WO2024047244A2 - Verstärkerschaltung zur breitbandigen und rauscharmen verstärkung einer kapazitiven stromquelle und ein sensorsystem - Google Patents

Verstärkerschaltung zur breitbandigen und rauscharmen verstärkung einer kapazitiven stromquelle und ein sensorsystem Download PDF

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Definitions

  • Amplifier circuit for broadband and low-noise amplification of a capacitive power source and a sensor system
  • the invention relates to an amplifier circuit for broadband and low-noise amplification of a capacitive current source, preferably a pyroelectric sensor, and to a sensor system.
  • a capacitive current source preferably a pyroelectric sensor
  • the highly sensitive detection of electromagnetic radiation in the infrared and terahertz range is relevant for a variety of applications.
  • heat sensors are used in motion and fire detectors as well as for gas analysis or in spectrometers for chemical material analysis.
  • capacitive power sources such as pyroelectric sensors
  • the core of a pyroelectric sensor is a crystal of a pyroelectric material. In these materials, the centers of charge of positive and negative ions do not coincide, which is why an electrical polarization is formed that can be aligned along a crystal axis. Even the smallest temperature changes in the crystal, e.g.
  • the disadvantage of the amplifier circuits known in the prior art is a small bandwidth with high amplification of the signal from the capacitive current source, for example a pyroelectric sensor.
  • the amplified signals often have a lot of noise.
  • the amplifier circuits known in the prior art often show a strong dependence on their input capacitance.
  • the object of the present invention is therefore to provide a transimpedance amplifier (TIA) or an amplifier circuit that provides low-noise amplification of a signal from a capacitive Power source, in particular a pyroelectric sensor, with a high bandwidth and thereby eliminates the disadvantages of the prior art.
  • TIA transimpedance amplifier
  • the object is achieved in a first aspect of the invention by the amplifier circuit according to the invention according to claim 1.
  • the object is also achieved in a second aspect of the invention by the sensor system according to the invention according to claim 20.
  • Preferred embodiments according to the invention result from the subclaims and the following statements.
  • the object is achieved in the first aspect of the invention by the amplifier circuit for broadband and low-noise amplification of a capacitive current source, preferably a pyroelectric sensor, according to the features of claim 1.
  • the amplifier circuit according to the invention for broadband and low-noise amplification of a capacitive current source, preferably a pyroelectric sensor, according to claim 1 comprises a signal input which can be connected to the capacitive current source in a node Ki, an input stage, the input stage being connected to the node at an input of the input stage Ki is connected and has a node K2 at the output of the input stage, the input stage being set up to amplify an input voltage at least 3 times, the input stage being set up to provide a high-resistance input resistance at the input of the input stage, the input stage being set up to have a To provide a stable and load-independent voltage at the output of the input stage, an amplifier cascade, the amplifier cascade having at least a first and a second amplifier, each with
  • the amplifier circuit according to the invention is a circuit of a transimpedance amplifier (TIA).
  • TIA transimpedance amplifier
  • a capacitive current source is a current source with an output impedance that is described to a good approximation by an electrical capacitance can be. This output impedance corresponds to the source impedance at the downstream TIA input.
  • Examples of capacitive current sources can be photodiodes, CCD pixels, tunnel current sensors, pressure and touch sensors, (Geiger-Müller) counter tubes, photomultipliers (e.g. microchannel plates), acceleration sensors or preferably a pyroelectric sensor.
  • a pyroelectric sensor is a component in which, as a result of its pyroelectric properties, a temperature difference causes a change in the electrical voltage of the component.
  • the pyroelectric sensor can be described by an equivalent circuit consisting of a parallel connection of the current source l py , crystal capacitance C py and loss resistance R py .
  • the specific resistance of pyroelectric materials can be very high and is typically on the order of several 10 10 Q cm. With common crystal sizes of a few mm in diameter, the electrical capacity of a sensor element can vary between 100 pF and 1 nF depending on the crystal thickness.
  • a pyroelectric sensor has a crystal with a pyroelectric material or is a crystal that has or consists of a pyroelectric material.
  • the electrical capacitance C py of a pyroelectric sensor is primarily determined by the thickness and area of the pyroelectric crystal.
  • a transimpedance amplifier is therefore required for the broadband amplification of different sensor elements, which is particularly insensitive to changes in the source impedance.
  • the amplifier circuit according to the invention i.e. the transimpedance amplifier, converts an incoming current signal into an output voltage that is proportional to it; it can therefore be viewed as a current-controlled voltage source.
  • This behavior is particularly advantageous when measuring and amplifying small current signals.
  • This behavior is particularly suitable for measuring small currents of a pyroelectric sensor element.
  • the current generated at the interfaces of the pyroelectric material, which is also called pyroelectric is converted into an easily measurable voltage. This voltage can then be read out, for example, by an analog-to-digital converter.
  • the capacitive current source preferably has a current of the order of magnitude of a pyroelectric sensor.
  • a signal input describes a hardware interface of the amplifier circuit, to which the current signal from the capacitive current source can be applied.
  • the signal input can be connected to the capacitive power source.
  • the signal input can, for example, have one or more of the following connection devices: clamp connectors, crimp connectors, plug connectors, screw connectors, solder pads, solder joints, high-frequency connectors.
  • the signal input of the amplifier circuit according to the invention is connected directly to the capacitive current source.
  • the can Amplifier circuit according to the invention forms a unit with the capacitive current source.
  • the amplifier circuit according to the invention can be integrated into the capacitive power source.
  • a connection to a node K x describes a direct or indirect electrical connection to the node K x , preferably a direct electrical connection.
  • a node describes a connection point between at least two conductor paths of the amplifier circuit.
  • a direct connection to the node K x is an electrically conductive connection to the node K x that does not include any further components or redirections via further nodes.
  • An indirect connection to the node K x is an electrically conductive connection to the node K x , which comprises at least one electrical and/or electronic component or one or more component groups.
  • a component group is a group of components comprising at least two or more electrical and/or electronic components. Additionally or alternatively, the indirect connection can also include a redirection via one or more further nodes.
  • an input stage is a component or a group of components that is arranged downstream of the signal input and is arranged upstream of a subsequent stage, for example the amplifier cascade.
  • the input stage is designed and set up in such a way that an input signal, i.e. a current signal from the capacitive sensor, which is present at the signal input or node Ki, is amplified.
  • the amplification is at least 3-fold, preferably at least 5-fold, more preferably at least 10-fold. Additionally or alternatively, the amplification can be a maximum of 25 times, preferably a maximum of 20 times. A gain in the range of 5-fold to 10-fold is particularly preferred. In this range there is typically good gain with optimal low noise.
  • the signal output from the input stage at the output of the input stage can be inverted or non-inverted.
  • the amplification is preferably carried out as a linear control, preferably by using a linear amplifier. Alternatively, the amplification can also take place using an advantageous, non-linear characteristic curve of a corresponding reinforcing component.
  • the input stage is set up to provide a high-resistance input resistance at the input of the input stage and at the same time to provide a stable and load-independent voltage at the output of the input stage.
  • the input stage is preferably very low-noise.
  • a low-noise input stage Hz results from minimizing the voltage and current noise U n and I n associated at the input stage input.
  • the input stage is preferably constructed discretely, ie from at least two semiconductor components that are used to control electrical voltages and/or currents are set up.
  • the input stage can be made up of transistors.
  • the transistors can be either bipolar transistors or field effect transistors or a combination of at least one bipolar transistor and at least one field effect transistor.
  • the discrete structure of the input stage comprises a component or a group of components which provides an amplification of the input signal and a component or a group of components which lowers or adjusts the impedance of the output of the input stage.
  • the input stage thus provides a voltage at its output, the value of which does not depend on the load from the subsequent circuit.
  • the discrete structure preferably comprises at least one low pass, also called a low pass filter, for noise suppression of the supply voltage of the input stage.
  • an amplifier cascade is a series connection or chaining of at least two amplifiers, i.e. at least a first amplifier with a first gain factor GQ3 and a second amplifier with a second gain factor GQ4, which amplify an input signal.
  • the amplifier cascade is downstream of the input stage.
  • the amplifier cascade can have two, three, four or more amplifiers.
  • the amplifier cascade preferably comprises two amplifiers.
  • a high signal amplification by the amplifier cascade describes an intrinsic amplification of an input signal by at least a factor of 10 4 .
  • a low phase rotation of the entire amplifier cascade including the input stage describes a phase rotation of a maximum of -160°.
  • a wide frequency range describes a frequency bandwidth of at least 500 Hz, preferably at least 1 kHz, more preferably at least 10 kHz, particularly preferably at least 100 kHz.
  • a high signal amplification by a factor of 10 8 with a frequency bandwidth of 10 kHz is advantageous.
  • a signal amplification by a factor of 10 9 with a frequency bandwidth of 10 kHz or a signal amplification by a factor of 10 8 with a frequency bandwidth of 100 kHz is particularly advantageous.
  • the amplification can take place in open-loop gain or closed-loop gain.
  • the amplification preferably takes place in open-loop gain.
  • the first amplifier is preferably a linear regulator which controls the function of the amplifier circuit via the feedback network.
  • the second amplifier preferably has a low gain G Q4.
  • the gain can be fixed or adjustable.
  • the second amplifier can amplify the output signal of the first amplifier with a larger bandwidth and reduced phase rotation.
  • the first and second amplifiers and possibly further subsequent amplifiers can be designed either inverting, non-inverting or as a combination of inverting and non-inverting amplifiers.
  • the first and second amplifiers are preferably non-inverting.
  • the first gain factor G Q3 is much larger than the second gain factor GQ4: GQ3 » GQ4.
  • the ratio G Q3/GQ4 can be at least 10 3 , preferably 10 4 , more preferably 10 5 .
  • a feedback network describes a component group comprising at least one high-resistance feedback resistor Rfb for providing negative feedback of the structure consisting of input stage and amplifier cascade.
  • This resistor defines the transimpedance gain as the ratio of its output voltage to its input current.
  • a high-resistance feedback resistor has an ohmic resistance value of 10 GQ with a transimpedance gain of 10 GV/A in the sense of the invention.
  • a very large signal amplification is required to amplify the very low currents from capacitive power sources, preferably from pyroelectric sensors.
  • the amplification factor should preferably exceed the factor 10 6 .
  • a signal amplification by a factor of 10 9 with a frequency bandwidth of 10 kHz or a signal amplification by a factor of 10 8 with a frequency bandwidth of 100 kHz is particularly advantageous.
  • the amplifier circuit according to the invention can have a TIA gain bandwidth product of more than 10 TV/AHz.
  • the input current noise of the amplifier circuit is as low as possible given the high gain provided by the amplifier circuit according to the invention.
  • the input current including the input current noise is converted into a voltage by the amplifier circuit according to the invention.
  • the input current noise is significantly influenced by the selected feedback, ie by the Johnson-Nyquist noise of the feedback resistor.
  • the amplifier circuit according to the invention is preferably a linear amplifier circuit. This is achieved by the negative feedback of the input stage and the amplifier cascade with the linear feedback network. For this reason, the feedback network is connected to nodes Ki and K4.
  • the feedback network preferably has a compensation circuit which is set up to compensate for any potentially present undesired parasitic capacitance of the high-resistance feedback resistor.
  • the compensation circuit is set up to minimize, preferably remove, a frequency dependence of the feedback network.
  • the compensation circuit can have at least one capacitor, which cooperates advantageously with the high-resistance feedback resistor.
  • the compensation circuit can comprise a bandpass, for example a high and/or low pass.
  • the compensation circuit preferably has electronic or electrical components whose ohmic resistance or capacity can be variably adjusted. This enables the compensation circuit to be precisely matched to the parasitic capacitance of the ohmic resistance in such a way that the parasitic capacitance is compensated for and the frequency dependence of the feedback network (almost) disappears.
  • a signal output describes a hardware interface of the amplifier circuit, at which the broadband and low-noise amplified output signal can be output.
  • the signal output can be connected to external devices.
  • the signal output can be connectable to an analog-digital converter and a subsequent measuring and analysis device such as a measuring computer.
  • the signal output can, for example, have one or more of the following connection devices: clamp connectors, crimp connectors, plug connectors, screw connectors, solder pads, solder joints, high-frequency connectors.
  • the amplifier circuit according to the invention has the surprising advantage that extremely low noise and at the same time very high amplification is possible with a high frequency bandwidth.
  • the amplifier circuit according to the invention delivers an optimal signal-to-noise ratio.
  • the amplifier circuit according to the invention enables amplifications G of, for example, G « 10 9 V/A and bandwidths greater than 10 kHz, in particular up to 100 kHz, which with this amplification is significantly faster than usual for previously commercially available amplifier circuits.
  • the amplification circuit is robust against an increase in the input capacitance at the signal input. That allows it Even at high amplifications, thinner and therefore more sensitive pyroelectric sensor elements can be used.
  • the input stage has a junction field effect transistor and a bipolar transistor, a drain terminal of the junction field effect transistor being connected to a base terminal of the bipolar transistor, the junction field effect transistor acting as a source circuit is connected, the bipolar transistor being connected as an emitter follower, the first and second amplifiers of the amplifier cascade being an operational amplifier, the first operational amplifier having a voltage gain of more than 10 4 , the second operational amplifier having a voltage gain of a maximum of 10 3 , whereby the Feedback network has a high-resistance feedback resistor with a parallel capacitance, the feedback network having a series-connected low pass.
  • junction field effect transistors are known in the prior art. Junction field effect transistors typically have three terminals: source, gate and drain. Bipolar transistors are known in the prior art. Bipolar transistors typically have three connections: collector, base, emitter.
  • the gate connection of the junction field effect transistor is preferably connected to the node Ki.
  • the emitter connection of the bipolar transistor is preferably connected to the node K2.
  • junction field effect transistors and the emitter follower circuit of bipolar transistors are well known in the prior art.
  • the source circuit is set up to invertingly amplify the input signal at the junction field effect transistor by at least a factor of 3, preferably by a factor of 5 to 20. However, it is also conceivable that the input signal is amplified in a non-inverting manner.
  • the emitter follower is set up to reduce the output impedance of the input stage without additional voltage gain. This allows stable voltage transmission at node K2, the value of which does not depend on the load from the subsequent circuit.
  • the emitter follower compensates for an offset potential at the drain output of the field effect transistor with a fixed voltage drop between the base and emitter of the bipolar transistor. This offset correction means that the two operational amplifiers in the amplifier cascade following the input stage do not have to counteract as much in order to regulate their input signal to zero. For a real operational amplifier, the common mode input voltage should be close to zero. Without compensation, the shift in the signal level by the field effect transistor would lead the subsequent high-gain amplifier cascade to saturation or limit the dynamic range of the gain.
  • the drain connection of the junction field effect transistor and/or the collector connection and emitter connection of the bipolar transistor each have a resistor or a series connection of at least two resistors.
  • the optimal operating point of the input stage can be set using suitable resistors or series connections of resistors at the drain connection of the junction field effect transistor and/or at the collector connection and emitter connection of the bipolar transistor.
  • An optimal operating point of the input stage is given by a maximum gain with a high bandwidth and low noise in the output signal.
  • At least the series connection of resistors at the drain connection of the junction field effect transistor and/or at the collector connection and emitter connection of the bipolar transistor has a parallel low pass.
  • the low pass can advantageously suppress noise in the supply voltage.
  • each series connection of resistors has a parallel low pass at the drain connection of the junction field effect transistor and at the collector connection and emitter connection of the bipolar transistor.
  • the first operational amplifier preferably has a voltage gain GQ3 of more than 10 6 , even more preferably more than 10 7 .
  • the second operational amplifier preferably has a voltage gain GQ4 of a maximum of 1000, more preferably a maximum of 400, even more preferably a maximum of 250.
  • the capacitance Cs connected in parallel to the high-resistance feedback resistor and the low-pass filter connected in series form a possible embodiment of the above-mentioned compensation circuit.
  • the compensation circuit is set up to reduce an unavoidable parasitic capacitance of the high-resistance feedback resistor to zero or close to zero. In this case, close to zero describes a parasitic capacitance of less than 0.5 pF, preferably less than 0.1 pF.
  • the low pass is preferably connected to node K4.
  • the parallel connection of high-resistance feedback resistor R7 and capacitor C5 is preferably connected at least to node Ki.
  • the parasitic capacitance of the high-resistance feedback resistor R7 creates a pole in the control loop that can be compensated for by the low-pass filter made up of Rs and Ce. This can be shown by breaking down the compensation network into its two components:
  • V Kf is the voltage at node Kf.
  • the directly upstream low pass consisting of Rs and Ce alone has the following transfer function: with the potential V K4 at node K4.
  • the high-resistance feedback resistor Rs is preferably a combination of fixed resistor and potentiometer.
  • the amplifier circuit according to the invention has the advantage that it is constructed from easily available, inexpensive and reliable electronic components.
  • the special arrangement of the various component groups in particular the nesting of the input stage, amplifier cascade and feedback network, achieves a performance of broadband and low-noise high amplification of the signal from the capacitive current source, preferably the pyroelectric sensor, which has not yet been achieved in the prior art.
  • junction field effect transistors have very low input current noise. This keeps the noise of the signal at the signal output of the amplifier circuit according to the invention low and improves the signal-to-noise ratio.
  • This embodiment therefore offers in particular a very cost-effective amplifier circuit with the above-mentioned advantages of broadband and low-noise high amplification.
  • the amplifier circuit additionally has an output stage, wherein the output stage is connected to node K4 at an input of the output stage and is connected to the signal output in node K5 at an output of the output stage, wherein the output stage is set up to amplify a voltage at the input of the output stage by up to 20 times, the output stage being set up to filter DC voltage interference at the input of the output stage and to adapt a signal level at the output of the output stage to Ks.
  • an output stage is a component group downstream of the amplifier cascade, which is set up to amplify a voltage at the input of the output stage, filter DC voltage interference at the input of the output stage and adapt a signal level to the voltage at the output of the output stage.
  • the voltage amplification at the input of the output stage is preferably a maximum of 15 times, more preferably a maximum of 10 times.
  • the gain can be an inverting or non-inverting gain.
  • the amplification can take place, for example, using one or more of the following amplifying components: field effect transistor, unipolar transistor, bipolar transistor, operational amplifier.
  • Capacitive power sources typically measure temperature changes.
  • the voltage signal derived (and amplified) from the current signal of the capacitive current source is therefore also a time-varying signal.
  • DC components in the voltage signal e.g. from a non-optimal offset correction of the input stage, do not provide any information about the measurement and are therefore undesirable.
  • the filtering of DC voltage interference at the input of the output stage significantly improves the signal quality.
  • the filtering of DC voltage interference can be done, for example, with a frequency-dependent circuit, e.g. a bandpass, or with at least one frequency-dependent component, e.g. a capacitor.
  • the frequency-dependent circuit or the at least one frequency-dependent component is preferably connected downstream of the input of the output stage and preferably connected upstream of the amplifying component.
  • the signal level can be adjusted, for example, using solutions known in the prior art.
  • an amplifier circuit based on an operational amplifier can be used.
  • the output stage and any associated amplification have the advantage that the signal level can be optimally adapted to the dynamic range of the typically following evaluation electronics (e.g. an analog-digital converter).
  • the additional increase in the signal level makes any interference signals less relevant in relation to the signal.
  • the output stage comprises an inverting bandpass amplifier, an input of the bandpass amplifier being AC coupled.
  • the input of the amplifier of the output stage is preferably connected to node K4 via a capacitor connected in series.
  • the output of the amplifier of the output stage is preferably connected to node K5 and the signal output.
  • the bandpass amplifier can also be designed to be non-inverting.
  • the output stage can be constructed from easily available, inexpensive and reliable electronic components. This embodiment therefore offers in particular a very cost-effective amplifier circuit with the above-mentioned advantages of broadband and low-noise high amplification.
  • the amplifier circuit additionally comprises an amplitude limiter, the amplitude limiter being connected to the node K4 or K5 at an input of the amplitude limiter and to the node K3 at an output of the amplitude limiter, the amplitude limiter being set up, to limit the amplitude of the output signal at the signal output when a threshold value at node K4 or node K5 is exceeded.
  • an amplitude limitation is a component group that is set up to limit the amplitude of the output signal at the signal output when a threshold value is exceeded.
  • the limitation of the amplitude is achieved via a nonlinear transfer function.
  • a non-linear limitation of the amplitude can be achieved, for example, with the help of Zener diodes (Z diodes).
  • Z diodes Zener diodes
  • other components with a non-linear transfer function can also be used.
  • This nonlinear feedback increases the stability of the circuit. Especially in the case of amplifying the signal of a pyroelectric sensor, too much light can easily be given to the sensor, which would saturate the amplifier stage. Overdriving at the signal output of the amplifier circuit according to the invention is thus prevented.
  • the nonlinear negative feedback is carried out at node K3 instead of at node Ki in order to reduce or reduce an increase in the noise of the output signal at the signal output at node K5 due to a possible capacity of at least one component in the amplitude limitation . to prevent.
