WO2024157597A1 - モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 - Google Patents

Abstract

モータの駆動制御における演算の負荷を低減する。　モータ駆動制御装置（１０）において、制御回路（１）は、各相のコイルに流れる相電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）および相電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の位相を１８０°反転させた相電流（－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗ）のうち、ｄ軸電流をゼロとしたときのｑ軸電流に最も近い相電流をピーク値（ｉｐ）として検出し、ピーク値（ｉｐ）の包絡線に基づいて、ｄ軸電流をゼロとしたときのｑ軸電流（ｉｑ）を算出するｑ軸電流算出部（１２）と、ｑ軸電流算出部（１２）によって算出したｑ軸電流（ｉｑ）と、駆動指令信号（Ｓｃ）と、回転速度（ω）と、回転角度（θ）とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、駆動制御信号（Ｓｄ）を生成する演算部（１３）と、を含むことを特徴とする。

Description

モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法

　本発明は、モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法に関する。

　一般に、ブラシレスＤＣモータとしての永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）は、回転子の表面に永久磁石を張り付けた表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）と回転子の内部に永久磁石を埋め込んだ埋め込み磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）とに大別される。

　従来、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の駆動制御技術として、ベクトル制御によるモータ駆動制御方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１２－１３０１００号公報

　しかしながら、ベクトル制御によるモータ駆動制御方法では、固定座標系と回転座標系との間での座標変換や除算等の複雑な演算を行う必要があり、モータ駆動制御装置としてのマイクロコントローラ等のプログラム処理装置による演算の負荷が大きくなる。そのため、大容量のメモリを搭載し、複雑な演算を高速で処理可能な高性能なマイクロコントローラ等が必要となり、モータ駆動制御装置のコストの増大を招いている。

　本発明は、上述した課題を解消するためのものであり、モータの駆動制御における演算の負荷を低減することを目的とする。

　本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御装置は、複数相のコイルを有するモータを駆動するための駆動制御信号を出力する制御回路と、前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、を備え、前記駆動回路は、前記駆動制御信号に基づいて前記複数相のコイルを駆動するインバータ回路と、前記複数相のコイルに流れる電流を検出し、検出した電流に応じた電流検出信号を出力する電流検出回路と、を含み、前記制御回路は、前記モータの動作の目標状態を指示する値を含む駆動指令信号を取得する駆動指令取得部と、前記電流検出信号と前記モータのロータの回転角度とに基づいて、各相のコイルに流れる相電流および当該各相のコイルに流れる相電流の位相を１８０°反転させた相電流のうち、２相の回転座標系のｄ軸電流をゼロとしたときの前記２相の回転座標系のｑ軸電流に最も近い相電流をピーク値として検出し、当該ピーク値の包絡線に基づいて、前記ｄ軸電流をゼロとしたときの前記ｑ軸電流を算出するｑ軸電流算出部と、前記ｑ軸電流算出部によって算出した前記ｑ軸電流と、前記駆動指令信号と、前記モータのロータの回転速度と、前記ロータの回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、前記駆動制御信号を生成する演算部と、を含むことを特徴とする。

　本発明の一態様によれば、モータ駆動制御における演算の負荷を低減することが可能となる。

実施の形態１に係るモータ駆動制御装置を備えたモータユニットの構成を示す図である。 実施の形態１に係るモータ駆動制御装置における制御回路の機能ブロック構成を示す図である。 ３相の固定座標系と２相の回転座標系との関係を示す図である。 ２相の回転座標系における電流ベクトルを示す図である。 モータの各相の相電流とｑ軸電流の関係を示す図である。 正のｑ軸電流と相電流の一例を示す図である。 負のｑ軸電流と相電流の一例を示す図である。 セクタとピーク値の候補となる相電流との対応関係を示す図である。 実施の形態１に係るピーク値検出部の構成例を示す図である。 モータのコイルの印加電圧に対する電流の遅れを説明するための図である。 進角値の算出方法を説明するための図である。 対応関係情報としての、回転速度とｑ軸電流の組み合わせ毎に進角値を対応付けたテーブルの一例を示す図である。 実施の形態１に係るモータ駆動制御装置による駆動制御信号の生成処理の流れの一例を示すフローチャートである。 実施の形態１に係るｑ軸電流の算出処理（ステップＳ５）の流れの一例を示すフローチャートである。 実施の形態２に係るモータ駆動制御装置における制御回路の機能ブロック構成を示す図である。 ロータの回転角度の真値に対する推定値のずれに起因する電流ベクトルのずれを説明するための図である。 実施の形態２に係るｑ軸電流の推定方法の概要を説明するための図である。 実施の形態２における、セクタとピーク値の候補となる相電流との対応関係の一例を示す図である。 実施の形態２における、セクタとピーク値の候補となる相電流との対応関係の一例を示す図である。 実施の形態２に係るピーク値検出部の構成例を示す図である。 実施の形態２におけるｑ軸電流の算出処理（ステップＳ５）の流れの一例を示すフローチャートである。 実施の形態３に係るモータ駆動制御装置における制御回路の機能ブロック構成を示す図である。 ２相の回転座標系における電流ベクトルと電圧ベクトルとの関係を示す図である。 実施の形態３に係るピーク値検出部の構成例を示す図である。 実施の形態３に係るｑ軸電流の推定方法の概要を説明するための図である。 実施の形態３における、セクタとピーク値の候補となる相電流との対応関係の一例を示す図である。 実施の形態３における、セクタとピーク値の候補となる相電流との対応関係の一例を示す図である。

１．実施の形態の概要
　先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。なお、以下の説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の参照符号を、括弧を付して記載している。

　〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御装置（１０，１０Ａ，１０Ｂ）は、複数相のコイル（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）を有するモータ（３）を駆動するための駆動制御信号（Ｓｄ）を出力する制御回路（１，１Ａ，１Ｂ）と、前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路（２）と、を備え、前記駆動回路は、前記駆動制御信号に基づいて前記複数相のコイルを駆動するインバータ回路（２ａ）と、前記複数相のコイルに流れる電流を検出し、検出した電流に応じた電流検出信号（Ｖｍ）を出力する電流検出回路（２ｃ）と、を含み、前記制御回路は、前記モータの動作の目標状態を指示する値を含む駆動指令信号（Ｓｃ，Ｓｃ１）を取得する駆動指令取得部（１１）と、前記電流検出信号と前記モータのロータ（３１）の回転角度とに基づいて、各相のコイルに流れる相電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）および当該各相のコイルに流れる相電流の位相を１８０°反転させた相電流（－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗ）のうち、２相の回転座標系のｄ軸電流をゼロとしたときの前記２相の回転座標系のｑ軸電流に最も近い相電流をピーク値（ｉｐ）として検出し、当該ピーク値の包絡線に基づいて、前記ｄ軸電流をゼロとしたときの前記ｑ軸電流（ｉｑ）を算出するｑ軸電流算出部（１２，１２Ａ，１２Ｂ）と、前記ｑ軸電流算出部によって算出した前記ｑ軸電流と、前記駆動指令信号と、前記モータのロータの回転速度と、前記ロータの回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、前記駆動制御信号を生成する演算部（１３）と、を含むことを特徴とする。

　〔２〕上記〔１〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記ロータの回転に応じた電気角の範囲を複数に分割したセクタ（Ｉ－ＶＩ）毎に前記ピーク値の候補となる相電流が対応付けられた対応関係情報（１２８，１２８Ａ＿１，１２８Ａ＿２，１２８Ｂ＿１，１２８Ｂ＿２）が前記制御回路に記憶され、前記ｑ軸電流算出部は、前記ロータの回転角度と前記電流検出信号とに基づいて、前記２相の回転座標系における電流ベクトルの位相を検出するとともに、前記電流ベクトルの位相が属する前記セクタを特定し、前記対応関係情報に基づいて、特定した前記セクタに対応付けられた候補の相電流を選択し、選択した相電流を前記ピーク値としてもよい。

　〔３〕上記〔２〕に記載のモータ駆動制御装置（１０Ａ，１０Ｂ）において、前記ｑ軸電流算出部（１２Ａ，１２Ｂ）は、前記セクタに前記ピーク値の候補となる相電流が複数対応付けられている場合に、複数の候補の相電流の大きさの絶対値を比較し、前記絶対値がもっとも大きい相電流を前記ピーク値としてもよい。

　〔４〕上記〔２〕または〔３〕に記載のモータ駆動制御装置（１０，１０Ａ）において、前記ｑ軸電流算出部（１２，１２Ａ）は、前記ロータの回転角度（θ）にπ／２を加算した回転角度を前記電流ベクトルの位相としてもよい。

　〔５〕上記〔２〕または〔３〕に記載のモータ駆動制御装置（１０Ｂ）において、前記ｑ軸電流算出部（１２Ｂ）は、前記ロータの回転角度に基づいて算出した、前記２相の回転座標系における電圧ベクトルの位相（σ）に基づいて、前記電流ベクトルの位相を検出してもよい。

　〔６〕上記〔１〕乃至〔５〕の何れかに記載のモータ駆動制御装置において、前記ｑ軸電流算出部（１２，１２Ａ，１２Ｂ）は、前記ロータの回転角度と前記電流検出信号とに基づいて前記ピーク値を検出するピーク値検出部（１２１，１２１Ａ，１２１Ｂ）と、前記ピーク値検出部によって検出された前記ピーク値が入力されるローパスフィルタ（１２２）と、前記ローパスフィルタから出力された値に所定値を乗算し、前記ｑ軸電流として出力する乗算部（１２３）と、を含んでもよい。

　〔７〕上記〔６〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記所定値は、π／３であってもよい。

　〔８〕上記〔２〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記セクタは、０°から３６０°までの電気角の範囲を６０°毎に分割した範囲であってもよい。

　〔９〕本発明の代表的な一実施の形態に係るモータ駆動制御方法は、複数相のコイルを有するモータの動作の目標状態を指示する値を含む駆動指令信号を取得する第１ステップ（Ｓ１）と、前記複数相のコイルに流れる電流を検出する第２ステップ（Ｓ４）と、前記第２ステップにおいて検出した電流と前記モータのロータの回転角度とに基づいて、各相のコイルに流れる相電流および当該各相のコイルに流れる相電流の位相を１８０°反転させた相電流のうち、２相の回転座標系のｄ軸電流をゼロとしたときの前記２相の回転座標系のｑ軸電流に最も近い相電流をピーク値として検出し、当該ピーク値の包絡線に基づいて、前記ｄ軸電流をゼロとしたときの前記ｑ軸電流を算出する第３ステップ（Ｓ５）と、前記第１ステップにおいて取得した前記駆動指令信号と、前記第３ステップにおいて算出した前記ｑ軸電流と、前記モータのロータの回転速度と、前記ロータの回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、前記モータを駆動させるための駆動制御信号を生成する第４ステップ（Ｓ６～Ｓ９）と、を含む。

２．実施の形態の具体例
　以下、本発明の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。

　≪実施の形態１≫
　図１は、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０を備えたモータユニット１００の構成を示す図である。

　図１に示すように、モータユニット１００は、モータ３と、モータ３の回転を制御するモータ駆動制御装置１０と、を備えている。モータユニット１００は、例えばファン等の、モータを駆動源として用いる種々の機器に適用することができる。

