1-5, Jul. 2011'을 참조한다.
도 10은 폴라 코드에서 정보 비트(들)이 할당될 위치(들)을 선택하는 개념을 설명하기 위해 도시된 것이다.
도 10의 예에서, 머더 코드의 크기 N=8, 즉, 폴라 코드의 크기 N=8이고, 코드 레이트가 1/2라고 가정된다.
도 10에서 C(Wi)는 채널 Wi의 용량으로서, 폴라 코드의 입력 비트들이 겪을 채널들의 신뢰도에 대응한다. 폴라 코드의 입력 비트 위치들에 대응하는 채널 용량들이 도 10에 도시된 바와 같다고 하면, 도 10에 도시된 대로 입력 비트 위치들의 신뢰도에 랭크(rank)가 매겨질 수 있다. 이 경우, 코드 레이트 1/2로 데이터를 전송하기 위해, 전송 장치는 상기 데이터를 이루는 4개 비트들을 폴라 코드의 8개 입력 비트 위치들 중에서 채널 용량이 높은 4개 입력 비트 위치들(즉, 도 10의 입력 비트 위치들 u1 ~ u8 중 u4, u6, u7 및 u8로 표시된 입력 비트 위치들)에 할당하고, 나머지 입력 비트 위치들은 프로즌한다. 도 10의 폴라 코드에 대응하는 생성기 행렬 G 8은 다음과 같다. 상기 생성기 행렬 G 8는 (G 2)ⓧn을 기반으로 얻어질 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000014
도 10의 u1부터 u8까지로 표시된 입력 비트 위치들은 G 8의 최상위 행(row)부터 최하위 행까지의 행들에 일대일로 대응한다. 도 10을 참조하면 u8에 대응하는 입력 비트는 모든 출력 코딩된 비트들에 영향을 미침을 알 수 있다. 반면, u1에 대응하는 입력 비트는 출력 코딩된 비트들 중 y1에만 영향을 미침을 알 수 있다. 수학식 12를 참조하면, 이진-입력 소스 비트들 u1 ~ u8와 G 8이 곱해졌을 때 해당 입력 비트를 모든 출력 비트들에 나타나도록 하는 행(row)은 G 8의 행들 중 모든 원소가 1인 행인 최하위 행 [1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1]이다. 반면, 해당 이진-입력 소스 비트를 1개 출력 비트에만 나타나도록 하는 행은 G8의 행들 중 1개의 원소가 1인 행, 즉, 행 무게(weight)가 1인 [1, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0]이다. 마찬가지로, 행 무게가 2인 행은 해당 행에 대응하는 입력 비트를 2개 출력 비트에 반영시킨다고 할 수 있다. 도 10 및 수학식 12를 참조하면, u1 ~ u8는 G 8의 행들에 일대일로 대응하며, u1 ~ u8의 입력 위치들, 즉, G 8의 행들에 상기 입력 위치들을 구분하기 위한 비트 인덱스들이 부여될 수 있다.
폴라 코드에서는 G N로의 N개 입력 비트들에 대해 행 무게가 가장 작은 최상위 행부터 시작하여 비트 인덱스 0부터 N-1까지 순차적으로 비트 인덱스들이 할당되어 있다고 가정될 수 있다. 예를 들어, 도 10을 참조하면, u1의 입력 위치, 즉, G 8의 첫 번째 행에 비트 인덱스 0가 부여되고, u8의 입력 위치, 즉, G 8의 마지막 행에 비트 인덱스 7이 부여된다. 다만, 비트 인덱스들은 폴라 코드의 입력 위치들을 나타내기 위해 사용되는 것이므로, 이와 다르게 할당될 수 있다. 예를 들어, 행 무게가 가장 큰 최하위 행부터 시작하여 비트 인덱스 0부터 N-1까지 할당될 수 있다.
출력 비트 인덱스의 경우, 도 10 및 수학식 12에 예시된 바와 마찬가지로, GN의 열들 중 열 무게가 가장 큰 첫 번째 열부터 열 무게가 가장 작은 마지막 열까지 비트 인덱스 0부터 N-1까지, 혹은 비트 인덱스 1부터 N까지 부여되어 있다고 가정될 수 있다.
폴라 코드에서는 정보 비트와 프로즌 비트를 설정하는 것이 폴라 코드의 구성 및 성능에 있어 가장 중요한 요소들 중 하나이다. 즉, 입력 비트 위치들의 랭크를 정하는 것이 폴라 코드의 성능 및 구성에 있어서 중요한 요소라고 할 수 있다. 폴라 코드에 대해, 비트 인덱스들은 폴라 코드의 입력 혹은 출력 위치들을 구분할 수 있다. 폴라 코드에 대해, 비트 위치들의 신뢰도의 오름차순으로 아니면 내림차순으로 나열하여 얻어진 시퀀스를 비트 인덱스 시퀀스 혹은 폴라 시퀀스라고 한다. 즉, 상기 비트 인덱스 시퀀스는 폴라 코드의 입력 혹은 출력 비트 위치들의 신뢰도를 오름차순 혹은 내림차순으로 나타낸다. 전송 장치는 입력 비트 인덱스 시퀀스를 기반으로 신뢰도가 높은 입력 비트들에 정보 비트들을 입력하고 폴라 코드를 이용하여 인코딩을 수행하며, 수신 장치는 동일한 혹은 대응 입력 비트 인덱스 시퀀스를 이용하여 정보 비트가 할당된 입력 위치들 또는 프로즌 비트가 할당된 입력 위치들을 알 수 있다. 즉, 수신 장치는 전송 장치가 사용한 입력 비트 인덱스 시퀀스와 동일한 혹은 대응 입력 비트 인덱스 시퀀스와 해당 폴라 코드를 이용하여 폴라 디코딩을 수행할 수 있다. 폴라 코드에 대해, 입력 비트 인덱스 시퀀스는 신뢰도가 높은 입력 비트 위치(들)에 정보 비트(들)이 할당될 수 있도록 미리 정해져 있다고 가정될 수 있다. 본 명세서에서 입력 비트 인덱스 시퀀스는 폴라 시퀀스라고 칭하기도 한다.
도 11은 폴라 코드에 대한 펑처링 및 정보 비트 할당을 예시한 것이다. 도 11에서 F는 프로즌 비트를, D는 정보 비트를, 0은 스키핑 비트를 나타낸다.
코딩된 비트들 중 펑처링되는 비트의 인덱스 혹은 위치에 따라 정보 비트가 프로즌 비트로 변경되는 경우가 발생할 수 있다. 예를 들어, N=8인 머더 코드에 대한 출력 코딩된 비트들은 Y8, Y7, Y6, Y4, Y5, Y3, Y2, Y1의 순으로 펑처링되어야 하는 경우, 타겟 코드 레이트가 1/2인 경우, 도 9에 예시된 바와 같이, Y8, Y7, Y6 및 Y4가 펑처링되고, Y8, Y7, Y6 및 Y4와만 연결된 U8, U7, U6 및 U4가 0으로 프로즌되며 이 입력 비트들은 전송되지 않는다. 코딩된 비트의 펑처링에 의해 프로즌 비트로 변경되는 입력 비트를 스키핑(skipping) 비트 혹은 쇼트닝(shortening) 비트라고 하며, 해당 입력 위치를 스키핑 위치 혹은 쇼트닝 위치라고 한다. 쇼트닝은 입력 정보의 크기(즉, 정보 블록의 크기)는 유지하면서 보내고 원하는 출력 비트 위치에 연결된 입력 비트 위치에 알려진 비트를 삽입하는 레이트 매칭 방법이다. 생성기 행렬 G N에서 열 무게가 1인 열에 해당하는 입력부터 쇼트닝이 가능하며, 열 무게가 1인 열과 행을 제거하고 남은 행렬에서 다시 열 무게가 1인 열에 해당하는 입력이 다음으로 쇼트닝될 수 있다. 정보 비트들이 모두 펑처링되어버리는 것을 방지하기 위해 정보 비트 위치에 할당되었어야 할 정보 비트는 프로즌 비트 위치 세트 내에서 높은 신뢰도의 순으로 재할당될 수 있다.
폴라 코드의 경우, 디코딩은 일반적으로 다음과 같은 순서로 수행된다.
> 1. 신뢰도가 낮은 비트(들)이 먼저 복원된다. 디코더의 구조에 따라 달라지기는 하지만, 인코더에서의 입력 비트 인덱스(이하, 인코더 입력 비트 인덱스 혹은 비트 인덱스)가 작은 쪽이 보통 신뢰도가 낮기 때문에 일반적으로는 인코더 입력 비트 인덱스가 작은 쪽부터 순차적으로 디코딩이 수행된다.
> 2. 복원된 비트에 대해 알려진 비트 정보가 있을 경우 상기 알려진 비트를 상기 복원된 비트와 함께 이용하거나, 1의 과정을 생략하고 특정 입력 비트 위치에 대해 알려진 비트를 바로 이용하여 알려지지 않은(unknown) 비트인 정보 비트를 복원한다. 상기 정보 비트는 소스 정보 비트(예, 수송 블록의 비트)일 수도 있고, CRC 비트일 수도 있다.
앞서 설명한 있듯이 채널 컴바이닝과 채널 스플릿팅의 과정을 거치면 등가(equivalent) 채널이 잡음 채널(noisy channel) 및 잡음 자유 채널(noise free channel)로 구분되며, 데이터 페이로드는 잡음 자유 채널(noise free channel)로 전송되어야 한다. 즉, 잡음 자유의 등가 채널을 통해 데이터 페이로드가 전송되어야 원하는 성능을 얻을 수 있다. 이 때, 잡음 자유의 등가 채널은 각 입력 비트에 대해서 등가 채널의 값
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000015
을 구함으로써 결정될 수 있다. Z(W)는 Battacharyya 파라미터라고 불리며, 이진 입력 0 또는 1의 전송에 대한 MAP(maximum a posteriori probability) 결정(decision)을 수행될 때 오류 확률의 상한(upper-bound)에 해당하는 값일 수 있다. 따라서, 전송단은 값 Z(W)을 구하여 값 Z(W)의 오름차순(예, 작은 순)으로 데이터 페이로드만큼 등가 채널(들)을 선택하여 상기 데이터 페이로드의 전송에 사용할 수 있다. Z(W)는 이진 소거 채널(binary erasure channel, BEC)에 대해서는 다음과 같은 수식으로 얻어질 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000016
예를 들어, BEC 채널의 이진 확률 0.5인 코드 블록의 크기가 8일 때, 수학식 11을 이용하여 Z(W) 값을 계산하면 다음과 같다: Z(W) = {1.00, 0.68, 0.81, 0.12, 0.88, 0.19, 0.32, 0.00}이다. 따라서, 데이터 페이로드의 크기가 2인 경우에는 값 Z(W) = 0.00인 등가 채널 8과 값 Z(W) = 0.12인 등가 채널 4를 통해 상기 데이터 페이로드가 전송되면 된다.
앞서 언급하였듯이 폴라 인코더에서 입력 위치들에 따라 신뢰도(reliability)가 서로 다르기 때문에, 전송단은 데이터 블록(즉, 인코딩 전 정보 블록)의 크기에 따라 신뢰도 순으로 해당 데이터 블록을 비트 채널(들)에 할당하고 나머지는 모두 프로즌(예, 값 '0')으로 세팅하여 인코딩을 수행할 수 있다. 예를 들어, 폴라 인코더의 머더 코드 크기(즉, 상기 폴라 인코더가 인코딩할 수 있는 코드 블록의 최대 크기)를 N, 상기 폴라 인코더로 입력되는 데이터 블록의 크기를 K라 하면 신뢰도 순으로 K개의 비트 채널들에 상기 데이터 블록의 비트들이 배치되고, N-K개의 비트 채널(들)은 0으로 세팅하여 폴라 인코딩을 수행한다.
다음은 NR 시스템에서 사용되는 폴라 시퀀스(3GPP TS 38.212 Rel-15에 정의된 폴라 시퀀스 참조)를 나타낸 것이다.
<폴라 시퀀스>
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Figure PCTKR2023006635-appb-img-000018
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000019
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000020
위 표는 폴라 시퀀스 Q 0 Nmax-1 및 그 해당 신뢰도(reliability) W(Q i Nmax)를 나타낸 것으로서, 위 표에서 W는 W(Q i Nmax)를 의미하고, I는 Q i Nmax를 의미한다. 즉, 폴라 시퀀스 Q 0 Nmax-1 = {Q 0 Nmax, Q 1 Nmax,..., Q Nmax-1 Nmax}이 위 표에 의해 주어지며, 여기서 0 <= Q i Nmax <= Nmax-1은 i=0,1,...,Nmax-1에 대해 폴라 인코딩 전의 비트 인덱스(즉, 비트 채널 인덱스)를 나타내며, 3GPP TS 38.212 Rel-15에서 Nmax=1024이다. 상기 폴라 시퀀스 Q 0 Nmax-1는 신뢰도의 오름차순 W(Q 0 Nmax)<W(Q 1 Nmax)<...<W(Q Nmax-1 Nmax)이며, W(Q i Nmax)는 비트 인덱스 Q i Nmax의 신뢰도를 나타낸다. 예를 들어, 위 표를 참조하면, 비트 인덱스 Q i Nmax=4의 신뢰도 W(Q i Nmax)=3는 비트 인덱스 Q i Nmax=3의 신뢰도 W(Q i Nmax)=7보다 낮다. 즉 위 표는 Nmax=1024인 폴라 코드의 1024개 입력 위치들을 각각 나타내는 비트 인덱스들 0~1023을 신뢰도의 오름차순으로 나열한 것이라고 할 수 있다.
N개 비트들로 인코딩되는 임의의(any) 정보 블록에 대해(for any information block encoded to N bits), 동일(same) 폴라 시퀀스 Q 0 N-1 = {Q 0 N, Q 1 N, Q 2 N,..., Q N-1 N}이 사용된다. 상기 폴라 시퀀스 Q 0 N-1는 신뢰도 W(Q 0 N)<W(Q 1 N)<W(Q 2 N)<...<W(Q N-1 N)의 오름차순으로 정렬(order)되는, N보다 작은 값들의 모든 요소들 Q i Nmax를 갖는(with), 폴라 시퀀스 Q 0 Nmax-1의 서브셋이다. 예를 들어, N=8이면, 폴라 시퀀스 Q 0 7은 폴라 시퀀스 Q 0 Nmax-1의 요소들 중 Q i Nmax<8인 요소들을 가지며, Q i Nmax<8인 요소들은 신뢰도 W(0)<W(1)<W(2)<W(4)<W(3)<W(5)<W(6)<W(7)의 오름차순으로 정렬(order)된다.
예를 들어, 표 3은 N=512인 폴라 시퀀스에서 폴라 코드로의 정보 블록의 크기 K=10을 위한 입력 비트 위치들을 나타낸 것이다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000021
표 3은 N=512인 폴라 시퀀스의 요소들 중 K=10을 위한 10개 요소들을 신뢰도의 오름차순으로 정렬한 것이다. 전술한 <폴라 시퀀스> 표를 참조하면, N=512보다 작은 I(=Q i Nmax) 값들 중에서 상위 10개 신뢰도 W(Q i Nmax)를 갖는 I는 {479, 495, 503, 505, 506, 507, 508, 509, 510, 511}이며, {479, 495, 503, 505, 506, 507, 508, 509, 510, 511}를 해당 신뢰도 W의 오름차순으로 정렬하면, 표 3에 예시된 N=512인 폴라 시퀀스에서 K=10을 위한 비트 인덱스들의 세트인 {505, 506, 479, 508, 495, 503, 507, 509, 510, 511}가 얻어질 수 있다.
