WO2024176409A1 - 同期機制御装置 - Google Patents

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WO2024176409A1 PCT/JP2023/006578 JP2023006578W WO2024176409A1 WO 2024176409 A1 WO2024176409 A1 WO 2024176409A1 JP 2023006578 W JP2023006578 W JP 2023006578W WO 2024176409 A1 WO2024176409 A1 WO 2024176409A1
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magnetic flux
synchronous machine
axis
value
control device
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健太郎 松尾
峻 谷口
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Astemo Ltd
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Hitachi Astemo Ltd
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P3/00—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters
    • H02P3/06—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter
    • H02P3/18—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter for stopping or slowing an AC motor
    • H02P3/22—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter for stopping or slowing an AC motor by short-circuit or resistive braking
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/141—Flux estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present invention relates to a synchronous machine control device for driving a synchronous machine such as a synchronous motor.
  • the control device described in Patent Document 1 is known as a control device that can improve the performance of a motor.
  • a first magnetic flux command value is calculated from a current command value of a synchronous machine
  • a magnetic flux value of the synchronous machine is estimated from a current detection value of the synchronous machine
  • a voltage command value of a power converter is created so that the first magnetic flux command value and the magnetic flux value match.
  • an adder/subtractor calculates the difference between the first d-axis magnetic flux command value and the d-axis magnetic flux estimated value.
  • the calculated difference value is integrated by an integrator, and the integral value is multiplied by an integral gain (KI).
  • the calculated difference value multiplied by the proportional gain 97 and the integral value multiplied by the integral gain are added by an adder 99 to calculate a second d-axis magnetic flux command value.
  • the second q-axis magnetic flux command value is also calculated in a similar manner.
  • the present invention was made in consideration of these problems, and aims to provide a synchronous machine control device that suppresses overcurrent and torque fluctuations when switching from three-phase open or short-circuit mode to torque mode (PWM mode).
  • PWM mode torque mode
  • the synchronous machine control device is a synchronous machine control device that controls a power converter that supplies power to a synchronous machine, and includes a first flux command calculation unit that calculates a first flux command value from a current command value of the synchronous machine, a flux estimation unit that estimates a flux value of the synchronous machine from a current detection value of the synchronous machine, and a second flux command calculation unit that uses an integral controller to calculate a second flux command value so that the first flux command value and the flux value match, and the integral controller is initialized with the d-axis flux value on the d-axis side and the q-axis flux value on the q-axis side when the power converter switches from three-phase short circuit to PWM control.
  • the present invention makes it possible to suppress overcurrent and torque fluctuations when switching from three-phase open or short circuit mode to torque mode (PWM mode).
  • FIG. 1 is a block diagram showing a functional configuration of a synchronous machine control device according to an embodiment
  • 4 is a block diagram showing a functional configuration of a PI controller in a second dq-axis magnetic flux command calculation unit 25.
  • FIG. 2 shows the configuration of a voltage vector calculation unit 19 configured based on the inverse model expressed by equation (1). An example of the relationship between magnetic flux and current is shown below.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an integrator according to the embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an integrator according to a modified example of the embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing current waveforms when switching from a three-phase short circuit mode to a PWM mode in conventional control.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a functional configuration of a synchronous machine control device according to an embodiment
  • 4 is a block diagram showing a functional configuration of a PI controller in a second dq-axis magnetic flux command calculation unit 25.
  • FIG. 13 is a diagram showing current waveforms when switching from a three-phase short circuit mode to a PWM mode in the control according to the embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing current waveforms when switching from three-phase open mode to PWM mode in conventional control.
  • FIG. 13 is a diagram showing current waveforms when switching from three-phase open mode to PWM mode in the control according to the embodiment.
  • the synchronous machine to be controlled is a permanent magnet synchronous motor (hereinafter referred to as "PMSM” (short for Permanent Magnet Synchronous Motor)).
  • PMSM permanent magnet synchronous motor
  • FIG. 1 is a block diagram showing the functional configuration of a synchronous machine control device according to this embodiment.
  • a computer system such as a microcomputer executes a predetermined program to function as the synchronous machine control device shown in Fig. 1.
  • the power converter 2 converts DC power from a DC voltage source 9 (e.g., a battery) into AC power and outputs it to the PMSM 1.
  • the PMSM 1 is driven to rotate by this AC power.
  • the power converter 2 includes an inverter main circuit made up of semiconductor switching elements.
  • the DC power is converted into AC power by controlling the semiconductor switching elements to be turned on and off by a gate signal.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the phase current detector 3 detects the three-phase motor currents flowing from the power converter 2 to the PMSM 1, i.e., the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw, and outputs them as the U-phase current detection value Iuc, the V-phase current detection value Ivc, and the W-phase current detection value Iwc, respectively.
  • a Hall CT Current Transformer
  • the magnetic pole position detector 4 detects the magnetic pole position of the PMSM 1 and outputs magnetic pole position information ⁇ * .
  • a resolver or the like is used as the magnetic pole position detector 4.
  • the frequency calculation unit 5 calculates and outputs speed information ⁇ 1 * from the magnetic pole position information ⁇ * output by the magnetic pole position detector 4 by performing a time differentiation operation or the like.
  • the coordinate conversion unit 7 converts the Iuc, Ivc, and Iwc output by the phase current detector into d-axis and q-axis current detection values Idc and Iqc in a rotating coordinate system according to the magnetic pole position information ⁇ * , and outputs Idc and Iqc.
  • the dq-axis magnetic flux estimation unit 23 estimates the dq-axis magnetic flux estimation values ⁇ dc, ⁇ qc by referring to a lookup table (table data) based on the dq-axis current detection values Idc, Iqc output by the coordinate conversion unit 7.
  • the lookup table (table data) referred to by the dq-axis magnetic flux estimation unit 23 is table data showing the correspondence between Idc, Iqc and ⁇ dc, ⁇ qc, and is stored in a storage device (not shown) provided in the synchronous machine control device of this embodiment. Note that a predetermined function (approximation formula, etc.) may be used instead of the lookup table.
  • the first dq-axis magnetic flux command calculation unit 21 refers to a lookup table (table data) based on the dq-axis current command values Idc * , Iqc * provided from a higher-level control device, and calculates and outputs the first dq-axis magnetic flux command values ⁇ d * , ⁇ q * .
  • the lookup table (table data) referred to by the first dq-axis magnetic flux command calculation unit 21 is table data showing the correspondence between Idc * , Iqc * and ⁇ d * , ⁇ q *, and is stored in a storage device (not shown) provided in the synchronous machine control device of this embodiment. Note that a predetermined function (approximation formula, etc.) may be used instead of the lookup table.
  • the second dq-axis magnetic flux command calculation unit 25 calculates and outputs second dq-axis magnetic flux command values ⁇ d ** , ⁇ q ** using a proportional-integral (PI) controller so that the first dq-axis magnetic flux command values ⁇ d * , ⁇ q * and the dq-axis magnetic flux estimated values ⁇ dc, ⁇ qc coincide with each other.
  • PI proportional-integral
  • FIG. 2 is a block diagram showing the functional configuration of a PI controller in the second dq-axis magnetic flux command calculation unit 25.
  • an adder/subtractor 81 calculates the difference ( ⁇ d * - ⁇ dc) between the first d-axis magnetic flux command value ⁇ d * and the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc, and multiplies the calculated difference by a proportional gain 87 (K P ).
  • an integrator 83 integrates the calculated difference, and the integral value is multiplied by an integral gain 85 (K I ).
