WO2023233636A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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WO2023233636A1
WO2023233636A1 PCT/JP2022/022548 JP2022022548W WO2023233636A1 WO 2023233636 A1 WO2023233636 A1 WO 2023233636A1 JP 2022022548 W JP2022022548 W JP 2022022548W WO 2023233636 A1 WO2023233636 A1 WO 2023233636A1
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WO
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voltage
filter
power conversion
conversion device
control unit
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PCT/JP2022/022548
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English (en)
French (fr)
Inventor
裕一 清水
和徳 畠山
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device that convert AC power into desired power.
  • a power conversion device that converts commercial AC power into DC voltage once through a rectifier circuit and a smoothing circuit and obtains the desired AC power using an inverter, it is equipped with an inductance element of about several hundred ⁇ H between the rectifier circuit and the smoothing circuit, A structure including a film capacitor of several tens of ⁇ F to several hundred ⁇ F as a capacitor of the smoothing circuit has been proposed.
  • harmonic components of commercial AC power, harmonic components of an output voltage of an inverter, etc. approach the resonant frequency of an LC filter made of an inductance element and a capacitor, the DC voltage pulsates due to resonance.
  • an overvoltage is applied to the inverter, which may cause the power converter to stop or malfunction.
  • Patent Document 1 discloses a technique for controlling an inverter so that the input/output voltage transfer characteristic of the inverter becomes an attenuation characteristic due to a phase lead element and a second-order lag element connected in series. has been done.
  • a method of adding a suppression value to a current control system there is a method of suppressing damping of an LC filter by controlling the active current of an AC load and varying the DC current.
  • a method of adding a suppression value to the voltage control rate there is a method of suppressing damping of the LC filter by varying the DC power by varying the voltage control rate.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and aims to provide a power conversion device that can reduce DC voltage pulsations caused by filter resonance without reducing efficiency.
  • a power conversion device includes a rectifier circuit that rectifies a first AC voltage into a DC voltage, and a rectifier circuit that rectifies the DC voltage rectified by the rectifier circuit. It has an inverter section that converts it into an alternating current voltage and outputs it, an inductance element connected between one output terminal of the rectifier circuit and one input terminal of the inverter section, and a capacitor connected between the input terminals of the inverter section.
  • a filter a voltage detection unit that detects a DC voltage that is the voltage across a capacitor, a DC voltage pulsation reduction unit that changes at least one of the resonance frequency of the filter and the Q value that is a Quality Factor of the filter, and an inverter unit. and a control section that controls the DC voltage pulsation reduction section.
  • the control unit determines whether the DC voltage detected by the voltage detection unit is pulsating due to resonance of the filter, controls the DC voltage pulsation reduction unit based on the determination result, and adjusts the resonance frequency and Q value of the filter. change at least one of them.
  • the power converter device has the effect of reducing DC voltage pulsations caused by filter resonance without reducing efficiency.
  • a diagram showing a configuration example of a power conversion device according to Embodiment 1. A diagram illustrating an example of a hardware configuration that implements a control unit included in the power conversion device according to Embodiment 1.
  • a diagram showing a configuration example of a power conversion device according to Embodiment 2 A diagram showing a configuration example of a power conversion device according to Embodiment 3
  • a second diagram showing a configuration example of a power conversion device according to Embodiment 4 Third diagram illustrating a configuration example of a power conversion device according to Embodiment 4 A first flowchart showing a process in which the control unit of the power conversion device according to Embodiment 5 controls the DC voltage pulsation reduction unit
  • a diagram showing a Bode diagram of an RLC series circuit of a power conversion device according to Embodiment 5 A diagram showing an example of a waveform in a state where pulsations occur in the DC voltage due to resonance of the LC filter in the power conversion device according to Embodiment 5.
  • a diagram showing a configuration example of a power conversion device according to Embodiment 6 Flowchart showing a process in which the control unit of the power conversion device according to Embodiment 6 controls the DC voltage pulsation reduction unit
  • a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle application device according to Embodiment 7 A diagram showing an example of the effect obtained by the power conversion device installed in the refrigeration cycle application equipment according to Embodiment 7.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • Power conversion device 1 is connected to AC power supply 10 and motor 13.
  • Power conversion device 1 converts a first AC voltage supplied from AC power supply 10 into a second AC voltage having a desired amplitude and phase, and supplies the second AC voltage to motor 13 .
  • the power conversion device 1 includes a rectifier circuit 11, inductance elements 21-1 and 21-2, a switching element 31-2, a capacitor 22-1, a voltage detection section 30, an inverter section 12, and a control section 50. , is provided.
  • the power conversion device 1 and the motor 13 constitute a motor drive device 2. The same applies to subsequent embodiments.
  • the rectifier circuit 11 is a diode bridge that includes six diodes 111 and rectifies the first AC voltage supplied from the AC power supply 10.
  • Inductance elements 21-1 and 21-2 are connected in parallel between one output terminal of rectifier circuit 11 and one input terminal of inverter section 12. In the following description, the inductance elements 21-1 and 21-2 may be referred to as the inductance element 21 if not distinguished.
  • Switching element 31-2 is connected in series with inductance element 21-2. The switching element 31-2 becomes conductive or non-conductive in response to a switching element drive signal from the control section 50. In the following description, the switching element 31-2 may be simply referred to as the switching element 31.
  • the capacitor 22-1 is connected between the input terminals of the inverter section 12, that is, between one input terminal and the other input terminal of the inverter section 12.
  • the inductance elements 21-1, 21-2 and the capacitor 22-1 constitute an LC filter.
  • the LC filter may be simply referred to as a filter. The same applies to subsequent embodiments.
  • the voltage detection unit 30 detects the voltage across the capacitor 22-1 constituting the LC filter, that is, the DC voltage Vdc rectified by the rectifier circuit 11.
  • the inverter unit 12 includes six switching elements 121 and six freewheeling diodes 122 connected in parallel to each switching element 121, and converts the DC voltage Vdc rectified by the rectifier circuit 11 into a second AC voltage. Output. In the example of FIG. 1, the inverter section 12 outputs the second AC voltage to the motor 13, which is a load.
  • the control section 50 controls the operation of the switching element 31-2 and the inverter section 12. The control section 50 generates and outputs a switching element drive signal to the switching element 31-2, and generates and outputs an inverter drive signal to the inverter section 12.
  • the inverter unit 12 is constructed by connecting three series-connected switching elements 121 in parallel using a DC voltage Vdc, which is the voltage across the capacitor 22-1 of the LC filter, as a power source. configured.
  • the inverter unit 12 generates three-phase voltages Vu, Vv, and Vw by driving the switching element 121 corresponding to the inverter drive signal in accordance with the inverter drive signal acquired from the control unit 50, and generates three-phase voltages Vu, Vv, and Vw. Apply voltage to each of the V-phase and W-phase windings.
  • the first AC voltage supplied from the AC power supply 10 is shown as three-phase AC in FIG. 1, it may be single-phase AC.
  • the switching element 121 constituting the inverter section 12 for example, a power transistor, a power MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), an IGBT (Insulated Gate Bipolar A semiconductor switching element such as a transistor may be used.
  • the inverter section 12 may have a configuration in which a free wheel diode 122 is connected in parallel with the switching element 121, that is, a semiconductor switching element, as shown in FIG. 1, in order to suppress surge voltage caused by switching of the switching element 121.
  • the freewheeling diode 122 may be a parasitic diode of a semiconductor switching element, but in the case of a MOSFET, it is also possible to realize the same function by turning it on at the timing of freewheeling.
  • the material constituting the semiconductor switching element is not only silicon (Si), but also wide bandgap semiconductors such as silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga2O3), and diamond. Low loss and high speed switching can be achieved.
  • the power conversion device 1 includes two inductance elements 21 in parallel in the example of FIG. 1, but it is assumed that it includes m inductance elements 21 in parallel. That is, the LC filter includes m inductance elements 21 in parallel. Note that m is a natural number of 2 or more. Further, although the power converter 1 includes one switching element 31 in the example of FIG. 1, it also includes m-1 switching elements 31 connected in series to each of the m-1 inductance elements 21. shall be taken as a thing. In this embodiment, m-1 switching elements 31 constitute a DC voltage pulsation reducing section 60. That is, the DC voltage pulsation reduction unit 60 includes m-1 switching elements 31 connected in series to each of the m-1 inductance elements 21.
  • the DC voltage pulsation reduction unit 60 changes at least one of the resonance frequency f of the LC filter and the Q value, which is a quality factor of the LC filter.
  • the DC voltage pulsation reducing section 60 changes the resonant frequency f of the LC filter.
  • the power conversion device 1 switches the number of connected inductance elements 21 by making the switching element 31 conductive or non-conductive, and changes the resonance frequency f of the LC filter expressed by equation (1).
  • L is the combined inductance in the LC filter
  • C is the combined capacitance in the LC filter.
  • ⁇ (LC) indicates the square root of LC. The same applies to the handling of ⁇ ( ) in the formulas explained below. Thereby, the power conversion device 1 can operate the inverter unit 12 while avoiding the resonance frequency f of the LC filter, and can suppress pulsations in the DC voltage Vdc.
  • the control unit 50 gradually changes the duty ratio of the switching element 31-2 using PWM (Pulse Width Modulation) control when controlling the switching element 31-2.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the power conversion device 1 can prevent excessive voltage from being generated in the inductance elements 21-1 and 21-2, and can prevent excessive charging current from flowing to the capacitor 22-1.
  • the control unit 50 can make some of the m-1 switching elements 31 conductive and the remaining switching elements 31 non-conductive. Conditions for the control unit 50 to start controlling the switching element 31-2 will be explained in Embodiment 5, which will be described later.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a hardware configuration that implements the control unit 50 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the control unit 50 is realized by a processor 91 and a memory 92.
  • the processor 91 is a CPU (Central Processing Unit, also referred to as a central processing unit, a processing unit, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a processor, a DSP (Digital Signal Processor)), or a system LSI (Large Scale Intel). gration).
  • the memory 92 includes RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), and EEP. Non-volatile or volatile memory such as ROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory) An example is semiconductor memory.
  • the memory 92 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versatile Disc).
  • the control unit 50 determines whether the DC voltage Vdc detected by the voltage detection unit 30 is pulsating due to resonance of the LC filter. Then, based on the determination result, the DC voltage pulsation reducing section 60 is controlled to change at least one of the resonance frequency f and the Q value of the LC filter. Specifically, the control unit 50 controls conduction or non-conduction of m-1 switching elements 31 based on the determination result, and switches the number of connected inductance elements 21 in the LC filter, thereby increasing the number of inductance elements 21 connected in the LC filter. Change the resonance frequency f. Thereby, by changing the resonance frequency f of the LC filter, the power conversion device 1 can reduce the pulsation of the DC voltage Vdc caused by the resonance of the LC filter without reducing the efficiency.
  • the power conversion device 1 includes a plurality of inductance elements 21, and changes the resonant frequency f of the LC filter by switching the number of connected inductance elements 21.
  • the power converter 1 includes a plurality of capacitors 22 and changes the resonant frequency f of the LC filter by switching the number of capacitors 22 connected.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of the power conversion device 1 according to the second embodiment.
  • the power conversion device 1 includes a rectifier circuit 11, an inductance element 21-1, capacitors 22-1 and 22-2, a switching element 32-2, a voltage detection section 30, an inverter section 12, and a control section 50. , is provided.
  • the capacitors 22-1 and 22-2 may be referred to as capacitors 22 if they are not distinguished from each other.
  • Switching element 32-2 is connected in series with capacitor 22-2. The switching element 32-2 becomes conductive or non-conductive in response to a switching element drive signal from the control section 50.
