WO2023233793A1

WO2023233793A1 - センサ増幅回路

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Publication number: WO2023233793A1
Application number: PCT/JP2023/013620
Authority: WO
Inventors: 有継矢島
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2022-05-31
Filing date: 2023-03-31
Publication date: 2023-12-07

Abstract

センサ増幅回路（１００）は、センサ回路（５０）からの一対の出力信号の差電圧を増幅する差動増幅回路（１１０）と、差動増幅回路（１１０）の出力電圧に基づいて、出力電圧の非線形歪みを補償するための補償信号を生成する補償回路（１５０）とを備える。差動増幅回路（１１０）は、電流フィードバック計装増幅回路（ＣＦＩＡ）で構成されている。補償回路（１５０）は、出力電圧に応じた電流を出力するように構成された少なくとも１つの電流増幅回路（ＯＴＡ）（１６０）を含み、少なくとも１つの電流増幅回路（１６０）からの出力電流の合計を補償信号として出力する。補償回路（１５０）からの補償信号は、電流フィードバック計装増幅回路における電流帰還ループへ入力される。

Description

センサ増幅回路

　本開示は、センサ増幅回路に関し、より特定的には、ブリッジ回路を用いたセンサ出力を補償する技術に関する。

　特開２００３－２４８０１７号公報（特許文献１）には、センサ出力を補償することによってＳ／Ｎ比を改善して検出精度を向上させるセンサ回路が開示されている。特開２００３－２４８０１７号公報（特許文献１）のセンサ回路は、センサ素子を備える検出部（プリアンプ部）と、該検出部への電源となる電源部（センサ用印加回路）と、検出部からの信号を増幅する増幅部（メインアンプ部）とを含む。センサ用印加回路は、定電圧回路、感度温度補償回路、および、非直線性補償回路を含んでおり、非直線性補償回路はセンサ回路出力の帰還回路内に配置されている。特開２００３－２４８０１７号公報（特許文献１）のセンサ回路においては、当該非直線性補償回路を用いて、定電圧回路からプリアンプ部へ印加する電位をシフトさせることによって、センサ回路の直線性を改善している。

特開２００３－２４８０１７号公報

　ブリッジ回路に構成されたセンサ素子を用いたセンサ回路としては、たとえば、トンネル型磁気抵抗（Tunneling　Magneto-Resistive：ＴＭＲ）素子を用いた磁気センサがある。このような磁気センサは、たとえば、電気自動車（Electric　Vehicle：ＥＶ）あるいはハイブリッド車両（Hybrid　Vehicle：ＨＶ）などの電動車両における電流センサとして用いられることがある。このような用途においては、車両の操作性および安全性の観点から、高精度なセンサ出力に加えて、高速応答性が必要とされる。

　特開２００３－２４８０１７号公報（特許文献１）の開示されるセンサ回路においては、感度温度補償回路および非直線性補償回路によって精度を改善することができる。しかしながら、非直線性補償回路がセンサ回路出力の電圧フィードバック回路内に形成されており、センサ回路出力がプリアンプ部の入力側へフィードバックされている。そのため、回路の応答性に必然的に遅れが生じてしまい、要求される応答性が確保できない状態となる可能性がある。

　本開示は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、ブリッジ回路を用いたセンサの増幅回路において、高い応答性を確保しながら、直線性を改善することである。

　本開示に係るセンサ増幅回路は、４つのセンサ素子がブリッジ接続されたセンサ回路の出力を増幅するため回路である。センサ増幅回路は、センサ回路からの一対の出力信号の差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧に基づいて、出力電圧の非線形歪みを補償するための補償信号を生成する補償回路とを備える。差動増幅回路は、電流フィードバック計装増幅回路（Current　Feedback　Instrumentation　Amplifier：ＣＦＩＡ）で構成されている。補償回路は、出力電圧に応じた電流を出力するように構成された少なくとも１つの電流増幅回路（Operational　Transconductance　Amplifier：ＯＴＡ）を含み、当該少なくとも１つの電流増幅回路からの出力電流の合計を補償信号として出力する。補償回路からの補償信号は、電流フィードバック計装増幅回路における電流帰還ループへ入力される。