　モータ３は、例えば、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）である。本実施の形態において、モータ３は、例えば、３相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有する表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である。コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、例えば、互いにＹ結線されている。

　モータ駆動制御装置１０は、例えば、モータ３に正弦波駆動信号を与えることにより、モータ３の３相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに周期的に正弦波状の相電流を流してモータ３のロータ３１を回転させる（図３参照）。

　モータ駆動制御装置１０は、制御回路１と駆動回路２とを有している。
　なお、図１に示されているモータ駆動制御装置１０の構成要素は、全体の一部であり、モータ駆動制御装置１０は、図１に示されたものに加えて、他の構成要素を有していてもよい。

　駆動回路２は、後述する制御回路１から出力された駆動制御信号Ｓｄに基づいてモータ３を駆動する。駆動回路２は、例えば、インバータ回路２ａ、プリドライブ回路２ｂ、および電流検出回路２ｃを有する。

　インバータ回路２ａは、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間に配置され、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、負荷としてのモータ３の複数相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを駆動する回路である。具体的には、実施の形態１において、インバータ回路２ａは、直列に接続された２つの駆動用トランジスタを含むスイッチングレグを３つ有し、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、２つの駆動用トランジスタが交互にオン・オフ動作（スイッチング動作）を行うことにより、負荷としてのモータ３を駆動する。

　より具体的には、インバータ回路２ａは、モータ３のＵ相、Ｖ相、およびＷ相にそれぞれ対応するスイッチングレグを有する。図１に示すように、各相に対応するスイッチングレグは、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間に電流検出回路２ｃを介して直列に接続された２つの駆動用トランジスタＱ１とＱ２，Ｑ３とＱ４，Ｑ５とＱ６を有している。

　ここで、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５は、例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、駆動用トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６は、例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。なお、駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の他の種類のトランジスタであってもよい。

　例えば、Ｕ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２を有する。駆動用トランジスタＱ１と駆動用トランジスタＱ２とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｕの一端に接続されている。Ｖ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ３，Ｑ４を有する。駆動用トランジスタＱ３と駆動用トランジスタＱ４とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｖの一端に接続されている。Ｗ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ５，Ｑ６を有する。駆動用トランジスタＱ５と駆動用トランジスタＱ６とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｗの一端に接続されている。

　プリドライブ回路２ｂは、制御回路１から出力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、インバータ回路２ａを駆動するための駆動信号を生成する。

　駆動制御信号Ｓｄは、モータ３の駆動を制御するための信号であり、例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号である。具体的には、駆動制御信号Ｓｄは、インバータ回路２ａを構成する各駆動用トランジスタのオン／オフの状態によって定まるモータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの通電パターンを切り替えるための信号である。より具体的には、駆動制御信号Ｓｄは、インバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６に対応する６種類のＰＷＭ信号を含む。

　プリドライブ回路２ｂは、制御回路１から供給された駆動制御信号Ｓｄとしての６種類のＰＷＭ信号に基づいて、インバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６の制御電極（ゲート電極）を駆動するのに十分な電力を供給可能な６種類の駆動信号Ｖｕｈ，Ｖｕｌ，Ｖｖｈ，Ｖｖｌ，Ｖｗｈ，Ｖｗｌを生成する。

　これらの駆動信号Ｖｕｈ，Ｖｕｌ，Ｖｖｈ，Ｖｖｌ，Ｖｗｈ，Ｖｗｌがインバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６の制御電極（ゲート電極）に入力されることにより、各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６がオン・オフ動作（スイッチング動作）を行う。例えば、各相に対応するスイッチングレグの上側アームの駆動用トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５と下側アームの駆動用トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６は、交互にオン・オフ動作を行う。これにより、モータ３の各相に直流電源Ｖｃｃから電力が供給され、モータ３が回転する。

　なお、制御回路１が駆動信号Ｖｕｈ，Ｖｕｌ，Ｖｖｈ，Ｖｖｌ，Ｖｗｈ，Ｖｗｌを生成できる場合には、駆動回路２は、プリドライブ回路２ｂを有していなくてもよい。

　電流検出回路２ｃは、モータ３の複数相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流を検出するための回路である。電流検出回路２ｃは、各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流（相電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し、検出した電流に応じた電流検出信号Ｖｍを出力する。

　電流検出回路２ｃは、例えば、インバータ回路２ａと直列に接続され、電流検出信号Ｖｍとして、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す信号を出力する。

　具体的には、電流検出回路２ｃは、例えば、電流検出素子としての少なくとも一つの抵抗（シャント抵抗）を含む。シャント抵抗は、例えば、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間にインバータ回路２ａと直列に接続されている（１シャント方式）。実施の形態１において、電流検出回路２ｃとしてのシャント抵抗は、例えば、インバータ回路２ａの負側（グラウンド側）に接続されている。電流検出回路２ｃは、モータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを上記抵抗によって電圧に変換し、その電圧を電流検出信号Ｖｍとして制御回路１に入力する。これにより、電流検出信号Ｖｍは、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す信号となる。

　位置センサ４は、モータ３のロータ３１の回転位置を検出するための装置である。位置センサ４は、ロータ３１の回転位置に応じた信号を出力する。位置センサ４は、例えば、ホール素子である。図１には、一例として、モータ３のＵ相、Ｖ相、およびＷ相毎に、位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗとしてのホール素子が設けられた場合が示されている。以下、位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗを「ホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗ」とも称する。

　ホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗは、例えば、互いに略等間隔（例えば、隣り合うものと１２０度の間隔）にモータ３のロータ（回転子）３１の周囲に配置されている。ホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗは、それぞれ、ロータ３１の磁極を検出し、ロータ３１の回転に応じて電圧が変化するホール信号を回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗとして出力する。回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは、制御回路１に入力される。

　なお、制御回路１には、このようなホール信号に代えて、モータ３のロータ３１の回転位置に対応する他の信号が回転位置検出信号として入力されるように構成されていてもよい。例えば、エンコーダやレゾルバ等を設け、その検出信号が制御回路１に入力されるようにしてもよい。

　制御回路１は、例えば、外部から入力される、モータ３の動作の目標状態を指示する駆動指令信号Ｓｃに基づいて、モータ３を駆動させるための駆動制御信号Ｓｄを生成し、モータ３の駆動を制御する。具体的には、制御回路１は、電流検出回路２ｃからの電流検出信号Ｖｍ、および位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗからの回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいて、モータ３のロータ３１の回転速度やトルク等の情報を得ることでモータ３の回転状態を監視するとともに、モータ３が駆動指令信号Ｓｃによって指定された動作状態となるように駆動制御信号Ｓｄを生成して、駆動回路２に与える。

　実施の形態１において、制御回路１は、例えば、ＣＰＵ等のプロセッサと、ＲＡＭ，ＲＯＭ等の各種記憶装置と、カウンタ（タイマ）、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、クロック発生回路、および入出力Ｉ／Ｆ回路等の周辺回路とが、バスや専用線を介して互いに接続された構成を有するプログラム処理装置（例えばマイクロコントローラ）である。

　なお、モータ駆動制御装置１０において、制御回路１と駆動回路２がそれぞれ個別の集積回路装置として夫々パッケージ化されていてもよいし、制御回路１の少なくとも一部と駆動回路２の少なくとも一部とが一つの集積回路装置（ＩＣ）としてパッケージ化されていてもよい。

　図２は、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０における制御回路１の機能ブロック構成を示す図である。

　図２に示すように、制御回路１は、駆動制御信号Ｓｄを生成するための機能ブロックとして、駆動指令取得部１１、ｑ軸電流算出部１２、および演算部１３を有する。

　これらの機能ブロックは、例えば、制御回路１としてのプログラム処理装置において、プロセッサが、メモリに記憶されたプログラムに従って各種演算処理を実行するとともに、カウンタやＡ／Ｄ変換回路等の周辺回路を制御することによって実現される。なお、これらの機能ブロックのうち少なくとも一部が専用のハードウェアロジック回路によって実現されていてもよい。

　駆動指令取得部１１は、外部から駆動指令信号Ｓｃを受信し、受信した駆動指令信号Ｓｃを解析することにより、駆動指令信号Ｓｃで指定されたモータ３の目標となる動作状態を指定する値を取得する。

　駆動指令信号Ｓｃは、モータ３の動作の目標状態を指示する値を含む。駆動指令信号Ｓｃは、例えば、モータ駆動制御装置１０の外部に設けられた、モータユニット１００を制御するための上位装置から出力される信号である。

　実施の形態１において、駆動指令信号Ｓｃは、例えば、モータ３のロータの回転速度を指定する速度指令信号Ｓｃ１である。駆動指令信号Ｓｃは、モータ３のロータの目標となる回転速度（目標回転速度）の値ωｒｅｆを含んでいる。以下、実施の形態１では、駆動指令信号Ｓｃが速度指令信号Ｓｃ１であるとして説明する。

　速度指令信号Ｓｃ１は、例えば、指定する目標回転速度ωｒｅｆに応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号である。駆動指令取得部１１は、例えば、速度指令信号Ｓｃ１としてのＰＷＭ信号のデューティ比を計測し、計測したデューティ比に応じた回転速度を目標回転速度ωｒｅｆとして出力する。

　ｑ軸電流算出部１２は、モータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて、２相の回転座標系のｑ軸電流を算出する機能部である。

　ｑ軸電流算出部１２は、従来のモータのベクトル制御における演算の負荷を低減するために、簡易的な手法によってｑ軸電流を算出し、駆動制御信号Ｓｄを生成する。以下、ｑ軸電流の算出方法について説明する。

　先ず、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０によるベクトル制御における座標系について説明する。

　図３は、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系と２相（ｄ，ｑ）の回転座標系との関係を示す図である。

　図３に示すように、Ｕ－Ｖ－Ｗ軸は３相の固定座標系であり、ｄ－ｑ軸は２相の回転座標系である。一般に、モータのベクトル制御において、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系におけるｄ軸をロータとしての永久磁石の磁束方向（Ｎ極方向）とし、ｑ軸をｄ軸から正方向に９０度（π／２）進んだ方向とする。
　このようにｑ軸およびｄ軸の方向を設定した場合、図３に示すように、回転角度取得部１４によって計測されるロータ３１の回転角度θは、ｄ軸の回転角度となり、例えば、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系におけるＵ軸とｄ軸とのなす角となる。

　一般に、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）のトルクは、以下の式で表されることが知られている。

　上記式（１）において、Ｔｅは発生トルク、Ｐは極対数、Ψは永久磁石（ロータ）の磁束、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、Ψｉｑはマグネットトルク、“（Ｌｄ－Ｌｑ）ｉｄｉｑ”はリラクタンストルクである。

　ここで、モータ３が表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である場合、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが等しい（Ｌｄ＝Ｌｑ）ため、リラクタンストルクが発生しない。したがって、式（１）から理解されるように、ｄ軸電流ｉｄをゼロにしたときに、モータ３の効率を最大にすることができる。

　次に、モータ３の各相の相電流と２相の回転座標系のｑ軸電流との関係について説明する。

　図４は、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系における電流ベクトルｉを示す図である。

　２相（ｄ，ｑ）の回転座標系の電流ベクトルｉは、ｄ軸電流の成分とｑ軸電流の成分とによって構成される。ｄ軸電流をゼロとした場合、電流ベクトルｉはｑ軸電流のベクトルと一致する。図３に示すように、ロータ３１が正回転する場合、ｑ軸電流が正となる。