  • the switching element 32-2 may be simply referred to as the switching element 32.
  • an LC filter is configured by the inductance element 21-1 and the capacitors 22-1 and 22-2.
  • the control section 50 controls the operation of the switching element 32-2 and the inverter section 12.
  • the control section 50 generates and outputs a switching element drive signal to the switching element 32-2, and generates and outputs an inverter drive signal to the inverter section 12.
  • the power conversion device 1 includes two capacitors 22 in parallel in the example of FIG. 3, but it is assumed that it includes n capacitors 22 in parallel. That is, the LC filter includes n capacitors 22 in parallel.
  • n is a natural number of 2 or more.
  • n it may be the same number as m of Embodiment 1, and may be a different number.
  • the power conversion device 1 includes one switching element 32 in the example of FIG. shall be.
  • the n-1 switching elements 32 constitute a DC voltage pulsation reducing section 60. That is, the DC voltage pulsation reduction unit 60 includes n-1 switching elements 32 connected in series to each of the n-1 capacitors 22.
  • the DC voltage pulsation reduction unit 60 changes at least one of the resonance frequency f of the LC filter and the Q value, which is a quality factor of the LC filter.
  • the DC voltage pulsation reducing section 60 changes the resonant frequency f of the LC filter.
  • the power conversion device 1 switches the number of connected capacitors 22 by making the switching element 32 conductive or non-conductive, and changes the resonance frequency f of the LC filter expressed by the above-mentioned formula (1). Thereby, the power conversion device 1 can operate the inverter unit 12 while avoiding the resonance frequency f of the LC filter, and can suppress pulsations in the DC voltage Vdc.
  • the control unit 50 gradually changes the duty ratio of the switching element 32-2 using PWM control when controlling the switching element 32-2. Thereby, the power conversion device 1 can prevent an excessive voltage from being generated in the inductance element 21-1 and prevent an excessive charging current from flowing to the capacitors 22-1 and 22-2. Further, the control unit 50 can make some of the n-1 switching elements 32 conductive and the remaining switching elements 32 non-conductive. Conditions for the control unit 50 to start controlling the switching element 32-2 will be explained in Embodiment 5, which will be described later.
  • the control unit 50 determines whether the DC voltage Vdc detected by the voltage detection unit 30 is pulsating due to resonance of the LC filter. Then, based on the determination result, the DC voltage pulsation reducing section 60 is controlled to change at least one of the resonance frequency f and the Q value of the LC filter. Specifically, the control unit 50 controls conduction or non-conduction of the n-1 switching elements 32 based on the determination result, and switches the number of connected capacitors 22 in the LC filter, thereby reducing the resonance of the LC filter. Change the frequency f. Thereby, the power conversion device 1 can reduce pulsations in the DC voltage Vdc caused by resonance of the LC filter without reducing efficiency. Note that the second embodiment can be used in combination with the first embodiment.
  • Embodiment 3 In Embodiment 1 and Embodiment 2, the case where the resonance frequency f of the LC filter included in the power conversion device 1 is changed has been described. In Embodiment 3, a case will be described in which the Q value of the LC filter included in the power conversion device 1 is lowered.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of the power conversion device 1 according to the third embodiment.
  • the power conversion device 1 includes a rectifier circuit 11, an inductance element 21-1, a capacitor 22-1, a bump resistance 23, a switching element 33, a voltage detection section 30, an inverter section 12, and a control section 50. , is provided.
  • the anti-rush resistor 23 is a resistor provided to prevent excessive charging current from flowing to the capacitor 22-1.
  • the switching element 33 is connected in parallel to the anti-rush resistance 23 .
  • the switching element 33 becomes conductive or non-conductive in response to a switching element drive signal from the control section 50.
  • the resistance value of the thrust protection resistor 23 is larger than the resistance value of the resistance component of the switching element 33 when the switching element 33 is made conductive.
  • an LC filter is configured by the inductance element 21-1 and the capacitor 22-1.
  • the control section 50 controls the operation of the switching element 33 and the inverter section 12.
  • the control section 50 generates and outputs a switching element drive signal to the switching element 33, and generates and outputs an inverter drive signal to the inverter section 12.
  • the power conversion device 1 includes one inductance element 21 and one capacitor 22 as an LC filter.
  • one switching element 33 constitutes a DC voltage pulsation reducing section 60. That is, the DC voltage pulsation reducing unit 60 includes one switching element 33 connected in parallel to one thrust protection resistor 23 .
  • the DC voltage pulsation reduction unit 60 changes at least one of the resonance frequency f of the LC filter and the Q value, which is a quality factor of the LC filter. In this embodiment, a case in which the DC voltage pulsation reducing section 60 changes the Q value of the LC filter will be specifically described.
  • the combined impedance of the RLC series circuit composed of the resistance components of the LC filter, the anti-rush resistor 23, and the switching element 33 is higher than when the switching element 33 is in a conductive state. It is larger in the non-conducting state. Therefore, the power converter 1 can operate with low loss by making the switching element 33 conductive, and by making the switching element 33 non-conductive, the impedance of the RLC series circuit is increased. It is possible to reduce the Q value expressed by equation (2) and suppress the pulsation of the DC voltage Vdc.
  • R, L, and C are the combined resistance, combined inductance, and combined capacitance, respectively, in the RLC series circuit including the LC filter and the anti-rush resistance 23.
  • the control unit 50 gradually changes the duty ratio of the switching element 33 using PWM control when controlling the switching element 33. Thereby, the power conversion device 1 can prevent an excessive voltage from being generated in the inductance element 21-1 and prevent an excessive charging current from flowing to the capacitor 22-1. Conditions for the control unit 50 to start controlling the switching element 33 will be explained in Embodiment 5, which will be described later.
  • the control unit 50 determines whether the DC voltage Vdc detected by the voltage detection unit 30 is pulsating due to resonance of the LC filter. Then, based on the determination result, the DC voltage pulsation reducing section 60 is controlled to change at least one of the resonance frequency f and the Q value of the LC filter. Specifically, the control unit 50 controls conduction or non-conduction of the switching element 33 based on the determination result, and switches the resistance value of the combined resistance of the RLC series circuit including the LC filter and the anti-rush resistance 23. Reduce the Q value of the LC filter. Thereby, the power conversion device 1 can reduce pulsations in the DC voltage Vdc caused by resonance of the LC filter without reducing efficiency. Note that Embodiment 3 can be used in combination with either or both of Embodiment 1 and Embodiment 2.
  • Embodiment 4 a case will be described in which a relay is added to each power conversion device 1 described in Embodiment 1 to Embodiment 3.
  • FIG. 5 is a first diagram showing a configuration example of the power conversion device 1 according to the fourth embodiment.
  • the power converter 1 shown in FIG. 5 has a relay 41-2 added to the power converter 1 of the first embodiment shown in FIG. Relay 41-2 is connected in parallel to switching element 31-2.
  • Relay 41-2 is turned on or off by a relay drive signal from control section 50.
  • Relay 41-2 is included in DC voltage pulsation reduction section 60. That is, the DC voltage pulsation reducing section 60 includes a switching element 31-2 and a relay 41-2.
  • the control unit 50 generates and outputs a switching element drive signal to the switching element 31-2, generates and outputs a relay drive signal to the relay 41-2, and outputs an inverter drive signal to the inverter unit 12. Generate and output.
  • FIG. 6 is a second diagram showing a configuration example of the power conversion device 1 according to the fourth embodiment.
  • the power converter 1 shown in FIG. 6 is obtained by adding a relay 42-2 to the power converter 1 of the second embodiment shown in FIG.
  • Relay 42-2 is connected in parallel to switching element 32-2.
  • Relay 42-2 is turned on or off by a relay drive signal from control unit 50.
  • Relay 42-2 is included in DC voltage pulsation reduction section 60. That is, the DC voltage pulsation reducing section 60 includes a switching element 32-2 and a relay 42-2.
  • the control unit 50 generates and outputs a switching element drive signal to the switching element 32-2, generates and outputs a relay drive signal to the relay 42-2, and outputs an inverter drive signal to the inverter unit 12. Generate and output.
  • FIG. 7 is a third diagram showing a configuration example of the power conversion device 1 according to the fourth embodiment.
  • the power converter 1 shown in FIG. 7 has a relay 43 added to the power converter 1 of the third embodiment shown in FIG. Relay 43 is connected in parallel to switching element 33.
  • the relay 43 is turned on or off by a relay drive signal from the control unit 50.
  • Relay 43 is included in DC voltage pulsation reduction section 60 . That is, the DC voltage pulsation reduction unit 60 includes a switching element 33 and a relay 43.
  • the control unit 50 generates and outputs a switching element drive signal to the switching element 33, generates and outputs a relay drive signal to the relay 43, and generates an inverter drive signal to the inverter unit 12. Output.
  • the control unit 50 of the power converter 1 instead of setting the duty ratio, which is the conduction period of the switching element for a prescribed period, to 100%, the control unit 50 of the power converter 1 makes the relay conductive and the switching element non-conductive. shall be. That is, the control unit 50 performs control to make the switching element non-conductive and to make the relay conductive, instead of controlling the period in which the switching element is made conductive to exceed a specified period. Thereby, the power conversion device 1 can reduce conduction loss of the switching element and realize highly efficient power conversion.
  • Embodiment 5 conditions under which the control unit 50 of the power conversion device 1 determines that the DC voltage Vdc is pulsating due to resonance of the LC filter and start controlling the switching elements will be described.
  • FIG. 8 is a first flowchart showing a process in which the control unit 50 of the power conversion device 1 according to the fifth embodiment controls the DC voltage pulsation reduction unit 60.
  • the control unit 50 acquires the DC voltage Vdc from the voltage detection unit 30 (step S101).
  • Step S102 Yes
  • the control unit 50 switches the connection state of the inductance element 21, the capacitor 22, or the anti-rush resistance 23 (Step S103).
  • the control unit 50 when all the switching elements 31 are non-conductive, the control unit 50 makes some switching elements 31 conductive to increase the number of inductance elements 21 connected to the LC filter. In the first embodiment, when all the switching elements 31 are made conductive, the control unit 50 makes some of the switching elements 31 non-conductive to reduce the number of inductance elements 21 connected to the LC filter.
  • the control unit 50 when all the switching elements 32 are made non-conductive, the control unit 50 makes some switching elements 32 conductive to increase the number of capacitors 22 connected to the LC filter. In the second embodiment, when all the switching elements 32 are made conductive, the control unit 50 makes some of the switching elements 32 non-conductive to reduce the number of capacitors 22 connected to the LC filter.
  • the control unit 50 when the switching element 33 is non-conductive, the control unit 50 makes the switching element 33 conductive to reduce the combined resistance of the RLC series circuit. In the third embodiment, when the switching element 33 is conductive, the control unit 50 makes the switching element 33 non-conductive to increase the combined resistance of the RLC series circuit.
  • control unit 50 may switch the connection states of the inductance element 21, the capacitor 22, and the anti-rush resistance 23 several times in parallel. That is, when the LC filter of the power conversion device 1 includes a plurality of inductance elements 21, a plurality of capacitors 22, and a thrust protection resistor 23, the control unit 50 controls conduction and non-conduction of the switching elements 31, 32, and 33. It is possible to do so.
  • Step S104 the control unit 50 checks whether the motor 13 is stopped.
  • the control unit 50 can determine whether the motor 13 is stopped based on the control state of the inverter unit 12, that is, the output state of the inverter drive signal to the inverter unit 12.
  • step S104: Yes the control unit 50 returns the connection state of the inductance element 21, capacitor 22, or anti-rush resistance 23 to the connection state before switching (step S105). Specifically, the control unit 50 performs an operation opposite to that in step S103.