　本開示に係るセンサ増幅回路においては、電流フィードバック計装増幅回路（ＣＦＩＡ）を用いて差動増幅回路を構成するとともに、電流増幅回路（ＯＴＡ）を含む補償回路によって生成された、非線形歪みに対する補償信号が、ＣＦＩＡ回路の電流帰還ループにフィードバックされる。このように、差動増幅回路内の中間信号（電流信号）に対するフィードバックを行なうことによって、入力段の増幅器（オペアンプ）を経由しない構成となるため、特許文献１のような電圧フィードバック型の補償回路に比べて応答性を向上することができる。したがって、高い応答性を確保しながら、直線性を改善することができる。

実施の形態１に係るセンサ増幅回路を用いたセンサシステムの概略構成図である。センサ増幅回路におけるリニアリティ補償の概要を説明するための第１図である。センサ増幅回路におけるリニアリティ補償の概要を説明するための第２図である。センサ増幅回路の伝達関数を演算するための等価モデルである。図４の等価モデルにおいて、リニアリティ補償回路の参照電圧を変化させたときのセンサ増幅回路の出力を示す図である。実施の形態２に係るセンサ増幅回路を用いたセンサシステムの概略構成図である。フィルタ回路による補償信号の時間変化の概要を説明するための図である。実施の形態３に係るセンサ増幅回路を用いたセンサシステムの概略構成図である。

　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

　［実施の形態１］
　（センサシステムの概要）
　図１は、実施の形態１に係るセンサ増幅回路１００を用いたセンサシステム１０の概略構成図である。図１を参照して、センサシステム１０は、センサ回路５０、および、センサ増幅回路１００を含む。

　センサ回路５０は、４つのセンサ素子５１～５４がブリッジ接続された構成を有している。図１の例においては、センサ素子５１～５４の各々は、トンネル型磁気抵抗（ＴＭＲ）素子であり、検出される磁界に応じて抵抗値が変化する磁気センサである。なお、センサ素子５１～５４は、検出される物理量に応じて抵抗値が変化する素子であれば、他の抵抗素子を用いてもよい。

　センサ素子５１，５２は、一対の電源端子５ａ，５ｂの間に直列に接続されている。また、センサ素子５３，５４も、一対の電源端子５ａ，５ｂの間に直列に接続されている。センサ回路５０は、電源端子５ａ，５ｂに所定の電圧が印加されることによって動作し、検出された磁界に応じて、一対の信号出力端子５ｃ，５ｄに電圧差を生じさせる。信号出力端子５ｃは、センサ素子５１とセンサ素子５２との接続ノードであり、信号出力端子５ｄは、センサ素子５３とセンサ素子５４との接続ノードである。

　信号出力端子５ｃ，５ｄは、センサ増幅回路１００の入力端子Ｔ１，Ｔ２にそれぞれ接続される。すなわち、センサ回路５０の一対の出力信号の差電圧は、センサ増幅回路１００の入力として与えられる。

　センサ増幅回路１００は、入力端子Ｔ１，Ｔ２に加えて、出力端子Ｔ３と、差動増幅回路１１０と、リニアリティ補償回路１５０と、出力アンプ１９０とを含む。センサ増幅回路１００は、入力端子Ｔ１，Ｔ２で受けたセンサ回路５０からの出力信号を差動増幅回路１１０および出力アンプ１９０を用いて増幅して、出力端子Ｔ３から出力する。また、センサ増幅回路１００は、差動増幅回路１１０における増幅の際に、リニアリティ補償回路１５０を用いて、センサ回路５０における非線形歪みを補償する。

　差動増幅回路１１０は、いわゆる電流フィードバック計装増幅回路（ＣＦＩＡ）で構成されており、増幅器１１１～１１３と、参照電圧Ｖ１，Ｖ２と、減算器１１５と、抵抗Ｒ１，Ｒ２とを含む。

　増幅器１１１～１１３の各々は電流増幅回路（ＯＴＡ）で構成されており、反転入力端子および非反転入力端子に入力された電位差に応じた電流を出力端子から出力する、トランスコンダクタンス型のオペアンプである。入力段の増幅器１１１の反転入力端子および非反転入力端子は、入力端子Ｔ１，Ｔ２にそれぞれ接続されており、センサ回路５０からの出力信号が入力される。増幅器１１１の出力端子は、減算器１１５を介して、出力段の増幅器１１２の反転入力端子に接続される。