　一方、ロータ３１が逆回転する場合、ｑ軸電流が負となる。すなわち、逆回転時の電流ベクトルの位相は、正回転時の電流ベクトルに対して位相が１８０°（π）ずれる。換言すれば、ロータ３１を逆回転させる場合には、ｑ軸電流を負にする必要がある。また、ｑ軸電流をゼロまたは微小に制御する場合も、電圧変動や負荷変動などに起因するノイズの影響によってｑ軸電流が負となる場合がある。

　ここで、ｑ軸電流をゼロまたは微小に制御する場合とは、例えば、空転している状態のモータをブレーキをかけずに始動する制御（ウィンドミル始動）や、非常に低速でモータを回転させる場合等である。

　図５は、モータ３の各相の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとｑ軸電流の関係を示す図である。
　図５において、横軸は時間、縦軸は電流をそれぞれ表している。

　図５に示すように、モータ３を正弦波駆動したとき、モータ３の各相のコイルの相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、例えば、互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の波形となる。

　上述したように、モータの効率を最大にするためには、ｄ軸電流ｉｄをゼロにする。ｄ軸電流ｉｄがゼロのとき、図５に示すように、ｑ軸電流ｉｑは、モータ３の各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅と略一致する。

　ここで、ロータ３１が正回転している場合には、ｑ軸電流が正となる。この場合、図５に示すように、ｑ軸電流は、モータ３の各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの正側の振幅と略一致する。一方、ロータ３１を逆回転させる場合等においては、ｑ軸電流が負となる。この場合、図５に示すように、ｑ軸電流は、モータ３の各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの正側の振幅ではなく、負側の振幅と略一致する。

　そこで、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０は、各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性を反転させた（－１を乗算した）相電流－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗとに基づいて、ｄ軸電流ｉｄがゼロのときのｑ軸電流を推定する。

　図６は、正のｑ軸電流と相電流の一例を示す図である。

　図６の紙面上段には、０°から３６０°までの電気角の範囲を複数に分割した範囲である“セクタ”が示されている。図６の紙面中段には、各相の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと各相の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相を１８０°反転させた（－１をかけた）相電流－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗが示されている。図６の紙面下段には、正のｑ軸電流ｉｑと、複数相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる各相電流のうち、ｄ軸電流をゼロとしたときのｑ軸電流に最も近い相電流をピーク値ipとした場合に、ピーク値ｉｐの時間的な変化を示す包絡線が示されている。図６において、横軸は電気角、縦軸は電流をそれぞれ表している。

　図６に示すように、３相の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性を反転させた相電流－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗとを重ね合わせたとき、ｄ軸電流をゼロとしたときのｑ軸電流に最も近い相電流は、電気角６０°毎に切り替わる。

　例えば、図６に示すように、電気角Ｘが－３０°＜Ｘ≦３０°の範囲では、相電流ｉｕが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。電気角Ｘが３０°＜Ｘ≦９０°の範囲では、相電流－ｉｗが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。電気角Ｘが９０°＜Ｘ≦１５０°の範囲では、相電流ｉｖが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。電気角Ｘが１５０°＜Ｘ≦２１０°の範囲では、相電流－ｉｕが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。電気角Ｘが２１０°＜Ｘ≦２７０°の範囲では、相電流ｉｗが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。電気角Ｘが２７０°＜Ｘ≦３３０°の範囲では、相電流－ｉｖが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。

　このように、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ，－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗのうちの一つの相電流が、ｄ軸電流がゼロであるときのｑ軸電流（正）に最も近づく。

　図７は、負のｑ軸電流と相電流の一例を示す図である。

　図７の紙面上段には、０°から３６０°までの電気角の範囲を複数に分割した範囲である“セクタ”が示されている。図７の紙面中段には、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが示されている。図７の紙面下段には、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと各相電流の極性を反転させた相電流－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗと、ｑ軸電流ｉｑとが示されている。図７において、横軸は電気角、縦軸は電流をそれぞれ表している。

　上述したように、ｑ軸電流が負になるときの電流ベクトルｉの位相は、ｑ軸電流が正になるときの電流ベクトルｉの位相に対して１８０°反転する。同様に、図７に示すように、ｑ軸電流が負になるときの各相電流の位相は、ｑ軸電流が正になるときの各相電流の位相に対して１８０°反転する。そのため、図７に示すように、各セクタＩ－ＶＩにおいて、負のｑ軸電流の候補となる相電流は、正のｑ軸電流の候補となる相電流と同じになる。

　例えば、図７に示すように、電気角Ｘが－３０°＜Ｘ≦３０°の範囲では、相電流ｉｕが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。電気角Ｘが３０°＜Ｘ≦９０°の範囲では、相電流－ｉｗが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。電気角Ｘが９０°＜Ｘ≦１５０°の範囲では、相電流ｉｖが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。電気角Ｘが１５０°＜Ｘ≦２１０°の範囲では、相電流－ｉｕが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。電気角Ｘが２１０°＜Ｘ≦２７０°の範囲では、相電流ｉｗが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。電気角Ｘが２７０°＜Ｘ≦３３０°の範囲では、相電流－ｉｖが最もｑ軸電流ｉｑに近づく。

　このように、ｑ軸電流が負になる場合も同様に、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ，－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗのうちの一つの相電流が、ｄ軸電流がゼロであるときのｑ軸電流（負）に最も近づく。

　そこで、実施の形態１に係るｑ軸電流算出部１２は、電流検出信号Ｖｍとモータ３のロータ３１の回転角度とに基づいて、各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗおよび相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相を１８０°反転させた相電流－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗのうち、ｄ軸電流をゼロとしたときのｑ軸電流に最も近い相電流をピーク値ｉｐとして検出し、当該ピーク値ｉｐの包絡線に基づいて、２相の回転座標系のｄ軸電流をゼロとしたときの２相の回転座標系のｑ軸電流を算出する。

　例えば、図２に示すように、ｑ軸電流算出部１２は、ピーク値検出部１２１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２２と、乗算部１２３と、を含んでいてもよい。

　ピーク値検出部１２１、ローパスフィルタ１２２、および乗算部１２３の一部または全部は、制御回路１としてのプログラム処理装置によるプログラム処理によって実現されていてもよいし、専用のハードウェア回路によって実現されていてもよい。

　ピーク値検出部１２１は、電流検出信号Ｖｍとモータ３のロータ３１の回転角度とに基づいて、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ，－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗのうちｄ軸電流をゼロとしたときのｑ軸電流に最も近い相電流をピーク値ｉｐとして検出する。

　上述したように、ｑ軸電流の候補となる相電流、すなわちｄ軸電流をゼロとしたときのｑ軸電流に最も近づく相電流は、電気角６０°毎に切り替わる（図６および図７参照）。そこで、実施の形態１では、ロータ３１の回転に応じた電気角の範囲（０°～３６０°）を複数に分割し、分割したそれぞれの小範囲を「セクタ」とし、セクタ毎にピーク値ｉｐ（ｑ軸電流）の候補となる相電流を予め対応付けておく。

　図８は、セクタとピーク値ｉｐの候補となる相電流との対応関係を示す図である。

　各セクタにおいて、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ，－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗのうちの一つをピーク値ｉｐの候補となる相電流として対応付ける。例えば、図６、図７、および図８に示すように、電気角Ｘが－３０°＜Ｘ≦３０°の範囲をセクタＩとし、セクタＩにおいて最もｑ軸電流に近い相電流ｉｕを、セクタＩにおけるピーク値ｉｐの候補とする。電気角Ｘが３０°＜Ｘ≦９０°の範囲をセクタＩＩとし、セクタＩＩにおいて最もｑ軸電流に近い相電流－ｉｗを、セクタＩＩにおけるピーク値ｉｐの候補とする。電気角Ｘが９０°＜Ｘ≦１５０°の範囲をセクタＩＩＩとし、セクタＩＩＩにおいて最もｑ軸電流に近い相電流ｉｖを、セクタＩＩＩにおけるピーク値ｉｐの候補とする。電気角Ｘが１５０°＜Ｘ≦２１０°の範囲をセクタＩＶとし、セクタＩＶにおいて最もｑ軸電流に近い相電流－ｉｕを、セクタＩＶにおけるピーク値ｉｐの候補とする。電気角Ｘが２１０°＜Ｘ≦２７０°の範囲をセクタＶとし、セクタＶにおいて最もｑ軸電流に近い相電流ｉｗを、セクタＶにおけるピーク値ｉｐの候補とする。電気角Ｘが２７０°＜Ｘ≦３３０°の範囲をセクタＶＩとし、セクタＶＩにおいて最もｑ軸電流に近い相電流－ｉｖをセクタＶＩにおけるピーク値ｉｐの候補とする。

　ピーク値検出部１２１は、ロータ３１の回転角度と電流検出信号Ｖｍとに基づいて、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系における電流ベクトルｉの位相を検出するとともに、電流ベクトルｉの位相が属するセクタを特定し、特定したセクタに対応付けられた相電流をピーク値ｉｐとして出力する処理を行う。ピーク値検出部１２１は、上記処理を実現するための機能ブロックとして、例えば、電流位相検出部１２４、セクタ特定部１２５、相電流算出部１２６、および相電流選択部１２７を有する。

　図９は、実施の形態１に係るピーク値検出部１２１の構成例を示す図である。

　電流位相検出部１２４は、２相の回転座標系における電流ベクトルｉの位相を検出する。例えば、電流位相検出部１２４は、ロータ３１の回転角度θに基づいて、電流ベクトルｉの位相を検出する。

　図３に示したように、ｑ軸方向は、ロータ３１の回転角度θ（ｄ軸方向＝Ｎ極方向）に対して、＋９０°（π／２）ずれている。また、ｄ軸電流をゼロとした場合の電流ベクトルｉは、ｑ軸電流と一致する。

　そこで、電流位相検出部１２４は、後述する回転角度取得部１４によって取得されたロータ３１の回転角度θに“π／２”を加算した回転角度（θ＋π／２）を電流ベクトルｉの位相として算出する。例えば、電流位相検出部１２４は、モータの制御周期（ＰＷＭ周期）毎に、電流ベクトルｉの位相を算出する。

　相電流算出部１２６は、電流検出信号Ｖｍに基づいて相電流を算出する。
　例えば、上述した１つのシャント抵抗をインバータ回路に直列に接続してモータ３の電流を検出する１シャント方式の場合、モータの制御周期（ＰＷＭ周期）においてオンする駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６に応じて電流が流れる経路が変化し、その経路の切り替わりによって電流検出信号Ｖｍが示す相電流が切り替わる。

　そこで、相電流算出部１２６は、例えば、１シャント方式の公知の電流検出手法により、インバータ回路の駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６のオン／オフのタイミングに合わせて電流検出信号Ｖｍから相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、モータ３の制御周期毎に算出する。更に、相電流算出部１２６は、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに“－１”を乗算することにより、相電流－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗを算出する。

