WO2024116352A1 - 電力変換器制御装置及び電力変換器 - Google Patents

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command value
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torque
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学 関口
高見 鈴木
康平 大西
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Astemo Ltd
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Hitachi Astemo Ltd
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
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    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/20—Estimation of torque
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to a power converter control device and a power converter.
  • a motor control device that performs vector control of an AC motor based on the d-axis and q-axis.
  • a motor control device that performs such vector control generates a d-axis current command value id* and a q-axis current command value iq*, and controls the drive of the AC motor based on these d-axis current command value id* and q-axis current command value iq*.
  • Patent Document 1 discloses a motor control method for an electric vehicle that performs the above-mentioned vector control.
  • the motor control method for an electric vehicle disclosed in Patent Document 1 generates a magnetic flux command value from a torque command value, and further determines a current command value based on a map that shows the relationship between the torque command value, the magnetic flux command value, and the current command value (the d-axis current command value id* and the q-axis current command value iq*).
  • the MTPA Maximum Torque Per Ampere
  • the response characteristics to the torque command value change depending on both the rotation speed and the output voltage of the DC power supply.
  • the electric vehicle motor control method disclosed in Patent Document 1 may have difficulty in ensuring the accuracy of the output torque relative to the torque command value.
  • the present invention was made in consideration of the above-mentioned problems, and aims to improve the accuracy of the output torque relative to the torque command value when controlling a motor.
  • the present invention adopts the following configuration as a means for solving the above problems.
  • One aspect of the present invention is a power converter control device that controls a power converter that performs power conversion between a DC power source and a motor, and is configured to include a magnetic flux command value generation unit that determines a magnetic flux command value based on a torque command value, a current command value generation unit that determines a current command value for controlling the motor based on the torque command value and the magnetic flux command value, and a current command value adjustment unit that adjusts the current command value based on the torque command value, a rotation detection value that indicates the rotation speed of the motor, and a DC voltage value that indicates the output voltage of the DC power source.
  • a current command value generated by a current command value generation unit is adjusted by a current command value adjustment unit.
  • the current command value adjustment unit adjusts the current command value based on a rotation detection value indicating the motor's rotation speed and a DC voltage value indicating the output voltage of a DC power supply, in addition to the torque command value. Therefore, in one aspect of the present invention, the current command value can be adjusted according to both the rotation detection value and the DC voltage value. Therefore, the present invention can reduce the difference between the torque command value and the output torque even when the motor's rotation speed and DC voltage value change, and can improve the accuracy of the output torque relative to the torque command value.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a motor control device according to a first embodiment of the present invention
  • 1 is a block diagram showing a functional configuration of a power converter control device according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a block diagram showing a functional configuration of a torque control unit in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a functional configuration of a magnetic flux command value generating unit in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a conceptual diagram of a current command value map in the first embodiment of the present invention.
  • 3 is a block diagram showing a functional configuration of a current command value adjusting unit in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a conceptual diagram of an adjustment value map in the first embodiment of the present invention.
  • 1 is a schematic diagram for explaining the operation and effect of the power converter control device in the first embodiment of the present invention
  • 1 is a schematic diagram for explaining the operation and effect of the power converter control device in the first embodiment of the present invention
  • 1 is a schematic diagram for explaining the operation and effect of the power converter control device in the first embodiment of the present invention
  • FIG. 11 is a block diagram showing a functional configuration of a power converter control device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a motor control device 1 (power conversion device) according to this embodiment. As shown in this diagram, the motor control device 1 includes a power converter 2 and a power converter control device 3.
  • the power converter 2 is disposed between the motor M and the battery P (DC power source) and performs power conversion between the motor M and the battery P.
  • the power converter 2 includes a step-up/step-down converter 2a, a drive inverter 2b, and a power generation inverter 2c.
  • the step-up/step-down converter 2a steps up the DC voltage output from the battery P at a predetermined step-up ratio.
  • the step-up/step-down converter 2a steps down the DC voltage output from the drive inverter 2b or the power generation inverter 2c at a predetermined step-down ratio. As shown in FIG.
  • the step-up/step-down converter 2a includes, for example, a plurality of capacitors, a transformer, and a plurality of power semiconductor elements for transformation.
  • the power semiconductor elements IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and SiC-MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors) can be used.
  • Such a buck-boost converter 2a is a power circuit known as a magnetically coupled interleaved chopper circuit.
  • the buck-boost converter 2a selectively performs a boost operation in which it boosts the DC power input from the battery P via a pair of battery terminals and outputs it to the drive inverter 2b, and a step-down operation in which it steps down the DC power input from the drive inverter 2b or the power generation inverter 2c and outputs it to the battery P via a pair of battery terminals.
  • the buck-boost converter 2a is a power conversion circuit that inputs and outputs DC power in both directions between the battery P and the drive inverter 2b or the power generation inverter 2c.
  • the drive inverter 2b converts the DC power output from the battery P into AC power based on a PWM (Pulse Width Modulation) signal from the power converter control device 3 and supplies it to the motor M.
  • the drive inverter 2b also converts the AC power output from the motor M into DC power based on the PWM signal from the power converter control device 3 and supplies it to the step-up/step-down converter 2a.
  • a drive inverter 2b has three switching legs and is equipped with a total of six drive power semiconductor elements.
  • Such a drive inverter 2b has three (multiple) switching legs corresponding to the number of phases of the motor M.
  • This drive inverter 2b is a power conversion circuit that selectively performs a power running operation and a regenerative operation. That is, the drive inverter 2b selectively performs a power running operation in which the DC power input from the step-up/step-down converter 2a is converted into three-phase AC power and output to the motor M via three motor terminals, and a regenerative operation in which the three-phase AC power input from the motor M is converted into DC power via the three motor terminals and output to the step-up/step-down converter 2a. That is, the drive inverter 2b is a power circuit that converts DC power and three-phase AC power between the step-up/step-down converter 2a and the motor M.
  • the power generation inverter 2c converts the AC power output from the generator G into DC power based on a PWM signal from the power converter control device 3 and supplies it to the step-up/step-down converter 2a. Like the drive inverter 2b, this power generation inverter 2c also has three switching legs and is equipped with a total of six drive power semiconductor elements.
  • Such a power generation inverter 2c has three (multiple) switching legs corresponding to the number of phases of the generator G.
  • This power generation inverter 2c is a power conversion circuit that converts three-phase AC power input from the generator G via three generator terminals into DC power and outputs it to the step-up/step-down converter 2a.
  • this power generation inverter 2c is a power circuit that converts DC power and three-phase AC power between the step-up/step-down converter 2a and the generator G.
  • the battery P has a positive electrode connected to the positive battery terminal E1 and a negative electrode connected to the negative battery terminal E2.
  • This battery P is a secondary battery such as a lithium ion battery, and discharges DC power to the motor control device 1 and charges DC power via the motor control device 1.
  • the power converter control device 3 includes a gate driver and an ECU (Electronic Control Unit).
  • the gate driver is a circuit that generates a gate signal based on various duty command values (transformation duty command value, drive duty command value, and power generation duty command value) input from the ECU. For example, the gate driver generates a gate signal to be supplied to the step-up/step-down converter 2a based on the transformation duty command value input from the ECU. The gate driver also generates a gate signal to be supplied to the drive inverter 2b based on the drive duty command value input from the ECU. The gate driver also generates a gate signal to be supplied to the power generation inverter 2c based on the power generation duty command value input from the ECU.
  • the ECU is a control circuit that performs a predetermined control process based on a control program stored in advance.
  • This ECU outputs various duty command values (transformation duty command value, drive duty command value, and power generation duty command value) generated based on the above control process to the gate driver.
  • Such an ECU controls the drive of the motor M and the charging of the battery P via the power converter 2 and the gate driver.
  • this ECU generates various duty command values (transformation duty command value, drive duty command value, and power generation duty command value) for the step-up/step-down converter 2a, the drive inverter 2b, and the power generation inverter 2c based on the detection values (voltage detection values) of the voltage sensors and the detection values (current detection values) of the current sensors that are additionally provided to the step-up/step-down converter 2a, the drive inverter 2b, and the power generation inverter 2c, as well as operation information of the electric vehicle, etc.
  • various duty command values transformation duty command value, drive duty command value, and power generation duty command value
  • the power converter control device 3 also includes a storage unit 3a, as shown in FIG. 1.
  • the storage unit 3a stores the above-mentioned control programs and various data.
  • the storage unit 3a stores a current command value map Ma, as shown in FIG. 1.
  • the current command value map Ma is a map used when the power converter control device 3 determines a current command value for controlling the motor M. This current command value map Ma will be described in detail later.
  • the memory unit 3a also stores an adjustment value map Mb.
  • the adjustment value map Mb is a map used when setting an adjustment value for adjusting the current command value. This adjustment value map Mb will also be described in detail later.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the functional configuration of the power converter control device 3.
  • the motor control device 1 includes a current sensor 4, a rotation angle sensor 5, and a voltage sensor 6, as shown in FIG. 2.
  • the current sensor 4 detects each phase current between the motor M and the power converter 2, and outputs the detection result to the power converter control device 3. Note that multiple current sensors 4 may be provided between the power converter 2 and the motor M, or may be provided inside the power converter 2.
  • the current sensor 4 is not particularly limited as long as it is configured to detect the phase current of each phase, but may include, for example, a current transformer (CT) with a transformer or a Hall element.
  • CT current transformer
  • the current sensor 4 may also be a shunt resistor.
  • the rotation angle sensor 5 detects the rotation angle of the motor M.
  • the rotation angle of the motor M is the electrical angle of the rotor from a predetermined reference rotation position.
  • the rotation angle sensor 5 outputs a detection signal indicating the detected rotation angle to the power converter control device 3.
  • the rotation angle sensor 5 may include a resolver.
  • the rotation speed of the motor M (motor rotation speed) can be calculated based on the detection signal output from the rotation angle sensor 5. In other words, the rotation angle sensor 5 outputs a detection signal that includes the motor rotation speed as information.
  • the voltage sensor 6 detects the output voltage of the battery P.
  • the voltage sensor 6 is shown separated from the battery P, but in reality, the voltage sensor 6 is connected to the wiring connected to the battery P, and outputs the voltage value between the positive and negative electrodes as a DC bus voltage value (DC voltage detection value Vdcf).
  • This DC voltage detection value Vdcf is a DC voltage value that indicates the output voltage of the battery P, which is a DC power source.
  • the power converter control device 3 includes a torque control unit 11, a current detection unit 12, a three-phase/dq conversion unit 13, an angular velocity calculation unit 14, a current control unit 15, a dq/three-phase conversion unit 16, and a PWM control unit 17 as functional units embodied by, for example, the above-mentioned gate driver and ECU.
  • the torque control unit 11 receives an uncompensated torque command value T* from the outside. Based on the uncompensated torque command value T*, the torque control unit 11 generates a d-axis current command value id*, which is the target value of the d-axis current of the motor M, and a q-axis current command value iq*, which is the target value of the q-axis current of the motor M. The torque control unit 11 also outputs the generated d-axis current command value id* and q-axis current command value iq* to the current control unit 15.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the functional configuration of the torque control unit 11.
  • the torque control unit 11 includes a torque command value generation unit 10, a magnetic flux command value generation unit 20, a current command value generation unit 30, a current command value adjustment unit 40, and a rotation speed calculation unit 50.
  • the torque command value generating unit 10 generates a compensated torque command value Tecmp* from the pre-compensated torque command value T* based on the torque feedback value calculated based on the state of the motor M.
  • the method of calculating the torque feedback value is not particularly limited.
  • the torque feedback value can be obtained based on a value indicating the state of the motor M (e.g., the state of the output torque or the temperature state) acquired by a detector (not shown).
  • the compensated torque command value Tecmp* is a torque command value obtained by correcting the pre-compensated torque command value T* to match the actual output torque based on the torque feedback value.
  • the compensated torque command value Tecmp* is input to the magnetic flux command value generating unit 20 and the current command value adjusting unit 40 as a torque command value.
  • the flux command value generating unit 20 generates a flux command value (in this embodiment, a compensated flux command value ⁇ ocmp*, which will be described later) based on the compensated torque command value Tecmp*.
  • FIG. 4 is a block diagram of the flux command value generating unit 20. As shown in this figure, the flux command value generating unit 20 includes a flux linkage command calculator 21, a flux linkage command limit calculator 22, a flux linkage command limit restricting unit 23, a flux linkage calculator 24, a PI controller 25, a flux linkage compensation limit calculator 26, and a flux linkage compensation limit restricting unit 27.
  • the flux linkage command calculator 21 calculates a pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* (pre-compensation flux command value) based on the compensated torque command value Tecmp*.
  • the motor rotation speed Nf rotation detection value
  • This motor rotation speed Nf is a value calculated by the rotation speed calculation unit 50 based on the angular speed ⁇ , as described below.
  • the angular speed ⁇ is calculated based on the output value of the rotation angle sensor 5. Therefore, the motor rotation speed Nf is a rotation detection value indicating the rotation speed of the motor M.