　増幅器１１２の非反転入力端子には、参照電圧Ｖ１が接続されている。増幅器１１２は、増幅器１１１からの出力信号と参照電圧Ｖ１との差電圧に応じた電流を出力端子から出力する。なお、増幅器１１２の入力端子には所定のインピーダンスが存在するため、増幅器１１１から出力された電流信号は当該インピーダンスによって電圧信号に変換されて増幅器１１２に入力される。増幅器１１２の出力端子と接地電位との間には、直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２が接続される。増幅器１１２から出力される電流信号は、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって電圧信号に変換されて、出力アンプ１９０に提供される。出力アンプ１９０は、任意の増幅回路であり、差動増幅回路１１０からの出力信号を増幅し、出力端子Ｔ３を介して外部機器に出力する。

　抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間の接続ノードは、増幅器１１３の反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ１，Ｒ２は分圧抵抗としても機能し、増幅器１１２からの出力信号を分圧した信号が、増幅器１１３の反転入力端子に入力される。増幅器１１３の非反転入力端子には、参照電圧Ｖ２が接続されている。増幅器１１３は、分圧された増幅器１１２の出力信号と参照電圧Ｖ２との差電圧に応じた電流を出力端子から出力する。増幅器１１３の出力端子は、減算器１１５に接続される。増幅器１１３によって、ＣＦＩＡの電流帰還ループが形成される。

　リニアリティ補償回路１５０は、バッファ１５１と、複数の電流増幅回路（ＯＴＡ）１６１～１６ｎと、比較回路１８１～１８ｎとを含む。なお、以降の説明において、電流増幅回路１６１～１６ｎを包括的に「電流増幅回路１６０」とも称し、比較回路１８１～１８ｎを包括的に「比較回路１８０」とも称する。なお、電流増幅回路は必ずしも複数である必要はなく、電流増幅回路が１つであってもよい。

　電流増幅回路１６１～１６ｎは、リニアリティ補償回路１５０の入力端子と出力端子との間に並列に接続されている。電流増幅回路１６１～１６ｎの各反転入力端子には、差動増幅回路１１０からの出力信号がバッファ１５１、および、対応する比較回路１８１～１８ｎをそれぞれ経由して供給されている。また、電流増幅回路１６１～１６ｎの非反転入力端子には、参照電圧ＶＬ１～ＶＬｎがそれぞれ接続されている。電流増幅回路１６１～１６ｎの各出力端子は、差動増幅回路１１０における電流帰還ループである減算器１１５に接続されている。

　比較回路１８１～１８ｎの各反転端子には、出力信号がバッファ１５１からの信号が接続されている。比較回路１８１～１８ｎの非反転端子には、参照電圧ＶＣ１～ＶＣｎがそれぞれ接続されている。比較回路１８１～１８ｎの各々は、差動増幅回路１１０の出力電圧が対応する参照電圧を超えると、所定の電圧を出力する。参照電圧ＶＣ１～ＶＣを互いに異なる値に設定することによって、差動増幅回路１１０の出力電圧が増加するにつれて、リニアリティ補償回路１５０における補償ポイントを設定することができる。

　電流増幅回路１６１～１６ｎの各々は、対応する比較回路の出力電圧が、個別に設定された参照電圧ＶＬ１～ＶＬｎを超えると所定の電流を出力する。比較回路１８１～１８ｎと電流増幅回路１６１～１６ｎとの組み合わせによって、差動増幅回路１１０の出力電圧が増加するにつれて、リニアリティ補償回路１５０差動増幅回路１１０の出力電圧が増加するにつれて、リニアリティ補償回路１５０からの出力電流が段階的に増加する。

　なお、電流増幅回路１６１～１６ｎの参照電圧ＶＬ１～ＶＬｎは、比較回路１８１～１８ｎによって決定される補償ポイントにおける、出力電流の出力タイミングを調整するためのものであるが、必ずしも必須ではなく、参照電圧ＶＬ１～ＶＬｎがゼロに設定されていてもよい。