  • An adder 89 adds the calculated difference multiplied by the proportional gain 87 and the integral value multiplied by the integral gain 85 to calculate the second d-axis magnetic flux command value ⁇ d ** .
  • an adder/subtractor 91 calculates the difference ( ⁇ q * - ⁇ qc) between the first q-axis magnetic flux command value ⁇ q * and the q-axis magnetic flux estimated value ⁇ qc, and multiplies the calculated difference by a proportional gain 97 ( KP ).
  • an integrator 93 integrates the calculated difference, and the integral value is multiplied by an integral gain 95 (KI).
  • An adder 99 adds the calculated difference multiplied by the proportional gain 97 and the integral value multiplied by the integral gain 95 to calculate the second d-axis magnetic flux command value ⁇ q ** .
  • the voltage vector calculation unit 19 shown in FIG. 1 creates a voltage command value by an inverse model of the motor model.
  • the inverse model of the motor model is expressed by a voltage equation such as, for example, equation ( 1), where the d-axis magnetic flux and q-axis magnetic flux of the motor are ⁇ d and ⁇ q, the d-axis voltage and q-axis voltage of the motor are Vd and Vq, and the motor speed is ⁇ 1 .
  • Vd and Vd are the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * , respectively
  • ⁇ d and ⁇ q are the second d-axis magnetic flux command value ⁇ d ** and the second q-axis magnetic flux command value ⁇ q ** , respectively
  • ⁇ 1 is the speed information ⁇ 1 * .
  • equation (1) takes into account the magnetic saturation of the motor.
  • Figure 3 shows the configuration of the voltage vector calculation unit 19, which is configured based on the inverse model expressed by equation (1).
  • R, Ld, Lq, and Ke are the winding resistance, d-axis inductance, q-axis inductance, and magnet magnetic flux in PMSM1, respectively.
  • a differentiator 45 calculates the differentiation of ⁇ d ** .
  • An adder-subtractor 44 calculates the difference between ⁇ d ** and Ke ( ⁇ d ** - Ke), and this difference calculation value is multiplied by R/Ld (46).
  • An adder 47 adds the differentiation calculation value by the differentiator 45 and the difference calculation value multiplied by the gain R/Ld (46).
  • a multiplier 48 multiplies ⁇ 1 * by ⁇ q ** .
  • An adder-subtractor 49 calculates the difference between the addition calculation value by the adder 47 and the multiplication value by the multiplier 48 to create Vd * .
  • a differentiator 35 differentiates ⁇ q ** .
  • ⁇ q ** is multiplied by R/Lq (36).
  • the differential value by the differentiator 35 and ⁇ q** multiplied by R/Lq (36) are added by an adder 37.
  • a multiplier 38 multiplies ⁇ 1 * by ⁇ d ** .
  • An adder 39 adds the sum by the adder 37 and the multiplied value by the multiplier 38 to generate Vq * .
  • a voltage vector calculation unit can be constructed based on the voltage equation that represents the inverse model of the motor model.
  • the coordinate conversion unit 11 shown in Figure 1 creates and outputs three-phase voltage command values Vu*, Vv * , Vw * for the power converter 2 by coordinate converting the dq-axis voltage command values Vd * , Vq * for the power converter 2 output by the voltage vector calculation unit 19 using the magnetic pole position information ⁇ * detected by the magnetic pole position detector 4 .
  • the DC voltage detector 6 detects the voltage of the DC voltage source 9 and outputs DC voltage information Vdc.
  • the PWM controller 12 receives the three-phase voltage command values Vu * , Vv * , Vw * from the voltage vector calculation unit 19 and also receives DC voltage information Vdc from the DC voltage detector 6, and based on these, creates and outputs a gate signal to be given to the power converter 2 by pulse width modulation.
  • the PWM controller 12 uses, for example, a triangular wave as a carrier signal and creates the gate signal by pulse width modulation with the three-phase voltage command value as a modulating wave.
  • Ldh, Lqh, Ldqh, and Lqdh represent dynamic inductances
  • Ld, Lq, Ldq, and Lqd represent static inductances
  • Figure 4 shows an example of the relationship between magnetic flux and current. Note that the vertical and horizontal axes are the solid lines in the diagram showing the relationship between magnetic flux and current.
  • Dynamic inductance Lqh is the slope (d ⁇ q/dt) of the tangent (dashed line in the figure) at a certain operating point (Iq, ⁇ q).
  • Static inductance Lq is the slope ( ⁇ q/Iq) of the straight line (dashed line in the figure) connecting the point where the q-axis current (Iq) is 0 and the operating point.
  • equation (2) the coefficient (matrix) in the current differential term (second term on the right-hand side) is the dynamic inductance, and the coefficient (matrix) in the induced voltage term (third term on the right-hand side) is the static inductance.
  • the synchronous machine control device When controlling PMSM1 based on equation (2), i.e., with the current as the state quantity and taking magnetic saturation into consideration, the above-mentioned eight types of inductance (Ldh, Lqh, Ldqh, Lqdh, Ld, Lq, Ldq, Lqd) are used. Therefore, in this case, the synchronous machine control device will have eight table data or functions (approximation formulas, etc.) that represent the correspondence between each inductance value and the current value (d-axis current value and q-axis current value).
  • each of the table data or formulas becomes table data or a function of three variables, with the d-axis current value, the q-axis current value, and temperature as variables.
  • the synchronous machine control device will have one two-variable table data or function (approximation formula, etc.) that expresses the relationship between the two variables, Iq and T, and Ke.
  • the synchronous machine control device when controlling PMSM1 with the current as the state quantity and taking into account magnetic saturation, the synchronous machine control device will be equipped with multiple multivariable table data or multivariable functions.
  • the total number of table data or functions (approximation expressions, etc.) used in the synchronous machine control device (9 when the current is used as the state quantity as described above) is reduced while still taking magnetic saturation into account.
  • the winding resistance R is sufficiently small, so the effect of the first term in equation (3) on motor control is relatively small. Therefore, even if equation (1) is approximated and Ld, Lq, and Ke are set to constant values, the effect on motor control is small. Therefore, the voltage vector calculation unit 19 in this embodiment creates d-axis and q-axis voltage command values (Vd*, Vq*) according to d-axis and q-axis magnetic flux command values ( ⁇ d ** , ⁇ q ** ) based on the above equation (1) in which the magnetic flux is a state quantity, and by setting Ld, Lq, and Ke in equation ( 1 ) to constant values.
  • the synchronous machine control device has table data or functions (approximation expressions, etc.) that represent the correspondence between the d-axis magnetic flux ( ⁇ d) and the q-axis magnetic flux ( ⁇ q) and the currents (d-axis current Id, q-axis current Iq). Therefore, the synchronous machine control device has a total of two table data or functions.
  • the dq-axis voltage command values Vd*, Vq * are generated based on the second dq-axis flux command values ⁇ d ** , ⁇ q ** generated by the second dq-axis flux command calculation unit 25 using an inverse model of the motor model. Therefore, even in the high-speed region, the d-axis flux estimate value ⁇ dc and the q-axis flux estimate value ⁇ qc can be made to match the second d-axis flux command value ⁇ d ** and the second q-axis flux command value ⁇ q ** with high accuracy. Therefore, the synchronous machine control device according to this embodiment makes it possible to control the high-speed rotation of the PMSM1.
  • the effect of the temperature dependency of the magnetic flux is mitigated by the PI controller or I controller provided in the second dq-axis magnetic flux command calculation unit 25.
