WO2024106071A1 - 電源装置 - Google Patents

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WO2024106071A1
WO2024106071A1 PCT/JP2023/036926 JP2023036926W WO2024106071A1 WO 2024106071 A1 WO2024106071 A1 WO 2024106071A1 JP 2023036926 W JP2023036926 W JP 2023036926W WO 2024106071 A1 WO2024106071 A1 WO 2024106071A1
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WO
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voltage
switching
converter
frequency
circuit
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/036926
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English (en)
French (fr)
Inventor
佳典 栗本
尊衛 嶋田
英樹 宮崎
義人 安川
Original Assignee
日立Astemo株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device.
  • Patent Document 1 discloses a technology in which, in a resonant DC-DC converter that utilizes the resonance phenomenon of an LC resonant circuit, when power is supplied from one DC voltage source to another DC voltage source, the bridge circuit on one DC voltage source side is pulse frequency modulated at a frequency equal to or lower than the resonant frequency of the resonant circuit, and when power is supplied in the opposite direction, the bridge circuit on the other DC voltage source side is fixed frequency controlled.
  • the power supply device comprises a resonant DC-DC converter that converts voltage between a first DC voltage and a second DC voltage, and a control circuit that controls the DC-DC converter, the DC-DC converter having a switching circuit and a resonant circuit, the control circuit controls the DC-DC converter in a resonant frequency mode that maintains the switching frequency of the switching circuit near the resonant frequency of the resonant circuit when the second DC voltage is higher than a predetermined first threshold and the second DC voltage is lower than a predetermined second threshold that is higher than the first threshold, and the control circuit controls the DC-DC converter in a frequency modulation mode that changes the switching frequency in accordance with changes in the second DC voltage when the second DC voltage is lower than the first threshold or when the second DC voltage is higher than the second threshold.
  • the present invention makes it possible to realize a power supply device that can achieve both a wide input/output voltage range and low loss.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
  • 3A to 3C are diagrams illustrating the operation of the power supply device according to the first embodiment of the present invention.
  • 11A and 11B are diagrams illustrating the effect of phase shift control.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a power supply device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the operation of a power supply device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration of a power supply device according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
  • the power supply device 1 shown in Fig. 1 receives AC power supplied from an AC power source 2 via a power supply line 3, generates DC power, and outputs the DC power to a load 4, thereby supplying DC power to the load 4.
  • the AC power supplied from the AC power source 2 may be either single-phase or three-phase, and the magnitude of the voltage does not matter.
  • the power supply device 1 is configured with a resonant DC-DC converter 10, a voltage sensor 11, a control circuit 12, a current sensor 13, an AC-DC converter 14, a voltage sensor 15, a voltage sensor 16, and a current sensor 17.
  • the load 4 that receives DC power from the power supply device 1 may be, for example, a secondary battery such as a lithium ion battery or a lead storage battery, or an inverter circuit that converts DC power to AC power.
  • the AC-DC converter 14 converts the AC voltage input from the AC power source 2 into a DC voltage, and outputs the converted DC voltage to the DC-DC converter 10.
  • the magnitudes of the AC voltage and AC current input from the AC power source 2 to the AC-DC converter 14 are detected by a voltage sensor 11 and a current sensor 13, respectively, and sensor signals corresponding to the results of these sensor detections are sent to the control circuit 12.
  • the voltage sensor 15 detects the magnitude of the DC voltage output from the AC-DC converter 14, and sends a sensor signal corresponding to the detection results to the control circuit 12.
  • the DC-DC converter 10 converts the DC voltage output from the AC-DC converter 14 into another DC voltage, and outputs the converted DC power to the load 4.
  • the DC-DC converter 10 is made up of a capacitor C1 and switching elements Q1 to Q4, and includes a full bridge circuit 101 that operates as a switching circuit, a resonant circuit 102 that is made up of a resonant capacitor Cr1 and a resonant reactor Lr1, an insulating transformer 103 that has a primary winding N1, a secondary winding N2, and an exciting inductance Lm1, a rectifier circuit 104 that has diodes D1 and D2, and a capacitor C2.
  • Capacitor C1 smoothes the DC voltage input to DC-DC converter 10.
  • Full bridge circuit 101 has two switching legs, with switching elements Q1 and Q2, and switching elements Q3 and Q4 connected in series, respectively, and the DC voltage input to DC-DC converter 10 is applied to both ends of these switching legs.
  • switching elements Q1 to Q4 perform switching operations at predetermined timings according to the control of control circuit 12, converting the DC voltage into an AC voltage and outputting it to resonant circuit 102.
  • semiconductor elements such as MOSFETs and IGBTs are used.
  • the resonant circuit 102 is connected between the full bridge circuit 101 and the isolation transformer 103, and has a predetermined resonant frequency determined according to the capacitance value of the resonant capacitor Cr1 and the inductance value of the resonant reactor Lr1. In the power supply device 1 of this embodiment, the resonance phenomenon caused by this resonant circuit 102 is utilized to increase the efficiency of the DC-DC converter 10.
  • the isolation transformer 103 converts the AC voltage input from the full bridge circuit 101 to the primary winding N1 via the resonant circuit 102 into another AC voltage at a voltage ratio according to the turn ratio of the primary winding N1 and the secondary winding N2, and outputs the converted voltage to the rectifier circuit 104.
  • the center-tap rectifier circuit 104 has diodes D1 and D2 connected to both ends of the secondary winding N2, and generates a DC voltage by rectifying the AC voltage output to the secondary winding N2 side of the isolation transformer 103, and outputs the DC voltage to the load 4.
  • the capacitor C2 smoothes the DC voltage output from the rectifier circuit 104 to the load 4. As a result, a DC voltage is output from the DC-DC converter 10 to the load 4, and DC power is supplied from the power supply device 1 to the load 4.
  • the magnitude of the DC voltage and DC current output from the DC-DC converter 10 to the load 4 is detected by a voltage sensor 16 and a current sensor 17, respectively, and sensor signals corresponding to the sensor detection results are sent to the control circuit 12.
  • the control circuit 12 receives sensor signals transmitted from each of the following sensors: a voltage sensor 11 and a current sensor 13 provided on the AC power source 2 side, a voltage sensor 15 provided between the AC-DC converter 14 and the DC-DC converter 10, and a voltage sensor 16 and a current sensor 17 provided on the load 4 side, and thereby obtains the voltage and current detection results from these sensors.
  • the control circuit 12 then controls the AC-DC converter 14 and the DC-DC converter 10 based on the obtained detection results of each voltage and current.
  • FIG. 1 An example of operation in which the load 4 is a secondary battery and the power supply device 1 charges the load 4 using the power of the AC power supply 2 will be described below with reference to FIG.
  • graph 21 represents the output voltage of AC-DC converter 14 (hereinafter referred to as the "first DC voltage”)
  • graph 22 represents the switching frequency of full bridge circuit 101 in DC-DC converter 10
  • graph 23 represents the change in the phase shift amount of full bridge circuit 101.
  • the horizontal axis represents the magnitude of the output voltage from DC-DC converter 10 to load 4 (hereinafter referred to as the "second DC voltage")
  • the vertical axis represents the magnitude of the physical quantity (first DC voltage, switching frequency, phase shift amount) corresponding to each graph.
  • the control circuit 12 sets a function corresponding to graph 21 as a command value for the AC-DC converter 14.
  • This function represents the relationship between the first DC voltage and the second DC voltage, i.e., how the output voltage of the AC-DC converter 14 should be set relative to the output voltage of the DC-DC converter 10 detected by the voltage sensor 16. This allows the control circuit 12 to control the AC-DC converter 14 in accordance with graph 21, based on the second DC voltage detected by the voltage sensor 16.