채널 코딩으로의 비트 시퀀스 입력을 c0,c1,c2,c3,...,cK-1이라고 표시하면, 상기 비트들을 인코딩한 후에는 d0,d1,d2,d3,...,dN-1에 의해 표시된다. 여기서 K는 인코딩할 비트들의 개수이고, N=2n이다. N=2n에서 n의 값은 예를 들어 다음 표에 의해 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000022
표 4에서, nmax는 채널 또는 제어 정보의 타입에 따라, 및/또는 채널 코딩 블록에 입력되는 정보 비트들의 개수에 따라 기결정된 값일 수 있다. 예를 들어, BCH를 위한 nmax는 9로, 하향링크 제어 정보를 위한 nmax는 9로, 상향링크 제어 정보를 위한 nmax는 10으로 기결정될 수 있다.
표 4에서, E는 레이트 매칭 출력 시퀀스 길이이다. 레이트 매칭 출력 시퀀스 길이 E는 채널의 타입에 따라, 제어 정보의 타입에 따라, 채널 혹은 제어 정보가 매핑되는 자원의 양에 따라, 및/또는 제어 정보의 전송에 사용되는 코드 블록의 개수에 따라 기결정되는 값일 수 있다. 예를 들어, BCH를 위한 레이트 매칭 출력 시퀀스 길이 E=864이고, 하향링크 제어 정보를 위한 레이트 매칭 출력 시퀀스 길이 E=864이며, 상향링크 제어 정보를 위한 레이트 매칭 출력 시퀀스 길이 E는 UCI를 나르는 OFDM 심볼들의 개수, 자원 블록들의 개수, 확산 인자(spreading factor), UCI를 위한 코드 블록들의 개수, 및/또는 UCI 페이로드에 포함된 UCI 타입(예, HARQ-ACK, 스케줄링 요청(scheduling request, SR), 채널 상태 정보(channel state information, CSI)) 등을 통해 기결정되는 값일 수 있다.
N개 비트들로 인코딩되는 임의의(any) 정보 블록에 대해(for any information block encoded to N bits), 동일(same) 폴라 시퀀스 Q 0 N-1 = {Q 0 N, Q 1 N, Q 2 N,..., Q N-1 N}이 사용된다. 상기 폴라 시퀀스 Q 0 N-1는 신뢰도 W(Q 0 N)<W(Q 1 N)<W(Q 2 N)<...<W(Q N-1 N)의 오름차순으로 정렬(order)되는, N보다 작은 값들의 모든 요소들 Q i Nmax를 갖는(with), 폴라 시퀀스 Q 0 Nmax-1의 서브셋이다.
NR 시스템에서는 특정 조건 하에, 예를 들어, 18 <= 폴라 코드 정보 크기 <= 25인 경우에, 폴라 코드를 사용했을 때의 성능(예, BLER) 향상을 위한 패리티 체크 비트들이 생성된다. 여기서 폴라 코드 정보 크기(polar code information size) K는 폴라 코딩을 통해 인코딩되는 정보 비트들의 개수이다. 예를 들어, 코드 블록 + 코드 블록 CRC 비트(들)의 총 합이 폴라 코드 정보 크기가 될 수 있다.
도 12는 폴라 코드에서 사용되는 패리티 체크 비트(들)을 생성하는 방법을 예시한다.
몇몇 구현들에서 폴라 인코더의 입력에 데이터 블록(즉, 정보 블록)의 일부를 이용하여 생성된 패리티 체크(parity check, PC) 비트(들)을 배치하는 폴라 코드인 PC 폴라 코드가 사용될 수 있다. 현재까지 공개된 NR 표준에서 PC 폴라 코드는 데이터 블록 크기 K가 18 <= K <= 25일 때 사용될 수 있으며, PC 비트의 개수는 3이고, 도 12와 같이 5-비트 쉬프트 레지스터를 이용하여 생성될 수 있다. 도 12에서 5-비트 쉬프트 레지스터, y[0],...,[4]는 모두 0으로 초기화된다. 즉, PC 비트(들)은 데이터 블록 [u0, u1, u2, ..., uN-1]에 대해서 다음과 같이 생성될 수 있다:
> 레지스터를 왼쪽으로 순환 쉬프트(cyclic left shift the register),
> ui가 정보 비트면, y[0] =(ui XOR y[0])로 세팅,
> ui가 PC 비트면, ui = y[0]로 세팅.
이와 같이 생성된 PC 비트(들)은 다음과 같이 폴라 인코더의 입력 비트 채널(즉, 폴라 코드의 비트 인덱스)에 할당된다. 여기서, E-K+3>192일 때 nwm PC=1이고, E-K+3<=192일 때 nwm PC=0이다. 여기서, 상기 PC 비트들을 위한 비트 인덱스들의 세트를 Q N PC로 표시하고, Q N PC 중 다른 패리트 체크 비트들을 위한 비트 인덱스들의 세트를 Q N PC_wm으로 표시하면, 세트 Q N PC의 크기 |Q N PC|=nPC이고, 세트 Q N PC_wm의 크기 |Q N PC_wm|=nwm PC이다. NR 표준(예, 3GPP TS 38.212 Rel-15)에서 Q N PC와 Q N PC_wm를 구하는 방법을 설명하면 다음과 같다. j=0,1,...,N-1인 비트 인덱스 j에 대해, G N의 j-번째 행(row)를 g j로 표시하고 g j의 행 무게(weight)를 w(g j)로 표시하며, 여기서 w(g j)는 g j 내 일(one)들의 개수이다. (nPC - nwm PC)개의 패리티 체크 비트들이
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000023
내 (nPC - nwm PC)개의 가장 적게 신뢰할만한 비트 인덱스들(least reliable bit indices)에 배치(place)된다. nwm PC개의 다른 패리티 체크 비트들이
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000024
내 최소(minimum) 행 무게의 비트 인덱스들에 배치되며, 여기서
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000025
는
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000026
내
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000027
개의 가장 신뢰할만한 비트 인덱스들(most reliable bit indices)을 표시한다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000028
내에 동일 최소 행 무게인 비트 인덱스들이 nwm PC개보다 많이 있는 경우, 상기 nwm PC개의 다른 패리티 체크 비트들은
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000029
에서 최고 신뢰도(highest reliability) 및 최소 행 무게의 nwm PC개 비트 인덱스들에 배치된다.
폴로 인코딩으로의 입력 u = [u0 u1 u2 ... uN-1]은 다음 표에 따라 생성될 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000030
인코딩 후의 출력 d=[d0 d1 d2 d3 ... dN-1]은 d=uG N에 의해 얻어지며, 상기 인코딩은 GF(2)에서 수행된다.
몇몇 구현들에서, 채널 코딩 후에 레이트 매칭이 수행된다. NR 표준에서 폴라 코드에 대한 레이트 매칭은 코드 블록별로 정의되고 서브-블록 인터리빙, 비트 선택(selection), 및 비트 인터리빙으로 이루어진다. 본 명세에서 레이트 매칭으로의 입력 비트 시퀀스는 d0,d1,d2,d3,...,dN-1, 레이트 매칭 후에 출력 비트 시퀀스는 f0,f1,f2,f3,...,fE-1로서 표현될 수 있다. 서브-블록 인터리버에게 입력되는 비트들은 코딩된 비트들 d0,d1,d2,d3,...,dN-1이다. 상기 코딩된 비트들 d0,d1,d2,d3,...,dN-1은 32개 서브-블록들로 나눠질 수 있다. 상기 서브-블록 인터리버로부터 출력되는 비트들은 y0,y1,y2,y3,...,yN-1로서 표시(denote)될 수 있으며, 다음과 같이 생성될 수 있다: for n = to N-1: i = floor(32n/N); J(n) = P(i)*(N/32) + mod(n,N/32); yn = dJ(n). 여기서 상기 서브-블록 인터리버 패턴 P(i)는 다음 표에 의해 주어진다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000031
G N = (G 2)ⓧn는 행렬 G 2의 n차(n-th) Kronecker 거듭제곱(power)이며, 여기서 N=2n, G 2는 도 6(b)에 도시된 기본 행렬 F와 같다.
몇몇 구현들에서, 서브-블록 인터리버 후의 비트 시퀀스 y0,y1,y2,y3,...,yN-1는 길이 N의 순환 버퍼에 쓰여진다(written). 레이트 매칭 출력 시퀀스 길이를 E라 하면, 비트 선택 출력 비트 시퀀스 ek, k=0,1,2, ...,E-1은 다음과 같이 생성될 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000032
펑처링 또는 쇼트닝은 전송을 위해 할당된 자원이 인코딩된 비트들을 다 수용할 수 있을 정도로는 크지 않을 때 상기 인코딩된 비트들 중 일부를 전송하지 않도록 하는 기법이다. 반복은 전송을 위해 할당된 자원이 인코딩된 비트들을 수용하고도 남을 정도로 클 때 상기 인코딩된 비트들 중 일부가 중복해서 전송되도록 하는 기법이다.
수송 채널 혹은 제어 정보의 타입에 따라, 혹은 채널 코딩 방식에 따라, 비트 시퀀스 e0,e1,e2,..., eE-1은 비트 시퀀스 f0,f1,f2,f3,...,fE-1로 인터리빙될 수 있다. 예를 들어, UCI에 대한 폴라 코딩의 경우, 비트 시퀀스 e0,e1,e2,..., eE-1은 비트 시퀀스 f0,f1,f2,f3,...,fE-1로 다음에 따라 인터리빙될 수 있다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000033
폴라 시퀀스 Q 0 N-1 내 비트 인덱스들의 세트(a set of bit indices)를
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000034
로 표시(denote)하고, 폴라 시퀀스 Q 0 N-1 내 다른 비트 인덱스들의 세트(the set of other bit indices)를
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000035
로 각각 표시하며, 여기서
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000036
,
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000037
이며, nPC는 패리티 체크 비트들의 개수이다. 본 명세서에서 |S|는 세트 S 내 원소(element)들의 개수이다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000038
및
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000039
는 다음과 같이 주어진다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000040
본 명세서에서, A＼B는 세트 A로부터의 세트 B의 차집합(the difference of set B from set A), 즉, A-B을 의미하며, 세트 B에 속하지 않는 세트 A의 모든 요소들의 세트이다.
HARQ는 순방향 오류 정정(forward error correction, FEC)와 자동 반복 요청(automatic repeat request, ARQ)가 결합된 기술이다. 예를 들어, 전송기에서 FEC를 이용하여 인코딩된 코딩된 비트들의 전체 또는 일부를 전송하고, 수신기에서 수신된 데이터의 오류 여부를 검출하고 전송기로 상기 수신된 데이터에 대한 확인(acknowledgement, ARQ) 혹은 부정 ARQ(negative ARQ, NACK)을 나타내는 HARQ-ACK 신호를 전송한다. 수신기에 수신된 데이터에 오류가 없거나 일정 임계치보다 낮다고 판단될 경우에 전송기는 새로운 데이터를 전송하는 반면, 수신기에 수신된 데이터에 오류가 존재하는 경우에는 전송기는 해당 데이터 블록을 재전송한다. 수신기는 재전송된 데이터 블록을 이전에 전송된 데이터 블록과 컴바이닝하여 다시 디코딩을 수행하여 오류 여부를 검출한다. 이와 같은 동작은 오류가 검출되지 않거나 미리 정해진 차수가 될 때까지 수행될 수 있다. 재전송되는 데이터 블록의 디코딩을 위한 컴바이닝 방식은 다음 2가지로 나뉠 수 있다.
* 체이스 컴바이닝(Chase combining): 수신기에서의 컴바이닝을 위해, 전송기는 최초 전송된 코딩된 비트들과 동일한 코딩된 비트들을 재전송한다. 체이스 컴바이닝은 재전송된 데이터 블록의 디코딩 시 전력 이득을 통해서 오류 확률을 줄일 수 있다.
* 증분 리던던시(Incremental redundancy, IR): 수신기에서의 컴바이닝을 위해, 전송기는 최초 전송된 코딩된 비트들과 동일하지 않은 코딩된 비트들을 재전송한다. 예를 들어, 전송기는 최초 전송에서 보내지 않은 리던던시를 재전송에서 수신기에게 보낸다. 재전송에서는 이전 전송에서 보내지 않은 리던던시가 보내지므로, 이전 전송의 리던던시와 현재 전송의 리던던시가 합해져 리던던시가 증가하게 되고, 이에 따라 코드 레이트가 낮아지는 효과가 있다. 즉, 증분 리던던시는 재전송된 데이터 블록의 디코딩 시 코딩 이득을 통해서 오류 확률을 줄일 수 있다 일반적으로, 체이스 컴바이닝은 증분 리던던시 중 증분된 리던던시가 없는 경우에 해당하므로, 체이스 컴바이닝은 증분 리던던시의 특별한 형태로 해석될 수도 있다.
HARQ 방식에도 여러 가지 종류가 있다. 예를 들어, HARQ 방식들은 크게는 재전송하는 타이밍에 따라 동기식(synchronous) HARQ와 비동기식(asynchronous) HARQ로 구분될 수 있고, 재전송시 사용하는 자원의 양에 대해 채널 상태를 반영하는지의 여부에 따라 채널-적응적(channel-adaptive) 방식과 채널-비-적응적(channel-non-adaptive) 방식으로 구분될 수 있다.
동기 HARQ 방식의 경우, 초기 전송이 실패하면 이후의 재전송이 시스템에 의해 정해진 타이밍에 이루어진다. 예를 들어, 재전송이 이루어지는 타이밍이 초기 전송 실패 후에 매 4번째 시간 단위에 이루어진다고 가정하면, 이는 전송기와 수신기 사이에 이미 약속이 이루어져 있기 때문에, 전송기가 수신기에게 혹은 수신기가 전송기에게 이 타이밍에 대해 추가로 알려줄 필요는 없다. 다만, 동기식 HARQ 방식에서, 데이터 전송 측은 부정 확인(negative acknowledgment, NACK) 메시지를 받았다면, (긍정) 확인(acknowledgement, ACK) 메시지를 받기까지, 예를 들어, 매 4번째 시간 단위에서 프레임을 재전송하게 된다. 반면, 비동기식 HARQ 방식의 경우, 재전송 타이밍이 새로이 스케줄링되거나 추가적인 시그널링을 통해 (전송기에 의해 수신기에게 혹은 수신기에 의해 전송기에게) 제공될 수 있다. 비동기식 HARQ 방식에서, 이전에 실패했던 프레임에 대한 재전송이 이루어지는 타이밍은 채널 상태 등의 여러 요인에 의해 가변된다.
채널-비-적응적 HARQ 방식의 경우, 재전송시 프레임의 변조(modulation) 또는 이용하는 자원 블록들의 개수, 적응적 변조 및 코딩(adaptive modulation and coding, AMC) 등이 초기 전송시 정해진 대로 이루어지고, 이와 달리 채널-적응적 HARQ 방식의 경우, 이들이 채널의 상태에 따라 가변된다. 예를 들어, 채널-비-적응적 HARQ 방식에서, 전송 측이 초기 전송시 6개 자원 블록들을 이용하여 데이터를 전송하고, 이후 재전송시에도 동일하게 6개 자원 블록들을 이용하여 재전송한다. 반면, 채널-적응적 HARQ 방식에서, 초기에는 6개 자원 블록들을 이용하여 전송이 이루어졌다 하여도 이후에 채널 상태에 따라서는 6개보다 많거나 적은 자원 블록들을 이용하여 재전송한다.
이러한 분류에 의해 각각 네 가지의 HARQ의 조합이 이루어질 수 있으나, 주로 사용되는 HARQ 방식으로는 비동기식 및 채널-적응적 HARQ 방식과 동기식 및 채널-비-적응적 HARQ 방식이 있다. 비동기식 및 채널-적응적 HARQ 방식은 재전송 타이밍과 사용하는 자원의 양을 채널의 상태에 따라 적응적으로 달리함으로써 재전송 효율을 극대화시킬 수 있으나, 오버헤드가 커지는 단점이 있어서 상향링크를 위해서는 일반적으로 고려되지 않는다. 한편, 동기식 및 채널-비-적응적 HARQ 방식은 재전송을 위한 타이밍과 자원 할당이 시스템 내에서 약속되어 있기 때문에 이를 위한 오버헤드가 거의 없는 것이 장점이지만, 변화가 심한 채널 상태에서 사용될 경우 재전송 효율이 매우 낮아지는 단점이 있다.