  • the table data or function used to calculate the magnetic flux ( ⁇ d, ⁇ q) may be table data or a function (such as an approximate formula) that does not include temperature as a variable and has only the current as a variable. This can reduce the calculation load of the synchronous machine control device and shorten the parameter identification time.
  • Idc and Iqc are controlled so as to coincide with Id * and Iq * , respectively, via the magnetic flux, so to speak.
  • a current control system is essentially configured.
  • control that takes into consideration mutual interference between the axes becomes possible by using both Idc, Iqc and Id * , Iq * as inputs to the first dq-axis magnetic flux command calculation unit 21 and the dq-axis magnetic flux estimation unit 23.
  • the first dq-axis magnetic flux command calculation unit 21 and the dq-axis magnetic flux estimation unit 23 use table data or functions that represent the correspondence between the dq-axis magnetic flux command values ( ⁇ d * , ⁇ q * ) and the dq-axis current command values (Id * , Iq * ) and table data or functions that represent the correspondence between the dq-axis magnetic flux estimation values ( ⁇ dc, ⁇ qc) and the dq-axis current detection values (Idc, Iqc), respectively.
  • the synchronous machine control device of this embodiment takes into account the dynamic inductance and static inductance of the motor, making it suitable for application to electric vehicles and other electric vehicles that use PMSMs, which are significantly affected by magnetic saturation, and require accurate torque response.
  • lookup table, table data, and functions which are information that represents the correspondence between magnetic flux and current in PMSM1, can be set based on actual measurements, magnetic field analysis, etc.
  • Figure 7 shows the current waveforms when switching from three-phase short circuit to PWM mode in conventional control. It shows the waveforms of the d-axis current, q-axis current, torque, and three-phase AC current as well as the gate mode switching signal when the integrator 83 on the d-axis side is initialized to magnet flux Ke and the integrator 93 on the q-axis side is initialized to 0.
  • the dotted lines in Figure 7 show the timing of switching from three-phase short circuit to PWM mode in the power converter 2.
  • FIG. 5 is a block diagram of an integrator according to this embodiment.
  • the integrator 83 receives a gate mode switching signal when the drive state (gate mode) of the power converter 2 is switched from a higher-level controller (not shown) or the like.
  • the d-axis magnetic flux estimate ⁇ dc is used as the initial value for the integrator 83 on the d-axis side.
  • the q-axis magnetic flux estimate ⁇ qc is used as the initial value for the integrator 93 on the q-axis side.
  • values obtained by applying low-pass filter processing to the d-axis magnetic flux estimate ⁇ dc and the q-axis magnetic flux estimate ⁇ qc may be used as the initial values.
  • the integral value on the d-axis side coincides with the d-axis magnetic flux estimate ⁇ dc.
  • the integral value on the q-axis side coincides with the q-axis magnetic flux estimate ⁇ qc. Therefore, by initializing the integrator 83 on the d-axis side with the d-axis magnetic flux estimate ⁇ dc and the integrator 93 on the q-axis side with the q-axis magnetic flux estimate ⁇ qc, the voltage of the PMSM1 and the voltage of the power converter 2 coincide, and the change in current at the time of switching can be suppressed.
  • the power converter 2 when the power converter 2 is in a three-phase short circuit, the voltage becomes 0V and a current flows in the PMSM1 such that the voltage becomes 0V. Therefore, when the power converter 2 transitions from a three-phase short circuit to PWM mode, it is sufficient to output a voltage that causes the current that flows during the three-phase short circuit to flow.
  • the integrator 83 on the d-axis side with the d-axis magnetic flux estimate value ⁇ dc and the integrator 93 on the q-axis side with the q-axis magnetic flux estimate value ⁇ qc the voltage of the PMSM1 and the voltage of the power converter 2 match, and the change in current at the time of switching can be suppressed.
  • Figure 8 shows the change in current when switching from three-phase short circuit to PWM mode in the control according to this embodiment. It shows the waveforms of the d-axis current, q-axis current, torque, and three-phase AC current, as well as the gate mode switching signal, when the integrator 83 on the d-axis side is initialized with the d-axis magnetic flux estimate value ⁇ dc, and the integrator 93 on the q-axis side is initialized with the q-axis magnetic flux estimate value ⁇ qc.
  • the control device according to this embodiment suppresses the changes in the d-axis current and q-axis current after switching of the power converter 2. This makes it possible to suppress the occurrence of overcurrent.
  • the integrator 83 on the d-axis side is initialized with the d-axis magnetic flux estimate value ⁇ dc
  • the integrator 93 on the q-axis side 0. This makes it possible to suppress the occurrence of overcurrent even when transitioning from three-phase short circuit to PWM mode.
  • FIG. 6 is a diagram showing an integrator according to a modified example of this embodiment.
  • the value initialized to the integrator 183 on the d-axis side is configured to differ depending on the state before the drive mode of the power converter 2 is switched. This makes it possible to initialize the integrator 183 with an appropriate value depending on the state before the drive mode of the power converter 2 is switched.
  • the drive state before switching the power converter 2 when the drive state before switching the power converter 2 is three-phase open, it is initialized with the magnet flux Ke considering the rotor temperature, and when the drive state before switching the power converter 2 is three-phase short circuit, it is initialized with the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc.
  • the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc changes depending on the rotor temperature of the PMSM1, so by using the magnet flux Ke considering the rotor temperature, more accurate control is possible.
  • the reason why the rotor temperature is considered only in the three-phase open is that in automobiles and the like, three-phase open is actively used during operation to reduce losses.
  • Figure 9 shows the current waveforms when switching from three-phase open to PWM mode in conventional control. It shows the time variations of the d-axis current, q-axis current, torque, and three-phase AC current, as well as the gate mode switching signal, when the integrator 83 on the d-axis side is initialized to magnet flux Ke that does not take into account rotor temperature, and the integrator 93 on the q-axis side is initialized to 0.
  • the dotted lines in Figure 9 show the timing of switching from three-phase open to PWM mode in the power converter 2.
  • the control device according to this embodiment suppresses the changes in the d-axis current and q-axis current after switching the power converter 2. This makes it possible to suppress the occurrence of deterioration in ride comfort due to sudden torque fluctuations.
  • the dq-axis magnetic flux estimation unit 23 may be configured to estimate the magnetic flux values of the d and q axes of the PMSM1 based on a three-dimensional table that takes into account the rotor temperature of the PMSM1. Although this increases the amount of motor adaptation work, it allows the rotor temperature to be taken into account, making it possible to more accurately prevent overcurrent and torque fluctuations caused by changes in the driving state of the power converter 2.
  • the integrator may be initialized with the rotor temperature set to a predetermined value. This makes it possible to prevent overcurrent and torque fluctuations caused by changes in the driving state of the power converter 2, even if the rotor temperature cannot be obtained.
  • a synchronous machine control device that controls a power converter that supplies power to a synchronous machine, the control device comprising: a first flux command calculation unit that calculates a first flux command value from a current command value of the synchronous machine; a flux estimation unit that estimates d-axis and q-axis flux values of the synchronous machine from a current detection value of the synchronous machine; a voltage calculation unit that creates a voltage command value for the power converter so that the first flux command value and the flux value match; and a second flux command calculation unit that uses an integrator to calculate second flux command values on the d-axis side and the q-axis side, respectively, so that the first flux command value and the flux value match.