  • control unit 50 decreases the number of inductance elements 21 when it was increasing the number of inductance elements 21 connected in step S103, and increases it when it decreased the number of inductance elements 21 connected in step S103.
  • the control unit 50 also performs similar control on the capacitor 22 and the anti-rush resistor 23. If the motor 13 is not stopped (step S104: No), the control unit 50 ends the process.
  • FIG. 9 shows a Bode diagram of the circuit
  • FIG. 10 shows an example of a waveform when pulsation occurs in the DC voltage Vdc due to resonance of the LC filter.
  • FIG. 9 is a diagram showing a Bode diagram of the RLC series circuit of the power conversion device 1 according to the fifth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of a waveform in a state where pulsations occur in the DC voltage Vdc due to resonance of the LC filter in the power conversion device 1 according to the fifth embodiment.
  • the horizontal axis shows time and the vertical axis shows voltage.
  • the larger diagram in FIG. 10 is an enlarged view of the time axis of the upper left diagram.
  • the resonant frequency f of the LC filter is approximately 1600 Hz.
  • the pulsation frequency of the DC voltage Vdc can be detected by measuring the time required until the detected value of the DC voltage Vdc exceeds the prescribed threshold twice. Since the pulsation of the DC voltage Vdc is caused by the resonance of the LC filter, the pulsation frequency of the DC voltage Vdc and the resonance frequency f of the LC filter approximately match. In the example of FIG. 10, the time required for the DC voltage Vdc to exceed the threshold value of 350V twice is approximately 0.0006 seconds, so the period is approximately 1600 Hz, which approximately coincides with the resonant frequency f of the LC filter.
  • control unit 50 measures the time from the timing when the DC voltage Vdc exceeds a specified threshold value until the next specified threshold value is exceeded, and calculates the pulsation frequency of the DC voltage Vdc obtained by the reciprocal of the measured time. If it substantially matches the resonant frequency f of the LC filter, it is determined that the DC voltage Vdc is resonating.
  • the control unit 50 may determine whether the pulsating frequency of the DC voltage Vdc is within the range from the maximum value to the minimum value of the resonance frequency f of the LC filter, taking into account the range of variation. Further, the control unit 50 may use the points at which the gain becomes 0 dB or less from the Bode diagram shown in FIG. 9 for the maximum and minimum values of the resonant frequency f of the LC filter.
  • the control unit 50 controls the DC voltage Vdc. may be determined to be resonating. In this way, when the pulsating frequency of the DC voltage Vdc detected by the voltage detection unit 30 and the resonant frequency f of the LC filter match within the specified error range, the control unit 50 controls the DC voltage Vdc to It can be determined that it is pulsating due to the resonance.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of a state in which the DC voltage Vdc pulsates and the peak-to-peak voltage increases in the power conversion device 1 according to the fifth embodiment.
  • the horizontal axis shows time and the vertical axis shows voltage. The larger diagram in FIG.
  • the control unit 50 obtains a peak-to-peak value every half cycle of the pulsation of the DC voltage Vdc, and determines that the DC voltage Vdc is resonating when the peak-to-peak value is equal to or greater than a prescribed threshold value. In this way, the control unit 50 controls the DC voltage Vdc when the peak-to-peak value of the DC voltage Vdc that occurs every half cycle of the pulsation of the DC voltage Vdc detected by the voltage detection unit 30 exceeds a prescribed threshold value. can be determined to be pulsating due to resonance of the LC filter.
  • the peak-to-peak value can also be obtained by detecting the local maximum value after detecting the local minimum value, but until the local maximum value is detected, the DC voltage Vdc is as shown in Fig. 11. If such an overvoltage protection threshold is exceeded, the equipment in the power converter 1 will stop. Therefore, after detecting the local minimum value and before detecting the local maximum value, the control unit 50 sets the DC voltage Vdc to the overvoltage protection threshold or a prescribed threshold value obtained by multiplying the overvoltage protection threshold by a margin of 1 or less. If it exceeds the value, it is determined that the DC voltage Vdc is resonating.
  • the control unit 50 controls the DC voltage Vdc to match the resonance of the LC filter. It can be determined that the pulse is pulsating.
  • the control unit 50 determines that the DC voltage Vdc is pulsating due to the resonance of the LC filter, the control unit 50 changes the resonance frequency f of the LC filter by the method described in the first embodiment and the second embodiment, or changes the resonance frequency f of the LC filter by the method described in the first embodiment and the second embodiment.
  • the Q value of the LC filter By changing the Q value of the LC filter using the method described in the third embodiment, it is possible to reduce the pulsation of the DC voltage Vdc and prevent the device from being stopped due to overvoltage protection.
  • the control unit 50 performs control as shown in FIG. 12, and when the inverter unit 12 performs an overmodulation operation, controls the switching elements by the methods described in Embodiments 1 to 3.
  • FIG. 12 is a second flowchart showing a process in which the control unit 50 of the power conversion device 1 according to the fifth embodiment controls the DC voltage pulsation reduction unit 60.
  • the control unit 50 acquires the DC voltage Vdc from the voltage detection unit 30 (step S201).
  • Step S202: Yes the control unit 50 switches the connection state of the inductance element 21, the capacitor 22, or the anti-rush resistance 23 (Step S203).
  • step S202: No the control unit 50 returns the connection state of the inductance element 21, capacitor 22, or anti-rush resistor 23 to the connection state before switching (step S204).
  • the processing in step S203 and step S204 is similar to the processing in step S103 and step S105 shown in the flowchart of FIG.
  • control unit 50 can determine that the DC voltage Vdc is pulsating due to the resonance of the LC filter when the inverter unit 12 is performing an overmodulation operation.
  • control unit 50 calculates the output frequency of the inverter unit 12, as shown in FIG. 13, the frequency six times the output frequency of the inverter unit 12 and the resonance frequency f of the LC filter substantially match That is, if they match within a specified range, it may be determined that the DC voltage Vdc resonates.
  • FIG. 13 is a third flowchart showing a process in which the control unit 50 of the power conversion device 1 according to the fifth embodiment controls the DC voltage pulsation reduction unit 60.
  • the control unit 50 acquires the DC voltage Vdc from the voltage detection unit 30 (step S301). If the frequency six times the output frequency of the inverter unit 12 and the resonant frequency f of the LC filter match within the specified error range (step S302: Yes), the control unit 50 controls the inductance element 21 or the capacitor. 22 or the connection state of the anti-rush resistance 23 is switched (step S303).
  • step S302 If the frequency six times the output frequency of the inverter unit 12 and the resonant frequency f of the LC filter do not match within the specified error range (step S302: No), the control unit 50 controls the inductance element 21 or the capacitor. 22 or the impact resistance 23 is returned to the connection state before switching (step S304).
  • the processing in step S303 and step S304 is similar to the processing in step S103 and step S105 shown in the flowchart of FIG.
  • the control unit 50 checks whether the frequency obtained by multiplying the output frequency of the inverter unit 12 by six is within the range from the maximum value to the minimum value of the resonance frequency f of the LC filter, taking into account the range of variation in actual use. All you have to do is judge.
  • the control unit 50 controls It can be determined that the DC voltage Vdc is pulsating due to resonance of the LC filter.
  • the control unit 50 can change the resonance frequency f or Q value of the LC filter in advance before the DC voltage Vdc pulsates, and can stably operate the power converter 1.
  • the output voltage modulation rate Kh is a value that is often used to determine the inverter drive signal for the inverter section 12, and is generally a value calculated in the control section 50 that drives the inverter section 12. 50 processing steps can be suppressed.
  • Embodiment 6 In Embodiments 1 to 6, the case where the power conversion device 1 includes at least one switching element as the DC voltage pulsation reducing section 60 has been described. In Embodiment 6, a case will be described in which power converter 1 does not include a switching element as DC voltage pulsation reducing section 60.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration example of the power converter 1 according to the sixth embodiment.
  • the power conversion device 1 includes a rectifier circuit 11, an inductance element 21-1, capacitors 22-1 and 22-2, a thrust resistance 23, a relay 42-2, a relay 43, a voltage detection section 30, It includes an inverter section 12 and a control section 50.
  • Relay 42-2 is connected in series with capacitor 22-2.
  • the relay 43 is connected in parallel with the anti-rush resistance 23.
  • Relays 42-2 and 43 are turned on or off by a relay drive signal from control section 50.
  • an LC filter is configured by the inductance element 21-1 and the capacitors 22-1 and 22-2.
  • Control section 50 controls the operations of relays 42-2 and 43 and inverter section 12.
  • the control section 50 generates and outputs relay drive signals to the relays 42-2 and 43, and generates and outputs an inverter drive signal to the inverter section 12.
  • the power conversion device 1 includes two capacitors 22 in parallel in the example of FIG. 14, but it is assumed that it includes n capacitors 22 in parallel. That is, the LC filter includes n capacitors 22 in parallel.
  • n is a natural number of 2 or more. Regarding n, it may be the same number as in the second embodiment, or it may be a different number.
  • the power conversion device 1 includes one relay 42 in the example of FIG. 14, it is assumed that the power converter 1 includes n-1 relays 42 connected in series to each of the n-1 capacitors 22. .
  • n-1 relays 42 and relays 43 constitute a DC voltage pulsation reducing section 60.
  • the DC voltage pulsation reducing unit 60 includes n-1 relays 42 connected in series to each of the n-1 capacitors 22, and a relay 43 connected in parallel to the anti-rush resistor 23.
  • the DC voltage pulsation reduction unit 60 changes at least one of the resonance frequency f of the LC filter and the Q value, which is a quality factor of the LC filter.
  • the relay 42 may be referred to as a capacitor relay
  • the relay 43 may be referred to as an anti-shock resistance relay.
  • FIG. 15 is a flowchart showing a process in which the control unit 50 of the power conversion device 1 according to the sixth embodiment controls the DC voltage pulsation reduction unit 60.
  • the control unit 50 brings the relay 43, which is an anti-rush relay, into a conductive state (step S401).
  • the control unit 50 acquires the DC voltage Vdc from the voltage detection unit 30 (step S402).
  • the control unit 50 brings the relay 43, which is a relay for anti-rush resistance, into a non-conductive state (Step S404).
  • the control unit 50 makes the relay 42, which is a capacitor relay, conductive (step S405).
  • the control unit 50 brings the relay 43, which is an anti-crash resistance relay, into a conductive state (step S406).
  • step S407 the control unit 50 checks whether the motor 13 is stopped.
  • the control unit 50 can determine whether the motor 13 is stopped based on the control state of the inverter unit 12, that is, the output state of the inverter drive signal to the inverter unit 12. If the motor 13 is stopped (step S407: Yes), the control unit 50 returns the connection state of the capacitor 22 to the connection state before switching (step S408). Specifically, the control unit 50 performs an operation opposite to that in step S405. If the motor 13 is not stopped (step S407: No), the control unit 50 ends the process.
  • the control unit 50 changes the resonance frequency f of the LC filter while preventing excessive current from flowing to the capacitor 22 by switching the relay 42 and the relay 43 between conduction and non-conduction according to the flowchart shown in FIG. Therefore, steady conduction loss can be lowered than when using a switching element made of a semiconductor.
  • control unit 50 determines whether or not the inverter unit 12 is performing overmodulation operation, as shown in the flowcharts shown in FIGS. 12 and 13. The determination may be made based on whether or not the frequency six times the output frequency and the resonant frequency f of the LC filter match within a specified error range.
  • the control unit 50 sets the relay 43, which is the anti-rush resistance relay, into a non-conducting state, and then activates the capacitor relays according to the pulsating state of the DC voltage Vdc.
  • a certain relay 42-2 is brought into conduction, and then relay 43, which is an anti-rush relay, is brought into conduction.