　セクタ特定部１２５は、電流位相検出部１２４によって検出された２相の回転座標系における電流ベクトルｉの位相が属するセクタを特定する。例えば、図６および図７に示すように、０から３６０°までの電気角の範囲を６つのセクタＩ～ＶＩに分割した場合、セクタ特定部１２５は、電流ベクトルｉの位相がどのセクタＩ～ＶＩに属するかを特定する。セクタ特定部１２５は、例えば、モータ３の制御周期毎に、電流ベクトルｉの位相（θ＋π／２）が属するセクタを特定し、特定したセクタの情報を出力する。

　相電流選択部１２７は、電流ベクトルｉの位相が属するセクタの情報に基づいて、複数の相電流から一つの相電流を選択し、ピーク値ｉｐとして出力する。相電流選択部１２７は、例えば、図８に示す、セクタとピーク値ｉｐの候補となる相電流との対応関係を示す対応関係情報１２８を用いて、ピーク値ｉｐ（ｑ軸電流）の候補となる相電流を選択する。

　図８に示すように、対応関係情報１２８は、例えば、セクタとピーク値ｉｐの候補となる相電流とが対応付けられたテーブルである。対応関係情報１２８は、例えば、制御回路１内の記憶装置（例えば、不揮発性の記憶装置）に予め記憶されている。例えば、モータ駆動制御装置１０の起動後に、相電流選択部１２７は上記記憶装置から対応関係情報１２８を読み出す。

　相電流選択部１２７は、セクタ特定部１２５によって特定された電流ベクトルｉの位相が属するセクタを引数として、当該引数に対応する相電流を対応関係情報１２８から読み出す。相電流選択部１２７は、読み出した相電流をピーク値ｉｐとして出力する。

　例えば、図８に示す対応関係情報１２８の場合、電流ベクトルｉの位相が属するセクタが“セクタＩＩ”であったとき、相電流選択部１２７は、相電流－ｉｗを選択し、相電流－ｉｗをピーク値ｉｐとして出力する。相電流選択部１２７は、モータの制御周期毎に、ピーク値ｉｐを出力する。これにより、時間の経過とともに大きさが変化するピーク値ｉｐの包絡線が、相電流選択部１２７から出力される。

　ピーク値ｉｐの包絡線（以下、「ピーク値ｉｐの信号」とも称する。）は、三相交流の振幅に基づいて大きさが変化する（振動する）。そこで、ローパスフィルタ１２２により、ピーク値ｉｐの信号に含まれる高周波成分を除去する。

　ローパスフィルタ１２２には、ピーク値検出部１２１（相電流選択部１２７）から出力されたピーク値ｉｐ（ピーク値ｉｐの信号）が入力される。ローパスフィルタ１２２は、入力されたピーク値ｉｐの信号から高周波成分を除去し、ピーク値ｉｐの信号を平滑化した信号（以下、「ピーク値ｉｐの平均値」とも称する。）を出力する。

　ローパスフィルタ１２２から出力されたピーク値ｉｐの平均値は、ｑ軸電流よりも小さい値となる。そこで、乗算部１２３は、ローパスフィルタ１２２から出力された信号（ピーク値ｉｐの平均値）に所定値を乗算する。例えば、ピーク値ｉｐの平均値は、ｑ軸電流に対して３／π倍小さな値となる。そこで、乗算部１２３は、例えば、ローパスフィルタ１２２から出力された値に“π／３”を乗算する。これにより、ｄ軸電流ｉｄをゼロとしたときのｑ軸電流の近似値（推定値）を得ることができる。乗算部１２３は、上述のように算出したｑ軸電流の近似値を“ｑ軸電流ｉｑ”として出力する。

　なお、上記所定値は、上述の“π／３”に限定されず、ローパスフィルタ１２２から出力された値から適切なｑ軸電流の近似値が算出できるように適宜設定すればよい。

　次に、演算部１３について説明する。
　演算部１３は、ｑ軸電流算出部１２によって算出したｑ軸電流ｉｑと、駆動指令取得部１１によって取得した駆動指令信号Ｓｃ（速度指令信号Ｓｃ１）と、モータ３のロータ３１の回転速度ωと、ロータ３１の回転角度θとを用いてベクトル制御演算を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する。

　例えば、図２に示すように、演算部１３は、回転角度取得部１４、回転速度取得部１５、誤差算出部１６，１８、ｑ軸電流指令値算出部１７、電圧指令値算出部１９、進角制御部２０、加算部２１、および駆動制御信号生成部２２を有する。

　回転角度取得部１４は、モータ３のロータ３１の回転角度の計測値を取得する機能部である。回転角度取得部１４は、例えば、位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗから出力された回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいて、公知の計算手法により、モータ３のロータ３１の回転角度（回転位置）θを算出する。

　回転速度取得部１５は、モータ３のロータ３１の回転速度の計測値を取得する機能部である。回転速度取得部１５は、位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗから出力された回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいて、公知の計算手法により、モータ３のロータ３１の回転速度ωを算出する。実施の形態では、例えば、回転速度取得部１５は、回転角度取得部１４によって算出された回転角度θに基づいて、モータ３のロータ３１の回転速度ωを算出する。

　誤差算出部１６は、駆動指令取得部１１から出力された目標回転速度ωｒｅｆと回転速度取得部１５によって取得したモータ３の実際の回転速度ωとの差（ωｒｅｆ‐ω）を算出する機能部である。

　ｑ軸電流指令値算出部１７は、モータ３の目標回転速度ωｒｅｆと回転速度ωとの差が小さくなるように、ｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆを算出する機能部である。ｑ軸電流指令値算出部１７は、例えば、ＰＩ制御演算により、誤差算出部１６によって算出した誤差（ωｒｅｆ‐ω）がゼロになるように、モータ３の制御量としてのｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆを算出する。

　誤差算出部１８は、ｑ軸電流指令値算出部１７によって算出したｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆとｑ軸電流算出部１２によって算出したｑ軸電流ｉｑとの差（ｉｑｒｅｆ‐ｉｑ）を算出する機能部である。

　電圧指令値算出部１９は、ｑ軸電流指令値算出部１７によって算出したｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆとｑ軸電流算出部１２によって算出したｑ軸電流ｉｑとの差が小さくなるように、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系の電圧指令値ｖｒｅｆを算出する機能部である。電圧指令値算出部１９は、例えば、ＰＩ制御演算により、誤差算出部１８によって算出した誤差（ｉｑｒｅｆ‐ｉｑ）がゼロになるように、モータ３の制御量としての電圧指令値ｖｒｅｆを算出する。

　進角制御部２０は、モータ３の進角制御を行う機能部である。
　進角制御部２０は、ｑ軸電流算出部１２によって算出したｑ軸電流ｉｑと、回転速度取得部１５によって取得したロータ３１の回転速度ωとに基づいて、各コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの印加電圧（相印加電圧）の位相進み角度（進角値φ）を算出する。具体的には、進角制御部２０は、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電流ｉｄがゼロになる進角値δを算出する。以下、進角値δの算出方法について、詳細に説明する。

　図１０は、モータのコイルの印加電圧に対する電流の遅れを説明するための図である。
　一般に、モータのコイルに電圧を印加した場合、コイルのインダクタンスにより、コイルの電流は印加電圧に対して位相が遅れる。そこで、一般的な進角制御では、コイルの電流の印加電圧に対する位相の遅れ分φだけ、印加電圧の位相を進めて、電流が所望の位相となるよう制御する。この場合の印加電圧の位相の進み角度を進角値φと称する。

　上述したように、表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）では、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとが等しいため、ｄ軸電流ｉｄをゼロにしたとき、モータの効率が最大となる。ｄ軸電流ｉｄをゼロ、すなわち、電流をｑ軸成分のみとするためには、印加電圧の位相をｑ軸に対して進角値φだけ進ませればよい。

　そこで、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０は、回転座標系のｄ軸電流ｉｄがゼロになる進角値φを算出し、その進角値φと回転座標系の電圧指令値ｖｒｅｆとで表される極座標の情報に基づいて空間ベクトル変換を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する。

　図１１は、進角値の算出方法を説明するための図である。
　同図には、横軸をｄ軸、縦軸をｑ軸としたときの電圧指令値ｖｒｅｆ（ベクトル）が示されている。

　一般に、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の２相（ｄ，ｑ）の回転座標系におけるｄ軸電圧値ｖｄは、下記式（２）によって表される。

　ここで、ｄ軸電流ｉｄ＝０としたときのｄ軸電圧値ｖｄは、上記式（２）より、下記式（３）で表すことができる。

　したがって、電圧指令値ｖｒｅｆのベクトルのｄ軸方向成分が“‐ωＬｑｉｑ”となるように進角値φを決定する進角制御を行うことにより、ｄ軸電流ｉｄがゼロになるようにモータ３の駆動を制御することができる。

　図１１に示すように、電圧指令値ｖｒｅｆのベクトルとｑ軸とのなす角をφとしたとき、式（３）より、下記式（４）が成り立つ。

　上記式（４）より、ｄ軸電流ｉｄをゼロにするときの進角値φは、下記式（５）で表される。

　本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０において、進角制御部２０は、ｑ軸電流算出部１２によって算出したｑ軸電流ｉｑと、回転速度取得部１５によって取得したロータ３１の回転速度ωとに基づいて、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電流ｉｄがゼロになる進角値φを算出する。

　具体的には、進角制御部２０は、電圧指令値ｖｒｅｆのベクトルのｄ軸方向の成分が、ｄ軸電流ｉｄがゼロであるときのｄ軸電圧値ｖｄに一致するときの、電圧指令値ｖｒｅｆのベクトルのｑ軸に対する角度（進角値）φを算出する。

　ここで、モータ３のロータ３１の回転角度θは、ｄ軸の回転角度である。一方、図１１に示すように、進角値φは、電圧指令値ｖｒｅｆのベクトルのｑ軸に対する角度である。したがって、ｄ軸を基準とした進角値δは、“φ＋π／２”となる。進角制御部２０は、進角値δ（＝φ＋π／２）を算出して出力する。

　具体的には、進角制御部２０は、ロータ３１の回転速度ωと、ｑ軸電流ｉｑと、進角値δ（φ）との対応関係を示す対応関係情報２０１を用いて、進角値δを算出する。対応関係情報２０１を用いた進角値δの算出方法としては、以下の手法を例示することができる。

　第１の手法として、進角制御部２０は、対応関係情報２０１として、式（５）で表される進角値φの関数を有し、式（５）に基づいて進角値φを算出してもよい。例えば、式（５）で表される角度φの関数を対応関係情報２０１として、制御回路１内のメモリに予め記憶しておく。進角制御部２０は、対応関係情報２０１としての式（５）をメモリから読み出して、ｑ軸電流算出部１２によって算出したｑ軸電流ｉｑと回転速度取得部１５によって取得したロータ３１の回転速度ωとを式（５）に代入することにより、ｄ軸電流ｉｄがゼロになる角度φを算出する。そして、進角制御部２０は、算出した角度φにπ／２を加算した値を、ｄ軸を基準とした進角値δとして出力する。

　式（５）において、ｑ軸インダクタンスＬｑは固定値である。したがって、進角制御部２０は、上記式（５）を用いた演算において、ｑ軸インダクタンスＬｑとして、例えば、制御回路１内のメモリに予め記憶しておいた値を用いることができる。また、進角制御部２０は、上記（５）を用いた演算において、電圧指令値ｖｒｅｆとして、電圧指令値算出部１９によって算出された値を用いることができる。