  • the control circuit 12 sets the switching frequency of the full bridge circuit 101 based on the charging voltage (second DC voltage) and charging current of the load 4 detected by the voltage sensor 16 and current sensor 17, respectively, and the charging command value for the load 4, and controls each of the switching elements Q1 to Q4 according to this switching frequency.
  • the charging command value can be, for example, any of a current command, a voltage command, and a power command.
  • the control circuit 12 can control the full bridge circuit 101 according to graph 22 based on the second DC voltage detected by the voltage sensor 16, and change the switching frequency.
  • the control circuit 12 compares the value of the second DC voltage detected by the voltage sensor 16 with preset thresholds Vth1 and Vth2 (Vth1 ⁇ Vth2), and changes the switching frequency according to the comparison result as shown in graph 22 of FIG. 2. That is, when the second DC voltage is higher than the threshold Vth1 and lower than the threshold Vth2, the control circuit 12 controls the full bridge circuit 101 in the DC-DC converter 10 so as to maintain the switching frequency near the resonant frequency of the resonant circuit 102.
  • this type of control mode is referred to as the "resonant frequency mode.”
  • the full bridge circuit 101 in the DC-DC converter 10 is controlled so as to change the switching frequency with the change in the second DC voltage.
  • the full bridge circuit 101 in the DC-DC converter 10 is controlled so as to change the switching frequency higher than the resonant frequency toward the resonant frequency with an increase in the second DC voltage.
  • the full bridge circuit 101 in the DC-DC converter 10 is controlled so as to change the switching frequency lower than the resonant frequency away from the resonant frequency with an increase in the second DC voltage.
  • this type of control mode is referred to as a "frequency modulation mode".
  • the DC-DC converter 10 can convert the first DC voltage to the second DC voltage over a wide input/output voltage range, while using the resonant frequency mode in the possible voltage range to reduce loss. This makes it possible to achieve both a wide input/output voltage range and low loss.
  • the frequency range of the AC voltage applied to the isolation transformer 103 can be narrowed, it is also possible to miniaturize the isolation transformer 103.
  • Phase shift control refers to controlling the switching operation of each of the switching elements Q1 to Q4 of the full bridge circuit 101 by shifting the switching timing of the two switching legs of the full bridge circuit 101 so that a phase difference occurs between the respective switching timings.
  • the control circuit 12 controls the switching operation of the switching elements Q1 to Q4 so that the switching elements Q1 and Q4 and the switching elements Q2 and Q3 alternately turn ON and OFF at a switching frequency determined from the second DC voltage according to graph 22. At this time, for two switching elements on the same leg, one is always turned OFF before the other is turned ON, so that both switching elements on each switching leg are not turned ON at the same time.
  • the control circuit 12 controls the switching operation of the switching elements Q1 to Q4 so that the switching timing of the switching elements Q1 and Q4 coincides with the switching timing of the switching elements Q2 and Q3.
  • the control circuit 12 controls the switching operation of the switching elements Q1 to Q4 so that the switching timing of the switching elements Q1 and Q4 and the switching timing of the switching elements Q2 and Q3 are shifted from each other by the same phase shift amount for each combination.
  • the control circuit 12 changes the amount of phase shift according to the magnitude of the second DC voltage. Specifically, as shown in graph 23, the amount of phase shift is adjusted so that the lower the second DC voltage is and the further it is from the threshold Vth1, the larger the amount of phase shift becomes.
  • the relationship between the switching frequency and the amount of phase shift, which is determined according to the second DC voltage can be implemented in advance in the control circuit 12 using a function or table, and the amount of phase shift can be adjusted according to graph 23. Note that the amount of phase shift may be adjusted based on the output voltage (second DC voltage) or output power of the DC-DC converter 10, instead of the switching frequency.
  • the control circuit 12 performs phase shift control to change the amount of phase shift while fixing the switching frequency at this upper limit frequency. This makes it possible to control the output voltage (second DC voltage) of the DC-DC converter 10 by changing the amount of phase shift, even if there is an upper limit to the switching frequency.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of the effect of phase shift control.
  • graph 31 represents the current flowing through the resonant reactor Lr1
  • graph 32 represents the current flowing through the excitation inductance Lm1.
  • phase shift control is not performed, as shown in the left diagram in FIG. 3, a switching signal for the switching element Q1 and a switching signal for the switching element Q4 are repeatedly turned on and off at the same timing.
  • phase shift control is performed, as shown in the right diagram in FIG. 3, a switching signal for the switching element Q1 and a switching signal for the switching element Q4 are repeatedly turned on and off at timings shifted by the phase shift amount.
  • the phase shift amount at this time is determined so that when the delay side switching element (switching element Q4 in FIG. 3) is turned off, the current value of the resonant reactor Lr1 shown in graph 31 and the current value of the excitation inductance Lm1 shown in graph 32 overlap each other. This allows the interruption current in the delay side switching element to be significantly reduced compared to the case without phase shift control. Therefore, it is possible to reduce the loss due to the switching operation of the full bridge circuit 101.
  • phase shift amount corresponds to the phase shift amount adjusted according to graph 23 in FIG. 2, and as mentioned above, this can be realized by using functions and tables pre-implemented in the control circuit 12.
  • the first embodiment of the present invention described above provides the following effects.
  • the power supply device 1 includes a resonant DC-DC converter 10 that converts voltage between a first DC voltage and a second DC voltage, and a control circuit 12 that controls the DC-DC converter 10.
  • the DC-DC converter 10 has a full bridge circuit 101 and a resonant circuit 102 that are switching circuits.
  • the control circuit 12 controls the DC-DC converter 10 in a resonant frequency mode that maintains the switching frequency of the full bridge circuit 101 near the resonant frequency of the resonant circuit 102.
  • the control circuit 12 controls the DC-DC converter 10 in a frequency modulation mode that changes the switching frequency in accordance with the change in the second DC voltage. In this way, a power supply device 1 that can achieve both a wide input/output voltage range and low loss can be realized.
  • the power supply device 1 further includes an AC-DC converter 14 that converts the AC voltage into a first DC voltage.
  • the control circuit 12 controls the AC-DC converter 14 to increase the first DC voltage as the second DC voltage increases, according to graph 21 in FIG. 2. In this way, a wide input/output voltage range can be achieved in the power supply device 1 that supplies DC power from AC power.
  • the switching circuit includes a full bridge circuit 101 connected to the first DC voltage and having two switching legs.
  • the control circuit 12 executes phase shift control on the switching circuit so that a phase difference occurs between the switching timing of one switching leg and the switching timing of the other switching leg. This makes it possible to reduce losses due to the switching operation of the full bridge circuit 101.
  • the control circuit 12 performs phase shift control with the switching frequency fixed at the upper limit frequency. As a result, even if there is an upper limit to the switching frequency due to the characteristics of the switching elements, etc., the output voltage of the DC-DC converter 10 can be controlled by changing the amount of phase shift.
  • the control circuit 12 controls the DC-DC converter 10 so that the switching frequency higher than the resonant frequency changes toward the resonant frequency as the second DC voltage increases. Also, if the second DC voltage is higher than threshold value Vth2, the control circuit 12 controls the DC-DC converter 10 so that the switching frequency lower than the resonant frequency changes away from the resonant frequency as the second DC voltage increases.
  • the DC-DC converter 10 can be appropriately controlled in response to voltage fluctuations of the load.