  • Embodiment 7 a case will be described in which the power conversion device 1 described in Embodiments 1 to 6 is installed in a refrigeration cycle application device.
  • FIG. 16 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle application device 80 according to the seventh embodiment.
  • the refrigeration cycle application device 80 has a configuration in which a compressor 71 , a four-way valve 72 , an internal heat exchanger 73 , an expansion mechanism 74 , and a heat exchanger 75 are sequentially connected via a refrigerant pipe 76 .
  • a compression mechanism 77 that compresses refrigerant
  • a motor 13 that is a compressor motor that operates this compression mechanism 77 are provided. Further, the motor 13 is connected as a load to the inverter section 12 of the power conversion device 1. That is, the refrigeration cycle application device 80 includes any of the power conversion devices 1 described in Embodiments 1 to 6.
  • the switching element 31 connected in series to the inductance element 21 is brought into a conductive state, so that the inductance element 21 Increase the number of parallel connections.
  • the inductance value obtained by combining the inductance elements 21 becomes smaller than when there is only one inductance element 21, and resonance is avoided by increasing the resonant frequency f of the LC filter, and the DC voltage Vdc It is possible to suppress the pulsation of the power converter 1, and it becomes possible to stably operate the power converter 1 or devices such as the motor 13, which is a load connected to the power converter 1.
  • the power converter 1 can use all the output voltage of the inverter section 12 as drive energy for the motor 13, which is a compressor motor, so that the output of the compressor 71 can be increased. It is possible to improve the performance of the equipment.
  • FIG. 17 is a diagram showing an example of the effect obtained by the power conversion device 1 installed in the refrigeration cycle application equipment 80 according to the seventh embodiment.
  • the horizontal axis shows time
  • the vertical axis shows voltage.
  • the upper part of FIG. 17 (a) shows the case where the number of parallel connections of the inductance elements 21 is changed.
  • the upper part of FIG. 17 shows that in the power converter 1 of the first embodiment shown in FIG. 1, the inductance of the inductance elements 21-1 and 21-2 is 0.1 mH, and the electrostatic These are the analysis results when the capacitance is 100 ⁇ F.
  • the resonant frequency f of the LC filter is approximately 1600 Hz from the above equation (1).
  • the DC voltage Vdc pulsates due to resonance.
  • the upper part of FIG. 17 shows the "before switching" state before 1.0 seconds. In the example shown in the upper part of FIG.
  • the control unit 50 of the power conversion device 1 brings the switching element 31-2 into the conductive state at 1.0 seconds.
  • the inductance elements 21-1 and 21-2 are connected in parallel and the combined inductance is reduced, so that the resonance frequency f changes and the pulsation of the DC voltage Vdc can be reduced.
  • FIG. 17 (b) shows the case where the number of parallel connections of the capacitors 22 is changed, and shows the effect obtained with the power converter 1 of the second embodiment shown in FIG. 3.
  • the control unit 50 switches the conduction state of the switching element 32-2 at the time of 1.0 seconds to bring the switching element 32-2 into the conduction state.
  • the lower part of FIG. 17 (c) shows the case where the anti-rush resistors 23 are connected in series, and shows the effect obtained by the power conversion device 1 of the third embodiment shown in FIG. 4.
  • the control unit 50 switches the conduction state of the switching element 33 at the time of 1.0 seconds, and makes the switching element 33 a non-conduction state. In either case, the power conversion device 1 can reduce pulsations in the DC voltage Vdc, as in the case in the upper part of FIG. 17 .
  • the power conversion device 1 reduces the pulsation of the DC voltage Vdc due to the resonance of the LC filter by changing the resonance frequency f or Q value of the LC filter. Therefore, the power converter 1 can be operated stably and with high efficiency.
  • 1 Power conversion device 2 Motor drive device, 10 AC power supply, 11 Rectifier circuit, 12 Inverter section, 13 Motor, 21-1, 21-2 Inductance element, 22-1, 22-2 Capacitor, 23 Brush resistance, 30 Voltage detection section, 31-2, 32-2, 33, 121 switching element, 41-2, 42-2, 43 relay, 50 control section, 60 DC voltage pulsation reduction section, 71 compressor, 72 four-way valve, 73 inside Heat exchanger, 74 Expansion mechanism, 75 Heat exchanger, 76 Refrigerant piping, 77 Compression mechanism, 80 Refrigeration cycle application equipment, 111 Diode, 122 Reflux diode.

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Abstract

電力変換装置（１）は、第１の交流電圧を直流電圧に整流する整流回路（１１）と、直流電圧を第２の交流電圧に変換するインバータ部（１２）と、整流回路（１１）の一方の出力端とインバータ部（１２）の一方の入力端との間に接続されたインダクタンス素子（２１－１，２１－２）およびインバータ部（１２）の入力端間に接続されたコンデンサ（２２－１）を有するフィルタと、直流電圧を検出する電圧検出部（３０）と、フィルタの共振周波数およびＱ値のうち少なくとも１つを変化させる直流電圧脈動低減部（６０）と、インバータ部（１２）および直流電圧脈動低減部（６０）を制御する制御部（５０）と、を備え、制御部（５０）は、直流電圧がフィルタの共振によって脈動しているか否かによって直流電圧脈動低減部（６０）を制御し、フィルタの共振周波数およびＱ値のうち少なくとも１つを変化させる。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
　本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器に関する。
　整流回路および平滑回路を介して商用交流電力を一度直流電圧に変換し、インバータによって所望の交流電力を得る電力変換装置として、整流回路および平滑回路の間に数百μＨ程度のインダクタンス素子を備え、平滑回路のコンデンサとして数十μＦから数百μＦのフィルムコンデンサを備える構成が提案されている。このような電力変換装置は、商用交流電力の高調波成分、インバータの出力電圧の高調波成分などが、インダクタンス素子およびコンデンサから成るＬＣフィルタの共振周波数に近づくと、共振によって直流電圧が脈動する。電力変換装置は、直流電圧の脈動が大きい場合にはインバータに対して過電圧となり、電力変換装置の停止、故障などを招くおそれがある。
　このような問題に対して、特許文献１には、インバータの入出力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素および二次遅れ要素による減衰特性になるようにインバータを制御する技術が開示されている。具体的には、電流制御系に抑制値を加える方式として、交流負荷の有効電流分を制御し、直流電流を変動させることによって、ＬＣフィルタに対するダンピング抑制を行う方式がある。また、電圧制御率に抑制値を加える方式として、電圧制御率を変動させることによって、直流電力を変動させて、ＬＣフィルタに対するダンピング抑制を行う方式がある。このような方式によって、直流電圧の脈動を抑制しつつ、入力電流の歪を抑制することができる。