<증분 리던던시(increment redundancy, IR) HARQ>
현재까지의 3GPP 기반 무선 시스템에서 폴라 코드는 브로드캐스트 채널(broadcast channel, BCH), DCI, UCI 등과 같이 적은 비트들을 갖는 수송 채널 혹은 제어 정보에 대한 채널 코딩에만 사용되었기 때문에, 폴라 코딩이 적용된 정보 블록에 HARQ가 적용될 필요성이 낮았다. 그런데, 무선 통신 기술의 발달하고 요구되는 서비스들이 더욱 다양해지면 데이터 채널(예, 상향링크 공유 채널(uplink shared channel, UL-SCH), 하향링크 공유 채널(downlink shared channel, DL-SCH), 사이드링크 공유 채널(sidelink shared channel, SL-SCH))에도 폴라 코드 기반 채널 코딩을 적용하는 것이 고려될 수 있다. 향후 폴라 코드 기반 채널 코딩이 데이터에 대해 적용되는 경우, 폴라 코드 기반 채널 코딩이 적용된 정보 블록에 대한 HARQ를 지원할 방안이 필요하다. 이하에서는 폴라 코드에 대해 HARQ를 지원하기 위한 본 명세의 구현들이 설명된다.
도 13은 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 정보 비트들을 폴라 인코더로의 할당하는 예들을 도시한 것이다. 특히, 도 13은 증분 리던던시(increment redundancy, IR)를 위한 정보 비트들의 폴라 인코딩 블록으로의 할당을 예시한 것으로서, 도 13의 예에서는 데이터 블록의 크기(즉, 폴라 인코딩으로의 정보 블록의 크기) K = 6, 최초 전송 시 머더 코드 크기 N = 8, 재전송 시 머더 코드 크기 N = 16이 가정된다. 도 13의 예에서는 Battacharyya 파라미터에 따른 신뢰도가 가정된다. 도 13(a)에서 큰 신뢰도 순서 값을 가진 비트 인덱스일수록 신뢰할만한(reliable) 비트 인덱스인 것으로 가정된다. 예를 들어, 신뢰도 순서 값 1인 비트 인덱스가 신뢰도 순서 값 0인 비트 인덱스보다 신뢰할만하다고 가정된다. 도 13(b)에서 입력 노드들 내 값들은 Battacharyya 파라미터를 계산한 값들로서, 작을수록 높은 신뢰도를 의미한다.
폴라 코드에 대해 증분 리던던시 기반 HARQ(이하, IR HARQ)를 지원하기 위해, 전송기는 재전송을 수행할 때 머더 코드 크기를 증가시킬 수 있다. 예를 들어, 전송기는 최초 전송에서는 머더 코드 크기 N을 적용하고, 재전송에서는 머더 코드 크기 2N을 적용할 수 있다.
도 13을 참조하면, 전송기는 최초 전송의 경우, K = 6이므로, 머더 코드 크기 N = 8의 비트 채널 인덱스들(즉, 폴라 인코딩 전 비트 인덱스들) 0~7 중 가장 신뢰할만한(most reliable) 비트 인덱스들 2, 3, 4, 5, 6, 7에 데이터 블록의 비트들 c0,c1,c2,c3,c4,c5을 배치하여 폴라 인코딩을 수행한다. 수신기가 상기 최초 전송에 대해 디코딩을 수행한 후 오류가 있다고 판단하여 재전송을 요구한 경우, 혹은 상기 전송기가 상기 최초 전송에 오류가 있을 것에 대비하여 재전송을 수행하고자 하는 경우, 상기 전송기는 머더 코드 크기 N = 16의 비트 인덱스들 0~15 중 가장 신뢰할만한(most reliable) 6개 비트 인덱스들 7, 11, 12, 13, 14, 15에 데이터 블록의 비트들 c0,c1,c2,c3,c4,c5을 배치하여 폴라 인코딩을 수행한다. 하지만, 상기 전송기와 상기 수신기가 IR HARQ를 지원하기 위해서는 최초 전송에서 생성된 코딩된 비트들이 재전송에서 생성된 코딩된 비트들에 포함되는 특성을 만족하여야 한다. 예를 들어, 도 13(a) 및 도 13(b)를 참조하면, 이전 전송에서 정보 비트들 c0,c1,c2,c3,c4,c5가 배치된 비트 인덱스들에 현재 전송에서도 정보 비트들 c0,c1,c2,c3,c4,c5가 배치되어야 한다. 머더 코드 크기가 N에서 2N으로 증가하는 하는 경우, 폴라 인코딩된 코드워드는 다음 식으로 표현될 수 있다.
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여기서, F는 머더 코드 크기 N의 폴라 인코딩을 위한 커널(Kernel)이고, [U2 U1]은 데이터 블록이다. 이 경우, U1F는 최초 전송의 코드워드가 되어야 IR HARQ가 지원될 수 있다. 따라서, 도 13을 참조하면, 비트 인덱스 7에 해당하는 데이터가 비트 인덱스 10에도 할당되는 동작이 필요하다. 즉, 비트 인덱스 7과 비트 인덱스 10에는 동일한 데이터 비트가 배치되어 인코딩되어야 한다. 이와 같은 복사 동작(copy operation)은 재전송 시 머더 코드 크기가 증가하고, 데이터 블록 크기가 상위(upper) 폴라 인코더의 비트 인덱스들에 배치되는 경우 발생하게 된다. 즉, 도 13의 예에 의하면, N=16의 경우, 데이터 블록 크기가 5보다 크거나 같을 때 하위(lower) 폴라 인코더에 해당하는 비트 인덱스들 중 가장 신뢰도가 높은 비트 인덱스인 비트 인덱스 7에 정보 비트가 배치되므로, 복사 동작이 발생하게 된다. 이하에서는 작은 비트 인덱스들의 폴라 서브코드를 하위 폴라 서브코드로, 큰 비트 인덱스들의 폴라 서브코드를 상위 폴라 서브코드로 칭한다.
현재까지의 LTE 또는 NR 표준에 의하면, 하향링크 데이터를 나르는 채널(예, PDSCH) 또는 상향링크 데이터를 나르는 채널(예, PUSCH)에 관한 하향링크 제어 정보(downlink control information, DCI)는 하향링크 제어 채널(예, PDCCH)를 통해, 또는 사이드링크 데이트를 나르는 채널(예, 물리 사이드링크 공유 채널(physical sidelink shared channel, PSSCH))에 관한 사이드링크 제어 정보(sidelink control information, SCI)는 사이드링크 제어 채널(예, 물리 사이드링크 제어 채널(physical sidelink control channel, PSCCH))를 통해 전송될 수 있다. UE는 PDCCH를 통해 전송되는, 하향링크 또는 상향링크 데이터에 대한, 하향링크 제어 정보를 검출한 후, 해당 PDSCH 또는 PUSCH를 디코딩하여 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터를 얻을 수 있고, PSSCH를 통해 전송되는 사이드링크 제어 정보를 검출한 후 해당 PSSCH를 디코딩하여 사이드링크 데이터를 얻을 수 있다.
앞서 언급한 바와 같이, 5G NR 표준에서 폴라 코드는 제어 정보(예, BCH, DCI, UCI, SCI)에 사용된다. 제어 정보(제어 데이터라고도 함)의 크기는 표준에서 사전에 정의되고, 제어 정보를 나르는 PBCH/PDCCH, PUCCH/PUSCH, 혹은 PSCCH/PSSCH에 할당되는 시간 및/또는 주파수 자원도 정의, 지시 또는 설정되기 때문에, 해당 제어 정보를 인코딩하여 얻어지는 코딩된 비트들의 크기가 정해진다. 위의 정보(즉, 제어 정보의 크기, 시간/주파수 자원의 크기 등)를 이용하면, 폴라 인코더에 대한 머더 코드 크기가 결정될 수 있다. 예를 들어, DCI에 해당하는 제어 데이터의 크기 K=40, PDCCH에 할당되는 시간/주파수 자원에 따라 전송되는 코딩된 비트들의 크기 E=120으로 가정하는 경우, 표 7를 참조하면, 코드 레이트 K/E = 1/3 < 7/16이므로, 전송기는 머더 코드 크기 N=128을 이용하여 생성한 코드워드의 128개 비트들 중 8개 비트들을 펑처링하여, PDCCH 상에서 전송하게 된다. 따라서, 전송기와 수신기는 시간/주파수 자원의 크기, 그리고 제어 데이터의 크기 또는 (전송 혹은 해당 채널의 타겟) 코드 레이트를 기반으로, 해당 제어 데이터에 적용될 혹은 적용된 머더 코드 크기를 결정할 수 있다.
폴라 코드가 유니캐스트 데이터에도 적용되면, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 뿐만 아니라 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)/64QAM/256QAM과 같은 차수 변조(higher order modulation)가 폴라 코드를 통해 얻어진 코딩된 비트들에 적용될 수 있다. 이 때, 본 명세의 몇몇 구현들에서, 폴라 코드로 인코딩된 데이터 블록 크기는 5G NR에 따른 PDSCH, PUSCH 또는 PSSCH의 데이터 블록 크기인 수송 블록 크기(transport block size, TBS)를 통해 전송기 또는 수신기에게 지시될 수 있다. 예를 들어, DCI 포맷 또는 SCI 포맷 내 필드들 중 변조 및 코딩 방식(modulation and coding scheme, MCS)에 관한 필드의 값과 시간/주파수 자원 할당에 관한 필드(들)의 값(들)로부터 TBS가 계산될 수 있다. 따라서, TBS 또는 TBS에 기반하여 결정된 코드 블록 크기(code block size)로부터 결정된 정보 블록 크기 K와 시간/주파수 자원에 따라 결정된 전송 비트들의 양 E로부터 폴라 인코더의 머더 코드 크기가 얻어질 수 있다. 그러나, PDCCH/PSCCH는 전송 중 오류가 발생할 수 있으며, PDSCH/PSSCH를 스케줄링하는 제어 정보를 나르는 PDCCH/PSCCH에 오류가 발생하는 경우에 UE는 해당 제어 정보를 기반으로 디코딩되는 해당 PDSCH/PSSCH를 수신할 수 없으며, PUSCH를 스케줄링하는 제어 정보를 나르는 PDCCH에 오류가 발생하는 경우에 UE는 해당 제어 정보를 기반으로 PUSCH를 적절히 전송할 수 없다. 따라서, PDCCH/PSSCH에서 오류가 발생하더라도 UE가 안정적으로 동작하도록 하는 시그널링 방식이 필요하다.
이하에서는 폴라 인코딩이 적용되는 데이터에 관한 시그널링을 위한 본 명세의 몇몇 구현들이 설명된다. 설명의 편의를 위해, PDSCH가 나르는 DL-SCH 데이터에 폴라 인코딩이 적용되고, 상기 PDSCH에 관한 제어 정보가 PDCCH를 통해 전송되는 경우를 예로 하여 본 명세의 몇몇 구현들이 주로 설명되나, 본 명세의 몇몇 구현들은 PUSCH와 상기 PUSCH에 관한 DCI 포맷을 나르는 PDCCH, 및/또는 PSSCH와 상기 PSSCH에 관한 SCI 포맷을 나르는 PSSCH에도 적용될 수 있다.
예를 들어, 폴라 인코딩된 수송 블록의 최초 전송에 해당하는 제어 정보를 나르는 PDCCH에 오류가 발생할 수 있다. 이 경우, UE는 PDCCH에 오류가 발생하였기 때문에, 해당 제어 정보를 기반으로 디코딩하는 PDSCH를 수신할 수 없다. 따라서, 상기 UE는 상기 PDCCH에 대한 HARQ-ACK을 전송하는 시점에 어떤 신호도 전송할 수 없다. 하지만, BS는 상기 PDCCH를 전송했으므로 상기 UE의 HARQ-ACK을 나르는 PUCCH 또는 PUSCH의 검출을 시도하게 된다. HARQ-ACK의 검출은 BS 구현 방식에 따라 다르겠지만, UE에서 DTX(Discontinuous Transmission, DTX)된 HARQ-ACK을 BS는 NACK인 것으로 검출할 수 있다. 이는 HARQ-ACK의 오류에 대한 요구 조건에서 유추할 수 있다. HACK-ACK을 수신한 수신기 입장에서 HARQ-ACK의 오류는 두 가지 종류로 구분할 수 있는데, ACK-to-NACK 오류와 NACK-to-ACK 오류가 그것이다. ACK-to-NACK 오류는 HARQ-ACK을 전송한 전송기가 ACK으로 전송된 신호를 수신기가 NACK으로 검출하는 오류이고, NACK-to-ACK 오류는 HARQ-ACK을 전송한 전송기가 NACK으로 전송한 신호를 ACK으로 검출하는 오류이다. 이 때, 상위 계층(예, MAC 계층, RLC 계층, PDCP 계층) 관점에서는 NACK-to-ACK 오류 발생 확률을 낮추는 것이 더 중요하게 된다. ACK-to-NACK 오류가 발생하는 경우, UE는 이미 수송 블록을 성공적으로 디코딩했지만, 오류로 인해 BS가 해당 수송 블록에 대한 재전송을 요구하게 되어 시스템 수율이 열화될 수는 있다. 그러나, NACK-to-ACK 오류가 발생하는 경우, UE는 수송 블록을 성공적으로 디코딩하지 못하였지만, 오류로 인해 BS가 해당 수송 블록이 상기 UE에서 성공적으로 디코딩되었다고 판단하여 새로운 수송 블록을 UE에게 전송하게 된다. 즉, NACK-to-ACK 오류가 발생하면 수송 블록 손실(loss)가 발생할 수 있으며, 수송 블록 손실이 발생하면 해당 수송 블록은 상위(higher) 계층 재전송을 통해 복구를 시도하게 될 것이므로 시스템 수율이 ACK-to-NACK 오류에 비해 더욱 열화된다. 이런 이유로 NACK-to-ACK 오류에 대한 요구 조건을 ACK-to-NACK 오류에 대한 요구조건(requirement)보다 강하게 설정하는 것이 일반적이다. 따라서, UE에서 DTX된 HARQ-ACK(즉, 전송하지 않은 HARQ-ACK)은 BS에서 NACK으로 검출되며, 상기 BS는 해당 수송 블록에 대한 재전송을 수행하게 될 것이다. 일반적으로 재전송 시에는 TBS를 동일하게 유지되지만, 시간/주파수 자원은 변경될 수 있다. 또한, BS는 UE가 최초 전송을 통해서 전송한 코딩된 비트들을 고려하여, 재전송 시 시간/주파수 자원을 조정할 수 있다. 예를 들면, IR HARQ를 지원하는 경우, 수신기는 최초 전송의 코딩된 비트들과 재전송의 코딩된 비트들을 컴바이닝하여 디코딩을 수행하기 때문에, 재전송 시 전송되는 코딩된 비트들의 크기 최초 전송 시 전송되는 코딩된 비트들의 크기보다 작도록 시간/주파수 자원이 설정될 수 있다. 그럼에도 불구하고, 수송 블록을 수신하는 수신기에서는 컴바이닝을 통해서 더욱 큰 코딩 이득을 획득하여 오류 성능을 개선할 수 있다. 재전송 시 시간/주파수 자원을 변경하게 되면, 최초 전송 시 코딩된 비트들의 크기(즉, 코딩된 비트들의 길이)와 재전송 시 코딩된 비트들의 크기가 차이가 나게 된다. IR HARQ가 지원되는 경우, 재전송 시 머더 코드 크기는 최초 전송 시의 코딩된 비트들의 크기와 재전송 시의 코딩된 비트들의 크기를 합하여 설정될 수 있다. 이 경우, 전송기에서 코드워드를 생성할 때 사용한 머더 코드 크기와 수신기에서 사용하는 머더 코드 크기가 다를 수 있어서, 오류가 발생하여 계속 재전송이 요구될 수 있다. 예를 들어, 최초 전송을 스케줄링하는 DCI 포맷을 UE가 놓치고 BS가 머더 코드 크기를 N에서 2N으로 증가시켜 재전송을 수행한 경우, 상기 UE는 상기 최초 전송에 대한 DCI 포맷을 놓쳤으므로, 재전송에 대한 머더 코드 크기가 최초 전송에 비해 증가된 것인지 및/또는 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 복사 동작이 발생하는지를 모를 수 있다. DCI 포맷 내 새 데이터 지시자(new data indicator, NDI)가 상기 DCI 포맷이 스케줄링하는 전송이 새 전송인지 아니면 재전송인지를 알려줄 수는 있지만, 재전송인 경우에도 머더 코드 크기가 증가되지 않을 수도 있고 머더 코드 크기가 증가하더라도 K가 작으면 복사 동작이 필요 없을 수 있다. 따라서, 본 명세의 몇몇 구현들에서는 수송 블록을 전송하는 전송기가 사용하는 머더 코드 크기(즉, 폴라 인코더 측의 머더 코드 크기)가 상기 수송 블록을 수신하는 수신기가 사용하는 머더 코드 크기(즉, 폴라 디코더 측의 머더 코드 크기)의 차이가 발생하는 상황을 회피하기 위해서 머더 코드 크기가 DCI 혹은 SCI를 통해 UE에게 제공될 수 있다.