　なお、電圧指令値ｖｒｅｆは、ｑ軸電流ｉｑと回転速度ωとから算出することができるので、進角制御部２０は、電圧指令値算出部１９から電圧指令値ｖｒｅｆの値を取得せず、ｑ軸電流ｉｑと回転速度ωとを用いて電圧指令値ｖｒｅｆの値を算出してもよい。

　第２の手法として、進角制御部２０は、対応関係情報２０１として、回転速度ωとｑ軸電流ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルを有し、そのテーブルに基づいて進角値φを算出してもよい。

　図１２は、対応関係情報２０１としての、回転速度ωとｑ軸電流ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルの一例を示す図である。

　上述したように、ｑ軸インダクタンスＬｑは固定値であり、電圧指令値ｖｒｅｆは、ｑ軸電流ｉｑと回転速度ωから算出することができる。そこで、ロータ３１の回転速度ωとｑ軸電流ｉｑを変数として、予め、最適となる進角値δを実測しておく。或いは、予め、上記式（５）を用いて進角値δを算出しておく。そして、変数としての回転速度ωとｑ軸電流ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルを作成し、対応関係情報２０１として、制御回路１内のメモリに予め記憶しておく。

　進角制御部２０は、ｑ軸電流算出部１２によって算出したｑ軸電流ｉｑと、回転速度取得部１５によって取得したロータ３１の回転速度ωとを引数として、対応関係情報２０１としてのテーブルを参照し、その引数に対応する進角値δをテーブルから読み出して出力する。

　上述の手法によって算出された進角値δは、加算部２１に入力される。加算部２１は、進角制御部２０から出力された進角値δと回転角度取得部１４によって取得したロータ３１の回転角度θとを加算し、加算した値を電圧指令値ｖｒｅｆのベクトル（電圧ベクトルｖ）の角度σ（＝θ＋δ）の情報として出力する。

　駆動制御信号生成部２２は、進角値δとロータ３１の回転角度θとを加算した角度σと、電圧指令値ｖｒｅｆとに基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する機能部である。駆動制御信号生成部２２は、例えば、電圧指令値算出部１９から出力された電圧指令値ｖｒｅｆと、加算部２１から出力された角度σ（＝θ＋δ）とによって表される極座標の情報に基づいて、空間ベクトル変換を行う。すなわち、駆動制御信号生成部２２は、公知の空間ベクトル変換の演算手法により、電圧指令値ｖｒｅｆと角度σ（＝θ＋δ）の極座標値によって表される電圧ベクトルｖを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の電圧信号（ＰＷＭ信号）に変換し、駆動制御信号Ｓｄとして出力する。

　次に、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０による駆動制御信号Ｓｄの生成処理の流れについて説明する。

　図１３は、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０による駆動制御信号Ｓｄの生成処理の流れの一例を示すフローチャートである。

　先ず、制御回路１は、例えば、上位装置から速度指令信号Ｓｃ１が入力されると、速度指令信号Ｓｃ１を解析することにより、速度指令信号Ｓｃ１によって指定されたモータ３の目標回転速度ωｒｅｆの情報を取得する（ステップＳ１）。

　次に、制御回路１は、モータ３のロータ３１の回転角度θを取得する（ステップＳ２）。具体的には、上述したように、回転角度取得部１４が、位置センサとしてのホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗから出力された回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいてモータ３のロータ３１の回転角度θを算出する。

　制御回路１は、モータ３の回転速度ωを取得する（ステップＳ３）。具体的には、上述したように、回転速度取得部１５が、ステップＳ２で算出したロータ３１の回転角度θに基づいて、モータ３のロータ３１の回転速度ωを算出する。

　制御回路１は、モータ３の各相のコイルの相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する（ステップＳ４）。具体的には、電流検出回路２ｃが、上述した手法により、コイルの各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに応じた電流検出信号Ｖｍを出力し、ｑ軸電流算出部１２が電流検出信号Ｖｍを取得する。

　次に、制御回路１は、ｑ軸電流ｉｑを算出する（ステップＳ５）。

　図１４は、実施の形態１に係るｑ軸電流ｉｑの算出処理（ステップＳ５）の流れの一例を示すフローチャートである。

　ステップＳ５において、先ず、電流位相検出部１２４が、ロータ３１の回転角度θに基づいて電流ベクトルｉの位相を検出する（ステップＳ５１）。上述したように、電流位相検出部１２４は、回転角度取得部１４によって取得されたロータ３１の回転角度θに“π／２”を加算した回転角度（θ＋π／２）を電流ベクトルｉの位相として算出する。

　次に、セクタ特定部１２５が、電流ベクトルｉの位相（θ＋π／２）が属するセクタを特定する（ステップＳ５２）。セクタ特定部１２５は、図６および図７に示した６つのセクタＩ～ＶＩのうち、電流ベクトルｉの位相がどのセクタＩ～ＶＩに属するかを特定する。

　次に、相電流選択部１２７が、複数の相電流からピーク値ｉｐの候補となる一つの相電流を選択する（ステップＳ５３）。具体的には、上述したように、相電流選択部１２７は、ステップＳ５２で特定された電流ベクトルｉの位相が属するセクタを引数として、対応関係情報１２８から候補の相電流を読み出す。

　次に、相電流選択部１２７が、ステップＳ５３で選択した候補の相電流をピーク値ｉｐとして出力する（ステップＳ５４）。具体的には、相電流選択部１２７は、相電流算出部１２６から出力された複数の相電流のうち候補の相電流をピーク値ｉｐとして出力する。

　次に、ローパスフィルタ１２２が相電流選択部１２７から出力されたピーク値ｉｐの信号（包絡線）を平滑化する（ステップＳ５５）。次に、乗算部１２３が、ローパスフィルタ１２２によって平滑化された信号（ピーク値ｉｐの平均値）に所定値を乗算する（ステップＳ５６）。具体的には、上述したように、乗算部１２３は、ローパスフィルタ１２２から出力されたピーク値ｉｐの平均値に“π／３”を乗算する。そして、乗算部１２３は、ピーク値ｉｐの平均値に所定値を乗算した値をｑ軸電流ｉｑとして出力する（ステップＳ５７）。

　図１３において、ステップＳ５の処理の完了後、またはステップＳ５と平行して、制御回路１が、ｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆを算出する（ステップＳ６）。具体的には、上述したように、誤差算出部１６が目標回転速度ωｒｅｆとモータ３の実際の回転速度ωとの差を算出し、ｑ軸電流指令値算出部１７が誤差算出部１６によって算出した差がゼロになるようにＰＩ制御演算を行うことにより、ｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆを算出する。

　次に、制御回路１は、ステップＳ６で算出したｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆとステップＳ５で算出したｑ軸電流ｉｑとの差が小さくなるように、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系の電圧指令値ｖｒｅｆを算出する（ステップＳ７）。具体的には、上述したように、誤差算出部１８が、ｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆとモータ３の実際のｑ軸電流ｉｑとの差を算出し、電圧指令値算出部１９が、誤差算出部１８によって算出した差がゼロになるようにＰＩ制御演算を行うことにより、電圧指令値ｖｒｅｆを算出する。

　次に、制御回路１は、ステップＳ５で算出したｑ軸電流ｉｑと、ステップＳ３で取得したロータ３１の回転速度ωとに基づいて、ｄ軸電流ｉｄがゼロになる進角値δを算出する（ステップＳ８）。具体的には、進角制御部２０が、対応関係情報２０１を用いた上述の手法により、進角値δを算出する。

　次に、制御回路１は、ステップＳ８で算出した進角値δとロータ３１の回転角度θとを加算した角度σと、ステップＳ７で算出した電圧指令値ｖｒｅｆとに基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する（ステップＳ９）。具体的には、上述したように、駆動制御信号生成部２２が、公知の空間ベクトル変換の演算手法により、電圧指令値ｖｒｅｆと角度σ（＝θ＋δ）の極座標値によって表される電圧ベクトルを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の電圧信号（ＰＷＭ信号）に変換し、駆動制御信号Ｓｄとして出力する。

　以上の処理手順で生成された駆動制御信号Ｓｄは、駆動回路２に供給される。駆動回路２は、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、上述した手法により、モータ３のコイルの通電を制御する。これにより、モータ３は、速度指令信号Ｓｃ１によって指定された目標回転速度ωｒｅｆで回転するように制御される。

　以上、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０において、制御回路１は、各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗおよび当該相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相を１８０°反転させた相電流－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗのうちの一つをピーク値ｉｐとして検出し、ピーク値ｉｐの包絡線に基づいて、２相の回転座標系におけるｄ軸電流をゼロとしたときのｑ軸電流を算出し、ベクトル制御演算を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する。

　これによれば、ｑ軸電流を算出するために従来の座標変換を行う必要がないので、モータの駆動制御における演算の負荷を低減することが可能となる。これにより、制御回路１としてのマイクロコントローラ等のプログラム処理装置として必要な処理能力を低く抑えることできるので、コストを抑えたモータ駆動制御装置１０を提供することが可能となる。

　また、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ，－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗのうちｑ軸電流に最も近い相電流をピーク値ｉｐとして検出することにより、ｑ軸電流が負になる場合やｑ軸電流がゼロまたは微小な値になる場合であっても、適切にｑ軸電流を推定することができる。これにより、例えば、モータ３のロータ３１を逆回転させる制御、空転している状態のモータをブレーキをかけずに始動する制御（ウィンドミル始動）、および非常に低速でモータを回転させる制御等を、安定して行うことが可能となる。

　また、制御回路１において、ロータ３１の回転に応じた電気角の範囲を複数に分割したセクタ毎にピーク値ｉｐの候補となる相電流が対応付けられた対応関係情報１２８が記憶されている。ｑ軸電流算出部１２は、ロータ３１の回転角度と電流検出信号Ｖｍとに基づいて、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系における電流ベクトルｉの位相を検出するとともに、電流ベクトルｉの位相が属するセクタを特定する。ｑ軸電流算出部１２は、対応関係情報１２８に基づいて、特定したセクタに対応付けられた候補の相電流を選択し、選択した相電流をピーク値ｉｐとする。

　上述したように、電気角に応じてｑ軸電流に最も近づく相電流が決まっているので、予めセクタ毎に、ピーク値ｉｐ（ｑ軸電流）候補となる相電流を対応づけた対応関係情報１２８を用意しておき、電流ベクトルｉの位相が属するセクタに対応付けられた候補の相電流を対応関係情報１２８から読み出すことにより、ｑ軸電流に最も近づく相電流を容易に決定することができる。これにより、制御回路１による演算の負荷を更に低減することが可能となる。

　以上のように、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０によれば、演算の負荷を抑えつつ、ｑ軸電流を適切に算出することができる。

　また、制御回路１は、モータ３の効率を最大化するために、ｄ軸電流ｉｄがゼロになるように進角制御を行うことにより、モータ３を駆動する。これによれば、座標変換によってｄ軸電流ｉｄを算出し、算出したｄ軸電流ｉｄがゼロになるようにベクトル制御演算を行う従来手法に比べて、演算の負荷を低減することが可能となる。これにより、制御回路１としてのプログラム処理装置に必要な処理能力を更に低く抑えることが可能となるので、よりコストを抑えたモータ駆動制御装置１０を提供することが可能となる。