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a second embodiment of the present invention.
  • a power supply device 1A shown in Fig. 4 differs from the power supply device 1 of Fig. 1 described in the first embodiment in that it has a bidirectional DC-DC converter 10A instead of the DC-DC converter 10.
  • the DC-DC converter 10A has a secondary side resonant circuit 105 and a secondary side full bridge circuit 106 instead of the rectifier circuit 104.
  • the power supply device 1A of this embodiment will be described below, focusing on the differences from the first embodiment.
  • the secondary side full bridge circuit 106 like the full bridge circuit 101, has two switching legs in which switching elements Q5 and Q6, and switching elements Q7 and Q8 are connected in series. In these switching legs, the switching elements Q5 to Q8 perform switching operations at predetermined timings according to the control of the control circuit 12, thereby converting the DC voltage applied from the load 4 into an AC voltage and outputting it to the secondary side resonant circuit 105.
  • the switching elements Q5 to Q8 are, for example, semiconductor elements such as MOSFETs and IGBTs.
  • the secondary side resonant circuit 105 is connected between the secondary side full bridge circuit 106 and the isolation transformer 103, and has a predetermined resonant frequency that is determined according to the capacitance value of the resonant capacitor Cr2 and the inductance value of the resonant reactor Lr2.
  • the isolation transformer 103 performs voltage conversion from the secondary winding N2 to the primary winding N1, in addition to the voltage conversion from the primary winding N1 to the secondary winding N2 described in the first embodiment. That is, it converts the AC voltage input from the secondary full bridge circuit 106 to the secondary winding N2 via the secondary resonant circuit 105 into another AC voltage at a voltage ratio according to the turn ratio of the primary winding N1 and the secondary winding N2, and outputs it to the full bridge circuit 101 via the resonant circuit 102.
  • the full bridge circuit 101 generates a DC voltage by rectifying the AC voltage output to the primary winding N1 of the isolation transformer 103, and outputs it to the AC-DC converter 14.
  • the AC-DC converter 14 is capable of inverter operation, and converts the DC voltage generated by the full bridge circuit 101 into a predetermined AC voltage and outputs it to the AC power source 2. This makes it possible to realize the power supply device 1A as a bidirectional charger that can supply power from the AC power source 2 to the load 4, as well as supplying power from the load 4 to the AC power source 2, using the load 4 as a DC power source.
  • the control circuit 12 controls the switching operation of the full bridge circuit 101 or the secondary side full bridge circuit 106 depending on the power supply direction of the power supply device 1A. That is, when power is supplied from the AC power source 2 to the load 4, as described in the first embodiment, the control circuit 12 controls the switching elements Q1 to Q4 of the full bridge circuit 101 based on the sensor signals respectively transmitted from the voltage sensor 11 and the current sensor 13, the voltage sensor 15, and the voltage sensor 16 and the current sensor 17. On the other hand, when power is supplied from the load 4 to the AC power source 2, the control circuit 12 controls the switching elements Q5 to Q8 of the secondary side full bridge circuit 106 based on the sensor signals respectively transmitted from these sensors.
  • FIG. 5 shows an example of operation when power is supplied from the load 4 to the AC power supply 2 in the power supply device 1A of Fig. 4.
  • Fig. 5 shows an example of operation when the load 4 is a secondary battery and the power supply device 1A supplies power to the AC power supply 2 using the power of the load 4
  • the operation when charging the load 4 using the power of the AC power supply 2 is the same as Fig. 2 described in the first embodiment, and therefore will not be described below.
  • graph 51 represents the input voltage (first DC voltage) of AC-DC converter 14
  • graph 52 represents the switching frequency of secondary-side full-bridge circuit 106 in DC-DC converter 10A
  • graph 53 represents the change in phase shift amount of secondary-side full-bridge circuit 106.
  • the horizontal axis represents the magnitude of the input voltage (second DC voltage) from load 4 to DC-DC converter 10A
  • the vertical axis represents the magnitude of the physical quantity (first DC voltage, switching frequency, phase shift amount) corresponding to each graph.
  • the control circuit 12 sets a function corresponding to graph 51 as a DC voltage command value for the DC-DC converter 10A. This function represents the relationship between the first DC voltage and the second DC voltage.
  • the control circuit 12 sets the switching frequency of the secondary-side full bridge circuit 106 based on the set DC voltage command value and the DC voltages (first and second DC voltages) detected by the voltage sensors 15 and 16, respectively, and controls the switching elements Q5 to Q8 according to this switching frequency. This allows the control circuit 12 to control the secondary-side full bridge circuit 106 in accordance with graphs 51 and 52, and change the switching frequency.
  • the control circuit 12 compares the value of the second DC voltage detected by the voltage sensor 16 with preset thresholds Vth1 and Vth2 (Vth1 ⁇ Vth2), and changes the switching frequency according to the comparison result as shown in graph 52 of FIG. 5. That is, when the second DC voltage is higher than the threshold Vth1 and lower than the threshold Vth2, the control circuit 12 sets the DC-DC converter 10A to the resonant frequency mode and controls the secondary side full bridge circuit 106 in the DC-DC converter 10A so as to maintain the switching frequency near the resonant frequency of the secondary side resonant circuit 105.
  • the DC-DC converter 10A when the second DC voltage is higher than the threshold value Vth2 or lower than the threshold value Vth1, the DC-DC converter 10A is set to a frequency modulation mode, and the secondary side full bridge circuit 106 in the DC-DC converter 10A is controlled so that the switching frequency changes with the change in the second DC voltage.
  • the secondary side full bridge circuit 106 in the DC-DC converter 10A when the second DC voltage is higher than the threshold value Vth2, the secondary side full bridge circuit 106 in the DC-DC converter 10A is controlled so that the switching frequency higher than the resonant frequency changes toward the resonant frequency with the decrease in the second DC voltage.
  • the secondary side full bridge circuit 106 in the DC-DC converter 10A is controlled so that the switching frequency lower than the resonant frequency changes away from the resonant frequency with the decrease in the second DC voltage.
  • the DC-DC converter 10A can perform not only the voltage conversion from the first DC voltage to the second DC voltage, but also the voltage conversion from the second DC voltage to the first DC voltage over a wide input/output voltage range, while utilizing the resonant frequency mode within the possible voltage range to achieve low loss. This makes it possible to achieve both a wide input/output voltage range and low loss.
  • the control circuit 12 performs phase shift control on the secondary side full bridge circuit 106.
  • the control circuit 12 shifts the switching timing of the two switching legs of the secondary side full bridge circuit 106 and controls the switching operation of each of the switching elements Q5 to Q8 of the secondary side full bridge circuit 106 so that a phase difference occurs between the switching timings of the two switching legs.
  • the control circuit 12 controls the switching operation of the switching elements Q5 to Q8 so that the switching elements Q5 and Q8 and the switching elements Q6 and Q7 alternately turn ON and OFF at a switching frequency determined from the second DC voltage according to graph 52. At this time, for two switching elements on the same leg, one is always turned OFF before the other is turned ON, so that both switching elements on each switching leg are not turned ON at the same time.
  • the control circuit 12 controls the switching operation of the switching elements Q5 to Q8 so that the switching timing of the switching elements Q5 and Q8 coincides with the switching timing of the switching elements Q6 and Q7.
  • the control circuit 12 controls the switching operation of the switching elements Q5 to Q8 so that the switching timing of the switching elements Q5 and Q8 and the switching timing of the switching elements Q6 and Q7 are shifted from each other by the same phase shift amount for each combination.