  • the integrator When the driving state of the power converter is switched, the integrator is initialized with the d-axis flux value on the d-axis side and the q-axis flux value on the q-axis side. This makes it possible to prevent overcurrents and the like caused by changes in the driving state of the power converter.
  • the integral controller may be configured so that when the driving state of the power converter is switched, the value initialized differs depending on the driving state before the switch. This allows the integrator to be initialized with an appropriate value, making it possible to more accurately prevent torque fluctuations and the like caused by changes in the driving state of the power converter.
  • the d-axis side may be initialized to a value determined based on the temperature of the rotor of the synchronous machine. This makes it possible to prevent deterioration of ride comfort caused by sudden torque fluctuations when the power conversion device switches from three-phase open to PWM mode.
  • the d-axis side is initialized with the d-axis magnetic flux value and the q-axis side with the q-axis magnetic flux value
  • the d-axis side is initialized with the magnet magnetic flux Ke that takes into account the rotor temperature of the synchronous machine
  • the q-axis side is initialized with the q-axis magnetic flux value.
  • the magnetic flux estimation unit may be configured to estimate the magnetic flux values of the d-axis and q-axis of the synchronous machine based on a three-dimensional table that takes into account the rotor temperature of the synchronous machine. This allows the rotor temperature to be taken into account, making it possible to more accurately prevent overcurrents and torque fluctuations caused by changes in the driving state of the power converter.
  • the integrator may be initialized with the rotor temperature set to a predetermined value. This makes it possible to prevent overcurrent and torque fluctuations caused by changes in the driving state of the power converter, even if the rotor temperature cannot be obtained.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, but includes various modified examples.
  • the above-described embodiments have been described in detail to clearly explain the present invention, and the present invention is not necessarily limited to those having all of the configurations described.
  • the synchronous machine to be controlled is not limited to a PMSM, but may be a synchronous reluctance motor, a permanent magnet synchronous generator, a wound field type synchronous motor, a wound field type synchronous generator, etc.
  • the PMSM may be either an embedded magnet type or a surface magnet type, and may be either an abductor type or an adductor type.
  • the semiconductor switching elements that make up the inverter main circuit are not limited to IGBTs, but may be MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors) or the like.
  • the synchronous machine control device can be applied as this control device in various synchronous machine drive systems that include a synchronous machine, a power converter that drives the synchronous machine, and a control device that controls the power converter.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

三相開放や短絡モードからトルクモード（ＰＷＭモード）に切り替えたときの過電流やトルク変動を抑制する同期機制御装置を提供することを目的とする。上記課題を解決するために、本発明による同期機制御装置は、同期機に電力を供給する電力変換器を制御する同期機制御装置であって、同期機の電流指令値から第一磁束指令値を演算する第一磁束指令演算部と、同期機の電流検出値から同期機の磁束値を推定する磁束推定部と、積分制御器を用いて、第一磁束指令値と磁束値が一致するように第二磁束指令値を演算する第二磁束指令演算部と、を備え、積分制御器は、電力変換器が三相短絡からＰＷＭ制御へ切り替わるときに、ｄ軸側がｄ軸磁束値、ｑ軸側がｑ軸磁束値で初期化される。

Description

同期機制御装置
　本発明は、同期モータなどの同期機を駆動するための同期機制御装置に関する。