　差動増幅回路１１０においては、リニアリティ補償回路１５０からの出力電流が増加すると増幅器１１２の入力電流が低下するので、これに伴って出力電圧も低下する。実施の形態１のセンサ増幅回路１００においては、リニアリティ補償回路１５０のフィードバック信号は、入力段の増幅器１１１の入力側ではなく、増幅器１１１の出力側の電流ループに入力されている。すなわち、リニアリティ補償回路１５０による補償は、差動増幅回路１１０のゲイン（すなわち、出力信号の傾き）を切換える補償ではなく、出力信号にオフセットを与える補償である。そのため、ゲインを切換える場合のように補償タイミングにおいて急激な出力信号の変化が生じることが抑制されるので、補償による出力信号の変化を緩やかにし、出力波形の非連続性も低減することができる。

　補償にフィードバック制御を利用しているため、たとえば補償ポイントでセンサー信号が連続的に増減を繰り返すような場合、すなわち図１において例えば、参照電圧ＶＬ１にまたがるような信号が電流増幅回路１６１に連続的に入力されたような場合でも発振することなく補償動作を継続することができる。そして、差動増幅回路の中間点である電流帰還ループにおいてフィードバックしているため、回路の入力段にフィードバックする場合に比べて応答時間への影響を低減することができる。

　（リニアリティ補償の説明）
　次に、図２および図３を用いて、センサ増幅回路１００におけるリニアリティ補償について説明する。図２は、センサ回路５０における、磁界に対するセンサ出力信号の、理想的な直線に対する誤差歪みのシミュレーション結果を示す図である。また、図３は、リニアリティ補償を採用した場合の、磁界に対するセンサ増幅回路１００の出力電圧を示す図である。

　図２を参照して、センサ回路５０からの出力信号の磁界に対する変化は、比例的な直線成分に加えて、破線ＬＮ１１で示されるような３次関数的な誤差歪み成分を含み得る。そのため、リニアリティ補償を適用せずにセンサ回路５０からの出力信号をそのまま用いた場合、磁界の大きさ（絶対値）が大きくなるに従って誤差が次第に増大する。

　本実施の形態１におけるリニアリティ補償回路１５０においては、上述のように、差動増幅回路１１０の出力電圧が、各電流増幅回路１６０に設定された所定の参照電圧に到達するごとに、対応する電流増幅回路から所定の補償電流が出力され、それによって出力電圧を低下させる方向にオフセットが加えられる。

　図２においては、磁界がｍ１，ｍ２，ｍ３に到達するたびに、誤差が小さくなる方向にオフセットが加えられている。リニアリティ補償を行なうことによって、検出範囲の全体にわたって、線形誤差がほぼ±０．０２％内となっている。

　このとき、ｍ１からｍ２の区間における変化の割合（すなわち、傾き）は、同区間における破線ＬＮ１１の傾きと同じである。同様に、ｍ２からｍ３の区間における傾きは、同区間における破線ＬＮ１１の傾きと同じである。言い換えれば、リニアリティ補償回路１５０による補償においては、補償の有無におけるゲインは変わっていない。そのため、ゲイン切換えによる補償に比べて滑らかな変化とすることができる。

　センサ増幅回路１００からの出力電圧は、図３のように、理想的な線形出力（破線ＬＮ２１）に対して実線ＬＮ２０のような挙動となる。すなわち、磁界がｍ１，ｍ２，ｍ３に到達すると、すなわち出力電圧（実線ＬＮ２０）と線形出力（破線ＬＮ２１）との誤差が所定以上になると、リニアリティ補償により出力電圧が低減される。これによって、図３のように、出力電圧（実線ＬＮ２０）は、理想的な線形出力（破線ＬＮ２１）に追従するように変化する。

　なお、リニアリティ補償によるセンサ検出精度を向上させるには、補償ポイントを多く設けて、より細かな補償を行なうことが必要となる。しかしながら、その場合、リニアリティ補償回路１５０における電流増幅回路１６０の数を増加することが必要となるため、回路のサイズが大きくなってしまい、装置全体の小型化を阻害する要因となり得る。そのため、電流増幅回路１６０の数は、要求されるセンサの検出精度と、センサ増幅回路１００の許容サイズとを考慮して適宜選択される。

