WO2024058456A1

WO2024058456A1 - 교류 전압의 pwm 스위칭 방법 및 그 방법을 채용한 가전 장치

Info

Publication number: WO2024058456A1
Application number: PCT/KR2023/012510
Authority: WO
Inventors: 안효민; 김준석; 조제형; 신효원
Original assignee: 삼성전자 주식회사
Priority date: 2022-09-14
Filing date: 2023-08-23
Publication date: 2024-03-21

Abstract

본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치는 입력 전압을 센싱하는 입력전압센서, 제 1 상단 스위치와 제 1 하단 스위치로 구성된 제 1 레그를 포함할 수 있다. 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치는 입력전압센서에 의해 센싱된 입력 전압이 음수에서 제로로 근접하는 제 1 소정의 시점을 검출하여 제 1 소정의 시점부터 센싱된 입력 전압이 제로가 되는 제 1 구간 동안 제 1 상단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 프로세서를 포함할 수 있다. 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 프로세서는 입력전압센서에 의해 센싱된 입력 전압이 제로에서 양수로 상승하는 제 2 소정의 시점을 검출하여 제로에서 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간 동안 제 1 하단 스위치만 스위칭하도록 제어할 수 있다.

Description

교류 전압의 PWM 스위칭 방법 및 그 방법을 채용한 가전 장치

본 개시의 일 실시예들은 디지털 제어를 수행하는 역률 보상(PFC: power factor correction) 회로의 일종인 브릿지리스 PFC 컨버터(bridgeless PFC converter)에서 입력 전압의 제로 크로싱 시 PWM(pulse width modulation) 스위칭을 원활히 하는 방법과 그러한 방법을 채용한 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치에 관한 것이다. 또한, 본 개시의 일 실시예들은 입력 전압의 제로 크로싱 시 PWM 스위칭을 하는 방법을 채용한 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치를 응용한 가전 장치에 관한 것이다.

가전기기를 포함하여 모든 전기기기는 전력 손실을 줄이고 전력 효율을 최적으로 하는 것이 전력 사용 측면에서 유리하다. 또한, 전력 변환 장치와 같은 전기기기는 높은 스위칭 주파수로 구동된다. 전력 변환 장치는 PWM 스위칭을 하게 되는데, 입력 전압의 제로 크로싱을 정확히 알지 못하는 관계로 제로 크로싱 부근에서의 PWM 스위칭을 생략하여 고조파가 증가하고 전류 스파이크가 발생하게 된다.

본 개시의 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭을 위한 전력 변환 장치를 포함하는 가전 장치는, 입력 전압을 센싱하는 입력전압센서를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭을 위한 전력 변환 장치를 포함하는 가전 장치는 제 1 상단 스위치와 제 1 하단 스위치를 포함하는 제 1 레그를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭을 위한 전력 변환 장치를 포함하는 가전 장치는 입력전압센서에 의해 센싱된 입력 전압이 음수에서 제로로 근접하는 제 1 소정의 시점을 검출하여 제 1 소정의 시점부터 센싱된 입력 전압이 제로가 되는 제 1 구간 동안 제 1 상단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭을 위한 전력 변환 장치를 포함하는 가전 장치는 입력전압센서에 의해 센싱된 입력 전압이 제로에서 양수로 상승하는 제 2 소정의 시점을 검출하여 제로에서 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간 동안 제 1 하단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭 방법은, 입력전압센서, 제 1 상단 스위치와 제 1 하단 스위치를 포함하는 제 1 레그를 포함하는 가전 장치에서 입력 전압을 스위칭하는 방법으로서, 입력전압센서에 의해 입력 전압을 센싱하는 단계를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭 방법은 입력전압센서에 의해 센싱된 입력 전압이 음수에서 제로로 근접하는 제 1 소정의 시점을 검출하는 단계를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭 방법은 제 1 소정의 시점부터 센싱된 입력 전압이 제로가 되는 제 1 구간 동안 제 1 상단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 단계를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭 방법은 센싱된 입력 전압이 제로에서 양수로 상승하는 제 2 소정의 시점을 검출하여 제로에서 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간 동안 제 1 하단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 단계를 포함할 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭을 하는 전력 변환 장치는 입력 전압을 센싱하는 입력전압센서를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭을 하는 전력 변환 장치는 제 1 상단 스위치와 제 1 하단 스위치를 포함하는 제 1 레그를 포함할 수 잇다. 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭을 하는 전력 변환 장치는 입력전압센서에 의해 센싱된 입력 전압이 음수에서 제로로 근접하는 제 1 소정의 시점을 검출하여 제 1 소정의 시점부터 센싱된 입력 전압이 제로가 되는 제 1 구간 동안 제 1 상단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따른 입력 전압의 PWM 스위칭을 하는 전력 변환 장치는 입력전압센서에 의해 센싱된 입력 전압이 제로에서 양수로 상승하는 제 2 소정의 시점을 검출하여 제로에서 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간 동안 제 1 하단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다.

도 1는 역률보상(PFC: power factor correction) 회로를 포함한 전력 변환 장치의 회로도이다.

도 2는 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치를 보여주는 도면이다.

도 3은 입력 전압의 제로 크로싱 지점에서 전류 스파이크가 발생하는 것을 보여주는 도면이다.

도 4a는 본 개시의 일 실시예에 따른 단방향 토템폴 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치에서 입력전압의 제로 크로싱을 검출하기 위한 검출기를 포함하는 회로도이다.

도 4b는 본 개시의 일 실시예에 따른 양방향 토템폴 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치에서 입력전압의 제로 크로싱을 검출하기 위한 검출기를 포함하는 회로도이다.

도 4c는 본 개시의 일 실시예에 따른 세미 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치에서 입력전압의 제로 크로싱을 검출하기 위한 검출기를 포함하는 회로도이다.

도 5a와 도 5b는 전력 변환 장치에서 실제 입력 전압과 센싱 입력 전압을 비교하는 파형도이다.

도 6a는 입력전압의 제로 크로싱 부근에서 미스위칭 구간을 두는 파형도이다.

도 6b는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 입력전압의 제로 크로싱 부근에서 PWM 스위칭을 수행하는 파형도이다.

도 7a와 도 7b는 본 개시의 일 실시예에 따라 단방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 2에서 비정상 조건에서 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 8a와 도 8b는 본 개시의 일 실시예에 따라 단방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 2에서 정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 9a와 도 9b는 본 개시의 일 실시예에 따라 단방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 3에서 비정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 10a와 도 10b는 본 개시의 일 실시예에 따라 단방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 3에서 정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 11a와 도 11b는 본 개시의 일 실시예에 따라 양방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 2에서 비정상 조건에서 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 12a와 도 12b는 본 개시의 일 실시예에 따라 양방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 2에서 정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 13a와 도 13b는 본 개시의 일 실시예에 따라 양방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 3에서 비정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 14a와 도 14b는 본 개시의 일 실시예에 따라 양방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 3에서 정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 15a와 도 15b는 본 개시의 일 실시예에 따라 양방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 2에서 비정상 조건에서 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 16a와 도 16b는 본 개시의 일 실시예에 따라 양방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 2에서 정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 17a와 도 17b는 본 개시의 일 실시예에 따라 양방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 3에서 비정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 18a와 도 18b는 본 개시의 일 실시예에 따라 양방향 토템폴 전력 변환 장치에서 구간 3에서 정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 19a와 도 19b는 본 개시의 일 실시예에 따라 세미 브릿지리스 전력 변환 장치에서 구간 2에서 비정상 조건에서 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 20a와 도 20b는 본 개시의 일 실시예에 따라 세미 브릿지리스 전력 변환 장치에서 구간 2에서 정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 21a와 도 21b는 본 개시의 일 실시예에 따라 세미 브릿지리스 전력 변환 장치에서 구간 3에서 비정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 22a와 도 22b는 본 개시의 일 실시예에 따라 세미 브릿지리스 전력 변환 장치에서 구간 3에서 정상 조건 시 동작 스위치와 전류 흐름도를 보여주는 회로도이다.

도 23a는 본 개시의 일 실시예에 따라 제로 크로싱 시 미스위칭 구간을 두는 경우의 입력전압과 입력전류 파형도이다.

도 23b는 본 개시의 일 실시예에 따라 제로 크로싱 시 구간 별로 제 1 레그에서 어느 하나의 스위치만 스위칭하는 경우의 입력전압과 입력전류 파형도이다.

도 24는 본 개시의 일 실시예에 따라 전력 변환 장치의 입력전압의 제로 크로싱 시 PWM 스위칭 구간의 크기를 보여주는 도면이다.

도 25는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 블록도이다.

도 26은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 입력전압의 제로 크로싱 시 스위칭 제어를 하는 흐름도이다.

도 27은 본 개시의 일 실시예에 따른 양방향 토템폴 전력 변환 장치에서 입력전압의 제로 크로싱 시 스위칭 제어를 하는 흐름도이다.

도 28은 본 개시의 일 실시예에 따른 세미 브릿지리스 전력 변환 장치에서 입력전압의 제로 크로싱 시 스위칭 제어를 하는 흐름도이다.

도 29는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치를 포함하는 다양한 가전 장치를 도시한 도면이다.

본 개시에서, "a, b 또는 c 중 적어도 하나" 표현은 " a", " b", " c", "a 및 b", "a 및 c", "b 및 c", "a, b 및 c 모두", 혹은 그 변형들을 지칭할 수 있다.

본 개시에서 사용되는 용어에 대해 간략히 설명하고, 본 개시의 일 실시예에 대해 구체적으로 설명하기로 한다.

본 개시에서 사용되는 용어는 본 개시의 일 실시예에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 본 개시의 실시예의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 개시에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 개시의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.

본 개시 전체에서 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있음을 의미한다. 또한, 본 개시에 기재된 "...부", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현되거나 하드웨어와 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고하여 본 개시의 실시예에 대하여 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 개시의 일 실시예는 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 개시의 일 실시예를 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 본 개시 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

본 개시의 일 실시예에 의하면, PFC 전력 변환 장치에서 입력 전압이 제로 크로싱을 하는 경우 스파이크(spike) 전압이나 미스위칭 구간이 발생하지 않고 연속적인 스위칭을 하는 것에 관련된다. 대개 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치에서 AC(alternating current) 전압인 입력 전압이 제로 크로싱을 하는 경우, 통상의 부스트(boost) PFC 컨버터와 달리 제로 크로싱 부근에서 미스위칭 구간을 둔다. 그 이유는 입력 전압 센서에서 센싱 회로에 따른 지연, 센싱 노이즈, 아날로그-디지털 변환 지연(ADC delay) 등 다양한 요소로 인하여 입력 전압이 정확히 0이 되는 지점을 확인하기 어렵기 때문이다. 또한, 입력 전압의 제로 크로싱 지점을 계통이 잘못 판단하는 경우 실제 전압의 극성과 스위칭 지령 전압의 극성이 달라져 스파이크 전류가 발생하게 된다. 이러한 스파이크 전류를 방지하기 위해서 미스위칭 구간을 정밀하게 검출하는 별도 알고리즘, 고정밀 센서를 사용하기 도하나 한계가 있다. 따라서, PFC 전력 변환 장치는 일반적으로 제로 크로싱 근처에서 모든 스위치를 오프(off)하는 구간을 두는 PWM 스위칭 제어를 하게 되는데, 이는 전력 변환 효율의 감소를 초래할 뿐만 아니라 계통의 고조파도 증가시키게 된다.

본 명세서 전반에 걸쳐 'PFC 전력 변환 장치'는 간략하게 '역률보상 전력 변환 장치', '전력 제어 장치'혹은 간단히 '전력 변환 장치'로 지칭될 수 있고,'컨버터'는 '전력 변환 장치' 혹은 '전력 제어 장치'와 동일한 의미로 사용될 수 있다.

도 1는 PFC 회로를 포함한 전력 변환 장치(100)를 도시한다. 도 1에 따른 PFC 회로를 포함한 전력 변환 장치(100)는 정류부(20)가 다이오드로 구성된 브릿지 타입의 전력 변환 장치이다. 전력 변환 장치(100)는 입력전압(10)과 정류부(20), PFC 회로(30), 및 DC 링크 커패시터(40)로 이루어진다. 전력 변환 장치(100)는 부하(50)와 연결되어 부하(50)에 따른 전력을 소비하면서 부하(50)를 감당하게 된다. PFC 회로(30)는 인덕터(301)와 스위치(303) 및 다이오드(3-5)를 포함할 수 있다.

전력 변환 장치(100)가 브릿지 타입인 경우 정류부(20)는 모두 다이오드로 구성된다. PFC 회로(30)의 스위치(303)는 전압 부스팅(boosting)을 위해 능동 스위치 소자를 사용할 수 있다. 스위치(303)는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)나 트랜지스터(transistor), MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)로 구성될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.