  • the control circuit 12 changes the amount of phase shift according to the magnitude of the second DC voltage, as in the first embodiment. Specifically, as shown in graph 53, the amount of phase shift is adjusted so that the amount of phase shift increases as the second DC voltage increases and the amount of phase shift increases from the threshold Vth2.
  • the relationship between the switching frequency and the amount of phase shift, which is determined according to the second DC voltage can be implemented in advance in the control circuit 12 using a function or table, and the amount of phase shift can be adjusted according to graph 53. Note that the amount of phase shift may be adjusted based on the output voltage (first DC voltage) or output power of the DC-DC converter 10A, rather than the switching frequency.
  • the control circuit 12 controls the DC-DC converter 10A so that the switching frequency higher than the resonant frequency changes toward the resonant frequency as the second DC voltage decreases. Also, if the second DC voltage is lower than the threshold value Vth1, the control circuit 12 controls the DC-DC converter 10A so that the switching frequency lower than the resonant frequency changes away from the resonant frequency as the second DC voltage decreases.
  • the DC-DC converter 10A can be appropriately controlled in response to voltage fluctuations of the DC power source.
  • FIG. 6 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a third embodiment of the present invention.
  • a power supply device 1B shown in Fig. 6 differs from the power supply device 1 of Fig. 1 described in the first embodiment in that it has a DC-DC converter 10B instead of the DC-DC converter 10.
  • the DC-DC converter 10B further has a voltage sensor 18, a capacitor C3, and a chopper 19, which are inserted between the rectifier circuit 104 and the load 4.
  • the power supply device 1B of this embodiment will be described below, focusing on the differences from the first embodiment.
  • the chopper 19 converts the DC voltage (hereinafter, in this embodiment, referred to as the "third DC voltage") generated by the rectifier circuit 104 and smoothed by the capacitor C3 into a second DC voltage, which is the output voltage to the load 4, and outputs it to the load 4. That is, in this embodiment, the chopper 19 provided between the rectifier circuit 104 and the second DC voltage converts the third DC voltage into the second DC voltage and outputs it to the load 4.
  • the voltage sensor 18 detects the magnitude of the third DC voltage and transmits a sensor signal according to the detection result to the control circuit 12.
  • the control circuit 12 controls the chopper 19 in addition to controlling the AC-DC converter 14 and switching elements Q1 to Q4 described in the first embodiment. Specifically, based on the sensor signals transmitted from the voltage sensors 15 and 18, the control circuit 12 controls the chopper 19 so that the ratio between the input voltage (third DC voltage) of the chopper 19 and the first DC voltage is constant. This makes it possible to operate the DC-DC converter 10B with the switching frequency fixed at the resonant frequency.
  • the DC-DC converter 10B includes an isolation transformer 103 that converts the AC voltage generated by the switching circuit based on the first DC voltage into another AC voltage at a predetermined voltage ratio, a rectifier circuit 104 that rectifies the AC voltage generated by the voltage conversion of the isolation transformer 103 to generate a third DC voltage, and a chopper 19 that is provided between the rectifier circuit 104 and the second DC voltage and converts the third DC voltage into the second DC voltage.
  • the control circuit 12 controls the chopper 19 so that the ratio between the third DC voltage and the first DC voltage is constant. In this way, the resonant frequency mode can be applied over a wide voltage range, and high efficiency can be achieved.
  • the present invention is not limited to the above-mentioned embodiment, and various modifications are included.
  • the above-mentioned embodiments have been described in detail to clearly explain the present invention, and are not necessarily limited to those having all of the configurations described. It is also possible to replace a part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment, and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment. It is also possible to add, delete, or replace a part of the configuration of each embodiment with another configuration.
  • each of the above-mentioned configurations, functions, processing units, processing means, etc. may be realized in hardware by designing a part or all of them as an integrated circuit, for example.
  • each of the above-mentioned configurations, functions, etc. may be realized in software by a processor interpreting and executing a program that realizes each function.
  • Information such as programs, tables, files, etc. that realize each function can be stored in a memory, a recording device such as a hard disk or SSD (Solid State Drive), or a recording medium such as an IC card, SD card, or DVD.
  • 1, 1A, 1B Power supply unit, 2: AC power supply, 3: Power supply line, 4: Load, 10, 10A, 10B: DC-DC converter, 11: Voltage sensor, 12: Control circuit, 13: Current sensor, 14: AC-DC converter, 15: Voltage sensor, 16: Voltage sensor, 17: Current sensor, 18: Voltage sensor, 19: Chopper, 101: Full bridge circuit, 102: Resonant circuit, 103: Isolation transformer, 104: Rectifier circuit, 105: Secondary side resonant circuit, 106: Secondary side full bridge circuit