  • the output stage is preferably designed to be inverting and the amplitude limitation is arranged along the connection between the nodes K5 and K3.
  • oscillation of the amplifier cascade or overdriving of the amplifier cascade can be reduced or completely prevented by the interaction of the amplitude limitation with the output stage.
  • the amplitude limitation has two Z diodes connected in series with opposite poles.
  • Zener diodes are known in the art. Zener diodes have a cathode and an anode. When the two Z diodes are connected in series with opposite poles, either the cathode (or the anode) of a Z diode is preferably connected to node K3 and the signal output in node K5. Both anodes (or both cathodes) of the two Zener diodes are connected to each other. Negative feedback sets in when the voltage at K5 exceeds a threshold value. This threshold depends on the breakdown voltage of the Zener diode connected to K5. The threshold value can be adjusted by selecting the Zener diodes accordingly.
  • the anodes of the Z diodes are preferably connected to ground via a series connection consisting of an ohmic resistor and a capacitor.
  • Zener diodes are simple, reliable and cost-effective components. This makes them particularly suitable for limiting amplitudes.
  • the same advantages for amplitude limitation that were already listed in the aforementioned paragraphs apply in this context. In order to avoid unnecessary redundancies, reference is made to the statements made above and will not be reproduced again.
  • the amplifier circuit has a frequency response compensation, the frequency response compensation being connected to the node K3 and the node Ki, the frequency response compensation being set up to reduce a tendency to oscillate in the amplifier cascade.
  • a frequency response compensation is a component or a group of components that reduces an undesirable tendency to oscillate in the entire amplifier circuit.
  • a tendency of the amplifier circuit to oscillate describes a tendency of the amplifier circuit to oscillate undesirably.
  • the frequency response compensation can have frequency-dependent components or frequency-dependent component groups.
  • the frequency response compensation can, for example, have at least one or more of the following frequency-dependent components or frequency-dependent component groups: a series-connected capacitor, a parallel-connected capacitor, a bandpass, for example a high-pass and/or a low-pass.
  • the frequency-dependent components or frequency-dependent component groups serve to stabilize the amplifier cascade through internal frequency compensation. If the phase of the signal rotates by 180° when passing through a feedback loop of the amplifier circuit according to the invention (loop gain close to -1), the negative feedback can become positive feedback and the amplifier cascade can tend to oscillate. This behavior can be compensated for by the frequency-dependent components or frequency-dependent component groups.
  • the frequency-dependent components or frequency-dependent component groups are preferably dimensioned in such a way that the circuit stability of the amplifier cascade and the entire amplifier circuit according to the invention is guaranteed, but at the same time the bandwidth is not restricted too much.
  • the frequency response compensation makes it possible to achieve a flat transmission, i.e. a linear transfer function at high frequencies and high amplifications.
  • the ripple of the transfer function is reduced, preferably to less than 5%, particularly preferably to less than 3% of the maximum amplitude. This is particularly necessary in order to be able to make quantitative statements about the signal amplitude in broadband measurements.
  • the frequency response compensation has negative feedback via a capacitor.
  • the negative feedback capacitor is preferably connected to nodes Ki and K3.
  • the negative feedback capacitor is used to stabilize the entire amplifier circuit through internal frequency compensation.
  • the phase of the signal rotates by 180° (loop gain close to -1) the negative feedback can become positive feedback and the amplifier circuit can tend to oscillate. This behavior can be compensated for by the negative feedback capacitor.
  • the value of the capacitance of the capacitor is preferably dimensioned such that the circuit stability of the amplifier cascade and the entire amplifier circuit according to the invention is guaranteed, but at the same time the bandwidth is not restricted too much.
  • Capacitors are simple, reliable and inexpensive components. Implementing frequency response compensation with a negative feedback capacitor is therefore a simple and cost-effective implementation.
  • the input stage has a component with a negative capacitance.
  • a component with a negative capacitance is a component in which a reduction in the applied voltage results in an increase in the charge of the component.
  • the component can have a material that has a negative capacity.
  • the first experimental indications of such materials are provided by M. Hoffmann, S. Slesazeck, and T. Mikolajick, "Progress and future prospects of negative capacitance electronics: A materials perspective," APL Mater. 9, 020902 (2021) and A. K. Yadav, K. X. Nguyen, Z. Hong, et al. "Spatially resolved steady-state negative capacitance," Nature 565, 468 (2019).
  • ferroelectric materials such as HfCh or lead zirconate titanate or heterostructures made of these ferroelectric and dielectric materials such as strontium titanate.
  • the component with negative capacitance is combined with the signal input or the input stage in such a way that the negative capacitance of the component compensates for the normal, positive, capacitance of the capacitive power source, preferably the pyroelectric sensor.
  • the component with negative capacitance can also be included in the feedback network and compensate for the parasitic capacitance of the high-resistance feedback resistor there.
  • the amplifier circuit or at least part of the amplifier circuit is mounted on a circuit board, with at least one electronic component of the amplifier circuit being soldered to the circuit board with solder pads on the circuit board, with an area of the circuit board below the at least one electronic component is removed outside the soldering pads.
  • a printed circuit board is any base suitable for the permanent mechanical fastening and electrical connection of the amplifier circuit according to the invention or parts of the amplifier circuit according to the invention.
  • Examples of printed circuit boards are flexible or hard circuit boards. Circuit boards can, for example, have fiber-reinforced plastic or hard paper as well as metallic coatings and/or conductor tracks.
  • soldering pads describe areas on a circuit board that are typically provided with metallic coatings and are suitable for a solder connection using solder, for example to connect an electronic component.
  • removing an area of the circuit board describes an area of the circuit board within which the material of the circuit board has been partially or completely removed. In other words, there is no PCB material (complete removal) or less PCB material (partial removal) in this removed area.
  • the circuit board material can be removed, for example, by cutting processes, such as milling, drilling or sawing. Alternatively, corresponding recesses without circuit board material can also be provided during the production of the circuit board material.
  • Every component for example an ohmic resistor, has a parasitic capacitance that forms between the connections of the component and between the component and the environment.
  • the parasitic capacitance increases with the component dimensions.
  • the high-resistance feedback resistor and the transistors of the input stage react sensitively to changes in environmental conditions. Even the slightest deviations in the surrounding material of the circuit board, a protective varnish applied to the components and the circuit board or flux residues caused by the soldering process can generate leakage currents in the order of magnitude of the current of the negative feedback circuits of the amplifier circuit according to the invention, which can have a significant negative impact on the performance of the amplifier electronics according to the invention.
  • the circuit board is preferably removed in the middle below a component so that only the area of the solder pads is present.
  • a component connected to the soldering pads can span the gap in the circuit board created by the removed area like a kind of bridge when the components' connections are soldered in place. In this case, any contamination underneath the component is no longer possible.
  • the at least one electronic component is one electronic component or several components of the feedback network or the entire feedback network.
  • the feedback network is particularly important for the function of the amplifier circuit according to the invention and at the same time is very sensitive to parasitic capacitances.
  • the reduction of parasitic capacitances by removing the circuit board material thus leads to a significant improvement in the performance of the amplifier circuit according to the invention.
  • the at least one electronic component is one electronic component or several components of the input stage, preferably the field effect transistor and/or the bipolar transistor.
  • the input stage is particularly important for the function of the amplifier circuit according to the invention and at the same time is very sensitive to parasitic capacitances.
  • the reduction of parasitic capacitances by removing the circuit board material thus leads to a significant improvement in the performance of the amplifier circuit according to the invention.
  • the amplifier circuit according to the invention according to one of claims 1 to 19 can preferably be used for measuring a current signal from a capacitive current source, preferably a pyroelectric sensor.
  • the amplifier circuit according to the invention according to one of claims 1 to 19 can preferably be used for measuring a current signal from a capacitive current source, preferably a pyroelectric sensor, in an infrared spectrometer, preferably an FTIR spectrometer (Fourier transform infrared spectrometer).
  • a capacitive current source preferably a pyroelectric sensor
  • an infrared spectrometer preferably an FTIR spectrometer (Fourier transform infrared spectrometer).
  • the FTIR spectrometer can include the following components: an infrared radiation source, an interferometer with at least one arm variable in length, a reference laser, a measuring cell with a sample interface, preferably an ATR crystal.
  • Attenuated Total Reflection Total reflection that can be brought into contact with a sample, an infrared detector, a control system that is set up to change the length of the at least one arm of the interferometer, and a mirror arrangement outside the interferometer with at least two mirrors, each with a reflecting surface and one Base body, which comprises the reflective surface, wherein the mirror arrangement is at least set up to direct a light beam from the interferometer to the sample interface and to direct the light beam from the sample interface to the infrared detector, wherein the base body of at least one mirror or all mirrors of the mirror arrangement is made of a plastic material and / or is or are made of 3D printed metal or the base body of at least one mirror or all mirrors has or have plastic material and / or 3D printed metal.
  • an evanescent wave can couple into the sample material or sample in contact with the ATR crystal. This effect is also called the optical tunnel effect.
  • the remaining light carries information about the interaction with the sample, is led out of the ATR crystal again by means of internal total reflection and can then be guided to an infrared detector, for example by reflection.
  • the first amplifier stage is formed by the input stage.
  • the second and third amplifier stages are formed by the first and second amplifiers of the amplifier cascade.
  • the fourth amplifier stage is formed by the output stage.
  • the first feedback loop is formed by the feedback network.
  • the second feedback loop is formed by the amplitude limitation.
  • the third feedback loop is formed by the internal frequency compensation.
  • the input stage and the output stage are each an inverting amplifier stage.
  • the first and second amplifiers of the amplifier cascade each form a non-inverting amplifier stage.
  • the interaction of inverting and non-inverting amplifier stages enables separate feedback loops, which only include the first or last inverting stage and otherwise only contain non-inverting stages.
  • the condition for negative feedback, an odd number of inverting amplifier stages, is therefore fulfilled for all feedback loops.
  • the first feedback loop includes a linear device network for high gains with capacitance compensation.
  • the second feedback loop creates the nonlinear amplitude limitation.
  • the third feedback loop is used to compensate for the frequency response of the entire circuit.
  • the amplifier circuit additionally comprises a decoupler, the decoupler being connected to the node K4 and the input of the output stage, the decoupler being set up to decouple an output of the amplifier cascade from the output stage.
  • the decoupler has an impedance converter, preferably a non-inverting impedance converter or a combination of two inverting impedance converters, or wherein the decoupler has an impedance converter, preferably a non-inverting impedance converter or a combination of two inverting impedance converters is.
  • the decoupler is particularly preferably a non-inverting impedance converter or has a non-inverting impedance converter.
  • Impedance converters are technically simple, cost-effective and reliable components or component groups with which the desired decoupling can be achieved.
  • Non-inverting impedance converters have the advantage that they usually have a very high-impedance input, which is particularly advantageous for this circuit.
  • the impedance converter has at least one or more of the following components or is one of the following components: MOSFET, bipolar transistor, operational amplifier, operational amplifier with high input resistance and low self-noise, operational amplifier with high input resistance and low self-noise, wherein the output of the operational amplifier is directly or indirectly fed back to its inverting input.
  • the impedance converter has at least one operational amplifier with a high input resistance and low intrinsic noise, the output of the operational amplifier being fed back directly to the inverting input.
  • a decoupling of the output of the amplifier cascade from the input of the output stage by the decoupler describes in particular a decoupling of the frequency dependence of the output stage from the upstream amplifier cascade.
  • This frequency decoupling can be complete or only partial. With complete frequency decoupling, the ideal frequency dependence of the output stage is not distorted and the frequency dependence of the amplifier cascade also remains unaffected. With partial frequency decoupling, the output stage loads the upstream amplifier cascade and distorts the frequency dependence of the output stage through the frequency-dependent output impedance of the amplifier cascade. This distortion becomes stronger the larger the feedback resistance (i.e. the lower the Feedback strength) of the amplifier cascade.
  • the decoupling is preferably complete or almost complete.
  • MOSFETs, bipolar transistors and operational amplifiers are inexpensive, reliable and technically simple components that are suitable for use as or in decouplers.
  • Operational amplifiers with high input resistance and low intrinsic noise are preferred components for use in decouplers because they can provide particularly strong decoupling up to complete or almost complete decoupling. At the same time, due to their low inherent noise, they contribute little or nothing to the falsification of the signal amplified in the amplifier circuit according to the invention.
  • Operational amplifiers with high input resistance and low intrinsic noise, whereby the output of the operational amplifier is directly fed back to the inverting input are particularly preferred because they have the same advantageous properties as operational amplifiers with high input resistance and low intrinsic noise and additionally improve the decoupling.
  • the decoupler is preferably connected to node K4 and the input of the output stage.
  • the decoupler can be connected directly or indirectly to the node K4 and the input of the output stage.
  • a direct connection in this context describes the connection "K4 - decoupler - input output stage”.
  • An indirect connection can, for example, have further electronic components between K4 and decoupler and/or decoupler and the input of the output stage.
  • the provision of the decoupler or the non-inverting impedance converter provides frequency decoupling of the amplifier cascade and the input of the output stage. This results in a significantly flatter transfer function between the amplifier cascade and the output stage. As a result, the frequency dependence of the output of the amplifier circuit according to the invention is reduced or improved.
  • the decoupler improves the gain of the amplifier circuit according to the invention.
  • the input signal of the amplifier circuit according to the invention can be amplified with a flat transfer function, for example at a gain of 50 MV/A to 360 kHz.
  • the amplifier circuit additionally comprises an intermediate load, the intermediate load being connected to the output of the first amplifier and the input of the second amplifier of the amplifier cascade in node K3, the intermediate load being designed to generate natural oscillations of the amplifier circuit to minimize.
  • connection of the intermediate load to the output of the first amplifier of the amplifier cascade in node K3 means that the intermediate load is directly or indirectly, for example with one or more intermediate electronic components, can be connected to the output of the first amplifier in node K3.
  • a preferred electronic component for an indirect connection can be an ohmic resistor.
  • connection of the intermediate load to the input of the second amplifier of the amplifier cascade in node K3 means that the intermediate load can be connected directly or indirectly, for example with one or more intermediate electronic components, to the input of the second amplifier in node K3.
  • a preferred electronic component for an indirect connection can be an ohmic resistor.
  • the intermediate load is set up to minimize natural oscillations through a phase correction.
  • the output of the first amplifier is connected to the node K3 via a first ohmic resistor (R17), wherein the node K3 is connected to ground via a second ohmic resistor (Ris).
  • the first resistor (R17) and the second ohmic resistor (Ris) preferably form a voltage divider in which a partial voltage can be tapped at node K3.
  • the voltage divider advantageously limits excessive loading, in particular of the upstream amplifier stage or the upstream operational amplifier.
  • the intermediate load has or consists of at least one or more of the following component combinations: inductance and/or capacitance connected in series to ground and at least one ohmic resistance, preferably the second ohmic resistance; inductance and/or capacitance connected in parallel to ground and at least one ohmic resistance.
  • the intermediate load has or consists of an inductance or capacitance connected in series with ground and at least the second ohmic resistance. More preferably, the intermediate load has an inductance connected in series to ground and at least the second ohmic resistance or consists of an inductance connected in series to ground and at least the second ohmic resistance R15.
  • an intermediate load describes every component or every combination of components that is or are suitable for minimizing the natural oscillation of the amplifier circuit according to the invention.
  • the intermediate load is preferably set up in such a way as to introduce a phase correction which changes the frequency response in such a way that the amplifier circuit according to the invention is more robust against natural oscillations.
  • robustness against natural oscillations means that the feedback circuit, in particular the feedback network and/or the Frequency response compensation that meets the Nyquist stability criterion. This means that the phase rotation of the feedback is so small that the desired negative feedback does not unintentionally become positive feedback.
  • the inductance of the intermediate load in the component combination of inductance and at least one ohmic resistance has a value in the range from 1 pH to 20 pH, preferably in the range from 1 pH to 5 pH.
  • the first and second ohmic resistance in the component combination of the intermediate load of inductance and ohmic resistances has a value in the range from 10 ohms to 100 ohms, preferably in the range from 10 ohms to 20 ohms.
  • the first and second resistances are preferably the same size. Surprisingly, these aforementioned values show particularly good results in minimizing undesirable natural oscillations.
  • Providing the intermediate load advantageously stabilizes the amplifier circuit according to the invention in the event of larger changes in the input capacitance of the capacitive current source.
  • this enables the use of different capacitive power sources and/or pyroelectric sensors.
  • This makes the circuit according to the invention more universal and can be used without complex, technically complex adjustments to the circuit.
  • the object of the invention is achieved in the second aspect of the invention by the sensor system with the features of claim 20.
  • the sensor system according to the invention according to claim 20 comprises a capacitive current source and an amplifier circuit according to one of claims 1 to 19.
  • the capacitive power source can preferably have a component with a negative capacitance.
  • a component with a negative capacitance is a component in which a reduction in the applied voltage results in an increase in the charge of the component.
  • the component can have a material that has a negative capacity.
  • the first experimental indications of such materials are provided, for example, by M. Hoffmann, S. Slesazeck, and T. Mikolajick, "Progress and future prospects of negative capacitance electronics: A materials perspective," APL Mater. 9, 020902 (2021) and AK Yadav, KX Nguyen, Z Hong, et al. "Spatially resolved steady-state negative capacitance," Nature 565, 468 (2019).
  • Examples of materials with a negative capacity can be ferroelectric materials such as HfCh or lead zirconate titanate or heterostructures made of these ferroelectric and dielectric materials such as strontium titanate.
  • the component with negative capacitance is preferably connected to the capacitive power source, for example at an output of the capacitive power source.
  • the negative capacitance component can be part of the capacitive power source, preferably the pyroelectric sensor. In both cases, the negative capacitance of the component can compensate for the normal, positive capacitance of the capacitive power source, preferably the pyroelectric sensor.
  • the capacitive power source is a pyroelectric sensor.
  • the pyroelectric sensor can have, for example, lithium tantalate (LiTaOä) or triglycine sulfate (TGS).
  • LiTaOä lithium tantalate
  • TGS triglycine sulfate
  • the pyroelectric sensor is designed like a plate and has a maximum thickness of 40 pm, preferably a maximum of 10 pm.
  • a pyroelectric sensor typically includes a crystal made of a pyroelectric material.
  • the thickness of the pyroelectric sensor describes the thickness of the pyroelectric material, i.e. the thickness or average thickness of the pyroelectric crystal.
  • the temperature increase of the pyroelectric sensor, or the crystal is directly proportional to the absorption A t h of the radiation in the crystal and anti-proportional to it Heat capacity c t h (optical-thermal conversion).
  • the greatest possible temperature change is made possible by a suitable, broadband absorbing coating on the crystal.
  • a low heat capacity can be achieved through a small crystal volume or, for a given sensor area, through a small crystal thickness.
  • the process of heating up the sensor element is counteracted by cooling, for example through the heat conduction of the crystal holder.
  • the worst possible heat conduction ensures the highest possible temperature difference AT between the irradiated and unirradiated crystal and therefore leads to a correspondingly high current signal.
  • AT decreases and AT oc applies
  • a low heat capacity (a thin crystal) is advantageous for the fastest c th w thermal response of the sensor.
  • a pyroelectric sensor with a small thickness thus ensures the fastest possible thermal response and an advantageous behavior of the pyroelectric sensor if the increased capacitance of the sensor element due to the small thickness does not exceed the sensible limits of the input capacitance of the subsequent amplifier circuit.
  • the thickness or the average thickness of the crystal is preferably between 2 pm and 40 pm.
  • a change in temperature over time creates a charge that changes over time, i.e. an electrical current I.
  • I an electrical current
  • a pyroelectric sensor can only react to changes in radiation. In the stationary case, no more current flows. At high frequencies, the pyroelectric current is independent of the frequency of light excitation
  • the small thickness of the pyroelectric sensor results in an increase in the bandwidth up to the electronic bandwidth of the amplifier circuit according to the invention.
  • both the optical-thermal conversion and the thermal-electrical conversion are optimized due to the reduced heat capacity of the pyroelectric sensor.
  • the sensor system according to the invention according to one of claims 20 to 22 can preferably be used in and/or with an FTIR spectrometer (Fourier transform infrared spectrometer).
  • the sensor system according to the invention can be part of or used in an FTIR spectrometer described above.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a circuit of a first embodiment of the amplifier circuit according to the invention
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of an embodiment of an amplifier cascade with a feedback network
  • FIG. 4 shows a schematic representation of a circuit of a second embodiment of the amplifier circuit according to the invention
  • FIG. 6 shows a schematic representation of a circuit of a third embodiment of the amplifier circuit according to the invention
  • FIG. 8 shows a schematic representation of a circuit of a fourth embodiment of the amplifier circuit according to the invention.
  • FIG. 9 shows a circuit diagram of an embodiment of an amplifier cascade with feedback network and frequency compensation
  • FIG. 10 shows a circuit diagram of a fifth embodiment of the amplifier circuit according to the invention.
  • 11 a, b show a representation of a component on a circuit board with a removed area
  • Fig. 16 is a schematic representation of a circuit of a sixth
  • FIG. 17 shows a schematic representation of a circuit of a seventh embodiment of the amplifier circuit according to the invention.