  • the angular speed ⁇ is also a rotation detection value indicating the rotation speed of the motor M.
  • the flux linkage command calculator 21 also receives the DC voltage detection value Vdcf. For example, the flux linkage command calculator 21 determines the modulation factor coefficient gmref used in the power converter 2 based on a map that determines the modulation factor coefficient gmref using the compensated torque command value Tecmp*, the motor speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf as parameters. Furthermore, the flux linkage command calculator 21 calculates the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* based on the modulation factor coefficient gmref, the motor speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf.
  • the flux linkage command calculator 21 also calculates the flux estimation error ⁇ based on the modulation factor coefficient gmref, the compensated torque command value Tecmp*, the angular velocity ⁇ , the DC voltage detection value Vdcf, the d-axis current command value id* (current command value), the q-axis current command value iq* (current command value), and the armature resistance minimum value Ramin.
  • the flux linkage command calculator 21 also calculates the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* using the flux estimation error ⁇ .
  • the following formula (1) is an example of a formula for calculating the flux estimation error ⁇ .
  • ⁇ fx in formula (1) can be calculated, for example, by the following formula (2).
  • the pre-compensation interlinkage flux command value ⁇ o* can be calculated, for example, by the following formula (3).
  • k ⁇ 1 ⁇ in formulas (1) and (3) is a value obtained by the following formula (4).
  • the armature resistance minimum value Ramin is stored in advance, for example, in the memory unit 3a.
  • the flux linkage command calculator 21 calculates the flux estimation error ⁇ based on equations (1) and (2).
  • the flux linkage command calculator 21 also calculates the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* based on equation (3).
  • the flux linkage command limit calculator 22 calculates a flux linkage command upper limit ⁇ omax and a flux linkage command lower limit ⁇ omin based on the compensated torque command value Tecmp*, the motor speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf.
  • the flux linkage command upper limit ⁇ omax (maximum flux linkage value) is the maximum flux linkage value that can be set for the compensated torque command value Tecmp*, assuming that field control is possible.
  • the flux linkage command lower limit ⁇ omin is the minimum flux linkage value that can be set for the compensated torque command value Tecmp*, assuming that field control is possible.
  • the flux linkage command limit calculator 22 determines the flux linkage command upper limit value ⁇ omax based on a flux linkage limit map for field control that indicates the maximum value of the flux linkage command value for each value of the compensated torque command value Tecmp*.
  • the flux linkage command lower limit value ⁇ omin may be a predetermined value instead of being calculated.
  • the flux linkage command limit restriction unit 23 restricts the upper and lower limits of the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* calculated by the flux linkage command limit calculator 21 based on the flux linkage command upper limit value ⁇ omax and the flux linkage command lower limit value ⁇ omin calculated by the flux linkage command limit calculator 22. In other words, when the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* input from the flux linkage command calculator 21 is greater than the flux linkage command upper limit value ⁇ omax, the flux linkage command limit restriction unit 23 replaces the value of the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* with the value of the flux linkage command upper limit value ⁇ omax and outputs it.
  • the flux linkage command limiter 23 replaces the value of the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* with the value of the flux linkage command lower limit value ⁇ omin and outputs it.
  • the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* output from the flux linkage command limiter 23 is referred to as the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off*.
  • the flux linkage calculator 24 calculates the flux linkage feedback value ⁇ of (flux feedback value) based on the angular velocity ⁇ . For example, the voltage command value V* (d-axis voltage command value Vd* and q-axis voltage command value Vq*) is fed back to the flux linkage calculator 24 from the current control unit 15 shown in FIG. 2. The flux linkage calculator 24 calculates the flux linkage feedback value ⁇ of based on the angular velocity ⁇ indicating the current motor rotation speed input from the angular velocity calculator 14 and the current voltage command value V* input from the current control unit 15.
  • the PI controller 25 calculates the flux compensation value d ⁇ obuf* based on the deviation ⁇ oerr between the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off* and the flux linkage feedback value ⁇ of.
  • the deviation ⁇ oerr calculated by the subtractor 28 is input.
  • the subtractor 28 calculates the deviation ⁇ oerr by subtracting the flux linkage feedback value ⁇ of input via a low-pass filter (LPF) from the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off* input via a low-pass filter (LPF).
  • LPF low-pass filter
  • the PI controller 25 calculates the magnetic flux compensation value d ⁇ obuf* by adding together a value obtained by multiplying the deviation ⁇ oerr by the proportional gain and a value obtained by multiplying the deviation ⁇ oerr by the integral gain and then integrating the result. In this way, the PI controller 25 calculates the magnetic flux compensation value d ⁇ obuf* based on an operation using the proportional gain and an operation using the integral gain.
  • feedback anti-windup processing may be performed so that the integral term does not saturate.
  • a value is obtained by subtracting the flux compensation value d ⁇ o* (described later) output from the flux linkage compensation limiter 27 from the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off* output from the PI controller 25. This value is then multiplied by the reciprocal of the proportional gain used in the PI controller 25 to obtain a value, which is then subtracted from the deviation ⁇ oerr, and the integral gain is then multiplied as described above.
  • the flux linkage compensation limit calculator 26 calculates the limit value used in the flux linkage compensation limit limiter 27.
  • the flux linkage compensation limiter 27 calculates an upper limit value d ⁇ omax that limits the upper limit value of the flux compensation value d ⁇ obuf*.
  • the calculated upper limit value d ⁇ omax is supplied to the flux linkage compensation limiter 27.
  • the flux linkage compensation limit calculator 26 also calculates a lower limit value d ⁇ omin that limits the lower limit value of the flux compensation value d ⁇ obuf*.
  • the calculated lower limit value d ⁇ omin is supplied to the flux linkage compensation limiter 27.
  • the flux linkage compensation limit calculator 26 calculates the upper limit value d ⁇ omax and the lower limit value d ⁇ omin based on the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* input from the flux linkage command calculator 21 and the flux linkage command upper limit value ⁇ omax input from the flux linkage command limit calculator 22.
  • the limitation of the flux compensation value d ⁇ obuf* by the flux linkage compensation limit limiting unit 27 described later is useful when performing field weakening control on the motor M. Furthermore, when the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* is smaller than the flux linkage command upper limit value ⁇ omax, it can be determined that field weakening control is necessary. Therefore, when the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* is smaller than the flux linkage command upper limit value ⁇ omax, the flux linkage compensation limit calculator 26 calculates the upper limit value d ⁇ omax and the lower limit value d ⁇ omin so that the upper and lower limits of the flux compensation value d ⁇ obuf* are limited.
  • the flux linkage compensation limit calculator 26 sets the upper limit value d ⁇ omax and the lower limit value d ⁇ omin so that the upper and lower limits of the flux compensation value d ⁇ obuf* are zero.
  • the flux linkage compensation limit calculator 26 may calculate the upper limit value d ⁇ omax and the lower limit value d ⁇ omin using the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off* output from the flux linkage command limiter 23 instead of the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o*.
  • the upper limit value d ⁇ omax and the lower limit value d ⁇ omin may also be calculated using the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* and the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off*.
  • the flux linkage compensation limit restricting unit 27 restricts the upper and lower limits of the flux compensation value d ⁇ obuf* based on the limit values.
  • the flux linkage compensation limit restricting unit 27 restricts the upper and lower limits of the flux compensation value d ⁇ obuf* based on the upper limit value d ⁇ omax and the lower limit value d ⁇ omamin input from the flux linkage compensation limit calculator 26.
  • the interlinkage flux compensation limiter 27 replaces the value of the flux compensation value d ⁇ obuf* with the upper limit value d ⁇ omax and outputs it. Also, when the flux compensation value d ⁇ obuf* input from the PI controller 25 is smaller than the lower limit value d ⁇ omin, the interlinkage flux compensation limiter 27 replaces the value of the flux compensation value d ⁇ obuf* with the lower limit value d ⁇ omin and outputs it.
  • the flux compensation value d ⁇ obuf* output from the interlinkage flux compensation limiter 27 is referred to as the flux compensation value d ⁇ o*.
  • the flux command value generating unit 20 includes an adder 29 that adds the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off* and the flux compensation value d ⁇ o* to calculate and output the post-compensation flux command value ⁇ ocmp*.
  • the adder 29 calculates the post-compensation flux command value ⁇ ocmp* from the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off* based on the flux compensation value d ⁇ o*.
  • the compensated torque command value Tecmp*, the motor speed Nf, the angular speed ⁇ , and the DC voltage detection value Vdcf are input to the flux linkage command calculator 21.
  • the flux linkage command calculator 21 determines the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* based on the compensated torque command value Tecmp*, the motor speed Nf, the angular speed ⁇ , and the DC voltage detection value Vdcf.
  • the flux linkage command limit calculator 22 determines the flux linkage command upper limit value ⁇ omax and the flux linkage command lower limit value ⁇ omin based on the compensated torque command value Tecmp*, the motor speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf.
  • the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* is limited in the flux linkage command limiter 23 based on the flux linkage command upper limit value ⁇ omax or the flux linkage command lower limit value ⁇ omin as necessary, and is output as the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off*.
  • the flux linkage calculator 24 calculates the flux linkage feedback value ⁇ of based on the angular velocity ⁇ and the voltage command value V*.
  • the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off* is input to the subtractor 28 via a low-pass filter.
  • the flux linkage feedback value ⁇ of is also input to the subtractor 28 via a low-pass filter.
  • the subtractor 28 calculates the deviation ⁇ oerr by subtracting the flux linkage feedback value ⁇ of from the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off*.
  • the deviation ⁇ oerr is input to the PI controller 25.
  • the PI controller 25 calculates the magnetic flux compensation value d ⁇ obuf* by adding a value obtained by multiplying the deviation ⁇ oerr by a proportional gain and a value obtained by multiplying the deviation ⁇ oerr by an integral gain and then integrating the result.
  • the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* output from the flux linkage command calculator 21 and the flux linkage command upper limit value ⁇ omax output from the flux linkage command limit calculator 22 are input to the flux linkage compensation limit calculator 26.
  • the flux linkage compensation limit calculator 26 calculates an upper limit value d ⁇ omax that limits the upper limit of the flux compensation value d ⁇ obuf* based on the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* and the flux linkage command upper limit value ⁇ omax.
  • the flux linkage compensation limit calculator 26 also calculates a lower limit value d ⁇ omin that limits the lower limit of the flux compensation value d ⁇ obuf* based on the pre-compensation flux linkage command value ⁇ o* and the flux linkage command upper limit value ⁇ omax.
  • the flux compensation value d ⁇ obuf* output from the PI controller 25 is limited in the flux linkage compensation limiter 27 based on the upper limit value d ⁇ omax or the lower limit value d ⁇ omin as necessary, and is output as the flux compensation value d ⁇ o*.
  • the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off* output from the flux linkage command limit limiter 23 and the flux compensation value d ⁇ o* output from the flux linkage compensation limiter 27 are input to an adder 29.
  • the adder 29 adds the pre-compensation flux linkage command value ⁇ off* and the flux compensation value d ⁇ o* to calculate a post-compensation flux command value ⁇ ocmp*.
  • the calculated post-compensation flux command value ⁇ ocmp* is input to a current command value generator 30 shown in FIG. 3.
  • this post-compensation flux command value ⁇ ocmp* is input to the current command value generation unit 30 as the flux command value.
  • the flux command value calculated using the interlinkage flux feedback value ⁇ of (flux feedback value) is input to the current command value generation unit 30. Therefore, the current command value generation unit 30 can calculate the pre-adjustment current command values (pre-adjustment d-axis current command value idbase* and pre-adjustment q-axis current command value iqbase*) described below, including the components caused by the interlinkage flux feedback value ⁇ of.
  • the current command value generating unit 30 determines the pre-adjustment d-axis current command value idbase* and the pre-adjustment q-axis current command value iqbase* based on the compensated torque command value Tecmp* and the compensated magnetic flux command value ⁇ ocmp*.
  • the current command value generating unit 30 determines the pre-adjustment d-axis current command value idbase* and the pre-adjustment q-axis current command value iqbase* based on the current command value map Ma stored in the memory unit 3a.
  • FIG. 5 is a conceptual diagram of the current command value map Ma.
  • the current command value map Ma is a two-dimensional map with the compensated torque command value Tecmp* and the compensated magnetic flux command value ⁇ ocmp* as parameters.
  • the pre-adjustment d-axis current command value idbase* and the pre-compensated q-axis current command value iqbase* are associated with the compensated torque command value Tecmp* and the compensated magnetic flux command value ⁇ ocmp*.
  • the current command value generator 30 refers to this current command value map Ma to determine the pre-adjustment d-axis current command value idbase* and the pre-adjustment q-axis current command value iqbase* based on the compensated torque command value Tecmp* and the compensated magnetic flux command value ⁇ ocmp*.