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Abstract

電源装置は、第一の直流電圧と第二の直流電圧との間で電圧を変換する共振型のＤＣ－ＤＣコンバータと、前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する制御回路と、を備え、前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、スイッチング回路と共振回路を有し、前記制御回路は、前記第二の直流電圧が所定の第一閾値よりも高く、かつ、前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも大きい所定の第二閾値よりも低い場合は、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を前記共振回路の共振周波数付近に維持する共振周波数モードで前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御し、前記制御回路は、前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも低い場合、または、前記第二の直流電圧が前記第二閾値よりも高い場合は、前記第二の直流電圧の変化に伴って前記スイッチング周波数を変化させる周波数変調モードで前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する。

Description

電源装置
　本発明は電源装置に関する。
　近年の自動車の電動化の動きに伴い、短時間で充電できる大電力出力の車載充電器が開発されている。EVの蓄電池であるリチウムイオンバッテリの電圧は充電状態により大きく異なり、広い出力レンジでの低損失化が望まれている。これらの充電装置では、電圧の異なる直流電力を変換可能なＤＣ－ＤＣコンバータが広く利用されている。また、災害に伴う停電時や電力平滑化対策として、EVの蓄電池を家庭やビル施設などのエネルギー源として扱う見方も注目されており、双方向に電力を変換する装置の需要も高まっている。この場合、上記のＤＣ－ＤＣコンバータは双方向に電力を変換可能である特徴が要求される。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに関して、例えば特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、ＬＣ共振回路の共振現象を利用した共振型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、一方の直流電圧源から他方の直流電圧源に電力を供給するときには、共振回路の共振周波数以下の周波数で一方の直流電圧源側のブリッジ回路をパルス周波数変調制御し、反対方向の電力供給時には、他方の直流電圧源側のブリッジ回路を固定周波数制御する技術が開示されている。
国際公開第２０１５／００４９８９号
　特許文献１に記載の共振型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、広い入出力電圧範囲と低損失化を両立するのが困難である。
　本発明による電源装置は、第一の直流電圧と第二の直流電圧との間で電圧を変換する共振型のＤＣ－ＤＣコンバータと、前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する制御回路と、を備え、前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、スイッチング回路と共振回路を有し、前記制御回路は、前記第二の直流電圧が所定の第一閾値よりも高く、かつ、前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも大きい所定の第二閾値よりも低い場合は、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を前記共振回路の共振周波数付近に維持する共振周波数モードで前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御し、前記制御回路は、前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも低い場合、または、前記第二の直流電圧が前記第二閾値よりも高い場合は、前記第二の直流電圧の変化に伴って前記スイッチング周波数を変化させる周波数変調モードで前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する。
　本発明によれば、広い入出力電圧範囲と低損失化を両立可能な電源装置を実現することができる。
本発明の第１の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る電源装置の動作を表す図である。 位相シフト制御の効果の説明図である。 本発明の第２の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る電源装置の動作を表す図である。 本発明の第３の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。
－第１の実施形態－
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。図１に示す電源装置１は、交流電源２から電力供給線３を介して供給される交流電力を受電し、直流電力を生成して負荷４に出力することで、負荷４に直流電源を供給する。なお、交流電源２から供給される交流電力は単相または三相のいずれであってもよく、また電圧の大きさも問わない。
　電源装置１は、共振型のＤＣ－ＤＣコンバータ１０と、電圧センサ１１、制御回路１２、電流センサ１３、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４、電圧センサ１５、電圧センサ１６および電流センサ１７とを備えて構成される。電源装置１から直流電源の供給を受ける負荷４は、例えばリチウムイオンバッテリや鉛蓄電池などの二次電池、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路などが考えられる。
　ＡＣ－ＤＣコンバータ１４は、交流電源２から入力される交流電圧を直流電圧に変換し、変換後の直流電圧をＤＣ－ＤＣコンバータ１０へ出力する。交流電源２からＡＣ－ＤＣコンバータ１４に入力される交流電圧と交流電流の大きさは、電圧センサ１１と電流センサ１３によってそれぞれ検出され、これらのセンサ検出結果に応じたセンサ信号が制御回路１２へと送信される。電圧センサ１５は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４から出力される直流電圧の大きさを検出し、その検出結果に応じたセンサ信号を制御回路１２へ送信する。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４から出力される直流電圧を別の直流電圧へと電圧変換し、電圧変換後の直流電力を負荷４へ出力する。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、コンデンサＣ１とスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を組み合わせて構成され、スイッチング回路として動作するフルブリッジ回路１０１と、共振コンデンサＣｒ１および共振リアクトルＬｒ１により構成される共振回路１０２と、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および励磁インダクタンスＬｍ１を有する絶縁変圧器１０３と、ダイオードＤ１，Ｄ２を有する整流回路１０４と、コンデンサＣ２とを備える。
　コンデンサＣ１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０に入力される直流電圧を平滑化する。フルブリッジ回路１０１は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ３とＱ４がそれぞれ直列接続された２つのスイッチングレグを有しており、これらのスイッチングレグの両端に、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０に入力された直流電圧が印加される。この状態でスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が制御回路１２の制御に応じてそれぞれ所定のタイミングでスイッチング動作を行うことにより、直流電圧が交流電圧に変換され、共振回路１０２へ出力される。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４には、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子が用いられる。
　共振回路１０２は、フルブリッジ回路１０１と絶縁変圧器１０３の間に接続されており、共振コンデンサＣｒ１の容量値と共振リアクトルＬｒ１のインダクタンス値に応じて定まる所定の共振周波数を有している。本実施形態の電源装置１では、この共振回路１０２による共振現象を利用して、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の高効率化を図っている。
　絶縁変圧器１０３は、フルブリッジ回路１０１から共振回路１０２を介して一次巻線Ｎ１に入力される交流電圧に対して、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数比に応じた電圧比で別の交流電圧への電圧変換を行い、整流回路１０４へ出力する。センタタップ型の整流回路１０４は、二次巻線Ｎ２の両端にダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されており、絶縁変圧器１０３の二次巻線Ｎ２側に出力される交流電圧を整流することで直流電圧を生成して負荷４へ出力する。コンデンサＣ２は、整流回路１０４から負荷４へ出力される直流電圧を平滑化する。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０から負荷４へ直流電圧が出力され、電源装置１から負荷４への直流電源の供給が行われる。
　なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０から負荷４へ出力される直流電圧と直流電流の大きさは、電圧センサ１６と電流センサ１７によってそれぞれ検出され、これらのセンサ検出結果に応じたセンサ信号が制御回路１２へと送信される。
　制御回路１２は、交流電源２側に設けられた電圧センサ１１および電流センサ１３と、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４とＤＣ－ＤＣコンバータ１０の間に設けられた電圧センサ１５と、負荷４側に設けられた電圧センサ１６および電流センサ１７と、の各センサからそれぞれ送信されるセンサ信号を受信することで、これらのセンサによる電圧および電流の検出結果を取得する。そして、取得した各電圧および各電流の検出結果に基づいて、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４およびＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。
－第１の実施形態の動作－
　図２は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置の動作を表す図である。以下では負荷４が二次電池であり、電源装置１が交流電源２の電力を用いて負荷４を充電する場合の動作例を、図２を参照して説明する。