　図４は、センサ増幅回路１００の伝達関数を演算するための等価モデルである。図４のモデルにおいては、説明を容易にするために、リニアリティ補償回路１５０には１つの電流増幅回路１６０が設けられた構成となっている。なお、図４において、差動増幅回路１１０に含まれる増幅器１１１～１１３のトランスコンダクタンスをｇ_ｍとし、リニアリティ補償回路１５０の電流増幅回路１６０のトランスコンダクタンスをｇ_ｍｒとしている。また、リニアリティ補償回路１５０の比較回路１８０のゲインをＡｃとしている。図４のモデルにおいては、リニアリティ補償回路１５０の電流増幅回路１６０の参照電圧、および、差動増幅回路１１０の増幅器１１２，１１３の参照電圧Ｖ１，Ｖ２はゼロとしている。

　図４のモデルにおける伝達関数は、以下の式（１）のようになる。

　式（１）において、（Ｖ_ｉｎ・ｇ_ｍ）の項がセンサ回路５０からの入力電圧項であり、（Ｖ_ＣＯ・Ａ_Ｃ・ｇ_ｍｒ）の項がリニアリティ補償回路１５０による補償電圧項となる。式（１）に示されるように、リニアリティ補償回路１５０における電流増幅回路１６０のトランスコンダクタンスｇ_ｍｒが共通項に含まれているため、実際には、式（２）に示す入力電圧項（すなわち、差動増幅回路１１０）のゲインＧ_ｉｎにもトランスコンダクタンスｇ_ｍｒの影響が及ぶことになる。

　上記の式（２）から、ゲインＧ_ｉｎに対するリニアリティ補償回路１５０の影響を小さくするためには、差動増幅回路１１０のトランスコンダクタンスｇ_ｍに対して、リニアリティ補償回路１５０のトランスコンダクタンスｇ_ｍｒをできるだけ小さく設定することが好ましい（ｇ_ｍｒ＜＜ｇ_ｍ）。

　図５は、図４で示したモデルを用いた場合に、電流増幅回路１６０から出力される補償電流を変化させたときの、入力電圧Ｖ_ｉｎに対する出力電圧Ｖ_ｏｕｔの変化のシミュレーション結果を示す図である。図５において、線ＬＮ３１の場合は電流増幅回路１６０から出力される補償電流が最も小さく、線ＬＮ３６に向かうに従って電流増幅回路１６０から出力される補償電流が大きくされている。

　図５で示されるように、電流増幅回路１６０から出力される補償電流を変化させても、入力電圧Ｖ_ｉｎに対する出力電圧Ｖ_ｏｕｔの割合、すなわち傾きは、ほぼ同じである。言い換えれば、電流増幅回路１６０から出力される補償電流を増加させると、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが低下方向にオフセットすることがわかる。

　本実施の形態１においては、検出される磁界の大きさが大きくなり、ｍ１，ｍ２，ｍ３に到達するごとに、電流増幅回路１６０から出力される補償電流が増加されるため、概念的には、図５の線ＬＮ３０のように段階的に出力電圧Ｖ_ｏｕｔが低下することになる。ただし、図２で説明したように、入力電圧Ｖ_ｉｎ自体が３次関数のような非線形の挙動を示すため、図５で示したような段階的に出力電圧Ｖ_ｏｕｔを低下するような補償電流をフィードバックすることによって、結果としてリニアリティが改善される。

　以上のように、差動増幅回路１１０を電流フィードバック計装増幅回路（ＣＦＩＡ）で構成し、電流増幅回路（ＯＴＡ）で構成されたリニアリティ補償回路１５０を用いて、出力電圧に対応した補償電流を差動増幅回路１１０の電流帰還ループにフィードバックする構成とすることによって、電圧フィードバック型の補償回路に比べて高い応答性を確保しつつ、出力信号の直線性を改善することができる。

　なお、実施の形態１における「増幅器１１１，１１２，１１３」は、本開示における「第１増幅器」、「第２増幅器」および「第３増幅器」にそれぞれ対応する。実施の形態１における「抵抗Ｒ１，Ｒ２」は、本開示における「分圧抵抗」に対応する。