　同期モータを小型化するために、モータの高速回転化や高磁束密度化等の高性能化が進んでいる。特に、電気自動車等の電気車においては、モータの重量が消費電力量に影響を与えるため、その傾向は顕著である。
　モータの高性能化が可能な制御装置として、特許文献１に記載の制御装置が知られている。特許文献１に記載の制御装置では、同期機の電流指令値から第一磁束指令値を演算し、同期機の電流検出値から同期機の磁束値を推定し、第一磁束指令値と磁束値が一致するように電力変換器の電圧指令値を作成する。
特開２０２１－１５１００３号公報
　特許文献１に記載の制御装置においては、第二ｄ軸磁束指令値を演算するＰＩ制御器において、加減算器によって、第一ｄ軸磁束指令値とｄ軸磁束推定値との差分が演算される。また、差分演算値は、積分器によって積分され、積分値に積分ゲイン（ＫＩ）が乗算される。比例ゲイン９７が乗算された差分演算値と、積分ゲインが乗算された積分値とが、加算器９９によって加算され、第二ｄ軸磁束指令値が演算される。また、第二ｑ軸磁束指令値も同様に演算される。
　このとき、電力変換装置を三相開放や短絡モードからトルクモード（ＰＷＭモード）へ切り替える際に、積分器の初期値が正しくないと、ＰＷＭモード切り替え時に電力変換装置の出力電圧と同期機の電圧に差異が生じ、過電流やトルク変動などが生じる虞がある。
　本発明は、このような課題を鑑みてなされたものであり、三相開放や短絡モードからトルクモード（ＰＷＭモード）に切り替えたときの過電流やトルク変動を抑制する同期機制御装置を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本発明による同期機制御装置は、同期機に電力を供給する電力変換器を制御する同期機制御装置であって、同期機の電流指令値から第一磁束指令値を演算する第一磁束指令演算部と、同期機の電流検出値から同期機の磁束値を推定する磁束推定部と、積分制御器を用いて、第一磁束指令値と磁束値が一致するように第二磁束指令値を演算する第二磁束指令演算部と、を備え、積分制御器は、電力変換器が三相短絡からＰＷＭ制御へ切り替わるときに、ｄ軸側がｄ軸磁束値、ｑ軸側がｑ軸磁束値で初期化される。
　本発明によれば、三相開放や短絡モードからトルクモード（ＰＷＭモード）に切り替えたときの過電流やトルク変動を抑制することができる。
　上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
実施形態に係る同期機制御装置の機能構成を示すブロック図である。 第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５におけるＰＩ制御器の機能構成を示すブロック図である。 式（１）で表される逆モデルに基づいて構成された電圧ベクトル演算部１９の構成を示す。 磁束と電流の関係の一例を示す。 実施形態に係る積分器の構成を示すブロック図である。 実施形態の変形例に係る積分器の構成を示すブロック図である。 従来の制御における三相短絡からＰＷＭモードへの切り替え時の電流波形を示した図である。 実施形態に係る制御における三相短絡からＰＷＭモードへの切り替え時の電流波形を示した図である。 従来の制御における三相開放からＰＷＭモードへの切り替え時の電流波形を示した図である。 実施形態に係る制御における三相開放からＰＷＭモードへの切り替え時の電流波形を示した図である。
　以下、本発明の実施形態について、図面を用いながら説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
　以下の説明において、制御対象である同期機は、永久磁石同期モータ（以下、「ＰＭＳＭ」（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒの略）と記す）である。
　［全体構成］
　図１は、本実施形態に係る同期機制御装置の機能構成を示すブロック図である。なお、本実施形態においては、マイクロコンピュータなどのコンピュータシステムが、所定のプログラムを実行することにより、図１に示す同期機制御装置として機能する。
　図１において、電力変換器２は、直流電圧源９（例えばバッテリ）からの直流電力を交流電力に変換してＰＭＳＭ１へ出力する。ＰＭＳＭ１は、この交流電力によって、回転駆動される。電力変換器２は、半導体スイッチング素子からなるインバータ主回路を備えている。半導体スイッチング素子がゲート信号によってオン・オフ制御されることにより、直流電力が交流電力に変換される。なお、半導体スイッチング素子としては、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が適用される。
　相電流検出器３は、電力変換器２からＰＭＳＭ１に流れる３相のモータ電流、すなわちＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを検出して、それぞれＵ相電流検出値Ｉｕｃ、Ｖ相電流検出値ＩｖｃおよびＷ相電流検出値Ｉｗｃとして出力する。なお、相電流検出器３としては、ホールＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）などが適用される。
　磁極位置検出器４は、ＰＭＳＭ１の磁極位置を検出して、磁極位置情報θ＊を出力する。磁極位置検出器４としては、レゾルバなどが適用される。
　周波数演算部５は、磁極位置検出器４が出力する磁極位置情報θ＊から、時間微分演算などによって速度情報ω１ ＊を演算して出力する。
　座標変換部７は、相電流検出器が出力するＩｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃを、磁極位置情報θ＊に応じて、回転座標系におけるｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに変換して、Ｉｄｃ，Ｉｑｃを出力する。
　ｄｑ軸磁束推定部２３は、座標変換部７が出力するｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに基づいて、ルックアップテーブル（テーブルデータ）を参照して、ｄｑ軸磁束推定値φｄｃ，φｑｃを推定する。ｄｑ軸磁束推定部２３が参照するルックアップテーブル（テーブルデータ）は、Ｉｄｃ，Ｉｑｃとφｄｃ，φｑｃとの対応を表す表データであり、本実施形態の同期機制御装置が備える記憶装置（図示せず）に記憶されている。なお、ルックアップテーブルに替えて、所定の関数（近似式など）を用いてもよい。
　第一ｄｑ軸磁束指令演算部２１は、上位制御装置などから与えられるｄｑ軸電流指令値Ｉｄｃ＊，Ｉｑｃ＊に基づいて、ルックアップテーブル（テーブルデータ）を参照して、第一ｄｑ軸磁束指令値φｄ＊，φｑ＊を演算して出力する。第一ｄｑ軸磁束指令演算部２１が参照するルックアップテーブル（テーブルデータ）は、Ｉｄｃ＊，Ｉｑｃ＊とφｄ＊，φｑ＊との対応を表す表データであり、本実施形態の同期機制御装置が備える記憶装置（図示せず）に記憶されている。なお、ルックアップテーブルに替えて、所定の関数（近似式など）を用いてもよい。
　第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５は、第一ｄｑ軸磁束指令値φｄ＊，φｑ＊とｄｑ軸磁束推定値φｄｃ，φｑｃが一致するように、比例積分（ＰＩ）制御器によって第二ｄｑ軸磁束指令値φｄ＊＊，φｑ＊＊を演算して出力する。
　［PI制御器］
　図２は、第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５におけるＰＩ制御器の機能構成を示すブロック図である。
　図２の上図に示すように、第二ｄ軸磁束指令値φｄ＊＊を演算するＰＩ制御器においては、加減算器８１によって、第一ｄ軸磁束指令値φｄ＊とｄ軸磁束推定値φｄｃとの差分（φｄ＊－φｄｃ）が演算され、差分演算値に比例ゲイン８７（ＫＰ）が乗算される。また、差分演算値は、積分器８３によって積分され、積分値に積分ゲイン８５（ＫＩ）が乗算される。比例ゲイン８７が乗算された差分演算値と、積分ゲイン８５が乗算された積分値とが、加算器８９によって加算され、第二ｄ軸磁束指令値φｄ＊＊が演算される。