도 2는 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치를 보여주는 도면이다.

브릿지 타입에서는 PFC 회로가 정류부(20) 뒷단에 구성되었으나, 도 2에 따른 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치(1000)에서는 입력전압(10)의 일단에 인덕터(15)를 연결하고, 도 1 의 정류부(20)에 대응되는 어느 한 레그에 정류용 다이오드 대신 스위치 Q1(31), Q2(32)를 구비하여 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압 부스팅(boosting)을 수행할 수 있도록 한다. 따라서 도 1에서와 같이 PFC 회로(30)가 정류부(20) 뒷단에 있는 것과는 다르게 도 2에 따른 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치(1000)에서는 정류부가 브릿지리스로 구성되어 정류부가 포함하는 다이오드 대신 스위치 Q1(31), Q2(32)를 배치하여 앞단의 인덕터(15)에 저장된 에너지를 DC 링크 커패시터(40)로 보내는 과정을 통해 전압 부스팅 및 PFC를 수행하게 된다.

도 2에서 전압제어기(101)와 전류제어기(103)는 PI 제어기를 사용할 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니고 P 제어기나 PID 제어기도 사용될 수 있다.

도 2를 참조하면, DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압을 센싱한 전압값 V_DC 와 전압 지령 V_ref간의 차이값은 전압제어기(101)에 입력되면 제어연산이 수행된다. 전압제어기(101)의 출력과 위상 추정기(120)에 의해 검출된 입력 전압(V_in)을 곱하여 전류 지령(i^*)을 생성하고 생성된 전류 지령(i^*)과 센싱된 입력 전류 i_sen의 차이값을 전류제어기(103)에 입력하면 전류제어기(103)는 스위치 Q1(31)과 Q2(32)의 스위칭 지령을 출력한다. PWM 생성기(105)는 스위칭 지령에 따라 Q1(31)에 인가되는 PWM_1 신호와 Q2(32)에 인가되는 PWM_2 신호를 생성한다. PWM_1과 PWM_2 신호는 제어기 동작의 결과에 따라 최종적으로 Q1(31)과 Q2(32)에 각각 인가되는 PWM(Pulse Width Modulation) 신호이다.

브릿지리스 PFC 전력 변환 장치(1000)에서는 입력전압(10)을 입력전압센서(11)에 의해 센싱하고, 센싱된 전압에 기초하여 전압 극성 판별기(130)를 통해 입력전압(10)이 음의 반주기인지 양의 반주기인지 판별하고, 동작 스위치 판별기(140)를 통해 동작 스위치를 결정한다.

도 2에서 절연기(110), 위상 추정기(120), 전압 극성 판별기(130), 동작 스위치 판별기(140), 전압 제어기(101), 전류 제어기(103), 및 PWM 생성기(105)의 동작 수행은 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치(1000)의 프로세서(별도로 도시되지 않음)에 의해 수행될 수 있다.

도 3과 같이 입력전압(Vac, 10)의 제로 크로싱 지점을 잘못 판별할 경우 입력 전류(i_SEN)에는 스파이크(spike) 가 발생하게 된다. 따라서, 이러한 입력 전류에서 발생하는 스파이크를 방지하기 위해 계통의 제어부는 입력전압(10)의 제로 크로싱 근처에서 모든 스위치를 오프(off) 하는 구간을 두어 제어를 수행하기도 한다.

본 명세서 전반에 걸쳐 단방향 토템폴 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치는 단방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_1)로도 칭하기로 한다.

도 4a를 참조하면, 입력전압센서(11)는 입력전압(10)을 센싱하고 센싱된 입력전압(10)은 위상 추정기(120)에 전송된다. 위상 추정기(120)에서는 입력전압(10)의 위상을 추정한다. 위상 추정기(120)는 일반적인 입력 교류 입력 전압의 위상 획득을 위한 방법으로 PLL (Phase locked loop) 혹은 오피 앰프(OP AMP) 회로 등으로 전압 모양을 획득할 수 있다. 본 개시에 따라 제안되는 심리스(Seamless) 제로 크로싱 검출기는 모든 위상 추정기에 적용될 수 있다.

위상 추정기(120)에 의해 추정된 위상을 통해 제로 크로싱 검출기(150)는 입력전압(10)의 제로 크로싱을 검출한다. 본 개시의 일 실시예에 따라 제로 크로싱 검출기(150)는 입력전압(10)의 제로 크로싱 부근에서 별도의 미스위칭 구간을 두지 않고 메인 동작 스위치를 변경하도록 하는 블록이다. 상세한 메인 동작 스위치 변경 내용은 아래 도 7a 내지 도 10b에서 기술하도록 한다.

일 실시예에 따라, 추정된 위상과 선택된 메인 동작 스위치에 기초해 PWM 제어기(170)는 단방향 토템폴 전력 변환 장치 (2000_1)의 Q1(31) 및 Q2(32)의 스위칭을 위한 PWM 스위칭 신호를 출력하고 두 스위치에 PWM 스위칭 신호를 전송한다.

도 4a에 따른 토템폴 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치(2000_1)는 단방향 토템폴 전력 변환 장치이므로, 하나의 레그에 제 1 상단 스위치 Q1(31)과 제 1 하단 스위치 Q2(32)가 포함되고 다른 하나의 레그에는 상단 다이오드 D1(41)과 하단 다이오드 D2(42)가 포함되는 구성을 가진다.

본 명세서 전반에 걸쳐 양방향 토템폴 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치는 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)로도 칭하기로 한다.

도 4b를 참조하면, 도 4a에서와 마찬가지로 입력전압센서(11)는 입력전압(10)을 센싱하고 센싱된 입력전압(10)은 위상 추정기(120)에 전송된다. 위상 추정기(120)에서는 입력전압(10)의 위상을 추정하고 추정된 위상을 통해 제로 크로싱 검출기(150)는 입력전압(10)의 제로 크로싱을 검출한다. 본 개시의 일 실시예에 따라 제로 크로싱 검출기(150)는 입력전압(10)의 제로 크로싱 부근에서 별도의 미스위칭 구간을 두지 않고 메인 동작 스위치를 변경하도록 하는 블록이다. 상세한 메인 동작 스위치 변경 내용은 아래 도 11a 내지 도 14b에서 기술하도록 한다.

그리고, 추정된 위상을 통해 PWM 제어기(170)는 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)의 Q1(31), Q2(32), Q3(33) 및 Q4(34)의 스위칭을 위한 PWM 스위칭 신호(PWM_1, PWM_2, PWM_3, PWM_4)를 출력하고 네 스위치에 PWM 스위칭 신호를 전송한다. 도 4b에 따른 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)는 각 레그에 두개의 스위치 제 1 상단 스위치 Q1(31)과 제 1 하단 스위치 Q2(32) 및 제 2 상단 스위치 Q3(33)와 제 2 하단 스위치 Q4(34)가 각각 포함되는 구성을 가진다.

본 명세서 전반에 걸쳐 세미 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치는 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)로도 칭하기로 한다.

도 4c를 참조하면, 도 4a 및 도 4b에서와 마찬가지로 입력전압센서(11)는 입력전압(10)을 센싱하고 센싱된 입력전압(10)은 위상 추정기(120)에 전송된다. 위상 추정기(120)에서는 입력전압(10)의 위상을 추정하고 추정된 위상을 통해 제로 크로싱 검출기(150)는 입력전압(10)의 제로 크로싱을 검출한다. 본 개시의 일 실시예에 따라 제로 크로싱 검출기(150)는 입력전압(10)의 제로 크로싱 부근에서 별도의 미스위칭 구간을 두지 않고 메인 동작 스위치를 변경하도록 하는 블록이다. 상세한 메인 동작 스위치 변경 내용은 아래 도 15a 내지 도 18b에서 기술하도록 한다.

그리고, 추정된 위상을 통해 PWM 제어기(170)는 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)의 Q5(35)와 Q6(36)의 스위칭을 위한 PWM 스위칭 신호(PWM_5, PWM_6)를 출력하고 두 스위치에 PWM 스위칭 신호를 전송한다. 도 4c에 따른 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)의 하나의 레그는 제 1 상단 다이오드 D3(43)와 제 1 하단 스위치(35) 그리고 다른 레그는 제 2 상단 다이오드 D4(44))와 제 2 하단 스위치 Q6(36)를 포함한다.

이하에서 전력 변환 장치(2000)라고 할 때는 특별히 별도로 명시하지 않는 한 단방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_1), 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)와 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)를 통칭하는 것으로 한다.

도 5a는 전력 변환 장치에서 실제 입력 전압과 센싱 입력 전압을 비교하는 파형도이다.

교류 입력전압의 제로 크로싱 지점 검출 시 기본적으로 전력 변환 장치(2000)의 입력전압(10)의 센싱 신호 기반으로 극성 검출이 수행된다. 도 5a를 참조하면, 실제 입력전압(10)과 센싱된 입력전압을 비교하면 센싱된 입력전압이 회로 지연, 노이즈, 마이컴에서 AD 변환 지연 등으로 인해 실제 입력전압(10)보다 미세한 위상 지연을 보이고 있다. 따라서, 이러한 미세한 위상 지연폭이 어느 정도인지 알 수 없으므로 위상 지연을 어느 정도 예측하여 위상 지연보다 다소 여유있는 마진을 포함하여 전력 변환 장치(2000)에서 PWM 스위칭 시 미스위칭 구간이 설정되게 된다. 또한, 이러한 미세한 위상 지연폭이 어느 정도인지 알 수 없으므로 입력전압(10)의 실제 극성과 센싱된 극성이 제로 크로싱 근방에서 서로 다를 수 있다.

도 5b는 전력 변환 장치에서 실제 입력 전압과 센싱 입력 전압을 비교하는 파형도이다.

도 5b를 참조하면, 도 5a와 비교할 때 센싱된 입력전압은 노이즈를 포함하고 있다. 노이즈는 전력 변환 장치(2000)의 스위칭 노이즈, 센싱회로의 화이트 노이즈 중 적어도 일부를 포함할 수 있다. 도 5a와 비교할 때, 도 5b에 따른 센싱 입력전압은 제로 크로싱 부근에서 노이즈로 인해 극성이 수시로 바뀌고 있다. 다시 말해서, 입력전압(10)이 0보다 큰 극성 양(+)의 값을 가지더라도 노이즈 전압으로 인하여 전압이 음(-)의 값으로 판별될 수도 있고, 반대로 입력전압(10)이 0보다 작은 음(+)의 값을 가지더라도 노이즈 전압으로 인해 양수(+) 값을 가지는 것으로 판별되는 경우도 발생할 수 있다. 즉, 입력전압(10)의 제로 크로싱 부근에서는 실제 센싱되는 전압의 크기가 작기 때문에 입력전압(10)의 제로 크로싱 구간에서 노이즈 전압으로 인하여 극성 판별이 잘못 이루어질 수 있고, 따라서 전력 변환 장치(2000)는 제로 크로싱 부근에서 PWM 스위칭 패턴을 결정하기 어렵다.

이상적으로는 도 5a와 도 5b에 따른 센싱 신호 지연, 노이즈 등을 수치로 계산하여 제로 크로싱 부근에서 PWM 스위칭 시 미스위칭 구간을 두는 방법을 생각해 볼 수 있다. 그러나, 전력 변환 장치(2000)의 회로의 스트레이(stray) 임피던스, 전력 반도체 소자 임피던스의 비선형성, 예측 불가능한 화이트 노이즈, 필터 파라미터 공차 등의 이유를 모두 고려하여 이상적인 미스위칭 시간을 도출하기란 불가능에 가깝다. 따라서 기존에는 이 구간에서는 폭넓은 구간을 지정하여 모든 스위치의 스위칭을 중단 - 오프(off) - 한다.

모든 스위치를 오프(off)할 경우 입력전압(10)의 제로 크로싱 지점 부근 일정 구간에서 전류가 0이 되기 때문에 역률 저하, 고조파 증가, 센싱 회로 노이즈 저감을 위한 필터 설계의 어려움이 뒤따른다. 또한, 미스위칭 구간 길이를 결정하는데 있어서 이론적인 방식이 아닌 실험적으로 반복적인 시행착오(trial-and-error)를 통해 미스위칭 구간을 찾아야 하기 때문에 개발 효율 저하 등의 문제가 발생할 수 있다.

따라서, 본 개시에서는 입력전압(10)의 제로 크로싱 부근에서의 미스위칭 구간을 제거하고 단순 PWM 신호 패턴으로 제로 크로싱 지점에서 극성을 잘못 판별하는 문제를 해결한 심리스(seamless) 제로 크로싱 검출 방법을 채용한 전력 변환 장치가 제시된다.