　また、制御回路１は、ｄ軸電流ｉｄをゼロにするための進角値δ（φ）を算出する際に、ロータ３１の回転速度ωと、ｑ軸電流ｉｑと、進角値δとの対応関係を示す対応関係情報２０１を用いる。これにより、制御回路１による演算の負荷を更に減らすことが可能となる。例えば、上述したように、ロータ３１の回転速度ωとｑ軸電流ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルを対応関係情報２０１として制御回路１のメモリに予め記憶しておく。これによれば、複雑な計算を行うことなく、進角値δを算出することができるので、制御回路１による演算の負荷を更に減らすことが可能となる。

　≪実施の形態２≫
　図１５は、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａにおける制御回路１Ａの機能ブロック構成を示す図である。

　実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０と同様に、モータ駆動制御装置１０Ａは、モータ３とともにモータユニット１００Ａを構成している。

　実施の形態２に係る制御回路１Ａは、ピーク値の検出方法に関して、実施の形態１に係る制御回路１と相違する。
　上述したように、電流ベクトルｉの位相は、モータ３のロータ３１の回転角度θを基準として算出することができる。しかしながら、位置センサとしてのホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗから出力された回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗまたは公知の位置センサレス制御の演算によって算出されるロータ３１の回転角度の推定値は、実際のロータ３１の回転角度の真値に対してずれる場合がある。

　図１６は、ロータ３１の回転角度の真値に対する推定値のずれに起因する電流ベクトルのずれを説明するための図である。

　図１６において、ロータ３１の回転角度の真値を“θｔｒ”、ロータ３１の回転角度の推定値を“θ”、ロータ３１の回転角度の真値に対する推定値のずれを“Δ”としている。

　図１６に示すように、ロータ３１の回転角度の推定値θが真値θｔｒから“Δ”ずれた場合、電流ベクトルｉの位相の推定値（θ＋π／２）も、電流ベクトルｉの位相の真値（θｔｒ＋π／２）に対して“Δ”ずれる。そのずれ（誤差）Δが大きくなるほど、電流ベクトルｉの位相の推定値に基づく候補の相電流とｑ軸電流に最も近い相電流とが相違するおそれがある。そこで、実施の形態２に係るピーク値検出部１２１Ａは、セクタ毎にｑ軸電流の候補となる相電流を複数設定する。

　図１７は、実施の形態２に係るｑ軸電流の推定方法の概要を説明するための図である。
　図１７の紙面上段には、０°から３６０°までの電気角の範囲を複数に分割した範囲である“セクタ”が示されている。図１７の紙面中段には、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが示されている。図１７の紙面下段には、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性を反転させた相電流－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗと、ｑ軸電流ｉｑとが示されている。図１７において、横軸は電気角、縦軸は電流をそれぞれ表している。

　実施の形態２では、０°から３６０°までの電気角の範囲を０°を基準として６つのセクタＩ～ＶＩに分割する。例えば、図１７に示すように、電気角Ｘが０°＜Ｘ≦６０°の範囲をセクタＩとし、電気角Ｘが６０°＜Ｘ≦１２０°の範囲をセクタＩＩとし、電気角Ｘが１２０°＜Ｘ≦１８０°の範囲をセクタＩＩＩとし、電気角Ｘが１８０°＜Ｘ≦２４０°の範囲をセクタＩＶとし、電気角Ｘが２４０°＜Ｘ≦３００°の範囲をセクタＶとし、電気角Ｘが３００°＜Ｘ≦３６０°の範囲をセクタＶＩとする。

　図１７に示すように、電流ベクトルｉの位相の推定値（θ＋π／２）と電流ベクトルｉの位相の真値（θｔｒ＋π／２）との間に誤差Δが生じる場合がある。そして、誤差Δの大きさによって、各セクタ内においてｑ軸電流に最も近い相電流が変わる。例えば、誤差Δが－３０°≦Δ≦＋３０°の範囲にある場合、各セクタにおいて、二つの相電流がピーク値ｉｐ（ｑ軸電流）の候補となり得る。また、誤差Δが－３０°≦Δ≦＋６０°の範囲にある場合、各セクタにおいて、３つの相電流がピーク値ｉｐ（ｑ軸電流）の候補となり得る。

　図１８Ａおよび図１８Ｂは、実施の形態２における、セクタとピーク値ｉｐの候補となる相電流との対応関係の一例を示す図である。

　図１８Ａには、誤差Δが－３０°≦Δ≦＋３０°の範囲にある場合におけるセクタとピーク値ｉｐの候補となる相電流との対応関係情報１２８Ａ＿１が示されている。図１８Ｂには、誤差Δが－３０°≦Δ≦＋６０°の範囲にある場合におけるセクタとピーク値ｉｐの候補となる相電流との対応関係情報１２８Ａ＿２が示されている。

　例えば、誤差Δが－３０°≦Δ≦＋３０°の範囲にある場合、図１７および図１８Ａに示すように、セクタＩ（０°＜Ｘ≦６０°）では、相電流ｉｕと相電流－ｉｗがピーク値ｉｐの候補となる。セクタＩＩ（６０°＜Ｘ≦１２０°）では、相電流ｉｖと相電流－ｉｗがピーク値ｉｐの候補となる。セクタＩＩＩ（１２０°＜Ｘ≦１８０°）では、相電流－ｉｕと相電流ｉｖがピーク値ｉｐの候補となる。セクタＩＶ（１８０°＜Ｘ≦２４０°）では、相電流－ｉｕと相電流ｉｗがピーク値ｉｐの候補となる。セクタＶ（２４０°＜Ｘ≦３００°）では、相電流－ｉｖと相電流ｉｗがピーク値ｉｐの候補となる。セクタＶＩ（３００°＜Ｘ≦３６０°）では、相電流ｉｕと相電流－ｉｖがピーク値ｉｐの候補となる。

　また、例えば、誤差Δが－３０°≦Δ≦＋６０°の範囲にある場合、図１７および図１８Ｂに示すように、セクタＩ（０°＜Ｘ≦６０°）では、相電流ｉｕと相電流－ｉｗと相電流－ｉｖがピーク値ｉｐの候補となる。セクタＩＩ（６０°＜Ｘ≦１２０°）では、相電流ｉｖと相電流－ｉｗと相電流ｉｕがピーク値ｉｐの候補となる。セクタＩＩＩ（１２０°＜Ｘ≦１８０°）では、相電流－ｉｕと相電流ｉｖと相電流－ｉｗがピーク値ｉｐの候補となる。セクタＩＶ（１８０°＜Ｘ≦２４０°）では、相電流－ｉｕと相電流ｉｗと相電流ｉｖがピーク値ｉｐの候補となる。セクタＶ（２４０°＜Ｘ≦３００°）では、相電流－ｉｖと相電流ｉｗと相電流－ｉｕがピーク値ｉｐの候補となる。セクタＶＩ（３００°＜Ｘ≦３６０°）では、相電流ｉｕと相電流－ｉｖと相電流ｉｗがピーク値ｉｐの候補となる。

　このように、誤差Δを考慮すると、ピーク値ｉｐの候補となる相電流が複数存在することから、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａでは、各セクタにピーク値の候補となる相電流を複数対応付ける。ｑ軸電流算出部１２Ａは、各セクタにおいて、複数の候補の相電流の大きさの絶対値を比較し、絶対値がもっとも大きい相電流をピーク値とする。

　図１９は、実施の形態２に係るピーク値検出部１２１Ａの構成例を示す図である。

　セクタ特定部１２５Ａは、電流位相検出部１２４によって検出された２相の回転座標系における電流ベクトルｉの位相が属するセクタを特定する。例えば、図１７に示すように、０から３６０°までの電気角の範囲を６つのセクタＩ～ＶＩに分割した場合、セクタ特定部１２５Ａは、例えば、モータ３の制御周期毎に、電流ベクトルｉの位相（θ＋π／２）が属するセクタを特定し、特定したセクタの情報を出力する。

　モータ駆動制御装置１０Ａにおいて、図１８Ａに示した対応関係情報１２８Ａ＿１、および図１８Ｂに示した対応関係情報１２８Ａ＿２の少なくとも一方が、制御回路１Ａ内の記憶装置（例えば、不揮発性の記憶装置）に予め記憶されている。

　例えば、モータ駆動制御装置１０Ａの起動後に、相電流選択部１２７Ａは、上記記憶装置から対応関係情報１２８Ａ＿１または対応関係情報１２８Ａ＿２を読み出す。相電流選択部１２７Ａは、対応関係情報１２８Ａ＿１または対応関係情報１２８Ａ＿２を参照し、セクタ特定部１２５Ａによって特定された電流ベクトルｉの位相が属するセクタに対応付けられた候補の相電流を選択する。

　具体的には、相電流選択部１２７Ａは、セクタ特定部１２５によって特定された電流ベクトルｉの位相が属するセクタを引数として、対応関係情報１２８Ａ＿１または対応関係情報１２８Ａ＿２から当該引数に対応する複数の相電流を選択し、選択した複数の相電流の絶対値を比較し、絶対値が最も大きい相電流をピーク値ｉｐとして出力する。

　例えば、図１８Ａに示す対応関係情報１２８Ａ＿１が制御回路１Ａに記憶されている場合において、電流ベクトルｉの位相が属するセクタが“セクタＩＩ”であったとき、相電流選択部１２７Ａは、相電流ｉｖと相電流－ｉｗを選択し、相電流ｉｖの絶対値と相電流－ｉｗの絶対値とを比較する。相電流ｉｖの絶対値が相電流－ｉｗの絶対値より大きい場合、相電流選択部１２７Ａは、相電流ｉｖをピーク値ｉｐとして出力し、相電流－ｉｗの絶対値が相電流ｉｖの絶対値より大きい場合、相電流選択部１２７Ａは、相電流－ｉｗをピーク値ｉｐとして出力する。

　また、例えば、図１８Ｂに示す対応関係情報１２８Ａ＿２が制御回路１Ａに記憶されている場合において、電流ベクトルｉの位相が属するセクタが“セクタＩＩ”であったとき、相電流選択部１２７Ａは、相電流ｉｖと相電流－ｉｗと相電流ｉｕとを選択し、相電流ｉｖの絶対値と相電流－ｉｗの絶対値と相電流ｉｕの絶対値とを比較する。相電流選択部１２７Ａは、最も絶対値が大きい相電流を選択し、選択した相電流をピーク値ｉｐとして出力する。例えば、相電流ｉｖの絶対値が相電流－ｉｗの絶対値および相電流－ｉｕの絶対値より大きい場合、相電流選択部１２７Ａは、相電流ｉｖをピーク値ｉｐとして出力する。

　なお、誤差Δの大きさは、モータ３の負荷や想定されるモータ３の回転速度の範囲等によって変わるため、実際にモータユニット１００Ａが適用されるアプリケーションを考慮して、対応関係情報１２８Ａ＿１と対応関係情報１２８Ａ＿２の少なくとも一方を制御回路１Ａに予め記憶させておけばよい。