재전송 시, 전송기 혹은 폴라 인코더가, 복사 동작을 통해 데이터 및 패리티 검사(parity check, PC) 비트(들)을 비트 인덱스(들)에 배치하는 경우, PDCCH/PSCCH 오류에 강인한 IR HARQ가 설계될 필요가 있다. 복사 동작은 전송기가 머더 코드 크기가 증가하고, 상위 폴라 서브코드(upper polar subcode)에 해당하는 비트 인덱스들에 데이터 비트들을 배치할 때 수행되기 때문에, 본 명세의 몇몇 구현들에서는 재전송 시 전송기에서 머더 코드 크기가 증가하는 경우가 고려된다.
도 14는 신뢰도의 오름차순으로 정렬된 비트 인덱스들을 예시한 것이다. 특히, 도 14는 3GPP TS 38.212 Rel-15의 Table 5.3.1.2-1에 따른 폴라 시퀀스를 기반으로 하며, 도 14(a)는 N=32인 폴라 시퀀스를, 도 14(b)는 N=64인 폴라 시퀀스를 예시한다.
도 15 내지 도 18은 본 명세의 몇몇 구현들에 따라 데이터 비트들을 폴라 코드의 비트 인덱스들에 배치하는 예들을 도시한 것이다. 도 15 내지 도 18에서는 도 14에 따른 폴라 시퀀스들이 가정되며, 도 15 및 도 17의 예들에서는 K = 7, 최초 전송에 대해 N = 32 및 E=24, 재전송에 대해 N = 64 및 E = 34가 가정되고, 도 16 및 도 18의 예들에서는 K = 16, 최초 전송에 대해 N = 32 및 E = 30, 재전송에 대해 N = 64 및 E = 30이 가정된다.
도 15(a)를 참조하면, BS는 N=32인 폴라 인코더의 비트 인덱스들 0 ~ 31 중 가장 신뢰할만한 7개 비트 인덱스들에 최초 전송의 데이터 비트들, 즉, 정보 비트들 c0 ~ c6을 배치하고, 상기 정보 비트들 c0 ~ c6에 대한 폴라 인코딩을 통해 얻어진 코딩된 비트들을 기반으로 UE로의 대한 최초 전송을 수행한 수 있다. 상기 BS는 상기 최초 전송이 상기 UE에서 적절히 디코딩되지 못했다고 판단하는 경우, 혹은 상기 최초 전송에 대한 재전송이 필요하다고 판단하는 경우, 상기 BS는 도 15(b)의 Case-2에서와 같이 상기 정보 비트들 c0 ~ c6을 N=64인 폴라 인코더의 비트 인덱스들에 배치하고, 상기 정보 비트들 c0 ~ c6에 대한 폴라 인코딩을 통해 얻어진 코딩된 비트들을 기반으로 상기 UE로의 재전송을 수행할 수 있다. 그런데, 상기 UE가 상기 최초 전송에 대한 PDCCH 오류로 인해 상기 최초 전송을 나르는 PDSCH를 수신하지 못한 경우, 상기 UE는 상기 재전송을 나르는 PDSCH를 통해 수신한 코딩된 비트들을 디코딩할 때 도 15(b)의 Case-1에 예시된 바와 같이 정보 비트들이 폴라 인코더에 배치되었다고 가정하게 된다. 그러나, 상기 BS는 최초 전송을 이미 수행한 후이므로, 재전송 시 머더 코드 크기를 증가시켜 Case-2에서와 같이 정보 비트들을 폴라 인코더에 배치하므로, 상기 UE가 도 15(b)의 Case-1과 같은 정보 비트 할당을 가정하면 상기 BS와 상기 UE가 사용하는 정보 비트들의 비트 인덱스들로의 배치가 동일하지 않게 된다. 이와 같은 오류를 회피하기 위해서, 본 명세의 몇몇 구현들에서는 데이터 전송을 스케줄링하는 제어 정보(예, PDCCH, PSCCH)를 통해서, 복사 동작에 의해서 데이터 비트(즉, 정보 비트)를 비트 인덱스에 배치되는지에 관한 정보가 상기 제어 정보의 수신단에 제공된다. 예를 들어, BS가 복사 동작에 의해서 데이터 비트를 비트 인덱스에 배치하는 동작을 수행하였다면, UE는 하위 폴라 서브코드(lower polar subcode)의 비트 인덱스에 배치된 데이터 비트가 상위 폴라 서브코드(uppler polar subcode)의 비트 인덱스에 동일하게 배치되도록 복사되었다고 가정하고 폴라 디코딩을 수행할 수 있다. 이 때, 해당 데이터 블록 크기, 즉, 정보 블록 크기에 해당하는 비트 인덱스들의 집합을 제외한, 프로즌 비트들로 설정되는 하위 폴라 서브코드의 비트 인덱스들 중에서 신뢰도가 가장 높은 비트 인덱스에 대하여 복사 동작이 수행될 수 있다. 예를 들어, 도 15(b)를 참조하면, 복사 동작을 수행하는 경우, 전송기는 비트 인덱스들 63, 62, 61, 59, 55, 47, 31에 정보 비트들을 배치하고 상기 비트 인덱스들 63, 62, 61, 59, 55, 47, 31을 제외한 비트 인덱스들 중 하위 폴라 서브 코드에서 가장 높은 신뢰도를 가지는 비트 인덱스 60에 대하여 복사 동작을 수행하고, 수신기는 이를 가정하여 폴라 디코딩을 수행할 수 있다.
도 16(a)를 참조하면, BS는 N=32인 폴라 인코더의 비트 인덱스들 0 ~ 31 중 가장 신뢰할만한 16개 비트 인덱스들에 최초 전송의 데이터 비트들, 즉, 정보 비트들 c0 ~ c15을 배치하고, 상기 정보 비트들 c0 ~ c15에 대한 폴라 인코딩을 통해 얻어진 코딩된 비트들을 기반으로 UE로의 대한 최초 전송을 수행한 수 있다. 상기 BS는 상기 최초 전송이 상기 UE에서 적절히 디코딩되지 못했다고 판단하는 경우, 혹은 상기 최초 전송에 대한 재전송이 필요하다고 판단하는 경우, 상기 BS는 도 16(b)의 Case-2에서와 같이 상기 정보 비트들 c0 ~ c15를 N=64인 폴라 인코더의 비트 인덱스들에 배치하고, 상기 정보 비트들 c0 ~ c15에 대한 폴라 인코딩을 통해 얻어진 코딩된 비트들을 기반으로 상기 UE로의 재전송을 수행할 수 있다. 그런데, 상기 UE가 상기 최초 전송에 대한 PDCCH 오류로 인해 상기 최초 전송을 나르는 PDSCH를 수신하지 못한 경우, 상기 UE는 상기 재전송을 나르는 PDSCH를 통해 수신한 코딩된 비트들을 디코딩할 때 도 16(b)의 Case-1에 예시된 바와 같이 정보 비트들이 폴라 인코더에 배치되었다고 가정하게 된다. 그러나, 상기 BS는 최초 전송을 이미 수행한 후이므로, 재전송 시 머더 코드 크기를 증가시켜 Case-2에서와 같이 정보 비트들을 폴라 인코더에 배치하므로, 도 16(b)의 Case-1과 같은 정보 비트 할당을 가정하면 상기 BS와 상기 UE가 사용하는 정보 비트들의 비트 인덱스들로의 배치가 동일하지 않게 된다. 이와 같은 오류를 회피하기 위해서, 본 명세의 몇몇 구현들에서는, 데이터 전송을 스케줄링하는 제어 정보(예, PDCCH, PSCCH)를 통해, 복사 동작에 의해서 데이터 비트(즉, 정보 비트)를 비트 인덱스에 배치되는지에 관한 정보가 상기 제어 정보의 수신단에 제공된다. 예를 들어, BS가 복사 동작에 의해서 데이터 비트를 비트 인덱스에 배치하는 동작을 수행하였다면, UE는 하위 폴라 서브코드(lower polar subcode)의 비트 인덱스에 배치된 데이터 비트가 상위 폴라 서브코드(uppler polar subcode)의 비트 인덱스에 동일하게 배치되도록 복사되었다고 가정하고 폴라 디코딩을 수행할 수 있다. 이 때, 해당 데이터 블록 크기, 즉, 정보 블록 크기에 해당하는 비트 인덱스들의 집합을 제외한, 프로즌 비트들로 설정되는 하위 폴라 서브코드의 비트 인덱스들 중에서 신뢰도가 가장 높은 비트 인덱스에 대하여 복사 동작이 수행될 수 있다. 예를 들어, 도 16(b)를 참조하면, 복사 동작을 수행하는 경우, 전송기는 비트 인덱스들 63, 62, 61, 59, 55, 47, 31, 60, 58, 57, 54, 53, 46, 51, 45, 30에 정보 비트들을 배치하며, 상위 폴라 서브코드의 비트 인덱스들 31, 30에 2개 정보 비트들이 배치되므로 하위 폴라 서브코드에서 프로즌된 비트 인덱스들 중 신뢰도가 가장 높은 2개 비트 인덱스들 43, 39에 대해 복소 동작을 수행하여 도 16(b)의 Case-2에서와 같이 정보 비트들을 비트 인덱스들에 배치하고 이에 따라 폴라 인코딩을 수행할 할 수 있고, 수신기는 도 16(b)의 Case-2에서와 같이 정보 비트들이 폴라 인코더의 비트 인덱스들에 배치되었다고 가정하고 폴라 디코딩을 수행할 수 있다.
도 15 및 도 16의 예에서는 전송기가 상위 폴라 서브코드의 비트 인덱스에 배치된 정보 비트(들)을 하위 폴라 서브코드 내 가장 신뢰할만한 프로즌된 비트 인덱스(들)에 복사하는 복사 동작을 수행하는 것으로 본 명세의 몇몇 구현들이 설명되었다. 그러나, 본 명세의 몇몇 구현들에서, 재전송을 위해 머더 코드 크기를 N에서 2N으로 증가시키고 복사 동작을 수행하기로 결정, 지시 혹은 설정된 경우, 전송기는 길이 K인 정보 블록의 크기 N인 폴라 인코딩 블록으로의 매핑 패턴이 크기 2N인 폴라 인코딩 블록의 상위 폴라 서브코드에 그대로 매핑되도록 길이 K인 정보 블록을 상기 크기 2N인 폴라 인코딩 블록에 매핑하고, 상기 크기 2N인 폴라 인코딩 블록의 상위 폴라 서브코드 내 길이 K인 상기 정보 블록의 비트(들)이 매핑되는 비트 인덱스들 중 크기 2N인 폴라 인코딩 블록의 K개 가장 신뢰할만한 비트 인덱스들이 아닌 비트 인덱스(들)의 정보 비트(들)을 상기 K개 가장 신뢰할만한 비트 인덱스들 중 하위 폴라 서브코드에 속한 비트 인덱스(들)에 매핑하는 방식으로 복사 동작을 수행할 수 있고, 수신기는 이를 가정하여 폴라 디코딩을 수행할 수 있다. 예를 들어, 도 17(b)를 참조하면, 재전송을 위한 폴라 인코딩을 위해 복사 동작을 수행하는 전송기는 N = 64인 폴라 인코딩 블록으로 길이 K = 7인 정보 블록을 매핑할 때, 상기 폴라 인코딩 블록의 상위 폴라 서브코드의 비트 인덱스들(즉, 비트 인덱스들 32 ~ 63)이 N = 32인 폴라 인코딩 블록으로의 정보 블록 매핑 패턴을 포함하도록 정보 비트들 c0 ~ c6를 상기 상위 폴라 서브코드에 매핑하고(도 17(b)의 Case-1 참조), 정보 비트 c3가 매핑된 비트 인덱스 60는 N = 64인 폴라 코드의 비트 인덱스들 중 가장 신뢰할만한 7개 비트 인덱스들 63, 62, 61, 59, 55, 47, 31에 속하지 않으므로 상기 비트 인덱스 60에 매핑된 정보 비트 c3를 하위 폴라 서브코드에 속하면서 상기 가장 신뢰할만한 7개 비트 인덱스들 중 하나인 비트 인덱스 31에 매핑할 수 있다(도 17(b)의 Case-2 참조). 다른 예로, 도 18(b)를 참조하면, 재전송을 위한 폴라 인코딩을 위해 복사 동작을 수행하는 전송기는 N = 64인 폴라 인코딩 블록으로 길이 K = 16인 정보 블록을 매핑할 때, 상기 폴라 인코딩 블록의 상위 폴라 서브코드의 비트 인덱스들(즉, 비트 인덱스들 32 ~ 63)이 N = 32인 폴라 인코딩 블록으로의 정보 블록 매핑 패턴을 포함하도록 정보 비트들 c0 ~ c15를 상기 상위 폴라 서브코드에 매핑하고(도 18(b)의 Case-1 참조), 정보 비트들 c1, c0가 매핑된 비트 인덱스들 43, 39는 N = 64인 폴라 코드의 비트 인덱스들 중 가장 신뢰할만한 16개 비트 인덱스들 63, 62, 61, 59, 55, 47, 31, 60, 58, 57, 54, 53, 46, 51, 45, 30에 속하지 않으므로 상기 비트 인덱스들 43, 39에 매핑된 정보 비트들 c1, c0를 하위 폴라 서브코드에 속하면서 상기 가장 신뢰할만한 16개 비트 인덱스들에 속하는 비트 인덱스들 31, 30에 매핑할 수 있다(도 18(b)의 Case-2 참조).
본 명세의 몇몇 구현들에서, 정보 비트(들)의 비트 인덱스(들)로의 매핑 순서 및/또는 복사 대상과 관계 없이, 재전송을 위한 크기 2N의 폴라 코드로의 입력 비트 시퀀스 u = [u0, u1, u2, ..., u2N-1]은, i) 상기 입력 비트 시퀀스 u = [u0, u1, u2, ..., u2N-1] 중 상위(upper) 서브 비트 시퀀스 u_upper = [uN, uN+1, uN+2, ..., u2N-1]가 초기 전송을 위한 크기 N의 폴라 코드로의 입력 비트 시퀀스 u = [u0, u1, u2, ..., uN-1]와 같고, ii) 하위(lower) 서브 비트 시퀀스 u_lower = [u0, u1, u2, ..., uN-1]에서, n = 0 ~ N-1에 대해, n∈
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000042
인 un은 정보 비트를 갖도록 생성될 수 있다. 전송기는 d = uG n에 의해 인코딩을 수행하여 코딩된 비트 시퀀스 d = [d0, d1, d2, ..., d2N-1]을 얻을 수 있다. 상기 코딩된 비트 시퀀스는 레이트 매칭, 변조 등을 거친 후에 물리 채널 상에서 다른 통신 기기(들)에게 전송된다. 물리 채널 상에서 코딩된 비트 시퀀스를 수신한 수신기는 본 명세의 몇몇 구현들에 따라 정보 블록이 폴라 인코딩 블록에 매핑되었다고 가정하고 폴라 디코딩을 수행할 수 있다.