도 6a는 입력 전압의 제로 크로싱 부근에서 미스위칭 구간을 두는 파형도이다.

도 6a를 참조하면, Vac가 제로 크로싱을 하는 구간에서 모든 스위치가 오프(off)되는 PWM 스위칭 패턴이 도시되고 있다. 하지만, 제로 크로싱 근처에서 모든 스위치가 오프(off)되는 구간이 발생하면, 계통의 전력 변환 효율 감소를 초래할 뿐만 아니라 계통의 고조파도 증가하게 된다.

도 6a에서 보듯이, 센싱된 입력전압의 제로 크로싱 지점을 확대하면 구간 1 내지 구간 4로 분할될 수 있다. 구간 1은 센싱 입력전압이 음(-)의 값에서 제로로 향해가는 구간이고 아직까지는 PWM 스위칭이 이루어지는 구간이다. 구간 2는 구간 1과 마찬가지로 센싱 입력전압이 음(-)의 값에서 제로로 향해가는 구간이지만, 입력전압(10)이 거의 제로에 근접하고 있어서 실제 입력전압은 이미 제로에서 양(+)의 값으로 바뀌었을지도 모르고, 노이즈에 의해 입력전압이 양(+)과 음(-)을 오고가는 값일 수 있으므로 PWM 스위칭을 하지 않는 구간이다. 구간 3은 센싱 입력전압이 제로에서 양(+)의 값으로 변하는 구간이지만, 입력전압(10)이 제로에 가까운 값을 가지고 있어서 실제 입력전압은 이미 여전히 음(-)의 값을 가질 수도 있으므로 구간 2에서와 마찬가지로 PWM 스위칭을 하지 않는 구간이다. 구간 4는 센싱 입력전압이 충분히 제로 근방값을 벗어나 양(+)의 값을 가지는 것을 판단하고 PWM 스위칭이 재개되는 구간이다.

도 6a와 비교할 때 도 6b에서 전력 변환 장치(2000)는 본 개시의 일 실시예에 따라 구간 2와 구간 3에서도 PWM 스위칭을 수행한다. 먼저 구간 2에서는 센싱 입력전압이 음(-)의 값에서 제로로 향해가는 구간이며, 입력전압(10)이 거의 제로에 근접하고 있는데, 이 때는 도 6b에서 보는 바와 같이 일 실시예에 따라 어느 하나의 스위치(도 6b에서는 상단 스위치로 PWM_1 스위칭)만 PWM 스위칭을 할 수 있다. 일 실시예에 따라, 구간 2에서 PWM 스위칭 패턴은 구간 2가 종료되는 시점에서는 입력전압(10)이 구간 2 중에서도 가장 제로에 근접할 것이므로 PWM 스위칭 패턴의 듀티비를 구간 2의 초반보다 더 줄일 수 있다. 반대로 구간 3에서는 센싱 입력전압이 제로에서 양(+)의 값으로 변하는 구간이며 입력전압(10)이 제로에 가까운 값을 가지고 있는 구간이다. 구간 3에서는 일 실시예에 따라 도 6b에서 보는 바와 같이 다른 하나의 스위치(도 6b에서는 하단 스위치로 PWM_2 스위칭)만 PWM 스위칭을 할 수 있다. 일 실시예에서, 구간 2와 반대로 구간 3에서는 구간 3 초반에는 입력전압(10)이 구간 3 중에서 가장 제로에 근접할 것이므로 PWM 스위칭 패턴의 듀티비를 가장 작게 하고 구간 3의 종반은 입력전압(10)이 제로로부터 가장 멀리 있을 것이므로 PWM 스위칭 패턴의 듀티비를 구간 3의 초반보다 더 늘일 수 있다.

구간 2와 구간 3에서 위와 같이 PWM 스위칭을 하게 되면 입력전압(10)의 제로 크로싱 부근에서 스파이크 전류가 발생하지 않는다. 다시 말해서, 구간 2에서 실제 입력전압(10)이 양(+)이고 센싱 입력전압이 음(-)이라고 해도, 또는 구간 3에서 실제 입력전압(10)이 음(-)이고 센싱 입력전압이 양(+)이라고 해도 스파이크 전류가 발생하지 않는다. 이에 대한 이유를 설명하기 위해 이하 도 7a 내지 도 18b를 참조하도록 한다. 이하에서 구간 2는 도 6b의 구간 2에서 보는 바와 같이 센싱된 입력전압이 소정의 제 1 지점인 음수(-)값에서 제로로 접근하는 구간을 의미하면서 도 6b의 구간 2에 대응되고, 구간 3은 도 6b의 구간 3에서 보는 바와 같이 센싱된 입력전압이 제로에서 제 2 소정의 시점인 양수(+)값까지 상승하는 구간으로서 도 6b의 구간 3에 대응된다.

본 개시에 따른 일 실시예에 의한 단방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_1)는 제 1 상단 스위치 Q1(31)과 제 1 하단 스위치 Q2(32)로 구성된 제 1 레그(1)와 상단 다이오드 D1(41)과 하단 다이오드 D2(42)로 구성된 다이오드 레그(5)를 포함할 수 있다. 단방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_1)의 제어부(도시되지 않음)에서는 제 1 레그(1)에 포함된 두 스위치(Q1(31), Q2(32))의 스위칭을 제어하는 적어도 하나의 프로세서(도시되지 않음)를 포함한다.

먼저, 도 7a와 도 7b는 단방향 토템폴 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치(2000_1)에서 실제 입력전압(10)이 양수(+)이고 센싱 입력전압이 음수(-)인 비정상 조건 시 제 1 상단 스위치 Q1(31)만 동작하는, 구간 2에 대한 전류 흐름도이다.

도 7a를 참조하면, 구간 2에서 센싱 입력전압이 음(-)이고 실제 입력전압(10)이 양(+)인 비정상 조건에서 제 1 레그(1)의 상단 스위치 Q1(31)만 동작하는 경우의 회로도이다. 단방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_1)의 하단 스위치 Q2(32)는 모두 오프(off)하고 상단 스위치 Q1(31)만 온(on)할 경우 단방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_1)는 다이오드 정류기처럼 동작하고 다이오드의 역(reverse) 바이어스로 인해 인덕터(15) 충전구간이 발생하지 않고 전력 플로우가 형성되지 않으므로 이 때 회로에서 실제 도통되는 전류는 0이다. 다시 말해서, 정상 상태에서 DC 링크 커패시터(40)의 전압이 입력전압(10)의 최대값보다 높으므로 다이오드는 오프 상태가 된다. 마찬가지로 도 7b에서 Q1(31)을 오프하면 인덕터(15) 충전구간이 발생하지 않고 전력 플로우가 형성되지 않으므로 이 때 회로에서 실제 도통되는 전류는 0이다.

도 8a와 도 8b에서는 구간 2에서 센싱된 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수(-)인 정상 구간인 조건을 살펴보도록 한다. 기존에는 구간 2에서 센싱 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수인 구간이 발생하더라도 모든 스위치를 오프(off)하기 때문에 DC 링크 커패시터(40) 양단 전압으로 인하여 다이오드에 전류가 도통되지 않게 되고 이로 인하여 계통에 흐르는 전류가 0이 된다.

반면에 도 8a에서 보는 바와 같이 Q1(31)과 Q2(32)가 포함되는 제 1 레그(1)에서 제 1 상단 스위치인 Q1(31)만을 스위치-온하면, D1(41)을 통해 Q1(31) - 인덕터(15)를 거쳐 전류가 흐르면서 인덕터(15)가 충전되는 구간이 발생하게 된다.

도 8b에서는 제 1 상단 스위치인 Q1(31)를 스위치-오프하면, 전류는 D1(41)과 DC 링크 커패시터(40)와 Q2(32)의 역병렬 다이오드 - 인덕터(15)를 거치는 경로가 형성되면서 전압 부스팅이 이루어지게 된다. 이 때 전력 플로우가 정상적으로 형성되어 전류가 0이 되는 구간이 최소화될 수 있다. 따라서, 구간 2에서 센싱 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수인 구간이 발생하였을 때 모든 스위치를 오프(off)하던 경우와 달리 본 개시에 따른 구간 2에서의 스위칭 방법에 의하면 전압 부스팅 모드가 형성되어 계통에 전류가 흐르므로 계통의 고조파도 줄일 수 있고 전류 스파이크도 방지할 수 있다.

도 9a와 도 9b는 구간 3에서 센싱 입력전압이 양(+), 실제 입력전압(10)이 음(-)인 비정상 조건 시 제 1 레그(1)에서 제 1 하단 스위치인 Q2(32)만을 온-오프하는 것을 보여주는 회로도이다.

도 9a는 비정상 조건 시 제 1 레그(1)에서 제 1 하단 스위치인 Q2(32)만을 온하는 경우이고 도 9b는 비정상 조건 시 제 1 레그(1)에서 제 1 하단 스위치인 Q2(32)만을 오프하는 경우를 보여준다. 이 때 전류는 D1(41)과 DC 링크 커패시터(40)를 거쳐 온(ON)되어 있는 Q2(32) 혹은 Q2(32)의 역병렬 다이오드를 지나갈 수 있는 경로를 형성하게 되며, 이 경우 DC 링크 커패시터(40)의 전압이 입력전압(10) 최대값보다 높기 때문에 다이오드가 오프되어 전력 플로우가 형성되지 않는다. 따라서, 실제로는 전류가 흐르지는 않고 인덕터(15) 충전 구간도 발생하지 않는다.

도 10a와 도 10b는 구간 3에서 센싱 입력전압이 양(+), 실제 입력전압(10)도 양(+)인 정상 조건 시 제 1 레그(1)에서 제 1 하단 스위치인 Q2(32)만을 온-오프하는 것을 보여주는 회로도이다.

도 10a는 제 1 레그(1)의 제 1 하단 스위치 Q2(32)를 온하는 경우 전류 경로를 보여주고, 도 10b는 제 1 레그(1)의 제 1 하단 스위치 Q2(32)를 오프하는 경우 전류 경로를 보여준다.

도 10a를 살펴보면, 정상 조건에서 인덕터(15) - Q2(32) - D2(42)로 이어지는 전류 경로가 발생하며 이 때 인덕터(15)에 전력 충전이 이루어진다. Q2(32)가 오프되는 도 10b에서는 Q1(31)의 역병렬 다이오드 - DC 링크 커패시터(40) - D2(42)로 이어지는 전류 경로가 형성되어 단방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_1)가 부스팅 모드로 동작함을 알 수 있다. 따라서, 도 10a와 도 10b에 의할 때 구간 3에서 실제 전류가 흐르게 되므로 종래와 같이 전류가 0이 되는 구간이 발생하는 것을 방지할 수 있다.

적어도 하나의 프로세서는 앞선 도 7a 내지 도 10b에서 본 바와 같이 단방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_1)에서 센싱된 입력전압(10)이 음수에서 제로로 근접하는 소정의 구간 시점을 검출하여 검출에 따른 소정의 구간(구간 2) 시점부터는 제 1 레그(1)의 제 1 상단 스위치 Q1(31)만 스위칭하도록 제어한다. 그리고, 단방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_1)에서 적어도 하나의 프로세서는 센싱된 입력전압(10)이 제로에서 양수로 상승하는 시점을 검출하고 이 검출에 따라 제로부터 소정의 구간(구간 3)까지 제 1 레그(1)의 제 1 하단 스위치 Q2(32)만을 스위칭하도록 제어한다.

본 개시에 따른 일 실시예에 의한 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)는 제 1 상단 스위치 Q1(31)과 제 1 하단 스위치 Q2(32)로 구성된 제 1 레그(1)와 제 2 상단 스위치 Q3(33)과 제 2 하단 스위치 Q4(34)로 구성된 제 2 레그(2)를 포함할 수 있다. 양방향 토템폴 변환 장치(2000_2)의 제어부(도시되지 않음)는 제 1 레그(1)에 포함된 두 스위치(Q1(31), Q2(32))와 제 2 레그(2)에 포함된 두 스위치(Q3(33), Q4(34))의 스위칭을 제어하는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다. 적어도 하나의 프로세서는 도 11a 내지 도 18b에서 설명하는 바와 같이 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)에서 입력전압(10)이 음수에서 제로로 근접하는 소정의 구간 시점을 검출하여 검출에 따른 소정의 구간(구간 2)과 입력전압(10)이 제로에서 양수로 상승하는 소정의 구간 시점을 검출하여 검출에 따른 소정의 구간(구간 3) 어느 한 레그의 상단 혹은 하단 스위치 만을 스위칭하여 전류가 0이 되는 구간을 최소화할 수 있다.