  • the current command value adjustment unit 40 determines the d-axis current command value id* and the q-axis current command value iq* by adjusting the pre-adjustment d-axis current command value and the q-axis current command value (the pre-adjustment d-axis current command value idbase* and the pre-adjustment q-axis current command value iqbase*) based on the input compensated torque command value Tecmp*, motor rotation speed Nf, and DC voltage detection value Vdcf.
  • the d-axis current command value id* and the q-axis current command value iq* are the d-axis current command value and the q-axis current command value adjusted by the current command value adjustment unit 40.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the functional configuration of the current command value adjustment unit 40. As shown in this figure, the current command value adjustment unit 40 has an adjustment value setting unit 41 and an adder 42 (adder-subtracter).
  • the current command value adjustment unit 40 has an adjustment value setting unit 41 and an adder 42 (adder-subtracter).
  • the adjustment value setting unit 41 sets an adjustment value based on the compensated torque command value Tecmp*, the motor rotation speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf.
  • the adjustment value setting unit 41 sets an adjustment value based on the compensated torque command value Tecmp*, the motor rotation speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf, with reference to the adjustment value map Mb stored in the memory unit.
  • FIG. 7 is a conceptual diagram of the adjustment value map Mb.
  • the adjustment value map Mb is a three-dimensional map in which a plurality of two-dimensional maps M1 are provided according to the DC voltage value. For example, one two-dimensional map M1 is provided for each 1V DC voltage value. Note that the number of V of the DC voltage for which the two-dimensional map M1 is provided can be changed arbitrarily.
  • Each two-dimensional map M1 is a map with the compensated torque command value Tecmp* and the motor speed Nf as parameters.
  • the adjustment value (d-axis current adjustment value ariaj* and q-axis current adjustment value iqadj*) is associated with the compensated torque command value Tecmp* and the motor speed Nf.
  • the adjustment value setting unit 41 refers to such an adjustment value map Mb and sets the adjustment value based on the compensated torque command value Tecmp*, the motor speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf.
  • adjustment values are determined in advance by experiments and simulations. Depending on the values of the compensated torque command value Tecmp*, the motor rotation speed Nf, or the DC voltage detection value Vdcf, there may be cases where the d-axis current command value and the q-axis current command value do not need to be changed by adjustment. For this reason, the adjustment value that meets the condition where the d-axis current command value and the q-axis current command value do not need to be changed by adjustment is set to "0".
  • the values of the pre-adjustment d-axis current command value idbase* and the pre-adjustment q-axis current command value iqbase* do not change due to adjustment, and are output from the current command value adjustment unit 40 as the d-axis current command value id* and the q-axis current command value iq*.
  • the adder 42 adds the adjustment value to the pre-adjustment d-axis current command value idbase* and the pre-adjustment q-axis current command value iqbase*.
  • the adder 42 adds the d-axis current adjustment value idadj* to the pre-adjustment d-axis current command value idbase*.
  • the adder 42 also adds the q-axis current adjustment value iqadj* to the pre-adjustment q-axis current command value iqbase*.
  • the d-axis current command value id* is obtained by adding the d-axis current adjustment value ariaj* to the pre-adjustment d-axis current command value idbase*.
  • the q-axis current command value iq* is obtained by adding the q-axis current adjustment value iqadj* to the pre-adjustment q-axis current command value iqbase*.
  • the adjustment value may be set as a value to be subtracted from the pre-adjustment d-axis current command value idbase* and the pre-adjustment q-axis current command value iqbase*. In such a case, a subtractor is provided instead of the adder 42.
  • the rotation speed calculation unit 50 calculates the motor rotation speed Nf from the angular speed ⁇ input from the angular speed calculation unit 14.
  • the rotation speed calculation unit 50 may also calculate the motor rotation speed Nf from the electrical angle acquired from the rotation angle sensor 5.
  • the rotation speed calculation unit 50 outputs the calculated motor rotation speed Nf to the magnetic flux command value generation unit 20 and the current command value adjustment unit 40.
  • the torque control unit 11 includes a rotation speed calculation unit 50.
  • the rotation speed calculation unit 50 may be any map in which the rotation detection value indicating the motor rotation speed, such as the motor rotation speed Nf or the angular speed ⁇ , is used as a parameter.
  • the motor rotation speed Nf which is one of the parameters of the current command value map Ma
  • the angular speed ⁇ it is not necessary to input the motor rotation speed Nf calculated by the rotation speed calculation unit 50 to the current command value adjustment unit 40.
  • the current detection unit 12 detects the current value iu flowing through the U-phase coil of the motor M (hereinafter referred to as the "U-phase current value”), the current value iv flowing through the V-phase coil of the motor M (hereinafter referred to as the "V-phase current value”), and the current value iw flowing through the W-phase coil of the motor M (hereinafter referred to as the "W-phase current value”) from the detection results of each current sensor 4.
  • the current detection unit 12 then outputs the detected U-phase current value iu, V-phase current value iv, and W-phase current value iw to the three-phase/dq conversion unit 13.
  • the three-phase/dq conversion unit 13 converts the U-phase current value iu, the V-phase current value iv, and the W-phase current value iw obtained from the current detection unit 12 into a d-axis current value id and a q-axis current value iq in the dq coordinate system using the electrical angle obtained from the rotation angle sensor 5.
  • the three-phase/dq conversion unit 13 outputs the d-axis current value id and the q-axis current value iq to the current control unit 15.
  • the angular velocity calculation unit 14 calculates the angular velocity ⁇ (rotation detection value) based on the electrical angle of the motor M output from the rotation angle sensor 5.
  • the angular velocity calculation unit 14 outputs the calculated angular velocity ⁇ to the current control unit 15.
  • the current control unit 15 calculates the d-axis voltage command value Vd* based on the d-axis current command value id*.
  • the current control unit 15 calculates the q-axis voltage command value Vq* based on the q-axis current command value iq*.
  • the current control unit 15 outputs the d-axis voltage command value Vd* and the q-axis voltage command value Vq* to the dq/three-phase conversion unit 16.
  • the power converter 2 is driven based on the PWM signals (the above-mentioned PWM signals Du, Dv, and Dw) input from the PWM control unit 17, thereby controlling the rotation of the motor M.
  • PWM signals the above-mentioned PWM signals Du, Dv, and Dw
  • the torque command value generating unit 10 generates a compensated torque command value Tecmp* from the pre-compensated torque command value T* based on the torque feedback value.
  • the compensated torque command value Tecmp* is input to the flux command value generating unit 20, the current command value generating unit 30, and the current command value adjusting unit 40.
  • the flux command value generating unit 20 generates a compensated flux command value ⁇ ocmp* based on the compensated torque command value Tecmp*.
  • the compensated flux command value ⁇ ocmp* is input to the current command value generating unit 30.
  • the d-axis current command value id* and the q-axis current command value iq* are calculated based on the compensated torque command value Tecmp*, the motor rotation speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf.
  • the power converter control device 3 provided in the motor control device 1 of this embodiment as described above controls the power converter 2 that performs power conversion between the battery P and the motor M.
  • the power converter control device 3 of this embodiment includes a flux command value generating unit 20, a current command value generating unit 30, and a current command value adjusting unit 40.
  • the flux command value generating unit 20 determines a compensated flux command value ⁇ ocmp* based on the compensated torque command value Tecmp*.
  • the current command value generating unit 30 determines current command values (pre-adjustment d-axis current command value idbase* and pre-adjustment q-axis current command value iqbase*) for controlling the motor M based on the compensated torque command value Tecmp* and the compensated flux command value ⁇ ocmp*.
  • the current command value adjustment unit 40 adjusts the current command values (pre-adjustment d-axis current command value idbase* and pre-adjustment q-axis current command value iqbase*) based on the compensated torque command value Tecmp*, the motor rotation speed Nf indicating the rotation speed of the motor M, and the DC voltage detection value Vdcf indicating the output voltage of the battery P.
  • the power converter control device 3 of this embodiment adjusts the current command values (pre-adjustment d-axis current command value idbase* and pre-adjustment q-axis current command value iqbase*) generated by the current command value generation unit 30 in the current command value adjustment unit 40.
  • the current command value adjustment unit 40 adjusts the current command value based on the motor rotation speed Nf indicating the rotation speed of the motor M and the DC voltage detection value Vdcf indicating the output voltage of the battery P in addition to the compensated torque command value Tecmp*. Therefore, the power converter control device 3 of this embodiment can adjust the current command value according to both the motor rotation speed Nf and the DC voltage detection value Vdcf.
  • the power converter control device 3 of this embodiment can reduce the difference between the compensated torque command value Tecmp* and the output torque even if the motor M rotation speed and the DC voltage detection value Vdcf change, and can improve the accuracy of the output torque relative to the compensated torque command value Tecmp*.
  • the compensated torque command value Tecmp* is a value between a plurality of values (grid points) set in the current command value map Ma
  • linear interpolation is performed to obtain the d-axis current command value id* and the q-axis current command value iq*.
  • the compensated torque command value Tecmp* is not a value obtained by linear interpolation of two lattice points (i.e., it is not located on a line connecting two lattice points)
  • the search for a point where it converges in the magnetic flux feedback process continues, and it is considered that the d-axis current command value id* and the q-axis current command value iq* cannot converge.
  • the d-axis current command value id* and the q-axis current command value iq* become unstable and oscillate, and the output torque becomes unstable.
  • the d-axis current command value id* and the q-axis current command value iq* can be adjusted to converge using an adjustment value, making it possible to stabilize the output torque.
  • FIG. 8 and 9 are schematic diagrams for explaining the action and effect of the power converter control device 3 of this embodiment.
  • FIG. 8 and FIG. 9 are schematic diagrams showing the transition of the current operating point in the id-iq plane.
  • MTPA line minimum current maximum torque line
  • FIG. 8 when the motor M is driven at maximum output, the current operating point transitions so as to follow the minimum current maximum torque line (MTPA line) that provides the highest efficiency. If such a minimum current maximum torque line is set in the control so as to be only one line independent of the motor rotation speed Nf or the output voltage of the battery P, torque accuracy cannot be ensured when the actual minimum current maximum torque line changes as shown by the dashed line in FIG. 8 depending on the state of the motor rotation speed Nf or the output voltage of the battery P.
  • MTPA line minimum current maximum torque line
  • the power converter control device 3 of this embodiment can set different magnetic flux limit circles in the control depending on the state of the motor rotation speed Nf or the output voltage of the battery P. Therefore, it is possible to ensure torque accuracy even when the motor rotation speed Nf or the output voltage of the battery P is low.
  • Figure 10 is a graph showing the relationship between the motor rotation speed Nf and the actual output torque Te of the motor M. As shown in this figure, in the region R1 where the output torque Te is close to 0 Nm, it is difficult to ensure torque accuracy when controlling using a single two-dimensional map with the motor rotation speed and magnetic flux command value as parameters.
  • the torque command value generating unit 10 may determine the torque command value without using the torque feedback value. In such a case, it is difficult to ensure torque accuracy when controlling using a single two-dimensional map with the motor rotation speed and magnetic flux command value as parameters.
  • the current command value adjustment unit 40 includes an adjustment value setting unit 41 and an adder 42.
  • the adjustment value setting unit 41 sets an adjustment value based on the compensated torque command value Tecmp*, the motor rotation speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf.
  • the adder 42 adds the adjustment value to the current command value.
  • the current command value can be adjusted by simply adding the adjustment value to the current command value. Therefore, the power converter control device 3 of this embodiment can ensure torque accuracy while suppressing the amount of calculation.
  • the power converter control device 3 of the above embodiment also includes a storage unit 3a.
  • the storage unit 3a stores an adjustment value map Mb that indicates the relationship between the compensated torque command value Tecmp*, the motor rotation speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf, and the adjustment value.
  • the adjustment value setting unit 41 also sets the adjustment value based on the adjustment value map Mb.
  • the power converter control device 3 of this embodiment can easily set the adjustment value by referring to the adjustment value map Mb. Therefore, the power converter control device 3 of this embodiment can easily determine the current command value.
  • adjustment value map Mb it is possible to set the adjustment value finely in a range where the torque accuracy is likely to decrease, and set the adjustment value coarsely in a range where the torque accuracy is unlikely to decrease.
  • Setting the adjustment value finely means setting many adjustment values in a certain change range of the compensated torque command value Tecmp*, the motor rotation speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf in the adjustment value map Mb.
  • the storage capacity of the adjustment value map Mb can be reduced. This makes it possible to reduce the storage area allocated to the adjustment value map Mb in the storage unit 3a, and other data, etc.
  • the power converter control device 3 of this embodiment makes it possible to store the adjustment value map Mb in the storage unit 3a even in such vehicles that are compatible with OTA.
  • the power converter control device 3 of this embodiment also includes a torque command value generation unit 10.
  • the torque command value generation unit 10 is capable of determining the compensated torque command value Tecmp* using a torque feedback value calculated based on the state of the motor M. Furthermore, when the torque command value generation unit 10 determines the compensated torque command value Tecmp* without using the torque feedback value, the current command value adjustment unit 40 changes the value of the current command value. This makes it possible to ensure torque accuracy even when the torque command value generation unit 10 determines the compensated torque command value Tecmp* without using the torque feedback value.