  • 19 shows a schematic representation of a circuit of an eighth embodiment of the amplifier circuit according to the invention
  • 20 shows a circuit diagram of a ninth embodiment of the amplifier circuit according to the invention
  • Fig. 21 shows a second embodiment of a sensor system according to the invention.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a circuit of a first embodiment of the amplifier circuit la according to the invention.
  • the amplifier circuit la is an amplifier circuit for broadband and low-noise amplification of a capacitive current source, preferably a pyroelectric sensor.
  • the amplifier circuit la comprises a signal input 3, which can be connected to the capacitive current source in a node Ki, an input stage Al, the input stage Al being connected to the node Ki at an input 7 of the input stage Al, and a node K2 at the output 9 of the input stage Al, wherein the input stage Al is set up to amplify an input voltage at least 3 times, the input stage Al being set up to provide a high-resistance input resistance at the input 7 of the input stage Al, the input stage Al being set up to provide a stable and load-independent voltage
  • an amplifier cascade 11 having at least a first amplifier A2 and a second amplifier A3, each with an input 13 or 17 and an output 15 or 19, the output 15 of the first amplifier A2 in a node K3 is connected to the input 17 of the second amplifier A3, the input 13 of the first amplifier A2 being connected to the node K2, the output 19 of the second amplifier A3 being connected to a node K4, the amplifier cascade 11, the amplifier cascade 11 having at least a
  • Figure 2 shows an example of an input stage Al.
  • the input stage Al has a junction field effect transistor Qi and a bipolar transistor 2.
  • the junction field effect transistor Qi has three connections: Source S, Gate G and Drain D.
  • the bipolar transistor 2 has three connections: Collector C, Base B and Emitter E.
  • the drain connection of the junction field effect transistor Qi is connected to the base connection B of the bipolar transistor 2 connected.
  • the junction field effect transistor Qi is connected as a source circuit.
  • the bipolar transistor 2 is connected as an emitter follower.
  • the input stage Al can additionally or alternatively have a component with a negative capacitance.
  • Figure 3 shows an example of an amplifier cascade 11 with an example of a feedback network Fl.
  • the first and second amplifiers A2, A3 of the amplifier cascade 11 are each an operational amplifier Q3, Q4.
  • the first operational amplifier Q3 can have a voltage gain of more than 10 4 .
  • the second operational amplifier Q4 can have a voltage gain of a maximum of 10 3 .
  • the feedback network Fl has a high-resistance feedback resistor R7 with a parallel capacitance C5.
  • the feedback network Fl has a series-connected low pass.
  • the low pass has a resistance Rs and a capacitance Ce to ground.
  • the low pass is connected to the feedback resistor R7 and the parallel capacitance C5 in node Kf.
  • Figure 4 shows a schematic representation of a circuit of a second embodiment of the amplifier circuit lb according to the invention.
  • the circuit shown in FIG. 4 is an extension of the circuit from FIG. 1 and thus has all the elements from FIG. 1 as well as their functions.
  • Figure 4 also shows an output stage A4.
  • the output stage A4 is connected to the node K4 at an input 23 of the output stage A4 and is connected to the signal output 21 in the node K5 at an output 25 of the output stage A4.
  • the output stage A4 is set up to amplify a voltage at the input of the output stage by up to 20 times.
  • the output stage A4 is also set up to filter DC voltage interference at the input 23 of the output stage A4 and to adapt a signal level at the output 25 of the output stage A4 to K5.
  • FIG. 5 shows a circuit diagram of an example of an output stage A4.
  • the output stage A4 includes an inverting bandpass amplifier Q5.
  • An inverting input 27 of the bandpass amplifier A4 is AC coupled by means of a series-connected capacitance C7.
  • Figure 6 shows a schematic representation of a circuit of a third embodiment of the amplifier circuit lc according to the invention.
  • the circuit shown in Fig. 6 is an extension of the circuit from Figs. 1 and 4 and therefore has all the elements from Figs. 1 and 4 as well as their functions.
  • Figure 6 additionally shows an amplitude limitation F2, which is included in the amplifier circuit lc.
  • the amplitude limitation F2 is connected to the node K4 or K5 at an input 31 of the amplitude limitation F2 and to the node K3 at an output 29 of the amplitude limitation F2.
  • the amplitude limitation F2 is set up to limit the amplitude of the output signal at the signal output 21 when a threshold value at node K4 or node K5 is exceeded.
  • T.I Figure 7 shows a circuit diagram of an example of an amplitude limitation F2.
  • the amplitude limitation F2 has two Z diodes Qe, Q7 connected in series with opposite poles.
  • Figure 8 shows a schematic representation of a circuit of a fourth embodiment of the amplifier circuit ld according to the invention.
  • the circuit shown in Fig. 8 is an extension of the circuit from Figs. 1, 4 and 6 and thus has all the elements from Figs. 1, 4 and 6 as well as their functions.
  • Figure 8 additionally shows a frequency response compensation F3, which is included in the amplifier circuit ld.
  • the frequency response compensation F3 is connected to the node K3 and the node Ki and is set up to reduce the tendency of the amplifier cascade 11 to oscillate.
  • FIG. 16 shows a schematic representation of a circuit of a sixth embodiment of the amplifier circuit lf according to the invention.
  • the amplifier circuit lf shown in FIG. 16 is an extension of the circuit from FIG. 8.
  • FIG. 16 shows the amplifier circuit ld shown in FIG. 8 with an additional decoupler A5.
  • the decoupler A5 is connected to the node K4 and the input 23 of the output stage A4.
  • the decoupler is set up to decouple an output of the amplifier cascade 11 from the output stage A4.
  • the decoupler A5 preferably has or is a non-inverting impedance converter Ch.
  • the decoupler A5 can also be or have a combination of two inverting impedance converters.
  • FIG. 17 shows a schematic representation of a circuit of a seventh embodiment of the amplifier circuit lg according to the invention.
  • the amplifier circuit lg shown in FIG. 17 is an extension of the circuit from FIG. 8.
  • FIG. 17 shows the amplifier circuit ld shown in FIG. 8 with an additional intermediate load F4.
  • the intermediate load F4 is connected to the output 15 of the first amplifier A2 and the input 17 of the second amplifier A3 of the amplifier cascade 11 in node K3.
  • the intermediate load F4 is designed to minimize natural oscillations of the amplifier circuit lg.
  • the intermediate load F4 is preferably set up to minimize the natural oscillations of the amplifier circuit lg through a phase correction.
  • Figure 18 shows an example of the implementation of an intermediate load F4.
  • the intermediate load F4 is shown as an example as an inductance Li connected in series with ground and an ohmic resistance R15.
  • Figure 19 shows a schematic representation of a circuit of an eighth embodiment of the amplifier circuit lh according to the invention.
  • the amplifier circuit lh shown in FIG. 19 is an extension of the circuit from FIG. 16 with an additional intermediate load F4.
  • FIG 9 shows the example of an amplifier cascade 11 shown in Figure 3 with an additional example of frequency response compensation F3.
  • the frequency response compensation F3 has a capacitor connected in series, for example a capacitor C4.
  • Capacitor C4 is connected to nodes Ki and K3.
  • the frequency response compensation F3 is set up to reduce the tendency of the amplifier cascade 11 to oscillate.
  • Figure 10 shows a circuit diagram of a fifth embodiment of the amplifier circuit le according to the invention.
  • the amplifier circuit combines the component groups shown in FIGS. 2, 3, 5, 7 and 9 to form an entire amplifier circuit le according to the invention.
  • Fig. 10 shows a capacitive current source 41, which is designed as a pyroelectric sensor D py , which can be connected and is connected to the amplifier circuit le in node Ki.
  • the amplifier circuit le is particularly preferred.
  • Figure 20 shows a circuit diagram of a ninth embodiment of the amplifier circuit lk according to the invention.
  • the amplifier circuit lk combines the amplifier circuit shown in FIG. 10 with the intermediate load shown in FIG. 18 and the decoupler A5 shown in FIG. 16 in the form of a further operational amplifier Qs.
  • the output of the operational amplifier Qs is directly fed back to its inverting input.
  • the amplifier circuit lk is particularly preferred.
  • the output of the first operational amplifier Q3 is connected to the node K3 via a first resistor R17, with the node K3 being connected to the non-inverting input of the second operational amplifier Q4 via an ohmic resistor R9.
  • the intermediate load F4 is shown as an example as an inductor Li connected in series with ground and the second ohmic resistor R15.
  • the ohmic resistor R17 and the ohmic resistor R15 form a voltage divider.
  • the voltage divider advantageously limits excessive loading of the upstream amplifier stage or the upstream operational amplifier.
  • the resistors R15 and R17 are preferably the same size. Surprisingly, these aforementioned values show particularly good results in minimizing undesirable natural oscillations.
  • the first to fifth embodiments of the amplifier circuit la, lb, lc, ld, le can preferably be used to measure a current signal from a capacitive current source, preferably a pyroelectric sensor can be used.
  • a capacitive current source preferably a pyroelectric sensor
  • Each embodiment, in particular the sixth to ninth embodiments, of the amplifier circuit la, lb, lc, Id, le, lf, lg, lh, lk (simplified: amplifier circuit 1) according to the invention can preferably be used to measure a current signal from a capacitive current source, preferably a pyroelectric sensor , be used.
  • the amplifier circuit la, lb, lc, ld, le, lf, lg, lh, lk according to the invention can preferably be used for measuring a current signal from a capacitive current source, preferably a pyroelectric sensor, in an infrared spectrometer, preferably an FTIR spectrometer (Fourier transform infrared spectrometer) can be used.
  • a capacitive current source preferably a pyroelectric sensor
  • an infrared spectrometer preferably an FTIR spectrometer (Fourier transform infrared spectrometer) can be used.
  • Figure 11 shows a section of a circuit board 33, which can also be called a circuit board.
  • the amplifier circuit la, lb, lc, ld, le, lf, lg, lh, lk (hereinafter referred to simply as amplifier circuit 1 for the sake of better readability) or at least part of the amplifier circuit 1 is mounted on a circuit board 33.
  • 11 shows an example of an electronic component 35 of the amplifier circuit 1 on the circuit board 33.
  • the electronic component 35 is soldered to solder pads 37 on the circuit board 33.
  • An area 39 of the circuit board 33 below the at least one electronic component 35 outside the soldering pads 37 is removed.
  • the area 39 of the circuit board 33 can preferably be located below an electronic component 35 or several components of the feedback network Fl or below the entire feedback network Fl.
  • the area 39 of the circuit board 33 can preferably be removed below an electronic component or several components of the input stage Al. Particularly preferably, the area 39 is removed below the field effect transistor Qi and/or the area 39 is removed below the bipolar transistor Cb.
  • FIG 12 shows an embodiment of a sensor system 43 according to the invention comprising a capacitive current source 41 and an amplifier circuit 1.
  • the capacitive current source of the sensor system 43 is a pyroelectric sensor D py .
  • FIG 21 shows a further embodiment of a sensor system 43 according to the invention comprising a capacitive current source 41 and an amplifier circuit lk.
  • the capacitive current source of the sensor system 43 is preferably a pyroelectric sensor D py .
  • the pyroelectric sensor D py can preferably be designed like a plate and have a maximum thickness d of 40 pm, preferably a maximum of 10 pm.
  • the sensor system 43 according to the invention can preferably be used in and/or with an FTIR spectrometer (Fourier transform infrared spectrometer).
  • Figure 13 a, b shows a representation of measurement results of the performance of the amplifier circuit according to the invention.
  • Figure 14 a, b, c each shows a representation of measurement results of the performance of the sensor system according to the invention, and
  • Figure 15 shows a representation of measurement results of the transmission behavior at different amplifications.
  • Figure 13 shows measurement data for the transmission of the four-stage amplifier circuit 1 according to the invention and demonstrates the performance and advantages of the invention.
  • the amplifier circuit 1 according to the invention shows a flat transmission up to a 3 dB cutoff frequency of 90 kHz.
  • the amplifier circuit 1 thus achieves the same bandwidth as TIA known in the prior art with a lower gain of 10 MV/A. In other words, the amplifier circuit 1 achieves a significantly greater gain with a comparable bandwidth compared to the prior art.
  • the circuit presented is robust against a change in the input capacitance, in particular due to the capacitive current source 41, for example a pyroelectric sensor D py .
  • the transfer functions from 0 pF - 270 pF are almost identical. Even with the large input capacitance of 2.2 nF, there is no increase in the frequency response as in TIA known from the prior art.
  • the noise depends on the input capacitance: the higher this is, the sooner and more strongly the noise increases. On the one hand, this is due to a reduction in the input impedance of the capacitive current source 41, which leads to a greater amplification of the input voltage noise. On the other hand, the dielectric loss of the sensor, which increases with frequency, effectively reduces its resistance R py . This creates a further contribution to the noise.
  • the capacitance of the pyroelectric sensor D py can preferably be compensated for by a passive component with a negative capacitance (see above).
  • a combination of a component with a negative capacitance with a capacitive current source 41, preferably a pyroelectric sensor D py with a normal positive capacitance, promises, according to FIG. 13b, a further significant reduction in noise and thus also a significantly improved signal-to-noise ratio.
  • the performance of the amplifier circuit 1 according to the invention was tested in conjunction with a pyroelectric sensor D py , ie as a sensor system according to the invention, in an optical structure (see FIGS. 14a to c).
  • the sensitivity was measured with a pulsed diode laser with a power of 145 pW at an amplification of 5 GV/A over a frequency range up to 100 kHz and compared with a pyroelectric sensor D py with the same amplification with a single-stage TIA known in the prior art.
  • the bandwidth of the four-stage amplifier circuit 1 according to the invention is significantly larger at 5 kHz than the 200 Hz bandwidth of the single-stage TIA (see FIGS. 13a to c).
  • the cutoff frequency of 5 kHz corresponds to the thermal time constant of the pyroelectric sensor D py with a thickness of 30 pm.
  • the amplifier circuit 1 according to the invention has a very high electronic cutoff frequency of 8 kHz.
  • the noise component in Fig. 14a to c at low frequencies is mainly Johnson-Nyquist noise from the feedback resistor.
  • the noise of the sensor system with the four-stage amplifier 1 according to the invention increases with increasing frequency.
  • the performance of both sensor systems with the four-stage amplifier circuit 1 according to the invention is significantly better than sensor systems known in the prior art over the entire frequency range, but especially at frequencies higher than 200 Hz.
  • the bandwidth is larger with the same gain and measurements above 1 kHz can be achieved without any problems. Thanks to the insensitivity of the four-stage amplifier circuit 1 according to the invention to larger input capacitances, thinner pyroelectric crystals in the pyroelectric sensor with higher capacity and larger Signal can be used without reducing the bandwidth or causing an increase in the transmission.
  • the bandwidth of the 7 pm thick pyroelectric sensor can be increased well beyond 8 kHz with the four-stage amplifier circuit 1 according to the invention with a flat transfer function if the gain is reduced (see FIG. 15). With a gain of 400 MV/A, the cutoff frequency of the detector at 70 kHz is no longer limited by the electronic bandwidth (90 kHz).

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung (1) zur breitbandigen und rauscharmen Verstärkung einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, umfassend einen Signaleingang (3), der mit der kapazitiven Stromquelle in einem Knoten K1 verbindbar ist, eine Eingangsstufe (A1), wobei die Eingangsstufe (A1) an einem Eingang (7) der Eingangsstufe (A1) mit dem Knoten K1 verbunden ist und einen Knoten K2 am Ausgang (9) der Eingangsstufe (A1) aufweist, wobei die Eingangsstufe (A1) eingerichtet ist, eine Eingangsspannung wenigstens 3-fach zu verstärken, wobei die Eingangsstufe (A1) eingerichtet ist, einen hochohmigen Eingangswiderstand am Eingang der Eingangsstufe (A1) bereitzustellen, wobei die Eingangsstufe (A1) eingerichtet ist, eine stabile und lastunabhängige Spannung am Ausgang der Eingangsstufe (A1) bereitzustellen, eine Verstärkerkaskade, wobei die Verstärkerkaskade (11) wenigstens einen ersten und einen zweiten Verstärker (A2, A3) mit je einem Eingang (13,17) und einem Ausgang (15, 19) aufweist, wobei der Ausgang (19) des ersten Verstärkers (A2) in einem Knoten K3 mit dem Eingang (17) des zweiten Verstärkers (A3) verbunden ist, wobei der Eingang (13) des ersten Verstärkers (A2) mit dem Knoten K2 verbunden ist, wobei der Ausgang (19) des zweiten Verstärkers (A3) mit einem Knoten K4 verbunden ist, wobei die Verstärkerkaskade (11) eingerichtet ist, eine hohe Signalverstärkung mit niedriger Phasendrehung über einen weiten Frequenzbereich zu erzeugen, ein Feedbacknetzwerk (F1), wobei das Feedbacknetzwerk (F1) mit dem Eingang (7) der Eingangsstufe (A1) im Knoten K1 und dem Ausgang (19) des zweiten Verstärkers (A3) im Knoten K4 verbunden ist, wobei das Feedbacknetzwerk (F1) eingerichtet ist, einen hochohmigen Feedbackwiderstand mit einer parasitären Kapazität von weniger als 0,5 pF bereitzustellen, wobei das Feedbacknetzwerk (F1) eingerichtet ist, eine Gegenkopplung zu einem Aufbau umfassend die Eingangsstufe (A1) und die Verstärkerkaskade (11) bereitzustellen, und einen Signalausgang (21), der mit einem Knoten K5 verbunden ist, wobei der Knoten K5 mit dem Knoten K4 verbunden ist oder dem Knoten K4 entspricht. Die Erfindung betrifft zudem ein Sensorsystem.

Description

Verstärkerschaltung zur breitbandigen und rauscharmen Verstärkung einer kapazitiven Stromquelle und ein Sensorsystem
Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung zur breitbandigen und rauscharmen Verstärkung einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, sowie ein Sensorsystem. Der Gegenstand der Erfindung ist in den beigefügten Patentansprüchen definiert.
Die hochsensitive Detektion von elektromagnetischer Strahlung im Infrarot- und Terahertzbereich ist relevant für eine Vielzahl an Anwendungen. Beispielsweise werden Wärmesensoren sowohl in Bewegungs- und Feuermeldern als auch zur Gasanalyse oder in Spektrometern für die chemische Materialanalyse eingesetzt. Für anspruchsvolle Messungen bei Raumtemperatur sind aufgrund ihres einfachen Aufbaus und den damit verbundenen geringen Kosten kapazitive Stromquellen, wie beispielsweise pyroelektrische Sensoren, sehr weit verbreitet. Kernstück eines pyroelektrischen Sensors ist ein Kristall eines pyroelektrischen Materials. In diesen Materialien fallen die Ladungsschwerpunkte positiver und negativer Ionen nicht zusammen, weshalb sich eine elektrische Polarisation bildet, die sich entlang einer Kristallachse ausrichten lässt. Bereits kleinste Temperaturänderungen des Kristalls, z.B. durch das Auftreffen von Wärmestrahlung, führen zu einer Änderung dieser Polarisation. Eine Temperaturerhöhung bewirkt einerseits direkt eine Verringerung der spontanen Polarisation, andererseits vermittelt sie auch indirekt eine Änderung der Dipolausrichtung durch die Ausdehnung des Materials. Dadurch bilden sich proportional zur Temperaturänderung Oberflächenladungen an den Grenzflächen des Kristalls senkrecht zu seiner polaren Achse aus. Über an diesen Flächen angebrachte Elektroden können die Ladungen abfließen und sind somit als Strom messbar.
Da die von einem pyroelektrischen Kristall erzeugten Ströme typischerweise in der Größenordnung einiger Pikoampere liegen, wird für die Auswertung eine rauscharme Messelektronik mit einer Verstärkerschaltung mit hoher Verstärkung benötigt. Wenn gleichzeitig eine möglichst große Frequenzbandbreite erreicht werden soll, stellt dies hohe Anforderungen an die dafür eingesetzte Verstärkerschaltung. Diese ist bei gegebenem Sensorelement maßgeblich für die Gesamtperformance des Sensorsystems verantwortlich.
Im Stand der Technik sind Schaltungen zur Messung derartig kleiner Ströme bekannt.
Nachteil der im Stand der Technik bekannten Verstärkerschaltungen sind eine geringe Bandbreite bei hohen Verstärkungen des Signals der kapazitiven Stromquelle, beispielsweise eines pyroelektrischen Sensors. Zudem weisen die verstärkten Signale häufig ein starkes Rauschen auf. Außerdem zeigen die im Stand der Technik bekannten Verstärkerschaltungen häufig eine starke Abhängigkeit von ihrer Eingangskapazität.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist daher die Bereitstellung eines Transimpedanzverstärkers (englisch transimpedance amplifier, TIA) bzw. einer Verstärkerschaltung, die eine rauscharme Verstärkung eines Signals einer kapazitiven Stromquelle, insbesondere eines pyroelektrischen Sensors, mit einer hohen Bandbreite ermöglicht und dabei die Nachteile im Stand der Technik beseitigt.