먼저, 도 11a와 도 11b는 구간 2에서 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)의 실제 입력전압(10)이 양수(+)이고 센싱 입력전압이 음수(-)인 비정상 조건일 때의 동작을 보여준다. 도 11a와 도 11b는 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)에서 구간 2에서 비정상 조건일 때 제 1 상단 스위치 Q1(31)만 동작하는 경우 전류 흐름도이다.

도 11a를 참조하면, 구간 2에서 센싱 입력전압이 음(-)이고 실제 입력전압(10)이 양(+)인 비정상 조건에서 제 1 레그(1)의 제 1 상단 스위치 Q1(31)만 온(ON)된 경우의 회로도이다. 도 11a에 의하면, 전류 흐름은 인덕터(15) - Q1(31) - DC 링크 커패시터(40) - Q4(34)의 역병렬 다이오드로 이어지는 경로를 형성하게 된다. 도 11b에서는 구간 2에서 센싱 입력전압이 음(-)이고 실제 입력전압(10)이 양(+)인 비정상 조건에서 제 1 레그(1)의 제 1 상단 스위치 Q1(31)가 오프(OFF)된 경우이다. 도 11b에 의할 때 전류 흐름은 인덕터(15) - Q1(31)의 역병렬 다이오드 - DC 링크 커패시터(40) - Q4(34)의 역병렬 다이오드로 이어지는 경로를 거치게 된다. 도 11a와 도 11b에 의할 때 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)는 다이오드 정류기처럼 동작하고 다이오드의 역(reverse) 바이어스로 인해 인덕터(15) 충전구간이 발생하지 않고 전력 플로우가 형성되지 않으므로 회로에서 실제 도통되는 전류는 0이다. 다시 말해서, 비정상 상태에서 DC 링크 커패시터(40)의 전압이 입력전압(10)의 최대값보다 높으므로 다이오드는 오프 상태가 된다.

도 12a와 도 12b에서는 구간 2에서 센싱된 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수(-)인 정상 조건을 살펴보도록 한다. 기존에는 구간 2에서 센싱 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수인 구간이 발생하더라도 모든 스위치를 오프(off)하기 때문에 DC 링크 커패시터(40) 양단 전압으로 인하여 다이오드에 전류가 도통되지 않게 되고 이로 인하여 계통에 흐르는 전류가 0이 된다.

반면에 도 12a에서 보는 바와 같이 Q1(31)과 Q2(32)가 포함되는 제 1 레그 (1)에서 제 1 상단 스위치인 Q1(31)만을 스위치-온하면, Q3(33)의 역병렬 다이오드 - Q1(31) - 인덕터(15)를 거쳐 전류가 흐르면서 인덕터(15)가 충전되는 구간이 발생하게 된다.

도 12b에서는 상단 스위치인 Q1(31)를 스위치-오프하면, 전류는 Q3(33)의 역병렬 다이오드 - DC 링크 커패시터(40) - Q2(32)의 역병렬 다이오드 - 인덕터(15)를 거치는 경로가 형성되면서 전압 부스팅이 이루어지게 되며 전력 플로우가 정상으로 형성되어 전류가 0이 되는 구간을 최소화할 수 있다. 따라서, 구간 2에서 센싱 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수인 구간이 있을 때에도 종전에 모든 스위치를 오프(off)하던 경우와 달리 도 12a와 도 12b에서 보는 바와 같이 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)에서는 스위칭이 이루어지는 부스팅 모드가 형성되어 전류가 0이 되지 않고 계통에 전류가 흐르므로 고조파도 줄일 수 있고 전류 스파이크도 방지할 수 있다.

도 13a와 도 13b는 구간 3에서 센싱 입력전압이 양(+), 실제 입력전압(10)이 음(-)인 비정상 조건 시 제 1 레그(1)에서 제 1 하단 스위치인 Q2(32)만을 온-오프하는 것을 보여주는 회로도이다.

도 13a는 비정상 조건 시 제 1 레그(1)에서 제 1 하단 스위치인 Q2(32)만을 온하는 경우이고 도 13b는 비정상 조건 시 제 1 레그(1)에서 제 1 하단 스위치인 Q2(32)만을 오프하는 경우를 보여준다. 도 13a에서 전류는 Q3(33)의 역병렬 다이오드 - DC 링크 커패시터(40) - Q2(32) - 인덕터(15) 를 지날 수 있는 경로를 형성하게 되며, 도 13b에서 Q1(31)을 오프(OFF)하면, 전류는 Q3(33)의 역병렬 다이오드 - DC 링크 커패시터(40) - Q2(32)의 역병렬 다이오드 - 인덕터(15)를 지나갈 수 있는 경로를 형성하게 된다. 이 경우 DC 링크 커패시터(40)의 전압이 입력전압(10) 최대값보다 높기 때문에 다이오드가 오프되어 전력 플로우가 형성되지 않아 실제로는 전류가 흐르지 않고 인덕터(15) 충전 구간도 발생하지 않는다.

도 14a와 도 14b는 구간 3에서 센싱 입력전압이 양(+), 실제 입력전압(10)도 양(+)인 정상 조건 시 제 1 레그(1)에서 제 1 하단 스위치인 Q2(32)만을 온-오프하는 것을 보여주는 회로도이다.

도 14a는 제 1 레그(1)의 제 1 하단 스위치 Q2(32)를 온하는 경우 전류 경로를 보여주고, 도 14b는 제 1 레그(1)의 제 1 하단 스위치 Q2(32)를 오프하는 경우 전류 경로를 보여준다.

도 14a를 살펴보면, 정상 조건에서 인덕터(15) - Q2(32) - Q4(34)의 역병렬 다이오드로 이어지는 전류 경로가 발생하며 이 때 인덕터(15)에 전력 충전이 이루어진다. Q2(32)가 오프되는 도 14b에서는 인덕터(15) - Q1(31)의 역병렬 다이오드 - DC 링크 커패시터(40) - Q4(34)의 역병렬 다이오드로 이어지는 전류 경로가 형성되어 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)가 전압 부스팅 모드로 동작함을 알 수 있다. 따라서, 도 14a와 도 14b에 의할 때 구간 3에서 전류가 0이 되는 구간을 최소화할 수 있다.

이상 도 11a 내지 도 14b는 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)가 도 6b의 제로 크로싱이 이루어지는 구간 2 및 구간 3에서 제 1 레그(1)의 제 1 상단 스위치 Q1(31) 또는 제 1 하단 스위치 Q2(32) 중 어느 하나의 스위치만을 스위칭하는 회로도를 다루었다. 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)는 대개 제 1 레그(1)에 고속 스위칭용 스위치를 사용하고 제 2 레그(2)에는 정류용 저속 스위치를 사용하므로 도 11a 내지 도 14b와 같이 제 1 레그(1)의 스위치를 스위칭할 필요가 있다. 그러나, 만일 설계 상의 이유로 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)에서 제 1 레그(1)에 정류용 저속 스위치를 사용하고, 제 2 레그(2)에 고속 스위칭용 스위치를 사용하는 경우 본 개시의 일 실시예에 따른 제로 크로싱 시 스위칭을 제 2 레그(2)의 스위치를 통해 수행할 필요가 있다.

먼저, 도 15a와 도 15b는 구간 2에서 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)의 실제 입력전압(10)이 양수(+)이고 센싱 입력전압이 음수(-)인 비정상 조건일 때의 동작을 보여준다. 도 15a와 도 15b는 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)에서 구간 2에서 비정상 조건일 때 제 2 레그(2)의 제 2 하단 스위치 Q4(34)만 동작하는 경우에 대한 전류 흐름도이다.

도 15a를 참조하면, 구간 2에서 센싱 입력전압이 음(-)이고 실제 입력전압(10)이 양(+)인 비정상 조건에서 제 2 레그(2)의 제 2 하단 스위치 Q4(34)만 온(ON)된 경우의 회로도이다. 도 15a에 의하면, 전류 흐름은 인덕터(15) - Q1(31)의 역병렬 다이오드 - DC 링크 커패시터(40) - Q4(34) 로 이어지는 경로를 형성하게 된다. 도 15b에서는 구간 2에서 센싱 입력전압이 음(-)이고 실제 입력전압(10)이 양(+)인 비정상 조건에서 제 2 레그(2)의 제 2 하단 스위치 Q4(34)가 오프(OFF)된 경우이다. 도 15b에 의할 때 전류 흐름은 인덕터(15) - Q1(31)의 역병렬 다이오드 - DC 링크 커패시터(40) - Q4(34)의 역병렬 다이오드로 이어지는 경로를 형성하게 된다. 도 15a와 도 15b에 의할 때 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)는 다이오드 정류기처럼 동작하고 다이오드의 역(reverse) 바이어스로 인해 인덕터(15) 충전구간이 발생하지 않고 전력 플로우가 형성되지 않으므로 회로에서 실제 도통되는 전류는 0이다. 다시 말해서, 비정상 상태에서 DC 링크 커패시터(40)의 전압이 입력전압(10)의 최대값보다 높으므로 다이오드는 오프 상태가 된다.

도 16a와 도 16b에서는 구간 2에서 센싱된 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수(-)인 정상 조건을 살펴보도록 한다. 기존에는 구간 2에서 센싱 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수인 구간이 발생하더라도 모든 스위치를 오프(off)하기 때문에 계통에 흐르는 전류가 0이 된다.

반면에 도 16a에서 보는 바와 같이 제 2 레그(2)에서 제 2 하단 스위치인 Q4(34)만을 스위치-온하면, Q4(34) - Q3(33)의 역병렬 다이오드 - 인덕터(15)를 통해 전류가 흐르면서 인덕터(15)가 충전되는 구간이 발생하게 된다.

도 16b에서는 제 2 레그(2)의 제 2 하단 스위치인 Q4(34)를 스위치-오프하면, 전류는 Q3(33)의 역병렬 다이오드 - DC 링크 커패시터(40) - Q2(32)의 역병렬 다이오드 - 인덕터(15)를 거치는 경로가 형성되면서 전압 부스팅이 이루어지게 되며, 전력 플로우가 정상으로 형성되어 전류가 0이 되는 구간을 최소화할 수 있다. 따라서, 구간 2에서 센싱 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수인 구간이 있을 때에도 종전에 모든 스위치를 오프(off)하던 경우와 달리 도 16a와 도 16b에서 보는 바와 같이 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)에서는 전압 부스팅 모드가 형성되어 전류가 0이 되지 않고 계통에 전류가 흐르므로 고조파도 줄일 수 있고 전류 스파이크도 방지할 수 있다.

도 17a와 도 17b는 구간 3에서 센싱 입력전압이 양(+), 실제 입력전압(10)이 음(-)인 비정상 조건 시 제 2 레그(2)에서 상단 스위치인 Q3(33)만을 온-오프하는 것을 보여주는 회로도이다.

도 17a는 비정상 조건 시 제 2 레그(2)에서 제 2 상단 스위치인 Q3(33)만을 온하는 경우이고 도 17b는 비정상 조건 시 제 2 레그(2)에서 제 2 상단 스위치인 Q3(33)만을 오프하는 경우를 보여준다. 도 17a에서 전류는 Q3(33) - DC 링크 커패시터(40) - Q2(32)의 역병렬 다이오드 - 인덕터(15)를 지날 수 있는 경로를 형성하게 된다. 도 17b에서 Q3(33)를 오프(OFF)하면, 전류는 Q3(33)의 역병렬 다이오드 - DC 링크 커패시터(40) - Q2(32)의 역병렬 다이오드 - 인덕터(15)를 지나갈 수 있는 경로를 형성하게 된다. 이 경우 DC 링크 커패시터(40)의 전압이 입력전압(10) 최대값보다 높기 때문에 다이오드가 오프되어 전력 플로우가 형성되지 않아 실제로는 전류가 흐르지 않고 인덕터(15) 충전 구간도 발생하지 않는다.

도 18a와 도 18b는 구간 3에서 센싱 입력전압이 양(+), 실제 입력전압(10)도 양(+)인 정상 조건 시 제 2 레그(2)에서 제 2 상단 스위치인 Q3(33)만을 온-오프하는 것을 보여주는 회로도이다.

도 18a는 제 2 레그(2)의 제 2 상단 스위치 Q3(33)를 온하는 경우 전류 경로를 보여주고, 도 18b는 제 2 레그(2)의 제 2 상단 스위치 Q3(33)를 오프하는 경우 전류 경로를 보여준다.