  • the flux command value generating unit 20 determines the compensated flux command value ⁇ ocmp* using the flux feedback value calculated based on the state of the motor M. Therefore, the power converter control device 3 of this embodiment can determine a current command value that reflects the flux linkage feedback value ⁇ of. Therefore, the power converter control device 3 of this embodiment can further improve the torque accuracy.
  • the motor control device 1 of this embodiment also includes a power converter 2 and a power converter control device 3. Therefore, the motor control device 1 of this embodiment can improve the torque accuracy with respect to the compensated torque command value Tecmp*.
  • FIG. 11 is a schematic diagram of the power converter control device 3 of this embodiment.
  • the memory unit 3a stores a current command value map Mc for MTPA control, a current command value map Md for waste electricity control, an adjustment value map Me for MTPA control, and an adjustment value map Mf for waste electricity control.
  • the current command value map Mc for MTPA control is a current command value map Ma used to determine a current command value when performing MTPA control (maximum torque/current control) on the motor M.
  • the current command value map Mc for MTPA control is a map in which the current command values based on MTPA control (pre-adjustment d-axis current command value idbase* and pre-adjustment q-axis current command value iqbase*) are associated with the compensated torque command value Tecmp* and the compensated magnetic flux command value ⁇ ocmp*.
  • the current command value map Md for waste electricity control is a current command value map Ma used to determine a current command value when waste electricity control (strengthened magnetic field control) is performed on the motor M.
  • the current command value map Md for waste electricity control is a map in which the current command values based on waste electricity control (pre-adjustment d-axis current command value idbase* and pre-adjustment q-axis current command value iqbase*) are associated with the compensated torque command value Tecmp* and the compensated magnetic flux command value ⁇ ocmp*.
  • the adjustment value map Me for MTPA control is an adjustment value map Mb used to determine adjustment values when performing MTPA control on the motor M.
  • the adjustment value map Me for MTPA control is a map in which adjustment values (d-axis current adjustment value idadj* and q-axis current adjustment value iqadj*) according to the current command value based on MTPA control are associated with the compensated torque command value Tecmp*, the motor rotation speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf.
  • the waste electricity control adjustment value map Mf is an adjustment value map Mb used to determine adjustment values when waste electricity control is performed on the motor M.
  • the waste electricity control adjustment value map Mf is a map in which adjustment values (d-axis current adjustment value ariaj* and q-axis current adjustment value iqadj*) according to the current command value based on waste electricity control are associated with the compensated torque command value Tecmp*, the motor rotation speed Nf, and the DC voltage detection value Vdcf.
  • the current command value generating unit 30 determines the control state of the motor M based on, for example, a signal input from the outside. Specifically, the current command value generating unit 30 determines whether the control state of the motor M is MTPA control or waste electricity control. Similarly, the adjustment value setting unit 41 of the current command value adjusting unit 40 also determines whether the control state of the motor M is MTPA control or waste electricity control.
  • the current command value generating unit 30 refers to the current command value map Mc for MTPA control to determine the current command values (pre-adjustment d-axis current command value idbase* and pre-adjustment q-axis current command value iqbase*).
  • the adjustment value setting unit 41 of the current command value adjusting unit 40 refers to the adjustment value map Me for MTPA control to set the adjustment values (d-axis current adjustment value idadj* and q-axis current adjustment value iqadj*).
  • the current command value generating unit 30 refers to the waste electricity control current command value map Md to determine the current command values (the pre-adjustment d-axis current command value idbase* and the pre-adjustment q-axis current command value iqbase*). Also, when the control state of the motor M is waste electricity control, the adjustment value setting unit 41 of the current command value adjusting unit 40 refers to the waste electricity control adjustment value map Mf to set the adjustment values (the d-axis current adjustment value idadj* and the q-axis current adjustment value iqadj*).
  • the storage unit 3a stores the MTPA control adjustment value map Me as the adjustment value map Mb used when performing MTPA control on the motor M. Furthermore, the adjustment value setting unit 41 sets adjustment values based on the MTPA control adjustment value map Me when performing MTPA control on the motor M. According to the power converter control device 3 of this embodiment, the current command values (pre-adjustment d-axis current command value idbase* and pre-adjustment q-axis current command value iqbase*) can be adjusted using adjustment values suitable for MTPA control.
  • the memory unit 3a stores an adjustment value map Mf for waste electricity control as an adjustment value map Mb used when performing waste electricity control on the motor M. Furthermore, the adjustment value setting unit 41 sets an adjustment value based on the adjustment value map Mf for waste electricity control when performing waste electricity control on the motor M. According to the power converter control device 3 of this embodiment, the current command values (pre-adjustment d-axis current command value idbase* and pre-adjustment q-axis current command value iqbase*) can be adjusted using adjustment values suitable for waste electricity control.
  • different current command values pre-adjustment d-axis current command value idbase* and pre-adjustment q-axis current command value iqbase*
  • different adjustment values d-axis current adjustment value idadj* and q-axis current adjustment value iqadj*
  • a power converter control device that controls a power converter that performs power conversion between a DC power source and a motor, a magnetic flux command value generating unit that calculates a magnetic flux command value based on a torque command value; a current command value generating unit that calculates a current command value for controlling the motor based on the torque command value and the magnetic flux command value; a current command value adjustment unit that adjusts the current command value based on the torque command value, a rotation detection value indicating a rotation speed of the motor, and a DC voltage value indicating an output voltage of the DC power supply.
  • the current command value adjustment unit an adjustment value setting unit that sets an adjustment value based on the torque command value, the rotation detection value, and the DC voltage value; an adder/subtractor that adds/subtracts the adjustment value to/from the current command value.
  • (Appendix 3) a storage unit configured to store an adjustment value map indicating a relationship between the torque command value, the rotation detection value, and the DC voltage value, and the adjustment value;
  • the power converter control device configured to store an adjustment value map indicating a relationship between the torque command value, the rotation detection value, and the DC voltage value, and the adjustment value;
  • the storage unit stores a maximum torque/current control adjustment value map as the adjustment value map used when maximum torque/current control is performed on the motor; 4.
  • the adjustment value setting unit sets the adjustment value based on a maximum torque/current control adjustment value map when maximum torque/current control is performed on the motor.
  • the storage unit stores an adjustment value map for strong magnetic field control as the adjustment value map used when performing strong magnetic field control on the motor; 5.