　図２において、グラフ２１はＡＣ－ＤＣコンバータ１４の出力電圧（以下「第一の直流電圧」と称する）、グラフ２２はＤＣ－ＤＣコンバータ１０におけるフルブリッジ回路１０１のスイッチング周波数、グラフ２３はフルブリッジ回路１０１の位相シフト量の変化をそれぞれ表す。これらのグラフ２１～２３において、横軸はＤＣ－ＤＣコンバータ１０から負荷４への出力電圧（以下「第二の直流電圧」と称する）の大きさを表し、縦軸は各グラフに対応する物理量（第一の直流電圧、スイッチング周波数、位相シフト量）の大きさをそれぞれ表す。
　まず、制御回路１２は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４に対する指令値として、グラフ２１に相当する関数を設定する。この関数は、第一の直流電圧と第二の直流電圧の関係、すなわち、電圧センサ１６により検出されるＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧に対して、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４の出力電圧をどのように設定すればよいかを表している。これにより、制御回路１２は、電圧センサ１６により検出される第二の直流電圧に基づき、グラフ２１に従ってＡＣ－ＤＣコンバータ１４の制御を行うことができる。
　そして、制御回路１２は、電圧センサ１６と電流センサ１７によりそれぞれ検出される負荷４の充電電圧（第二の直流電圧）および充電電流と、負荷４に対する充電指令値とに基づいて、フルブリッジ回路１０１のスイッチング周波数を設定し、このスイッチング周波数に応じて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をそれぞれ制御する。このとき充電指令値には、例えば電流指令、電圧指令、電力指令のいずれかを用いることができる。これにより、制御回路１２は、電圧センサ１６により検出される第二の直流電圧に基づき、グラフ２２に従ってフルブリッジ回路１０１の制御を行い、スイッチング周波数を変化させることができる。
　制御回路１２は、電圧センサ１６により検出された第二の直流電圧の値と、予め設定された閾値Ｖｔｈ１およびＶｔｈ２（Ｖｔｈ１＜Ｖｔｈ２）とを比較し、この比較結果に応じて、図２のグラフ２２に示すようにスイッチング周波数を変化させる。すなわち、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも高く、かつ、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも低い場合は、スイッチング周波数を共振回路１０２の共振周波数付近に維持するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０におけるフルブリッジ回路１０１の制御を行う。以下では、このような制御モードを「共振周波数モード」と称する。
　一方、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合、または、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の変化に伴ってスイッチング周波数を変化させるように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０におけるフルブリッジ回路１０１の制御を行う。具体的には、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、第二の直流電圧の上昇に伴って、共振周波数よりも高いスイッチング周波数が共振周波数に向かって変化するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０においてフルブリッジ回路１０１を制御する。また、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の上昇に伴って、共振周波数よりも低いスイッチング周波数が共振周波数から遠ざかって変化するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０においてフルブリッジ回路１０１を制御する。以下では、このような制御モードを「周波数変調モード」と称する。
　本実施形態の電源装置１では、以上説明したような制御を行うことにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が第一の直流電圧から第二の直流電圧への電圧変換を広い入出力電圧範囲で行いつつ、可能な電圧範囲では共振周波数モードを利用して、低損失化を図ることができる。そのため、広い入出力電圧範囲と低損失化を両立することが可能となる。また、絶縁変圧器１０３に印加される交流電圧の周波数範囲を狭めることができるため、絶縁変圧器１０３の小型化を図ることも可能である。
　なお、制御回路１２は、フルブリッジ回路１０１のスイッチング周波数が共振周波数よりも高い場合、すなわち第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、フルブリッジ回路１０１に対して位相シフト制御を行う。位相シフト制御とは、フルブリッジ回路１０１が有する２つのスイッチングレグのスイッチングのタイミングをずらして、それぞれのスイッチングタイミングの間に位相差が生じるように、フルブリッジ回路１０１の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御することである。
　フルブリッジ回路１０１の制御において、制御回路１２は、第二の直流電圧からグラフ２２に応じて定まるスイッチング周波数で、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４と、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３とが、それぞれ交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御する。この際、それぞれのスイッチングレグにおいて両方のスイッチング素子が同時にＯＮとならないように、同一レグ上の２つのスイッチング素子については、必ず一方をＯＦＦにしてからもう一方をＯＮにするように制御する。
　制御回路１２は、位相シフト制御を行わない場合は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４のスイッチングタイミングと、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３のスイッチングタイミングとがそれぞれ一致するように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御する。一方、位相シフト制御を行う場合は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４のスイッチングタイミングと、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３のスイッチングタイミングとが、それぞれの組み合わせで同じ位相シフト量だけ互いにずれるように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御する。
　制御回路１２は、上記の位相シフト制御を行う場合に、第二の直流電圧の大きさに応じて位相シフト量を変化させる。具体的には、グラフ２３に示すように、第二の直流電圧が低く閾値Ｖｔｈ１から離れているときほど位相シフト量が大きくなるように、位相シフト量を調節する。例えば、第二の直流電圧に応じてそれぞれ定まるスイッチング周波数と位相シフト量の関係を、関数やテーブルなどにより予め制御回路１２に実装しておき、これを用いることで、グラフ２３に従って位相シフト量の調節を行うことができる。なお、スイッチング周波数ではなく、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧（第二の直流電圧）や出力電力などに基づいて、位相シフト量の調節を行うようにしてもよい。
　なお、グラフ２２に示すように、周波数変調モードでスイッチング周波数が所定の上限周波数に達した場合、制御回路１２は、スイッチング周波数をこの上限周波数に固定した状態で位相シフト量を変化させるように位相シフト制御を行う。これにより、スイッチング周波数に上限がある場合でも、位相シフト量の変化によってＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧（第二の直流電圧）の制御を行うことができる。
－位相シフト－
　図３は、位相シフト制御の効果の説明図である。図３において、グラフ３１は共振リアクトルＬｒ１に流れる電流を表し、グラフ３２は励磁インダクタンスＬｍ１に流れる電流を表している。位相シフト制御を行わない場合は、図３において左側の図に示すように、スイッチング素子Ｑ１に対するスイッチング信号と、スイッチング素子Ｑ４に対するスイッチング信号とが、同じタイミングでそれぞれＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。一方、位相シフト制御を行う場合は、図３において右側の図に示すように、スイッチング素子Ｑ１に対するスイッチング信号と、スイッチング素子Ｑ４に対するスイッチング信号とが、位相シフト量だけずれたタイミングでそれぞれＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。このときの位相シフト量は、遅延側のスイッチング素子（図３ではスイッチング素子Ｑ４）がターンオフするときに、グラフ３１に示す共振リアクトルＬｒ１の電流値と、グラフ３２に示す励磁インダクタンスＬｍ１の電流値とが、互いに重なるように定められる。これにより、遅延側のスイッチング素子における遮断電流を、位相シフト制御なしの場合と比べて大幅に減少させることができる。したがって、フルブリッジ回路１０１のスイッチング動作による損失を低減することが可能となる。
　以上説明したように、位相シフト制御を行うことでフルブリッジ回路１０１のスイッチング動作による損失を低減し、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０を高効率に動作させることができる。なお、上記の位相シフト量は、図２のグラフ２３に応じて調節される位相シフト量に相当するものであり、これは前述のように、制御回路１２において予め実装された関数やテーブルなどを用いて実現できる。
　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）電源装置１は、第一の直流電圧と第二の直流電圧との間で電圧を変換する共振型のＤＣ－ＤＣコンバータ１０と、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する制御回路１２とを備える。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、スイッチング回路であるフルブリッジ回路１０１と共振回路１０２を有する。制御回路１２は、第二の直流電圧が所定の閾値Ｖｔｈ１よりも高く、かつ、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも大きい所定の閾値Ｖｔｈ２よりも低い場合は、フルブリッジ回路１０１のスイッチング周波数を共振回路１０２の共振周波数付近に維持する共振周波数モードでＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。また、制御回路１２は、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合、または、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の変化に伴ってスイッチング周波数を変化させる周波数変調モードでＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。このようにしたので、広い入出力電圧範囲と低損失化を両立可能な電源装置１を実現することができる。
（２）電源装置１は、交流電圧を第一の直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣコンバータ１４をさらに備える。制御回路１２は、共振周波数モードの場合は、図２のグラフ２１に従い、第二の直流電圧の増加に伴って第一の直流電圧を増加させるようにＡＣ－ＤＣコンバータ１４を制御する。このようにしたので、交流電力から直流電力を供給する電源装置１において、広い入出力電圧範囲を実現できる。