　［実施の形態２］
　実施の形態２においては、リニアリティ補償回路にフィルタ回路が設けられる構成について説明する。

　図６は、実施の形態２に係るセンサ増幅回路１００Ａを用いたセンサシステム１０Ａの概略構成図である。センサ増幅回路１００Ａにおいては、実施の形態１におけるリニアリティ補償回路１５０が、リニアリティ補償回路１５０Ａに置き換わった構成となっている。センサ増幅回路１００Ａにおけるその他の構成は、センサ増幅回路１００と同様であり、重複する要素の説明は繰り返さない。

　図６を参照して、リニアリティ補償回路１５０Ａにおいては、電流増幅回路１６１～１６ｎにおける非反転入力端子に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７１～１７ｎがそれぞれ接続されている。すなわち、各比較回路１８１～１８ｎの出力電圧は、対応するローパスフィルタ１７１～１７ｎを経由して各電流増幅回路１６１～１６ｎに供給される。ローパスフィルタを配置することよって、各電流増幅回路１６１～１６ｎに入力される信号の変化が緩やかになるため、図７に示されるように、電流増幅回路１６０から出力される補償電流ＩＬについても、ローパスフィルタがない場合（破線ＬＮ４１）に比べて緩やかな変化となる（実線ＬＮ４０）。

　このような構成とすると、フィードバックループの応答性がやや低下するものの、補償電流の急激な変化が抑制されるため、各補償ポイントにおいて補償電流が追加された際の、出力電圧の変動を抑制することができ、直線性をさらに改善することができる。

　なお、図６においては、各電流増幅回路１６１～１６ｎの反転入力端子側にローパスフィルタが接続される構成であったが、それに代えて、各電流増幅回路１６１～１６ｎの出力端子側にローパスフィルタが設けられる構成であってもよい。あるいは、電流増幅回路１６１～１６ｎの出力端子側に共通のローパスフィルタが１つ設けられる構成であってもよい。

　［実施の形態３］
　実施の形態３においては、リニアリティ補償回路において、各電流増幅回路における参照電圧を削除し、それに代えて分圧回路が設けられる構成について説明する。

　図６は、実施の形態３に係るセンサ増幅回路１００Ｂを用いたセンサシステム１０Ｂの概略構成図である。センサ増幅回路１００Ｂにおいては、実施の形態１におけるリニアリティ補償回路１５０が、リニアリティ補償回路１５０Ｂに置き換わった構成となっている。センサ増幅回路１００Ｂにおけるその他の構成は、センサ増幅回路１００と同様であり、重複する要素の説明は繰り返さない。

　図８を参照して、リニアリティ補償回路１５０Ｂにおいては、電流増幅回路１６１～１６ｎにおける非反転入力端子と、比較回路１８１～１８ｎとの間に、分圧回路がそれぞれ接続されている。各分圧回路は、直列接続された２つの抵抗（抵抗Ｒ１１～Ｒ１ｎ、および、抵抗Ｒ２１～Ｒ２ｎ）により構成されている。抵抗Ｒ２１～Ｒ２ｎの各々の一方端は、対応する比較回路１８１～１８ｎの出力端子に接続されており、他方端は対応する抵抗Ｒ１１～Ｒ１ｎを介して接地電位に接続されている。抵抗Ｒ２１～Ｒ２ｎと抵抗Ｒ１１～Ｒ１ｎとの間の接続ノードは、対応する電流増幅回路１６１～１６ｎにおける非反転入力端子に接続されている。

　実施の形態１のリニアリティ補償回路１５０においては、各電流増幅回路１６１～１６ｎに対して個別の参照電圧ＶＬ１～ＶＬｎが設けられているが、電流増幅回路の数が多くなると、参照電圧の数も多くなるため、参照電圧を出力するための回路も増加する。これにより、センサ増幅回路を形成するためのＩＣ基板面積が大きくなり、センサ増幅回路を含む装置全体も大型化する可能性がある。一方で、参照電圧を削減して０Ｖに固定する場合、出力電流の選択の柔軟性が低下してしまい、出力電圧の直線性を十分に改善できない状態となる可能性がある。