Die Aufgabe wird in einem ersten Aspekt der Erfindung durch die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 1 gelöst. Die Aufgabe wird zudem in einem zweiten Aspekt der Erfindung durch das erfindungsgemäße Sensorsystem gemäß Anspruch 20 gelöst. Bevorzugte erfindungsgemäße Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen und den nachfolgenden Ausführungen.
Die Aufgabe wird im ersten Aspekt der Erfindung durch die Verstärkerschaltung zur breitbandigen und rauscharmen Verstärkung einer kapazitiven Stromq uelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, gemäß den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung zur breitbandigen und rauscharmen Verstärkung einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, gemäß Anspruch 1 umfasst einen Signaleingang, der mit der kapazitiven Stromquelle in einem Knoten Ki verbindbar ist, eine Eingangsstufe, wobei die Eingangsstufe an einem Eingang der Eingangsstufe mit dem Knoten Ki verbunden ist und einen Knoten K2 am Ausgang der Eingangsstufe aufweist, wobei die Eingangsstufe eingerichtet ist, eine Eingangsspannung wenigstens 3-fach zu verstärken, wobei die Eingangsstufe eingerichtet ist, einen hochohmigen Eingangswiderstand am Eingang der Eingangsstufe bereitzustellen, wobei die Eingangsstufe eingerichtet ist, eine stabile und lastunabhängige Spannung am Ausgang der Eingangsstufe bereitzustellen, eine Verstärkerkaskade, wobei die Verstärkerkaskade wenigstens einen ersten und einen zweiten Verstärker mit je einem Eingang und einem Ausgang aufweist, wobei der Ausgang des ersten Verstärkers in einem Knoten K3 mit dem Eingang des zweiten Verstärkers verbunden ist, wobei der Eingang des ersten Verstärkers mit dem Knoten K2 verbunden ist, wobei der Ausgang des zweiten Verstärkers mit einem Knoten K4 verbunden ist, wobei die Verstärkerkaskade eingerichtet ist, eine hohe Signalverstärkung mit niedriger Phasendrehung über einen weiten Frequenzbereich zu erzeugen, ein Feedbacknetzwerk, wobei das Feedbacknetzwerk mit dem Eingang der Eingangsstufe im Knoten Ki und dem Ausgang des zweiten Verstärkers im Knoten K4 verbunden ist, wobei das Feedbacknetzwerk eingerichtet ist, einen hochohmigen Feedbackwiderstand mit einer parasitären Kapazität von weniger als 0,5 pF bereitzustellen, wobei das Feedbacknetzwerk eingerichtet ist, eine Gegenkopplung zu einem Aufbau umfassend die Eingangsstufe und die Verstärkerkaskade bereitzustellen, und einen Signalausgang, der mit einem Knoten K5 verbunden ist, wobei der Knoten K5 mit dem Knoten K4 verbunden ist oder dem Knoten K4 entspricht.
Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ist eine Schaltung eines Transimpedanzverstärkers (TIA). Im Folgenden werden die Begriffe Verstärkerschaltung und Transimpedanzverstärker synonym verwendet.
Eine kapazitive Stromquelle ist im Sinne der Erfindung eine Stromquelle mit einer Ausgangsimpedanz, die in guter Näherung durch eine elektrische Kapazität beschrieben werden kann. Diese Ausgangsimpedanz entspricht der Quellimpedanz am nachgelagerten TIA Eingang. Beispiele kapazitiver Stromquellen können Fotodioden, CCD-Pixel, Tunnelstrom- Sensoren, Druck- und Tastsensoren, (Geiger-Müller-) Zählrohre, Photomultiplier (z.B. Mikrokanalplatten), Beschleunigungssensoren oder bevorzugt ein pyroelektrischer Sensor sein. Im Rahmen dieser Erfindung ist ein pyroelektrischer Sensor ein Bauteil, bei dem infolge seiner pyroelektrischen Eigenschaften eine Temperaturdifferenz eine Änderung der elektrischen Spannung des Bauteils verursacht.
Der pyroelektrische Sensor kann durch ein Ersatzschaltbild aus einer Parallelschaltung von Stromquelle lpy, Kristallkapazität Cpy und Verlustwiderstand Rpy beschrieben werden. Der spezifische Widerstand pyroelektrischer Materialien kann sehr hoch sein und typischerweise in der Größenordnung mehrerer 1010Q cm liegen. Die elektrische Kapazität eines Sensorelements kann bei üblichen Kristallgrößen von wenigen mm Durchmesser in Abhängigkeit von der Kristalldicke zwischen 100 pF und 1 nF variieren.
Ein pyroelektrischer Sensor weist im Rahmen der Erfindung einen Kristall mit einem pyroelektrischen Material auf oder ist ein Kristall, der ein pyroelektrisches Material aufweist oder daraus besteht. Die elektrische Kapazität Cpy eines pyroelektrischen Sensors wird vor allem durch die Dicke und Fläche des pyroelektrischen Kristalls bestimmt. Für die breitbandige Verstärkung unterschiedlicher Sensorelemente wird daher ein Transimpedanzverstärker benötigt, der insbesondere unempfindlich auf Änderungen der Quellimpedanz ist.
Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung, d.h. der Transimpedanzverstärker, wandelt ein eingehendes Stromsignal in eine dazu proportionale Ausgangsspannung um, er kann somit als stromgesteuerte Spannungsquelle betrachtet werden. Dieses Verhalten ist besonders vorteilhaft bei der Messung und Verstärkung kleiner Stromsignale. Insbesondere ist dieses Verhalten zur Messung kleiner Ströme eines pyroelektrischen Sensorelements geeignet. Der an den Grenzflächen des pyroelektrischen Materials, welches auch Pyroelektrikum genannt wird, erzeugte Strom wird so in eine gut messbare Spannung umgewandelt. Diese Spannung kann anschließend z.B. von einem Analog-Digital-Wandler ausgelesen werden. Bevorzugt weist die kapazitive Stromquelle einen Strom in der Größenordnung eines pyroelektrischen Sensors auf.
Ein Signaleingang beschreibt im Rahmen der Erfindung eine Hardware-Schnittstelle der Verstärkerschaltung, an der das Stromsignal der kapazitiven Stromquelle anlegbar ist. Dazu ist der Signaleingang mit der kapazitiven Stromquelle verbindbar. Der Signaleingang kann zur Verbindung mit der kapazitiven Stromquelle beispielsweise eine oder mehrere der folgenden Verbindungsvorrichtungen aufweisen: Klemmverbinder, Quetschverbinder, Steckverbinder, Schraubverbinder, Lötpads, Lötstellen, Hochfrequenzverbinder.
Es ist auch denkbar, dass der Signaleingang der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung direkt mit der kapazitiven Stromquelle verbunden ist. In diesem Fall kann die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung mit der kapazitiven Stromquelle eine Einheit bilden. Beispielsweise kann die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung in die kapazitive Stromquelle integriert sein.
Eine Verbindung mit einem Knoten Kx, wobei x eine natürliche Zahl ist, beschreibt im Rahmen der Erfindung eine direkte oder indirekte elektrische Verbindung mit dem Knoten Kx, bevorzugt eine direkte elektrische Verbindung. Ein Knoten beschreibt im Sinne der Erfindung einen Verbindungspunkt wenigstens zweier Leitungsbahnen der Verstärkerschaltung. Eine direkte Verbindung mit dem Knoten Kx ist eine elektrisch leitfähige Verbindung mit dem Knoten Kx, die keine weiteren Bauteile und Umleitungen über weitere Knoten umfasst. Eine indirekte Verbindung mit dem Knoten Kx ist eine elektrisch leitfähige Verbindung mit dem Knoten Kx, die wenigstens ein elektrisches und/oder elektronisches Bauteil oder eine oder mehrere Bauteilgruppen umfasst. Eine Bauteilgruppe ist im Sinne der Erfindung eine Gruppe von Bauteilen umfassend wenigstens zwei oder mehr elektrische und/oder elektronische Bauteile. Zusätzlich oder alternativ kann die indirekte Verbindung auch eine Umleitung über einen oder mehrere weitere Knoten umfassen.
Eine Eingangsstufe ist im Sinne der Erfindung ein Bauteil oder eine Bauteilgruppe, die dem Signaleingang nachgelagert angeordnet ist und einer nachfolgenden Stufe, beispielsweise der Verstärkerkaskade, vorgelagert angeordnet ist. Die Eingangsstufe ist derart ausgestaltet und eingerichtet, dass ein Eingangssignal, d.h. ein Stromsignal des kapazitiven Sensors, welches am Signaleingang bzw. Knoten Ki anliegt, verstärkt wird. Die Verstärkung beträgt wenigstens 3-fach, bevorzugt wenigstens 5-fach, weiter bevorzugt wenigstens 10-fach. Zusätzlich oder alternativ kann die Verstärkung maximal bis 25-fach, bevorzugt maximal 20-fach betragen. Besonders bevorzugt ist eine Verstärkung im Bereich von 5-fach bis 10-fach. In diesem Bereich liegt typischerweise eine gute Verstärkung bei einem optimalen niedrigen Rauschen vor. Das von der Eingangsstufe am Ausgang der Eingangsstufe ausgegebene Signal ka nn invertiert oder nicht-invertiert sein. Die Verstärkung erfolgt bevorzugt als lineare Regelung, bevorzugt durch Einsatz eines linearen Verstärkers. Alternativ kann die Verstärkung auch unter Ausnutzung einer vorteilhaften, nicht-linearen Kennlinie eines entsprechenden verstärkenden Bauteils erfolgen.
Die Eingangsstufe ist eingerichtet, einen hochohmigen Eingangswiderstand am Eingang der Eingangsstufe bereitzustellen und gleichzeitig eine stabile und lastunabhängige Spannung am Ausgang der Eingangsstufe bereitzustellen. Bevorzugt ist die Eingangsstufe dabei sehr rauscharm. Eine rauscharme Eingangsstufe ist im Sinne der Erfindung eine Eingangsstufe mit nV einer spektralen Rauschdichte von weniger als 5 -=. Eine rauscharme Eingangsstufe ergibt Hz sich aus dem Minimieren des am Eingang der Eingangsstufe zugeordneten Spannungs- und Stromrauschens Un bzw. In.
Um dieses zu erreichen, ist die Eingangsstufe bevorzugt diskret aufgebaut, d.h. aus wenigstens zwei Halbleiter-Bauteilen, die zum Steuern von elektrischen Spannungen und/oder Strömen eingerichtet sind. Beispielswiese kann die Eingangsstufe aus Transistoren aufgebaut sein. Die Transistoren können dabei entweder Bipolartransistoren oder Feldeffekttransistoren oder eine Kombination aus wenigstens einem Bipolartransistor und wenigstens einem Feldeffekttransistor sein.
Bevorzugt umfasst der diskrete Aufbau der Eingangsstufe ein Bauteil oder eine Bauteilgruppe, welche/s eine Verstärkung des Eingangssignals bereitstellt und ein Bauteil oder eine Bauteilgruppe, welche die Impedanz des Ausgangs der Eingangsstufe absenkt oder anpasst. Damit stellt die Eingangsstufe an ihrem Ausgang eine Spannung bereit, deren Wert nicht von der Belastung durch die nachfolgende Schaltung abhängt.
Bevorzugt umfasst der diskrete Aufbau wenigstens einen Tiefpass, der auch Tiefpass-Filter genannt wird, zur Rauschunterdrückung der Versorgungsspannung der Eingangsstufe.
Eine Verstärkerkaskade ist im Sinne der Erfind ung eine Hintereinanderschaltung bzw. Verkettung von wenigstens zwei Verstärkern, d.h. wenigstens einem ersten Verstärker mit einem ersten Verstärkungsfaktor GQ3 und einem zweiten Verstärker mit einem zweiten Verstärkungsfaktor GQ4, die ein Eingangssignal verstärken. Die Verstärkerkaskade ist der Eingangsstufe nachgelagert.
Die Verstärkerkaskade kann zwei, drei, vier oder mehr Verstärker aufweisen. Bevorzugt umfasst die Verstärkerkaskade zwei Verstärker.
Eine hohe Signalverstärkung durch die Verstärkerkaskade beschreibt im Rahmen der Erfindung eine intrinsische Verstärkung eines Eingangssignals um wenigstens den Faktor 104. Eine niedrige Phasendrehung der gesamten Verstärkerkaskade inklusive der Eingangsstufe beschreibt im Sinne der Erfindung eine Phasendrehung von maximal -160°. Ein weiter Frequenzbereich beschreibt im Sinne der Erfindung eine Frequenzbandbreite von wenigstens 500 Hz, bevorzugt wenigstens 1 kHz, weiter bevorzugt wenigstens 10 kHz, besonders bevorzugt wenigstens 100 kHz. Eine hohe Signalverstärkung um einen Faktor von 108 bei einer Frequenzbandbreite von 10 kHz ist dabei vorteilhaft. Besonders vorteilhaft ist eine Signalverstärkung um einen Faktorvon 109 bei einer Frequenzbandbreite von 10 kHz oder eine Signalverstärkung um einen Faktor 108 bei einer Frequenzbandbreite von 100 kHz.
Die Verstärkung kann im Open-Loop-Gain oder Closed-Loop-Gain erfolgen. Bevorzugt erfolgt die Verstärkung im Open-Loop-Gain. Bevorzugt ist der erste Verstärker ein linearer Regler, der die Funktion der Verstärkerschaltung über das Feedbacknetzwerk kontrolliert. Bevorzugt hat der zweite Verstärker eine geringe Verstärkung G Q4. Die Verstärkung kann fest definiert sein oder einstellbar sein. Der zweite Verstärker kann in diesem Fall das Ausgangssignal des ersten Verstärkers mit größerer Bandbreite und reduzierter Phasendrehung verstärken. Zusätzlich kann er bei vorgegebener Gegenkopplung einen größeren Frequenzbereich mit kleiner Eingangsimpedanz bereitstellen. Der erste und zweite Verstärker und ggf. weitere nachfolgende Verstärker können entweder invertierend, nicht-invertierend oder als eine Kombination aus invertierenden und nichtinvertierenden Verstärkern ausgeführt sein. Bevorzugt sind der erste und zweite Verstärker nicht-invertierend.
Bevorzugt ist der erste Verstärkungsfaktor G Q3 viel größer als der zweite Verstärkungsfaktor GQ4: GQ3 » GQ4. Beispielsweise kann das Verhältnis G Q3/GQ4 wenigstens 103, bevorzugt 104, weiter bevorzugt 105 betragen.
Ein Feedbacknetzwerk beschreibt im Sinne der Erfindung eine Bauteilgruppe umfassend wenigstens einen hochohmigen Feedbackwiderstand Rfb zur Bereitstellung einer Gegenkopplung des Aufbaus aus Eingangsstufe und Verstärkerkaskade. Dieser Widerstand definiert die Transimpedanzverstärkung als Verhältnis von Ausgangsspannung zu seinem Eingangsstrom. Ein hochohmiger Feedbackwiderstand hat bei einer Transimpedanzverstärkung von 10 GV/A im Sinne der Erfindung einen ohmschen Widerstandswert von 10 GQ.
Für die Verstärkung der sehr geringen Ströme von kapazitiven Stromquellen, bevorzugt von pyroelektrischen Sensoren, ist eine sehr große Signalverstärkung erforderlich. Dabei sollte der Verstärkungsfaktor bevorzugt den Faktor 106 übersteigen. Besonders vorteilhaft ist eine Signalverstärkung um einen Faktor von 109 bei einer Frequenzbandbreite von 10 kHz oder eine Signalverstärkung um einen Faktor 108 bei einer Frequenzbandbreite von 100 kHz. Anders ausgedrückt kann die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ein TIA- Verstärkungsbandbreitenprodukt von mehr als 10 TV/AHz aufweisen.
Für die Rauschcharakteristik der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist nur der echte Transimpedanzteil der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung relevant. Nachgelagerte Spannungsverstärkungen können das Rauschen nicht mehr verbessern, selbst wenn es sich um eine Spannungsfilterschaltung handelt. Mit einer nachgelagerten Spannungsverstärkung bzw. Spannungsfilterschaltung kann lediglich die Rauschbandbreite geändert werden, jedoch nicht die für die Qualität des verstärkten Signals wichtige Rauschdichte.
Um eine optimales Signal-zu-Rausch-Verhältnis des verstärkten Signals zu erhalten, ist bei vorgegebener hoher Verstärkung durch die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ein möglichst geringes Eingangsstromrauschen der Verstärkerschaltung wichtig. Der Eingangsstrom einschließlich des Eingangsstromrauschens wird dabei durch die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung in eine Spannung gewandelt. Dabei wird das Eingangsstromrauschen wesentlich von der gewählten Rückkopplung, d.h. vom Johnson- Nyquist-Rauschen des Rückkoppelwiderstands, beeinflusst. Bevorzugt liegt das Eingangsstromrauschen bei Raumtemperatur bei einer Verstärkung von 500 MV/A bei fA fA etwa 10 -=, weiter bevorzugt bei 5.8 -= . Weiter bevorzugt liegt das Eingangsstromrauschen bei Raumtemperatur bei einer Verstärkung von 5 GV/A bei etwa 4-==, besonders bevorzugt Hz
. . „ fA bei etwa 1.8-== .
VHz
Bevorzugt ist die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung eine lineare Verstärkerschaltung. Dies ist durch die Gegenkopplung der Eingangsstufe und der Verstärkerkaskade mit dem linearen Feedbacknetzwerk realisiert. Das Feedbacknetzwerk ist aus diesem Grund mit den Knoten Ki und K4 verbunden.
Bevorzugt weist das Feedbacknetzwerk eine Kompensationsschaltung auf, die eingerichtet ist, eine potenziell vorhandene ungewünschte parasitäre Kapazität des hochohmigen Feedbackwiderstands zu kompensieren. Anders ausgedrückt ist die Kompensationsschaltung eingerichtet, eine Frequenzabhängigkeit des Feedbacknetzwerks zu minimieren, bevorzugt zu entfernen. Beispielsweise kann die Kompensationsschaltung wenigstens einen Konde nsator aufweisen, der mit dem hochohmigen Feedbackwiderstand vorteilhaft zusammenwirkt. Zusätzlich oder alternativ kann die Kompensationsschaltung einen Bandpass, beispielsweise einen Hoch- und/oder Tiefpass umfassen.
Bevorzugt weist die Kompensationsschaltung elektronische oder elektrische Bauteile auf, die in ihrem ohmschen Widerstand oder in ihrer Kapazität variabel einstellbar sind. Dies ermöglicht eine exakte Abstimmung der Kompensationsschaltung auf die parasitäre Kapazität des ohmschen Widerstands derart, dass die parasitäre Kapazität ausgeglichen wird und die Frequenzabhängigkeit des Feedbacknetzwerks (nahezu) verschwindet.
Ein Signalausgang beschreibt im Rahmen der Erfindung eine Hardware-Schnittstelle der Verstärkerschaltung, an der das breitbandig und rauscharm verstärkte Ausgangssignal ausgegeben werden kann. Zur weiteren Verarbeitung und Nutzung des Ausgangssignals, ist der Signalausgang mit externen Vorrichtungen verbindbar. Beispielsweise kann der Signalausgang mit einem Analog-Digital-Wandler und einer nachfolgenden Mess- und Analyseeinrichtung wie z.B. einem Messrechner verbindbar sein. Der Signalausgang kann zur Verbindung mit externen Vorrichtungen beispielsweise eine oder mehrere der folgenden Verbindungsvorrichtungen aufweisen: Klemmverbinder, Quetschverbinder, Steckverbinder, Schraubverbinder, Lötpads, Lötstellen, Hochfrequenzverbinder.
Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung hat den überraschenden Vorteil, dass eine extrem rauscharme und gleichzeitig sehr hohe Verstärkung bei einer hohen Frequenzbandbreite möglich ist. Dadurch liefert die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ein optimales Signal- Rausch-Verhältnis. Beispielsweise sind durch die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung Verstärkungen G von beispielsweise G « 109 V/A und Bandbreiten größer 10 kHz, insbesondere bis zu 100 kHz möglich, was bei dieser Verstärkung deutlich schneller ist als für bislang kommerziell erhältliche Verstärkerschaltungen üblich. Die Verstärkungsschaltung ist robust gegenüber einer Vergrößerung der Eingangskapazität am Signaleingang. Das erlaubt es auch bei hohen Verstärkungen dünnere und demnach sensitivere pyroelektrische Sensorelemente einzusetzen.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Eingangsstufe einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor und einen Bipolartransistor auf, wobei ein Drain-Anschluss des Sperrschicht-Feldeffekttransistors mit einem Basis-Anschluss des Bipolartransistors verbunden ist, wobei der Sperrschicht-Feldeffekttransistor als Source- Schaltung beschältet ist, wobei der Bipolartransistor als Emitterfolger beschältet ist, wobei der erste und zweite Verstärker der Verstärkerkaskade ein Operationsverstärker ist, wobei der erste Operationsverstärker eine Spannungsverstärkung von mehr als 104 aufweist, wobei der zweite Operationsverstärker eine Spannungsverstärkung von maximal 103 aufweist, wobei das Feedbacknetzwerk einen hochohmigen Feedbackwiderstand mit einer parallelen Kapazität aufweist, wobei das Feedbacknetzwerk einen in Reihe geschalteten Tiefpass aufweist.