　例えば、誤差Δが比較的小さいことが想定される場合には、対応関係情報１２８Ａ＿１を制御回路１Ａ内の記憶装置に記憶しておき、誤差Δが比較的大きいことが想定される場合には、対応関係情報１２８Ａ＿２を制御回路１Ａ内の記憶装置に記憶しておけばよい。あるいは、対応関係情報１２８Ａ＿１，１２８Ａ＿２の両方を制御回路１Ａ内の記憶装置に記憶しておき、相電流選択部１２７Ａが、何れか一方の対応関係情報を記憶装置から読み出して、ピーク値ｉｐを検出してもよい。

　実施の形態２において、モータ駆動制御装置１０Ａは、実施の形態１と同様に、図１３に示すフローチャートにしたがってモータ３を駆動する。実施の形態２において、ステップＳ５の処理が、実施の形態１に係るステップＳ５の処理（図１４）と相違する。以下、実施の形態２におけるｑ軸電流ｉｑの算出処理（ステップＳ５）について説明する。

　図２０は、実施の形態２におけるｑ軸電流ｉｑの算出処理（ステップＳ５）の流れの一例を示すフローチャートである。

　ステップＳ５において、先ず、電流位相検出部１２４が、ロータ３１の回転角度θに基づいて電流ベクトルｉの位相を検出する（ステップＳ５１）。例えば、上述したように、電流位相検出部１２４は、回転角度取得部１４によって取得されたロータ３１の回転角度θに“π／２”を加算した回転角度（θ＋π／２）を電流ベクトルｉの位相として算出する。

　次に、セクタ特定部１２５Ａが、電流ベクトルｉの位相が属するセクタを特定する（ステップＳ５２）。例えば、セクタ特定部１２５Ａは、図１８に示す６つのセクタＩ～ＶＩのうち、電流ベクトルｉの位相がどのセクタＩ～ＶＩに属するかを特定する。

　次に、相電流選択部１２７Ａが、複数の相電流からピーク値ｉｐの候補となる相電流を選択する（ステップＳ６１）。具体的には、上述したように、相電流選択部１２７Ａは、ステップＳ５２で特定された電流ベクトルｉの位相が属するセクタを引数として、対応関係情報１２８Ａ＿１または対応関係情報１２８Ａ＿２から候補の複数の相電流を読み出す。

　次に、相電流選択部１２７Ａが、上述した手法により、ステップＳ６１で選択した複数の候補の相電流の絶対値を比較する（ステップＳ６２）。次に、相電流選択部１２７Ａが、複数の候補の相電流のうち、最も絶対値が大きい相電流を選択し、選択した相電流をピーク値ｉｐとして出力する（ステップＳ６３）。

　ステップＳ６３以降の処理は、実施の形態１に係る処理と同様である。すなわち、ローパスフィルタ１２２が相電流選択部１２７Ａから出力されたピーク値ｉｐの信号を平滑化する（ステップＳ５５）。次に、乗算部１２３が、ローパスフィルタ１２２によって平滑化されたピーク値ｉｐに所定値（π／３）を乗算する（ステップＳ５６）。そして、乗算部１２３は、平滑化されたピーク値ｉｐに所定値を乗算した値をｑ軸電流ｉｑとして出力する（ステップＳ５７）。

　以上、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａによれば、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０と同様に、演算の負荷を抑えつつ、ｑ軸電流を適切に算出することができる。

　具体的には、ｑ軸電流算出部１２Ａは、セクタＩ～ＶＩにピーク値の候補となる相電流が複数対応付けられている場合に、複数の候補の相電流の絶対値を比較し、絶対値がもっとも大きい相電流をピーク値ｉｐとする。

　これによれば、電流ベクトルｉの位相の推定値（θ＋π／２）と電流ベクトルｉの位相の真値（θｔｒ＋π／２）との間に誤差Δが生じた場合であっても、セクタ毎にｑ軸電流に最も近い相電流を選択することができるので、より高精度にｑ軸電流を算出することが可能となる。

　≪実施の形態３≫
　図２１は、実施の形態３に係るモータ駆動制御装置１０Ｂにおける制御回路１Ｂの機能ブロック構成を示す図である。

　実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０と同様に、モータ駆動制御装置１０Ｂは、モータ３とともにモータユニット１００Ｂを構成している。
　実施の形態３に係る制御回路１Ｂは、電流ベクトルｉの位相の検出方法に関して、実施の形態１，２に係る制御回路１，１Ａと相違する。実施の形態１，２では、電流ベクトルｉの位相をロータ３１の回転角度を基準として推定したが、実施の形態３では、電流ベクトルｉの位相を電圧ベクトルの位相を基準として推定する。

　図２２は、２相の回転座標系における電流ベクトルｉと電圧ベクトルｖとの関係を示す図である。図２２において、電圧ベクトルｖの位相に対する電流ベクトルｉの位相のずれ幅を“φ”としている。

　図２２に示すように、一般に、モータ駆動制御において、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系における電流ベクトルｉの位相は、電圧ベクトルの位相に対して遅れる。したがって、電圧ベクトルｖの位相を基準として電流ベクトルｉの位相を推定することができる。

　実施の形態３に係るピーク値検出部１２１Ｂは、電圧ベクトルｖの位相に基づいて電流ベクトルｉの位相を推定し、電圧ベクトルｖの位相に対する電流ベクトルｉの位相のずれ幅φに応じた適切な対応関係情報１２８Ｂ＿１，１２８Ｂ＿２を用いて、ピーク値ｉｐを検出する。

　図２３は、実施の形態３に係るピーク値検出部１２１Ｂの構成例を示す図である。
　図２４は、実施の形態３に係るｑ軸電流の推定方法の概要を説明するための図である。

　図２４の紙面上段には、０°から３６０°までの電気角の範囲を複数に分割した範囲である“セクタ”が示されている。図２４の紙面中段には、電圧指令値ｖｒｅｆと角度σ（＝θ＋δ）の極座標値によって表される電圧ベクトルｖを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系に変換した値ＵＶ,ＶＶ,ＷＶが示されている。図２４の紙面下段には、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと各相電流の極性を反転させた相電流－ｉｕ，－ｉｖ，－ｉｗと、ｑ軸電流ｉｑとが示されている。図２４において、横軸は電気角を表している。

　実施の形態３では、実施の形態２と同様に、０°から３６０°までの電気角の範囲を０°を基準として６つのセクタＩ～ＶＩに分割する。例えば、図２４に示すように、電気角Ｘが０°＜Ｘ≦６０°の範囲をセクタＩとし、電気角Ｘが６０°＜Ｘ≦１２０°の範囲をセクタＩＩとし、電気角Ｘが１２０°＜Ｘ≦１８０°の範囲をセクタＩＩＩとし、電気角Ｘが１８０°＜Ｘ≦２４０°の範囲をセクタＩＶとし、電気角Ｘが２４０°＜Ｘ≦３００°の範囲をセクタＶとし、電気角Ｘが３００°＜Ｘ≦３６０°の範囲をセクタＶＩとする。

　ｑ軸電流算出部１２Ｂにおいて、ピーク値検出部１２１Ｂは、ロータ３１の回転角度θに基づいて算出した、２相の回転座標系における電圧ベクトルｖの位相に基づいて、電流ベクトルｉの位相を検出する。

　具体的には、先ず、ピーク値検出部１２１Ｂの電流位相検出部１２４Ｂが、２相の回転座標系における電圧ベクトルｖの位相を取得する。
　上述したように、駆動制御信号生成部２２は、公知の空間ベクトル変換の演算手法により、電圧指令値ｖｒｅｆと角度σ（＝θ＋δ）の極座標値によって表される電圧ベクトルｖを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の電圧信号（ＰＷＭ信号）に変換し、駆動制御信号Ｓｄとして出力する。すなわち、電圧ベクトルｖの位相は、σ（＝θ＋δ）で表される。

　そこで、電流位相検出部１２４Ｂは、加算部２１から出力される角度σ（＝θ＋δ）を電圧ベクトルｖの位相として取得する。

　更に、電流位相検出部１２４Ｂは、電圧ベクトルｖの位相σを電流ベクトルｉの位相として出力する。

　セクタ特定部１２５Ｂは、電流位相検出部１２４Ｂによって検出された電流ベクトルｉの位相σが属するセクタを特定する。例えば、図２４に示すように、０から３６０°までの電気角の範囲を６つのセクタＩ～ＶＩに分割した場合、セクタ特定部１２５Ｂは、電流ベクトルｉの位相σがどのセクタＩ～ＶＩに属するかを特定し、特定したセクタの情報を出力する。

　相電流選択部１２７Ｂは、電流ベクトルｉの位相が属するセクタの情報に基づいて、複数の相電流から一つの相電流を選択し、ピーク値ｉｐとして出力する。

　図２４に示すように、電流ベクトルｉの位相の電圧ベクトルｖの位相に対するずれ幅φによって、各セクタ内においてｑ軸電流に最も近い相電流が変わる。例えば、ずれ幅φが－３０°≦φ≦＋３０°の範囲にある場合、各セクタにおいて、二つの相電流がピーク値ｉｐ（ｑ軸電流）の候補となり得る。また、ずれ幅φが－３０°≦φ≦＋６０°の範囲にある場合、各セクタにおいて、３つの相電流がピーク値ｉｐ（ｑ軸電流）の候補となり得る。

　したがって、実施の形態３では、実施の形態２と同様に、予め、電流ベクトルｉの位相の電圧ベクトルｖの位相に対するずれ幅φを考慮して各セクタにピーク値の候補となる相電流を複数対応付けておく。そして、ｑ軸電流算出部１２Ｂは、各セクタにおいて、複数の候補の相電流の絶対値を比較し、絶対値がもっとも大きい相電流をピーク値ｉｐとする。

　図２５Ａおよび図２５Ｂは、実施の形態３における、セクタとピーク値ｉｐの候補となる相電流との対応関係の一例を示す図である。

　図２５Ａには、ずれ幅φが－３０°≦φ≦＋３０°の範囲にある場合におけるセクタとピーク値ｉｐ（ｑ軸電流）の候補となる相電流との対応関係情報１２８Ｂ＿１が示されている。図２５Ｂには、ずれ幅φが－３０°≦φ≦＋６０°の範囲にある場合におけるセクタとピーク値ｉｐの候補となる相電流との対応関係情報１２８Ｂ＿２が示されている。

　ここで、図２５Ａおよび図２５Ｂに示す各セクタとピーク値ｉｐの候補となる相電流との対応関係は、図１８Ａおよび図１８Ｂに示した実施の形態２に係る各セクタとピーク値ｉｐの候補となる相電流との対応関係と同様である。

　モータ駆動制御装置１０Ｂにおいて、図２５Ａに示した対応関係情報１２８Ｂ＿１、および図２５Ｂに示した対応関係情報１２８Ｂ＿２の少なくとも一方が、制御回路１Ｂ内の記憶装置（例えば、不揮発性の記憶装置）に予め記憶されている。