  • the adjustment value setting unit sets the adjustment value based on a strong magnetic field control adjustment value map when the strong magnetic field control is performed on the motor.
  • Appendix 8 A power conversion device comprising the power converter and the power converter control device according to any one of appendices 1 to 7.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

直流電源とモータとの間で電力変換を行う電力変換器を制御する電力変換器制御装置であって、トルク指令値に基づいて磁束指令値を求める磁束指令値生成部と、トルク指令値及び磁束指令値に基づいて、モータを制御するための電流指令値を求める電流指令値生成部と、トルク指令値、モータの回転数を示す回転検出値、及び、直流電源の出力電圧を示す直流電圧値に基づいて、電流指令値を調整する電流指令値調整部とを備える。

Description

電力変換器制御装置及び電力変換器
　本発明は、電力変換器制御装置及び電力変換器に関するものである。
　交流モータをｄ軸及びｑ軸に基づいてベクトル制御するモータ制御装置が知られている。このようなベクトル制御を行うモータ制御装置は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とを生成し、これらのｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊に基づいて交流モータの駆動を制御している。例えば、特許文献１には、上述のようなベクトル制御を行う電気自動車用モータ制御方法が開示されている。特許文献１に開示された電気自動車用モータ制御方法は、トルク指令値から磁束指令値を生成し、さらにトルク指令値と磁束指令値と電流指令値（ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊）との関係を示すマップに基づいて、電流指令値を求めている。
日本国特許第６１９２２６３号公報
　しかしながら、実際に車両に搭載されたモータにおいては、モータの回転数や直流電源の出力電圧の変化に応じてＭＴＰＡ（Maximum Torque Per Ampere）ラインが変化したり、磁束制限円の中心点が変化したりする場合がある。つまり、実際に車両に搭載されたモータにおいては、回転数と直流電源の出力電圧との両方の要因によって、トルク指令値に対する応答特性が変化する。このため、特許文献１のようにトルク指令値及び磁束指令値と基づいて、単一のマップから電流指令値を求める場合には、トルク指令値と出力トルクとの差が大きくなる場合がある。したがって、特許文献１に開示された電気自動車用モータ制御方法は、トルク指令値に対する出力トルクの精度を確保することが困難となることがある。
　本発明は、上述する問題点に鑑みてなされたもので、モータを制御する場合に、トルク指令値に対する出力トルク精度を向上させることを目的とする。
　本発明は、上記課題を解決するための手段として、以下の構成を採用する。
　本発明の一態様は、直流電源とモータとの間で電力変換を行う電力変換器を制御する電力変換器制御装置であって、トルク指令値に基づいて磁束指令値を求める磁束指令値生成部と、上記トルク指令値及び上記磁束指令値に基づいて、上記モータを制御するための電流指令値を求める電流指令値生成部と、上記トルク指令値、上記モータの回転数を示す回転検出値、及び、上記直流電源の出力電圧を示す直流電圧値に基づいて、上記電流指令値を調整する電流指令値調整部とを備えるという構成を採用する。
　本発明の一態様は、電流指令値生成部で生成された電流指令値を電流指令値調整部で調整する。電流指令値調整部は、トルク指令値に加えて、モータの回転数を示す回転検出値、及び、直流電源の出力電圧を示す直流電圧値に基づいて、電流指令値を調整する。このため、本発明の一態様は、回転検出値と直流電圧値との両方に応じて電流指令値を調整することができる。したがって、本発明は、モータの回転数と直流電圧値とが変化した場合であっても、トルク指令値と出力トルクとの差を小さくすることができ、トルク指令値に対する出力トルクの精度を向上させることができる。
本発明の第１実施形態におけるモータ制御装置の概略構成を模式的に示す回路図である。 本発明の第１実施形態における電力変換器制御装置の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態におけるトルク制御部の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態における磁束指令値生成部の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態における電流指令値マップの概念図である。 本発明の第１実施形態における電流指令値調整部の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態における調整値マップの概念図である。 本発明の第１実施形態における電力変換器制御装置の作用効果を説明するための模式図である。 本発明の第１実施形態における電力変換器制御装置の作用効果を説明するための模式図である。 本発明の第１実施形態における電力変換器制御装置の作用効果を説明するための模式図である。 本発明の第２実施形態における電力変換器制御装置の機能構成を示すブロック図である。
　以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換器制御装置及び電力変換装置の一実施形態について説明する。
　図１は、本実施形態のモータ制御装置１（電力変換装置）の概略構成を模式的に示す回路図である。この図に示すように、モータ制御装置１は、電力変換器２と、電力変換器制御装置３とを備えている。
　電力変換器２は、モータＭと電池Ｐ（直流電源）との間に配置され、モータＭと電池Ｐとの間で電力変換を行う。図１に示すように、電力変換器２は、昇降圧コンバータ２ａ、駆動用インバータ２ｂ及び発電用インバータ２ｃを備えている。昇降圧コンバータ２ａは、電池Ｐから出力される直流電圧を所定の昇圧比で昇圧する。また、昇降圧コンバータ２ａは、駆動用インバータ２ｂあるいは発電用インバータ２ｃから出力される直流電圧を所定の降圧比で降圧する。このような昇降圧コンバータ２ａは、図１に示すように、例えば、複数のコンデンサ、トランス、複数の変圧用のパワー半導体素子を備えている。パワー半導体素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることができる。
　このような昇降圧コンバータ２ａは、いわゆる磁気結合インターリーブ型チョッパ回路と言われる電力回路である。昇降圧コンバータ２ａは、一対の電池用端子を介して電池Ｐから入力された直流電力を昇圧して駆動用インバータ２ｂに出力する昇圧動作と、駆動用インバータ２ｂあるいは発電用インバータ２ｃから入力された直流電力を降圧して一対の電池用端子を介して電池Ｐに出力する降圧動作とを択一的に行う。すなわち、昇降圧コンバータ２ａは、電池Ｐと駆動用インバータ２ｂあるいは発電用インバータ２ｃとの間で直流電力を双方向に入出力する電力変換回路である。
　駆動用インバータ２ｂは、電力変換器制御装置３からのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいて、電池Ｐから出力される直流電力を交流電力に変換してモータＭに供給する。また、駆動用インバータ２ｂは、電力変換器制御装置３からのＰＷＭ信号に基づいて、モータＭから出力される交流電力を直流電力に変換して昇降圧コンバータ２ａに供給する。このような駆動用インバータ２ｂは、図１に示すように、３つのスイッチングレグを有し、合計で６つの駆動用パワー半導体素子を備えている。
　このような駆動用インバータ２ｂは、モータＭの相数に対応して３つ（複数）のスイッチングレグを備える。この駆動用インバータ２ｂは、力行動作と回生動作とを択一的に行う電力変換回路である。すなわち、駆動用インバータ２ｂは、昇降圧コンバータ２ａから入力された直流電力を三相交流電力に変換し、３つのモータ用端子を介してモータＭに出力する力行動作と、３つのモータ用端子を介してモータＭから入力された三相交流電力を直流電力に変換して昇降圧コンバータ２ａに出力する回生動作とを択一的に行う。つまり、駆動用インバータ２ｂは、昇降圧コンバータ２ａとモータＭとの間で直流電力と三相交流電力とを相互変換する電力回路である。
　発電用インバータ２ｃは、電力変換器制御装置３からのＰＷＭ信号に基づいて、発電機Ｇから出力される交流電力を直流電力に変換して昇降圧コンバータ２ａに供給する。このような発電用インバータ２ｃも、駆動用インバータ２ｂと同様に、３つのスイッチングレグを有し、合計で６つの駆動用パワー半導体素子を備えている。
　このような発電用インバータ２ｃは、発電機Ｇの相数に対応して３つ（複数）のスイッチングレグを備える。この発電用インバータ２ｃは、３つの発電機用端子を介して発電機Ｇから入力される三相交流電力を直流電力に変換して昇降圧コンバータ２ａに出力する電力変換回路である。つまり、この発電用インバータ２ｃは、昇降圧コンバータ２ａと発電機Ｇとの間で直流電力と三相交流電力とを相互変換する電力回路である。
　このような電力変換器２には、図示するように電池Ｐ、モータＭ及び発電機Ｇがそれぞれ接続されている。電力変換器２は、外部接続用の端子として、電池Ｐが接続される一対の電池用端子（プラス極電池用端子Ｅ１及びマイナス極電池用端子Ｅ２）を備えている。また、電力変換器２は、モータＭが接続される３つのモータ用端子（Ｕ相モータ用端子Ｆｕ、Ｖ相モータ用端子Ｆｖ、及びＷ相モータ用端子Ｆｗ）を備えている。また、電力変換器２は、発電機Ｇが接続される３つの発電機用端子（Ｕ相発電機用端子Ｈｕ、Ｖ相発電機用端子Ｈｖ及びＷ相発電機用端子Ｈｗ）を備えている。
　このような電力変換器２を備えるモータ制御装置１は、ハイブリッド車や電気自動車等の電動車両に備えられる電気装置であり、回転電機であるモータＭを制御すると共に、発電機Ｇで発生した交流電力の電池Ｐへの充電を制御する。すなわち、このモータ制御装置１は、電池Ｐの出力（電池電力）に基づくモータＭの駆動制御と発電機Ｇの出力電力（発電電力）に基づく電池Ｐの充電制御とを行う。
　なお、モータ制御装置１は、電力変換器２に発電用インバータ２ｃを備えずに、電力変換器２に発電機Ｇが接続されていない構成とすることも可能である。この場合には、モータ制御装置１は、発電機Ｇの出力電力（発電電力）に基づく電池Ｐの充電制御を行わずに、電池Ｐの出力（電池電力）に基づくモータＭの駆動制御を行う。
　ここで、電池Ｐは、図示するように、プラス電極がプラス極電池用端子Ｅ１に接続され、マイナス電極がマイナス極電池用端子Ｅ２に接続されている。この電池Ｐは、リチウムイオン電池等の二次電池であり、モータ制御装置１に対する直流電力の放電とモータ制御装置１を介した直流電力の充電とを行う。
　モータＭは、相数が「３」の三相電動機であり、駆動用インバータ２ｂの負荷である。このモータＭは、Ｕ相入力端子がＵ相モータ用端子Ｆｕに接続され、Ｖ相入力端子がＶ相モータ用端子Ｆｖに接続され、またＷ相入力端子がＷ相モータ用端子Ｆｗに接続されている。このようなモータＭは、回転軸（駆動軸）が電動車両の車輪に接続されており、当該車輪に回転動力を作用させることにより車輪を回転駆動する。
　発電機Ｇは、三相発電機であり、Ｕ相出力端子がＵ相発電機用端子Ｈｕに接続され、Ｖ相出力端子がＶ相発電機用端子Ｈｖに接続され、またＷ相出力端子がＷ相発電機用端子Ｈｗに接続されている。この発電機Ｇは、電動車両に搭載されたエンジン等の動力源の出力軸に接続されており、三相交流電力をモータ制御装置１に出力する。
　電力変換器制御装置３は、ゲートドライバやＥＣＵ（Electronic Control Unit）を備えている。ゲートドライバは、ＥＣＵから入力される各種Ｄｕｔｙ指令値（変圧用Ｄｕｔｙ指令値、駆動用Ｄｕｔｙ指令値及び発電用Ｄｕｔｙ指令値）に基づいてゲート信号を生成する回路である。例えば、ゲートドライバは、ＥＣＵから入力される変圧用Ｄｕｔｙ指令値に基づいて、昇降圧コンバータ２ａに供給するゲート信号を生成する。また、ゲートドライバは、ＥＣＵから入力される駆動用Ｄｕｔｙ指令値に基づいて、駆動用インバータ２ｂに供給するゲート信号を生成する。また、ゲートドライバは、ＥＣＵから入力される発電用Ｄｕｔｙ指令値に基づいて、発電用インバータ２ｃに供給するゲート信号を生成する。
　ＥＣＵは、予め記憶された制御プログラムに基づいて所定の制御処理を行う制御回路である。このＥＣＵは、上記制御処理に基づいて生成した各種Ｄｕｔｙ指令値（変圧用Ｄｕｔｙ指令値、駆動用Ｄｕｔｙ指令値及び発電用Ｄｕｔｙ指令値）をゲートドライバに出力する。このようなＥＣＵは、電力変換器２及びゲートドライバを介してモータＭの駆動制御及び電池Ｐの充電制御を行う。すなわち、このＥＣＵは、昇降圧コンバータ２ａ、駆動用インバータ２ｂ及び発電用インバータ２ｃに付帯的に設けられる電圧センサの検出値（電圧検出値）及び電流センサの検出値（電流検出値）並びに電動車両の操作情報等に基づいて昇降圧コンバータ２ａ、駆動用インバータ２ｂ及び発電用インバータ２ｃに関する各種Ｄｕｔｙ指令値（変圧用Ｄｕｔｙ指令値、駆動用Ｄｕｔｙ指令値及び発電用Ｄｕｔｙ指令値）を生成する。
　また、電力変換器制御装置３は、図１に示すように、記憶部３ａを備えている。記憶部３ａは、上述の制御プログラムや各種データを記憶する。本実施形態においては、記憶部３ａは、図１に示すように、電流指令値マップＭａを記憶している。電流指令値マップＭａは、電力変換器制御装置３が、モータＭを制御するための電流指令値を求める場合に用いるマップである。この電流指令値マップＭａについては、後に詳細に説明する。
　また、記憶部３ａは、調整値マップＭｂを記憶している。調整値マップＭｂは、電流指令値を調整する調整値を設定する場合に用いるマップである。この調整値マップＭｂについても、後に詳細に説明する。
　図２は、電力変換器制御装置３の機能構成を示すブロック図である。モータ制御装置１は、電力変換器２及び電力変換器制御装置３に加えて、図２に示すように、電流センサ４と、回転角センサ５と、電圧センサ６とを備えている。
　電流センサ４は、モータＭと電力変換器２との間にて各相電流を検出し、その検出結果を電力変換器制御装置３に出力する。なお、複数の電流センサ４は、電力変換器２とモータＭとの間に設けられてもよいし、電力変換器２の内部に設けられてもよい。電流センサ４は、各相の相電流を検出する構成であれば特に限定されないが、例えば、トランスを備えたカレントトランス（ＣＴ）やホール素子を備えている。また、電流センサ４は、シャント抵抗であってもよい。
　回転角センサ５は、モータＭの回転角を検出する。モータＭの回転角は、所定の基準回転位置からの上記ロータの電気角である。回転角センサ５は、検出した回転角を示す検出信号を電力変換器制御装置３に出力する。例えば、回転角センサ５は、レゾルバを備えてもよい。なお、回転角センサ５から出力される検出信号に基づいてモータＭの回転数（モータ回転数）を算出することができる。つまり、回転角センサ５は、モータ回転数を情報として含む検出信号を出力する。
　電圧センサ６は、電池Ｐの出力電圧を検出する。図２においては、電圧センサ６が電池Ｐから離れて図示されているが、実際には、電圧センサ６は、電池Ｐに接続された配線と接続されており、プラス電極とマイナス電極との間の電圧値をＤＣバス電圧値（直流電圧検出値Ｖｄｃｆ）として出力する。この直流電圧検出値Ｖｄｃｆは、直流電源である電池Ｐの出力電圧を示す直流電圧値である。
　電力変換器制御装置３は、例えば上述のゲートドライバやＥＣＵ等によって具現化される機能部として、トルク制御部１１、電流検出部１２、三相／ｄｑ変換部１３、角速度演算部１４、電流制御部１５、ｄｑ／三相変換部１６及びＰＷＭ制御部１７とを備える。
　トルク制御部１１は、外部から補償前トルク指令値Ｔ＊が入力される。トルク制御部１１は、補償前トルク指令値Ｔ＊に基づいて、モータＭのｄ軸電流の目標値であるｄ軸電流指令値ｉｄ＊と、モータＭのｑ軸電流の目標値であるｑ軸電流指令値ｉｑ＊と、を生成する。また、トルク制御部１１は、生成したｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を電流制御部１５に出力する。
　図３は、トルク制御部１１の機能構成を示すブロック図である。この図に示すように、本実施形態においては、トルク制御部１１は、トルク指令値生成部１０と、磁束指令値生成部２０と、電流指令値生成部３０と、電流指令値調整部４０と、回転数算出部５０とを備えている。
　トルク指令値生成部１０は、モータＭの状態に基づいて算出されたトルクフィードバック値に基づいて、補償前トルク指令値Ｔ＊から補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊を生成する。なお、トルクフィードバック値の算出方法は特に限定されるものではない。例えば、トルクフィードバック値は、不図示の検出器で取得されたモータＭの状態（例えば出力トルクの状態や温度状態）を示す値に基づいて求めることができる。補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊は、トルクフィードバック値に基づいて、補償前トルク指令値Ｔ＊を実際の出力トルクに合わせて修正したトルク指令値である。
　本実施形態においては、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊は、磁束指令値生成部２０や電流指令値調整部４０にトルク指令値として入力される。しかしながら、必ずしも補償前トルク指令値Ｔ＊から補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊を生成する必要はない。つまり、補償前トルク指令値Ｔ＊を、磁束指令値生成部２０や電流指令値調整部４０にトルク指令値として入力することも可能である。このような場合には、トルク指令値生成部１０を設けないことも可能である。
　磁束指令値生成部２０は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊に基づいて磁束指令値（本実施形態においては後述する補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊）を生成する。図４は、磁束指令値生成部２０のブロック図である。この図に示すように、磁束指令値生成部２０は、鎖交磁束指令演算器２１と、鎖交磁束指令リミット演算器２２と、鎖交磁束指令リミット制限部２３と、鎖交磁束演算器２４と、ＰＩ制御器２５と、鎖交磁束補償リミット演算器２６と、鎖交磁束補償リミット制限部２７とを備えている。