<머더 코드 크기 지시>
앞에서 언급했듯이, 하향링크 제어 채널의 수신에 오류가 발생하는 경우에는 BS와 UE 사이에, 혹은 사이드링크 제어 채널의 수신에 오류가 발생하는 경우에는 전송 UE와 수신 UE 사이에, 머더 코드 크기에 대한 모호성(ambiguity)이 발생할 수 있으며, 이에 따라 하향링크 혹은 상향링크 데이터 전송/수신, 혹은 사이드링크 데이터 전송/수신의 오류를 초래하여 시스템 성능을 저하시킬 수 있다. 따라서, 이와 같은 오류 케이스들에 강인하게 동작하도록 하기 위해서 머더 코드 크기가 UE에게 지시 혹은 제공되는 것이 필요할 수 있다. 머더 코드 크기의 지시를 위해, 본 명세의 몇몇 구현들에서, 다음 방법(들)이 사용될 수 있다. 예를 들어, PDSCH가 나르는 수송 블록에 대한 머더 코드 크기가 상기 PDSCH를 스케줄링하는 DCI 포맷을 통해, 혹은 PUSCH가 나르는 수송 블록에 대한 머더 코드 크기가 상기 PUSCH를 스케줄링하는 DCI 포맷을 통해, 혹은 PSSCH가 나르는 수송 블록에 대한 머더 코드 크기가 상기 PSSCH를 스케줄링하는 SCI 포맷을 통해, UE에게 다음 방법(들)에 따른 머더 코드 크기 관련 정보가 제공될 수 있다. 이하에서, 정보 크기(즉, 폴라 인코딩 블록으로의 정보 블록의 크기)는 K, i-번째 전송의 레이트 매칭 출력 크기는 Ei, 최초 전송의 머더 코드 크기는 N, 최대 머더 코드 크기는 Nmax로 표현한다.
> 방법 1: 머더 코드 크기가 직접 UE에게 지시될 수 있다. 가능한 머더 코드 크기들의 집합을 Nmother라고 하면, 몇몇 구현들에서, ceil(log2(n(Nmother)))개 비트(들)을 사용하여 머더 코드 크기가 UE에게 지시될 수 있으며, ceil(·)은 올림 동작을 나타내고, n(·)는 집합의 원소의 개수를 나타낸다. 예를 들어, Nmother ={32, 64, 128, 256, 512, 1024, 2048, 4096, 8192}라 하면 ceil(log2(9)))=4가 되어, 4-비트를 이용하여 머더 코드 크기가 UE에게 지시될 수 있다.
> 방법 2: 최초 전송의 머더 코드 크기에 상대적인 재전송 시 머더 코드 크기의 증가 여부가 UE에게 지시될 수 있다. 본 명세의 몇몇 구현들에서, 최초 전송의 머더 코드 크기는 앞서 설명된 5G NR 표준에 기술된 방법을 이용하여 결정될 수 있다.
>> 방법 2-1: 머더 코드 크기를 min(2N, Nmax)까지 증가시키는 경우, 1-비트 정보(예, 복사 플래그)를 이용하여 머더 코드 크기가 UE에게 제공될 수 있다. 예를 들면, BS 또는 전송 UE는 다음과 같이 복사 플래그를 세팅하여 UE에게 제공할 수 있다.
>>> 최초 전송 시 전송 플래는 0으로 세팅하여 전송한다.
>>> 재전송 시 머더 코드 크기를 증가시키지 않으면 복사 플래그를 0으로 세팅하고, 머더 코드 크기를 2N으로 증가시키면 복사 플래그를 1로 세팅하여 지시한다.
>>> 최초 전송 시 머더 코드 크기가 Nmax일 때, 재전송 시 머더 코드 크기가 증가하지 않으므로 복사 플래그를 0으로 세팅하여 지시한다.
>> 방법 2-2: 머더 코드 크기를 min(4N, Nmax)까지 증가시키는 경우, 1-비트 정보(예, 복사 플래그)를 이용하여 머더 코드 크기를 UE에게 알릴 수 있다. 예를 들면, BS 또는 전송 UE는 다음과 같이 복사 플래그를 세팅하여 UE에게 제공할 수 있다.
>>> 최초 전송 시 복사 플래그를 0으로 세팅하여 전송한다.
>>> 재전송 시 머더 코드 크기를 증가시키지 않으면 복사 플래그를 0으로 세팅하고, 머더 코드 크기를 4N으로 증가시키면 복사 플래그를 1로 세팅하여 지시한다.
>>> 최초 전송 시 머더 코드 크기가 Nmax일 때, 재전송 시 머더 코드 크기가 증가하지 않으므로, 복사 플래그를 0으로 세팅하여 지시한다.
>>> 재전송 시, 2N<=Nmax<4N인 경우, 복사 플래그를 1로 세팅하고, 머더 코드 크기를 2N으로 증가시켜서 인코딩을 수행한다.
>> 방법 2-3: 머더 코드 크기를 min(2N, Nmax), min(4N, Nmax)로 증가시키는 경우, 2-비트 정보(예, 복사 플래그0, 복사 플래그1)을 이용하여 머더 코드 크기가 UE에게 제공될 수 있다. 예를 들면, BS 또는 전송 UE는 다음과 같이 복사 플래그0 및 복사 플래그1을 세팅하여 UE에게 지시할 수 있다.
>>> 최초 전송 시 복사 플래그0 및 복사 플래그1을 0으로 세팅하여 지시한다.
>>>> 혹은, 몇몇 구현들에서, 최초 전송 시 복사 플래그1은 다른 지시를 위하여 사용될 수도 있다.
>>> 재전송 시 복사 플래그0을 1로 세팅하여 머더 코드 크기의 증가를 지시하고, 머더 코드 크기를 2N으로 증가시키는 경우에는 복사 플래그1을 0으로 세팅하고, 머더 코드 크기를 4N으로 증가시키는 경우에는 복사 플래그1을 1로 세팅하여 지시한다.
>>> 최초 전송 시 머더 코드 크기가 Nmax일 때, 재전송 시 머더 코드 크기가 증가하지 않으므로, 재전송 시 복사 플래그0 및 복사 플래그1을 0으로 세팅하여 지시한다.
>> 방법 2-4: 머더 코드 크기를 min(2N, Nmax), min(4N, Nmax)로 증가시키는 경우, 1-비트 정보(예, 복사 플래그)와 특정 파라미터(예, 최초 전송의 코드 레이트)를 이용하여 머더 코드 크기가 UE에게 제공될 수 있다. 예를 들면, BS 또는 전송 UE는 다음과 같이 복사 플래그를 세팅하여 UE에게 제공할 수 있다.
>>> 최초 전송 시 복사 플래그를 0으로 세팅하여 전송한다.
>>> 재전송 시 머더 코드 크기를 증가시키지 않으면 복사 플래그를 0으로 세팅하여 지시하고, 머더 코드 크기를 증가시키면 복사 플래그를 1로 세팅하되, 특정 파라미터(예, 해당 전송 직전까지의 코드 레이트)의 값이 특정 값 이하이면 머더 코드 크기를 min(2N, Nmax)로 증가시키고, 특정 값 이상이면 머더 코드 크기를 min(4N, Nmax)로 증가시켜서 인코딩을 수행한다.
>>> 최초 전송 시 머더 코드 크기가 Nmax일 때, 재전송 시 머더 코드 크기가 증가하지 않으므로 복사 플래그를 0으로 세팅하여 지시한다.
>>> 재전송 시, 2N<=Nmax<4N 인 경우, 복사 플래그를 1로 세팅하고, 특정 파라미터의 값에 상관없이 머더 코드 크기를 2N으로 증가시켜서 인코딩을 수행한다.
>> 방법 2-5: 머더 코드 크기를 min(2N, Nmax), min(4N, Nmax)로 증가시키는 경우, 1-비트 정보 (예, 복사 플래그)와 특정 파라미터(예, 현재 전송(예, i-번째 전송)까지의 유효(effective) 코드 레이트(예,
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000043
))를 이용하여 머더 코드 크기가 UE에게 제공될 수 있다. 예를 들면, BS 또는 전송 UE는 다음과 같이 복사 플래그를 세팅하여 UE에게 제공할 수 있다.
>>> 최초 전송 시 복사 플래그는 0으로 세팅하여 전송한다.
>>> 재전송 시 직전 전송에서 사용한 머더 코드 크기를 증가시키지 않으면 복사 플래그를 0으로 세팅하여 지시하고, 머더 코드 크기를 증가시키면 복사 플래그를 1를 세팅하되, 현재 전송(예, i-번째 전송)까지의 유효 코드 레이트(예,
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000044
))의 값이 특정 값 이상이면 머더 코드 크기를 이전 전송의 머더 코드 크기의 2배 증가시켜서 인코딩을 수행한다.
>>> 최초 전송 또는 재전송 시 머더 코드 크기가 Nmax 일 때, 재전송 시 머더 코드 크기가 증가하지 않으므로 복사 플래그를 0으로 세팅하여 지시한다.
>>> 재전송 시, 2N<=Nmax<4N 인 경우, 복사 플래그를 1로 세팅하고, 특정 파라미터의 값에 상관없이 머더 코드 크기를 2N으로 증가시켜서 인코딩을 수행한다.
>> 방법 2-6: 머더 코드 크기를 min(2N, Nmax), min(4N, Nmax)로 증가시키는 경우, 1-비트 정보(예, 복사 플래그)와 추가 2-비트 정보(예, 배수 인자(multiplication factor))를 이용하여 머더 코드 크기가 UE에게 제공될 수 있다. 예를 들면, BS 또는 전송 UE는 다음과 같이 복사 플래그와 배수 인자를 세팅하여 UE에게 제공할 수 있다.
>>> 최초 전송 시 복사 플래그를 0으로 세팅하여 전송한다.
>>> 재전송 시 최초 전송의 머더 코드 크기를 증가시키지 않는다면(예,
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000045
, 복사 플래그를 0으로 세팅하여 지시하고, 머더 코드 크기를 증가시키면 복사 플래그를 1로 세팅하되, j-번째 전송의 레이트 매칭 출력 크기 Ej, 정보 크기 K, 증가한 머더 코드 크기 min(2N, Nmax) 또는 min(4N, Nmax)에 따라서 적당한 2-비트 배수 인자(예, 1, 2, 4, 8)를 세팅하여 지시한다.
>>>> 재전송 시(즉, j>1), (Ej, K)에 대해서 머더 코드 크기가 증가할 때, NR 표준에 기술될 방식대로 머더 코드 크기가 결정될 수 있는데, 이하에서는 이를 중간(intermediate) 머더 코드 크기라 표현한다.
>>>>> 최초 전송의 머더 코드 크기 N에 대해서 (j-1)-번째 전송까지의 총 레이트 매칭 출력 크기
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000046
은
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000047
의 범위를 갖는다. 여기서, E1,min = N/2 + x, 0<x<N/2이고, E1,max = N + y, 0<y<N/2이다.
>>>>> (Ej, K)의 코드 레이트는 1 보다 작은 수이어야 하므로 Ej>K이다.
>>>>> j-번째 전송 시 머더 코드 크기가 증가하므로
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000048
이다.
>>>>>>
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000049
으로부터 Ej > N - E1,min = N - N/2 - x = 2/N - x의 관계식을 얻을 수 있다.
>>>>>> j-번째 전송에서 머더 코드 크기가 min(2N, Nmax) 또는 min(4N, Nmax)로 증가하므로
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000050
< min(2N, Nmax)+z 또는
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000051
< min(4N, Nmax)+z가 된다. 증가한 머더 코드 크기를 N'이라 표현하면, N' + z - E1,max < Ej < N' + z - E1,min의 관계식을 만족하고, 이는 N' + z - N - y < Ej < N' + z - N/2 - x로 표현될 수 있다.
>>>>>>> N' = min(2N, Nmax) = 2N일 경우, N + z - y < Ej < 3N/2 + z - x가 된다. 따라서, 관계식 Ej > N/2 - x과 병합하면, min(N + z - y, N/2 - x) < Ej < 3N/2 + z + x의 관계식을 만족하고, 이 때 가능한 머더 코드 크기는 N/2, N, 2N이 될 수 있다.
>>>>>>> N' = min(4N, Nmax) = 4N일 경우, 3N + z - y < Ej < 7N/2 + z - x가 된다. 따라서, 관계식 Ej > N/2 - x과 병합하면, min(3N + z - y, N/2 - x) < Ej < 7N/2 + z - x의 관계식을 만족하고, 이 때 가능한 머더 코드 크기는 N/2, N, 2N, 4N이 될 수 있다.
>>>>> j-번째 레이트 매칭 출력 크기를 하여 가능한 머더 코드 크기를 구한 후, 증가한 머더 코드 크기를 지시하기 위한 배수 인자를 선택한다. 예를 들어, 최초 전송의 머더 코드 크기가 N이고, j-번째 전송에서 2N으로 증가한 머더 코드 크기를 이용하여 인코딩을 수행하고, j-번째 전송의 레이트 매칭 출력 크기에서 N의 머더 코드 크기를 얻었을 경우, 배수 인자 2를 선택하여 머더 코드 크기 2N을 지시할 수 있다.
다음 표는 최초 전송의 머더 코드 크기, 레이트 매칭 출력 크기, 정보 크기에 따른 재전송 시 머더 코드 크기들의 예이다. 특히, 다음 표는 방법 2-6에 따라 결정된 재전송용 머더 코드 크기들의 예이다. 다음 표에서 N1은 (E1, K)에 기반한 최초 전송용 머더 코드 크기이고, K는 정보 크기이며, E1은 최초 전송의 레이트 매칭 출력 크기이고, E2는 재전송의 레이트 매칭 출력 크기이며, N2는 (E2, K)에 기반한 재전송용 머더 코드 크기이며, N'은 재전송에서 인코딩을 위해 사용된 실제(actual) 머더 코드 크기이다.
Figure PCTKR2023006635-appb-img-000052
표 10 및 방법 2-6을 참조하면, 제어 채널을 전송하는 통신 기기가 두 번째 전송 시에 codeword(all, (N', K))로 데이터를 인코딩하고 codeword(2nd tx, (E2, K))를 다른 통신 기기에게 전송한다. 예를 들어, 표 10에서, N1 = 32, K = 5, E1 = 20, codeword(1st tx, (E1, K)) = (20, 5), E2 = 20, codeword(all, (N', K)) = (64, 5), codeword(2nd tx, (E2, K)) = (20, 5), N2 = 32, Copy flag = 1, Multiplication factor = 2, N' = 64인 행(row)를 참조하면, 전송기는 두 번째 전송 시에 (E2, K)에 의해 결정되는 N2의 2배인 N = 64의 폴라 코드를 이용하여 길이 K = 5인 정보 블록을 인코딩하고, 길이 64인 인코딩된 비트 시퀀스의 비트들 중 20 비트만 전송한다. 본 명세의 몇몇 구현들에서, K는 제어 정보를 통해 UE에게 제공되는 TBS를 기반으로, E는 제어 정보를 통해 UE에게 제공되는 시간/주파수 자원 할당과 MCS를 기반으로 얻어질 수 있다. TBS는 MCS와 자원 할당을 기반으로 계산될 수 있다.
