WO2023176873A1 - 状態判定装置、モータ駆動システム、冷凍システム、ファンシステム、状態判定方法 - Google Patents

状態判定装置、モータ駆動システム、冷凍システム、ファンシステム、状態判定方法 Download PDF

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WO2023176873A1
WO2023176873A1 PCT/JP2023/010040 JP2023010040W WO2023176873A1 WO 2023176873 A1 WO2023176873 A1 WO 2023176873A1 JP 2023010040 W JP2023010040 W JP 2023010040W WO 2023176873 A1 WO2023176873 A1 WO 2023176873A1
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motor
frequency
state
frequency component
signal
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Application number
PCT/JP2023/010040
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Inventor
英之 岡本
昭博 土居
剛 荒木
Original Assignee
ダイキン工業株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/024—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load

Definitions

  • the present disclosure relates to a state determination device, a motor drive system, a refrigeration system, a fan system, and a state determination method.
  • Patent Document 1 discloses a failure symptom detection device for an air conditioner that includes a compressor including a motor and a drive device configured to output three-phase current to the motor.
  • This failure symptom detection device includes a converter configured to calculate the q-axis current of the motor from the measured values of the three-phase current and the rotation angle of the motor rotor, and a converter configured to perform frequency analysis on the q-axis current. and an abnormality detection section configured to detect an abnormality in the compressor by comparing the evaluation value calculated by the above with a reference value.
  • the state of a motor or a device equipped with a motor is defined as a condition in which a fluctuation occurs in a frequency component related to a specific frequency component that is less than one time the mechanical angular frequency of the motor among the frequency components of a signal based on the motor's current or voltage. It can be a condition.
  • Patent Document 1 does not disclose the above-mentioned specific state, and does not disclose or suggest anything about determining whether the state of the motor or the device equipped with the motor is in the above-mentioned specific state. do not have.
  • a first aspect of the present disclosure relates to a state determination device that determines the state of a motor (50) driven by a motor drive device (20) or a device (70) equipped with the motor (50). determines whether the state of the motor (50) or the device (70) is in a specific state based on a first frequency component (C1) of a signal based on the current or voltage of the motor (50).
  • a state determination device that determines the state of a motor (50) driven by a motor drive device (20) or a device (70) equipped with the motor (50). determines whether the state of the motor (50) or the device (70) is in a specific state based on a first frequency component (C1) of a signal based on the current or voltage of the motor (50).
  • the frequency of the first frequency component (C1) is the frequency of the specific frequency component (Cs)
  • the frequency of the first frequency component (C1) is the frequency of the specific frequency component (Cs)
  • the frequency of the first frequency component (C1) is the frequency obtained by subtracting the frequency of the specific frequency component (Cs) from the fundamental frequency (f0) of the signal, or the frequency obtained by subtracting the frequency of the specific frequency component (Cs) from the fundamental frequency (f0) of the signal.
  • the frequency is obtained by adding the frequencies of the specific frequency component (Cs), and the specific frequency component (Cs) is a frequency component that is less than one time the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50).
  • the first aspect it is possible to determine whether the state of the motor (50) or the device (70) is in a specific state.
  • a second aspect of the present disclosure is a state determining device in which the motor (50) rotationally drives a rotating shaft (55) supported by a sliding bearing in the first aspect.
  • a third aspect of the present disclosure is a state in which, in the first or second aspect, the DC signal indicates the square root of the sum of square values of each of the phase currents (iu, iv, iw) of the motor (50). It is a judgment device.
  • the frequency of the specific frequency component (Cs) has a specific ratio to the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50). This is a state determination device that uses a frequency obtained by multiplication.
  • a fifth aspect of the present disclosure is the state determination device according to the fourth aspect, wherein the specific ratio is a fractional ratio expressed as a reciprocal of a natural number.
  • the specific state is such that a rotating shaft rotationally driven by the motor (50) or a bearing of the rotating shaft is worn out.