　実施の形態３のリニアリティ補償回路１５０Ｂにおいては、各電流増幅回路１６１～１６ｎの反転入力端子に、抵抗で構成された分圧回路が形成されているため、各電流増幅回路１６１～１６ｎへの入力電圧を、少ない基板面積で個別に調整することが可能となる。これによって、センサ増幅回路の大型化を抑制しながら、出力電圧の直線性を改善することができる。

　なお、分圧回路の後段に、実施の形態２で説明したローパスフィルタをさらに配置してもよい。

　［態様］
　（第１項）一態様に係るセンサ増幅回路は、４つのセンサ素子がブリッジ接続されたセンサ回路の出力を増幅する。センサ増幅回路は、センサ回路からの一対の出力信号の差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧に基づいて、出力電圧の非線形歪みを補償するための補償信号を生成する補償回路とを備える。差動増幅回路は、電流フィードバック計装増幅回路（ＣＦＩＡ）で構成されている。補償回路は、出力電圧に応じた電流を出力するように構成された少なくとも１つの電流増幅回路（ＯＴＡ）を含み、少なくとも１つの電流増幅回路からの出力電流の合計を補償信号として出力する。補償回路からの補償信号は、電流フィードバック計装増幅回路における電流帰還ループへ入力される。

　（第２項）第１項に記載のセンサ増幅回路において、補償回路は、出力電圧に従って少なくとも１つの電流増幅回路による補償ポイントを設定するための比較回路をさらに含む。

　（第３項）第２項に記載のセンサ増幅回路において、補償回路は、比較回路の出力をフィルタリングして少なくとも１つの電流増幅回路へ供給するフィルタ回路をさらに含む。

　（第４項）第３項に記載のセンサ増幅回路において、フィルタ回路は、ローパスフィルタである。

　（第５項）第４項に記載のセンサ増幅回路において、路補償回路は、複数の電流増幅回路を含んでいる。フィルタ回路は、複数の電流増幅回路の各々に対して設けられる。

　（第６項）第２項から第４項のいずれか１項に記載のセンサ増幅回路において、補償回路は、比較回路の出力を分圧して少なくとも１つの電流増幅回路へ供給する分圧回路をさらに含む。

　（第７項）第６項に記載のセンサ増幅回路において、補償回路は、複数の電流増幅回路を含んでいる。比較回路は、複数の電流増幅回路の各々に対して設けられる。

　（第８項）第１項から第７項に記載のセンサ増幅回路において、補償回路は、第１電流増幅回路および第２電流増幅回路を含む。第１電流増幅回路は、出力電圧が第１しきい値に到達すると、第１補償電流を出力する。第２電流増幅回路は、出力電圧が第１しきい値よりも大きい第２しきい値に到達すると、第２補償電流を出力する。

　（第９項）第１項から第７項のいずれか１項に記載のセンサ増幅回路において、電流フィードバック計装増幅回路は、各々が電流増幅回路（ＯＴＡ）で構成された第１増幅器、第２増幅器および第３増幅器と、減算器と、分圧抵抗とを含む。第１増幅器、第２増幅器および第３増幅器の各々は、反転入力端子、非反転入力端子、および、出力端子を含む。センサ回路からの一対の出力信号は、第１信号および第２信号を含む。第１信号は、第１増幅器の反転入力端子に入力される。第２信号は、第１増幅器の非反転入力端子に入力される。第１増幅器の出力端子は、減算器を介して第２増幅器の反転入力端子に接続される。第２増幅器の非反転入力端子には、第１参照電圧が接続される。第２増幅器の出力端子は、分圧抵抗を介して第３増幅器の反転入力端子に接続される。第３増幅器の非反転入力端子には、第２参照電圧が接続される。第３増幅器の出力端子は、減算器に接続される。補償回路の出力は、減算器に接続される。

　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　５ａ，５ｂ　電源端子、５ｃ，５ｄ　信号出力端子、１０，１０Ａ，１０Ｂ　センサシステム、５０　センサ回路、５１，５２，５３，５４　センサ素子、１００，１００Ａ，１００Ｂ　センサ増幅回路、１１０　差動増幅回路、１１１，１１２，１１３　増幅器、１１５　減算器、１５０，１５０Ａ，１５０Ｂ　リニアリティ補償回路、１５１　バッファ、１６０～１６ｎ　電流増幅回路、１７１～１７ｎ　フィルタ回路、１８１～１８ｎ　比較回路、１９０　出力アンプ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１１～Ｒ１ｎ，Ｒ２１～Ｒ２ｎ　抵抗、Ｔ１，Ｔ２　入力端子、Ｔ３　出力端子、Ｖ１，Ｖ２，ＶＣ０～ＶＣｎ，ＶＬ０～ＶＬｎ　参照電圧。