　図２の下図に示すように、第二ｑ軸磁束指令値φｑ＊＊を演算するＰＩ制御器においては、加減算器９１によって、第一ｑ軸磁束指令値φｑ＊とｑ軸磁束推定値φｑｃとの差分（φｑ＊－φｑｃ）が演算され、差分演算値に比例ゲイン９７（ＫＰ）が乗算される。また、差分演算値は、積分器９３によって積分され、積分値に積分ゲイン９５（ＫＩ）が乗算される。比例ゲイン９７が乗算された差分演算値と、積分ゲイン９５が乗算された積分値とが、加算器９９によって加算され、第二ｄ軸磁束指令値φｑ＊＊が演算される。
　［電圧ベクトル演算］
　図１に示す電圧ベクトル演算部１９は、モータモデルの逆モデルによって、電圧指令値を作成する。
　モータモデルの逆モデルは、モータのｄ軸磁束およびｑ軸磁束をそれぞれφｄおよびφｑとし、モータのｄ軸電圧およびｑ軸電圧をそれぞれＶｄおよびＶｑとし、モータ速度をω１とすると、例えば、式（１）のような電圧方程式によって表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　本実施形態においては、式（１）で表される逆モデルが適用されるが、ＶｄおよびＶｄをそれぞれｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とし、φｄおよびφｑをそれぞれ第二ｄ軸磁束指令値φｄ＊＊および第二ｑ軸磁束指令値φｑ＊＊とし、ω１を速度情報ω１ ＊とする。
　なお、後述するように、式（１）においては、モータの磁気飽和が考慮されている。
　図３は、式（１）で表される逆モデルに基づいて構成された電圧ベクトル演算部１９の構成を示す。なお、Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅは、それぞれＰＭＳＭ１における巻線抵抗、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、磁石磁束である。
　図３に示すように、微分器４５により、φｄ＊＊の微分が演算される。また、加減算器４４により、φｄ＊＊とＫｅとの差分（φｄ＊＊－Ｋｅ）が演算される、この差分演算値にＲ／Ｌｄ（４６）が乗じられる。微分器４５による微分演算値と、ゲインであるＲ／Ｌｄ（４６）が乗じられた差分演算値とが、加算器４７によって加算される。また、乗算器４８によって、ω１ ＊とφｑ＊＊とが乗算される。さらに、加減算器４９によって、加算器４７による加算演算値と、乗算器４８による乗算値との差分が演算されて、Ｖｄ＊が作成される。
　また、図３に示すように、微分器３５により、φｑ＊＊の微分が演算される。また、φｑ＊＊にＲ／Ｌｑ（３６）が乗じられる。微分器３５による微分演算値と、Ｒ／Ｌｑ（３６）が乗じられたφｑ＊＊とが、加算器３７によって加算される。また、乗算器３８によって、ω１ ＊とφｄ＊＊とが乗算される。さらに、加算器３９によって、加算器３７による加算演算値と、乗算器３８による乗算値とが加算されて、Ｖｑ＊が作成される。
　このように、モータモデルの逆モデルを表す電圧方程式に基づいて、電圧ベクトル演算部を構成することができる。
　図１に示す座標変換部１１は、電圧ベクトル演算部１９が出力する、電力変換器２に対するｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を磁極位置検出器４で検出される磁極位置情報θ＊を用いて座標変換することにより、電力変換器２に対する三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を作成して出力する。
　直流電圧検出器６は、直流電圧源９の電圧を検出して、直流電圧情報Ｖｄｃを出力する。
　ＰＷＭ制御器１２は、電圧ベクトル演算部１９から三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を受けるとともに、直流電圧検出器６から直流電圧情報Ｖｄｃを受け、これらに基づいて、パルス幅変調によって、電力変換器２に与えるゲート信号を作成して出力する。ＰＷＭ制御器１２は、例えば、キャリア信号として三角波を用い、三相電圧指令値を変調波とするパルス幅変調によってゲート信号を作成する。
　［電圧指令受領の作成手段］
　以下、本実施形態の電圧ベクトル演算部１９に用いられる、ＰＭＳＭ１の磁気飽和を考慮した電圧指令値の作成手段について説明する。
　まず、電流（ｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑ）を状態量とする場合、磁気飽和を考慮すると、電圧方程式は式（２）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、Ｌｄｈ，Ｌｑｈ，Ｌｄｑｈ，Ｌｑｄｈは動的インダクタンスを表し、Ｌｄ，Ｌｑ，Ｌｄｑ，Ｌｑｄは静的インダクタンスを表す。これらのインダクタンスについて、図４を用いて説明する。
　図４は、磁束と電流の関係の一例を示す。なお、縦軸および横軸は、それぞれ、磁束と電流の関係図中の実線が、磁束と電流の関係例を示す。
　図４に示すように、磁気飽和の影響により、ｑ軸電流（Ｉｑ）が大きくなるほど、ｑ軸磁束（φｑ）の増加の度合いが緩やかになる。このため、インダクタンスとして、動的インダクタンスおよび静的インダクタンスが、次のように定義される。動的インダクタンスＬｑｈは、ある動作点（Ｉｑ，φｑ）における接線（図中の破線）の傾き（ｄφｑ／ｄｔ）である。また、静的インダクタンスＬｑは、ｑ軸電流（Ｉｑ）が０の点と動作点とを結ぶ直線（図中の破線）の傾き（φｑ／Ｉｑ）である。
　なお、図示しないが、ｄ軸磁束とｄ軸電流の関係、動的インダクタンスＬｄｈ、静的インダクタンスＬｄについては、図４と同様である。
　式（２）において、電流微分項（右辺第二項）における係数（行列）は動的インダクタンスであり、誘起電圧項（右辺第三項）における係数（行列）は静的インダクタンスである。
　また、磁気飽和が顕著な場合、制御軸間すなわちｄｑ軸間の相互干渉が発生する。このような相互干渉は、電流微分項の係数（行列）における動的インダクタンスＬｄｑｈ，Ｌｑｄｈ、誘起電圧項の係数（行列）における静的インダクタンスＬｄｑ，Ｌｑｄによって表される。
　式（２）に基づき、すなわち電流を状態量として、磁気飽和を考慮してＰＭＳＭ１を制御する場合、上述のような８種類のインダクタンス（Ｌｄｈ，Ｌｑｈ，Ｌｄｑｈ，Ｌｑｄｈ，Ｌｄ，Ｌｑ，Ｌｄｑ，Ｌｑｄ）が用いられる。したがって、この場合、同期機制御装置は、各インダクタンス値と電流値（ｄ軸電流値およびｑ軸電流値）との対応を表すテーブルデータあるいは関数（近似式など）を８個備えることになる。
　なお、これらインダクタンスの温度依存性を考慮すると、テーブルデータあるいは数式（近似式など）の各々は、ｄ軸電流値とｑ軸電流値および温度を変数とする、３変数のテーブルデータあるいは関数となる。
　さらに、式（２）における磁石磁束Ｋｅはｑ軸電流Ｉｑおよび温度Ｔに対して依存性があるので、同期機制御装置は、ＩｑおよびＴを変数とする、二変数とＫｅの関係を表す二変数のテーブルデータあるいは関数（近似式など）を１個備えることになる。
　このように、電流を状態量として、磁気飽和を考慮してＰＭＳＭ１を制御する場合、同期機制御装置は、複数個の多変数テーブルデータあるいは多変数関数を備えることになる。
　そこで、以下に説明するように、本実施形態では、上述の式（１）で表されるモータモデルの逆モデルのように磁束を状態量とすることにより、磁気飽和を考慮しながらも、同期機制御装置で用いられるテーブルデータあるいは関数（近似式など）の総数（上述のように電流を状態量とする場合は９個）が低減される。
　磁束（ｄｑ軸磁束φｄ，φｑ）を状態量とする場合、磁気飽和を考慮すると、電圧方程式は式（３）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　自動車用などの多くの高効率ＰＭＳＭでは巻線抵抗Ｒは十分小さいので、モータ制御における式（３）の第一項の影響は比較的小さい。このため、式（１）のように近似して、さらにＬｄ，Ｌｑ，Ｋｅを一定値として設定しても、モータ制御に対する影響は小さい。したがって、本実施形態における電圧ベクトル演算部１９は、磁束を状態量とする上述の式（１）に基づき、かつ式（１）におけるＬｄ，Ｌｑ，Ｋｅを一定値として設定して、ｄｑ軸磁束指令値（φｄ＊＊，φｑ＊＊）に応じてｄｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を作成する。
　この場合、同期機制御機装置は、ｄ軸磁束（φｄ）およびｑ軸磁束（φｑ）の各々と、電流（ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ）との対応関係を表すテーブルデータまたは関数（近似式など）を備える。したがって、同期機制御装置は、総数２個のテーブルデータまたは関数を備える。