（３）スイッチング回路は、第一の直流電圧と接続されて２つのスイッチングレグを有するフルブリッジ回路１０１を含む。制御回路１２は、周波数変調モードでスイッチング周波数が共振周波数より高い場合は、一方のスイッチングレグのスイッチングタイミングと他方のスイッチングレグのスイッチングタイミングの間に位相差が生じるように、スイッチング回路に対して位相シフト制御を実行する。このようにしたので、フルブリッジ回路１０１のスイッチング動作による損失を低減することができる。
（４）制御回路１２は、周波数変調モードにおいてスイッチング周波数が所定の上限周波数に達した場合は、スイッチング周波数を上限周波数に固定した状態で位相シフト制御を行う。このようにしたので、スイッチング素子の特性等によってスイッチング周波数に上限がある場合でも、位相シフト量の変化によってＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧の制御を行うことができる。
（５）制御回路１２は、第一の直流電圧から第二の直流電圧へ電力を供給する場合において、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、第二の直流電圧の上昇に伴って、共振周波数よりも高いスイッチング周波数が共振周波数に向かって変化するようにＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。また、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の上昇に伴って、共振周波数よりも低いスイッチング周波数が共振周波数から遠ざかって変化するようにＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。このようにしたので、第一の直流電圧から第二の直流電圧へ電力を供給して二次電池等の負荷を充電する電源装置１において、負荷の電圧変動に応じてＤＣ－ＤＣコンバータ１０を適切に制御することができる。
－第２の実施形態－
　図４は、本発明の第２の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。図４に示す電源装置１Ａは、第１の実施形態で説明した図１の電源装置１と比べて、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の代わりに双方向型のＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを有する点が異なっている。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａは、整流回路１０４の代わりに、二次側共振回路１０５および二次側フルブリッジ回路１０６を有するものである。以下では第１の実施形態との相違点を中心に、本実施形態の電源装置１Ａについて説明する。
　二次側フルブリッジ回路１０６は、フルブリッジ回路１０１と同様に、スイッチング素子Ｑ５とＱ６、スイッチング素子Ｑ７とＱ８がそれぞれ直列接続された２つのスイッチングレグを有している。これらのスイッチングレグにおいて、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８が制御回路１２の制御に応じてそれぞれ所定のタイミングでスイッチング動作を行うことにより、負荷４から印加される直流電圧が交流電圧に変換され、二次側共振回路１０５へ出力される。スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８には、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子が用いられる。
　二次側共振回路１０５は、二次側フルブリッジ回路１０６と絶縁変圧器１０３の間に接続されており、共振コンデンサＣｒ２の容量値と共振リアクトルＬｒ２のインダクタンス値に応じて定まる所定の共振周波数を有している。
　本実施形態において、絶縁変圧器１０３は、第１の実施形態で説明した一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２側への電圧変換に加えて、二次巻線Ｎ２から一次巻線Ｎ１側への電圧変換も行う。すなわち、二次側フルブリッジ回路１０６から二次側共振回路１０５を介して二次巻線Ｎ２に入力される交流電圧に対して、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数比に応じた電圧比で別の交流電圧への電圧変換を行い、共振回路１０２を介してフルブリッジ回路１０１へ出力する。
　フルブリッジ回路１０１は、絶縁変圧器１０３の一次巻線Ｎ１側に出力される交流電圧を整流することで直流電圧を生成し、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４へ出力する。本実施形態では、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４はインバータ運転が可能であり、フルブリッジ回路１０１により生成された直流電圧を所定の交流電圧へと変換して、交流電源２側へ出力する。これにより、交流電源２から負荷４への給電に加えて、負荷４を直流電源として負荷４から交流電源２の給電も可能な双方向充電器としての電源装置１Ａを実現できる。
　制御回路１２は、電源装置１Ａの給電方向に応じて、フルブリッジ回路１０１または二次側フルブリッジ回路１０６のスイッチング動作を制御する。すなわち、交流電源２から負荷４への給電時には、第１の実施形態で説明したように、電圧センサ１１および電流センサ１３と、電圧センサ１５と、電圧センサ１６および電流センサ１７と、の各センサからそれぞれ送信されるセンサ信号に基づいて、フルブリッジ回路１０１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する。一方、負荷４から交流電源２への給電時には、これらの各センサからそれぞれ送信されるセンサ信号に基づいて、二次側フルブリッジ回路１０６のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を制御する。
－第２の実施形態の動作－
　図５は、本発明の第２の実施形態に係る電源装置の動作を表す図である。図５では、図４の電源装置１Ａにおいて負荷４から交流電源２への給電を行う場合の動作例を示している。以下では負荷４が二次電池であり、電源装置１Ａが負荷４の電力を用いて交流電源２に給電する場合の動作例を、図５を参照して説明する。なお、交流電源２の電力を用いて負荷４を充電する場合の動作は、第１の実施形態で説明した図２と同様であるため、以下では説明を省略する。
　図５において、グラフ５１はＡＣ－ＤＣコンバータ１４の入力電圧（第一の直流電圧）、グラフ５２はＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおける二次側フルブリッジ回路１０６のスイッチング周波数、グラフ５３は二次側フルブリッジ回路１０６の位相シフト量の変化をそれぞれ表す。これらのグラフ５１～５３において、横軸は負荷４からＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａへの入力電圧（第二の直流電圧）の大きさを表し、縦軸は各グラフに対応する物理量（第一の直流電圧、スイッチング周波数、位相シフト量）の大きさをそれぞれ表す。
　まず、制御回路１２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａに対する直流電圧指令値として、グラフ５１に相当する関数を設定する。この関数は、第一の直流電圧と第二の直流電圧の関係を表している。そして、制御回路１２は、設定された直流電圧指令値と、電圧センサ１５，１６によりそれぞれ検出される直流電圧（第一、第二の直流電圧）に基づいて、二次側フルブリッジ回路１０６のスイッチング周波数を設定し、このスイッチング周波数に応じて、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８をそれぞれ制御する。これにより、制御回路１２は、グラフ５１，５２に従って二次側フルブリッジ回路１０６の制御を行い、スイッチング周波数を変化させることができる。
　制御回路１２は、電圧センサ１６により検出された第二の直流電圧の値と、予め設定された閾値Ｖｔｈ１およびＶｔｈ２（Ｖｔｈ１＜Ｖｔｈ２）とを比較し、この比較結果に応じて、図５のグラフ５２に示すようにスイッチング周波数を変化させる。すなわち、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも高く、かつ、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも低い場合は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを共振周波数モードに設定し、スイッチング周波数を二次側共振回路１０５の共振周波数付近に維持するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおける二次側フルブリッジ回路１０６の制御を行う。
　一方、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合、または、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを周波数変調モードに設定し、第二の直流電圧の変化に伴ってスイッチング周波数を変化させるように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおける二次側フルブリッジ回路１０６の制御を行う。具体的には、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の低下に伴って、共振周波数よりも高いスイッチング周波数が共振周波数に向かって変化するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおいて二次側フルブリッジ回路１０６を制御する。また、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、第二の直流電圧の低下に伴って、共振周波数よりも低いスイッチング周波数が共振周波数から遠ざかって変化するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおいて二次側フルブリッジ回路１０６を制御する。
　本実施形態の電源装置１Ａでは、以上説明したような制御を行うことにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａが第一の直流電圧から第二の直流電圧への電圧変換だけでなく、第二の直流電圧から第一の直流電圧への電圧変換についても、これを広い入出力電圧範囲で行いつつ、可能な電圧範囲では共振周波数モードを利用して、低損失化を図ることができる。そのため、広い入出力電圧範囲と低損失化を両立することが可能となる。
　なお、制御回路１２は、二次側フルブリッジ回路１０６のスイッチング周波数が共振周波数よりも高い場合、すなわち第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、二次側フルブリッジ回路１０６に対して位相シフト制御を行う。すなわち、二次側フルブリッジ回路１０６が有する２つのスイッチングレグのスイッチングのタイミングをずらして、それぞれのスイッチングタイミングの間に位相差が生じるように、二次側フルブリッジ回路１０６の各スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のスイッチング動作を制御する。
　二次側フルブリッジ回路１０６の制御において、制御回路１２は、第二の直流電圧からグラフ５２に応じて定まるスイッチング周波数で、スイッチング素子Ｑ５およびＱ８と、スイッチング素子Ｑ６およびＱ７とが、それぞれ交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すように、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のスイッチング動作を制御する。この際、それぞれのスイッチングレグにおいて両方のスイッチング素子が同時にＯＮとならないように、同一レグ上の２つのスイッチング素子については、必ず一方をＯＦＦにしてからもう一方をＯＮにするように制御する。