도 18a를 살펴보면, 정상 조건에서 인덕터(15) - Q1(31)의 역병렬 다이오드 - Q3(33)로 이어지는 전류 경로가 발생하며 이 때 인덕터(15)에 전력 충전이 이루어진다. Q3(33)가 오프되는 도 18b에서는 인덕터(15) - Q1(31)의 역병렬 다이오드 - DC 링크 커패시터(40) - Q4(34)의 역병렬 다이오드로 이어지는 전류 경로가 형성되어 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)가 전압 부스팅 모드로 동작함을 알 수 있다. 따라서, 도 18a와 도 18b에 의할 때 구간 3에서 전류 경로가 형성되어 전류가 0이 되는 구간을 최소화할 수 있다.

본 개시에 따른 일 실시예에 의한 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)는 제 1 상단 스위치 Q1(31)과 제 1 하단 스위치 Q2(32)로 구성된 제 1 레그(1)와 제 2 상단 스위치 Q3(33)과 제 2 하단 스위치 Q4(34)로 구성된 제 2 레그(2)를 포함할 수 있다. 양방향 토템폴 변환 장치(2000_2)의 제어부(도시되지 않음)에서는 제 1 레그(1)에 포함된 두 스위치(Q1(31), Q2(32))와 제 2 레그(2)에 포함된 두 스위치(Q3(33), Q4(34))의 스위칭을 제어하는 적어도 하나의 프로세서를 포함한다. 적어도 하나의 프로세서는 앞선 도 11a 내지 도 18b에서 본 바와 같이 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)에서 입력전압(10)이 음수에서 제로로 근접하는 소정의 구간 시점을 검출하여 검출에 따른 소정의 구간(구간 2)과 입력전압(10)이 제로에서 양수로 상승하는 소정의 구간 시점을 검출하여 검출에 따른 소정의 구간(구간 3) 어느 한 레그의 상단 혹은 하단 스위치 만을 스위칭하여 전류가 0이 되는 구간을 최소화할 수 있다.

일 실시예에 따라, 도 11a 내지 도 14b의 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)는 제 1 레그(1)의 제 1 상단 스위치 Q1(31)과 제 1 하단 스위치 Q2(32)를 스위칭시키는데, 이 때 제 1 레그(1)의 제 1 상단 스위치 Q1(31)과 제 1 하단 스위치 Q2(32)는 상대적으로 제 2 레그(2)의 제 2 상단 스위치 Q3(33)과 제 2 하단 스위치 Q4(34)보다 스위칭 속도가 빠른 고속 스위칭이 가능한 스위치를 사용할 수 있다. 도 15a 내지 도 18b에서는 반대로 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)는 제 2 레그(2)의 제 2 상단 스위치 Q3(33)과 제 2 하단 스위치 Q4(34)를 스위칭시키는데, 이 때 제 2 레그(2)의 제 2 상단 스위치 Q3(33)과 제 2 하단 스위치 Q4(34)는 상대적으로 제 1 레그(1)의 제 1 상단 스위치 Q1(31)과 제 1 하단 스위치 Q2(32)보다 스위칭 속도가 빠른 고속 스위칭이 가능한 스위치를 사용할 수 있다.

본 개시에 따른 일 실시예에 의한 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)는 제 1 상단 다이오드 D3(43)과 제 1 하단 스위치 Q5(35)로 구성된 제 1 레그(3)와 제 2 상단 다이오드 D4(44)와 제 2 하단 스위치 Q6(36)로 구성된 제 2 레그(4)를 포함할 수 있다. 세미 브릿지리스 변환 장치(2000_3)의 제어부(도시되지 않음)에서는 두 스위치(Q5(35), Q6(36))의 스위칭을 제어하는 적어도 하나의 프로세서를 포함한다.

먼저, 도 19a와 도 19b는 구간 2에서 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)의 실제 입력전압(10)이 양수(+)이고 센싱 입력전압이 음수(-)인 비정상 조건일 때의 동작을 보여준다. 도 19a와 도 19b는 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)에서 구간 2에서 비정상 조건일 때 제 2 레그(4)의 제 2 하단 스위치 Q6(36)만을 동작시킬 때 전류 흐름도이다.

도 19a를 참조하면, 구간 2에서 센싱 입력전압이 음(-)이고 실제 입력전압(10)이 양(+)인 비정상 조건에서 제 2 레그(4)의 제 2 하단 스위치 Q6(36)만 온(ON)된 경우의 회로도이다. 도 19a에 의하면, 전류 흐름은 D3(43) - DC 링크 커패시터(40) - Q6(36)의 경로를 형성하게 된다. 도 19b에서는 구간 2에서 센싱 입력전압이 음(-)이고 실제 입력전압(10)이 양(+)인 비정상 조건에서 제 2 레그(4)의 제 2 하단 스위치 Q6(36)가 오프(OFF)된 경우이다. 도 15b에 의할 때 전류 흐름은 D3(43) - DC 링크 커패시터(40) - Q6(36)의 역병렬 다이오드 경로를 형성하게 된다. 도 19a와 도 19b에 의할 때 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)는 다이오드 정류기처럼 동작하고 다이오드의 역(reverse) 바이어스로 인해 인덕터(15) 충전구간이 발생하지 않고 전력 플로우가 형성되지 않으므로 회로에서 실제 도통되는 전류는 0이다. 다시 말해서, 비정상 상태에서 DC 링크 커패시터(40)의 전압이 입력전압(10)의 최대값보다 높으므로 다이오드는 오프 상태가 되며 전류가 흐르지 않게 된다.

도 20a와 도 20b에서는 구간 2에서 센싱된 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수(-)인 정상 구간 조건을 살펴보도록 한다. 기존에는 구간 2에서 센싱 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수인 구간이 발생하더라도 모든 스위치를 오프(off)하기 때문에 계통에 흐르는 전류가 0이 된다.

반면에 도 20a에서 보는 바와 같이 제 2 레그(4)에서 제 2 하단 스위치인 Q6(36)만을 스위치-온하면, Q6(36) - Q5(35)의 역병렬 다이오드 - 인덕터(15)를 통해 전류가 흐르면서 인덕터(15)가 충전되는 구간이 발생하게 된다.

도 20b에서는 제 2 레그(4)의 제 2 하단 스위치인 Q6(36)를 스위치-오프하는 것을 보여주는 도면이다. Q6(36) 스위치가 오프되면 전류는 D4(44) - DC 링크 커패시터(40) - Q5(35)의 역병렬 다이오드 - 인덕터(15)를 거치는 경로가 형성되면서 전압 부스팅이 이루어지게 된다. 따라서, 전력 플로우가 정상으로 형성되어 전류가 0이 되는 구간을 최소화할 수 있다. 구간 2에서 센싱 입력전압과 실제 입력전압(10)이 모두 음수인 구간이 있을 때에도 종전에 모든 스위치를 오프(off)하던 경우와 달리 도 20a와 도 20b에서 보는 바와 같이 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)에서는 부스팅 모드가 형성되어 전류가 0이 되지 않고 계통에 전류가 흐르므로 고조파도 줄일 수 있고 전류 스파이크도 방지할 수 있다.

도 21a와 도 21b는 구간 3에서 센싱 입력전압이 양(+), 실제 입력전압(10)이 음(-)인 비정상 조건 시 제 1 레그(3)에서 제 1 하단 스위치인 Q5(35)만을 온-오프하는 것을 보여주는 회로도이다.

도 21a는 비정상 조건 시 제 1 레그(1)에서 제 1 하단 스위치인 Q5(35)만을 온하는 경우이고 도 21b는 비정상 조건 시 제 1 레그(3)에서 제 1 하단 스위치인 Q5(35)만을 오프하는 경우를 보여준다. 도 21a에서 전류는 D4(44) - DC 링크 커패시터(40) - Q5(35)의 역병렬 다이오드를 지날 수 있는 경로를 형성하게 된다. 도 21b에서와 같이 Q5(35)를 오프(OFF)하면, 전류는 D4(44) - DC 링크 커패시터(40) - Q5(35)의 역병렬 다이오드를 지나갈 수 있는 경로를 형성하게 된다. 이 경우 DC 링크 커패시터(40)의 전압이 입력전압(10) 최대값보다 높기 때문에 다이오드가 오프되어 전력 플로우가 형성되지 않아 실제로는 전류가 흐르지 않고 인덕터(15) 충전 구간도 발생하지 않는다.

도 22a와 도 22b는 구간 3에서 센싱 입력전압이 양(+), 실제 입력전압(10)도 양(+)인 정상 조건 시 제 1 레그(3)에서 제 1 하단 스위치인 Q5(35)만을 온-오프하는 것을 보여주는 회로도이다.

도 22a는 제 1 레그(3)의 제 1 하단 스위치 Q5(35)를 온하는 경우 전류 경로를 보여주고, 도 22b는 제 1 레그(3)의 제 1 하단 스위치 Q5(35)를 오프하는 경우 전류 경로를 보여준다.

도 22a를 살펴보면, 정상 조건에서 인덕터(15) - Q5(35) - Q6(36) 역병렬 다이오드로 이어지는 전류 경로가 발생하며 이 때 인덕터(15)에 전력 충전이 이루어진다. Q5(35)가 오프되는 도 22b에서는 인덕터(15) - D3(43) - DC 링크 커패시터(40) - Q6(36)의 역병렬 다이오드로 이어지는 전류 경로가 형성되어 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)가 전압 부스팅 모드로 동작함을 알 수 있다. 따라서, 도 22a와 도 22b에 의할 때 구간 3의 정상 조건에서 전류 경로가 형성되어 전류가 0이 되는 구간을 최소화할 수 있다.

아래 표 1은 본 개시의 일 실시예에 따라 단방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_1), 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2), 및 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)에서 구간 2 및 구간 3에서 동작하는 스위치를 정리한 것이다.

	센싱 입력전압	실제 입력전압	동작 스위치
			단방향 토템폴 전력변환 장치	양방향 토템폴 전력변환 장치 제 1 레그	양방향 토템폴 전력변환 장치 제 2 레그	세미 브릿지리스 전력변환장치
구간 2	-	+ (비정상)	Q1(31)	Q1(31)	Q4(34)	Q6(36)
		- (정상)
구간 3	+	- (비정상)	Q2(32)	Q2(32)	Q3(33)	Q5(35)
		+ (정상)

표 1에서 보는 바와 같이 조건이 비정상 조건이든 정상 조건이든 구간이 정해지면 동작하는 스위치는 동일하며 다만 비정상 조건일 때 회로에서 실제 전류가 흐르지 않고 정상 조건일 때는 전류가 흐르는 차이만 있을 뿐이다.

도 23a를 참조하면, 가장 상단에는 실제 입력전압(10)이 실선으로, 지연된 입력전압이 점섬으로 표시되고 있다. 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치(1000)는 실제 입력전압(10)과 센싱 시 지연 요소에 의해 지연된 입력전압 간의 위상 차이로 인해 제로 크로싱 시 제 1 상단 스위치 Q1(31)과 제 1 하단 스위치 Q2(32)에 동시에 미스위칭 구간(2302)을 설정한다. 이와 같이 제로 크로싱 시 제 1 상단 스위치 Q1(31)와 제 2 하단 스위치 Q2(32)에 동시에 미스위칭 구간(1902)을 설정하게 되면 입력 전류 파형에서 보는 바와 같이 제로 크로싱 부근에서 왜곡(2301)이 발생함을 알 수 있다. 이러한 입력 전류의 왜곡(2301)은 고조파가 커지는 결과를 낳을 수 있고 장치 수명에도 좋지 않다.

도 23b는 본 개시의 일 실시예에 따라 제로 크로싱 시 구간 별로 어느 하나의 스위치만 스위칭하는 경우의 입력전압과 입력전류 파형도이다.

도 23b는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)에서 제로 크로싱 시 구간(구간 2, 구간 3)별로 특정 레그에서 어느 하나의 스위치만 스위칭하는 경우 입력전압과 입력전류의 파형을 보여주고 있다.

일 실시예에 따라, 센싱된 입력전압이 음수(-)에서 제로로 접근하는 구간 2에서는 전력 변환 장치(2000)의 하나의 레그의 어느 하나의 스위치만 온-오프 동작을 수행하고, 센싱된 입력전압이 제로에서 양수(+)로 상승하는 구간 3에서도 전력 변환 장치(2000)의 하나의 레그의 어느 하나의 스위치만 온-오프 동작을 수행할 수 있다.

이와 같이 구간 2 또는 구간 3에서 어느 하나의 스위치만 동작할 경우 도 23b에서 보는 바와 같이 실제 입력전압(10)의 제로 크로싱 부근에서 왜곡이 감소(2303)한 것을 알 수 있다. 이는 제로 크로싱 부근에서 미스위칭 구간이 없어지고, 전력 변환 장치(2000)의 어느 하나의 스위치만을 스위칭(2304)함에 의해 전압 부스팅 모드가 발생하여 전력 변환 장치(2000)에서 전류 흐름이 발생하기 때문이다.