  • This is a state determination device that determines the state in which the
  • the specific state is a state in which a rotating shaft rotationally driven by the motor (50) or a bearing of the rotating shaft is worn, and the specific state is is a state determining device that is 1/3 or 2/3.
  • the seventh aspect it is possible to detect a state in which the rotating shaft or bearing is worn out.
  • An eighth aspect of the present disclosure relates to a motor drive system, and the motor drive system includes a motor drive device (20) that drives a motor (50) mounted on a device (70), and the motor (50) or the motor drive system. and a state determining device (30) that determines the state of the device (70), the state determining device (30) being the state determining device according to any one of the first to seventh aspects.
  • a ninth aspect of the present disclosure relates to a refrigeration system, and the refrigeration system includes a refrigerant circuit (RR1) having a compressor (CC), and a motor driving a motor (50) mounted on the compressor (CC).
  • the state determination device is any one of the following.
  • a tenth aspect of the present disclosure relates to a fan system, and this fan system includes a fan (FF), a motor drive device (20) that drives a motor (50) mounted on the fan (FF), and a motor drive device (20) that drives a motor (50) mounted on the fan (FF). (50) or a state determining device (30) for determining the state of the fan (FF), wherein the state determining device (30) is a state determining device according to any one of the first to seventh aspects. .
  • An eleventh aspect of the present disclosure relates to a state determination method for determining the state of a motor (50) driven by a motor drive device (20) or a device (70) equipped with the motor (50). acquires a first frequency component (C1) of a signal based on the current or voltage of the motor (50), and based on the first frequency component (C1), controls the motor (50) or the device (70). It is determined whether the state is a specific state, and if the signal is a DC signal, the frequency of the first frequency component (C1) is the frequency of the specific frequency component (Cs), and the signal is an AC signal.
  • the frequency of the first frequency component (C1) is the frequency obtained by subtracting the frequency of the specific frequency component from the fundamental frequency (f0) of the signal, or the fundamental frequency (f0) of the signal. ) and the frequency of the specific frequency component, and the specific frequency component (Cs) is a frequency component that is less than one time the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50).
  • the eleventh aspect it is possible to determine whether the state of the motor (50) or the device (70) is in a specific state.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating the configuration of a motor drive system according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a waveform diagram illustrating a DC signal and an AC signal.
  • FIG. 3 is a graph illustrating the first frequency component included in the DC signal.
  • FIG. 4 is a graph illustrating a first frequency signal included in an AC signal.
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating the first determination process.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating the second determination process.
  • FIG. 7 is a timing chart illustrating the second determination process.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating the third determination process.
  • FIG. 9 is a timing chart illustrating the third determination process.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating the fourth determination process.
  • FIG. 11 is a timing chart illustrating the fourth determination process.
  • FIG. 12 is a schematic diagram illustrating the configuration of the refrigeration system.
  • FIG. 13 is a schematic diagram illustrating the configuration of the fan system.
  • FIG. 14
  • FIG. 1 illustrates the configuration of a motor drive system (10) according to an embodiment.
  • the motor drive system (10) drives a three-phase AC motor (50) using electric power supplied from an AC power source (60).
  • the motor (50) is mounted on the device (70).
  • the motor (50) is an IPM motor (Interior Permanent Magnet Motor).
  • the device (70) is provided with a control device (71) that controls the operation of the device (70).
  • the motor drive system (10) includes a motor drive device (20) and a state determination device (30).
  • the motor drive device (20) drives the motor (50). Specifically, the motor drive device (20) converts the power supplied from the AC power source (60) into output AC power (three-phase AC power) having a predetermined frequency and voltage, and converts the output AC power to the motor ( 50).
  • the motor drive device (20) includes a converter (21), a DC section (22), and an inverter (23).
  • the converter (21) rectifies the power supplied from the AC power supply (60).
  • the converter (21) performs full-wave rectification on AC power supplied from the AC power supply (60).