BS 혹은 전송 UE가 어떤 HARQ 프로세스에 대해 최초 전송을 스케줄링하는 경우, PDCCH/PSCCH가 나르는 제어 정보 포맷 내 NDI 필드에 상기 HARQ 프로세스에 대한 이전 NDI 값을 토글한 값을 포함시켜, 상기 제어 정보 포맷을 전송한다. UE가 상기 최초 전송의 PDCCH/PSCCH를 놓친 경우, 상기 BS 혹은 상기 전송 UE는 상기 최초 전송의 PDCCH/PSCCH에 포함된 NDI 값과 동일한, 즉, 토글되지 않은 NDI 값을 포함하는 재전송 PDCCH/PSCCH를 UE에게 보내게 될 것이다. 상기 재전송 PDCCH/PSCCH를 수신한 UE는 상기 HARQ 프로세스에 대한 NDI가 이전 값에 비해 토글되어 있으므로, 상기 재전송 PDCCH/PSCCH를 최초 전송의 PDCCH/PSCCH로 오인할 위험이 있다. 따라서, 현재 PDCCH/PSCCH가 수송 블록에 대해 재전송인지 아닌지가 UE에게 지시될 필요가 있다. 본 명세의 몇몇 구현들에 의하면, 최초 PDCCH/PSCCH가 분실되더라도, 현재 PDCCH/PSCCH에 포함된 복사 플래그가 상기 현재 PDCCH/PSCCH가 스케줄링하는 수송 블록의 전송 전에 동일 수송 블록의 이전 전송이 있었음을 알려주는 역할을 할 수 있다.
기존 폴라 코드의 경우, 정보 블록 크기 K와 레이트 매칭 출력 크기 E에 따라 머더 코드 크기가 정해져 있었고, 폴라 코드가 적용되는 BCH, DCI, UCI, SCI에 대해서는 재전송이 수행되지 않았으므로 머더 코드 크기가 굳이 UE에게 제공될 필요가 없었다. 폴라 코드가 아닌 다른 채널 코드들의 경우에는 최소(minimum) 코드 레이트에 따라 채널 코딩이 수행된 후 코딩된 비트 시퀀스 중 일부가 적절히 선택되어 수신기에게 전송되었다. 그런데, PUSCH, PDSCH, 또는 PSSCH에 의해 운반되는 수송 블록에 대해 폴라 코드가 적용되는 경우, K와 E에 의해 정해지는 머더 코드 크기와는 다른 머더 코드 크기를 허용할 필요가 있다. 본 명세의 몇몇 구현들에 의하면, K와 E에 의해 정해지는 머더 코드 크기와는 다른 머더 코드 크기를 사용한 폴라 인코딩/디코딩이 가능해진다. 한편, 폴라 코드의 경우에는 머더 코드 크기가 증가한다고 해서 반드시 리던던시가 증가한다고 할 수는 없고, 머더 코드 크기가 증가한다는 것은 디코딩 복잡도(complexity)가 증가함을 의미한다. 본 명세의 몇몇 구현들에 의하면 적절한 머더 코드 크기부터 시작하여 머더 코드 크기를 증가시킴으로써, 디코딩 복잡도를 최소화하면서 코딩 이득을 증가시킬 수 있다.
<레이트 매칭으로 인한 사전-프리징>
본 명세의 몇몇 구현들에서, 레이트 매칭 출력 시퀀스 길이 E를 기반으로 수행되는 일반적인 레이트 매칭에 의해 코드워드의 일부가 펑처링 혹은 쇼트닝되면, 사전-프리징(pre-freezing)이 수행될 수 있다. 사전-프리징은 펑처링 또는 쇼트닝의 레이트 매칭을 위해 입력 비트 채널을 프로즌 비트로서 세팅하는 것을 의미한다. 사전-프리징을 수행하는 이유는 다음과 같이 설명될 수 있다. 예를 들어, 머더 코드 크기 N=8로 가정하면, 입력 u=(u0,u1,...,u7), 코드워드 d=(d0,d1,...,d7), 수학식 12의 폴라 코드 생성기 행렬 G라 할 때, d = uG에 의해 구해질 수 있다. 펑처링 또는 쇼트닝은 코드워드의 특정 부분을 전송하지 않는 것인데, 펑처링은 코딩된 비트 인덱스들 중 낮은 인덱스(들)에 해당하는 비트(들)을 전송하지 않는 방식이고, 쇼트닝은 코딩된 비트 인덱스들 중 높은 인덱스(들)에 해당하는 비트(들)을 전송하지 않는 방식이다. 예를 들어, N=8의 머더 코드 크기에 대해서 1-비트 펑처링이 수행되면 d0가 전송되지 않고, 1-비트 쇼트닝이 수행되면 d7이 전송되지 않는다. 이는 생성기 행렬의 첫 번째 또는 마지막 열(column)을 제거하여 얻어진 새로운 생성기 행렬을 이용하여 코드워드를 생성하는 것과 동일하다. 이 때, 1-비트 펑처링의 경우, 새로운 생성기 행렬은 첫 번째 행(row)은 모두 0이 되기 때문에 입력 비트 u0는 코드워드에 표현되지 않기 때문에 수신단이 u0를 디코딩해낼 수 없게 된다. 따라서 전송단은 u0를 프로즌 비트로 세팅하여 정보를 할당하지 않는 것이 필요하다. 한편 1-비트 쇼트닝의 경우, 새로운 생성기 행렬의 마지막 행은 모두 1이 되기 때문에 모든 코딩된 비트에 간섭으로 작용하게 되므로, u7을 프로즌 비트로 세팅하여 간섭을 줄이는 것이 성능 향상에 도움이 될 수 있다. 따라서, 펑처링 또는 쇼트닝의 레이트 매칭이 수행되는 경우, 특정 입력 비트 채널(들)이 프로즌되는 것이 바람직하다.
도 19는 본 명세의 몇몇 구현들에 따른, 레이트 매칭을 위해 사전 프리징되는 폴라 코드의 비트 인덱스들의 위치들을 예시한다.
전술한 표 9를 참조하면, 펑처링/쇼트닝 레이트 매칭에 따라서 프로즌되는 비트 인덱스들이 달라진다. 또한, 레이트 매칭 출력 크기 E에 따라서 프로즌되는 비트 인덱스들의 양이 달라지게 된다. 예를 들어, 표 9를 참조하면, K/E가 기준 코드 레이트 R(표 9의 경우, 7/16)보다 작거나 같으면 코딩된 비트 시퀀스 중 전단부가 전송되지 않는 펑처링의 레이트 매칭이 수행되며, 도 19(a)에 예시된 바와 같이 선두 비트 인덱스들이 사전-프리징된다. 표 9를 참조하면, E <= 7/16이고 E>=3N/4이면 비트 인덱스들 0 ~ (ceil(3N/4 - E/2) - 1)이 사전-프리징되고, E <= 7/16이고 E<3N/4이면 비트 인덱스들 0 ~ (ceil(9N/16 - E/4) - 1)이 사전-프리징된다. 다른 예로, 표 9를 참조하면, K/E가 7/16보다 크면 코딩된 비트 시퀀스 중 후반부가 전송되지 않는 쇼트닝의 레이트 매칭이 수행되고, 도 19(b)에 예시된 바와 같이 선두 비트 인덱스들이 사전-프리징된다. 표 9를 참조하면, E > 7/16이면, 비트 인덱스들 E ~ N-1이 사전-프리징된다. 따라서, UE가 최초 전송의 제어 정보를 전송하는 PDCCH/PSCCH 검출에 실패하는 경우, 해당 정보 블록에 대한 재전송 시 상기 UE에서 폴라 코드를 생성할 수 없는 문제가 발생하게 된다. 재전송 시 머더 코드 크기가 증가하지 않는 경우, 최초 전송의 PDCCH/PSCCH 검출에 실패하였기 때문에 수신기는 최초 전송에서 적용한 레이트 매칭 방식에 따른 프로즌 비트 인덱스(들)에 대한 정보를 알 수 없게 된다. 예를 들어, 최초 전송에서 (N, K) = (32, 7)의 머더 코드를 펑처링하여 (20, 7)로 전송하였다고 하면, 비트 인덱스 0부터 비트 인덱스 12까지 프로즌되어야 한다. 전송기가 재전송 시 머더 코드 크기를 증가시키지 않고, 12 비트들을 추가로 전송할 때, 수신기는 최초 전송의 레이트 매칭 출력 크기에 대한 정보가 없기 때문에 최초 전송과 동일한 비트 인덱스들을 프로즌으로 설정할 수 없다. 재전송 시 머더 코드 크기가 증가하는 경우, 상기 수신기가 최초 전송의 PDCCH/PSCCH 검출에 실패하였기 때문에 상기 수신기는 최초 전송에서 적용한 레이트 매칭 방식에 따른 프로즌 비트 인덱스(들)에 대한 정보를 알 수 없게 된다. 예를 들어, 전송기가 최초 전송에서 (32, 7)의 머더 코드를 펑처링하여 (20, 7)로 전송하였다면 비트 인덱스 0부터 비트 인덱스 12까지 프로즌 되어야 하고, 재전송 시 머더 코드 크기를 증가시켜서 20 비트들을 추가로 전송한다고 하면 (N, K) = (64, 7)의 머더 코드에서 24 비트들을 펑처링하여 생성된 (40, 7)의 코드워드 중 20 비트들을 전송하는 것이므로 비트 인덱스 0부터 비트 인덱스 25까지 프로즌되어야 한다. 하지만, 수신기가 최초 전송의 PDCCH/PSCCH 검출에 에 실패하였기 때문에 해당 정보를 알 수 없어서, 상기 수신기는 최초 전송과 동일한 프로즌 비트를 설정할 수 없다. 이 경우, 재전송 시 코드워드를
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와 같이 표현할 때, 수신기는 U1의 사전-프리징(pre-freezing)되는 비트 인덱스들에 대한 정보를 알 수 없기 때문에 최초 전송을 포함하는 코드워드를 생성 또는 결정할 수 없다.
이와 같은 현상은 레이트 매칭 출력 크기가 변함에 따라서 따라서 프로즌되는 비트 인덱스들의 양도 달라지기 때문에 발생한다. 이러한 문제는 레이트 매칭 출력 크기가 가변하더라도 프로즌 비트가 세팅되는 비트들의 양, 즉, 프로즌 비트 인덱스들의 양을 고정하면 해결할 수 있다. 이 때, 프로즌으로 세팅되는 비트들의 양의 고정 값은 머더 코드 크기 N, 정보 크기 K의 (N, K) 코드워드에 대해 해당 레이트 매칭에 따른 사전-프리징되는 비트들의 양의 최대 값으로 설정될 수 있다.
다음 표는 (N, K) = (32, 12)의 코드워드에 대한 레이트 매칭 방식에 따라 사전-프리징되는 비트들의 양을 예시한다.
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표 11을 참조하면, 최초 전송에서 펑처링의 레이트 매칭을 적용하였다면, 사전-프리징되는 비트들의 양의 최대 값은 10이고, 쇼트닝을을 적용하였다면 사전-프리징되는 비트들의 양의 최대 값은 14가 된다. 사전-프리징되는 비트들의 최대 값을 고정시키면 성능 저하의 문제가 생길 수 있지만, UE가 최초 전송을 스케줄링하는 PDCCH/PSCCH를 놓쳐서 코드 구성을 못하게 되면, 상위 계층 재전송, 즉, RLC PDU부터 재전송을 해야 할 수 있다는 더 큰 문제가 발생할 수 있다. 코드 구성을 제대로 하지 못하여 패킷이 분실(loss)된 것으로 판단될 수 있고, 이 경우에는 해당 수송 블록에 대해 RLC 레벨에서부터 재전송 동작이 이뤄져서 더 긴 딜레이가 발생할 수 있다. HARQ는 PHY 계층과 MAC 계층에서 재전송을 동작시킴으로써 빠르게 재전송이 이뤄지게 할 수 있게 하는 것에 목적이 있다. 본 명세의 몇몇 구현들에 따라, 최초 전송에서 레이트 매칭 출력 크기에 관계없이 (N, K)에 대해 적용하는 레이트 매칭 방식에 따라 사전-프리징되는 비트들의 양의 최대 값에 따라 사전-프리징되는 비트들을 결정하게 되면, 가변하는 레이트 매칭 출력 크기에 따라 가변하는 사전-프리징되는 비트들의 양에 의해 발생할 수 있는 코드 구성(construction) 문제를 해결할 수 있다. 이 때, 레이트 매칭 방식별로 사전-프리징되는 비트 인덱스(들)의 위치(들)이 다르기 때문에, 레이트 매칭 방식별로 최대 값을 설정하여 적용하는 것이 바람직할 수 있다. 본 명세의 몇몇 구현들에 의하면, HARQ가 적절히 수행될 수 있다.
재전송 시 코드워드를
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와 같이 표현할 때, 증가한 머더 코드 크기에 대한 신뢰도 순서에 따라 정보 비트(들)이 할당되는데, U1의 사전-프리징되는 비트 인덱스들에 정보 비트들이 할당될 수 있다. 이 경우, 재전송 시의 코드워드가 최초 전송의 코드워드를 포함해야 하는 조건을 만족하지 못하게 되기 때문에, IR HARQ를 지원할 수 없다. 예를 들어, 최초 전송에서 머더 코드 크기 N = 128, 정보 비트 크기 K = 39인, 즉, (N, K) = (128, 39)의 머더 코드에서 38개 비트들을 펑처링하여 (E, K) = (90, 39)로 전송하였다고 가정할 때, 표 9를 참조하면, E = 90 < 3*N/4 = 3*128/4이므로, 사전-프리징되는 비트 인덱스들은 비트 인덱스들 0 ~ (ceil{3*128/4 - 90/2} - 1), 즉, 비트 인덱스들 0,...,50이다. 재전송 시 머더 코드 크기가 256으로 증가하는 경우, 최초 전송의 사전-프리징되는 U1의 비트 인덱스들은 재전송 시 비트 인덱스들 128,...,178이 되기 때문에, 해당 비트 인덱스들은 프로즌 비트들이 세팅되어야 한다. 그러나, 머더 코드 크기 256에 대하여 39개 정보 비트들을 신뢰도 순서에 따라 할당하면, 비트 인덱스 177에 정보 비트가 할당된다. 따라서, 최초 전송의 코드워드 U1F와 동일한 코드워드를 포함하는 재전송 코드워드가 생성될 수 없다. 이와 같은 문제점을 해결하기 위해서, 본 명세의 몇몇 구현들에서, 전송기는 최초 전송 시 사전-프리징되는 비트 인덱스(들)에, 재전송 시 증가한 머더 코드 크기에 대한 신뢰도 순서에 따라서 정보 비트(들)을 할당해야 하는 경우, 해당 비트 인덱스(들)에는 정보를 할당하지 않고 프로즌 비트들을 세팅하고, 다음으로 신뢰도가 높은 비트 인덱스에 정보를 할당할 수 있다. 예를 들어, 최초 전송의 머더 코드 (N, K)에 대하여 사전-프리징되는 r개의 비트 인덱스들을 f0, f1, ..., fr-1이라고 하면, 증가한 머더 코드 (2N, K)에 대하여 신뢰도 순서에 의해 비트 인덱스 N+f0, N+f1, ..., N+fr-1에 정보 비트들이 할당되어야 하는 경우, 전송기는 해당 비트 인덱스들에 정보 비트들을 할당하지 않고 프로즌 비트들을 세팅하며 다음으로 신뢰도가 높은 비트 인덱스부터 다시 정보 비트를 할당할 수 있다. 또한, 증가한 머더 코드 (4N, K)에 대하여 신뢰도 순서에 의하여 비트 인덱스들 3N+f0, 3N+f1, ..., 3N+fr-1에 정보 비트들이 할당되어야 하는 경우, 전송기는 해당 비트 인덱스들에 정보 비트를 할당하지 않고 프로즌 비트들을 세팅하며 다음으로 신뢰도가 높은 비트 인덱스부터 다시 정보 비트를 할당할 수 있다. 또한, 머더 코드 크기가 2N, 4N으로 순차적으로 증가하여 전송하는 경우, 머더 코드 (2N, K)에 대하여 새로이 사전-프리징되는 s개의 비트 인덱스들을 g0, g1, ..., gs-1라고 하면, 머더 코드 (4N, K)에 대하여 신뢰도 순서에 의하여 비트 인덱스들 3N+f0, 3N+f1, ..., 3N+fr-1에 정보 비트들이 할당되어야 하는 경우, 전송기는 해당 비트 인덱스들 3N+f0, 3N+f1, ..., 3N+fr-1에 정보 비트들을 할당하지 않고 프로즌 비트들을 세팅하며 다음으로 신뢰도가 높은 비트 인덱스부터 다시 정보 비트를 할당할 수 있고, 비트 인덱스들 2N+g0, 2N+g1, ..., 2N+gS-1에 정보 비트들이 할당되어야 하는 경우, 상기 비트 인덱스들 2N+g0, 2N+g1, ..., 2N+gS-1에 정보 비트들을 할당하지 않고 프로즌 비트들을 세팅하며 다음으로 신뢰도가 높은 비트 인덱스부터 다시 정보 비트를 할당할 수 있다.