도 24에 따르면, 전력 변환 장치(2000)에서 기존 제로 크로싱 시 PWM 스위칭을 하지 않는 구간의 크기가 2401과 같다. 그러나, 본 개시의 일 실시예에 따라 제로 크로싱 시 구간 2와 구간 3에서 전력 변환 장치(2000)의 어느 하나의 스위치만 스위칭을 하는 구간이 발생하므로, 미스위칭 구간이 줄어들어 본 개시에서 제안하는 방식을 적용할 시 실제 PWM 스위칭이 발생하지 않는 구간은 2403 크기로 줄어들게 된다.

도 25의 블록도에 따른 전력 변환 장치(2000)는 도 4a에 따른 단방향 토템폴 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치(2000_1), 도 4b에 따른 양방향 토템폴 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치(2000_2), 및 도 4c에 따른 세미 브릿지리스 PFC 전력 변환 장치(2000_3)를 모두 포함할 수 있다. 도 25에 따른 전력 변환 장치(2000)의 블록도는 계통에 따른 회로도와 더불어 PFC 회로(30)의 게이트 제어, 전력 변환 장치(2000)의 전반적인 제어를 수행하는 마이컴 혹은 프로세서(2200)를 포함할 수 있다.

도 25에 도시된 바와 같이, 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)는, 구동부(2100), 프로세서(2200), 통신부(2300), 센서부(2400), 출력 인터페이스(2500), 사용자 입력 인터페이스(2600), 메모리(2700)를 포함할 수 있다. 전력 변환 장치(2000)의 각 구성요소들은 모두 필수적인 것은 아니며, 제조사의 설계 사상에 따라 각 구성요소들은 가감될 수 있다. 예를 들어, 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)는 통신부(2300)의 적어도 일부를 포함하지 않을 수도 있고, 구동부(2100), 센서부(2400), 출력 인터페이스(2500) 및/또는 사용자 입력 인터페이스(2600)의 적어도 일부를 포함하지 않을 수 있다.

이하 상기 구성요소들에 대해 차례로 살펴본다.

구동부(2100)는 외부 전원으로부터 전력을 공급받고, 프로세서(2200)의 구동 제어 신호에 따라 부하에 전류를 공급할 수 있다. 구동부(2100)는 EMI (Electro Magnetic Interference) 필터(2111), 정류 회로(2112), 인버터 회로(2113), PFC 회로(30), 저역 통과 필터(712)를 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.

EMI 필터(2111)는 외부 전원(ES: External Source)으로부터 공급되는 교류 전력에 포함된 고주파 잡음을 차단하고, 미리 정해진 주파수(예를 들어, 50Hz 또는 60Hz)의 교류 전압과 교류 전류를 통과시킬 수 있다. EMI 필터(2111)와 외부 전원(ES) 사이에는 과전류를 차단하기 위한 퓨즈(Fuse)와 릴레이(Relay)가 마련될 수 있다. EMI 필터(2111)에 의하여 고주파 잡음이 차단된 교류 전력은 정류 회로(2112)에 공급된다.

정류 회로(2112)는 정류부(20)가 포함하는 회로일 수 있다. 정류 회로(2112)는 교류 전력을 직류 전력으로 변환할 수 있다. 예를 들어, 정류 회로(2112)는 시간에 따라 크기와 극성(양의 전압 또는 음의 전압)이 변화하는 교류 전압을 크기와 극성이 일정한 직류 전압으로 변환하고, 시간에 따라 크기와 방향(양의 전류 또는 음의 전류)이 변화하는 교류 전류를 크기가 일정한 직류 전류로 변환할 수 있다. 다만, 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)가 토템폼 토폴로지로 구성될 경우 정류 회로(2112)는 별도로 구성되지 않고 인버터 회로(2113)에 포함될 수도 있다. 따라서, 정류 회로(2112)는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)에서 브릿지리스 구조에 의해 순수 다이오드만으로 구성되는 브릿지 구조가 아닌, 스위치가 일부 포함되는 회로로 구성될 수 있다. 예를 들어, 정류 회로(2112)는 4개의 다이오드를 포함할 수 있고 다이오드는 스위치에 포함된 역병렬 다이오드일 수 있다. 다이오드는 시간에 따라 극성이 변화하는 교류 전압을 극성이 일정한 양의 전압으로 변환하고, 시간에 따라 방향이 변화하는 교류 전류를 방향이 일정한 양의 전류로 변환할 수 있다. 또 다른 일 실시예에서, 정류 회로(2112)는 2개의 다이오드와 2개의 스위치를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 1개의 스위치와 1개의 다이오드가 1개의 정류 레그를 구성하고, 또 다른 1개의 스위치와 1개의 다이오드로 또 다른 1개의 정류 레그를 구성할 수 있다. 일 실시예에서, 정류 회로(2112)는 2개의 스위치로 구성되는 1개의 레그와 2개의 다이오드로 구성되는 1개의 레그를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 정류 회로(2112)는 2개의 스위치로 구성되는 2개의 레그를 포함할 수 있다. 하지만, 이는 입력 전원이 단상인 경우로서, 만일 입력 전원이 3상이면, 3개의 스위치와 3개의 다이오드로 3개의 레그를 포함하는 정류 회로(2112)를 구성할 수 있다. 프로세서(2200)는 스위치를 제어하여, DC 링크 커패시터(40)에 충전되는 전압이 급격하게 증가하지 않고 서서히 증가하도록 제어할 수 있다. 스위치는 트랜지스터, 싸이리스터, IGBT, MOSFET, GTO 등으로 구성될 수 있으나 이에 한정되는 것은 아니다.

인버터 회로(2113)는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)에서는 생략될 수 있다. 인버터 회로(2113)는 부하(도시되지 않음)에 전류를 공급하거나 차단하는 스위칭 회로를 포함할 수 있다. 스위칭 회로는 제 1 스위치와 제 2 스위치를 포함할 수 있다. 제 1 스위치와 제 2 스위치는 정류 회로(2112)로부터 출력되는 플러스 라인과 마이너스 라인 사이에서 직렬로 연결될 수 있다. 제 1 스위치와 제 2 스위치는 프로세서(2200)의 구동 제어 신호에 따라 턴-온되거나 턴-오프될 수 있다.

인버터 회로(2113)는 부하에 공급되는 전류를 제어할 수 있다. 예를 들어, 인버터 회로(2113)에 포함된 제 1 스위치와 제 2 스위치의 턴 온/턴 오프에 따라 부하에 흐르는 전류의 크기 및 방향이 변화할 수 있다. 이 경우, 부하에는 교류 전류가 공급될 수 있다. 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 스위칭 동작에 따라 부하에 사인파 형태의 교류 전류가 공급된다. 또한, 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 스위칭 주기가 길수록(예컨대, 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 스위칭 주파수가 작을수록) 부하에 공급되는 전류가 커질 수 있으며, 인버터 회로(2113)는 부하에 교류를 공급할 때 필요할 수 있으므로 부하에 직류를 공급하는 전력 변환 장치(2000)에서는 인버터 회로(2113)가 필요하지 않을 수 있다.

전력 변환 장치(2000)의 구동부(2100)는 대역 통과 필터(712)를 포함할 수 있다. 대역 통과 필터(712)는 아날로그 회로로 구성될 수도 있고 디지털 프로그래밍으로로 구현될 수도 있다. 대역 통과 필터(712)는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)에서 저대역 통과 필터일 수 있다.

프로세서(2200)는, 전력 변환 장치(2000)의 전반적인 동작을 제어한다. 프로세서(2200)는 메모리(2700)에 저장된 프로그램들을 실행함으로써, 구동부(2100), 통신부(2300), 센서부(2400), 출력 인터페이스(2500), 사용자 입력 인터페이스(2600), 및 메모리(2700)를 제어할 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 의하면, 프로세서(2200)는, 인공 지능(AI) 프로세서를 탑재할 수도 있다. 인공 지능(AI) 프로세서는, 인공 지능(AI)을 위한 전용 하드웨어 칩 형태로 제작될 수도 있고, 기존의 범용 프로세서(예: CPU 또는 application processor) 또는 그래픽 전용 프로세서(예: GPU)의 일부로 제작되어 가열 장치(2000)에 탑재될 수도 있다.

본 개시의 일 실시예에 의하면, 프로세서(2200)는 전력 변환 장치(2000)가 포함하는 전압제어기(101), 전류제어기(103), PWM 생성기(105)의 제어기 동작을 수행할 수 있다. 여기서 전류제어기, 전압제어기 등의 제어기는 PI 제어기일 수 있으나 이에 한정되는 것은 아니다. 또한 본 개시의 일 실시예에 의하면, 프로세서(2200)는 전력 변환 장치(2000)가 포함하는 위상 추정기(120), 제로 크로싱 검출기(150) 및 PWM 제어기(170)의 동작을 수행할 수 있다.

프로세서(2200)는 필요에 따라 IoT(Internet of Things) 네트워크 상에서 동작하거나 홈 네트워크에서 동작하도록 통신부(2300)를 포함할 수 있다.

통신부(2300)는, 근거리 통신부(2310), 원거리 통신부(2320)를 포함할 수 있다. 근거리 통신부(2310, short-range wireless communication interface)는, 블루투스 통신부, BLE(Bluetooth Low Energy) 통신부, 근거리 무선 통신부(Near Field Communication interface), WLAN(와이파이) 통신부, 지그비(Zigbee) 통신부, 적외선(IrDA, infrared Data Association) 통신부, WFD(Wi-Fi Direct) 통신부, UWB(Ultra Wideband) 통신부, Ant+ 통신부 등을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 원거리통신부(2320)는, 이동 통신망 상에서 기지국, 외부의 단말, 서버 중 적어도 하나와 무선 신호를 송수신한다. 여기에서, 무선 신호는, 음성 호 신호, 화상 통화 호 신호 또는 문자/멀티미디어 메시지 송수신에 따른 다양한 형태의 데이터를 포함할 수 있다. 원거리 통신부(2320)는, 3G 모듈, 4G 모듈, 5G 모듈, LTE 모듈, NB-IoT 모듈, LTE-M 모듈 등을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.

본 개시의 일 실시예에 의하면, 통신부(2300)를 통해 전력 변환 장치(2000) 외부의 서버나 다른 전기기기와 통신을 하고 데이터를 송수신할 수 있다.

센서부(2400)는 전류 센서(1600) 및 DC 링크 전압 센서(60)를 포함할 수 있다. 본 개시의 일 실시예에 따라 입력 전압 센서(11)는 입력전압(10)을 센싱할 수 있다. 전류 센서(1600)는 전력 변환 장치(2000) 회로의 다양한 위치에 배치되어, 전류(주로 교류 전류) 정보를 획득할 수 있다. DC 링크 전압 센서(60)는 DC 링크 전압을 센싱하여 전압제어기(101) 입력으로 사용될 수 있다.

출력 인터페이스(2500)는, 오디오 신호 또는 비디오 신호의 출력을 위한 것으로, 디스플레이부(2510)와 음향 출력부(2520) 등이 포함될 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 의하면, 전력 변환 장치(2000)는 디스플레이부(2510)를 통해서 전력 변환 장치(2000)와 관련된 정보를 표시해 줄 수 있다. 예를 들어, 전력 변환 장치(2000)는 전력 변환 장치(2000)의 운전 모드 정보, 도 6b에 따른 구간(구간 1 내지 구간 4) 중 어느 구간에서 동작 중인지 여부, 역률 정보나 각 고조파 성분값(예를 들어 입력 전류 대비 각 고조파 성분의 % 혹은 A(ampere))를 디스플레이부(2510)에 표시할 수 있다. 도 6b에 따라 어느 구간(구간 1 내지 구간 4)에서 동작 중인지 여부는 입력 전압 센서(11)에 의해 센싱된 입력 전압의 부호(+, -)에 의거해 표시할 수 있다.

디스플레이부(2510)와 터치패드가 레이어 구조를 이루어 터치 스크린으로 구성되는 경우, 디스플레이부(2510)는 출력 장치 이외에 입력 장치로도 사용될 수 있다. 디스플레이부(2510)는 액정 디스플레이(liquid crystal display), 박막 트랜지스터 액정 디스플레이(thin film transistor-liquid crystal display), 발광 다이오드(LED, light-emitting diode), 유기 발광 다이오드(organic light-emitting diode), 플렉서블 디스플레이(flexible display), 3차원 디스플레이(3D display), 전기영동 디스플레이(electrophoretic display) 중에서 적어도 하나를 포함할 수 있다. 그리고 전력 변환 장치(2000)의 구현 형태에 따라 디스플레이부(2510)를 2개 이상 포함할 수도 있다.