特許第４０６７０２１号公報
　しかしながら、上記従来の技術によれば、直流電圧の脈動を抑制するために、制御によってインバータの直流電流または直流電力を変動させる場合、インバータが出力可能な最大電力の一部を直流電圧の脈動抑制に使用する。そのため、インバータが出力可能な最大電力全てを負荷、例えばモータに供給することができず、モータの最大出力が低下する、という問題があった。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、効率を低下させることなく、フィルタの共振によって発生する直流電圧の脈動を低減できる電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係る電力変換装置は、第１の交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、整流回路で整流された直流電圧を第２の交流電圧に変換して出力するインバータ部と、整流回路の一方の出力端とインバータ部の一方の入力端との間に接続されたインダクタンス素子およびインバータ部の入力端間に接続されたコンデンサを有するフィルタと、コンデンサの両端電圧である直流電圧を検出する電圧検出部と、フィルタの共振周波数、およびフィルタのＱｕａｌｉｔｙ　ＦａｃｔｏｒであるＱ値のうち少なくとも１つを変化させる直流電圧脈動低減部と、インバータ部および直流電圧脈動低減部を制御する制御部と、を備える。制御部は、電圧検出部で検出される直流電圧がフィルタの共振によって脈動しているか否かを判定し、判定結果に基づいて直流電圧脈動低減部を制御し、フィルタの共振周波数およびＱ値のうち少なくとも１つを変化させる。
　本開示に係る電力変換装置は、効率を低下させることなく、フィルタの共振によって発生する直流電圧の脈動を低減できる、という効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態３に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態４に係る電力変換装置の構成例を示す第１の図 実施の形態４に係る電力変換装置の構成例を示す第２の図 実施の形態４に係る電力変換装置の構成例を示す第３の図 実施の形態５に係る電力変換装置の制御部が直流電圧脈動低減部を制御する処理を示す第１のフローチャート 実施の形態５に係る電力変換装置のＲＬＣ直列回路のボード線図を示す図 実施の形態５に係る電力変換装置においてＬＣフィルタの共振によって直流電圧に脈動が発生している状態の波形の一例を示す図 実施の形態５に係る電力変換装置において直流電圧が脈動し、電圧のピークトゥピークが増大した状態の例を示す図 実施の形態５に係る電力変換装置の制御部が直流電圧脈動低減部を制御する処理を示す第２のフローチャート 実施の形態５に係る電力変換装置の制御部が直流電圧脈動低減部を制御する処理を示す第３のフローチャート 実施の形態６に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態６に係る電力変換装置の制御部が直流電圧脈動低減部を制御する処理を示すフローチャート 実施の形態７に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図 実施の形態７に係る冷凍サイクル適用機器に搭載される電力変換装置によって得られる効果の例を示す図
　以下に、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、交流電源１０およびモータ１３に接続される。電力変換装置１は、交流電源１０から供給される第１の交流電圧を所望の振幅および位相を有する第２の交流電圧に変換し、モータ１３に供給する。電力変換装置１は、整流回路１１と、インダクタンス素子２１－１，２１－２と、スイッチング素子３１－２と、コンデンサ２２－１と、電圧検出部３０と、インバータ部１２と、制御部５０と、を備える。なお、電力変換装置１およびモータ１３によってモータ駆動装置２を構成している。以降の実施の形態についても同様とする。
　整流回路１１は、６つのダイオード１１１を備え、交流電源１０から供給される第１の交流電圧を整流するダイオードブリッジである。インダクタンス素子２１－１，２１－２は、整流回路１１の一方の出力端とインバータ部１２の一方の入力端との間に並列に接続される。以降の説明において、インダクタンス素子２１－１，２１－２を区別しない場合はインダクタンス素子２１と称することがある。スイッチング素子３１－２は、インダクタンス素子２１－２と直列に接続される。スイッチング素子３１－２は、制御部５０からのスイッチング素子駆動信号によって導通または非導通の状態になる。以降の説明において、スイッチング素子３１－２を単にスイッチング素子３１と称することがある。コンデンサ２２－１は、インバータ部１２の入力端間、すなわちインバータ部１２の一方の入力端と他方の入力端との間に接続される。なお、インダクタンス素子２１－１，２１－２およびコンデンサ２２－１によってＬＣフィルタを構成している。以降の説明において、ＬＣフィルタのことを単にフィルタと称することがある。以降の実施の形態についても同様とする。
　電圧検出部３０は、ＬＣフィルタを構成するコンデンサ２２－１の両端電圧、すなわち整流回路１１によって整流された直流電圧Ｖｄｃを検出する。インバータ部１２は、６つのスイッチング素子１２１、および各スイッチング素子１２１に並列に接続された６つの還流ダイオード１２２を備え、整流回路１１によって整流された直流電圧Ｖｄｃを第２の交流電圧に変換して出力する。インバータ部１２は、図１の例では、負荷であるモータ１３に第２の交流電圧を出力する。制御部５０は、スイッチング素子３１－２およびインバータ部１２の動作を制御する。制御部５０は、スイッチング素子３１－２に対してスイッチング素子駆動信号を生成して出力し、インバータ部１２に対してインバータ駆動信号を生成して出力する。
　図１に示すように、インバータ部１２は、ＬＣフィルタのコンデンサ２２－１の両端電圧である直流電圧Ｖｄｃを電源として、６つのスイッチング素子１２１の直列接続部が並列に３個接続されることで構成される。インバータ部１２は、制御部５０から取得したインバータ駆動信号に従って、インバータ駆動信号に対応したスイッチング素子１２１を駆動することで、三相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生させ、モータ１３のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の巻線それぞれに電圧を印加する。
　なお、交流電源１０から供給される第１の交流電圧は、図１においては三相交流として記載しているが、単相交流でもよい。また、インバータ部１２を構成するスイッチング素子１２１としては、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子を用いればよい。また、インバータ部１２は、スイッチング素子１２１のスイッチングによるサージ電圧を抑制する目的で、図１に示すように、スイッチング素子１２１、すなわち半導体スイッチング素子と並列に還流ダイオード１２２を接続した構成としてもよい。
　なお、還流ダイオード１２２については、半導体スイッチング素子の寄生ダイオードであってもよいが、ＭＯＳＦＥＴの場合、還流のタイミングでＯＮ状態とすることにより同様の機能を実現することも可能である。
　また、半導体スイッチング素子を構成する材料は、ケイ素（Ｓｉ）だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）、ダイヤモンドなどを用いることで、低損失化、高速スイッチング化を実現できる。
　本実施の形態において、電力変換装置１は、図１の例では２つのインダクタンス素子２１を並列に備えているが、ｍ個のインダクタンス素子２１を並列に備えるものとする。すなわち、ＬＣフィルタは、並列にｍ個のインダクタンス素子２１を備える。なお、ｍは２以上の自然数である。また、電力変換装置１は、図１の例では１つのスイッチング素子３１を備えているが、ｍ－１個のインダクタンス素子２１の各々に直列に接続されたｍ－１個のスイッチング素子３１を備えるものとする。本実施の形態において、ｍ－１個のスイッチング素子３１は、直流電圧脈動低減部６０を構成している。すなわち、直流電圧脈動低減部６０は、ｍ－１個のインダクタンス素子２１の各々に直列に接続されたｍ－１個のスイッチング素子３１を備える。直流電圧脈動低減部６０は、ＬＣフィルタの共振周波数ｆ、およびＬＣフィルタのＱｕａｌｉｔｙ　ＦａｃｔｏｒであるＱ値のうち少なくとも１つを変化させる。本実施の形態では、具体的に、直流電圧脈動低減部６０がＬＣフィルタの共振周波数ｆを変化させる場合について説明する。
　電力変換装置１は、制御部５０の制御によって、スイッチング素子３１の導通または非導通によってインダクタンス素子２１の接続数を切り替え、式（１）で表されるＬＣフィルタの共振周波数ｆを変化させる。
　ｆ＝１／（２π√（ＬＣ））　…（１）
　式（１）において、ＬはＬＣフィルタにおける合成インダクタンスであり、ＣはＬＣフィルタにおける合成静電容量である。また、式（１）において、√（ＬＣ）はＬＣの平方根を示す。以降で説明する式の中の√（　）の扱いについても同様とする。これにより、電力変換装置１は、ＬＣフィルタの共振周波数ｆを回避した状態でインバータ部１２を運転し、直流電圧Ｖｄｃの脈動を抑制することができる。
　なお、電力変換装置１において、制御部５０は、スイッチング素子３１－２を制御するうえで、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を用いてスイッチング素子３１－２のデューティ比を徐々に変化させる。これにより、電力変換装置１は、インダクタンス素子２１－１，２１－２に過大な電圧が発生することを防止し、コンデンサ２２－１への過大な充電電流が流れることを防止することができる。また、制御部５０は、ｍ－１個のスイッチング素子３１のうち、いくつかのスイッチング素子３１を導通状態とし、残りのスイッチング素子３１を非導通状態にすることが可能である。制御部５０がスイッチング素子３１－２の制御を開始する条件については、後述する実施の形態５において説明する。
　つづいて、電力変換装置１が備える制御部５０のハードウェア構成について説明する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部５０を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部５０は、プロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。
　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ９２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）でもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部５０は、電圧検出部３０で検出される直流電圧ＶｄｃがＬＣフィルタの共振によって脈動しているか否かを判定し、判定結果に基づいて直流電圧脈動低減部６０を制御し、ＬＣフィルタの共振周波数ｆおよびＱ値のうち少なくとも１つを変化させる。具体的には、制御部５０は、判定結果に基づいてｍ－１個のスイッチング素子３１の導通または非導通を制御し、ＬＣフィルタでのインダクタンス素子２１の接続数を切り替えることで、ＬＣフィルタの共振周波数ｆを変化させる。これにより、電力変換装置１は、ＬＣフィルタの共振周波数ｆを変化させることで、効率を低下させることなく、ＬＣフィルタの共振によって発生する直流電圧Ｖｄｃの脈動を低減することができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、電力変換装置１は、インダクタンス素子２１を複数備え、インダクタンス素子２１の接続数を切り替えることで、ＬＣフィルタの共振周波数ｆを変化させていた。実施の形態２では、電力変換装置１は、コンデンサ２２を複数備え、コンデンサ２２の接続数を切り替えることで、ＬＣフィルタの共振周波数ｆを変化させる場合について説明する。
　図３は、実施の形態２に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、整流回路１１と、インダクタンス素子２１－１と、コンデンサ２２－１，２２－２と、スイッチング素子３２－２と、電圧検出部３０と、インバータ部１２と、制御部５０と、を備える。以降の説明において、コンデンサ２２－１，２２－２を区別しない場合はコンデンサ２２と称することがある。スイッチング素子３２－２は、コンデンサ２２－２と直列に接続される。スイッチング素子３２－２は、制御部５０からのスイッチング素子駆動信号によって導通または非導通の状態になる。以降の説明において、スイッチング素子３２－２を単にスイッチング素子３２と称することがある。なお、インダクタンス素子２１－１およびコンデンサ２２－１，２２－２によってＬＣフィルタを構成している。制御部５０は、スイッチング素子３２－２およびインバータ部１２の動作を制御する。制御部５０は、スイッチング素子３２－２に対してスイッチング素子駆動信号を生成して出力し、インバータ部１２に対してインバータ駆動信号を生成して出力する。