Im Stand der Technik sind Sperrschicht-Feldeffekttransistoren bekannt. Sperrschicht- Feldeffekttransistoren haben typischerweise drei Anschlüsse: Source, Gate und Drain. Im Stand der Technik sind Bipolartransistoren bekannt. Bipolartransistoren haben typischerweise drei Anschlüsse: Kollektor, Basis, Emitter.
Bevorzugt ist der Gate-Anschluss des Sperrschicht-Feldeffekttransistors mit dem Knoten Ki verbunden. Bevorzugt ist der Emitter-Anschluss des Bipolartransistors mit dem Knoten K2 verbunden.
Die Source-Schaltung von Sperrschicht-Feldeffekttransistoren und die Emitterfolger- Schaltung von Bipolartransistoren sind im Stand der Technik hinreichend bekannt.
Die Source-Schaltung ist derart eingerichtet, das Eingangssignal am Sperrschicht- Feldeffekttransistor um wenigstens den Faktor 3, bevorzugt um den Faktor 5 bis 20 invertierend zu verstärken. Es ist jedoch auch denkbar, dass das Eingangssignal nichtinvertierend verstärkt wird.
Der Emitterfolger ist derart eingerichtet, die Ausgangsimpedanz der Eingangsstufe ohne zusätzliche Spannungsverstärkung zu reduzieren. Das erlaubt eine stabile Spannungsweitergabe a m Knoten K2, dessen Wert nicht von der Belastung durch die nachfolgende Schaltung abhängt. Der Emitterfolger kompensiert mit einem festen Spannungsabfall zwischen Basis und Emitter des Bipolartransistors ein Offset-Potential am Drain-Ausgang des Feldeffekttransistors. Durch diese Offsetkorrektur müssen die zwei Operationsverstärker in der der Eingangsstufe nachfolgenden Verstärkerkaskade weniger stark gegenregeln, um ihr Eingangssignal auf null zu regeln. Bei einem realen Operationsverstärker sollte die Gleichtakteingangsspannung dicht bei null liegen. Die Verschiebung des Signalpegels durch den Feldeffekttransistor würde ohne Kompensation die nachfolgende hochverstärkende Verstärkerkaskade in eine Sättigung führen bzw. den Dynamikbereich der Verstärkung einschränken. Bevorzugt weist der Drain-Anschluss des Sperrschicht-Feldeffekttransistors und/oder der Kollektor-Anschluss und Emitter-Anschluss des Bipolartransistors je einen Widerstand oder eine Reihenschaltung aus wenigstens zwei Widerständen auf. Über geeignete Widerstände oder Reihenschaltungen von Widerständen am Drain-Anschluss des Sperrschicht- Feldeffekttransistors und/oder am Kollektor-Anschluss und Emitter-Anschluss des Bipolartransistors kann der optimale Arbeitspunkt der Eingangsstufe eingestellt werden. Ein optimaler Arbeitspunkt der Eingangsstufe ist bei einer maximal großen Verstärkung bei hoher Bandbreite und einem geringen Rauschen des Ausgangssignals gegeben.
Bevorzugt weist wenigstens die Reihenschaltung von Widerständen am Drain-Anschluss des Sperrschicht-Feldeffekttransistors und/oder am Kollektor-Anschluss und Emitter-Anschluss des Bipolartransistors einen parallelen Tiefpass auf. Der Tiefpass kann vorteilhaft ein Rauschen der Versorgungsspannung unterdrücken. Weiter bevorzugt weist jede Reihenschaltung von Widerständen am Drain-Anschluss des Sperrschicht- Feldeffekttransistors und am Kollektor-Anschluss und Emitter-Anschluss des Bipolartransistors einen parallelen Tiefpass auf.
Bevorzugt weist der erste Operationsverstärker eine Spannungsverstärkung GQ3 von mehr als 106, noch weiter bevorzugt mehr als 107 auf.
Bevorzugt weist der zweite Operationsverstärker eine Spannungsverstärkung GQ4 von maximal 1000 auf, weiter bevorzugt maximal 400, noch weiter bevorzugt maximal 250 auf.
Die Kapazität Cs in Parallelschaltung zum hochohmigen Feedbackwiderstand sowie den dazu in Reihe geschalteten Tiefpass, beispielsweise aus einem ohmschen Widerstand Rs und einer Kapazität Ce bilden eine mögliche Ausführungsform der oben genannten Kompensationsschaltung. Die Kompensationsschaltung ist eingerichtet, eine unvermeidliche parasitäre Kapazität des hochohmigen Feedbackwiderstands auf null oder nahe null zu reduzieren. Nahe null beschreibt in diesem Fall eine parasitäre Kapazität von weniger als 0,5 pF, bevorzugt weniger als 0,1 pF.
Bevorzugt ist der Tiefpass mit dem Knoten K4 verbunden. Bevorzugt ist die Parallelschaltung aus hochohmigen Feedbackwiderstand R7 und Kondensator C5 wenigstens mit dem Knoten Ki verbunden.
Die parasitäre Kapazität des hochohmigen Feedbackwiderstands R7 erzeugt einen Pol in der Regelschleife, der durch den Tiefpass aus Rs und Ce kompensiert werden kann. Dies lässt sich durch die Zerlegung des Kompensationsnetzwerks in seine zwei Bestandteile zeigen: Die Transferfunktion eines beispielsweise invertierenden Transimpedanzverstärkers mit dem Feedback Zf aus R7 und C5 allein ist: VKf = - lin
Figure imgf000012_0001
VKf ist hierbei die Spannung am Knoten Kf. Der direkt vorgeschaltete Tiefpass aus Rs und Ce allein hat folgende Transferfunktion:
Figure imgf000012_0002
mit dem Potential VK4 am Knoten K4. Durch Einsetzen ergibt sich die gesamte Transferfunktion der Kompensationsschaltung zu:
VK4 lin
Figure imgf000012_0003
Daraus ist direkt ersichtlich, dass die Transferfunktion ihre Frequenzabhängigkeit verliert, wenn R8C6 = R7C5. Über eine geeignete Einstellung des Tiefpass-Filters lässt sich also eine parasitäre Kapazität des hochohmigen Feedbackwiderstands Rs kompensieren.
Bevorzugt ist der hochohmige Feedbackwiderstand Rs eine Kombination aus Festwiderstand und Potentiometer.
Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung hat den Vorteil, dass sie aus einfach erhältlichen, kostengünstigen und zuverlässigen elektronischen Bauteilen aufgebaut ist.
Zudem erreicht die spezielle Anordnung der verschiedenen Bauteilgruppen, insbesondere die Verschachtelung von Eingangsstufe, Verstärkerkaskade und Feedbacknetzwerk eine im Stand der Technik bisher nicht erreichte Performance aus breitbandiger und rauscharmer hoher Verstärkung des Signals der kapazitiven Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors.
Sperrschicht-Feldeffekttransistoren haben ein sehr geringes Eingangsstromrauschen. Dadurch wird das Rauschen des Signals am Signalausgang der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung niedrig gehalten und das Signal-zu-Rausch-Verhältnis verbessert.
Damit bietet diese Ausführungsform insbesondere eine sehr kostengünstige Verstärkerschaltung mit bereits oben genannten Vorteilen einer breitbandigen und rauscharmen hohen Verstärkung.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Verstärkerschaltung zusätzlich eine Ausgangsstufe auf, wobei die Ausgangsstufe an einem Eingang der Ausgangsstufe mit dem Knoten K4 verbunden ist und an einem Ausgang der Ausgangsstufe mit dem Signalausgang im Knoten K5 verbunden ist, wobei die Ausgangsstufe eingerichtet ist, eine Spannung am Eingang der Ausgangsstufe um das bis zu 20-fache zu verstärken, wobei die Ausgangsstufe eingerichtet ist, Gleichspannungsstörungen am Eingang der Ausgangsstufe zu filtern und einen Signalpegel am Ausgang der Ausgangsstufe an Ks anzupassen.
Eine Ausgangsstufe ist im Sinne der Erfindung eine der Verstärkerkaskade nachgelagerte Bauteilgruppe, die eingerichtet ist, eine Spannung am Eingang der Ausgangsstufe zu verstärken, Gleichspannungsstörungen am Eingang der Ausgangsstufe zu filtern und einen Signalpegel der Spannung am Ausgang der Ausgangsstufe anzupassen.
Bevorzugt ist die Verstärkung der Spannung am Eingang der Ausgangsstufe maximal das 15- fache, weiter bevorzugt maximal das 10-fache. Die Verstärkung kann eine invertierende oder nicht-invertierende Verstärkung sein. Die Verstärkung kann beispielsweise mittels eines oder mehrerer der folgenden verstärkenden Bauteile erfolgen: Feldeffekttransistor, Unipolartransistor, Bipolartransistor, Operationsverstärker.
Kapazitive Stromquellen, bevorzugt pyroelektrische Sensoren, messen typischerweise Temperaturänderungen. Das aus dem Stromsignal der kapazitiven Stromquelle abgeleitete (und verstärkte) Spannungssignal ist somit ebenfalls ein zeitlich veränderliches Signal. Gleichspannungsanteile im Spannungssignal, z.B. aus einer nicht optimalen Offsetkorrektur der Eingangsstufe, liefern somit keine Aussage zur Messung und sind daher unerwünscht. Die Filterung von Gleichspannungsstörungen am Eingang der Ausgangsstufe verbessert somit deutlich die Signalqualität.
Die Filterung von Gleichspannungsstörungen kann beispielsweise mit einer frequenzabhängigen Schaltung, z.B. einem Bandpass, oder mit wenigstens einem frequenzabhängigen Bauteil, z.B. einem Kondensator, erfolgen. Die frequenzabhängige Schaltung oder das wenigstens eine frequenzabhängige Bauteil ist bevorzugt dem Eingang der Ausgangsstufe nachgeschaltet und bevorzugt dem verstärkenden Bauteil vorgeschaltet.
Eine Anpassung des Signalpegels kann beispielsweise mit im Stand der Technik bekannten Lösungen erfolgen. Beispielsweise kann eine Verstärkerschaltung basierend auf einem Operationsverstärker eingesetzt werden.
Die Ausgangsstufe und eine damit ggf. einhergehende Nachverstärkung hat den Vorteil, dass der Signalpegel optimal an den Dynamikbereich der typischerweise folgenden Auswerteelektronik (z.B. eines Analog-Digital-Wandlers) angepasst werden kann. Außerdem werden durch die zusätzliche Anhebung des Signalpegels etwaige Störsignale im Verhältnis zum Signal weniger relevant.
Somit ergibt sich ein optimales Signal-Rausch-Verhältnis in der nachfolgenden Messelektronik. In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung umfasst die Ausgangsstufe einen invertierenden Bandpass-Verstärker, wobei ein Eingang des Bandpass- Verstärkers AC-gekoppelt ist.
Bevorzugt ist der Eingang des Verstärkers der Ausgangsstufe über einen in Reihe geschalteten Kondensator mit dem Knoten K4 verbunden. Bevorzugt ist der Ausgang des Verstärkers der Ausgangsstufe mit dem Knoten K5 und dem Signalausgang verbunden. Alternativ kann der Bandpass-Verstärker auch nicht-invertierend ausgeführt sein.
Die Ausgangsstufe ist aus einfach erhältlichen, kostengünstigen und zuverlässigen elektronischen Bauteilen aufbau bar. Damit bietet diese Ausführungsform insbesondere eine sehr kostengünstige Verstärkerschaltung mit bereits oben genannten Vorteilen einer breitbandigen und rauscharmen hohen Verstärkung.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung umfasst die Verstärkerschaltung zusätzlich eine Amplitudenbegrenzung, wobei die Amplitudenbegrenzung an einem Eingang der Amplitudenbegrenzung mit dem Knoten K4 oder K5 und an einem Ausgang der Amplitudenbegrenzung mit dem Knoten K3 verbunden ist, wobei die Amplitudenbegrenzung eingerichtet ist, die Amplitude des Ausgangssignals am Signalausgang bei Überschreiten eines Schwellwerts am Knoten K4 oder Knoten K5 zu beschränken.
Eine Amplitudenbegrenzung ist im Sinne der Erfindung eine Bauteilgruppe, die eingerichtet ist, die Amplitude des Ausgangssignals am Signalausgang bei Überschreiten eines Schwellwerts zu beschränken.
Die Beschränkung der Amplitude wird über eine nichtlineare Übertragungsfunktion erreicht. Eine nicht-lineare Beschränkung der Amplitude kann beispielsweise mit Hilfe von Zener- Dioden (Z-Dioden) erfolgen. Alternativ können auch andere Bauteile mit einer nichtlinearen Übertragungsfunktion verwendet werden.
Mit dieser nichtlinearen Rückkopplung wird die Stabilität der Schaltung erhöht. Gerade im Fall der Verstärkung des Signals eines pyroelektrischen Sensors, kann leicht zu viel Licht auf den Sensor gegeben werden, welches die Verstärkerstufe sättigen würde. Ein Übersteuern am Signalausgang der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung wird somit verhindert.
Insbesondere in dem Zusammenwirken mit der Ausgangsstufe ergeben sich folgende Synergien: Die nichtlineare Gegenkopplung wird an Knoten K3 anstatt an Knoten Ki durchgeführt, um ein Erhöhen des Rauschens des Ausgangssignals am Signalausgang am Knoten K5 aufgrund einer möglichen Kapazität wenigstens eines Bauteils in der Amplitudenbegrenzung zu reduzieren bzw. zu verhindern. Damit am Knoten K3 kontrolliert gegengekoppelt werden kann, muss die Polarität der Verstärkung entlang einer geschlossenen Masche der Rückkopplung insgesamt invertierend (negativ) sein. Dazu ist die Ausgangsstufe bevorzugt invertierend ausgelegt und die Amplitudenbegrenzung ist entlang der Verbindung zwischen den Knoten K5 und K3 angeordnet.
Ein weiterer Grund für die Anordnung der Amplitudenbegrenzung nach dem ersten Verstärker der Verstärkerkaskade ist, dass die Verstärker der Verstärkerkaskade sehr empfindlich auf zusätzliche Kapazitäten und eine verringerte Eingangsimpedanz reagieren. Insbesondere nichtlineare Bauteile wie Dioden würden ein starkes Rauschen hinzufügen.
Schließlich kann ein Schwingen der Verstärkerkaskade bzw. ein Übersteuern der Verstärkerkaskade durch das Zusammenwirken der Amplitudenbegrenzung mit der Ausgangsstufe verringert oder ganz verhindert werden.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Amplitudenbegrenzung zwei gegenpolig in Reihe geschaltete Z-Dioden auf.
Z-Dioden sind im Stand der Technik bekannt. Z-Dioden haben eine Kathode und eine Anode. Bei der gegenpoligen Reihenschaltung der zwei Z-Dioden sind entweder jeweils die Kathode (oder jeweils die Anode) einer Z-Diode bevorzugt mit dem Knoten K3 und dem Signalausgang im Knoten K5 verbunden. Beide Anoden (oder beide Kathoden) der beiden Z-Dioden sind miteinander verbunden. Eine Gegenkopplung setzt ein, wenn die Spannung an K5 einen Schwellwert übersteigt. Dieser Schwellwert ist abhängig von der Durchbruchspannung der Z- Diode, die mit K5 verbunden ist. Der Schwellwert kann durch eine entsprechende Auswahl der Z-Dioden eingestellt werden.
Bevorzugt sind die Anoden der Z-Dioden über eine Reihenschaltung aus einem ohmschen Widerstand und einem Kondensator mit Masse verbunden.
Z-Dioden sind einfache, zuverlässige und kostengünstige Bauteile. Somit sind sie besonders gut zur Amplitudenbegrenzung geeignet. Zusätzlich gelten in diesem Zusammenhang dieselben Vorteile zur Amplitudenbegrenzung, die bereits in den vorgenannten Absätzen aufgeführt wurden. Zur Vermeidung unnötiger Redundanzen wird hier auf die oben gemachten Ausführungen verwiesen und auf eine erneute Wiedergabe verzichtet.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Verstärkerschaltung eine Frequenzgangkompensation auf, wobei die Frequenzgangkompensation mit dem Knoten K3 und dem Knoten Ki verbunden ist, wobei die Frequenzgangkompensation eingerichtet ist, eine Schwingungsneigung der Verstärkerkaskade herabzusetzen. Im Sinne der Erfindung ist eine Frequenzgangkompensation ein Bauteil oder eine Bauteilgruppe, die eine ungewünschte Schwingungsneigung der gesamten Verstärkerschaltung herabsetzt. Eine Schwingungsneigung der Verstärkerschaltung beschreibt im Rahmen der Erfindung eine Neigung der Verstärkerschaltung zum ungewünschten Oszillieren.
Beispielsweise kann die Frequenzgangkompensation frequenzabhängige Bauteile oder frequenzabhängige Bauteilgruppen aufweisen. Die Frequenzgangkompensation kann beispielsweise wenigstens eines oder mehrere der folgenden frequenzabhängigen Bauteile oder frequenzabhängigen Bauteilgruppen aufweisen: ein in Reihe geschalteter Kondensator, ein parallel geschalteter Kondensator, ein Bandpass, beispielsweise ein Hochpass und/oder ein Tiefpass.
Die frequenzabhängigen Bauteile oder frequenzabhängigen Bauteilgruppen dienen zur Stabilisierung der Verstärkerkaskade durch interne Frequenzkompensation. Wenn sich beim Durchlaufen einer Feedbackschleife der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung die Phase des Signals um 180° dreht (Schleifenverstärkung nahe -1) kann aus der Gegenkopplung eine Mitkopplung werden und die Verstärkerkaskade zum Schwingen neigen. Dieses Verhalten kann durch die frequenzabhängigen Bauteile oder frequenzabhängigen Bauteilgruppen kompensiert werden. Dabei sind die frequenzabhängigen Bauteile oder frequenzabhängigen Bauteilgruppen bevorzugt derart dimensioniert, dass die Schaltungsstabilität der Verstärkerkaskade und der gesamten erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung gewährleistet ist, aber gleichzeitig die Bandbreite nicht zu stark eingeschränkt wird.
Mit Hilfe der Frequenzgangkompensation ist somit eine Erhöhung der Stabilität der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung bei hohen Frequenzen möglich. Damit wird ein Schwingen der Verstärkerschaltung reduziert oder vermieden und die Performance der Verstärkerschaltung verbessert. Insbesondere ist durch die Frequenzgangkompensation eine flache Übertragung, d.h. eine lineare Übertragungsfunktion bei hohen Frequenzen und hohen Verstärkungen realisierbar. Die Welligkeit der Übertragungsfunktion wird reduziert, bevorzugt auf weniger als 5%, insbesondere bevorzugt auf weniger als 3% der Maximalamplitude. Dies ist insbesondere notwendig, um quantitative Aussagen zur Signalamplitude bei breitbandigen Messungen anstellen zu können.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Frequenzgangkompensation eine Gegenkopplung über einen Kondensator auf.
Der gegengekoppelte Kondensator ist bevorzugt mit den Knoten Ki und K3 verbunden.
Der gegengekoppelte Kondensator dient zur Stabilisierung der gesamten Verstärkerschaltung durch interne Frequenzkompensation. Wenn sich beim Durchlaufen einer Feedbackschleife der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung die Phase des Signals um 180° dreht (Schleifenverstärkung nahe -1) kann aus der Gegenkopplung eine Mitkopplung werden und die Verstärkerschaltung zum Schwingen neigen. Dieses Verhalten kann durch den gegengekoppelten Kondensator kompensiert werden. Der Wert der Kapazität des Kondensators ist bevorzugt derart dimensioniert, dass die Schaltungsstabilität der Verstärkerkaskade und der gesamten erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung gewährleistet ist, aber gleichzeitig die Bandbreite nicht zu stark eingeschränkt wird.
Kondensatoren sind einfache, zuverlässige und kostengünstige Bauteile. Die Umsetzung der Frequenzgangkompensation mit einem gegengekoppelten Kondensator ist somit eine einfache und kostengünstige Umsetzung.
Zusätzlich gelten in diesem Zusammenhang dieselben Vorteile zur Frequenzgangkompensation, die bereits in den vorgenannten Absätzen aufgeführt wurden. Zur Vermeidung unnötiger Redundanzen wird hier auf die oben gemachten Ausführungen verwiesen und auf eine erneute Wiedergabe verzichtet.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Eingangsstufe ein Bauteil mit einer negativen Kapazität auf.