　このように、磁束を状態量にすることにより、モータ制御に用いるテーブルデータまたは関数の個数が低減される。これにより、磁気飽和を考慮しながらも、制御系が簡単化されるので、同期機制御装置の演算負荷が軽減できたり、パラメータ同定時間を短縮できたりする。
　また、本実施形態では、モータモデルの逆モデルを用いて、第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５によって作成される第二ｄｑ軸磁束指令値φｄ＊＊，φｑ＊＊に基づいて、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊が作成される。このため、高速領域においても、ｄ軸磁束推定値φｄｃおよびｑ軸磁束推定値φｑｃを、それぞれ第二ｄ軸磁束指令値φｄ＊＊および第二ｑ軸磁束指令値φｑ＊＊に、精度よく一致させることができる。したがって、本実施形態による同期機制御装置によれば、ＰＭＳＭ１の高速回転の制御が可能になる。
　また、本実施形態では、磁束の温度依存性の影響は、第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５が備えるＰＩ制御器またはＩ制御器によって緩和される。このため、磁束（φｄ，φｑ）の演算に用いるテーブルデータまたは関数は、変数として温度を含まず、電流のみを変数とするテーブルデータまたは関数（近似式など）でもよい。これにより、同期機制御装置の演算負荷が軽減できたり、パラメータ同定時間を短縮できたりする。
　また、第一ｄｑ軸磁束指令演算部２１とｄｑ軸磁束推定部２３で同じテーブルデータまたは関数を用いることにより、Ｉｄｃ，Ｉｑｃが、いわば磁束を介して、それぞれＩｄ＊，Ｉｑ＊に一致するように制御される。この場合、実質、電流制御系を構成されることになる。
　また、第一ｄｑ軸磁束指令演算部２１およびｄｑ軸磁束推定部２３の入力にＩｄｃ，ＩｑｃおよびＩｄ＊，Ｉｑ＊の両方を用いることにより、軸間の相互干渉を考慮した制御が可能になる。この場合、第一ｄｑ軸磁束指令演算部２１、およびｄｑ軸磁束推定部２３は、それぞれ、ｄｑ軸磁束指令値（φｄ＊，φｑ＊）とｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）との対応関係を表すテーブルデータまたは関数、およびｄｑ軸磁束推定値（φｄｃ，φｑｃ）とｄｑ軸電流検出値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）との対応関係を表すテーブルデータまたは関数を用いる。
　なお、本実施形態の同期機制御装置は、モータの動的インダクタンスおよび静的インダクタンスが実質的に考慮されているので、磁気飽和の影響が大きなＰＭＳＭが用いられ、かつ正確なトルク応答が求められる電気自動車などの電気車への適用に好適である。
　なお、ＰＭＳＭ１における磁束と電流の対応関係を表す情報である、上述のルックアップテーブル、テーブルデータ、関数（近似式）は、実測や磁場解析などに基づいて、設定することができる。
　［積分器の初期化］
　次に、本実施形態に係る積分器の初期化について、図５から図８を用いて説明する。
　電力変換器２を三相開放モードや三相短絡モードからトルクモード（ＰＷＭモード）へ切り替える際に、積分器８３、積分器９３の初期値を設定する必要がある。ここで、初期値が正しくない場合、ＰＷＭモードへの切り替え時に電力変換器２の出力電圧とＰＭＳＭ１の電圧に差異が生じ、過電流やトルク変動などが生じる虞がある。
　図７は、従来の制御における三相短絡からＰＷＭモードへの切り替え時の電流波形を示した図である。ｄ軸側の積分器８３を磁石磁束Ｋｅ、ｑ軸側の積分器９３を０で初期化した場合のｄ軸電流、ｑ軸電流、トルク及び三相交流電流の波形並びにゲートモードの切り替え信号を示している。図７中の点線は、電力変換器２の三相短絡からＰＷＭモードへの切り替えタイミングを示している。
　図７に示されるように、切り替えタイミング後にｄ軸電流値及びｑ軸電流値の変動が大きくなっていることが分かる。これは、電力変換器２の出力電圧とモータの電圧に差異が生じることに起因する。したがって、過電流を防止するために、切り替えタイミング時に積分器８３、９３に対して、適切な初期値を設定する必要がある。
　図５は、本実施形態に係る積分器のブロック図である。図５に示されるように、積分器８３は、上位の制御器（不図示）等から電力変換器２の駆動状態（ゲートモード）が切り替わるときに、ゲートモードの切り替え信号を受ける。その場合、ｄ軸側の積分器８３に対してｄ軸磁束推定値φｄｃを初期値として用いる。同様に、ｑ軸側の積分器９３に対してｑ軸磁束推定値φｑｃを初期値として用いる。もしくは、ｄ軸磁束推定値φｄｃおよびｑ軸磁束推定値φｑｃにローパスフィルタ処理を施した値を初期値として用いてもよい。
　本実施形態のように、磁束を制御量として用いるベクトル制御では、定常状態において、ｄ軸側の積分値がｄ軸磁束推定値φｄｃと一致する。また、ｑ軸側の積分値はｑ軸磁束推定値φｑｃと一致する。したがって、ｄ軸側の積分器８３をｄ軸磁束推定値φｄｃ、ｑ軸側の積分器９３をｑ軸磁束推定値φｑｃで初期化することにより、ＰＭＳＭ１の電圧と電力変換器２の電圧が一致するため、切り替え時の電流の変化を抑制することができる。
　具体的には、電力変換器２が三相短絡中の場合、電圧が０Ｖとなり、ＰＭＳＭ１には電圧が０Ｖとなるような電流が流れる。したがって、電力変換器２が三相短絡からＰＷＭモードに移行する場合、三相短絡中に流れている電流を流すような電圧を出力すればよい。つまり、ｄ軸側の積分器８３はｄ軸磁束推定値φｄｃで初期化し、ｑ軸側の積分器９３はｑ軸磁束推定値φｑｃで初期化することにより、ＰＭＳＭ１の電圧と電力変換器２の電圧が一致するため、切り替え時の電流の変化を抑制することができる。
　図８は、本実施形態に係る制御での三相短絡からＰＷＭモードへの切り替え時の電流の変化を示した図である。ｄ軸側の積分器８３をｄ軸磁束推定値φｄｃで初期化し、ｑ軸側の積分器９３はｑ軸磁束推定値φｑｃで初期化した場合の、ｄ軸電流、ｑ軸電流、トルク及び三相交流電流の波形並びにゲートモードの切り替え信号を示している。図８に示されるように、本実施形態に係る制御装置により、電力変換器２の切り替え後のｄ軸電流及びｑ軸電流の変化が抑制される。これにより、過電流の発生を抑制することができる。
　また、電力変換器２が三相開放中の場合、電力変換器２における電流が０Ａ（ｉｄ＝ｉｑ＝０Ａ）となり、モータからは誘起電圧（Ｖｑ＝ωＫｅ）のみが出力される。したがって、電力変換器２が三相開放中からＰＷＭモードに移行する場合、電力変換器２はＰＭＳＭ１の誘起電圧を打ち消す電圧を出力すればよい。つまり、ｄ軸側の積分器８３はｄ軸磁束推定値φｄｃで初期化され、ｑ軸側の積分器９３はｑ軸磁束推定値φｑｃ＝０で初期化する。これにより、三相短絡からＰＷＭモードに移行する場合であっても過電流の発生を抑制することができる。
　［変形例］
　次に図６を用いて本実施形態の変形例を説明する。図６は、本実施形態の変形例に係る積分器を示した図である。
　図６の上図に示されるように、電力変換器２の駆動モードの切り替え前の状態により、ｄ軸側の積分器１８３の初期化される値が異なるように構成されている。これにより、電力変換器２の駆動モードの切り替え前の状態によって適切な値で積分器１８３を初期化することができる。
　例えば、図６の構成においては、電力変換器２の切り替え前の駆動状態が三相開放の場合、ロ―タ温度を考慮した磁石磁束Ｋｅで初期化され、電力変換器２の切り替え前の駆動状態が三相短絡の場合、ｄ軸磁束推定値φｄｃで初期化されるように構成されている。ｄ軸磁束推定値φｄｃは、ＰＭＳＭ１のロータ温度によって変化するため、ロータ温度を考慮した磁石磁束Ｋｅを用いることにより、より正確な制御が可能となる。三相開放のみロータ温度を考慮する理由として、自動車等では損失低減のために動作中に三相開放を積極的に用いるためである。従って、三相開放とＰＷＭモードの切り替え時に対してはトルク変動を可能な限り抑制し、乗り心地の悪化等を防止することが望ましい。一方、三相短絡は電力変換器２の故障時など、特殊な条件で行われることが想定される。そのため、三相短絡とＰＷＭモードの切り替えでは過電流が抑制できれば十分である。これにより、ＰＭＳＭ１の適合作業を省力化することができる。