　本実施の形態において、電力変換装置１は、図３の例では２つのコンデンサ２２を並列に備えているが、ｎ個のコンデンサ２２を並列に備えるものとする。すなわち、ＬＣフィルタは、並列にｎ個のコンデンサ２２を備える。なお、ｎは２以上の自然数である。ｎについては、実施の形態１のｍと同じ数であってもよいし、異なる数であってもよい。また、電力変換装置１は、図３の例では１つのスイッチング素子３２を備えているが、ｎ－１個のコンデンサ２２の各々に直列に接続されたｎ－１個のスイッチング素子３２を備えるものとする。本実施の形態において、ｎ－１個のスイッチング素子３２は、直流電圧脈動低減部６０を構成している。すなわち、直流電圧脈動低減部６０は、ｎ－１個のコンデンサ２２の各々に直列に接続されたｎ－１個のスイッチング素子３２を備える。直流電圧脈動低減部６０は、ＬＣフィルタの共振周波数ｆ、およびＬＣフィルタのＱｕａｌｉｔｙ　ＦａｃｔｏｒであるＱ値のうち少なくとも１つを変化させる。本実施の形態では、具体的に、直流電圧脈動低減部６０がＬＣフィルタの共振周波数ｆを変化させる場合について説明する。
　電力変換装置１は、制御部５０の制御によって、スイッチング素子３２の導通または非導通によってコンデンサ２２の接続数を切り替え、前述の式（１）で表されるＬＣフィルタの共振周波数ｆを変化させる。これにより、電力変換装置１は、ＬＣフィルタの共振周波数ｆを回避した状態でインバータ部１２を運転し、直流電圧Ｖｄｃの脈動を抑制することができる。
　なお、電力変換装置１において、制御部５０は、スイッチング素子３２－２を制御するうえで、ＰＷＭ制御を用いてスイッチング素子３２－２のデューティ比を徐々に変化させる。これにより、電力変換装置１は、インダクタンス素子２１－１に過大な電圧が発生することを防止し、コンデンサ２２－１，２２－２への過大な充電電流が流れることを防止することができる。また、制御部５０は、ｎ－１個のスイッチング素子３２のうち、いくつかのスイッチング素子３２を導通状態とし、残りのスイッチング素子３２を非導通状態にすることが可能である。制御部５０がスイッチング素子３２－２の制御を開始する条件については、後述する実施の形態５において説明する。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部５０は、電圧検出部３０で検出される直流電圧ＶｄｃがＬＣフィルタの共振によって脈動しているか否かを判定し、判定結果に基づいて直流電圧脈動低減部６０を制御し、ＬＣフィルタの共振周波数ｆおよびＱ値のうち少なくとも１つを変化させる。具体的には、制御部５０は、判定結果に基づいてｎ－１個のスイッチング素子３２の導通または非導通を制御し、ＬＣフィルタでのコンデンサ２２の接続数を切り替えることで、ＬＣフィルタの共振周波数ｆを変化させる。これにより、電力変換装置１は、効率を低下させることなく、ＬＣフィルタの共振によって発生する直流電圧Ｖｄｃの脈動を低減することができる。なお、実施の形態２については、実施の形態１と併用することが可能である。
実施の形態３．
　実施の形態１および実施の形態２では、電力変換装置１が備えるＬＣフィルタの共振周波数ｆを変化させる場合について説明した。実施の形態３では、電力変換装置１が備えるＬＣフィルタのＱ値を低下させる場合について説明する。
　図４は、実施の形態３に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、整流回路１１と、インダクタンス素子２１－１と、コンデンサ２２－１と、突防抵抗２３と、スイッチング素子３３と、電圧検出部３０と、インバータ部１２と、制御部５０と、を備える。突防抵抗２３は、コンデンサ２２－１へ過大な充電電流が流れることを防止するために備え付けられた抵抗である。スイッチング素子３３は、突防抵抗２３に並列に接続される。スイッチング素子３３は、制御部５０からのスイッチング素子駆動信号によって導通または非導通の状態になる。ここでは、スイッチング素子３３を導通させた場合のスイッチング素子３３の抵抗成分の抵抗値よりも、突防抵抗２３の抵抗値の方が大きいものとする。なお、インダクタンス素子２１－１およびコンデンサ２２－１によってＬＣフィルタを構成している。制御部５０は、スイッチング素子３３およびインバータ部１２の動作を制御する。制御部５０は、スイッチング素子３３に対してスイッチング素子駆動信号を生成して出力し、インバータ部１２に対してインバータ駆動信号を生成して出力する。
　本実施の形態において、電力変換装置１は、ＬＣフィルタとして、１個のインダクタンス素子２１および１個のコンデンサ２２を備える。本実施の形態において、１個のスイッチング素子３３は、直流電圧脈動低減部６０を構成している。すなわち、直流電圧脈動低減部６０は、１個の突防抵抗２３に並列に接続された１個のスイッチング素子３３を備える。直流電圧脈動低減部６０は、ＬＣフィルタの共振周波数ｆ、およびＬＣフィルタのＱｕａｌｉｔｙ　ＦａｃｔｏｒであるＱ値のうち少なくとも１つを変化させる。本実施の形態では、具体的に、直流電圧脈動低減部６０がＬＣフィルタのＱ値を変化させる場合について説明する。
　また、本実施の形態において、ＬＣフィルタ、突防抵抗２３、およびスイッチング素子３３の抵抗成分で構成されるＲＬＣ直列回路の合成インピーダンスは、スイッチング素子３３を導通させた状態よりも、スイッチング素子３３が非導通の状態の方が大きくなる。そのため、電力変換装置１は、スイッチング素子３３を導通状態とすることで低損失での運転が行うことができ、スイッチング素子３３を非導通状態とすることでＲＬＣ直列回路のインピーダンスを大きくして、式（２）で表されるＱ値を低下させ、直流電圧Ｖｄｃの脈動を抑制することができる。
　Ｑ＝（１／Ｒ）×√（Ｌ／Ｃ）　…（２）
　式（２）において、Ｒ、Ｌ、およびＣは、それぞれ、ＬＣフィルタおよび突防抵抗２３によるＲＬＣ直列回路における、合成抵抗、合成インダクタンス、および合成静電容量である。
　なお、電力変換装置１において、制御部５０は、スイッチング素子３３を制御するうえで、ＰＷＭ制御を用いてスイッチング素子３３のデューティ比を徐々に変化させる。これにより、電力変換装置１は、インダクタンス素子２１－１に過大な電圧が発生することを防止し、コンデンサ２２－１への過大な充電電流が流れることを防止することができる。制御部５０がスイッチング素子３３の制御を開始する条件については、後述する実施の形態５において説明する。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部５０は、電圧検出部３０で検出される直流電圧ＶｄｃがＬＣフィルタの共振によって脈動しているか否かを判定し、判定結果に基づいて直流電圧脈動低減部６０を制御し、ＬＣフィルタの共振周波数ｆおよびＱ値のうち少なくとも１つを変化させる。具体的には、制御部５０は、判定結果に基づいてスイッチング素子３３の導通または非導通を制御し、ＬＣフィルタおよび突防抵抗２３を有するＲＬＣ直列回路の合成抵抗の抵抗値を切り替えることで、ＬＣフィルタのＱ値を低減させる。これにより、電力変換装置１は、効率を低下させることなく、ＬＣフィルタの共振によって発生する直流電圧Ｖｄｃの脈動を低減することができる。なお、実施の形態３については、実施の形態１および実施の形態２のいずれかまたは両方と併用することが可能である。
実施の形態４．
　実施の形態４では、実施の形態１から実施の形態３で説明した各電力変換装置１に対して、リレーを追加する場合について説明する。
　図５は、実施の形態４に係る電力変換装置１の構成例を示す第１の図である。図５に示す電力変換装置１は、図１に示す実施の形態１の電力変換装置１に対して、リレー４１－２を追加したものである。リレー４１－２は、スイッチング素子３１－２に並列に接続される。リレー４１－２は、制御部５０からのリレー駆動信号によってオンまたはオフの状態になる。リレー４１－２は、直流電圧脈動低減部６０に含まれる。すなわち、直流電圧脈動低減部６０は、スイッチング素子３１－２、およびリレー４１－２を備える。制御部５０は、スイッチング素子３１－２に対してスイッチング素子駆動信号を生成して出力し、リレー４１－２に対してリレー駆動信号を生成して出力し、インバータ部１２に対してインバータ駆動信号を生成して出力する。
　図６は、実施の形態４に係る電力変換装置１の構成例を示す第２の図である。図６に示す電力変換装置１は、図３に示す実施の形態２の電力変換装置１に対して、リレー４２－２を追加したものである。リレー４２－２は、スイッチング素子３２－２に並列に接続される。リレー４２－２は、制御部５０からのリレー駆動信号によってオンまたはオフの状態になる。リレー４２－２は、直流電圧脈動低減部６０に含まれる。すなわち、直流電圧脈動低減部６０は、スイッチング素子３２－２、およびリレー４２－２を備える。制御部５０は、スイッチング素子３２－２に対してスイッチング素子駆動信号を生成して出力し、リレー４２－２に対してリレー駆動信号を生成して出力し、インバータ部１２に対してインバータ駆動信号を生成して出力する。
　図７は、実施の形態４に係る電力変換装置１の構成例を示す第３の図である。図７に示す電力変換装置１は、図４に示す実施の形態３の電力変換装置１に対して、リレー４３を追加したものである。リレー４３は、スイッチング素子３３に並列に接続される。リレー４３は、制御部５０からのリレー駆動信号によってオンまたはオフの状態になる。リレー４３は、直流電圧脈動低減部６０に含まれる。すなわち、直流電圧脈動低減部６０は、スイッチング素子３３、およびリレー４３を備える。制御部５０は、スイッチング素子３３に対してスイッチング素子駆動信号を生成して出力し、リレー４３に対してリレー駆動信号を生成して出力し、インバータ部１２に対してインバータ駆動信号を生成して出力する。
　実施の形態４において、電力変換装置１の制御部５０は、規定された周期に対するスイッチング素子の導通期間であるデューティ比を１００％にする代わりに、リレーを導通状態とし、スイッチング素子は非導通状態とする。すなわち、制御部５０は、スイッチング素子を導通状態にする期間が規定された期間を超える制御の代わりに、スイッチング素子を非導通とし、リレーを導通状態にする制御を行う。これにより、電力変換装置１は、スイッチング素子の導通損失を低減でき、高効率な電力変換を実現することができる。
実施の形態５．
　実施の形態５では、電力変換装置１の制御部５０が、直流電圧ＶｄｃがＬＣフィルタの共振によって脈動していると判定し、スイッチング素子の制御を開始する条件について説明する。
　図８は、実施の形態５に係る電力変換装置１の制御部５０が直流電圧脈動低減部６０を制御する処理を示す第１のフローチャートである。制御部５０は、電圧検出部３０から直流電圧Ｖｄｃを取得する（ステップＳ１０１）。制御部５０は、直流電圧Ｖｄｃが脈動している場合（ステップＳ１０２：Ｙｅｓ）、インダクタンス素子２１またはコンデンサ２２または突防抵抗２３の接続状態を切り替える（ステップＳ１０３）。
　例えば、制御部５０は、実施の形態１において、全てのスイッチング素子３１を非導通にしていたときはいくつかのスイッチング素子３１を導通にしてＬＣフィルタに接続するインダクタンス素子２１を増やす。制御部５０は、実施の形態１において、全てのスイッチング素子３１を導通にしていた場合はいくつかのスイッチング素子３１を非導通にしてＬＣフィルタに接続するインダクタンス素子２１を減らす。または、制御部５０は、実施の形態２において、全てのスイッチング素子３２を非導通にしていたときはいくつかのスイッチング素子３２を導通にしてＬＣフィルタに接続するコンデンサ２２を増やす。制御部５０は、実施の形態２において、全てのスイッチング素子３２を導通にしていたときはいくつかのスイッチング素子３２を非導通にしてＬＣフィルタに接続するコンデンサ２２を減らす。または、制御部５０は、実施の形態３において、スイッチング素子３３を非導通にしていたときはスイッチング素子３３を導通にしてＲＬＣ直列回路の合成抵抗を小さくする。制御部５０は、実施の形態３において、スイッチング素子３３を導通にしていたときはスイッチング素子３３を非導通にしてＲＬＣ直列回路の合成抵抗を大きくする。
　なお、制御部５０は、インダクタンス素子２１、コンデンサ２２、および突防抵抗２３に対する接続状態の切り替えをいくつか並行して行ってもよい。すなわち、制御部５０は、電力変換装置１のＬＣフィルタが複数のインダクタンス素子２１、複数のコンデンサ２２、および突防抵抗２３を備える場合において、スイッチング素子３１，３２，３３の導通および非導通を制御することが可能である。
　制御部５０は、直流電圧Ｖｄｃが脈動していない場合（ステップＳ１０２：Ｎｏ）、モータ１３が停止しているか否かを確認する（ステップＳ１０４）。制御部５０は、インバータ部１２に対する制御状態、すなわちインバータ部１２へのインバータ駆動信号の出力状態から、モータ１３が停止しているか否かを判断することができる。制御部５０は、モータ１３が停止している場合（ステップＳ１０４：Ｙｅｓ）、インダクタンス素子２１またはコンデンサ２２または突防抵抗２３の接続状態を切り替え前の接続状態に戻す（ステップＳ１０５）。制御部５０は、具体的には、ステップＳ１０３のときと反対の動作を行う。例えば、制御部５０は、ステップＳ１０３で接続するインダクタンス素子２１を増やしていたときは減らし、ステップＳ１０３で接続するインダクタンス素子２１を減らしていたときは増やす。制御部５０は、コンデンサ２２および突防抵抗２３についても同様の制御を行う。制御部５０は、モータ１３が停止していない場合（ステップＳ１０４：Ｎｏ）、処理を終了する。