Im Sinne der Erfindung ist ein Bauteil mit einer negativen Kapazität ein Bauteil, bei dem eine Verringerung der angelegten Spannung eine Vergrößerung der Ladung des Bauteils zur Folge hat. Dazu kann das Bauteil ein Material aufweisen, welches eine negative Kapazität hat. Erste experimentelle Hinweise auf derartige Materialien geben beispielsweise M. Hoffmann, S. Slesazeck, and T. Mikolajick, "Progress and future prospects of negative capacitance electronics: A materials perspective," APL Mater. 9, 020902 (2021) und A. K. Yadav, K. X. Nguyen, Z. Hong, et al. "Spatially resolved steady-state negative capacitance," Nature 565, 468 (2019).
Beispiele für Materialien, in denen sich eine negative Kapazität ausbilden kann, sind ferroelektrische Materialien wie z.B. HfCh oder Blei-Zirconat-Titanat bzw. Heterostrukturen aus diesen ferroelektrischen und dielektrischen Materialien wie z.B. Strontium-Titanat.
Bevorzugt wird das Bauteil mit negativer Kapazität mit dem Signaleingang oder der Eingangsstufe so kombiniert, dass die negative Kapazität des Bauteils die normale, positive, Kapazität der kapazitiven Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors, ausgleicht. Alternativ oder zusätzlich kann das Bauteil mit negativer Kapazität auch im Feedbacknetzwerk umfasst sein und dort die parasitäre Kapazität des hochohmigen Feedbackwiderstands kompensieren.
Der Einsatz eines derartigen Bauteils reduziert das Rauschen deutlich und verbessert somit das Signal-Rausch-Verhältnis beim Messen des Signals der kapazitiven Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors. In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist die Verstärkerschaltung oder wenigstens ein Teil der Verstärkerschaltung a uf einer Leiterplatte aufgebracht, wobei wenigstens ein elektronisches Bauteil der Verstärkerschaltung auf der Leiterplatte mit Lötpads auf der Leiterplatte verlötet ist, wobei ein Bereich der Leiterplatte unterhalb des wenigstens einen elektronischen Bauteils außerhalb der Lötpads entfernt ist.
Eine Leiterplatte ist im Sinne der Erfindung jede für die dauerhafte mechanische Befestigung und elektrische Verbindung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung oder Teilen der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung geeignete Unterlage. Beispiele für Leiterplatten sind flexible oder harte Leiterplatten. Leiterplatten können beispielsweise faserverstärkten Kunststoff oder Hartpapier sowie metallische Beschichtungen und/oder Leiterbahnen aufweisen.
Lötpads beschreiben im Sinne der Erfindung Bereiche auf einer Leiterplatte, die typischerweise mit metallischen Beschichtungen versehen sind und für eine Lötverbindung mittels Lot beispielsweise zur Anbindung eines elektronischen Bauteils geeignet sind.
Ein Entfernen eines Bereichs der Leiterplatte beschreibt im Rahmen der Erfindung einen Bereich der Leiterplatte, innerhalb dessen das Material der Leiterplatte teilweise oder vollständig entfernt wurde. Anders ausgedrückt ist in diesem entfernten Bereich kein Leiterplattenmaterial (vollständige Entfernung) oder weniger Leiterplattenmaterial (teilweise Entfernung) vorhanden. Das Entfernen des Leiterplattenmaterials kann beispielsweise durch spanende Verfahren, z.B. Fräsen, Bohren oder Sägen erfolgen. Alternativ können auch bei der Herstellung des Leiterplattenmaterials entsprechende Aussparungen ohne Leiterplattenmaterial vorgesehen sein.
Jedes Bauelement, z.B. ein ohmscher Widerstand, hat eine parasitäre Kapazität, die sich zwischen den Anschlüssen des Bauteils und zwischen dem Bauteil und der Umgebung bildet. Dabei nimmt insbesondere bei einem ohmschen Widerstand die parasitäre Kapazität mit den Bauteilabmessungen zu. Insbesondere der hochohmige Feedbackwiderstand und die Transistoren der Eingangsstufe reagieren empfindlich auf Änderungen von Umgebungsbedingungen. Schon geringste Abweichungen im umgebenden Material der Leiterplatte, einem auf die Bauteile und die Leiterplatte aufgebrachten Schutzlack oder lötprozessbedingte Flussmittelreste können Leckströme in der Größenordnung des Stroms der Gegenkopplungskreise der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung erzeugen, was die Performance der erfindungsgemäßen Verstärkerelektronik erheblich nachteilig beeinflussen kann. Insbesondere sorgen diese Effekte für ungewünscht große Qualitätsschwankungen innerhalb einer Produktionscharge bei der Herstellung, die eine Nachbearbeitung erfordern oder Ausschuss erzeugen und somit die Kosten erhöhen. Bevorzugt wird die Leiterplatte mittig unterhalb eines Bauteils entfernt, so dass nur der Bereich der Lötpads vorhanden ist. Ein mit den Lötpads verbundenes Bauteil kann den durch den entfernten Bereich entstandenen Spalt in der Leiterplatte im festgelöteten Zustand der Anschlüsse des Bauteils wie eine Art Brücke Überspannen. Etwaige Verunreinigungen unterhalb des Bauteils sind in diesem Fall nicht mehr möglich.
Dadurch wird die Reproduzierbarkeit der Performance der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung in der Produktion deutlich gesteigert. Zudem können Kosten für etwaige Nachbesserungen der Performance der Verstärkerschaltung nach der Produktion gesenkt oder eingespart werden.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist das wenigstens eine elektronische Bauteil ein elektronisches Bauteil oder mehrere Bauteile des Feedbacknetzwerks oder das gesamte Feedbacknetzwerk.
Das Feedbacknetzwerk ist für die Funktion der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung besonders wichtig und gleichzeitig sehr sensitiv auf parasitäre Kapazitäten. Die Verringerung parasitärer Kapazitäten durch Entfernen des Leiterplattenmaterials führt somit zu einer deutlichen Verbesserung der Performance der erfindungsmäßen Verstärkerschaltung.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist das wenigstens eine elektronische Bauteil ein elektronisches Bauteil oder mehrere Bauteile der Eingangsstufe, bevorzugt der Feldeffektransistor und/oder der Bipolartransistor.
Die Eingangsstufe ist für die Funktion der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung besonders wichtig und gleichzeitig sehr sensitiv auf parasitäre Kapazitäten. Die Verringerung parasitärer Kapazitäten durch Entfernen des Leiterplattenmaterials führt somit zu einer deutlichen Verbesserung der Performance der erfindungsmäßen Verstärkerschaltung.
Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 19 kann bevorzugt zur Messung eines Stromsignals einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, verwendet werden.
Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 19 kann bevorzugt zur Messung eines Stromsignals einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, in einem Infrarotspektrometer, bevorzugt einem FTIR- Spektrometer (Fourier-Transform-Infrarot-Spektrometer) verwendet werden.
Dabei kann das FTIR-Spektrometer (Fourier-Transform-Infrarot-Spektrometer) folgende Bauteile umfassen: eine Infrarotstrahlungsquelle, ein Interferometer mit wenigstens einem in der Länge variablen Arm, ein Referenzlaser, eine Messzelle mit einem Probeninterface, vorzugsweise einem ATR-Kristall (engl. Attenuated Total Reflection, abgeschwächte Totalreflexion), das mit einer Probe in Kontakt bringbar ist, ein Infrarotdetektor, ein Steuersystem, das eingerichtet ist, die Länge des wenigstens einen Arms des Interferometers zu ändern, und eine Spiegelanordnung außerhalb des Interferometers mit wenigstens zwei Spiegeln mit je einer reflektierenden Oberfläche und einem Grundkörper, der die reflektierende Oberfläche umfasst, wobei die Spiegelanordnung wenigstens eingerichtet ist, einen Lichtstrahl vom Interferometer auf das Probeninterface zu lenken und den Lichtstrahl vom Probeninterface auf den Infrarotdetektor zu lenken, wobei der Grundkörper wenigstens eines Spiegels oder aller Spiegel der Spiegelanordnung aus einem Kunststoffmaterial und/oder aus 3D gedrucktem Metall gefertigt ist bzw. sind oder der Grundkörper wenigstens eines Spiegels oder aller Spiegel Kunststoffmaterial und/oder 3D gedrucktes Metall aufweist bzw. aufweisen.
Mit Hilfe des ATR-Kristalls kann eine evaneszente Welle in das mit dem ATR-Kristall in Kontakt stehende Probenmaterial bzw. die Probe einkoppeln. Dieser Effekt wird auch optischer Tunneleffekt genannt. Das verbleibende Licht trägt Informationen über die Wechselwirkung mit der Probe, wird mittels interner Totalreflexion wieder aus dem ATR-Kristall herausgeführt und kann anschließend z.B. durch Reflexion zu einem Infrarotdetektor geleitet werden.
Die Kombination aller vorgenannten bevorzugten Ausführungsformen ist wiederum eine bevorzugte Ausführungsform und beschreibt eine vierstufige Verstärkerschaltung, d.h. eine Verstärkerschaltung umfassend vier Verstärkerstufen, mit drei Feedbackschleifen.
Die erste Verstärkerstufe ist durch die Eingangsstufe gebildet. Die zweite und dritte Verstärkerstufe ist durch den ersten und zweiten Verstärker der Verstärkerkaskade gebildet. Die vierte Verstärkerstufe ist durch die Ausgangsstufe gebildet.
Die erste Feedbackschleife wird durch das Feedbacknetzwerk gebildet. Die zweite Feedbackschleife wird durch die Amplitudenbegrenzung gebildet. Die dritte Feedbackschleife wird dabei durch die interne Frequenzkompensation gebildet.
Bevorzugt ist die Eingangsstufe und die Ausgangsstufe jeweils eine invertierende Verstärkerstufe. Bevorzugt ist oder bilden der erste und zweite Verstärker der Verstärkerkaskade jeweils eine nicht-invertierende Verstärkerstufe. Das Zusammenspiel aus invertierenden und nicht-invertierenden Verstärkerstufen ermöglicht getrennte Feedbackschleifen, die jeweils nur die erste oder letzte invertierende Stufe einschließen und ansonsten nur nicht-invertierende Stufen beinhalten. Die Bedingung für eine Gegenkopplung (negative Rückkopplung), eine ungerade Anzahl invertierender Verstärkerstufen, ist somit für alle Feedbackschleifen erfüllt. Die erste Feedbackschleife beinhaltet ein lineares Bauteilnetzwerk für hohe Verstärkungen mit Kapazitätskompensation. Die zweite Feedbackschleife erzeugt die nichtlineare Amplitudenbegrenzung. Die dritte Feedbackschleife dient zur Frequenzgangkompensation der gesamten Schaltung. In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung umfasst die Verstärkerschaltung zusätzlich einen Entkoppler, wobei der Entkoppler mit dem Knoten K4 und dem Eingang der Ausgangsstufe verbunden ist, wobei der Entkoppler eingerichtet ist, einen Ausgang der Verstärkerkaskade von der Ausgangsstufe zu entkoppeln.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist der Entkoppler einen Impedanzwandler, bevorzugt einen nicht-invertierenden Impedanzwandler oder eine Kombination zweier invertierender Impedanzwandler, auf, oder wobei der Entkoppler ein Impedanzwandler, bevorzugt ein nicht-invertierender Impedanzwandler oder eine Kombination zweier invertierender Impedanzwandler ist. Besonders bevorzugt ist der Entkoppler ein nicht-invertierender Impedanzwandler oder weist einen nicht-invertierenden Impedanzwandler auf.
Impedanzwandler sind technisch einfache, kostengünstige und zuverlässige Bauteile bzw. Bauteilgruppen, mit der die gewünschte Entkopplung erreichbar ist. Nicht-invertierende Impedanzwandler haben den Vorteil, dass sie in der Regel einen sehr hochohmigen Eingang aufweisen, was für diese Schaltung besonders vorteilhaft ist.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist der Impedanzwandler wenigstens eines oder mehrere der folgenden Bauteile auf oder ist eines der folgenden Bauteile: MOSFET, Bipolartransistor, Operationsverstärker, Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen, Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers direkt oder indirekt auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist der Impedanzwandler wenigstens einen Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen auf, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers direkt auf den invertierenden Eingang rückgekoppelt ist.
Im Rahmen der Erfindung beschreibt eine Entkopplung des Ausgangs der Verstärkerkaskade von dem Eingang der Ausgangsstufe durch den Entkoppler insbesondere eine Entkopplung der Frequenzabhängigkeit der Ausgangsstufe von der vorgelagerten Verstärkerkaskade. Diese Frequenzentkopplung kann vollständig oder nur teilweise sein. Bei einer vollständigen Frequenzentkopplung wird die ideale Frequenzabhängigkeit der Ausgangsstufe nicht verfälscht und die Frequenzabhängigkeit der Verstärkerkaskade bleibt ebenfalls davon unbeeinflusst. Bei einer teilweisen Frequenzentkopplung belastet die Ausgangsstufe die vorgelagerte Verstärkerkaskade und verfälscht die Frequenzabhängigkeit der Ausgangsstufe durch die frequenzabhängige Ausgangsimpedanz der Verstärkerkaskade. Diese Verfälschung wird umso stärker, je größer der Rückkoppelwiderstand (d.h. je geringer die Rückkoppelstärke) der Verstärkerkaskade ist. Bevorzugt ist die Entkopplung vollständig oder nahezu vollständig.
MOSFET, Bipolartransistor und Operationsverstärker sind günstige, zuverlässige und technisch einfache Bauteile, die für den Einsatz als bzw. im Entkoppler geeignet sind. Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen sind bevorzugte Bauteile für den Einsatz im Entkoppler, da sie eine besonders starke Entkopplung bis zur vollständigen oder nahezu vollständigen Entkopplung bereitstellen können. Gleichzeitig tragen sie aufgrund ihres geringem Eigenrauschens nur wenig oder nicht zur Verfälschung des in der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung verstärkten Signals bei. Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers direkt auf den invertierenden Eingang rückgekoppelt ist, sind besonders bevorzugt, da sie die gleichen vorteilhaften Eigenschaften wie Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen aufweisen und zusätzlich die Entkopplung nochmal verbessern.
Der Entkoppler ist bevorzugt mit dem Knoten K4 und dem Eingang der Ausgangsstufe verbunden. Insbesondere kann der Entkoppler mit dem Knoten K4 und dem Eingang der Ausgangsstufe direkt oder indirekt verbunden sein. Eine direkte Verbindung beschreibt in diesem Zusammenhang die Verbindung "K4 - Entkoppler - Eingang Ausgangsstufe". Eine indirekte Verbindung kann beispielsweise weitere elektronische Bauteile zwischen K4 und Entkoppler und/oder Entkoppler und dem Eingang der Ausgangsstufe aufweisen.
Das Vorsehen des Entkopplers bzw. des nicht-invertierenden Impedanzwandlers stellt eine Frequenzentkopplung der Verstärkerkaskade und des Eingangs der Ausgangsstufe bereit. Dadurch wird eine deutlich flachere Übertragungsfunktion zwischen der Verstärkerkaskade und der Ausgangsstufe erreicht. Im Ergebnis wird damit die Frequenzabhängigkeit des Ausgangs der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung abgesenkt bzw. verbessert.
Gleichzeitig verbessert der Entkoppler die Verstärkung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung. Insbesondere kann das Eingangssignal der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung bei beispielsweise einer Verstärkung von 50 MV/A bis 360 kHz mit flacher Übertragungsfunktion verstärkt werden.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung umfasst die Verstärkerschaltung zusätzlich eine Zwischenbelastung, wobei die Zwischenbelastung mit dem Ausgang des ersten Verstärkers und dem Eingang des zweiten Verstärkers der Verstärkerkaskade im Knoten K3 verbunden ist, wobei die Zwischenbelastung dazu eingerichtet ist, Eigenschwingungen der Verstärkerschaltung zu mini mieren.
Im Sinne der Erfindung bedeutet die Verbindung der Zwischenbelastung mit dem Ausgang des ersten Verstärkers der Verstärkerkaskade im Knoten K3, dass die Zwischenbelastung direkt oder indirekt, z.B. mit einem oder mehreren zwischengeschalteten elektronischen Bauteilen, mit dem Ausgang des ersten Verstärkers im Knoten K3 verbunden sein kann. Ein bevorzugtes elektronisches Bauteil bei einer indirekten Verbindung kann ein ohmscher Widerstand sein.
Im Sinne der Erfindung bedeutet die Verbindung der Zwischenbelastung mit dem Eingang des zweiten Verstärkers der Verstärkerkaskade im Knoten K3, dass die Zwischenbelastung direkt oder indirekt, z.B. mit einem oder mehreren zwischengeschalteten elektronischen Bauteilen mit dem Eingang des zweiten Verstärkers im Knoten K3 verbunden sein kann. Ein bevorzugtes elektronisches Bauteil bei einer indirekten Verbindung kann ein ohmscher Widerstand sein.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist die Zwischenbelastung eingerichtet, Eigenschwingungen durch eine Phasenkorrektur zu minimieren.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist der Ausgang des ersten Verstärkers mit dem Knoten K3 über einen ersten ohmschen Widerstand (R17) verbunden, wobei der Knoten K3 über einen zweiten ohmschen Widerstand (Ris) mit Masse verbunden ist. Der erste Widerstand (R17) und der zweite ohmsche Widerstand (Ris) bilden dabei bevorzugt einen Spannungsteiler, bei dem am Knoten K3 eine Teilspannung abgreifbar ist. Der Spannungsteiler begrenzt dabei vorteilhaft eine zu starke Belastung insbesondere der vorgelagerten Verstärkerstufe bzw. des vorgelagerten Operationsverstärkers.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung weist die Zwischenbelastung wenigstens eine oder mehrere der folgenden Bauteilkombinationen auf oder besteht daraus: in Reihe gegen Masse geschaltete Induktivität und/oder Kapazität und wenigstens einen ohmschen Widerstand, bevorzugt den zweiten ohmschen Widerstand; parallel gegen Masse geschaltete Induktivität und/oder Kapazität und wenigstens einen ohmschen Widerstand. Besonders bevorzugt weist die Zwischenbelastung eine in Reihe gegen Masse geschaltete Induktivität oder Ka pazität und wenigstens den zweiten ohmschen Widerstand auf oder besteht daraus. Weiter bevorzugt weist die Zwischenbelastung eine in Reihe gegen Masse geschaltete Induktivität und wenigstens den zweiten ohmschen Widerstand auf oder besteht aus einer in Reihe gegen Masse geschalteten Induktivität und wenigstens dem zweiten ohmschen Widerstand R15. jm Rahmen der Erfindung beschreibt eine Zwischenbelastung jedes Bauteil oder jede Bauteilkombination, das bzw. die geeignet ist bzw. sind, die Eigenschwingung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung zu minimieren. Bevorzugt ist die Zwischenbelastung derart eingerichtet, eine Phasenkorrektur einzuführen, die den Frequenzgang so verändert, dass die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung robuster gegen Eigenschwingungen ist. Im Rahmen der Erfindung bedeutet Robustheit gegen Eigenschwingungen, dass die rückgekoppelte Schaltung, insbesondere das Feedbacknetzwerk und/oder die Frequenzgangkompensation, das Nyquist-Stabilitätskriterium erfüllt. Das heißt, dass die Phasendrehung der Rückkopplung so gering ist, dass die gewünschte Gegenkopplung nicht ungewollt zu einer Mitkopplung wird.
Die vorgenannten Bauteilkombinationen sind einfach im Aufbau und robust im Einsatz. Zudem haben sie trotz ihrer Einfachheit den überraschenden Effekt, die vorteilhaften Eigenschaften der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung stark zu verbessern.
Besonders bevorzugt weist die Induktivität der Zwischenbelastung in der Bauteilkombination aus Induktivität und wenigstens einem ohmschen Widerstand, bevorzugt den ersten und zweiten ohmschen Widerständen, einen Wert im Bereich von 1 p.H bis 20 p.H auf, bevorzugt im Bereich von 1 p.H bis 5 p.H auf. Besonders bevorzugt weist der erste und zweite ohmsche Widerstand in der Bauteilkombination der Zwischenbelastung aus Induktivität und ohmschen Widerständen einen Wert im Bereich von 10 Ohm bis 100 Ohm auf, bevorzugt im Bereich von 10 Ohm bis 20 Ohm auf. Bevorzugt sind der erste und zweite Widerstand gleich groß. Diese vorgenannten Werte zeigen überraschenderweise besonders gute Ergebnisse bei der Minimierung von unerwünschten Eigenschwingungen.
Das Vorsehen der Zwischenbelastung stabilisiert die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung vorteilhaft bei größeren Änderungen der Eingangskapazität der kapazitiven Stromquelle. Insbesondere wird dadurch die Verwendung von unterschiedlichen kapazitiven Stromquellen und/oder pyroelektrischen Sensoren ermöglicht. Damit wird die erfindungsgemäße Schaltung universeller und ohne aufwendige der technisch komplexe Anpassungen der Schaltung einsetzbar.