　鎖交磁束指令演算器２１は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊に基づいて補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊（補償前磁束指令値）を算出する。例えば、鎖交磁束指令演算器２１には、図３に示す回転数算出部５０からモータＭの回転数を示すモータ回転数Ｎｆ（回転検出値）が入力される。このモータ回転数Ｎｆは、後述するように回転数算出部５０が、角速度ωに基づいて算出する値である。また、角速度ωは、回転角センサ５の出力値に基づいて算出される。したがって、モータ回転数Ｎｆは、モータＭの回転数を示す回転検出値である。また、同様に、角速度ωも、モータＭの回転数を示す回転検出値である。
　また、鎖交磁束指令演算器２１には、直流電圧検出値Ｖｄｃｆが入力される。例えば、鎖交磁束指令演算器２１は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊と、モータ回転数Ｎｆと、直流電圧検出値Ｖｄｃｆとをパラメータとして変調率係数ｇｍｒｅｆを求めるマップに基づいて、電力変換器２で用いる変調率係数ｇｍｒｅｆを求める。さらに、鎖交磁束指令演算器２１は、変調率係数ｇｍｒｅｆと、モータ回転数Ｎｆと、直流電圧検出値Ｖｄｃｆとに基づいて、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊を算出する。
　また、鎖交磁束指令演算器２１は、変調率係数ｇｍｒｅｆ、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、角速度ω、直流電圧検出値Ｖｄｃｆ、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊（電流指令値）、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊（電流指令値）及び電機子抵抗最小値Ｒａｍｉｎに基づいて磁束推定誤差αεを算出する。さらに鎖交磁束指令演算器２１は、磁束推定誤差αεを用いて補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊を求める。
　下式（１）は、磁束推定誤差αεを算出する式の一例である。また、式（１）における、Δεｆｘは、例えば、下式（２）によって算出できる。また、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊は、例えば、下式（３）によって算出できる。なお、式（１）、（３）におけるｋν１ωは、下式（４）で求められる値である。なお、電機子抵抗最小値Ｒａｍｉｎは、例えば、記憶部３ａに対して予め記憶されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  
　例えば、鎖交磁束指令演算器２１は、式（１）及び式（２）に基づいて、磁束推定誤差αεを算出する。また、鎖交磁束指令演算器２１は、式（３）に基づいて、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊を算出する。　
　鎖交磁束指令リミット演算器２２は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊と、モータ回転数Ｎｆと、直流電圧検出値Ｖｄｃｆとに基づいて、鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘと、鎖交磁束指令下限値Φｏｍｉｎとを算出する。鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘ（最大鎖交磁束値）は、界磁制御が可能であることを前提として補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊に対して設定可能な最大の鎖交磁束値である。また、鎖交磁束指令下限値Φｏｍｉｎは、界磁制御が可能であることを前提として補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊に対して設定可能な最小の鎖交磁束値である。
　例えば、鎖交磁束指令リミット演算器２２は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊の値ごとにおける鎖交磁束指令値の最大値を示す界磁制御用鎖交磁束制限マップに基づいて、鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘを求める。なお、鎖交磁束指令下限値Φｏｍｉｎは、算出せずに予め定められた値を用いるようにしても良い。
　鎖交磁束指令リミット制限部２３は、鎖交磁束指令リミット演算器２２にて算出された鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘと、鎖交磁束指令下限値Φｏｍｉｎに基づいて、鎖交磁束指令演算器２１で算出された補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊の上限値と下限値とを制限する。つまり、鎖交磁束指令リミット制限部２３は、鎖交磁束指令演算器２１から入力される補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊が、鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘよりも大きい場合には、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊の値を鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘの値に置き換えて出力する。また、鎖交磁束指令リミット制限部２３は、鎖交磁束指令演算器２１から入力される補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊が、鎖交磁束指令下限値Φｏｍｉｎよりも小さい場合には、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊の値を鎖交磁束指令下限値Φｏｍｉｎの値に置き換えて出力する。なお、鎖交磁束指令リミット制限部２３から出力された補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊は、補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊と称する。
　鎖交磁束演算器２４は、角速度ωに基づいて鎖交磁束フィードバック値Φｏｆ（磁束フィードバック値）を算出する。例えば、鎖交磁束演算器２４には、図２に示す電流制御部１５から電圧指令値Ｖ＊（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊）がフィードバック入力される。鎖交磁束演算器２４は、角速度演算部１４から入力される現在のモータ回転数を示す角速度ωと、電流制御部１５から入力される現在の電圧指令値Ｖ＊とに基づいて、鎖交磁束フィードバック値Φｏｆを算出する。
　ＰＩ制御器２５は、補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊と鎖交磁束フィードバック値Φｏｆとの偏差Φｏｅｒｒに基づいて磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊を算出する。減算器２８で求められた偏差Φｏｅｒｒが入力される。減算器２８は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を介して入力される補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊から、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を介して入力される鎖交磁束フィードバック値Φｏｆを減算することで偏差Φｏｅｒｒを算出する。
　ＰＩ制御器２５は、偏差Φｏｅｒｒに対して比例ゲインを乗算して得た値と、偏差Φｏｅｒｒに対して積分ゲインを乗算して得た後に積分することで得た値とを加算することで磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊を算出する。このように、ＰＩ制御器２５は、比例ゲインを用いた演算と積分ゲインとを用いた演算とに基づいて磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊を算出する。
　なお、積分項が飽和しないようにフィードバック型アンチワインドアップ処理を行っても良い。この場合には、ＰＩ制御器２５から出力される補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊から鎖交磁束補償リミット制限部２７から出力される後述の磁束補償値ｄΦｏ＊を減算した値を求める。また、この値に対してＰＩ制御器２５で用いる比例ゲインの逆数を乗算して得た値を偏差Φｏｅｒｒから減算し、その後に上述のように積分ゲインを乗算した演算を行う。
　鎖交磁束補償リミット演算器２６は、鎖交磁束補償リミット制限部２７で用いる制限値を算出する。ここでは、鎖交磁束補償リミット制限部２７は、磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊の上限値を制限する上制限値ｄΦｏｍａｘを算出する。算出された上制限値ｄΦｏｍａｘは、鎖交磁束補償リミット制限部２７に供給される。また、鎖交磁束補償リミット演算器２６は、磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊の下限値を制限する下制限値ｄΦｏｍｉｎを算出する。算出された下制限値ｄΦｏｍｉｎは、鎖交磁束補償リミット制限部２７に供給される。
　例えば、鎖交磁束補償リミット演算器２６は、鎖交磁束指令演算器２１から入力される補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊と、鎖交磁束指令リミット演算器２２から入力される鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘとに基づいて、上制限値ｄΦｏｍａｘ及び下制限値ｄΦｏｍｉｎを算出する。
　後述する鎖交磁束補償リミット制限部２７による磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊の制限は、モータＭを弱め界磁制御する場合に有用である。また、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊が鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘよりも小さい場合には、弱め界磁制御が必要であると判断できる。したがって、鎖交磁束補償リミット演算器２６は、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊が鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘよりも小さい場合に、磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊の上限値と下限値とが制限されるように上制限値ｄΦｏｍａｘ及び下制限値ｄΦｏｍｉｎを算出する。つまり、鎖交磁束補償リミット演算器２６は、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊が鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘよりも大きくて弱め界磁制御が必要でない場合には、磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊の上限値と下限値とがゼロになるように上制限値ｄΦｏｍａｘ及び下制限値ｄΦｏｍｉｎを設定する。
　なお、鎖交磁束補償リミット演算器２６は、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊に換えて、鎖交磁束指令リミット制限部２３から出力された補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊を用いて上制限値ｄΦｏｍａｘ及び下制限値ｄΦｏｍｉｎを算出するようにしても良い。また、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊及び補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊を用いて上制限値ｄΦｏｍａｘ及び下制限値ｄΦｏｍｉｎを算出するようにしても良い。
　鎖交磁束補償リミット制限部２７は、磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊の上限値及び下限値を制限値に基づいて制限する。ここでは、鎖交磁束補償リミット制限部２７は、鎖交磁束補償リミット演算器２６から入力された上制限値ｄΦｏｍａｘ及び下制限値ｄΦｏｍｉｎに基づいて、磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊の上限値及び下限値を制限する。
　つまり、鎖交磁束補償リミット制限部２７は、ＰＩ制御器２５から入力される磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊が上制限値ｄΦｏｍａｘよりも大きい場合には、磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊の値を上制限値ｄΦｏｍａｘに置き換えて出力する。また、鎖交磁束補償リミット制限部２７は、ＰＩ制御器２５から入力される磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊が下制限値ｄΦｏｍｉｎよりも小さい場合には、磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊の値を下制限値ｄΦｏｍｉｎに置き換えて出力する。なお、鎖交磁束補償リミット制限部２７から出力された磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊は、磁束補償値ｄΦｏ＊と称する。
　また、図４に示すように、磁束指令値生成部２０は、補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊と磁束補償値ｄΦｏ＊とを加算して、補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊を算出して出力する加算器２９を備えている。つまり、加算器２９は、磁束補償値ｄΦｏ＊に基づいて補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊から補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊を算出する。
　このように構成された磁束指令値生成部２０では、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、角速度ω及び直流電圧検出値Ｖｄｃｆが鎖交磁束指令演算器２１に入力される。鎖交磁束指令演算器２１では、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、角速度ω及び直流電圧検出値Ｖｄｃｆに基づいて、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊が求められる。
　一方、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ及び直流電圧検出値Ｖｄｃｆは、鎖交磁束指令リミット演算器２２にも入力される。鎖交磁束指令リミット演算器２２では、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ及び直流電圧検出値Ｖｄｃｆに基づいて、鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘと、鎖交磁束指令下限値Φｏｍｉｎとが求められる。
　補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊は、鎖交磁束指令リミット制限部２３において、必要に応じて鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘあるいは鎖交磁束指令下限値Φｏｍｉｎに基づいて値が制限され、補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊として出力される。
　また、角速度ω及び電圧指令値Ｖ＊は、鎖交磁束演算器２４に入力される。鎖交磁束演算器２４では、角速度ω及び電圧指令値Ｖ＊に基づいて、鎖交磁束フィードバック値Φｏｆが算出される。
　補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊は、ローパスフィルタを介して減算器２８に入力される。また、鎖交磁束フィードバック値Φｏｆも、ローパスフィルタを介して減算器２８に入力される。減算器２８では、補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊から、鎖交磁束フィードバック値Φｏｆが減算されることで偏差Φｏｅｒｒが算出される。
　偏差Φｏｅｒｒは、ＰＩ制御器２５に入力される。ＰＩ制御器２５では、偏差Φｏｅｒｒに対して比例ゲインを乗算して得た値と、偏差Φｏｅｒｒに対して積分ゲインを乗算して得た後に積分することで得た値とを加算することで磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊が算出される。
　一方、鎖交磁束指令演算器２１から出力された補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊と、鎖交磁束指令リミット演算器２２から出力された鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘとは、鎖交磁束補償リミット演算器２６に入力される。鎖交磁束補償リミット演算器２６では、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊と鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘとに基づいて、磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊の上限値を制限する上制限値ｄΦｏｍａｘが算出される。また、鎖交磁束補償リミット演算器２６では、補償前鎖交磁束指令値Φｏ＊と鎖交磁束指令上限値Φｏｍａｘとに基づいて、磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊の下限値を制限する下制限値ｄΦｏｍｉｎが算出される。
　ＰＩ制御器２５から出力された磁束補償値ｄΦｏｂｕｆ＊は、鎖交磁束補償リミット制限部２７において、必要に応じて上制限値ｄΦｏｍａｘあるいは下制限値ｄΦｏｍｉｎに基づいて値が制限され、磁束補償値ｄΦｏ＊として出力される。