　以下では、具体的に、図４に示す実施の形態３の電力変換装置１を例にして説明する。図４に示す電力変換装置１において、インダクタンス素子２１－１のインピーダンスを０．１ｍＨとし、コンデンサ２２－１の容量を１００μＦとし、突防抵抗２３の抵抗値を０．２２Ωとした場合のＲＬＣ直列回路のボード線図を図９に示し、ＬＣフィルタの共振によって直流電圧Ｖｄｃに脈動が発生している状態の波形の一例を図１０に示す。図９は、実施の形態５に係る電力変換装置１のＲＬＣ直列回路のボード線図を示す図である。図９において、横軸は周波数を示し、縦軸はゲインを示す。図１０は、実施の形態５に係る電力変換装置１においてＬＣフィルタの共振によって直流電圧Ｖｄｃに脈動が発生している状態の波形の一例を示す図である。図１０において、横軸は時間を示し、縦軸は電圧を示す。図１０において大きく示される図は、左上の図の時間軸を拡大したものである。
　図９に示すように、ＬＣフィルタの共振周波数ｆは約１６００Ｈｚである。ここで、図１０に示すように、直流電圧Ｖｄｃの検出値が規定された閾値を２回超えるまでに要した時間を計測すれば、直流電圧Ｖｄｃの脈動周波数を検出することができる。直流電圧Ｖｄｃの脈動はＬＣフィルタの共振によって生じるため、直流電圧Ｖｄｃの脈動周波数およびＬＣフィルタの共振周波数ｆはおおよそ一致する。図１０の例では、直流電圧Ｖｄｃが３５０Ｖの閾値を２回超えるまでに要する時間は約０．０００６秒であることから周期は約１６００Ｈｚとなり、ＬＣフィルタの共振周波数ｆと略一致する。従って、制御部５０は、直流電圧Ｖｄｃが規定された閾値を超えたタイミングから次に規定された閾値を超えるまでの時間を計測し、計測した時間の逆数で求めた直流電圧Ｖｄｃの脈動周波数がＬＣフィルタの共振周波数ｆと略一致した場合、直流電圧Ｖｄｃが共振していると判定する。
　なお、略一致としているのは、ＬＣフィルタを構成するインダクタンス素子２１の特性、コンデンサ２２の特性、回路の特性などのばらつきによって、ＬＣフィルタの共振周波数ｆがばらつくためである。制御部５０は、実使用上はばらつきの範囲を加味して、直流電圧Ｖｄｃの脈動周波数が、ＬＣフィルタの共振周波数ｆの最大値から最小値の範囲内にあるかを判定すればよい。また、制御部５０は、ＬＣフィルタの共振周波数ｆの最大値および最小値について、図９に示すボード線図からゲインが０ｄＢ以下となる点を用いてもよい。また、制御部５０は、判定の精度を向上させるため、直流電圧Ｖｄｃの脈動周波数およびＬＣフィルタの共振周波数ｆの略一致が規定された期間内に規定された回数以上発生した場合、直流電圧Ｖｄｃが共振していると判定してもよい。このように、制御部５０は、電圧検出部３０で検出される直流電圧Ｖｄｃの脈動周波数とＬＣフィルタの共振周波数ｆとが規定された誤差の範囲内で一致した場合、直流電圧ＶｄｃがＬＣフィルタの共振によって脈動していると判定することができる。
　また、ＬＣフィルタの共振が発生した場合、直流電圧Ｖｄｃは、脈動するとともに電圧のピークトゥピークが増大する。そのため、制御部５０は、図１１に示すように、直流電圧Ｖｄｃの局所的最大値を検出した後に局所的最小値を検出することによってピークトゥピーク値を求め、ピークトゥピーク値が規定された閾値以上であった場合、直流電圧Ｖｄｃが共振していると判定してもよい。図１１は、実施の形態５に係る電力変換装置１において直流電圧Ｖｄｃが脈動し、電圧のピークトゥピークが増大した状態の例を示す図である。図１１において、横軸は時間を示し、縦軸は電圧を示す。図１１において大きく示される図は、左上の図の時間軸を拡大したものである。制御部５０は、例えば、直流電圧Ｖｄｃの脈動の半周期ごとにピークトゥピーク値を求め、規定された閾値以上であった場合、直流電圧Ｖｄｃが共振していると判定する。このように、制御部５０は、電圧検出部３０で検出される直流電圧Ｖｄｃの脈動の半周期ごとに発生する直流電圧Ｖｄｃのピークトゥピーク値が規定された閾値を超えた場合、直流電圧ＶｄｃがＬＣフィルタの共振によって脈動していると判定することができる。
　また、局所的最小値を検出した後に局所的最大値を検出することによってもピークトゥピーク値を求めることができるが、局所的最大値を検出するまでの間に直流電圧Ｖｄｃが図１１に示すような過電圧保護閾値を超えると、電力変換装置１において、機器の停止が生じてしまう。そこで、制御部５０は、局所的最小値を検出した後、局所的最大値を検出する前に直流電圧Ｖｄｃが過電圧保護閾値、または過電圧保護閾値に１以下のマージンを乗じた規定された閾値を上回った場合、直流電圧Ｖｄｃが共振していると判定する。このように、制御部５０は、電圧検出部３０で検出される直流電圧Ｖｄｃが過電圧保護閾値または過電圧保護閾値に１以下のマージンを乗じた閾値を超えた場合、直流電圧ＶｄｃがＬＣフィルタの共振によって脈動していると判定することができる。
　制御部５０は、直流電圧ＶｄｃがＬＣフィルタの共振によって脈動していると判定した場合、実施の形態１および実施の形態２で説明した方法によってＬＣフィルタの共振周波数ｆを変更する、または実施の形態３で説明した方法によってＬＣフィルタのＱ値を変更することで、直流電圧Ｖｄｃの脈動を低減し、機器の過電圧保護による停止を防止することができる。
　また、電力変換装置１においては、インバータ部１２が過変調動作を行うと、インバータ部１２の出力電力に出力周波数の６倍の高調波成分が生じることが知られている。インバータ部１２の出力電力の出力周波数の６倍の高調波成分の周波数とＬＣフィルタの共振周波数ｆとが近接すると共振が発生し、直流電圧Ｖｄｃが脈動する場合がある。そのため、制御部５０は、図１２に示すような制御を行い、インバータ部１２が過変調動作を行う場合、実施の形態１から実施の形態３で説明した方法によってスイッチング素子を制御する。
　図１２は、実施の形態５に係る電力変換装置１の制御部５０が直流電圧脈動低減部６０を制御する処理を示す第２のフローチャートである。制御部５０は、電圧検出部３０から直流電圧Ｖｄｃを取得する（ステップＳ２０１）。制御部５０は、インバータ部１２が過変調動作をしている場合（ステップＳ２０２：Ｙｅｓ）、インダクタンス素子２１またはコンデンサ２２または突防抵抗２３の接続状態を切り替える（ステップＳ２０３）。制御部５０は、インバータ部１２が過変調動作をしていない場合（ステップＳ２０２：Ｎｏ）、インダクタンス素子２１またはコンデンサ２２または突防抵抗２３の接続状態を切り替え前の接続状態に戻す（ステップＳ２０４）。ステップＳ２０３およびステップＳ２０４の処理は、図８のフローチャートに示すステップＳ１０３およびステップＳ１０５の処理と同様である。
　過変調であるか否かについては、例えば、式（３）で表されるインバータ部１２の出力電圧変調率Ｋｈが１より大きい場合に過変調であるとすればよい。なお、式（３）において、Ｖｏはインバータ部１２の出力電圧であり、Ｖｄｃは電圧検出部３０で検出される直流電圧である。
　Ｋｈ＝（√（２）×Ｖｏ）／Ｖｄｃ　…（３）
　このように、制御部５０は、インバータ部１２が過変調動作をしている場合、直流電圧ＶｄｃがＬＣフィルタの共振によって脈動していると判定することができる。
　また、制御部５０は、インバータ部１２の出力周波数を演算していることから、図１３に示すように、インバータ部１２の出力周波数の６倍の周波数とＬＣフィルタの共振周波数ｆとが略一致、すなわち規定された範囲内で一致した場合、直流電圧Ｖｄｃが共振していると判定してもよい。
　図１３は、実施の形態５に係る電力変換装置１の制御部５０が直流電圧脈動低減部６０を制御する処理を示す第３のフローチャートである。制御部５０は、電圧検出部３０から直流電圧Ｖｄｃを取得する（ステップＳ３０１）。制御部５０は、インバータ部１２の出力周波数の６倍の周波数とＬＣフィルタの共振周波数ｆとが規定された誤差の範囲内で一致している場合（ステップＳ３０２：Ｙｅｓ）、インダクタンス素子２１またはコンデンサ２２または突防抵抗２３の接続状態を切り替える（ステップＳ３０３）。制御部５０は、インバータ部１２の出力周波数の６倍の周波数とＬＣフィルタの共振周波数ｆとが規定された誤差の範囲内で一致していない場合（ステップＳ３０２：Ｎｏ）、インダクタンス素子２１またはコンデンサ２２または突防抵抗２３の接続状態を切り替え前の接続状態に戻す（ステップＳ３０４）。ステップＳ３０３およびステップＳ３０４の処理は、図８のフローチャートに示すステップＳ１０３およびステップＳ１０５の処理と同様である。
　なお、略一致としているのは、ＬＣフィルタを構成するインダクタンス素子２１の特性、コンデンサ２２の特性、回路の特性などのばらつきによって、ＬＣフィルタの共振周波数ｆがばらつくためである。制御部５０は、実使用上はばらつきの範囲を加味して、インバータ部１２の出力周波数を６倍にした周波数が、ＬＣフィルタの共振周波数ｆの最大値から最小値の範囲内にあるかを判定すればよい。このように、制御部５０は、インバータ部１２から出力される第２の交流電圧の出力周波数の６倍の周波数とＬＣフィルタの共振周波数ｆとが規定された誤差の範囲内で一致した場合、直流電圧ＶｄｃがＬＣフィルタの共振によって脈動していると判定することができる。
　制御部５０は、上記のような処理を行うことによって、直流電圧Ｖｄｃが脈動する前に予めＬＣフィルタの共振周波数ｆまたはＱ値を変更しておくことができ、安定して電力変換装置１を運転することができる。また、出力電圧変調率Ｋｈはインバータ部１２に対するインバータ駆動信号を決定するうえでよく用いられる値であり、一般的にインバータ部１２を駆動する制御部５０において演算される値であるから、制御部５０の処理の増大を抑制することができる。
実施の形態６．
　実施の形態１から６では、電力変換装置１が、直流電圧脈動低減部６０として少なくとも１つのスイッチング素子を備える場合について説明した。実施の形態６では、電力変換装置１が、直流電圧脈動低減部６０としてスイッチング素子を備えない場合について説明する。
　図１４は、実施の形態６に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、整流回路１１と、インダクタンス素子２１－１と、コンデンサ２２－１，２２－２と、突防抵抗２３と、リレー４２－２と、リレー４３と、電圧検出部３０と、インバータ部１２と、制御部５０と、を備える。リレー４２－２は、コンデンサ２２－２と直列に接続される。リレー４３は、突防抵抗２３と並列に接続される。リレー４２－２，４３は、制御部５０からのリレー駆動信号によってオンまたはオフの状態になる。なお、インダクタンス素子２１－１およびコンデンサ２２－１，２２－２によってＬＣフィルタを構成している。制御部５０は、リレー４２－２，４３およびインバータ部１２の動作を制御する。制御部５０は、リレー４２－２，４３に対してリレー駆動信号を生成して出力し、インバータ部１２に対してインバータ駆動信号を生成して出力する。
　本実施の形態において、電力変換装置１は、図１４の例では２つのコンデンサ２２を並列に備えているが、ｎ個のコンデンサ２２を並列に備えるものとする。すなわち、ＬＣフィルタは、並列にｎ個のコンデンサ２２を備える。なお、ｎは２以上の自然数である。ｎについては、実施の形態２のときと同じ数であってもよいし、異なる数であってもよい。また、電力変換装置１は、図１４の例では１つのリレー４２を備えているが、ｎ－１個のコンデンサ２２の各々に直列に接続されたｎ－１個のリレー４２を備えるものとする。本実施の形態において、ｎ－１個のリレー４２、およびリレー４３は、直流電圧脈動低減部６０を構成している。すなわち、直流電圧脈動低減部６０は、ｎ－１個のコンデンサ２２の各々に直列に接続されたｎ－１個のリレー４２、および突防抵抗２３と並列に接続されたリレー４３を備える。直流電圧脈動低減部６０は、ＬＣフィルタの共振周波数ｆ、およびＬＣフィルタのＱｕａｌｉｔｙ　ＦａｃｔｏｒであるＱ値のうち少なくとも１つを変化させる。以降の説明において、リレー４２をコンデンサ用リレーと称し、リレー４３を突防抵抗用リレーと称することがある。
　図１５は、実施の形態６に係る電力変換装置１の制御部５０が直流電圧脈動低減部６０を制御する処理を示すフローチャートである。制御部５０は、突防抵抗用リレーであるリレー４３を導通状態にする（ステップＳ４０１）。制御部５０は、電圧検出部３０から直流電圧Ｖｄｃを取得する（ステップＳ４０２）。制御部５０は、直流電圧Ｖｄｃが脈動している場合（ステップＳ４０３：Ｙｅｓ）、突防抵抗用リレーであるリレー４３を非導通状態にする（ステップＳ４０４）。つぎに、制御部５０は、コンデンサ用リレーであるリレー４２を導通状態にする（ステップＳ４０５）。つぎに、制御部５０は、突防抵抗用リレーであるリレー４３を導通状態にする（ステップＳ４０６）。
　制御部５０は、直流電圧Ｖｄｃが脈動していない場合（ステップＳ４０３：Ｎｏ）、モータ１３が停止しているか否かを確認する（ステップＳ４０７）。制御部５０は、インバータ部１２に対する制御状態、すなわちインバータ部１２へのインバータ駆動信号の出力状態から、モータ１３が停止しているか否かを判断することができる。制御部５０は、モータ１３が停止している場合（ステップＳ４０７：Ｙｅｓ）、コンデンサ２２の接続状態を切り替え前の接続状態に戻す（ステップＳ４０８）。制御部５０は、具体的には、ステップＳ４０５のときと反対の動作を行う。制御部５０は、モータ１３が停止していない場合（ステップＳ４０７：Ｎｏ）、処理を終了する。