Die Aufgabe der Erfindung wird im zweiten Aspekt der Erfindung durch das Sensorsystem mit den Merkmalen des Anspruchs 20 gelöst. Das erfindungsgemäße Sensorsystem gemäß Anspruch 20 umfasst eine kapazitive Stromquelle und eine Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 19.
Die im Zusammenhang mit dem ersten Aspekt der Erfindung gemachten Ausführungen gelten ebenso im Zusammenhang mit dem Sensorsystem gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung. Zur Vermeidung unnötiger Redundanzen wird hier auf die oben gemachten Ausführungen verwiesen und auf eine erneute Wiedergabe verzichtet.
Die kapazitive Stromquelle kann bevorzugt ein Bauteil mit einer negativen Kapazität aufweisen.
Im Sinne der Erfindung ist ein Bauteil mit einer negativen Kapazität ein Bauteil, bei dem eine Verringerung der angelegten Spannung eine Vergrößerung der Ladung des Bauteils zur Folge hat. Dazu kann das Bauteil ein Material aufweisen, welches eine negative Kapazität hat. Erste experimentelle Hinweise auf derartige Materialien geben beispielsweise M. Hoffmann, S. Slesazeck, and T. Mikolajick, "Progress and future prospects of negative capacitance electronics: A materials perspective," APL Mater. 9, 020902 (2021) und A. K. Yadav, K. X. Nguyen, Z. Hong, et al. "Spatially resolved steady-state negative capacitance," Nature 565, 468 (2019).
Beispiele für Materialien mit einer negativen Kapazität können ferroelektrische Materialien wie z.B. HfCh oder Blei-Zirconat-Titanat bzw. Heterostrukturen aus diesen ferroelektrischen und dielektrischen Materialien wie z.B. Strontium-Titanat sein.
Bevorzugt wird das Bauteil mit negativer Kapazität beispielsweise an einem Ausgang der kapazitiven Stromquelle mit der kapazitiven Stromquelle verbunden. Alternativ kann das Bauteil mit negativer Kapazität ein Teil der kapazitativen Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors, sein. In beiden Fällen kann die negative Kapazität des Bauteils die normale, positive, Kapazität der kapazitiven Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors, ausgleichen.
Der Einsatz eines derartigen Bauteils reduziert das Rauschen deutlich und verbessert somit das Signal-Rausch-Verhältnis beim Messen des Signals der kapazitiven Stromquelle, bevorzugt des pyroelektrischen Sensors.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung ist die kapazitive Stromquelle ein pyroelektrischer Sensor.
Der pyroelektrische Sensor kann beispielsweise Lithiumtantalat (LiTaOä) oder Triglycinsulfat (TGS) aufweisen.
Aufgrund der besonderen Eigenschaften der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung in dem erfindungsgemäßen Sensorsystem ist eine besonders breitbandige und rauscharme Verstärkung des Signals eines pyroelektrischen Sensors möglich.
In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung ist der pyroelektrische Sensor plattenartig ausgeführt und weist eine maximale Dicke von 40 pm, bevorzugt maximal 10 pm auf.
Ein pyroelektrischer Sensor weist typischerweise einen Kristall aus einem pyroelektrischen Material auf.
Im Rahmen dieser Erfindung beschreibt die Dicke des pyroelektrischen Sensors die Dicke des pyroelektrischen Materials, d.h. die Dicke bzw. mittlere Dicke des pyroelektrischen Kristalls.
Die Temperaturerhöhung des pyroelektrischen Sensors, bzw. des Kristalls, ist direkt proportional zur Absorption Ath der Strahlung im Kristall und antiproportional zu seiner Wärmekapazität cth (optisch-thermische Konversion). Eine möglichst große Temperaturänderung wird durch eine geeignete, breitbandig absorbierende Beschichtung des Kristalls ermöglicht. Außerdem kann eine geringe Wärmekapazität durch ein kleines Kristallvolumen bzw. bei gegebener Sensorfläche durch eine geringe Kristalldicke erreicht werden. Dem Prozess der Aufheizung des Sensorelements wirkt eine Abkühlung z.B. durch die Wärmeleitung der Kristallhalterung entgegen. Eine möglichst schlechte Wärmeleitung sorgt hier für eine möglichst hohe Temperaturdifferenz AT zwischen bestrahltem und unbestrahltem Kristall und führt daher zu einem entsprechend hohen Stromsignal. Mit steigender Modulationsfrequenz des eingestrahlten Lichts co wird AT geringer und es gilt AT oc
. Daher ist eine geringe Wärmekapazität (ein dünner Kristall) für eine möglichst schnelle cth w thermische Reaktion des Sensors vorteilhaft. Ein pyroelektrischer Sensor mit einer geringen Dicke sorgt somit für eine möglichst schnelle thermische Reaktion und ein vorteilhaftes Verhalten des pyroelektrischen Sensors, wenn die, aufgrund der geringen Dicke, erhöhte Kapazität des Sensorelements die sinnvollen Grenzen der Eingangskapazität der nachfolgenden Verstärkerschaltung nicht überschreitet. Bevorzugt liegt die Dicke bzw. die mittlere Dicke des Kristalls im Rahmen dieser Erfindung im zwischen 2 pm und 40 pm.
Ein weiterer Faktor ist die thermisch-elektrische Konversion: Die Temperaturänderung des pyroelektrischen Kristalls erzeugt eine Oberflächenladung Q proportional zur Fläche A des Kristalls und zum pyroelektrischen Koeffizienten p, der die spezifische Stärke des pyroelektrischen Effekts in einem Material beschreibt: Q = p A AT
Eine zeitliche Änderung der Temperatur erzeugt damit eine zeitlich veränderliche Ladung, also einen elektrischen Strom I. Daraus ergibt sich, dass ein pyroelektrischer Sensor nur auf Strahlungsänderungen reagieren kann. Im stationären Fall fließt kein Strom mehr. Bei hohen Frequenzen ist der pyroelektrische Strom unabhängig von der Frequenz der Lichtanregung
1 konstant. Es gilt hier für den Strom: I oc — , eine geringe Wärmekapazität (ein dünner Kristall) Cth ist also bei hohen Frequenzen auch für ein möglichst großes Stromsignal wünschenswert.
Zudem hat die geringe Dicke des pyroelektrischen Sensors eine Erhöhung der Bandbreite bis zu der elektronischen Bandbreite der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung zur Folge. In diesem Fall ist sowohl die optisch-thermische Wandlung als auch die thermisch-elektrische Wandlung aufgrund der verringerten Wärmekapazität des pyroelektrischen Sensors optimiert.
Das erfindungsgemäße Sensorsystem gemäß einem der Ansprüche 20 bis 22 kann bevorzugt in und/oder mit einem FTIR-Spektrometer (Fourier-Transform-Infrarot-Spektrometer) verwendet werden. Insbesondere kann das erfindungsgemäße Sensorsystem Teil eines oben beschriebenen FTIR-Spektrometers sein oder darin verwendet werden.
Es sei hiermit klargestellt, dass eine oder mehrere der oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen, soweit widerspruchsfrei, miteinander kombinierbar sind und ebenfalls bevorzugte Ausführungsformen darstellen. Insbesondere sind auch eine oder mehrere der oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen der verschiedenen Aspekte der Erfindung, soweit widerspruchsfrei, miteinander kombinierbar und stellen ebenfalls bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung dar.
Nachfolgend werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert und beschrieben. Dabei zeigt:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,
Fig. 2 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Eingangsstufe,
Fig. 3 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Verstärkerkaskade mit Feedbacknetzwerk,
Fig. 4 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,
Fig. 5 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Ausgangsstufe,
Fig. 6 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer dritten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,
Fig. 7 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Amplitudenbegrenzung,
Fig. 8 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer vierten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,
Fig. 9 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Verstärkerkaskade mit Feedbacknetzwerk und Frequenzkompensation,
Fig. 10 einen Schaltungsplan einer fünften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,
Fig. 11 a,b eine Darstellung eines Bauteils auf einer Leiterplatte mit einem entfernten Bereich,
Fig. 12 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sensorsystems,
Fig. 13 a,b Darstellung von Messergebnissen der Performance der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,
Fig. 14 a,b,c Darstellung von Messergebnissen der Performance des erfindungsgemäßen Sensorsystems,
Fig. 15 Darstellung von Messergebnissen des Übertragungsverhaltens bei unterschiedlichen Verstärkungen,
Fig. 16 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer sechsten
Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,
Fig. 17 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer siebten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung,
Fig. 18 einen Schaltungsplan einer Ausführungsform einer Zwischenbelastung,
Fig. 19 eine schematische Darstellung einer Schaltung einer achten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung, Fig. 20 einen Schaltungsplan einer neunten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung, und
Fig. 21 eine zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sensorsystems.
Figur 1 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung la. Die Verstärkerschaltung la ist eine Verstärkerschaltung zur breitbandigen und rauscharmen Verstärkung einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors. Die Verstärkerschaltung la umfasst einen Signaleingang 3, der mit der kapazitiven Stromquelle in einem Knoten Ki verbindbar ist, eine Eingangsstufe Al, wobei die Eingangsstufe Al an einem Eingang 7 der Eingangsstufe Al mit dem Knoten Ki verbunden ist und einen Knoten K2 am Ausgang 9 der Eingangsstufe Al aufweist, wobei die Eingangsstufe Al eingerichtet ist, eine Eingangsspannung wenigstens 3- fach zu verstärken, wobei die Eingangsstufe Al eingerichtet ist, einen hochohmigen Eingangswiderstand am Eingang 7 der Eingangsstufe Al bereitzustellen, wobei die Eingangsstufe Al eingerichtet ist, eine stabile und lastunabhängige Spannung am Ausgang 9 der Eingangsstufe Al bereitzustellen, eine Verstärkerkaskade 11, wobei die Verstärkerkaskade 11 wenigstens einen ersten Verstärker A2 und einen zweiten Verstärker A3 mit je einem Eingang 13 bzw. 17 und einem Ausgang 15 bzw. 19 aufweist, wobei der Ausgang 15 des ersten Verstärkers A2 in einem Knoten K3 mit dem Eingang 17 des zweiten Verstärkers A3 verbunden ist, wobei der Eingang 13 des ersten Verstärkers A2 mit dem Knoten K2 verbunden ist, wobei der Ausgang 19 des zweiten Verstärkers A3 mit einem Knoten K4 verbunden ist, wobei die Verstärkerkaskade 11 eingerichtet ist, eine hohe Signalverstärkung mit niedriger Phasendrehung über einen weiten Frequenzbereich zu erzeugen, ein Feedbacknetzwerk Fl, wobei das Feedbacknetzwerk Fl mit dem Eingang 7 der Eingangsstufe Al im Knoten Ki und dem Ausgang 19 des zweiten Verstärkers A3 im Knoten K4 verbunden ist, wobei das Feedbacknetzwerk Fl eingerichtet ist, einen hochohmigen Feedbackwiderstand mit einer parasitären Kapazität von weniger als 0,5 pF bereitzustellen, wobei das Feedbacknetzwerk Fl eingerichtet ist, eine Gegenkopplung zu einem Aufbau umfassend die Eingangsstufe Al und die Verstärkerkaskade 11 bereitzustellen, und einen Signalausgang 21, der mit einem Knoten K5 verbunden ist, wobei der Knoten K5 mit dem Knoten K4 verbunden ist oder dem Knoten K4 entspricht.
Figur 2 zeigt ein Beispiel einer Eingangsstufe Al. Die Eingangsstufe Al weist einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor Qi und einen Bipolartransistor 2 auf. Der Sperrschicht- Feldeffekttransistor Qi hat drei Anschlüsse: Source S, Gate G und Drain D. Der Bipolartransistor 2 hat drei Anschlüsse: Collector C, Basis B und Emitter E. Der Drain- Anschluss des Sperrschicht-Feldeffekttransistors Qi ist mit dem Basis-Anschluss B des Bipolartransistors 2 verbunden. Der Sperrschicht-Feldeffekttransistor Qi ist als Source- Schaltung beschältet. Der Bipolartransistor 2 ist als Emitterfolger beschältet.
Die Eingangsstufe Al kann zusätzlich oder alternativ ein Bauteil mit einer negativen Kapazität aufweisen. Figur 3 zeigt ein Beispiel einer Verstärkerkaskade 11 mit einem Beispiel eines Feedbacknetzwerks Fl. Der erste und zweite Verstärker A2, A3 der Verstärkerkaskade 11 ist jeweils ein Operationsverstärker Q3, Q4. Der erste Operationsverstärker Q3 kann eine Spannungsverstärkung von mehr als 104 aufweisen. Der zweite Operationsverstärker Q4 kann eine Spannungsverstärkung von maximal 103 aufweisen.
Das Feedbacknetzwerk Fl weist einen hochohmigen Feedbackwiderstand R7 mit einer parallelen Kapazität C5 auf. Zusätzlich weist das Feedbacknetzwerk Fl einen in Reihe geschalteten Tiefpass auf. Der Tiefpass weist einen Widerstand Rs und eine Kapazität Ce gegen Masse auf. Der Tiefpass ist mit dem Feedbackwiderstand R7 und der parallelen Kapazität C5 im Knoten Kf verbunden.
Figur 4 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lb. Die in Fig. 4 gezeigte Schaltung ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 1 und weist somit alle Elemente aus Fig. 1 sowie deren Funktionen auf. Figur 4 zeigt zusätzlich eine Ausgangsstufe A4. Die Ausgangsstufe A4 ist an einem Eingang 23 der Ausgangsstufe A4 mit dem Knoten K4 verbunden ist und an einem Ausgang 25 der Ausgangsstufe A4 mit dem Signalausgang 21 im Knoten K5 verbunden.
Die Ausgangsstufe A4 ist eingerichtet, eine Spannung am Eingang der Ausgangsstufe um das bis zu 20-fache zu verstärken. Die Ausgangsstufe A4 ist zudem eingerichtet, Gleichspannungsstörungen am Eingang 23 der Ausgangsstufe A4 zu filtern und einen Signalpegel am Ausgang 25 der Ausgangsstufe A4 an K5 anzupassen.
Figur 5 zeigt einen Schaltungsplan eines Beispiels einer Ausgangsstufe A4. Die Ausgangsstufe A4 umfasst einen invertierenden Bandpass-Verstärker Q5. Ein invertierender Eingang 27 des Bandpass-Verstärkers A4 ist mittels einer in Reihe geschalteten Kapazität C7 AC-gekoppelt.
Figur 6 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer dritten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lc. Die in Fig. 6 gezeigte Schaltung ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 1 und 4 und weist somit alle Elemente aus Fig. 1 und 4 sowie deren Funktionen auf.
Figur 6 zeigt zusätzlich eine Amplitudenbegrenzung F2, die in der Verstärkerschaltung lc umfasst ist. Die Amplitudenbegrenzung F2 ist an einem Eingang 31 der Amplitudenbegrenzung F2 mit dem Knoten K4 oder K5 und an einem Ausgang 29 der Amplitudenbegrenzung F2 mit dem Knoten K3 verbunden. Die Amplitudenbegrenzung F2 ist eingerichtet, die Amplitude des Ausgangssignals am Signalausgang 21 bei Überschreiten eines Schwellwerts am Knoten K4 oder Knoten K5 zu beschränken.
TI Figur 7 zeigt einen Schaltungsplan eines Beispiels einer Amplitudenbegrenzung F2. Die Amplitudenbegrenzung F2 weist zwei gegenpolig in Reihe geschaltete Z-Dioden Qe, Q7 auf.
Figur 8 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer vierten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ld. Die in Fig. 8 gezeigte Schaltung ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 1, 4 und 6 und weist somit alle Elemente aus Fig. 1, 4 und 6 sowie deren Funktionen auf.
Figur 8 zeigt zusätzlich eine Frequenzgangkompensation F3, die in der Verstärkerschaltung ld umfasst ist. Die Frequenzgangkompensation F3 ist mit dem Knoten K3 und dem Knoten Ki verbunden und eingerichtet, eine Schwingungsneigung der Verstärkerkaskade 11 herabzusetzen.
Figur 16 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer sechsten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lf. Die in Fig. 16 gezeigte Verstärkerschaltung lf ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 8. Figur 16 zeigt die in Fig. 8 gezeigte Verstärkerschaltung ld mit einem zusätzlichen Entkoppler A5. Der Entkoppler A5 ist mit dem Knoten K4 und dem Eingang 23 der Ausgangsstufe A4 verbunden. Der Entkoppler ist eingerichtet, einen Ausgang der Verstärkerkaskade 11 von der Ausgangsstufe A4 zu entkoppeln.
Bevorzugt weist oder ist der Entkoppler A5 ein nicht-invertierender Impedanzwandler Ch. Alternativ kann der Entkoppler A5 aber auch eine Kombination zweier invertierender Impedanzwandler sein oder aufweisen.
Figur 17 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer siebten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lg. Die in Fig. 17 gezeigte Verstärkerschaltung lg ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 8. Figur 17 zeigt die in Fig. 8 gezeigte Verstärkerschaltung ld mit einer zusätzlichen Zwischenbelastung F4. Die Zwischenbelastung F4 ist mit dem Ausgang 15 des ersten Verstärkers A2 und dem Eingang 17 des zweiten Verstärkers A3 der Verstärkerkaskade 11 im Knoten K3 verbunden. Die Zwischenbelastung F4 ist dazu eingerichtet, Eigenschwingungen der Verstärkerschaltung lg zu minimieren. Bevorzugt ist die Zwischenbelastung F4 eingerichtet, die Eigenschwingungen der Verstärkerschaltung lg durch eine Phasenkorrektur zu minimieren.
Figur 18 zeigt ein Beispiel einer Realisierung einer Zwischenbelastung F4. Die Zwischenbelastung F4 ist beispielhaft als eine in Reihe gegen Masse geschaltete Induktivität Li und einem ohmschen Widerstand R15 dargestellt. Es sind aber auch alternative Ausführungsformen der Zwischenbelastung F4 denkbar. Figur 19 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung einer achten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lh. Die in Fig. 19 gezeigte Verstärkerschaltung lh ist eine Erweiterung der Schaltung aus Fig. 16 mit einer zusätzlichen Zwischenbelastung F4.
Figur 9 zeigt das in Figur 3 gezeigte Beispiel einer Verstärkerkaskade 11 mit einem zusätzlichen Beispiel einer Frequenzgangkompensation F3. Die Frequenzgangkompensation F3 weist eine in Reihe geschaltete Kapazität, beispielsweise einen Kondensator C4 auf. Der Kondensator C4 ist mit den Knoten Ki und K3 verbunden. Die Frequenzgangkompensation F3 ist eingerichtet, eine Schwingungsneigung der Verstärkerkaskade 11 herabzusetzen.
Figur 10 zeigt einen Schaltungsplan einer fünften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung le. Die Verstärkerschaltung kombiniert dabei die in den Fig. 2, 3, 5, 7 und 9 gezeigten Bauteilgruppen zu einer gesamten erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung le. Zusätzlich zeigt Fig. 10 eine kapazitive Stromquelle 41, die als pyroelektrischer Sensor Dpy ausgeführt ist, die im Knoten Ki mit der Verstärkerschaltung le verbindbar und verbunden ist. Die Verstärkerschaltung le ist besonders bevorzugt.
Figur 20 zeigt einen Schaltungsplan einer neunten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung lk. Die Verstärkerschaltung lk kombiniert dabei die in Fig. 10 gezeigte Verstärkerschaltung mit der in Fig. 18 gezeigten Zwischenbelastung und dem in Fig. 16 gezeigten Entkoppler A5 in Form eines weiteren Operationsverstärkers Qs. Der Ausgang des Operationsverstärkers Qs ist direkt auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt.
Die Verstärkerschaltung lk ist besonders bevorzugt.
Der Ausgang des ersten Operationsverstärkers Q3 ist mit dem Knoten K3 über einen ersten Widerstand R17 verbunden, wobei der Knoten K3 mit dem nicht-invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers Q4 über einen ohmschen Widerstand R9 verbunden ist.
Die Zwischenbelastung F4 ist beispielhaft als eine in Reihe gegen Masse geschaltete Induktivität Li und dem zweiten ohmschen Widerstand R15 dargestellt. Es sind aber auch alternative Ausführungsformen der Zwischenbelastung F4 denkbar. Der ohmsche Widerstand R17 und der ohmsche Widerstand R15 bilden einen Spannungsteiler. Der Spannungsteiler begrenzt dabei vorteilhaft eine zu starke Belastung der vorgelagerten Verstärkerstufe bzw. des vorgelagerten Operationsverstärkers.
Bevorzugt sind die Widerstände R15 und R17 gleich groß. Diese vorgenannten Werte zeigen überraschenderweise besonders gute Ergebnisse bei der Minimierung von unerwünschten Eigenschwingungen.
Die erste bis fünfte Ausführungsform der Verstärkerschaltung la, lb, lc, ld, le kann bevorzugt zur Messung eines Stromsignals einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, verwendet werden. Jede Ausführungsform, insbesondere auch die sechste bis neunte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung la, lb, lc, Id, le, lf, lg, lh, lk (vereinfacht: Verstärkerschaltung 1) kann bevorzugt zur Messung eines Stromsignals einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, verwendet werden.
Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung la, lb, lc, ld, le, lf, lg, lh, lk kann bevorzugt zur Messung eines Stromsignals einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, in einem Infrarotspektrometer, bevorzugt einem FTIR- Spektrometer (Fourier-Transform-Infrarot-Spektrometer) verwendet werden.
Figur 11 zeigt einen Abschnitt einer Leiterplatte 33, die auch Leiterkarte genannt werden kann. Die Verstärkerschaltung la, lb, lc, ld, le, lf, lg, lh, lk (im Folgenden der besseren Lesbarkeit halber lediglich als Verstärkerschaltung 1 bezeichnet) oder wenigstens ein Teil der Verstärkerschaltung 1 ist auf einer Leiterplatte 33 aufgebracht. Beispielhaft zeigt Fig. 11 ein elektronisches Bauteil 35 der Verstärkerschaltung 1 auf der Leiterplatte 33. Das elektronische Bauteil 35 ist mit Lötpads 37 auf der Leiterplatte 33 verlötet. Ein Bereich 39 der Leiterplatte 33 unterhalb des wenigstens einen elektronischen Bauteils 35 außerhalb der Lötpads 37 ist entfernt.
Der Bereich 39 der Leiterplatte 33 kann bevorzugt unterhalb eines elektronisches Bauteils 35 oder mehrerer Bauteile des Feedbacknetzwerks Fl oder unterhalb des gesamten Feedbacknetzwerks Fl entfernt sein.
Alternativ oder zusätzlich kann bevorzugt der Bereich 39 der Leiterplatte 33 unterhalb eines elektronischen Bauteils oder mehrerer Bauteile der Eingangsstufe Al entfernt sein. Besonders bevorzugt ist der Bereich 39 unterhalb des Feldeffektransistors Qi und/oder der Bereich 39 unterhalb des Bipolartransistors Cb entfernt.
Figur 12 zeigt eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sensorsystems 43 umfassend eine kapazitive Stromquelle 41 und eine Verstärkerschaltung 1. Bevorzugt ist die kapazitive Stromquelle des Sensorsystems 43 ein pyroelektrischer Sensor Dpy.
Figur 21 zeigt eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sensorsystems 43 umfassend eine kapazitive Stromquelle 41 und eine Verstärkerschaltung lk. Bevorzugt ist die kapazitive Stromquelle des Sensorsystems 43 ein pyroelektrischer Sensor Dpy.
Der pyroelektrische Sensor Dpy kann bevorzugt plattenartig ausgeführt sein und eine maximale Dicke d von 40 pm, bevorzugt maximal 10 pm aufweisen.
Das erfindungsgemäße Sensorsystem 43 kann bevorzugt in und/oder mit einem FTIR- Spektrometer (Fourier-Transform-Infrarot-Spektrometer) verwendet werden. Figur 13 a, b zeigt eine Darstellung von Messergebnissen der Performance der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung. Figur 14 a,b,c zeigt jeweils eine Darstellung von Messergebnissen der Performance des erfindungsgemäßen Sensorsystems, und Fig. 15 zeigt eine Darstellung von Messergebnissen des Übertragungsverhaltens bei unterschiedlichen Verstärkungen.
Figur 13 zeigt Messdaten zur Übertragung der erfindungsgemäßen vierstufigen Verstärkerschaltung 1 und demonstriert die Leistungsfähigkeit und Vorteile der Erfindung. Trotz einer 40-fach höheren Verstärkung von 400 MV/A verglichen mit einem gewöhnlichen TIA, bei dem die Verstärkung typischerweise nur 10 MV/A beträgt, zeigt die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung 1 eine flache Übertragung bis zu einer 3 dB Grenzfrequenz von 90 kHz. Die Verstärkerschaltung 1 erreicht damit dieselbe Bandbreite wie im Stand der Technik bekannte TIA mit geringerer Verstärkung von 10 MV/A. Anders ausgedrückt erreicht die Verstärkerschaltung 1 eine deutlich größere Verstärkung bei vergleichbarer Bandbreite verglichen mit dem Stand der Technik. Zudem ist die vorgestellte Schaltung robust gegenüber einer Änderung der Eingangskapazität, insbesondere durch die kapazitive Stromquelle 41, beispielsweise einem pyroelektrischen Sensor Dpy. Die Übertragungsfunktionen von 0 pF - 270 pF sind nahezu deckungsgleich. Selbst bei der großen Eingangskapazität von 2,2 nF zeigt sich noch keine Überhöhung in der Frequenzantwort wie bei im Stand der Technik bekannten TIA.
Die Rauschspannung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist in Fig. 13b gezeigt und ist bei niedrigen Frequenzen nur geringfügig höher als das minimal mögliche Johnson-Nyquist- Rauschen eines 400 MQ Rückkoppelwiderstands von . 4kB ■ 300 K ■ 400 Mfl = 2,6 ■ 10“6 - . Hz
Bei höheren Frequenzen ab 104 Hz hängt das Rauschen von der Eingangskapazität ab: je höher diese ausfällt, desto eher und stärker steigt das Rauschen an. Dies liegt einerseits an einer Verringerung der Eingangsimpedanz der kapazitiven Stromquelle 41, die zu einer größeren Verstärkung des Eingangsspannungsrauschens führt. Andererseits verringert der mit der Frequenz zunehmende dielektrische Verlust des Sensors effektiv seinen Widerstand Rpy. Dies erzeugt einen weiteren Beitrag zum Rauschen.
Bevorzugt kann die Kapazität des pyroelektrischen Sensors Dpy durch ein passives Bauelement mit einer negativen Kapazität (siehe oben) kompensiert werden. Eine Kombination eines Bauteils mit negativer Kapazität mit einer kapazitiven Stromquelle 41, bevorzugt einem pyroelektrischen Sensor Dpy mit gewöhnlicher positiver Kapazität, verspricht gemäß Fig. 13b eine weitere deutliche Reduktion des Rauschens und somit auch ein deutlich verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis. Die Leistungsfähigkeit der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 1 wurde im Zusammenspiel mit einem pyroelektrischen Sensor Dpy, d.h. als erfindungsgemäßes Sensorsystem, in einem optischen Aufbau getestet (siehe Fig. 14a bis c). Dazu wurde mit einem gepulsten Diodenlaser mit einer Leistung von 145 pW die Sensitivität bei einer Verstärkung von 5 GV/A über einen Frequenzbereich bis 100 kHz gemessen und mit einem pyroelektrischen Sensor Dpy mit gleicher Verstärkung mit einem im Stand der Technik bekannten einstufigen TIA verglichen. Bei gleicher Dicke des pyroelektrischen Sensors Dpy von 30 pm ist die Bandbreite der vierstufigen erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 1 (siehe Fig. 13a bis c) mit 5 kHz deutlich größer als die 200 Hz Bandbreite des einstufigen TIA (siehe Fig. 13a bis c). Die Grenzfrequenz von 5 kHz entspricht in diesem Fall der thermischen Zeitkonstante des pyroelektrischen Sensors Dpy mit 30 pm Dicke. Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung 1 hat bei dieser vorteilhaften hohen Verstärkung eine sehr hohe elektronische Grenzfrequenz von 8 kHz.
Deutlich mehr Signal und eine weitere Erhöhung der Bandbreite bis zu der elektronischen Bandbreite der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 1 erhält man bei einer Verringerung der Dicke des pyroelektrischen Sensors Dpy. In diesem Fall ist sowohl die optisch-thermische Wandlung als auch die thermisch-elektrische Wandlung aufgrund der verringerten Wärmekapazität des pyroelektrischen Sensors optimiert. Die entsprechenden Kurven in Fig. 14a bis c zeigen diesen Effekt anhand eines 7 pm dicken pyroelektrischen Sensors Dpy. Das Signal ist im Vergleich zum dickeren pyroelektrischen Sensor Dpy bei gleicher erfindungsgemäßer Verstärkerschaltung mehr als verdoppelt und die Bandbreite vergrößert sich bis zur elektronischen Bandbreite von 8 kHz.
Wie schon in Fig. 13b ist der Rauschanteil in Fig. 14a bis c bei niedrigen Frequenzen hauptsächlich Johnson-Nyquist Rauschen des Feedbackwiderstands. Das Rauschen des Sensorsystems mit dem erfindungsgemäßen vierstufigen Verstärker 1 nimmt wie erwartet mit steigender Frequenz zu. Der Absolutwert des Rauschens hängt wesentlich von der Kapazität Cpy des pyroelektrischen Sensors Dpy und seinem Verlustfaktor tan(ö) ab. Beide Größen sind bei dem dünneren 7 pm pyroelektrischen Sensor (Cpy= 250 pF) größer als beim 30 pm dicken pyroelektrischen Sensor (Cpy ~ 120 pF). Dieser Effekt wird für die ausgewählten Dicken des pyroelektrischen Sensors von der Signalerhöhung des dünneren pyroelektrischen Sensors überkompensiert, sodass dieser trotzdem eine deutlich geringere rauschäquivalente Leistung (Noise equivalent power - NEP) bzw. ein besseres Signal-Rausch-Verhältnis hat (vgl. Fig. 14c).
Insgesamt ist die Performance beider Sensorsysteme mit der erfindungsgemäßen vierstufigen Verstärkerschaltung 1 über den gesamten Frequenzbereich, aber vor allem bei höheren Frequenzen als 200 Hz deutlich besser als im Stand der Technik bekannte Sensorsysteme. Die Bandbreite ist bei gleicher Verstärkung größer und Messungen oberhalb von 1 kHz sind problemlos realisierbar. Dank der Unempfindlichkeit der erfindungsgemäßen vierstufigen Verstärkerschaltung 1 gegenüber größeren Eingangskapazitäten können dünnere pyroelektrische Kristalle im pyroelektrischen Sensor mit höherer Kapazität und größerem Signal genutzt werden, ohne dass dadurch die Bandbreite reduziert wird oder die Übertragung eine Überhöhung ausbildet.
Die Bandbreite des 7 pm dicken pyroelektrischen Sensors kann mit der erfindungsgemäßen vierstufigen Verstärkerschaltung 1 bei flacher Übertragungsfunktion weit über 8 kHz hinaus vergrößert werden, wenn die Verstärkung reduziert wird (siehe Fig. 15). Bei einer Verstärkung von 400 MV/A ist die Grenzfrequenz des Detektors mit 70 kHz nicht mehr durch die elektronische Bandbreite (90 kHz) begrenzt.

Claims

Patentansprüche
1. Verstärkerschaltung (1) zur breitbandigen und rauscharmen Verstärkung einer kapazitiven Stromquelle, bevorzugt eines pyroelektrischen Sensors, umfassend einen Signaleingang (3), der mit der kapazitiven Stromquelle in einem Knoten Ki verbindbar ist, eine Eingangsstufe (Al), wobei die Eingangsstufe (Al) an einem Eingang (7) der Eingangsstufe (Al) mit dem Knoten Ki verbunden ist und einen Knoten K2 am Ausgang (9) der Eingangsstufe (Al) aufweist, wobei die Eingangsstufe (Al) eingerichtet ist, eine Eingangsspannung wenigstens 3- fach zu verstärken, wobei die Eingangsstufe (Al) eingerichtet ist, einen hochohmigen Eingangswiderstand am Eingang der Eingangsstufe (Al) bereitzustellen, wobei die Eingangsstufe (Al) eingerichtet ist, eine stabile und lastunabhängige Spannung am Ausgang der Eingangsstufe (Al) bereitzustellen, eine Verstärkerkaskade, wobei die Verstärkerkaskade (11) wenigstens einen ersten und einen zweiten Verstärker (A2, A3) mit je einem Eingang (13,17) und einem Ausgang (15, 19) aufweist, wobei der Ausgang (15) des ersten Verstärkers (A2) in einem Knoten K3 mit dem Eingang (17) des zweiten Verstärkers (A3) verbunden ist, wobei der Eingang (13) des ersten Verstärkers (A2) mit dem Knoten K2 verbunden ist, wobei der Ausgang (19) des zweiten Verstärkers (A3) mit einem Knoten K4 verbunden ist, wobei die Verstärkerkaskade (11) eingerichtet ist, eine hohe Signalverstärkung mit niedriger Phasendrehung über einen weiten Frequenzbereich zu erzeugen, ein Feedbacknetzwerk (Fl), wobei das Feedbacknetzwerk (Fl) mit dem Eingang (7) der Eingangsstufe (Al) im Knoten Ki und dem Ausgang (19) des zweiten Verstärkers (A3) im Knoten K4 verbunden ist, wobei das Feedbacknetzwerk (Fl) eingerichtet ist, einen hochohmigen Feedbackwiderstand mit einer parasitären Kapazität von weniger als 0,5 pF bereitzustellen, wobei das Feedbacknetzwerk (Fl) eingerichtet ist, eine Gegenkopplung zu einem Aufbau umfassend die Eingangsstufe (Al) und die Verstärkerkaskade (11) bereitzustellen, und einen Signalausgang (21), der mit einem Knoten K5 verbunden ist, wobei der Knoten K5 mit dem Knoten K4 verbunden ist oder dem Knoten K4 entspricht.
2. Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 1, wobei die Eingangsstufe (Al) einen Sperrschicht- Feldeffekttransistor (Qi) und einen Bipolartransistor ( 2) aufweist, wobei ein Drain-Anschluss des Sperrschicht-Feldeffekttransistors (Qi) mit einem Basis- Anschluss des Bipolartransistors verbunden ist, wobei der Sperrschicht-Feldeffekttransistor (Qi) als Source-Schaltung beschältet ist, wobei der Bipolartransistor ( 2) als Emitterfolger beschältet ist, wobei der erste und zweite Verstärker (A2, A3) der Verstärkerkaskade (11) ein Operationsverstärker (Q3, Q4) ist, wobei der erste Operationsverstärker (Q3) eine Spannungsverstärkung von mehr als 104 aufweist, wobei der zweite Operationsverstärker (Q4) eine Spannungsverstärkung von maximal 103 aufweist, wobei das Feedbacknetzwerk (Fl) einen hochohmigen Feedbackwiderstand mit einer parallelen Kapazität aufweist, wobei das Feedbacknetzwerk (Fl) einen in Reihe geschalteten Tiefpass aufweist.
3. Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Verstärkerschaltung zusätzlich eine Ausgangsstufe (A4) aufweist, wobei die Ausgangsstufe (A4) an einem Eingang der Ausgangsstufe (A4) mit dem Knoten K4 verbunden ist und an einem Ausgang der Ausgangsstufe (A4) mit dem Signalausgang im Knoten K5 verbunden ist, wobei die Ausgangsstufe (A4) eingerichtet ist, eine Spannung am Eingang der Ausgangsstufe um das bis zu 20-fache zu verstärken, wobei die Ausgangsstufe (A4) eingerichtet ist, Gleichspannungsstörungen am Eingang der Ausgangsstufe zu filtern und einen Signalpegel am Ausgang der Ausgangsstufe (A4) an K5 anzupassen.
4. Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 3, wobei die Ausgangsstufe (A4) einen invertierenden Bandpass-Verstärker umfasst, wobei ein Eingang des Bandpass-Verstärkers AC-gekoppelt ist.
5. Verstärkerschaltung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Verstärkerschaltung zusätzlich eine Amplitudenbegrenzung (F2) umfasst, wobei die Amplitudenbegrenzung (F2) an einem Eingang der Amplitudenbegrenzung (F2) mit dem Knoten K4 oder K5 und an einem Ausgang der Amplitudenbegrenzung (F2) mit dem Knoten K3 verbunden ist, wobei die Amplitudenbegrenzung (F2) eingerichtet ist, die Amplitude des Ausgangssignals am Signalausgang bei Überschreiten eines Schwellwerts am Knoten K4 oder Knoten Ks zu beschränken.
6. Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 5, wobei die Amplitudenbegrenzung (F2) zwei gegenpolig in Reihe geschaltete Z-Dioden (Q.&, Q7) aufweist.
7. Verstärkerschaltung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Verstärkerschaltung (1) eine Frequenzgangkompensation (F3) aufweist, wobei die Frequenzgangkompensation (F3) mit dem Knoten K3 und dem Knoten Ki verbunden ist, wobei die Frequenzgangkompensation (F3) eingerichtet ist, eine Schwingungsneigung der Verstärkerkaskade (11) herabzusetzen.
8. Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 7, wobei die Frequenzgangkompensation (F3) eine Gegenkopplung über einen Kondensator aufweist.
9. Verstärkerschaltung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Eingangsstufe (Al) ein Bauteil mit einer negativen Kapazität aufweist.
10. Verstärkerschaltung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Verstärkerschaltung (1) oder wenigstens ein Teil der Verstärkerschaltung (1) auf einer Leiterplatte (33) aufgebracht ist, wobei wenigstens ein elektronisches Bauteil der Verstärkerschaltung (1) auf der Leiterplatte (33) mit Lötpads (37) auf der Leiterplatte (33) verlötet ist, wobei ein Bereich (39) der Leiterplatte (33) unterhalb des wenigstens einen elektronischen Bauteils außerhalb der Lötpads entfernt ist.
11. Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 10, wobei das wenigstens eine elektronische Bauteil ein elektronisches Bauteil oder mehrere Bauteile des Feedbacknetzwerks (Fl) ist bzw. sind oder das gesamte Feedbacknetzwerk (Fl) ist.
12. Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 10 oder 11, wobei das wenigstens eine elektronische Bauteil ein elektronisches Bauteil oder mehrere Bauteile der Eingangsstufe (Al) ist bzw. sind, bevorzugt der Sperrschicht-Feldeffektransistor (Qi) und/oder der Bipolartransistor (Ch).
13. Verstärkerschaltung (1) nach einem der Ansprüche 3 bis 12, wobei die Verstärkerschaltung (1) zusätzlich einen Entkoppler (A5) umfasst, wobei der Entkoppler (A5) mit dem Knoten K4 und dem Eingang (23) der Ausgangsstufe (A4) verbunden ist, wobei der Entkoppler (A5) eingerichtet ist, einen Ausgang der Verstärkerkaskade (11) von der Ausgangsstufe (A4) zu entkoppeln.
14. Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 13, wobei der Entkoppler (A5) einen Impedanzwandler, bevorzugt einen nichtinvertierenden Impedanzwandler oder eine Kombination zweier invertierender Impedanzwandler, aufweist, oder wobei der Entkoppler (A5) ein Impedanzwandler, bevorzugt ein nicht-invertierender Impedanzwandler oder eine Kombination zweier invertierender Impedanzwandler, ist.
15. Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 14, wobei der Impedanzwandler wenigstens eines oder mehrere der folgenden Bauteile aufweist oder eines der folgenden Bauteile ist: MOSFET, Bipolartransistor, Operationsverstärker (Qs), Operationsverstärker (Qs) mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen, Operationsverstärker (Qs) mit hohem Eingangswiderstand und geringem Eigenrauschen, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers (Qs) direkt oder indirekt auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist.
16. Verstärkerschaltung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 15, wobei die Verstärkerschaltung (1) zusätzlich eine Zwischenbelastung (F4) umfasst, wobei die Zwischenbelastung (F4) mit dem Ausgang (15) des ersten Verstärkers (A2) und dem Eingang (17) des zweiten Verstärkers (A3) der Verstärkerkaskade (11) im Knoten K3 verbunden ist, wobei die Zwischenbelastung (F4) dazu eingerichtet ist, Eigenschwingungen der Verstärkerschaltung (1) zu minimieren.
17. Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 16, wobei die Zwischenbelastung (F4) eingerichtet ist, Eigenschwingungen durch eine Phasenkorrektur zu minimieren.
18. Verstärkerschaltung (1) nach einem der Ansprüche 16 oder 17, wobei der Ausgang (15) des ersten Verstärkers (A2) mit dem Knoten K3 über einen ersten ohmschen Widerstand (R17) verbunden ist, wobei der Knoten K3 über einen zweiten ohmschen Widerstand (Ris) mit Masse verbunden ist.
19. Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 18, wobei die Zwischenbelastung wenigstens eine oder mehrere der folgenden Bauteilkombinationen aufweist oder daraus besteht: in Reihe gegen Masse geschaltete Induktivität (Li) und/oder Kapazität und wenigstens einen ohmschen Widerstand, bevorzugt den zweiten ohmschen Widerstand (R15); parallel gegen Masse geschaltete Induktivität und/oder Kapazität und wenigstens einen ohmschen Widerstand (Ris).
20. Sensorsystem (43) umfassend eine kapazitive Stromquelle und eine Verstärkerschaltung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 19.
21. Sensorsystem (43) nach Anspruch 20, wobei die kapazitive Stromquelle ein pyroelektrischer Sensor (Dpy) ist.
22. Sensorsystem (43) nach Anspruch 20 oder 21, wobei der pyroelektrische Sensor (Dpy) plattenartig ausgeführt ist und eine maximale Dicke von 40 pm, bevorzugt maximal 10 pm aufweist.
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