  • the converter (21) is configured by a diode bridge circuit in which a plurality of rectifier diodes are connected in a bridge shape.
  • the DC section (22) smoothes the output of the converter (21).
  • the DC section (22) includes a capacitor.
  • the inverter (23) has a plurality of switching elements, and converts the output of the DC section (22) into output AC power (three-phase AC power) having a predetermined frequency and voltage by switching operations of the plurality of switching elements.
  • the inverter (23) includes six bridge-connected switching elements and six freewheeling diodes connected antiparallel to each of the six switching elements.
  • the inverter (23) has three switching legs each consisting of two switching elements connected in series. The midpoint of those three switching legs (specifically, the connection point between the switching element on the upper arm side and the switching element on the lower arm side) is connected to the three windings (U phase, V phase, W-phase winding).
  • the motor drive device (20) is provided with various sensors such as a phase current detection section (41) and an electrical angular frequency detection section (42).
  • the phase current detection unit (41) detects three phase currents (U-phase current (iu), V-phase current (iv), and W-phase current ( Detect iw)). For example, the phase current detection section (41) may detect all of the three-phase phase currents (iu, iv, iw), or may detect only one of the three-phase phase currents (iu, iv, iw). Two phase currents may be detected, and the remaining one phase current may be derived based on the detected two-phase phase currents. In addition, the phase current detection unit (41) derives three-phase phase currents (iu, iv, iw) from the DC current detected by the shunt resistor (not shown) provided in the DC unit (22) and the switching pattern. You may.
  • the electrical angular frequency detection section (42) detects the electrical angular frequency ( ⁇ ) of the motor (50). Detection signals from various sensors are transmitted to the control section (31).
  • the electrical angular frequency detection unit (42) is not an essential component of the present invention, and the electrical angular frequency ( ⁇ ) of the motor (50) may be calculated by other methods or estimated without a sensor.
  • the state determining device (30) determines the state of the motor (50) or the device (70).
  • the state determination device (30) includes a control section (31).
  • the state determination device (30) not only determines the state of the motor (50) or the device (70), but also controls the motor drive device (20) to control the motor (50).
  • the control unit (31) performs determination processing. In the determination process, the control unit (31) determines whether the motor (50) or the device (70) is in a specific state based on the first frequency component (C1) of the signal based on the current or voltage of the motor (50). Determine whether or not.
  • the determination process is an example of a state determination method.
  • FIG. 2 illustrates a DC signal and an AC signal.
  • Figure 2 shows "the square root of the sum of the squares of the phase currents (iu, iv, iw) of the motor (50)", which is an example of a DC signal, and "the square root of the sum of the square values of the phase currents (iu, iv, iw) of the motor (50)", which is an example of an AC signal.
  • phase current (iu, iv, iw) is exemplified.
  • the frequency of the first frequency component (C1) is the frequency of the specific frequency component (Cs).
  • the specific frequency component (Cs) is a frequency component that is less than one time the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50).
  • the frequency of the specific frequency component (Cs) is a frequency obtained by multiplying the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50) by a specific ratio.
  • the specific ratio is a fractional ratio expressed as a reciprocal of a natural number. For example, the specific ratio is 1/3 or 2/3.
  • the frequency of the specific frequency component (Cs) is the frequency "1/3fm” obtained by multiplying the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50) by "1/3", or the frequency of the motor (
  • the frequency ⁇ 2/3fm'' is obtained by multiplying the mechanical angular frequency (fm) of 50) by ⁇ 2/3''.
  • the frequency of the first frequency component (C1) is "1/3fm” or "2/3fm".
  • the frequency of the first frequency component (C1) is calculated by subtracting the frequency of the specific frequency component (Cs) from the fundamental frequency (f0) of the above signal.
  • the frequency is the obtained frequency (first frequency), or the frequency obtained by adding the frequency of the specific frequency component (Cs) to the fundamental wave frequency (f0) of the above signal (second frequency).