　鎖交磁束指令リミット制限部２３から出力された補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊と、鎖交磁束補償リミット制限部２７から出力された磁束補償値ｄΦｏ＊とは、加算器２９に入力される。加算器２９では、補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊と磁束補償値ｄΦｏ＊とが加算され、補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊が算出される。算出された補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊は、図３に示す電流指令値生成部３０に入力される。
　本実施形態では、この補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊が磁束指令値として、電流指令値生成部３０に入力される。つまり、本実施形態では、鎖交磁束フィードバック値Φｏｆ（磁束フィードバック値）を用いて求められた磁束指令値が電流指令値生成部３０に入力される。このため、電流指令値生成部３０では、鎖交磁束フィードバック値Φｏｆに起因する成分を含んだ状態で、後述の調整前電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）を求めることができる。しかしながら、補償前鎖交磁束指令値Φｏｆｆ＊を磁束指令値として、電流指令値生成部３０に入力することも可能である。
　電流指令値生成部３０は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、及び補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊に基づいて、調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊を求める。ここで、電流指令値生成部３０は、記憶部３ａに記憶された電流指令値マップＭａに基づいて、調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊を求める。
　図５は、電流指令値マップＭａの概念図である。図５に示すように、電流指令値マップＭａは、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊及び補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊をパラメーとする２次元マップである。電流指令値マップＭａは、調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び補償前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊が、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊及び補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊に対応付けられている。電流指令値生成部３０は、このような電流指令値マップＭａを参照して、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊及び補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊に基づいて、調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊を求める。
　電流指令値調整部４０は、入力される補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、及び、直流電圧検出値Ｖｄｃｆに基づいて、調整前のｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）を調整することで、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を求める。つまり、つまり、本実施形態において、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊は、電流指令値調整部４０で調整されたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値である。
　図６は、電流指令値調整部４０の機能構成を示すブロック図である。この図に示すように、電流指令値調整部４０は、調整値設定部４１と、加算器４２（加減算器）とを有している。
　調整値設定部４１は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、及び、直流電圧検出値Ｖｄｃｆに基づいて、調整値を設定する。調整値設定部４１は、記憶部に記憶された調整値マップＭｂを参照して、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、及び、直流電圧検出値Ｖｄｃｆに基づいて、調整値を設定する。
　図７は、調整値マップＭｂの概念図である。図７に示すように、調整値マップＭｂは、２次元マップＭ１が直流電圧値に応じて複数設けられた３次元マップである。例えば、２次元マップＭ１は、直流電圧値１Ｖごとに１つ設けられている。なお、直流電圧値の何Ｖごとに２次元マップＭ１を設けるかは任意に変更可能である。各々の２次元マップＭ１は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊及びモータ回転数Ｎｆをパラメータとするマップである。また、各々の２次元マップＭ１は、調整値（ｄ軸電流調整値ｉｄａｄｊ＊及びｑ軸電流調整値ｉｑａｄｊ＊）が、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊及びモータ回転数Ｎｆに対応付けられている。調整値設定部４１は、このような調整値マップＭｂを参照して、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、及び、直流電圧検出値Ｖｄｃｆに基づいて、調整値を設定する。
　なお、このような調整値は、予め実験やシミュレーションによって定められている。補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、又は、直流電圧検出値Ｖｄｃｆの値によっては、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を調整により変更しなくてもよい場合がある。このため、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を調整により変更しなくてもよい条件に合う調整値は、「０」に設定されている。調整値が「０」である場合には、調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊の値は、調整により変化することなく、電流指令値調整部４０からｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊として出力される。
　加算器４２は、調整値を調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊に加算する。加算器４２は、調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊に対して、ｄ軸電流調整値ｉｄａｄｊ＊を加算する。また、加算器４２は、調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊に対して、ｑ軸電流調整値ｉｑａｄｊ＊を加算する。調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊に対して、ｄ軸電流調整値ｉｄａｄｊ＊を加算することで、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊が求められる。調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊に対して、ｑ軸電流調整値ｉｑａｄｊ＊を加算することで、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊が求められる。なお、調整値を調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊に対して減算する値として設定してもよい。このような場合には、加算器４２に換えて減算器を設ける。
　回転数算出部５０は、角速度演算部１４から入力される角速度ωからモータ回転数Ｎｆを算出する。なお、回転数算出部５０は、回転角センサ５から取得した電気角からモータ回転数Ｎｆを算出してもよい。この回転数算出部５０は、算出したモータ回転数Ｎｆを磁束指令値生成部２０及び電流指令値調整部４０に向けて出力する。
　なお、本実施形態では、トルク制御部１１が回転数算出部５０を備えている。しかしながら、回転数算出部５０をトルク制御部１１の外部に設けることも可能である。また、電流指令値マップＭａのパラメータの１つであるモータ回転数Ｎｆを、角速度ωに変更することも可能である。つまり、電流指令値マップＭａは、モータ回転数Ｎｆや角速度ω等のモータの回転数を示す回転検出値をパラメータとするマップであればよい。例えば、電流指令値マップＭａのパラメータの１つであるモータ回転数Ｎｆを角速度ωに変更する場合には、回転数算出部５０で算出されたモータ回転数Ｎｆを電流指令値調整部４０に対して入力しなくてもよい。
　図２に戻り、電流検出部１２は、各電流センサ４の検出結果から、モータＭにおけるＵ相のコイルに流れる電流値（以下、「Ｕ相電流値」という。）ｉｕ、モータＭにおけるＶ相のコイルに流れる電流値（以下、「Ｖ相電流値」という。）ｉｖ、モータＭにおけるＷ相のコイルに流れる電流値（以下、「Ｗ相電流値」という。）ｉｗを検出する。そして、電流検出部１２は、検出したＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ及びＷ相電流値ｉｗを三相／ｄｑ変換部１３に出力する。
　三相／ｄｑ変換部１３は、電流検出部１２から取得したＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ及びＷ相電流値ｉｗを、回転角センサ５から取得した電気角を用いて、ｄｑ座標系のｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑに変換する。三相／ｄｑ変換部１３は、ｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑを電流制御部１５に出力する。
　角速度演算部１４は、回転角センサ５から出力されるモータＭの電気角に基づいて、角速度ω（回転検出値）を演算する。角速度演算部１４は、演算した角速度ωを電流制御部１５に出力する。電流制御部１５は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出する。電流制御部１５は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊に基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。電流制御部１５は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をｄｑ／三相変換部１６に出力する。
　ｄｑ／三相変換部１６は、回転角センサ５から電気角を取得する。ｄｑ／三相変換部１６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を電流制御部１５から取得する。ｄｑ／三相変換部１６は、電気角を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、モータＭにおけるＵＶＷ相の各相の電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。そして、ｄｑ／三相変換部１６は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊をＰＷＭ制御部１７に出力する。Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊は、変調波であって、それぞれを区別しない場合には「電圧指令信号」と称する場合がある。
　ＰＷＭ制御部１７は、所定のキャリア周波数のキャリア波と電圧指令信号とを比較する。そして、ＰＷＭ制御部１７は、比較の結果、キャリア波より電圧指令信号の振幅が大きい期間にＨｉレベルの信号を出力し、キャリア波より電圧指令信号の振幅が小さい期間にＬｏレベルの信号を出力することでＰＷＭ信号を電力変換器２に出力する。ＰＷＭ制御部１７は、キャリア波とＵ相電圧指令値Ｖｕ＊とを比較することによりＰＷＭ信号Ｄｕを生成して電力変換器２に出力する。ＰＷＭ制御部１７は、キャリア波とＶ相電圧指令値Ｖｖ＊とを比較することによりＰＷＭ信号Ｄｖを生成して電力変換器２に出力する。ＰＷＭ制御部１７は、キャリア波とＷ相電圧指令値Ｖｗ＊とを比較することによりＰＷＭ信号Ｄｗを生成して電力変換器２に出力する。
　電力変換器２がＰＷＭ制御部１７から入力されるＰＷＭ信号（上述のＰＷＭ信号Ｄｕ、ＰＷＭ信号Ｄｖ、ＰＷＭ信号Ｄｗ）に基づいて駆動されることで、モータＭの回転が制御される。
　このような本実施形態のモータ制御装置１では、トルク指令値生成部１０で、トルクフィードバック値に基づいて、補償前トルク指令値Ｔ＊から補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊が生成される。補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊は、磁束指令値生成部２０、電流指令値生成部３０及び電流指令値調整部４０に入力される。また、磁束指令値生成部２０では、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊に基づいて補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊が生成される。補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊は、電流指令値生成部３０に入力される。
　電流指令値生成部３０では、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、及び補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊に基づいて、調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊が求められる。これらの調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊は、電流指令値調整部４０に入力される。電流指令値調整部４０では、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、及び、直流電圧検出値Ｖｄｃｆに基づいて、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊が求められる。
　以上のような本実施形態のモータ制御装置１が備える電力変換器制御装置３は、電池ＰとモータＭとの間で電力変換を行う電力変換器２を制御する。本実施形態の電力変換器制御装置３は、磁束指令値生成部２０と、電流指令値生成部３０と、電流指令値調整部４０とを備える。磁束指令値生成部２０は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊に基づいて補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊を求める。電流指令値生成部３０は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊及び補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊に基づいて、モータＭを制御するための電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）を求める。電流指令値調整部４０は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータＭの回転数を示すモータ回転数Ｎｆ、及び、電池Ｐの出力電圧を示す直流電圧検出値Ｖｄｃｆに基づいて、電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）を調整する。
　本実施形態の電力変換器制御装置３は、上述のように、電流指令値生成部３０で生成された電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）を電流指令値調整部４０で調整する。電流指令値調整部４０は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊に加えて、モータＭの回転数を示すモータ回転数Ｎｆ、及び、電池Ｐの出力電圧を示す直流電圧検出値Ｖｄｃｆに基づいて、電流指令値を調整する。このため、本実施形態の電力変換器制御装置３は、モータ回転数Ｎｆと直流電圧検出値Ｖｄｃｆとの両方に応じて電流指令値を調整することができる。したがって、本実施形態の電力変換器制御装置３は、モータＭの回転数と直流電圧検出値Ｖｄｃｆとが変化した場合であっても、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊と出力トルクとの差を小さくすることができ、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊に対する出力トルクの精度を向上させることができる。
　また、例えば、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊が、電流指令値マップＭａに設定されている複数の値（格子点）の間の値である場合には、線形補間が実施してｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を求めることができる。このとき、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊が２つの格子点の線形補間で求められる値でない場合（すなわち、２つの格子点を結ぶ線状に位置しない場合）には、磁束フィードバック処理にて収束するポイントの探索が続けられ、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を収束できないことが考えられる。このような場合には、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊が安定せずに振動的となり、出力トルクが安定しなくなる。これに対して、本実施形態の電力変換器制御装置３によれば、調整値を用いてｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊が収束するように調整することができ、出力トルクを安定させることが可能となる。