　図９は、従来の制御における三相開放からＰＷＭモードへの切り替え時の電流波形を示した図である。ｄ軸側の積分器８３をロ―タ温度を考慮しない磁石磁束Ｋｅ、ｑ軸側の積分器９３を０で初期化した場合の、ｄ軸電流、ｑ軸電流、トルク及び三相交流電流の時間変化並びにゲートモードの切り替え信号を示している。図９中の点線は、電力変換器２の三相開放からＰＷＭモードへの切り替えタイミングを示している。
　図９に示されるように、切り替えタイミング後にｄ軸電流値及びｑ軸電流値の変動が大きくなっていることが分かる。これは、ロータ温度によってＰＭＳＭ１の磁石磁束が変化するため、初期値として設定されている磁石磁束Ｋｅと差異が生じるためである。その結果、電力変換器２の出力電圧とＰＭＳＭ１の電圧に差異が生じることに起因するトルク変動が生じる虞がある。したがって、トルク変動を防止するために、切り替えタイミング時に積分器８３、９３に対して、適切な初期値を設定する必要がある。
　図１０は、本実施形態の変形例に係る制御での三相開放からＰＷＭモードへの切り替え時の電流波形を示した図である。ｄ軸側の積分器８３をロ―タ温度を考慮した場合の磁石磁束Ｋｅ、ｑ軸側の積分器９３をｑ軸磁束推定値φｑｃ（＝０）で初期化した場合の、ｄ軸電流、ｑ軸電流、トルク及び三相交流電流の時間変化並びにゲートモードの切り替え信号を示している。図１０に示されるように、本実施形態に係る制御装置により、電力変換器２の切り替え後のｄ軸電流及びｑ軸電流の変化が抑制される。これにより、急激なトルク変動に起因する乗り心地の悪化等の発生を抑制することができる。
　なお、ｄｑ軸磁束推定部２３は、ＰＭＳＭ１のロータ温度を考慮した３次元テーブルに基づき、ＰＭＳＭ１のｄ軸及びｑ軸の磁束値を推定する構成としてもよい。これにより、モータの適合作業は増えるものの、ロ―タ温度を考慮できるため、電力変換器２の駆動状態の変化による過電流やトルク変動等をより正確に防止することができる。
　さらに、ロータ温度情報が取得できない場合、ロータ温度が所定値として積分器を初期化する構成としてもよい。これにより、ロ―タ温度が取得できない場合であっても、電力変換器２の駆動状態の変化による過電流やトルク変動等を防止することができる。
　以上説明した本実施形態をまとめると以下の通りである。
　同期機に電力を供給する電力変換器を制御する同期機制御装置であって、同期機の電流指令値から第一磁束指令値を演算する第一磁束指令演算部と、同期機の電流検出値から同期機のｄ軸及びｑ軸の磁束値を推定する磁束推定部と、第一磁束指令値と磁束値が一致するように電力変換器の電圧指令値を作成する電圧演算部と、積分器を用いて、第一磁束指令値と磁束値が一致するようにｄ軸側及びｑ軸側の第二磁束指令値をそれぞれ演算する第二磁束指令演算部と、を備え、積分器は、電力変換器の駆動状態が切り変わるときに、ｄ軸側がｄ軸磁束値、前記ｑ軸側がｑ軸磁束値で初期化される。これにより、電力変換器の駆動状態の変化による過電流等を防止することができる。
　さらに、積分制御器は、電力変換器の駆動状態が切り変わるときに、切り替わり前の駆動状態により初期化される値が異なる構成としてもよい。これにより、積分器を適切な値により初期化することができるため、電力変換器の駆動状態の変化によるトルク変動等をより正確に防止することができる。
　さらに、前記切り替わり前の駆動状態が三相開放のときは、ｄ軸側が前記同期機のロータの温度に基づき求められる値で初期化される構成としてもよい。これにより、電力変換装置が三相開放からＰＷＭモードに切り替わるときの急激なトルク変動に起因する乗り心地の悪化等を防止することができる。
　さらに、切り替わり前の駆動状態が三相短絡のときは、ｄ軸側がｄ軸磁束値、前記ｑ軸側がｑ軸磁束値で初期化され、切り替わり前の駆動状態が三相開放のときは、ｄ軸側が同期機のロータの温度を考慮した磁石磁束Ｋe、ｑ軸側がｑ軸磁束値で初期化される構成としてもよい。これにより、電力変換器の駆動状態の変化による過電流等をより正確に防止することができる。
　さらに、磁束推定部は、同期機のロータ温度を考慮した３次元テーブルに基づき、同期機のｄ軸及びｑ軸の磁束値を推定する構成としてもよい。これにより、ロ―タ温度を考慮できるため、電力変換器の駆動状態の変化による過電流やトルク変動等をより正確に防止することができる。
　さらに、ロータ温度情報が取得できない場合、ロータ温度が所定値として前記積分器を初期化する構成としてもよい。これにより、ロ―タ温度が取得できない場合であっても、電力変換器の駆動状態の変化による過電流やトルク変動等を防止することができる。
　なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
　例えば、制御対象の同期機は、ＰＭＳＭに限らず、同期リラクタンスモータ、永久磁石同期発電機、巻線界磁型同期電動機、巻線界磁型同期発電機などでもよい。
　また、ＰＭＳＭは、埋込磁石型および表面磁石型のいずれでもよいし、外転型および内転型のいずれでもよい。
　また、インバータ主回路を構成する半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などでもよい。
　また、上記各実施形態による同期機制御装置は、同期機、同期機を駆動する電力変換器および電力変換器を制御する制御装置を備える各種の同期機駆動システムにおいて、この制御装置として適用できる。
　１：ＰＭＳＭ、２：電力変換器、３：相電流検出器、４：磁極位置検出器、５：周波数演算部、６：直流電圧検出器、７：座標変換部、１０：電圧ベクトル加算部、１１：座標変換部、１５：ｄｑ軸電圧指令演算部、１９：電圧ベクトル演算部、２１：第一ｄｑ軸磁束指令演算部、２３：ｄｑ軸磁束推定部、２５：第二ｄｑ軸磁束指令演算部、３５：微分器、３７：加算器、３８：乗算器、３９：加算器、４４：加減算器、４５：微分器、４７：加算器、４８：乗算器、４９：加減算器、５５：乗算器、５７：乗算器、８１：加減算器、８３：積分器、８５：積分ゲイン、８７：比例ゲイン、８９：加算器、９１：加減算器、９３：積分器、９５：積分ゲイン、９７：比例ゲイン、９８：加算器、９９：加算器、１８３：積分器、１９３：積分器。

Claims (6)

  1. 　同期機に電力を供給する電力変換器を制御する同期機制御装置であって、
    　前記同期機の電流指令値から第一磁束指令値を演算する第一磁束指令演算部と、
    　前記同期機の電流検出値から前記同期機のｄ軸及びｑ軸の磁束値を推定する磁束推定部と、
    　前記第一磁束指令値と前記磁束値が一致するように前記電力変換器の電圧指令値を作成する電圧演算部と、
    　積分制御器を用いて、前記第一磁束指令値と前記磁束値が一致するようにｄ軸側及びｑ軸側の第二磁束指令値をそれぞれ演算する第二磁束指令演算部と、を備え、
    　前記積分制御器は、前記電力変換器の駆動状態が切り変わるときに、
    　前記ｄ軸側がｄ軸磁束値、前記ｑ軸側がｑ軸磁束値で初期化されることを特徴とする同期機制御装置。
  2. 　請求項１に記載の同期機制御装置であって、
    　前記積分制御器は、前記電力変換器の駆動状態が切り変わるときに、切り替わり前の駆動状態により初期化される値が異なることを特徴とする同期機制御装置。
  3. 　請求項２に記載の同期機制御装置であって、
    　前記切り替わり前の駆動状態が三相開放のときは、前記ｄ軸側が磁石磁束で初期化されることを特徴とする同期機制御装置。
  4. 　請求項２に記載の同期機制御装置であって、
    　前記切り替わり前の駆動状態が三相短絡のときは、前記ｄ軸側がｄ軸磁束値、前記ｑ軸側がｑ軸磁束値で初期化され、
    　前記切り替わり前の駆動状態が三相開放のときは、前記ｄ軸側が前記同期機のロータの温度を考慮した磁石磁束、前記ｑ軸側がｑ軸磁束値で初期化されることを特徴とする同期機制御装置。
  5. 　請求項１に記載の同期機制御装置であって、
    　前記磁束推定部は、前記同期機のロータ温度を考慮した３次元テーブルに基づき、
    　前記同期機のｄ軸及びｑ軸の磁束値を推定することを特徴とする同期機制御装置。
  6. 　請求項４または５に記載の同期機制御装置であって、
    　前記ロータ温度情報が取得できない場合、前記ロータ温度が所定値として前記積分制御器を初期化することを特徴とする同期機制御装置。
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