  • the frequency of the specific frequency component (Cs) is the frequency "1/3fm” obtained by multiplying the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50) by "1/3".
  • the first frequency is "f0-1/3fm” and the second frequency is "f0+1/3fm”.
  • the frequency of the first frequency component (C1) is "f0-1/3fm” or "f0+1/3fm”.
  • the specific state is a state in which a fluctuation (eg, amplitude fluctuation) appears in the first frequency component (C1) of the signal based on the current or voltage of the motor (50).
  • the first frequency component (C1) is a frequency component related to a specific frequency component (Cs) that is less than one time the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50).
  • the specific state is a state in which an amplitude fluctuation of a specific frequency component (Cs) that is less than one time the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50) occurs in the torque of the motor (50).
  • the first frequency component (C1) corresponds to the amplitude fluctuation (amplitude fluctuation of the specific frequency component (Cs)) that occurs in the torque of the motor (50) when the motor (50) or the device (70) is in a specific state. This is the frequency component that causes corresponding amplitude fluctuations.
  • the specific state is a state where the rotating shaft rotationally driven by the motor (50) or the bearing of the rotating shaft is worn out.
  • the specific state is a state in which the amount of wear on the rotating shaft or bearing exceeds the allowable amount.
  • the amplitude of a specific frequency component (Cs) that is less than 1 times (specifically 1/3 or 2/3) the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50)
  • a variation occurs in the torque of the motor (50), resulting in a variation (eg, an amplitude variation) in the first frequency component (C1) of the signal based on the current or voltage of the motor (50).
  • control unit (31) performs control processing.
  • the control unit (31) controls the motor drive device (20) to control the motor (50).
  • the control unit (31) inputs target command values such as a command value of the electrical angular frequency ( ⁇ ) of the motor (50), detection signals of various sensors provided in the motor drive device (20), etc. do.
  • the control unit (31) controls the switching operation of the inverter (23) based on the target command value, the detection signals of various sensors, etc., and controls the AC power supplied from the inverter (23) to the motor (50). Control.
  • control unit (31) includes a processor (computer) and a memory that is electrically connected to the processor and stores programs and information for operating the processor.
  • Various functions of the control unit (31) are realized by the processor executing programs stored in the memory.
  • the control unit (31) determines that the state of the motor (50) or the device (70) is in the specific state, it performs a countermeasure operation.
  • the countermeasure action is at least one of an output action that outputs first information indicating that the state of the motor (50) or the device (70) is a specific state, and a changing action that changes the operating conditions of the motor (50). This is the operation.
  • Examples of output operations include the following first output operation, second output operation, third output operation, and combinations thereof.
  • the first output operation is an operation of displaying the first information on the display device by outputting the first information to a display device (not shown) provided in a remote controller or the like.
  • the second output operation is an operation that causes the control device (71) to perform an operation to deal with a specific state by outputting the first information to the control device (71) that controls the operation of the device (70).
  • the third output operation is an operation of uploading the first information to a data storage unit (not shown) on the cloud.
  • change operations include the following first change operation, second change operation, three different change operations, and combinations thereof.
  • the first changing operation is an operation of stopping the motor (50).
  • the second changing operation is an operation of accelerating the motor (50).
  • the third changing operation is an operation of decelerating the motor (50).
  • the specific frequency component (Cs) is a frequency component that is less than one time the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50). Specifically, the frequency of the specific frequency component (Cs) is the mechanical angular frequency (fm). fm) by a specific ratio.
  • the first frequency component (C1) related to the specific frequency component (Cs) is a frequency component that does not occur when the rotation speed and load of the motor (50) are in a normal and steady state.
  • a frequency component that is N times the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50) (N is a number greater than or equal to 1) occurs even when the rotation speed and load of the motor (50) are in a normal and steady state. It is a frequency component and changes depending on the rotation speed of the motor (50) and the size of the load.
  • the mechanical angular frequency (fm) of the motor (50) is multiplied by N (N is a number of 1 or more). It is possible to more easily set a threshold value that serves as a reference for determining the state than when determining the state based on the frequency component.