도 20은 본 명세의 몇몇 구현들에 따라, 레이트 매칭을 고려하여 데이터 비트들이 폴라 코드의 비트 인덱스들에 배치된 예들을 도시한 것이다. 특히, 도 20은 K = 12, 최초 전송에 대해 N = 32 및 E = 24이고, 재전송에 대해 N = 64 및 E = 60의 폴라 인코더를 사용하여 IR HARQ를 지원하는 정보 비트 배치 방법을 예시한다.
사전-프리징되는 비트 인덱스(들)의 위치(들)을 전송기와 수신기가 모호함 없이 파악할 수 있도록 하기 위해, 본 명세의 몇몇 구현들에서, 레이트 매칭 방식에 관한 정보가 UE에게 제공될 수 있다. 예를 들어, 정보 블록에 적용된 레이트 매칭 방식이 펑처링인지, 쇼트닝인지, 아니면 반복인지에 관한 2-비트 정보가 UE에게 제공될 수 있다.
전송기가 최초 전송에서 쇼트닝을 이용하여 레이트 매칭을 수행하였다 하더라도 재전송 시 머더 코드 크기를 증가시키면 펑처링을 이용한 레이트 매칭을 수행할 수 밖에 없는 경우가 발생할 수 있다. 5G NR 표준에 의하면 최초 전송에서 쇼트닝의 레이트 매칭이 이용되면, 쇼트닝되는 비트들의 양만큼의 큰 비트 인덱스들을 프로즌한다(즉, 정보 비트(들)을 배치하기 전에 폴라 코드의 해당 비트 인덱스들을 프로즌 비트 인덱스들로 세팅하는 사전-프리징을 수행한다). 따라서, 재전송 시 머더 코드 크기를 증가시키고 IR HARQ를 지원하기 위해서는, 도 20에 예시된 바와 같이, 증가한 머더 코드 크기의 폴라 코드의 비트 인덱스들 중 최초 전송에서 사전-프리징되었던 비트 인덱스들에 대응하는 비트 인덱스들(예, 머더 코드 크기가 N1에서 2N1으로 증가되면 사전-프리징되었던 비트 인덱스 #i에 대응하는 비트 인덱스 #i+N1)을 프로즌 비트인 것으로 세팅해야 한다. 즉, 쇼트닝에 대한 사전-프리징에 의해서 프로즌 세팅된 비트 인덱스들은 재전송 시에도 프로즌으로 계속 설정해야 한다. 그런데, 도 14에 예시된 바와 같이, 쇼트닝에 의해 프로즌으로 세팅된 비트 인덱스들은 일반적으로 신뢰도가 높아서, 재전송 시 해당 비트 인덱스를 프로즌으로 세팅하면 성능 열화의 요인이 될 수 있다.
도 21은 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 재전송의 성능을 예시한다. 특히 도 21은 최초 전송에서 쇼트닝의 레이트 매칭이 사용되고 재전송에서 머더 코드 사이즈가 증가되는 경우에 대한 프로즌 비트 세팅의 오류 성능을 예시한다. 도 21의 실험 환경은 다음과 같다. 도 21에서 "S"는 최초 전송의 레이트 매칭 타입이 쇼트닝임인 경우에 대한 재전송 성능을 나타내고, "P"는 최초 전송의 레이트 매칭 타입이 펑처링인 경우에 대한 재전송 성능을 나타낸다.
> 정보 크기: 도 21(a)에 대해 K=12, 도 21(b)에 대해 K=200
> 머더 코드 크기 N: 도 21(a)에 대해 최초 전송의 N = 32이고 재전송의 N = 64, 도 21(b)에 대해 최초 전송의 N = 512이고 재전송의 N = 1024
> 레이트 매칭 출력 크기: 도 21(a)에 대해 최초 전송의 레이트 매칭 출력 크기 E1 = 27이고 재전송의 레이트 매칭 출력 크기 E2 = 64, 도 21(b)에 대해 최초 전송의 레이트 매칭 출력 크기 E1 = 300이고 재전송의 레이트 매칭 출력 크기 E2 = 1024.
> 디코더: SC 리스트-8 디코더
도 21에서 알 수 있듯이 최초 전송 시 쇼트닝의 레이트 매칭이 수행되는 경우, 재전송 시 프로즌 비트 세팅으로 인해 성능 열화가 발생할 수 있다. 따라서, 본 명세의 몇몇 구현들에서는 IR HARQ를 지원하는 경우 쇼트닝을 지원하지 않고 펑처링/반복만을 지원하는 것이 고려될 수 있다. 예를 들어, 본 명세의 몇몇 구현들에서는, E < N일 때 K/E의 값에 관계 없이 코딩된 비트 시퀀스의 전반부만 보내지 않는 펑처링의 레이트 매칭만을 적용하는 것이 고려될 수 있다. 이 경우, 레이트 매칭 타입은 펑처링인지 아니면 반복인지만을 나타내는 1-비트 정보에 의해 UE에게 지시될 수 있다. 이렇게 함으로써, 레이트 매칭 관련 시그널링 부담이 줄어들 수 있다.
펑처링 혹은 쇼트닝의 레이트 매칭이 수행되는 경우에는 사전-프리징되는 비트 인덱스들이 발생할 수 있으므로, IR HARQ를 지원하는 전송기와 수신기는 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 사전-프리징을 고려한 정보 비트들의 비트 인덱스들로의 매핑을 UE가 최초 전송의 PDCCH/PSCCH를 놓쳤는지 여부와 무관하게 수행 혹은 가정할 수 있다.
종래 5G NR 표준에 의하면, UE가 최초 전송을 스케줄링하는 PDCCH/PSCCH를 놓치면, 레이트 매칭 출력 크기 E와 폴라 인코딩 블록으로 입력되는 정보 블록 크기 K를 모르므로, 상기 최초 전송에 대한 폴라 코드를 구성(construct)할 수 없다. 본 명세의 몇몇 구현들에 의하면, 재전송을 스케줄링하는 PDCCH/PSCCH를 검출하면 상기 최초 전송의 머더 코드 크기를 알 수 있다. 본 명세의 몇몇 구현들에서, 상기 재전송을 스케줄링하는 PDCCH/PSCCH가 운반하는 DCI/SCI 포맷은 상기 최초 전송의 레이트 매칭 방식이 쇼트닝인지, 펑처링인지, 아니면 반복인지에 관한 정보를 포함할 수 있다. 본 명세의 몇몇 구현들에 의하면, 최초 전송을 스케줄링하는 PDCCH/PSCCH에 대응하는 수송 블록에 대한 폴라 코드 구성을 알 수 있다. 본 명세의 몇몇 구현들에 의하면, 현재 전송의 머더 코드 크기 N과 크기 N인 폴라 코드로의 입력 u = [u0, u1, u2, ..., uN-1]가 복사된 정보 비트를 포함하는지 알 수 있으므로, PDCCH/PSCCH를 수신한 UE는 상기 현재 전송의 정보 블록이 폴라 코드의 비트 인덱스들에 어떤 형태로 배치되는지를 알 수 있다. 즉, 본 명세의 몇몇 구현들에 의하면, 최초 전송을 스케줄링하는 PDCCH/PSCCH에 오류가 발생했을 때 상기 PDCCH/PSCCH를 놓친 UE가 상기 최초 전송을 위한 폴라 코드의 코드 구성을 모르게 된다는 문제가 해결될 수 있다. 따라서, 본 명세의 몇몇 구현들에 의하면, UE가 이전 전송을 스케줄링하는 PDCCH/PSCCH를 놓치더라도, 현재 전송을 디코딩하는 것이 가능하다.
본 명세의 몇몇 구현들에 따른 폴라 인코딩/디코딩식을 이용하면 오류에 강인한 HARQ 동작이 수행될 수 있으므로 시스템 성능이 향상될 수 있다.
도 22는 본 명세의 몇몇 구현들에 따른, 채널 인코딩 과정을 예시한다.
통신 기기 혹은 인코더는 채널 인코딩과 관련하여 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행할 수 있다. 상기 통신 기기 혹은 인코더는 적어도 하나의 송수신기; 적어도 하나의 프로세서; 및 상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함할 수 있다. 상기 통신 기기 혹은 인코더를 위한 프로세싱 장치는 적어도 하나의 프로세서; 및 상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함할 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 (비휘발성) 저장 매체는 적어도 하나의 프로세서에 의해 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행하도록 하는 지시들을 포함하는 적어도 하나의 컴퓨터 프로그램을 저장할 수 있다. 컴퓨터 프로그램 혹은 컴퓨터 프로그램 제품(product)은 적어도 하나의 컴퓨터 판독가능한 (비휘발성) 저장 매체에 기록되며, 실행될 때, (적어도 하나의 프로세서로 하여금) 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행하도록 하는 지시들을 포함할 수 있다. 도 22를 참조하면, 상기 통신 기기, 상기 인코더, 상기 프로세싱 장치, 상기 컴퓨터 판독 가능 (비휘발성) 저장 매체, 및/또는 상기 컴퓨터 프로그램 제품에서, 상기 동작들은: 정보 블록의 인코딩을 위한 폴라 코드의 길이 N을 결정; 상기 정보 블록의 길이 K와 레이트 매칭 출력 길이 E를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로즌 비트 인덱스들을 결정(S2201); 상기 정보 블록, 상기 프로즌 비트 인덱스들, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}를 기반으로, 길이 N인 입력 비트 시퀀스를 결정(S2203); 길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스에 대해 폴라 인코딩을 수행하여 길이 N인 코딩된 비트 시퀀스를 생성(S2205); 길이 N인 상기 코딩된 비트 시퀀스에 대해 레이트 매칭을 수행하여 길이 E인 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 생성(S2207); 및상기 스케줄링 정보를 기반으로, 상기 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 전송(S2209)하는 것을 포함할 수 있다. 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이다. 몇몇 구현들에서, 상기 프로즌 비트 인덱스들을 결정하는 것은: E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하는 것을 포함할 수 있다. 몇몇 구현들에서, 상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일할 수 있다. 몇몇 구현들에서, 길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스를 결정하는 것은: 상기 정보 블록의 비트들 0 ~ K-1을 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로징되지 않은 비트 인덱스들 중 (예를 들어, 가장 신뢰할만한) K개 비트 인덱스들에 매핑하는 것을 포함할 수 있다.
도 23은 본 명세의 몇몇 구현들에 따른, 채널 디코딩 과정을 예시한다.
통신 기기 혹은 디코더는 채널 디코딩과 관련하여 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행할 수 있다. 상기 통신 기기는 적어도 하나의 송수신기; 적어도 하나의 프로세서; 및 상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함할 수 있다. 상기 통신 기기 혹은 디코더를 위한 프로세싱 장치는 적어도 하나의 프로세서; 및 상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함할 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 (비휘발성) 저장 매체는 적어도 하나의 프로세서에 의해 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행하도록 하는 지시들을 포함하는 적어도 하나의 컴퓨터 프로그램을 저장할 수 있다. 컴퓨터 프로그램 혹은 컴퓨터 프로그램 제품(product)은 적어도 하나의 컴퓨터 판독가능한 (비휘발성) 저장 매체에 기록되며, 실행될 때, (적어도 하나의 프로세서로 하여금) 본 명세의 몇몇 구현들에 따른 동작들을 수행하도록 하는 지시들을 포함할 수 있다. 도 23을 참조하면, 상기 통신 기기, 상기 디코더, 상기 프로세싱 장치, 상기 컴퓨터 판독 가능 (비휘발성) 저장 매체, 및/또는 상기 컴퓨터 프로그램 제품에서, 상기 동작들은: 정보 블록의 전송에 관한 스케줄링 정보를 수신(S2301); 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 길이 E인 수신 비트 시퀀스를 수신; 상기 스케줄링 정보를 기반으로, 폴라 코드의 길이 N을 결정(S2301); 상기 정보 블록의 길이 N인 상기 폴라 코드의 비트 인덱스들로의 매핑 관계를 기반으로 길이 E인 상기 수신 비트 시퀀스에 대한 폴라 디코딩을 수행(S2303)하여 상기 정보 블록을 결정하는 것을 포함할 수 있다. 몇몇 구현들에서, 상기 매핑 관계는: 상기 정보 블록을 상기 정보 블록의 길이 K, 상기 수신 비트 시퀀스의 길이 E, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}으로 결정된 프로즌 비트 인덱스들을 제외한 나머지 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함할 수 있고, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이다. 몇몇 구현들에서, 상기 프로즌 비트들은: E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 포함할 수 있다. 몇몇 구현들에서, 상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일할 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 제1 개수는 주어진 N에 대해 E 값들에 따라 달라지는 프리징될 선두 비트 인덱스들의 개수들 중 최대 값과 동일할 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 동작들 혹은 상기 매핑 관계는: E<N이고 K/E이 기결정된 값보다 작거나 같음을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 상기 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정; 및 E<N이고 K/E이 상기 기결정된 값보다 큼을 기반으로 상기 폴라 코드의 상기 N개 비트 인덱스들 중 제2 개수의 후반 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하는 것을 포함할 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 제2 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일할 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 제2 개수는 상기 주어진 N에 대해 E 값들에 따라 달라지는 프리징되는 후반 비트 인덱스들의 개수들 중 최대 값과 동일할 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 스케줄링 정보는 상기 정보 블록의 최초 전송에 적용된 폴라 코드의 길이 N1에 관한 정보 및 상기 정보 블록의 상기 최초 전송에 적용된 레이트 매칭 방식에 관한 정보를 더 포함할 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 스케줄링 정보는 상기 정보 블록의 최초 전송에 적용된 폴라 코드에 관한 정보를 더 포함할 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 동작들 혹은 상기 매핑 관계는: 상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이 아님을 기반으로 그리고 상기 정보 블록의 상기 최초 전송에 적용된 상기 폴라 코드에 관한 상기 정보를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 상기 N개 비트 인덱스들 중 상기 최초 전송에서 프로징된 비트 인덱스들을 결정하는 것을 더 포함할 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 동작들 혹은 상기 매핑 관계는: 상기 정보 블록의 상기 비트들 0 ~ K-1은 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스들에 매핑하지 않는 것을 포함할 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 동작들 혹은 상기 매핑 관계는: 상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이 아님을 기반으로, 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스들을 프리징; 및 상기 정보 블록의 상기 비트들 0 ~ K-1 중에서, 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스에 매핑했어야 할 비트를, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프리징되지 않은 비트 인덱스들 중 가장 신뢰할 만한 K개 비트 인덱스들 다음으로 신뢰할만한 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함할 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 스케줄링 정보는 N이 상기 정보 블록의 최초 전송을 위한 폴라 코드 길이 N1보다 큰지 여부를 나타내는 복사(copy) 관련 정보를 더 포함할 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 복사 관련 정보는 상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이면 제1 값을 갖고, 상기 정보 블록의 상기 전송이 재전송이면 제2 값을 가질 수 있다.