음향 출력부(2520)는 통신부(2300)로부터 수신되거나 메모리(2700)에 저장된 오디오 데이터를 출력할 수 있다. 또한, 음향 출력부(2520)는 전력 변환 장치(2000)에서 수행되는 기능과 관련된 음향 신호를 출력할 수 있다. 음향 출력부(2520)는 스피커(speaker), 버저(Buzzer) 등을 포함할 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 의하면, 출력 인터페이스(2500)는 운전 모드 정보, 역률 정보, 고조파 성분 정보 중 적어도 하나를 디스플레이부(2510)를 통해 출력할 수 있다. 본 개시의 일 실시예에 의하면, 출력 인터페이스(2500)는 현재 파워 레벨, 동작 모드(예컨대, PFC 제어 중, 저소음 모드, 일반 모드, 고출력 모드 등), 역률 제어 상태, 현재 역률 등을 표시할 수도 있다.

사용자 입력 인터페이스(2600)는, 사용자로부터의 입력을 수신하기 위한 것이다. 사용자 입력 인터페이스(2600)는 키 패드(key pad), 돔 스위치 (dome switch), 터치 패드(접촉식 정전 용량 방식, 압력식 저항막 방식, 적외선 감지 방식, 표면 초음파 전도 방식, 적분식 장력 측정 방식, 피에조 효과 방식 등), 조그 휠, 조그 스위치 중 적어도 하나일 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.

사용자 입력 인터페이스(2600)는 음성 인식 모듈을 포함할 수 있다. 예를 들어, 전력 변환 장치(2000)는 마이크로폰을 통해 아날로그 신호인 음성 신호를 수신하고, ASR(Automatic Speech Recognition) 모델을 이용하여 음성 부분을 컴퓨터로 판독 가능한 텍스트로 변환할 수 있다. 전력 변환 장치(2000)는 자연어 이해(Natural Language Understanding, NLU) 모델을 이용하여 변환된 텍스트를 해석하여, 사용자의 발화(utterance) 의도를 획득할 수 있다. 여기서 ASR 모델 또는 NLU 모델은 인공지능 모델일 수 있다. 인공지능 모델은 인공지능 모델의 처리에 특화된 하드웨어 구조로 설계된 인공지능 전용 프로세서에 의해 처리될 수 있다. 인공지능 모델은 학습을 통해 만들어 질 수 있다. 여기서, 학습을 통해 만들어진다는 것은, 기본 인공지능 모델이 학습 알고리즘에 의하여 다수의 학습 데이터들을 이용하여 학습됨으로써, 원하는 특성(또는, 목적)을 수행하도록 설정된 기 정의된 동작 규칙 또는 인공지능 모델이 만들어짐을 의미한다. 인공지능 모델은, 복수의 신경망 레이어들로 구성될 수 있다. 복수의 신경망 레이어들 각각은 복수의 가중치들(weight values)을 갖고 있으며, 이전(previous) 레이어의 연산 결과와 복수의 가중치들 간의 연산을 통해 신경망 연산을 수행한다.

언어적 이해는 인간의 언어/문자를 인식하고 응용/처리하는 기술로서, 자연어 처리(Natural Language Processing), 기계 번역(Machine Translation), 대화 시스템(Dialog System), 질의 응답(Question Answering), 음성 인식/합성(Speech Recognition/Synthesis) 등을 포함한다.

메모리(2700)는, 프로세서(2200)의 처리 및 제어를 위한 프로그램을 저장할 수도 있고, 입/출력되는 데이터들(예컨대, 전력 변환 장치(2000)의 운전 모드, 역률 정보, 고조파 성분에 관한 정보 등)을 저장할 수도 있다. 메모리(2700)는 인공지능 모델을 저장할 수도 있다.

메모리(2700)는 플래시 메모리 타입(flash memory type), 하드디스크 타입(hard disk type), 멀티미디어 카드 마이크로 타입(multimedia card micro type), 카드 타입의 메모리(예를 들어 SD 또는 XD 메모리 등), 램(RAM, Random Access Memory), SRAM(Static Random Access Memory), 롬(ROM, Read-Only Memory), EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory), PROM(Programmable Read-Only Memory), 자기 메모리, 자기 디스크, 광디스크 중 적어도 하나의 타입의 저장매체를 포함할 수 있다. 또한, 전력 변환 장치(2000)는 인터넷(internet)상에서 저장 기능을 수행하는 웹 스토리지(web storage) 또는 클라우드 서버를 운영할 수도 있다.

도 26에 따른 전력 변환 장치(2000)는 단방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_1)이거나 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)일 수 있다.

단계 S2610에서 전력 변환 장치(2000)의 입력 전압 센서(11)는 교류 입력전압(10)을 센싱한다.

단계 S2620에서, 일 실시예에 따라 전력 변환 장치(2000)의 프로세서(2200)는 센싱된 입력전압이 음수(-)에서 제로로 근접할 때 제 1 소정의 시점을 결정하고 결정된 제 1 소정의 시점부터 센싱된 입력전압이 제로가 되는 제 1 구간(도 6b의 구간 2에 대응)동안 전력 변환 장치(2000)의 제 1 레그(1)의 제 1 상단 스위치 Q1(31)만 스위칭하도록 제어할 수 있다. 제 1 소정의 시점은 제로에 근접하고 센싱된 입력전압이 (-)를 가지는 어느 지점이 되는데, 제 1 소정의 시점은 실험적으로 결정될 수도 있고, 노이즈 등을 고려하여 입력전압 최대치의 %(예를 들어 2%)가 되는 지점으로 결정될 수도 있다.

단계 S2630에서, 일 실시예에 따라 전력 변환 장치(2000)의 프로세서(2200)는 센싱된 입력전압이 제로에서 양수(+)로 상승할 때 센싱된 입력전압이 제로에 가까우면서도 양수(+)인 제 2 소정의 시점을 검출한다. 프로세서(2200)는 센싱된 입력전압이 제로에서 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간(도 6b의 구간 3에 대응)동안 전력 변환 장치(2000)의 제 1 레그(1)의 제 1 하단 스위치 Q2(32)만 스위칭하도록 제어할 수 있다. 제 2 소정의 시점은 실험적으로 결정될 수도 있고, 노이즈 등을 고려하여 입력전압 최대치의 %(예를 들어 2%)가 되는 지점으로 결정될 수도 있다.

도 27은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 입력전압의 제로 크로싱 시 스위칭 제어를 하는 흐름도이다.

도 27을 참조하면, 전력 변환 장치(2000)는 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)일 수 있고, 양방향 토템폴 전력 변환 장치(2000_2)에서 제 2 레그(2)의 스위치들이 동작할 수 있다.

단계 S2710에서 전력 변환 장치(2000)의 입력 전압 센서(11)는 교류 입력전압(10)을 센싱한다.

단계 S2720에서, 일 실시예에 따라 전력 변환 장치(2000)의 프로세서(2200)는 센싱된 입력전압이 음수(-)에서 제로로 근접할 때 제 1 소정의 시점을 결정하고 결정된 제 1 소정의 시점부터 센싱된 입력전압이 제로가 되는 제 1 구간(도 6b의 구간 2)동안 전력 변환 장치(2000)의 제 2 레그(2)의 제 2 하단 스위치 Q4(34)만 스위칭하도록 제어할 수 있다. 제 1 소정의 시점은 제로에 근접하고 센싱된 입력전압이 (-)를 가지는 어느 지점이 되는데, 제 1 소정의 시점은 실험적으로 결정될 수도 있고, 노이즈 등을 고려하여 입력전압 최대치의 %(예를 들어 2%)가 되는 지점으로 결정될 수도 있다.

단계 S2730에서, 일 실시예에 따라 전력 변환 장치(2000)의 프로세서(2200)는 센싱된 입력전압이 제로에서 양수(+)로 상승할 때 센싱된 입력전압이 제로에 근접하면서도 양수(+)인 제 2 소정의 시점을 검출한다. 프로세서(2200)는 센싱된 입력전압이 제로에서 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간(도 6b의 구간 3에 대응)동안 전력 변환 장치(2000)의 제 2 레그(2)의 제 2 상단 스위치 Q5(35)만 스위칭하도록 제어할 수 있다. 제 2 소정의 시점은 실험적으로 결정될 수도 있고, 노이즈 등을 고려하여 입력전압 최대치의 %(예를 들어 2%)가 되는 지점으로 결정될 수도 있다.

도 28은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 입력전압의 제로 크로싱 시 스위칭 제어를 하는 흐름도이다.

도 28을 참조하면, 전력 변환 장치(2000)는 세미 브릿지리스 전력 변환 장치(2000_3)일 수 있다.

단계 S2810에서 전력 변환 장치(2000)의 입력 전압 센서(11)는 교류 입력전압(10)을 센싱한다.

단계 S2820에서, 일 실시예에 따라 전력 변환 장치(2000)의 프로세서(2200)는 센싱된 입력전압이 음수(-)에서 제로로 근접할 때 제 1 소정의 시점을 결정하고 결정된 제 1 소정의 시점부터 센싱된 입력전압이 제로가 되는 제 1 구간(도 6b의 구간 2)동안 전력 변환 장치(2000)의 제 2 레그(4)의 제 2 하단 스위치 Q6(36)만 스위칭하도록 제어할 수 있다. 제 1 소정의 시점은 제로에 근접하고 센싱된 입력전압이 (-)를 가지는 어느 지점이 되는데, 제 1 소정의 시점은 실험적으로 결정될 수도 있고, 노이즈 등을 고려하여 입력전압 최대치의 %(예를 들어 2%)가 되는 지점으로 결정될 수도 있다.

단계 S2830에서, 일 실시예에 따라 전력 변환 장치(2000)의 프로세서(2200)는 센싱된 입력전압이 제로에서 양수(+)로 상승할 때 센싱된 입력전압이 제로에 근접하면서도 양수(+)인 제 2 소정의 시점을 검출한다. 프로세서(2200)는 센싱된 입력전압이 제로에서 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간(도 6b의 구간 3에 대응)동안 전력 변환 장치(2000)의 제 1 레그(3)의 제 1 하단 스위치 Q5(35)만 스위칭하도록 제어할 수 있다. 제 2 소정의 시점은 실험적으로 결정될 수도 있고, 노이즈 등을 고려하여 입력전압 최대치의 %(예를 들어 2%)가 되는 지점으로 결정될 수도 있다.

도 29를 참조하면, 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)는 다양한 가전 장치에 응용될 수 있고, 다양한 가전 장치에 포함될 수 있다.

일 실시예에 따라, 전력 변환 장치(2000)는 에어컨과 같은 공기 조화기(2001)에 사용될 수 있다. 에어컨과 같은 공기 조화기(2001)는 실외기와 실내기를 포함할 수 있는데, 전력 변환 장치(2000)는 실외기에 사용될 수도 있고 실내기에 사용될 수도 있다.

또한 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)는 냉장고(2002)에 사용될 수도 있다. 일 실시예에서, 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)는 냉장고(2002)의 콤프레서(compressor)에 사용될 수 있다. 더불어 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)는 모터를 구동하는 세탁기(2003), 조리 기기(2004), 청소기(2005), 및 공기 청정기(2006)에 사용될 수 있다.