　例えば、モータ駆動制御装置１０Ｂの起動後に、相電流選択部１２７Ｂは、上記記憶装置から対応関係情報１２８Ｂ＿１または対応関係情報１２８Ｂ＿２を読み出す。相電流選択部１２７Ｂは、実施の形態２に係る相電流選択部１２７Ａと同様の手法により、セクタ特定部１２５Ｂによって特定された電流ベクトルｉの位相が属するセクタを引数として、対応関係情報１２８Ｂ＿１または対応関係情報１２８Ｂ＿２から当該引数に対応する複数の相電流を選択する。相電流選択部１２７Ｂは、選択した複数の相電流の絶対値を比較し、絶対値が最も大きい相電流をピーク値ｉｐとしてローパスフィルタ１２２に入力する。ｑ軸電流算出部１２Ｂにおけるローパスフィルタ１２２以降の処理は、実施の形態１，２と同様である。

　なお、電圧ベクトルｖの位相に対する電流ベクトルｉの位相のずれ幅φは、一般に、モータの回転速度が大きくなるほど大きくなり、負荷（コイルの電流）が大きいほど大きくなる。したがって、実際にモータユニット１００Ｂが適用されるアプリケーションを考慮して、対応関係情報１２８Ｂ＿１と対応関係情報１２８Ｂ＿２の少なくとも一方を制御回路１Ｂに予め記憶させておけばよい。

　例えば、ずれ幅φが比較的小さいことが想定される場合には、対応関係情報１２８Ｂ＿１を制御回路１Ｂ内の記憶装置に記憶しておき、ずれ幅φが比較的大きいことが想定される場合には、対応関係情報１２８Ｂ＿２を制御回路１Ｂ内の記憶装置に記憶しておけばよい。あるいは、対応関係情報１２８Ｂ＿１，１２８Ｂ＿２の両方を制御回路１Ｂ内の記憶装置に記憶しておき、相電流選択部１２７Ｂが、何れか一方の対応関係情報を記憶装置から読み出して、ピーク値ｉｐを検出してもよい。

　以上、実施の形態３に係るモータ駆動制御装置１０Ｂによれば、実施の形態１，２に係るモータ駆動制御装置１０，１０Ａと同様に、演算の負荷を抑えつつ、ｑ軸電流を適切に算出することができる。特に、ピーク値検出部１２１Ｂは、ベクトル制御演算の過程で算出される電圧ベクトルｖの位相σを用いて電流ベクトルの位相を推定するので、演算の負荷を更に抑えることができる。

　≪実施の形態の拡張≫
　以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

　例えば、実施の形態１乃至３において、ロータ３１の回転角度θおよび回転速度ωを位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗからの位置検出信号に基づいて算出する場合を例示したが、これに限られず、公知の、モータのセンサレス制御に基づく演算によって、回転角度θおよび回転速度ωを算出してもよい。この場合、位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗは不要である。

　また、実施の形態１乃至３において、電流検出回路２ｃとしてインバータ回路２ａに直列に接続されたシャント抵抗によって相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する手法を例示したが、公知の他の電流検出技術によって相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出してもよい。例えば、各相のコイルとそれらに接続されるインバータ回路２ａの各駆動用トランジスタが共通に接続される点との間に設けられたシャント抵抗によって相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出してもよい（３シャント方式）。すなわち、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの検出方法として、上述の例に限定されず、各相のコイルに流れる電流を検出可能な種々の公知の電流検出技術を採用することができる。

　また、実施の形態１乃至３おいて、電気角（０°～３６０°）の範囲を６つのセクタに分ける場合を例示したが、セクタの数は２個以上であればよく、６つに限定されない。また、各セクタの範囲（－３０°＜Ｘ≦３０°、０°＜Ｘ≦６０°等）も上述の例に限定されず、各セクタの範囲として所望の範囲を設定できる。

　また、実施の形態１乃至３における電圧ベクトルｖ（ｖｒｅｆ，σ）の算出方法は、上述の例に限定されない。すなわち、公知のベクトル制御演算によって、電圧ベクトルｖ（ｖｒｅｆ，σ）を算出してもよい。

　また、実施の形態１乃至３において、駆動指令信号Ｓｃが、モータ３の回転速度の目標値（目標回転速度）を含む速度指令信号Ｓｃ１である場合を例示したが、これに限られない。例えば、駆動指令信号Ｓｃは、モータ３のトルクを指定するトルク指令信号であってもよい。

　また、実施の形態１乃至３において、モータ３が表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である場合を説明したが、これに限られない。例えば、モータ３が表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）でない場合（例えば、モータ３がＩＰＭＳＭの場合）であっても、リラクタンストルクを利用せず、ｄ軸電流の指令値を常にゼロとするベクトル制御を行う場合には、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０，１０Ａ，１０Ｂを用いることができる。

　また、実施の形態１乃至３において、制御回路１，１Ａ，１Ｂは、上述した回路構成に限定されない。制御回路１，１Ａ，１Ｂは、本発明の目的にあうように構成された、様々な回路構成を適用することができる。

　実施の形態１乃至３において、モータ駆動制御装置１０，１０Ａ，１０Ｂにより駆動されるモータ３の相数は、３相に限られない。

　上述のフローチャートは具体例であって、このフローチャートに限定されるものではなく、例えば、各ステップ間に他の処理が挿入されていてもよいし、処理が並列化されていてもよい。

　１，１Ａ，１Ｂ…制御回路、２…駆動回路、２ａ…インバータ回路、２ｂ…プリドライブ回路、２ｃ…電流検出回路、３…モータ、１０，１０Ａ，１０Ｂ…モータ駆動制御装置、１１…駆動指令取得部、１２，１２Ａ，１２Ｂ…ｑ軸電流算出部、１３…演算部、１４…回転角度取得部、１５…回転速度取得部、１６，１８…誤差算出部、１７…ｑ軸電流指令値算出部、１９…電圧指令値算出部、２０…進角制御部、２１…加算部、２２…駆動制御信号生成部、１００，１００Ａ，１００Ｂ…モータユニット、１２１，１２１Ａ，１２１Ｂ…ピーク値検出部、１２２…ローパスフィルタ、１２３…乗算部、１２４，１２４Ｂ…電流位相検出部、１２５，１２５Ａ，１２５Ｂ…セクタ特定部、１２６…相電流算出部、１２７，１２７Ａ，１２７Ｂ…相電流選択部、１２８，１２８Ａ＿１，１２８Ａ＿２，１２８Ｂ＿１，１２８Ｂ＿２…対応関係情報（セクタ－相電流）、２０１…対応関係情報、Ｑ１～Ｑ６…駆動用トランジスタ、Ｓｃ…駆動指令信号、Ｓｃ１…速度指令信号、Ｓｄ…駆動制御信号、θ…回転角度、ω…回転速度、ｉｑ…ｑ軸電流、ｉｑｒｅｆ…ｑ軸電流の指令値、ｖｒｅｆ…電圧指令値、Ｖｃｃ…直流電源、Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌ…駆動信号、Ｖｍ…電流検出信号、ωｒｅｆ…目標回転速度。

Claims (9)

1. 　複数相のコイルを有するモータを駆動するための駆動制御信号を出力する制御回路と、
   　前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、を備え、
   　前記駆動回路は、
   　前記駆動制御信号に基づいて前記複数相のコイルを駆動するインバータ回路と、
   　前記複数相のコイルに流れる電流を検出し、検出した電流に応じた電流検出信号を出力する電流検出回路と、を含み、
   　前記制御回路は、
   　前記モータの動作の目標状態を指示する値を含む駆動指令信号を取得する駆動指令取得部と、
   　前記電流検出信号と前記モータのロータの回転角度とに基づいて、各相のコイルに流れる相電流および当該各相のコイルに流れる相電流の位相を１８０°反転させた相電流のうち、２相の回転座標系のｄ軸電流をゼロとしたときの前記２相の回転座標系のｑ軸電流に最も近い相電流をピーク値として検出し、当該ピーク値の包絡線に基づいて、前記ｄ軸電流をゼロとしたときの前記ｑ軸電流を算出するｑ軸電流算出部と、
   　前記ｑ軸電流算出部によって算出した前記ｑ軸電流と、前記駆動指令信号と、前記モータのロータの回転速度と、前記ロータの回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、前記駆動制御信号を生成する演算部と、を含む
   　モータ駆動制御装置。
2. 　請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   　前記ロータの回転に応じた電気角の範囲を複数に分割したセクタ毎に前記ピーク値の候補となる相電流が対応付けられた対応関係情報が前記制御回路に記憶され、
   　前記ｑ軸電流算出部は、前記ロータの回転角度と前記電流検出信号とに基づいて、前記２相の回転座標系における電流ベクトルの位相を検出するとともに、前記電流ベクトルの位相が属する前記セクタを特定し、前記対応関係情報に基づいて、特定した前記セクタに対応付けられた候補の相電流を選択し、選択した相電流を前記ピーク値とする
   　モータ駆動制御装置。
3. 　請求項２に記載のモータ駆動制御装置において、
   　前記ｑ軸電流算出部は、前記セクタに前記ピーク値の候補となる相電流が複数対応付けられている場合に、複数の候補の相電流の大きさの絶対値を比較し、前記絶対値がもっとも大きい相電流を前記ピーク値とする
   　モータ駆動制御装置。
4. 　請求項２に記載のモータ駆動制御装置において、
   　前記ｑ軸電流算出部は、前記ロータの回転角度にπ／２を加算した回転角度を前記電流ベクトルの位相とする
   　モータ駆動制御装置。
5. 　請求項２に記載のモータ駆動制御装置において、
   　前記ｑ軸電流算出部は、前記ロータの回転角度に基づいて算出した、前記２相の回転座標系における電圧ベクトルの位相に基づいて、前記電流ベクトルの位相を検出する
   　モータ駆動制御装置。
6. 　請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   　前記ｑ軸電流算出部は、
   　前記ロータの回転角度と前記電流検出信号とに基づいて前記ピーク値を検出するピーク値検出部と、
   　前記ピーク値検出部によって検出された前記ピーク値が入力されるローパスフィルタと、
   　前記ローパスフィルタから出力された値に所定値を乗算し、前記ｑ軸電流として出力する乗算部と、を含む
   　モータ駆動制御装置。
7. 　請求項６に記載のモータ駆動制御装置において、
   　前記所定値は、π／３である
   　モータ駆動制御装置。
8. 　請求項２に記載のモータ駆動制御装置において、
   　前記セクタは、０°から３６０°までの電気角の範囲を６０°毎に分割した範囲である
   　モータ駆動制御装置。
9. 　複数相のコイルを有するモータの動作の目標状態を指示する値を含む駆動指令信号を取得する第１ステップと、
   　前記複数相のコイルに流れる電流を検出する第２ステップと、
   　前記第２ステップにおいて検出した電流と前記モータのロータの回転角度とに基づいて、各相のコイルに流れる相電流および当該各相のコイルに流れる相電流の位相を１８０°反転させた相電流のうち、２相の回転座標系のｄ軸電流をゼロとしたときの前記２相の回転座標系のｑ軸電流に最も近い相電流をピーク値として検出し、当該ピーク値の包絡線に基づいて、前記ｄ軸電流をゼロとしたときの前記ｑ軸電流を算出する第３ステップと、
   　前記第１ステップにおいて取得した前記駆動指令信号と、前記第３ステップにおいて算出した前記ｑ軸電流と、前記モータのロータの回転速度と、前記ロータの回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、前記モータを駆動させるための駆動制御信号を生成する第４ステップと、を含む
   　モータ駆動制御方法。

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