　図８及び図９は、本実施形態の電力変換器制御装置３の作用効果を説明するための模式図である。図８及び図９は、ｉｄ－ｉｑ平面における電流動作点の推移を示す模式図である。例えば、図８に示すように、モータＭを最大出力で駆動する場合には、最も高効率となる最小電流最大トルクライン（ＭＴＰＡ線）に沿うように電流動作点が推移される。このような最小電流最大トルクラインが、モータ回転数Ｎｆや電池Ｐの出力電圧に依存せずに１本のみとなるように制御上設定されていると、モータ回転数Ｎｆや電池Ｐの出力電圧の状態に応じて、実際の最小電流最大トルクラインが図８の破線で示すように変化した場合に、トルク精度が確保できなくなる。これに対して、本実施形態の電力変換器制御装置３では、モータ回転数Ｎｆや電池Ｐの出力電圧の状態に応じて、異なる最小電流最大トルクラインを制御上設定することができる。このため、モータ回転数Ｎｆや電池Ｐの出力電圧が変化しても、トルク精度を確保することが可能となる。
　図９に示すように、モータＭを弱め界磁制御する場合には、磁束制限円に沿うように電流動作点が推移される。モータ回転数Ｎｆが低い場合や電池Ｐの出力電圧が低い場合には、実際の磁束制限円の位置が図９の破線で示すように変化する。このとき、制御上の磁束制限円が１つのみであると、モータ回転数Ｎｆや電池Ｐの出力電圧の状態に応じて、実際の磁束制限円が図９の破線で示すように変化した場合に、トルク精度が確保できなくなる。これに対して、本実施形態の電力変換器制御装置３では、モータ回転数Ｎｆや電池Ｐの出力電圧の状態に応じて、異なる磁束制限円を制御上設定することができる。このため、モータ回転数Ｎｆや電池Ｐの出力電圧が低い場合であっても、トルク精度を確保することが可能となる。
　図１０は、モータ回転数Ｎｆと、モータＭの実際の出力トルクＴｅとの関係を示すグラフである。この図に示すように、出力トルクＴｅが０Ｎｍに近い領域Ｒ１では、モータ回転数と磁束指令値とをパラメータとする単一の２次元マップを用いて制御する場合に、トルク精度を確保することが難しい。
　図１０に示すように、また、モータ回転数Ｎｆが低い領域Ｒ２では、トルク指令値生成部１０がトルクフィードバック値を用いずにトルク指令値を求めるようにしてもよい。このような場合には、モータ回転数と磁束指令値とをパラメータとする単一の２次元マップを用いて制御する場合に、トルク精度を確保することが難しい。
　本実施形態の電力変換器制御装置３では、図１０に示す領域Ｒ１や領域Ｒ２であっても、モータ回転数Ｎｆや電池Ｐの出力電圧の状態に応じて、異なる磁束制限円を制御上設定することができる。このため、図１０に示す領域Ｒ１や領域Ｒ２であっても、トルク精度を確保することが可能となる。
　また、本実施形態の電力変換器制御装置３において、電流指令値調整部４０は、調整値設定部４１と、加算器４２とを備える。調整値設定部４１は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、及び、直流電圧検出値Ｖｄｃｆに基づいて調整値を設定する。加算器４２は、調整値を電流指令値に加算する。
　このような本実施形態の電力変換器制御装置３では、電流指令値に調整値を加算するのみの演算で、電流指令値は調整できる。したがって、本実施形態の電力変換器制御装置３は、演算量を抑制しつつトルク精度を確保することが可能となる。
　また、上記実施形態の電力変換器制御装置３は、記憶部３ａを備える。記憶部３ａは、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、及び、直流電圧検出値Ｖｄｃｆと、調整値との関係を示す調整値マップＭｂを記憶する。また、調整値設定部４１は、調整値マップＭｂに基づいて、調整値を設定する。
　このような本実施形態の電力変換器制御装置３は、調整値マップＭｂを参照することで、容易に調整値を設定することができる。したがって、本実施形態の電力変換器制御装置３は、容易に電流指令値を求めることができる。
　また、例えば、調整値マップＭｂを用いることで、例えば、トルク精度が低下しやすい範囲では細かく調整値を設定し、トルク精度が低下し難い範囲では調整値の設定を粗くすることも可能となる。なお、調整値を細かく設定するとは、調整値マップＭｂにおいて補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、及び、直流電圧検出値Ｖｄｃｆのある一定の変化幅における調整値を多く設定することを意味する。このように、トルク精度が低下しやすい範囲において、トルク精度が低下し難い範囲よりも調整値を細かく設定することで、調整値マップＭｂの記憶容量を削減することができる。これによって、記憶部３ａにおいて調整値マップＭｂに割かれる記憶領域を削減することができ、記憶部３ａに他のデータ等を記憶させることができる。例えば、近年の車両では、ＯＴＡ（Over The Air：無線によるプログラムのアップデート機能）に対応可能とするために、記憶部３ａの記憶容量が増大している。本実施形態の電力変換器制御装置３は、このようなＯＴＡに対応した車両においても、調整値マップＭｂを記憶部３ａに記憶させることが可能になる。
　また、本実施形態の電力変換器制御装置３は、トルク指令値生成部１０を備える。トルク指令値生成部１０は、モータＭの状態に基づいて算出されたトルクフィードバック値を用いて補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊を求めることが可能である。また、トルク指令値生成部１０がトルクフィードバック値を用いずに補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊を求める場合に、電流指令値調整部４０は、電流指令値の値を変更する。これによって、トルク指令値生成部１０がトルクフィードバック値を用いずに補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊を求める場合であっても、トルク精度を確保することが可能となる。
　また、本実施形態の電力変換器制御装置３において、磁束指令値生成部２０は、モータＭの状態に基づいて算出された磁束フィードバック値を用いて補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊を求める。このため、このような本実施形態の電力変換器制御装置３は、鎖交磁束フィードバック値Φｏｆを反映した電流指令値を求めることができる。したがって、本実施形態の電力変換器制御装置３は、トルク精度をより向上させることが可能となる。
　また、本実施形態のモータ制御装置１は、電力変換器２と、電力変換器制御装置３とを備える。このため、本実施形態のモータ制御装置１は、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊に対するトルク精度を向上させることができる。
（第２実施形態）
　次に、本発明の第２実施形態について、図１１を参照して説明する。なお、本実施形態の説明において、上記第１実施形態と同様の部分については、その説明を省略あるいは簡略化する。
　図１１は、本実施形態の電力変換器制御装置３の模式的な概略図である。この図に示すように、本実施形態の電力変換器制御装置３において、記憶部３ａは、ＭＴＰＡ制御用電流指令値マップＭｃと、廃電制御用電流指令値マップＭｄと、ＭＴＰＡ制御用調整値マップＭｅと、廃電制御用調整値マップＭｆとを記憶している。
　ＭＴＰＡ制御用電流指令値マップＭｃは、モータＭに対してＭＴＰＡ制御（最大トルク／電流制御）を行う場合に、電流指令値を求めるために用いる電流指令値マップＭａである。ＭＴＰＡ制御用電流指令値マップＭｃは、ＭＴＰＡ制御に基づいた電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）が、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊及び補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊に対応づけられたマップである。
　廃電制御用電流指令値マップＭｄは、モータＭに対して廃電制御（強め磁界制御）を行う場合に、電流指令値を求めるために用いる電流指令値マップＭａである。廃電制御用電流指令値マップＭｄは、廃電制御に基づいた電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）が、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊及び補償後磁束指令値Φｏｃｍｐ＊に対応づけられたマップである。
　ＭＴＰＡ制御用調整値マップＭｅは、モータＭに対してＭＴＰＡ制御を行う場合に、調整値を求めるために用いる調整値マップＭｂである。ＭＴＰＡ制御用調整値マップＭｅは、ＭＴＰＡ制御に基づく電流指令値に応じた調整値（ｄ軸電流調整値ｉｄａｄｊ＊及びｑ軸電流調整値ｉｑａｄｊ＊）が、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、及び、直流電圧検出値Ｖｄｃｆに対応づけられたマップである。
　廃電制御用調整値マップＭｆは、モータＭに対して廃電制御を行う場合に、調整値を求めるために用いる調整値マップＭｂである。廃電制御用調整値マップＭｆは、廃電制御に基づく電流指令値に応じた調整値（ｄ軸電流調整値ｉｄａｄｊ＊及びｑ軸電流調整値ｉｑａｄｊ＊）が、補償後トルク指令値Ｔｅｃｍｐ＊、モータ回転数Ｎｆ、及び、直流電圧検出値Ｖｄｃｆに対応づけられたマップである。
　電流指令値生成部３０は、例えば外部から入力される信号に基づいてモータＭの制御状態を判断する。具体的には、電流指令値生成部３０は、モータＭの制御状態が、ＭＴＰＡ制御であるか、廃電制御であるかを判定する。また、電流指令値調整部４０の調整値設定部４１も、同様に、モータＭの制御状態が、ＭＴＰＡ制御であるか、廃電制御であるかを判定する。
　電流指令値生成部３０は、モータＭの制御状態がＭＴＰＡ制御である場合には、ＭＴＰＡ制御用電流指令値マップＭｃを参照して、電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）を求める。また、電流指令値調整部４０の調整値設定部４１は、モータＭの制御状態がＭＴＰＡ制御である場合には、ＭＴＰＡ制御用調整値マップＭｅを参照して、調整値（ｄ軸電流調整値ｉｄａｄｊ＊及びｑ軸電流調整値ｉｑａｄｊ＊）を設定する。
　一方、電流指令値生成部３０は、モータＭの制御状態が廃電制御である場合には、廃電制御用電流指令値マップＭｄを参照して、電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）を求める。また、電流指令値調整部４０の調整値設定部４１は、モータＭの制御状態が廃電制御である場合には、廃電制御用調整値マップＭｆを参照して、調整値（ｄ軸電流調整値ｉｄａｄｊ＊及びｑ軸電流調整値ｉｑａｄｊ＊）を設定する。
　以上のような本実施形態の電力変換器制御装置３において、記憶部３ａは、モータＭに対してＭＴＰＡ制御を行う場合に用いる調整値マップＭｂとしてＭＴＰＡ制御用調整値マップＭｅを記憶している。また、調整値設定部４１は、モータＭに対してＭＴＰＡ制御を行う場合にＭＴＰＡ制御用調整値マップＭｅに基づいて、調整値を設定する。このような本実施形態の電力変換器制御装置３によれば、ＭＴＰＡ制御に適した調整値を用いて、電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）を調整することができる。
　また、本実施形態の電力変換器制御装置３において、記憶部３ａは、モータＭに対して廃電制御を行う場合に用いる調整値マップＭｂとして廃電制御用調整値マップＭｆを記憶している。また、調整値設定部４１は、モータＭに対して廃電制御を行う場合に廃電制御用調整値マップＭｆに基づいて、調整値を設定する。このような本実施形態の電力変換器制御装置３によれば、廃電制御に適した調整値を用いて、電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）を調整することができる。
　このように本実施形態の電力変換器制御装置３によれば、モータＭの制御状態に応じて、異なる電流指令値（調整前ｄ軸電流指令値ｉｄｂａｓｅ＊及び調整前ｑ軸電流指令値ｉｑｂａｓｅ＊）及び異なる調整値（ｄ軸電流調整値ｉｄａｄｊ＊及びｑ軸電流調整値ｉｑａｄｊ＊）を用いる。このため、モータＭの制御状態の各々に適した制御を行うことが可能となる。
　以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されないことは言うまでもない。上述した実施形態において示した各構成部材の諸形状や組み合わせ等は一例であって、本発明の趣旨から逸脱しない範囲において設計要求等に基づき種々変更可能である。
　なお、上記実施形態については、例えば以下の付記のようにも記載できる。
（付記１）
　直流電源とモータとの間で電力変換を行う電力変換器を制御する電力変換器制御装置であって、
　トルク指令値に基づいて磁束指令値を求める磁束指令値生成部と、
　前記トルク指令値及び前記磁束指令値に基づいて、前記モータを制御するための電流指令値を求める電流指令値生成部と、
　前記トルク指令値、前記モータの回転数を示す回転検出値、及び、前記直流電源の出力電圧を示す直流電圧値に基づいて、前記電流指令値を調整する電流指令値調整部と
　を備える
　ことを特徴とする電力変換器制御装置。
（付記２）
　前記電流指令値調整部は、
　前記トルク指令値、前記回転検出値、及び、前記直流電圧値に基づいて調整値を設定する調整値設定部と、
　前記調整値を前記電流指令値に加減算する加減算器と
　を備える
　ことを特徴とする付記１記載の電力変換器制御装置。
（付記３）
　前記トルク指令値、前記回転検出値、及び、前記直流電圧値と、前記調整値との関係を示す調整値マップを記憶する記憶部を備え、
　前記調整値設定部は、前記調整値マップに基づいて、前記調整値を設定する
　ことを特徴とする付記２記載の電力変換器制御装置。
（付記４）
　前記記憶部は、前記モータに対して最大トルク／電流制御を行う場合に用いる前記調整値マップとして最大トルク／電流制御用調整値マップを記憶し、
　前記調整値設定部は、前記モータに対して最大トルク／電流制御を行う場合に最大トルク／電流制御用調整値マップに基づいて、前記調整値を設定する
　ことを特徴とする付記３記載の電力変換器制御装置。
（付記５）
　前記記憶部は、前記モータに対して強め磁界制御を行う場合に用いる前記調整値マップとして強め磁界制御用調整値マップを記憶し、
　前記調整値設定部は、前記モータに対して前記強め磁界制御を行う場合に強め磁界制御用調整値マップに基づいて、前記調整値を設定する
　ことを特徴とする付記３または４記載の電力変換器制御装置。
（付記６）
　前記モータの状態に基づいて算出されたトルクフィードバック値を用いて前記トルク指令値を求めることが可能なトルク指令値生成部を備え、
　前記トルク指令値生成部がトルクフィードバック値を用いずに前記トルク指令値を求める場合に、
　前記電流指令値調整部は、前記電流指令値の値を変更する
　ことを特徴とする付記１～５のいずれか一つに記載の電力変換器制御装置。
（付記７）
　前記磁束指令値生成部は、
　前記モータの状態に基づいて算出された磁束フィードバック値を用いて前記磁束指令値を求める
　ことを特徴とする付記１～６のいずれか一つに記載の電力変換器制御装置。
（付記８）
　前記電力変換器と、付記１～７のいずれか一つに記載の電力変換器制御装置とを備えることを特徴とする電力変換装置。
　１……モータ制御装置（電力変換装置）、２……電力変換器、３……電力変換器制御装置、３ａ……記憶部、１０……トルク指令値生成部、１１……トルク制御部、２０……磁束指令値生成部、３０……電流指令値生成部、４０……電流指令値調整部、４１……調整値設定部、４２……加算器（加減算器）、５０……回転数算出部

Claims (8)

  1. 　直流電源とモータとの間で電力変換を行う電力変換器を制御する電力変換器制御装置であって、
    　トルク指令値に基づいて磁束指令値を求める磁束指令値生成部と、
    　前記トルク指令値及び前記磁束指令値に基づいて、前記モータを制御するための電流指令値を求める電流指令値生成部と、
    　前記トルク指令値、前記モータの回転数を示す回転検出値、及び、前記直流電源の出力電圧を示す直流電圧値に基づいて、前記電流指令値を調整する電流指令値調整部と
    　を備える
    　ことを特徴とする電力変換器制御装置。
  2. 　前記電流指令値調整部は、
    　前記トルク指令値、前記回転検出値、及び、前記直流電圧値に基づいて調整値を設定する調整値設定部と、
    　前記調整値を前記電流指令値に加減算する加減算器と
    　を備える
    　ことを特徴とする請求項１記載の電力変換器制御装置。
  3. 　前記トルク指令値、前記回転検出値、及び、前記直流電圧値と、前記調整値との関係を示す調整値マップを記憶する記憶部を備え、
    　前記調整値設定部は、前記調整値マップに基づいて、前記調整値を設定する
    　ことを特徴とする請求項２記載の電力変換器制御装置。
  4. 　前記記憶部は、前記モータに対して最大トルク／電流制御を行う場合に用いる前記調整値マップとして最大トルク／電流制御用調整値マップを記憶し、
    　前記調整値設定部は、前記モータに対して最大トルク／電流制御を行う場合に最大トルク／電流制御用調整値マップに基づいて、前記調整値を設定する
    　ことを特徴とする請求項３記載の電力変換器制御装置。
  5. 　前記記憶部は、前記モータに対して強め磁界制御を行う場合に用いる前記調整値マップとして強め磁界制御用調整値マップを記憶し、
    　前記調整値設定部は、前記モータに対して前記強め磁界制御を行う場合に強め磁界制御用調整値マップに基づいて、前記調整値を設定する
    　ことを特徴とする請求項３または４記載の電力変換器制御装置。
  6. 　前記モータの状態に基づいて算出されたトルクフィードバック値を用いて前記トルク指令値を求めることが可能なトルク指令値生成部を備え、
    　前記トルク指令値生成部がトルクフィードバック値を用いずに前記トルク指令値を求める場合に、
    　前記電流指令値調整部は、前記電流指令値の値を変更する
    　ことを特徴とする請求項１～４のいずれか一項に記載の電力変換器制御装置。
  7. 　前記磁束指令値生成部は、
    　前記モータの状態に基づいて算出された磁束フィードバック値を用いて前記磁束指令値を求める
    　ことを特徴とする請求項１～４のいずれか一項に記載の電力変換器制御装置。
  8. 　前記電力変換器と、請求項１～４のいずれか一項に記載の電力変換器制御装置とを備えることを特徴とする電力変換装置。
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