일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 제 1 구간 동안 센싱된 입력 전압이 제로에 접근할수록 제 1 상단 스위치의 온 듀티비를 감소시키는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 제 2 구간 동안 센싱된 입력 전압이 제 2 소정의 시점에 접근할수록 제 1 하단 스위치의 온 듀티비를 증가시키는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 따라, 상단 다이오드와 하단 다이오드로 구성된 다이오드 레그를 더 포함하고, 전력 변환 장치는 단방향 토템폴 전력 변환 장치인 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 따라, 제 2 상단 스위치와 제 2 하단 스위치로 구성된 제 2 레그를 더 포함하고, 전력 변환 장치는 양방향 토템폴 전력 변환 장치인 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 따라, 제 1 레그의 제 1 상단 스위치와 제 1 하단 스위치의 스위칭 속도는 제 2 레그의 제 2 상단 스위치와 제 2 하단 스위치의 스위칭 속도보다 상대적으로 더 빠른 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 따라, 제 1 소정의 시점부터 센싱된 입력 전압이 제로가 되는 제 1 구간 동안 제 1 레그의 제 1 상단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 단계는, 제 1 구간 동안 센싱된 입력 전압이 제로에 접근할수록 제 1 상단 스위치의 온 듀티비를 감소시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 따라, 센싱된 입력 전압이 제로에서 양수로 상승하는 제 2 소정의 시점을 검출하여 제로에서 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간 동안 제 1 레그의 제 1 하단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 단계는, 제 2 구간 동안 센싱된 입력 전압이 제 2 소정의 시점에 접근할수록 제 1 하단 스위치의 온 듀티비를 증가시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 따라, 가전 장치는 제 2 상단 스위치와 제 2 하단 스위치로 구성된 제 2 레그를 더 포함하되, 가전 장치는 단방향 토템폴 전력 변환 장치를 포함하는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 따라, 가전 장치는 제 2 상단 스위치와 제 2 하단 스위치로 구성된 제 2 레그를 더 포함하되, 가전 장치는 양방향 토템폴 전력 변환 장치를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 개시의 일 실시예에 따른 가전 장치는, 입력 전압을 센싱하는 전압센서, 제 1 상단 스위치와 제 1 하단 스위치로 구성된 제 1 레그, 제 2 상단 스위치와 제 2 하단 스위치로 구성된 제 2 레그, 전압센서에 의해 센싱된 입력전압이 음수에서 제로로 근접하는 제 1 소정의 시점을 검출하여 제 1 소정의 시점부터 센싱된 입력전압이 제로가 되는 제 1 구간 동안 제 2 하단 스위치만 스위칭하도록 제어하고, 전압센서에 의해 센싱된 입력전압이 제로에서 양수로 상승하는 제 2 소정의 시점을 검출하여 제로에서 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간 동안 제 2 상단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하는 전력 변환 장치를 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 제 1 구간 동안 센싱된 입력 전압이 제로에 접근할수록 제 2 하단 스위치의 온 듀티비를 감소시키는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 제 2 구간 동안 센싱된 입력 전압이 제 2 소정의 시점에 접근할수록 제 2 상단 스위치의 온 듀티비를 증가시키는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 따라, 가전 장치는 양방향 토템폴 전력 변환 장치를 포함하는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 따라, 제 2 레그의 제 2 상단 스위치와 제 2 하단 스위치의 스위칭 속도는 제 1 레그의 제 1 상단 스위치와 제 1 하단 스위치의 스위칭 속도보다 상대적으로 더 빠른 것을 특징으로 한다.

본 개시의 일 실시예에 따른 가전 장치는, 입력 전압을 센싱하는 전압센서, 제 1 상단 다이오드와 제 1 하단 스위치로 구성된 제 1 레그, 제 2 상단 다이오드와 제 2 하단 스위치로 구성된 제 2 레그, 전압센서에 의해 센싱된 입력전압이 음수에서 제로로 근접하는 제 1 소정의 시점을 검출하여 제 1 소정의 시점부터 센싱된 입력전압이 제로가 되는 제 1 구간 동안 제 2 하단 스위치만 스위칭하도록 제어하고, 전압센서에 의해 센싱된 입력전압이 제로에서 양수로 상승하는 제 2 소정의 시점을 검출하여 제로에서 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간 동안 제 1 하단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하는 전력 변환 장치를 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 가전 장치는 세미 브릿지리스 전력 변환 장치를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)에서 도시된 구성요소 모두가 필수구성요소인 것은 아니다. 도시된 구성요소보다 더 많은 구성요소에 의해 전력 변환 장치(2000)가 구현될 수도 있고, 그보다 적은 구성요소에 의해서 전력 변환 장치(2000)가 구현될 수 있다. 본 명세서 전반에 걸쳐서 전력 변환 장치(2000)는 가전장치, 가전기기, 조리기기 혹은 전기장치로 지칭될 수 있으며, 이들 용어는 서로 교환되거나 대체되어 사용될 수 있다. 또한 본 명세서 전반에 걸쳐서 전력 변환 장치(2000)를 포함하는 전기기기는 독립되어 판매되는 가전 장치일 수도 있고 가전 장치의 일부 제품을 구성하는 장치일 수도 있다.

본 개시의 일부 실시예는 컴퓨터에 의해 실행되는 프로그램 모듈과 같은 컴퓨터에 의해 실행가능한 명령어를 포함하는 기록 매체의 형태로도 구현될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 가용 매체일 수 있고, 휘발성 및 비휘발성 매체, 분리형 및 비분리형 매체를 모두 포함한다. 또한, 컴퓨터 판독가능 매체는 컴퓨터 저장 매체 및 통신 매체를 모두 포함할 수 있다. 컴퓨터 저장 매체는 컴퓨터 판독가능 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈 또는 기타 데이터와 같은 정보의 저장을 위한 임의의 방법 또는 기술로 구현된 휘발성 및 비휘발성, 분리형 및 비분리형 매체를 모두 포함한다. 통신 매체는 전형적으로 컴퓨터 판독가능 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈, 또는 반송파와 같은 변조된 데이터 신호의 기타 데이터, 또는 기타 전송 메커니즘을 포함하며, 임의의 정보 전달 매체를 포함한다.　 또한, 본 개시의 일부 실시예는 컴퓨터에 의해 실행되는 컴퓨터 프로그램과 같은 컴퓨터에 의해 실행가능한 명령어를 포함하는 컴퓨터 프로그램 또는 컴퓨터 프로그램 제품 (computer program product)으로도 구현될 수 있다.

기기로 읽을 수 있는 저장매체는, 비일시적(non-transitory) 저장매체의 형태로 제공될 수 있다. 여기서, ‘비일시적 저장매체'는 실재(tangible)하는 장치이고, 신호(signal)(예: 전자기파)를 포함하지 않는다는 것을 의미할 뿐이며, 이 용어는 데이터가 저장매체에 반영구적으로 저장되는 경우와 임시적으로 저장되는 경우를 구분하지 않는다. 예로, '비일시적 저장매체'는 데이터가 임시적으로 저장되는 버퍼를 포함할 수 있다.

일 실시예에 따르면, 본 문서에 개시된 다양한 실시예들에 따른 방법은 컴퓨터 프로그램 제품(computer program product)에 포함되어 제공될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 상품으로서 판매자 및 구매자 간에 거래될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 기기로 읽을 수 있는 저장 매체(예: compact disc read only memory (CD-ROM))의 형태로 배포되거나, 또는 어플리케이션 스토어를 통해 또는 두개의 사용자 장치들(예: 스마트폰들) 간에 직접, 온라인으로 배포(예: 다운로드 또는 업로드)될 수 있다. 온라인 배포의 경우에, 컴퓨터 프로그램 제품(예: 다운로더블 앱(downloadable app))의 적어도 일부는 제조사의 서버, 어플리케이션 스토어의 서버, 또는 중계 서버의 메모리와 같은 기기로 읽을 수 있는 저장 매체에 적어도 일시 저장되거나, 임시적으로 생성될 수 있다.

Claims

입력 전압을 센싱하는 입력전압센서;

제 1 상단 스위치와 제 1 하단 스위치를 포함하는 제 1 레그; 및

상기 입력전압센서에 의해 센싱된 입력 전압이 음수에서 제로로 근접하는 제 1 소정의 시점을 검출하여 상기 제 1 소정의 시점부터 상기 센싱된 입력 전압이 제로가 되는 제 1 구간 동안 상기 제 1 상단 스위치만 스위칭하도록 제어하고,

상기 입력전압센서에 의해 상기 센싱된 입력 전압이 제로에서 양수로 상승하는 제 2 소정의 시점을 검출하여 제로에서 상기 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간 동안 상기 제 1 하단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하는 전력 변환 장치를 포함하는 가전 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 1 구간 동안 상기 센싱된 입력 전압이 제로에 접근할수록 상기 제 1 상단 스위치의 온 듀티비를 감소시키는 것을 특징으로 하는 가전 장치.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 2 구간 동안 상기 센싱된 입력 전압이 상기 제 2 소정의 시점에 접근할수록 상기 제 1 하단 스위치의 온 듀티비를 증가시키는 것을 특징으로 하는 가전 장치.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,

상단 다이오드와 하단 다이오드로 구성된 다이오드 레그를 더 포함하고,

상기 전력 변환 장치는 단방향 토템폴 전력 변환 장치인 것을 특징으로 하는 가전 장치.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

제 2 상단 스위치와 제 2 하단 스위치로 구성된 제 2 레그를 더 포함하고,

상기 전력 변환 장치는 양방향 토템폴 전력 변환 장치인 것을 특징으로 하는 가전 장치.
제 5 항에 있어서,

상기 제 1 레그의 상기 제 1 상단 스위치와 상기 제 1 하단 스위치의 스위칭 속도는 상기 제 2 레그의 상기 제 2 상단 스위치와 상기 제 2 하단 스위치의 스위칭 속도보다 상대적으로 더 빠른 것을 특징으로 하는 가전 장치.
입력전압센서, 제 1 상단 스위치와 제 1 하단 스위치를 포함하는 제 1 레그를 포함하는 가전 장치에서의 입력 전압을 스위칭하는 방법에 있어서,

상기 입력전압센서에 의해 입력 전압을 센싱하는 단계;

상기 입력전압센서에 의해 센싱된 입력 전압이 음수에서 제로로 근접하는 제 1 소정의 시점을 검출하는 단계;

상기 제 1 소정의 시점부터 상기 센싱된 입력 전압이 제로가 되는 제 1 구간 동안 상기 제 1 상단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 단계;

상기 센싱된 입력 전압이 제로에서 양수로 상승하는 제 2 소정의 시점을 검출하여 제로에서 상기 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간 동안 상기 제 1 하단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 단계를 포함하는 가전 장치에서 입력 전압의 스위칭 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 제 1 소정의 시점부터 상기 센싱된 입력 전압이 제로가 되는 상기 제 1 구간 동안 상기 제 1 레그의 상기 제 1 상단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 단계는,

상기 제 1 구간 동안 상기 센싱된 입력 전압이 제로에 접근할수록 상기 제 1 상단 스위치의 온 듀티비를 감소시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 가전 장치에서 입력 전압의 스위칭 방법.
제 7 항 또는 제 8 항에 있어서,

상기 센싱된 입력 전압이 제로에서 양수로 상승하는 상기 제 2 소정의 시점을 검출하여 제로에서 상기 제 2 소정의 시점까지 상기 제 2 구간 동안 상기 제 1 레그의 상기 제 1 하단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 단계는,

상기 제 2 구간 동안 상기 센싱된 입력 전압이 상기 제 2 소정의 시점에 접근할수록 상기 제 1 하단 스위치의 온 듀티비를 증가시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 가전 장치에서 입력 전압의 스위칭 방법.
제 7 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 가전 장치는 제 2 상단 스위치와 제 2 하단 스위치로 구성된 제 2 레그를 더 포함하되,

상기 가전 장치는 단방향 토템폴 전력 변환 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 가전 장치에서 입력 전압의 스위칭 방법.
제 7 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 가전 장치는 제 2 상단 스위치와 제 2 하단 스위치로 구성된 제 2 레그를 더 포함하되,

상기 가전 장치는 양방향 토템폴 전력 변환 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 가전 장치에서 입력 전압의 스위칭 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 제 1 레그의 상기 제 1 상단 스위치와 상기 제 1 하단 스위치의 스위칭 속도는 상기 제 2 레그의 상기 제 2 상단 스위치와 상기 제 2 하단 스위치의 스위칭 속도보다 상대적으로 더 빠른 것을 특징으로 하는 가전 장치에서 입력 전압의 제로 크로싱 시 스위칭 방법.
입력 전압을 센싱하는 입력전압센서;

제 1 상단 스위치와 제 1 하단 스위치를 포함하는 제 1 레그; 및

상기 입력전압센서에 의해 센싱된 입력 전압이 음수에서 제로로 근접하는 제 1 소정의 시점을 검출하여 상기 제 1 소정의 시점부터 상기 센싱된 입력 전압이 제로가 되는 제 1 구간 동안 상기 제 1 상단 스위치만 스위칭하도록 제어하고,

상기 입력전압센서에 의해 상기 센싱된 입력 전압이 제로에서 양수로 상승하는 제 2 소정의 시점을 검출하여 제로에서 상기 제 2 소정의 시점까지 제 2 구간 동안 상기 제 1 하단 스위치만 스위칭하도록 제어하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하는 전력 변환 장치.
제 13 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 1 구간 동안 상기 센싱된 입력 전압이 제로에 접근할수록 상기 제 1 상단 스위치의 온 듀티비를 감소시키는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제 13 항 또는 제 14 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 2 구간 동안 상기 센싱된 입력 전압이 상기 제 2 소정의 시점에 접근할수록 상기 제 1 하단 스위치의 온 듀티비를 증가시키는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.