　制御回路１２は、位相シフト制御を行わない場合は、スイッチング素子Ｑ５およびＱ８のスイッチングタイミングと、スイッチング素子Ｑ６およびＱ７のスイッチングタイミングとがそれぞれ一致するように、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のスイッチング動作を制御する。一方、位相シフト制御を行う場合は、スイッチング素子Ｑ５およびＱ８のスイッチングタイミングと、スイッチング素子Ｑ６およびＱ７のスイッチングタイミングとが、それぞれの組み合わせで同じ位相シフト量だけ互いにずれるように、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のスイッチング動作を制御する。
　制御回路１２は、上記の位相シフト制御を行う場合に、第１の実施形態と同様に、第二の直流電圧の大きさに応じて位相シフト量を変化させる。具体的には、グラフ５３に示すように、第二の直流電圧が高く閾値Ｖｔｈ２から離れているときほど位相シフト量が大きくなるように、位相シフト量を調節する。例えば、第二の直流電圧に応じてそれぞれ定まるスイッチング周波数と位相シフト量の関係を、関数やテーブルなどにより予め制御回路１２に実装しておき、これを用いることで、グラフ５３に従って位相シフト量の調節を行うことができる。なお、スイッチング周波数ではなく、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａの出力電圧（第一の直流電圧）や出力電力などに基づいて、位相シフト量の調節を行うようにしてもよい。
　以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、制御回路１２は、第二の直流電圧から第一の直流電圧へ電力を供給する場合において、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の低下に伴って、共振周波数よりも高いスイッチング周波数が共振周波数に向かって変化するようにＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを制御する。また、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、第二の直流電圧の低下に伴って、共振周波数よりも低いスイッチング周波数が共振周波数から遠ざかって変化するようにＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを制御する。このようにしたので、第二の直流電圧から第一の直流電圧へ電力を供給して直流電源から交流電源の給電を行う電源装置１Ａにおいて、直流電源の電圧変動に応じてＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを適切に制御することができる。
－第３の実施形態－
　図６は、本発明の第３の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。図６に示す電源装置１Ｂは、第１の実施形態で説明した図１の電源装置１と比べて、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の代わりにＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂを有する点が異なっている。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂは、電圧センサ１８、コンデンサＣ３およびチョッパ１９をさらに有し、これらが整流回路１０４と負荷４の間に挿入されている。以下では第１の実施形態との相違点を中心に、本実施形態の電源装置１Ｂについて説明する。
　チョッパ１９は、整流回路１０４により生成されてコンデンサＣ３により平滑化された直流電圧（以下、本実施形態では「第三の直流電圧」と称する）を、負荷４への出力電圧である第二の直流電圧へと電圧変換し、負荷４へ出力する。すなわち、本実施形態では、整流回路１０４と第二の直流電圧との間に設けられたチョッパ１９により、第三の直流電圧が第二の直流電圧へと変換され、負荷４へ出力される。電圧センサ１８は、第三の直流電圧の大きさを検出し、その検出結果に応じたセンサ信号を制御回路１２へ送信する。
　本実施形態において、制御回路１２は、共振周波数モードの場合は、第１の実施形態で説明したＡＣ－ＤＣコンバータ１４およびスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の制御に加えて、チョッパ１９の制御を行う。具体的には、電圧センサ１５，１８からそれぞれ送信されるセンサ信号に基づいて、チョッパ１９の入力電圧（第三の直流電圧）と第一の直流電圧との比が一定となるように、チョッパ１９を制御する。これにより、スイッチング周波数を共振周波数に固定して、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂの運転を行うことができる。
　以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂは、第一の直流電圧に基づいてスイッチング回路により生成された交流電圧を所定の電圧比で別の交流電圧へと電圧変換する絶縁変圧器１０３と、絶縁変圧器１０３の電圧変換により生成された交流電圧を整流して第三の直流電圧を生成する整流回路１０４と、整流回路１０４と第二の直流電圧との間に設けられ、第三の直流電圧を第二の直流電圧に変換するチョッパ１９とを有する。制御回路１２は、共振周波数モードの場合は、第三の直流電圧と第一の直流電圧との比が一定になるようにチョッパ１９を制御する。このようにしたので、幅広い電圧範囲において共振周波数モードを適用し、高効率化を図ることができる。
　なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記の各実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換をすることが可能である。また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。
　本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
　１，１Ａ，１Ｂ：電源装置、２：交流電源、３：電力供給線、４：負荷、１０，１０Ａ，１０Ｂ：ＤＣ－ＤＣコンバータ、１１：電圧センサ、１２：制御回路、１３：電流センサ、１４：ＡＣ－ＤＣコンバータ、１５：電圧センサ、１６：電圧センサ、１７：電流センサ、１８：電圧センサ、１９：チョッパ、１０１：フルブリッジ回路、１０２：共振回路、１０３：絶縁変圧器、１０４：整流回路、１０５：二次側共振回路、１０６：二次側フルブリッジ回路

Claims (7)

  1. 　第一の直流電圧と第二の直流電圧との間で電圧を変換する共振型のＤＣ－ＤＣコンバータと、前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する制御回路と、を備え、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、スイッチング回路と共振回路を有し、
    　前記制御回路は、前記第二の直流電圧が所定の第一閾値よりも高く、かつ、前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも大きい所定の第二閾値よりも低い場合は、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を前記共振回路の共振周波数付近に維持する共振周波数モードで前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御し、
    　前記制御回路は、前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも低い場合、または、前記第二の直流電圧が前記第二閾値よりも高い場合は、前記第二の直流電圧の変化に伴って前記スイッチング周波数を変化させる周波数変調モードで前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する電源装置。
  2. 　請求項１に記載の電源装置において、
    　交流電圧を前記第一の直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣコンバータをさらに備え、
    　前記制御回路は、前記共振周波数モードの場合は、前記第二の直流電圧の増加に伴って前記第一の直流電圧を増加させるように前記ＡＣ－ＤＣコンバータを制御する電源装置。
  3. 　請求項１に記載の電源装置において、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、前記第一の直流電圧に基づいて前記スイッチング回路により生成された交流電圧を所定の電圧比で別の交流電圧へと電圧変換する変圧器と、前記別の交流電圧を整流して第三の直流電圧を生成する整流回路と、前記整流回路と前記第二の直流電圧との間に設けられ、前記第三の直流電圧を前記第二の直流電圧に変換するチョッパと、を有し、
    　前記制御回路は、前記共振周波数モードの場合は、前記第三の直流電圧と前記第一の直流電圧との比が一定になるように前記チョッパを制御する電源装置。
  4. 　請求項１に記載の電源装置において、
    　前記スイッチング回路は、前記第一の直流電圧と接続されて第１スイッチングレグおよび第２スイッチングレグを有するフルブリッジ回路を含み、
    　前記制御回路は、前記周波数変調モードで前記スイッチング周波数が前記共振周波数より高い場合は、前記第１スイッチングレグのスイッチングタイミングと前記第２スイッチングレグのスイッチングタイミングの間に位相差が生じるように、前記スイッチング回路に対して位相シフト制御を実行する電源装置。
  5. 　請求項４に記載の電源装置において、
    　前記制御回路は、前記周波数変調モードにおいて前記スイッチング周波数が所定の上限周波数に達した場合は、前記スイッチング周波数を前記上限周波数に固定した状態で前記位相シフト制御を行う電源装置。
  6. 　請求項１に記載の電源装置において、
    　前記制御回路は、前記第一の直流電圧から前記第二の直流電圧へ電力を供給する場合において、
    　前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも低い場合は、前記第二の直流電圧の上昇に伴って、前記共振周波数よりも高い前記スイッチング周波数が前記共振周波数に向かって変化するように前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御し、
    　前記第二の直流電圧が前記第二閾値よりも高い場合は、前記第二の直流電圧の上昇に伴って、前記共振周波数よりも低い前記スイッチング周波数が前記共振周波数から遠ざかって変化するように前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する電源装置。
  7. 　請求項１に記載の電源装置において、
    　前記制御回路は、前記第二の直流電圧から前記第一の直流電圧へ電力を供給する場合において、
    　前記第二の直流電圧が前記第二閾値よりも高い場合は、前記第二の直流電圧の低下に伴って、前記共振周波数よりも高い前記スイッチング周波数が前記共振周波数に向かって変化するように前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御し、
    　前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも低い場合は、前記第二の直流電圧の低下に伴って、前記共振周波数よりも低い前記スイッチング周波数が前記共振周波数から遠ざかって変化するように前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する電源装置。
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