Claims

　４つのセンサ素子がブリッジ接続されたセンサ回路の出力を増幅するためのセンサ増幅回路であって、
　前記センサ回路からの一対の出力信号の差電圧を増幅する差動増幅回路と、
　前記差動増幅回路の出力電圧に基づいて、前記出力電圧の非線形歪みを補償するための補償信号を生成する補償回路とを備え、
　前記差動増幅回路は、電流フィードバック計装増幅回路（Current　Feedback　Instrumentation　Amplifier：ＣＦＩＡ）で構成されており、
　前記補償回路は、前記出力電圧に応じた電流を出力するように構成された少なくとも１つの電流増幅回路（Operational　Transconductance　Amplifier：ＯＴＡ）を含み、前記少なくとも１つの電流増幅回路からの出力電流の合計を前記補償信号として出力し、
　前記補償回路からの前記補償信号は、前記電流フィードバック計装増幅回路における電流帰還ループへ入力される、センサ増幅回路。
　前記補償回路は、前記出力電圧に従って前記少なくとも１つの電流増幅回路による補償ポイントを設定するための比較回路をさらに含む、請求項１に記載のセンサ増幅回路。
　前記補償回路は、前記比較回路の出力をフィルタリングして前記少なくとも１つの電流増幅回路へ供給するフィルタ回路をさらに含む、請求項２に記載のセンサ増幅回路。
　前記フィルタ回路は、ローパスフィルタである、請求項３に記載のセンサ増幅回路。
　前記補償回路は、複数の電流増幅回路を含んでおり、
　前記フィルタ回路は、前記複数の電流増幅回路の各々に対して設けられる、請求項４に記載のセンサ増幅回路。
　前記補償回路は、前記比較回路の出力を分圧して前記少なくとも１つの電流増幅回路へ供給する分圧回路をさらに含む、請求項２～４のいずれか１項に記載のセンサ増幅回路。
　前記補償回路は、複数の電流増幅回路を含んでおり、
　前記分圧回路は、前記複数の電流増幅回路の各々に対して設けられる、請求項６に記載のセンサ増幅回路。
　前記補償回路は、第１電流増幅回路および第２電流増幅回路を含み、
　前記第１電流増幅回路は、前記出力電圧が第１しきい値に到達すると、第１補償電流を出力し、
　前記第２電流増幅回路は、前記出力電圧が前記第１しきい値よりも大きい第２しきい値に到達すると、第２補償電流を出力する、請求項１～７のいずれか１項に記載のセンサ増幅回路。
　前記電流フィードバック計装増幅回路は、
　　各々が電流増幅回路（ＯＴＡ）で構成された第１増幅器、第２増幅器および第３増幅器と、
　　減算器と、
　　分圧抵抗とを含み、
　前記第１増幅器、前記第２増幅器および前記第３増幅器の各々は、反転入力端子、非反転入力端子、および、出力端子を含み、
　前記センサ回路からの一対の出力信号は、第１信号および第２信号を含み、
　前記第１信号は、前記第１増幅器の反転入力端子に入力され、
　前記第２信号は、前記第１増幅器の非反転入力端子に入力され、
　前記第１増幅器の出力端子は、前記減算器を介して前記第２増幅器の反転入力端子に接続され、
　前記第２増幅器の非反転入力端子には、第１参照電圧が接続され、
　前記第２増幅器の出力端子は、前記分圧抵抗を介して前記第３増幅器の反転入力端子に接続され、
　前記第３増幅器の非反転入力端子には、第２参照電圧が接続され、
　前記第３増幅器の出力端子は、前記減算器に接続され、
　前記補償回路の出力は、前記減算器に接続される、請求項１～７のいずれか１項に記載のセンサ増幅回路。