　制御部５０は、図１５に示すフローチャートに従ってリレー４２およびリレー４３の導通および非導通状態を切り替えることで、コンデンサ２２へ過大な電流が流れるのを防止しつつ、ＬＣフィルタの共振周波数ｆを変化させることができ、半導体で構成されたスイッチング素子を用いる場合よりも、定常的な導通損失を低くすることができる。
　なお、制御部５０は、図１５に示すフローチャートのＳ４０３の処理について、図１２および図１３に示すフローチャートのように、インバータ部１２が過変調動作をしているか否か、または、インバータ部１２の出力周波数の６倍の周波数とＬＣフィルタの共振周波数ｆとが規定された誤差の範囲内で一致しているか否かによって判定してもよい。
　また、制御部５０は、図１５に示すフローチャートの処理において、突防抵抗用リレーであるリレー４３を非導通状態にする場合、突防抵抗用リレーであるリレー４３に流れる電流が小さい状態のときに非導通状態とする方が信頼性の面でよい。突防抵抗用リレーであるリレー４３に流れる電流を小さくするには、モータ１３に流れる電流を一時的にゼロにすればよく、制御部５０は、例えば、国際公開第２０２１／０８４６１７号の文献に記載されている方法を行うことができる。
　このように、制御部５０は、直流電圧Ｖｄｃが脈動している場合、突防抵抗用リレーであるリレー４３を非導通状態にした後に直流電圧Ｖｄｃの脈動状態に応じた数のコンデンサ用リレーであるリレー４２－２を導通状態とし、その後、突防抵抗用リレーであるリレー４３を導通状態にする。これにより、本実施の形態において、電力変換装置１は、実施の形態１から実施の形態５の電力変換装置１と比較して、損失を低減し、コストを抑えることができる。
実施の形態７．
　実施の形態７では、実施の形態１から実施の形態６で説明した電力変換装置１を冷凍サイクル適用機器に搭載する場合について説明する。
　図１６は、実施の形態７に係る冷凍サイクル適用機器８０の構成例を示す図である。冷凍サイクル適用機器８０は、圧縮機７１と、四方弁７２と、内部熱交換器７３と、膨張機構７４と、熱交換器７５とが冷媒配管７６を介して順次接続された構成である。圧縮機７１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構７７と、この圧縮機構７７を動作させる圧縮機モータであるモータ１３と、が設けられている。また、モータ１３は、電力変換装置１のインバータ部１２の負荷として接続される。すなわち、冷凍サイクル適用機器８０は、実施の形態１から実施の形態６で説明したいずれかの電力変換装置１を備える。
　冷凍サイクル適用機器８０を空気調和機に適用した場合の動作の一例について説明する。冷凍サイクル適用機器８０において大きな冷凍能力が必要な場合、圧縮機７１の運転周波数およびインバータ部１２の出力電圧は増加し、インバータ部１２は過変調動作となる。過変調動作時には、モータ１３の出力トルクおよびインバータ部１２の出力電力に、モータ１３の電気角周波数の６倍の高調波成分が重畳することが知られており、この６倍の高調波成分がＬＣフィルタの共振周波数ｆに近づくと、共振によって直流電圧Ｖｄｃが脈動する。そこで、電力変換装置１は、過変調動作に移行する際、例えば、実施の形態１で説明したようにインダクタンス素子２１に直列に接続されたスイッチング素子３１を導通状態とすることで、インダクタンス素子２１の並列接続数を増加させる。これにより、電力変換装置１は、各インダクタンス素子２１を合成したインダクタンス値はインダクタンス素子２１が１つの場合よりも小さくなり、ＬＣフィルタの共振周波数ｆを高くすることで共振を回避し、直流電圧Ｖｄｃの脈動を抑制することができ、電力変換装置１または電力変換装置１に接続される負荷であるモータ１３などの機器を安定に動かすことが可能となる。また、電力変換装置１は、特許文献１と比較して、インバータ部１２の出力電圧を全て圧縮機モータであるモータ１３の駆動エネルギーとして使用することができるため、圧縮機７１を高出力化することができ、機器の性能向上を実現できる。
　図１７は、実施の形態７に係る冷凍サイクル適用機器８０に搭載される電力変換装置１によって得られる効果の例を示す図である。図１７の各図において、横軸は時間を示し、縦軸は電圧を示す。
　図１７の上段は（ａ）インダクタンス素子２１の並列接続数を変更した場合を示している。具体的には、図１７の上段は、図１に示す実施の形態１の電力変換装置１において、インダクタンス素子２１－１，２１－２のインダクタンスを０．１ｍＨとし、コンデンサ２２－１の静電容量を１００μＦとした場合の解析結果である。ＬＣフィルタの共振周波数ｆは、前述の式（１）から約１６００Ｈｚである。負荷電流にこの共振周波数ｆと同じ周波数の脈動成分を与えると、共振によって直流電圧Ｖｄｃが脈動する。図１７の上段において、１．０秒より前の「切り替え前」の状態である。電力変換装置１の制御部５０は、図１７の上段の例では１．０秒の時点でスイッチング素子３１－２を導通状態にしている。これにより、電力変換装置１は、インダクタンス素子２１－１，２１－２が並列に接続されて合成インダクタンスが下がるため、共振周波数ｆが変化し、直流電圧Ｖｄｃの脈動を低減できる。
　また、図１７の中段は（ｂ）コンデンサ２２の並列接続数を変更した場合を示しており、図３の示す実施の形態２の電力変換装置１で得られる効果を示している。制御部５０は、図１７の上段の場合と同様、１．０秒の時点でスイッチング素子３２－２の導通状態を切り替え、スイッチング素子３２－２を導通状態にしている。また、図１７の下段は（ｃ）突防抵抗２３を直列に接続した場合を示しており、図４の示す実施の形態３の電力変換装置１で得られる効果を示している。制御部５０は、図１７の上段の場合と同様、１．０秒の時点でスイッチング素子３３の導通状態を切り替え、スイッチング素子３３を非導通状態にしている。いずれの場合も、図１７の上段の場合と同様、電力変換装置１は、直流電圧Ｖｄｃの脈動を低減できる。
　このように、電力変換装置１は、冷凍サイクル適用機器８０に搭載された場合においても、ＬＣフィルタの共振周波数ｆまたはＱ値を変化させることで、ＬＣフィルタの共振による直流電圧Ｖｄｃの脈動を低減することができ、電力変換装置１を安定かつ高効率に運転することができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　電力変換装置、２　モータ駆動装置、１０　交流電源、１１　整流回路、１２　インバータ部、１３　モータ、２１－１，２１－２　インダクタンス素子、２２－１，２２－２　コンデンサ、２３　突防抵抗、３０　電圧検出部、３１－２，３２－２，３３，１２１　スイッチング素子、４１－２，４２－２，４３　リレー、５０　制御部、６０　直流電圧脈動低減部、７１　圧縮機、７２　四方弁、７３　内部熱交換器、７４　膨張機構、７５　熱交換器、７６　冷媒配管、７７　圧縮機構、８０　冷凍サイクル適用機器、１１１　ダイオード、１２２　還流ダイオード。

Claims (13)

  1. 　第１の交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、
    　前記整流回路で整流された前記直流電圧を第２の交流電圧に変換して出力するインバータ部と、
    　前記整流回路の一方の出力端と前記インバータ部の一方の入力端との間に接続されたインダクタンス素子および前記インバータ部の入力端間に接続されたコンデンサを有するフィルタと、
    　前記コンデンサの両端電圧である前記直流電圧を検出する電圧検出部と、
    　前記フィルタの共振周波数、および前記フィルタのＱｕａｌｉｔｙ　ＦａｃｔｏｒであるＱ値のうち少なくとも１つを変化させる直流電圧脈動低減部と、
    　前記インバータ部および前記直流電圧脈動低減部を制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、前記電圧検出部で検出される前記直流電圧が前記フィルタの共振によって脈動しているか否かを判定し、判定結果に基づいて前記直流電圧脈動低減部を制御し、前記フィルタの前記共振周波数および前記Ｑ値のうち少なくとも１つを変化させる、
    　電力変換装置。
  2. 　ｍを２以上の自然数とし、
    　前記フィルタは、並列にｍ個の前記インダクタンス素子を備え、
    　前記直流電圧脈動低減部は、ｍ－１個の前記インダクタンス素子の各々に直列に接続されたｍ－１個のスイッチング素子を備え、
    　前記制御部は、前記判定結果に基づいてｍ－１個の前記スイッチング素子の導通または非導通を制御し、前記フィルタでの前記インダクタンス素子の接続数を切り替える、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　ｎを２以上の自然数とし、
    　前記フィルタは、並列にｎ個の前記コンデンサを備え、
    　前記直流電圧脈動低減部は、ｎ－１個の前記コンデンサの各々に直列に接続されたｎ－１個のスイッチング素子を備え、
    　前記制御部は、前記判定結果に基づいてｎ－１個の前記スイッチング素子の導通または非導通を制御し、前記フィルタでの前記コンデンサの接続数を切り替える、
    　請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　さらに、
    　前記コンデンサに過大な充電電流が流れることを防止する突防抵抗、
    　を備え、
    　前記直流電圧脈動低減部は、前記突防抵抗に並列に接続されたスイッチング素子を備え、
    　前記制御部は、前記判定結果に基づいて前記スイッチング素子の導通または非導通を制御し、前記フィルタおよび前記突防抵抗を有する直列回路の合成抵抗の抵抗値を切り替える、
    　請求項１から３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  5. 　前記直流電圧脈動低減部は、前記スイッチング素子に並列に接続されたリレーを備え、
    　前記制御部は、前記スイッチング素子を導通状態にする期間が規定された期間を超える制御の代わりに、前記スイッチング素子を非導通とし、前記リレーを導通状態にする制御を行う、
    　請求項２から４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  6. 　さらに、
    　前記コンデンサに過大な充電電流が流れることを防止する突防抵抗、
    　を備え、
    　ｎを２以上の自然数とし、
    　前記フィルタは、並列にｎ個の前記コンデンサを備え、
    　前記直流電圧脈動低減部は、ｎ－１個の前記コンデンサの各々に直列に接続されたｎ－１個のコンデンサ用リレー、および前記突防抵抗に並列に接続された突防抵抗用リレーを備え、
    　前記制御部は、前記直流電圧が脈動している場合、前記突防抵抗用リレーを非導通状態にした後に前記直流電圧の脈動状態に応じた数の前記コンデンサ用リレーを導通状態とし、その後、前記突防抵抗用リレーを導通状態にする、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御部は、前記電圧検出部で検出される前記直流電圧の脈動周波数と前記フィルタの共振周波数とが規定された誤差の範囲内で一致した場合、前記直流電圧が前記フィルタの共振によって脈動していると判定する、
    　請求項１から６のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  8. 　前記制御部は、前記電圧検出部で検出される前記直流電圧の脈動の半周期ごとに発生する前記直流電圧のピークトゥピーク値が規定された閾値を超えた場合、前記直流電圧が前記フィルタの共振によって脈動していると判定する、
    　請求項１から７のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  9. 　前記制御部は、前記電圧検出部で検出される前記直流電圧が過電圧保護閾値または前記過電圧保護閾値に１以下のマージンを乗じた閾値を超えた場合、前記直流電圧が前記フィルタの共振によって脈動していると判定する、
    　請求項１から８のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  10. 　前記制御部は、前記インバータ部が過変調動作をしている場合、前記直流電圧が前記フィルタの共振によって脈動していると判定する、
    　請求項１から９のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  11. 　前記制御部は、前記インバータ部から出力される前記第２の交流電圧の出力周波数の６倍の周波数と前記フィルタの共振周波数とが規定された誤差の範囲内で一致した場合、前記直流電圧が前記フィルタの共振によって脈動していると判定する、
    　請求項１から１０のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  12. 　請求項１から１１のいずれか１つに記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  13. 　請求項１から１１のいずれか１つに記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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WO2018087960A1 (ja) * 2016-11-08 2018-05-17 三菱電機株式会社 力率補償電源装置およびｌｅｄ照明装置

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