상술한 바와 같이 개시된 본 명세의 예들은 본 명세와 관련된 기술분야의 통상의 기술자가 본 명세를 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 명세의 예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 기술자는 본 명세의 예들을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있다. 따라서, 본 명세는 여기에 기재된 예들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 명세의 구현들은 무선 통신 시스템에서, BS 또는 UE, 기타 다른 장비에 사용될 수 있다.

Claims (24)

  1. 무선 통신 시스템에서 통신 기기가 정보 블록을 전송함에 있어서,
    상기 정보 블록의 인코딩을 위한 폴라 코드의 길이 N을 결정;
    상기 정보 블록의 길이 K와 레이트 매칭 출력 길이 E를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로즌 비트 인덱스들을 결정;
    상기 정보 블록, 상기 프로즌 비트 인덱스들, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}를 기반으로, 길이 N인 입력 비트 시퀀스를 결정;
    길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스에 대해 폴라 인코딩을 수행하여 길이 N인 코딩된 비트 시퀀스를 생성;
    길이 N인 상기 코딩된 비트 시퀀스에 대해 레이트 매칭을 수행하여 길이 E인 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 생성; 및
    상기 스케줄링 정보와 상기 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 전송하는 것을 포함하며,
    길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이고,
    상기 프로즌 비트 인덱스들을 결정하는 것은:
    E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하는 것을 포함하며,
    상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하고,
    길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스를 결정하는 것은:
    상기 정보 블록의 비트들 0 ~ K-1을 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로징되지 않은 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스들에 매핑하는 것을 포함하는,
    정보 블록 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 개수는 주어진 N에 대해 E 값들에 따라 달라지는 프리징될 선두 비트 인덱스들의 개수들 중 최대 값과 동일한,
    정보 블록 전송 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 프로즌 비트 인덱스들을 결정하는 것은:
    E<N이고 K/E이 기결정된 값보다 작거나 같음을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 상기 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정; 및
    E<N이고 K/E이 상기 기결정된 값보다 큼을 기반으로 상기 폴라 코드의 상기 N개 비트 인덱스들 중 제2 개수의 후반 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하는 것을 포함하며,
    상기 제2 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일한,
    정보 블록 전송 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제2 개수는 상기 주어진 N에 대해 E 값들에 따라 달라지는 프리징될 후반 비트 인덱스들의 개수들 중 최대 값과 동일한,
    정보 블록 전송 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 스케줄링 정보는 상기 정보 블록의 최초 전송에 적용된 폴라 코드의 길이 N1에 관한 정보 및 상기 정보 블록의 상기 최초 전송에 적용된 레이트 매칭 방식에 관한 정보를 더 포함하는,
    정보 블록 전송 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 스케줄링 정보는 상기 정보 블록의 최초 전송에 적용된 폴라 코드에 관한 정보를 더 포함하고, 상기 방법은:
    상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이 아님을 기반으로 그리고 상기 정보 블록의 상기 최초 전송에 적용된 상기 폴라 코드에 관한 상기 정보를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 상기 N개 비트 인덱스들 중 상기 최초 전송에서 프로징된 비트 인덱스들을 결정하는 것을 더 포함하며,
    상기 정보 블록의 상기 비트들 0 ~ K-1은 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스들에 매핑되지 않는,
    정보 블록 전송 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이 아님을 기반으로, 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스들을 프리징; 및
    상기 정보 블록의 상기 비트들 0 ~ K-1 중에서, 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스에 매핑했어야 할 비트를, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프리징되지 않은 비트 인덱스들 중 가장 신뢰할 만한 K개 비트 인덱스들 다음으로 신뢰할만한 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함하는,
    정보 블록 전송 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 스케줄링 정보는 N이 상기 정보 블록의 최초 전송을 위한 폴라 코드 길이 N1보다 큰지 여부를 나타내는 복사(copy) 관련 정보를 더 포함하는,
    정보 블록 전송 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 복사 관련 정보는 상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이면 제1 값을 갖고, 상기 정보 블록의 상기 전송이 재전송이면 제2 값을 갖는,
    정보 블록 전송 방법.
  10. 무선 통신 시스템에서 통신 기기가 정보 블록을 전송함에 있어서,
    적어도 하나의 송수신기;
    적어도 하나의 프로세서; 및
    상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함하며, 상기 동작들은:
    상기 정보 블록의 인코딩을 위한 폴라 코드의 길이 N을 결정;
    상기 정보 블록의 전송을 위한 스케줄링 정보를 전송;
    상기 정보 블록의 길이 K와 레이트 매칭 출력 길이 E를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로즌 비트 인덱스들을 결정;
    상기 정보 블록, 상기 프로즌 비트 인덱스들, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}를 기반으로, 길이 N인 입력 비트 시퀀스를 결정;
    길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스에 대해 폴라 인코딩을 수행하여 길이 N인 코딩된 비트 시퀀스를 생성;
    길이 N인 상기 코딩된 비트 시퀀스에 대해 레이트 매칭을 수행하여 길이 E인 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 생성;
    상기 스케줄링 정보를 기반으로, 상기 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 전송하는 것을 포함하며,
    길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이고,
    상기 프로즌 비트 인덱스들을 결정하는 것은:
    E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하고,
    상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하고,
    길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스를 결정하는 것은:
    상기 정보 블록의 비트들 0 ~ K-1을 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로징되지 않은 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스들에 매핑하는 것을 포함하는,
    통신 기기.
  11. 무선 통신 시스템에서 프로세싱 장치에 있어서,
    적어도 하나의 프로세서; 및
    상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함하며, 상기 동작들은:
    정보 블록의 인코딩을 위한 폴라 코드의 길이 N을 결정;
    상기 정보 블록의 전송을 위한 스케줄링 정보를 전송;
    상기 정보 블록의 길이 K와 레이트 매칭 출력 길이 E를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로즌 비트 인덱스들을 결정;
    상기 정보 블록, 상기 프로즌 비트 인덱스들, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}를 기반으로, 길이 N인 입력 비트 시퀀스를 결정;
    길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스에 대해 폴라 인코딩을 수행하여 길이 N인 코딩된 비트 시퀀스를 생성;
    길이 N인 상기 코딩된 비트 시퀀스에 대해 레이트 매칭을 수행하여 길이 E인 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 생성;
    상기 스케줄링 정보를 기반으로, 상기 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 전송하는 것을 포함하며,
    길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이고,
    상기 프로즌 비트 인덱스들을 결정하는 것은:
    E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하고,
    상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하고,
    길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스를 결정하는 것은:
    상기 정보 블록의 비트들 0 ~ K-1을 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로징되지 않은 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스들에 매핑하는 것을 포함하며,
    프로세싱 장치.
  12. 컴퓨터 판독가능한 저장 매체에 있어서,
    상기 저장 매체는 실행될 때 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 지시들을 포함하는 적어도 하나의 프로그램 코드를 저장하고, 상기 동작들은:
    정보 블록의 인코딩을 위한 폴라 코드의 길이 N을 결정;
    상기 정보 블록의 전송을 위한 스케줄링 정보를 전송;
    상기 정보 블록의 길이 K와 레이트 매칭 출력 길이 E를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로즌 비트 인덱스들을 결정;
    상기 정보 블록, 상기 프로즌 비트 인덱스들, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}를 기반으로, 길이 N인 입력 비트 시퀀스를 결정;
    길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스에 대해 폴라 인코딩을 수행하여 길이 N인 코딩된 비트 시퀀스를 생성;
    길이 N인 상기 코딩된 비트 시퀀스에 대해 레이트 매칭을 수행하여 길이 E인 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 생성;
    상기 스케줄링 정보를 기반으로, 상기 레이트 매칭된 비트 시퀀스를 전송하는 것을 포함하며,
    길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이고,
    상기 프로즌 비트 인덱스들을 결정하는 것은:
    E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 상기 프로즌 비트 인덱스들로서 결정하고,
    상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일하고,
    길이 N인 상기 입력 비트 시퀀스를 결정하는 것은:
    상기 정보 블록의 비트들 0 ~ K-1을 길이 N인 상기 폴라 코드의 프로징되지 않은 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스들에 매핑하는 것을 포함하며,
    저장매체.
  13. 무선 통신 시스템에서 통신 기기가 정보 블록을 수신함에 있어서,
    상기 정보 블록의 전송에 관한 스케줄링 정보를 수신;
    상기 스케줄링 정보를 기반으로, 길이 E인 수신 비트 시퀀스를 수신;
    상기 스케줄링 정보를 기반으로, 폴라 코드의 길이 N을 결정;
    상기 정보 블록의 길이 N인 상기 폴라 코드의 비트 인덱스들로의 매핑 관계를 기반으로 길이 E인 상기 수신 비트 시퀀스에 대한 폴라 디코딩을 수행하여 상기 정보 블록을 결정하는 것을 포함하며,
    상기 매핑 관계는:
    상기 정보 블록을 상기 정보 블록의 길이 K, 상기 수신 비트 시퀀스의 길이 E, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}으로 결정된 프로즌 비트 인덱스들을 제외한 나머지 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함하고, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이고,
    상기 프로즌 비트들은:
    E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 포함하고,
    상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일한,
    정보 블록 수신 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제1 개수는 주어진 N에 대해 E 값들에 따라 달라지는 프리징되는 선두 비트 인덱스들의 개수들 중 최대 값과 동일한,
    정보 블록 수신 방법.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 프로즌 비트 인덱스들은:
    E<N이고 K/E이 기결정된 값보다 작거나 같음을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 상기 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 포함; 및
    E<N이고 K/E이 상기 기결정된 값보다 큼을 기반으로 상기 폴라 코드의 상기 N개 비트 인덱스들 중 제2 개수의 후반 비트 인덱스들을 포함하며,
    상기 제2 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일한,
    정보 블록 전송 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제2 개수는 상기 주어진 N에 대해 E 값들에 따라 달라지는 프리징되는 후반 비트 인덱스들의 개수들 중 최대 값과 동일한,
    정보 블록 수신 방법.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 스케줄링 정보는 상기 정보 블록의 최초 전송에 적용된 폴라 코드의 길이 N1에 관한 정보 및 상기 정보 블록의 상기 최초 전송에 적용된 레이트 매칭 방식에 관한 정보를 더 포함하는,
    정보 블록 수신 방법.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 스케줄링 정보는 상기 정보 블록의 최초 전송에 적용된 폴라 코드에 관한 정보를 더 포함하고, 상기 방법은:
    상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이 아님을 기반으로 그리고 상기 정보 블록의 상기 최초 전송에 적용된 상기 폴라 코드에 관한 상기 정보를 기반으로, 길이 N인 상기 폴라 코드의 상기 N개 비트 인덱스들 중 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스들을 결정하는 것을 더 포함하며,
    상기 정보 블록의 상기 비트들 0 ~ K-1은 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스들에 매핑되지 않는,
    정보 블록 수신 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 프로즌 비트 인덱스들은:
    상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이 아님을 기반으로, 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스들 포함하고,
    상기 매핑 관계는:
    상기 정보 블록의 상기 비트들 0 ~ K-1 중에서, 상기 최초 전송에서 프리징된 비트 인덱스에 매핑했어야 할 비트를, 길이 N인 상기 폴라 코드의 프리징되지 않은 비트 인덱스들 중 가장 신뢰할 만한 K개 비트 인덱스들 다음으로 신뢰할만한 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함하는,
    정보 블록 수신 방법.
  20. 제13항에 있어서,
    상기 스케줄링 정보는 N이 상기 정보 블록의 최초 전송을 위한 폴라 코드 길이 N1보다 큰지 여부를 나타내는 복사(copy) 관련 정보를 더 포함하는,
    정보 블록 수신 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 복사 관련 정보는 상기 정보 블록의 상기 전송이 상기 최초 전송이면 제1 값을 갖고, 상기 정보 블록의 상기 전송이 재전송이면 제2 값을 갖는,
    정보 블록 수신 방법.
  22. 무선 통신 시스템에서 통신 기기가 정보 블록을 수신함에 있어서,
    적어도 하나의 송수신기;
    적어도 하나의 프로세서; 및
    상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함하며, 상기 동작들은:
    상기 정보 블록의 전송에 관한 스케줄링 정보를 수신;
    상기 스케줄링 정보를 기반으로, 길이 E인 수신 비트 시퀀스를 수신;
    상기 스케줄링 정보를 기반으로, 폴라 코드의 길이 N을 결정;
    상기 정보 블록의 길이 N인 상기 폴라 코드의 비트 인덱스들로의 매핑 관계를 기반으로 길이 E인 상기 수신 비트 시퀀스에 대한 폴라 디코딩을 수행하여 상기 정보 블록을 결정하는 것을 포함하며,
    상기 매핑 관계는:
    상기 정보 블록을 상기 정보 블록의 길이 K, 상기 수신 비트 시퀀스의 길이 E, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}으로 결정된 프로즌 비트 인덱스들을 제외한 나머지 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함하고, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이고,
    상기 프로즌 비트들은:
    E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 포함하고,
    상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일한,
    통신 기기.
  23. 무선 통신 시스템에서 프로세싱 장치에 있어서,
    적어도 하나의 프로세서; 및
    상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결 가능한, 그리고, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 명령(instruction)들을 저장한, 적어도 하나의 컴퓨터 메모리를 포함하며, 상기 동작들은:
    정보 블록의 전송에 관한 스케줄링 정보를 수신;
    상기 스케줄링 정보를 기반으로, 길이 E인 수신 비트 시퀀스를 수신;
    상기 스케줄링 정보를 기반으로, 폴라 코드의 길이 N을 결정;
    상기 정보 블록의 길이 N인 상기 폴라 코드의 비트 인덱스들로의 매핑 관계를 기반으로 길이 E인 상기 수신 비트 시퀀스에 대한 폴라 디코딩을 수행하여 상기 정보 블록을 결정하는 것을 포함하며,
    상기 매핑 관계는:
    상기 정보 블록을 상기 정보 블록의 길이 K, 상기 수신 비트 시퀀스의 길이 E, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}으로 결정된 프로즌 비트 인덱스들을 제외한 나머지 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함하고, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이고,
    상기 프로즌 비트들은:
    E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 포함하고,
    상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일한,
    프로세싱 장치.
  24. 컴퓨터 판독가능한 저장 매체에 있어서,
    상기 저장 매체는 실행될 때 적어도 하나의 프로세서로 하여금 동작들을 수행하도록 하는 지시들을 포함하는 적어도 하나의 프로그램 코드를 저장하고, 상기 동작들은:
    정보 블록의 전송에 관한 스케줄링 정보를 수신;
    상기 스케줄링 정보를 기반으로, 길이 E인 수신 비트 시퀀스를 수신;
    상기 스케줄링 정보를 기반으로, 폴라 코드의 길이 N을 결정;
    상기 정보 블록의 길이 N인 상기 폴라 코드의 비트 인덱스들로의 매핑 관계를 기반으로 길이 E인 상기 수신 비트 시퀀스에 대한 폴라 디코딩을 수행하여 상기 정보 블록을 결정하는 것을 포함하며,
    상기 매핑 관계는:
    상기 정보 블록을 상기 정보 블록의 길이 K, 상기 수신 비트 시퀀스의 길이 E, 그리고 길이 N인 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}으로 결정된 프로즌 비트 인덱스들을 제외한 나머지 비트 인덱스들 중 K개 비트 인덱스에 매핑하는 것을 포함하고, 여기서, 길이 N인 상기 폴라 시퀀스 Q N-1 0 = {Q0,, Q1, ..., QN-1}는 신뢰도 W(QN 0)<W(QN 1)<...<W(QN N-1)의 오름차순으로 정의된 것이며, 여기서 0 <= QN i <= N - 1는 i = 0, 1, ..., N - 1에 대한 비트 인덱스이고, W(QN i)는 비트 인덱스 QN i의 신뢰도이고,
    상기 프로즌 비트들은:
    E<N임을 기반으로 상기 폴라 코드의 N개 비트 인덱스들 중 제1 개수의 선두 비트 인덱스들을 포함하고,
    상기 제1 개수는 상이한 E 값들에 대해 동일한,
    저장 매체.
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