  • the first frequency component (C1) when monitoring the first frequency component (C1) of the AC signal, the first frequency component (C1) is close to the fundamental frequency component centered on the fundamental frequency (f0) of the AC signal.
  • the first frequency component (C1) appears as a sideband of the fundamental frequency component.
  • the fundamental frequency component has a frequency width. Therefore, the closer the first frequency component (C1) is to the fundamental frequency component, the more the first frequency component (C1) is influenced by the fundamental frequency component, and the more the first frequency component (C1) is separated from the fundamental frequency component. It becomes difficult to separate.
  • the signal based on the current or voltage of the motor (50) is an alternating current signal
  • implementation of a filter with a steep attenuation slope is required to separate the first frequency component (C1) from the fundamental frequency component.
  • implementing such a filter is difficult.
  • the amplitude of the first frequency component (C1) of the AC signal is equal to the amplitude of the first frequency component (C1) of the DC signal. ) is smaller than the amplitude of
  • the fundamental frequency component of the DC signal becomes the DC amount. If the signal based on the current or voltage of the motor (50) is a DC signal, the fundamental frequency component is a zero hertz component that can be determined by simple processing such as averaging.
  • the first frequency component (C1) can be easily separated. Furthermore, since the amplitude of the first frequency component (C1) of the DC signal is larger than the amplitude of the first frequency component (C1) of the AC signal, it is possible to improve the S/N ratio of the first frequency component (C1). can. Thereby, the accuracy of the first frequency component (C1) can be improved. Note that since the amplitude of the first frequency component (C1) is originally a small value, it is preferable to use direct current to improve the S/N ratio.
  • the state of the motor (50) or the device (70) is determined to be a specific state based on the output of a vibration sensor that detects vibrations in the motor (50) or the device (70). It is conceivable to determine whether or not. However, with this method, noise is likely to be superimposed on the output of the vibration sensor, making it difficult to accurately determine the state of the motor (50) or the device (70). Further, it is necessary to separately provide a vibration sensor. Note that such noise factors include errors in the installation position of the vibration sensor.
  • the control unit (31) controls the motor (50) or the device (70) based on the first frequency component (C1) of the signal based on the current or voltage of the motor (50). ) is a specific state.
  • the above-mentioned noise is unlikely to be superimposed on this "signal based on the current or voltage of the motor (50).” Therefore, the state of the motor (50) or the device (70) can be determined more accurately than the above method.
  • an existing current sensor or voltage sensor can be used.
  • DC signal Examples of DC signals are "a signal correlated to the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50)” and “a signal correlated to the phase voltage (Vu, Vv, Vw) of the motor (50)”. , “a signal correlated to the electric power of the motor (50)”.
  • Another example of a DC signal is ⁇ Coordinate transformation of the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) by the phase ( ⁇ i ⁇ t) of the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50).
  • the current (i ⁇ , i ⁇ ) obtained by The voltage (V ⁇ , V ⁇ ) obtained by coordinate transformation and the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) are converted to the phase ( ⁇ v ⁇ V) of the phase voltage (Vu, Vv, Vw) of the motor (50).
  • An example of this is the voltage (V ⁇ , V ⁇ ) obtained by coordinate transformation using ( ⁇ i ⁇ t).
  • DC signals include "dq-axis magnetic flux ( ⁇ d, ⁇ q) whose coordinates have been transformed to match the armature flux linkage due to the permanent magnet” and "the armature flux linkage of the permanent magnet and the armature reaction”.
  • phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) refers to the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) detected by the phase current detection unit (41). It is about.
  • Phase voltage (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) is the phase voltage (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) indicated in the voltage command value used inside the control unit (31), or , refers to the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) detected by a phase voltage detection unit (not shown) provided in the motor drive device (20).
  • the electrical angular frequency ( ⁇ ) of the motor (50) refers to the electrical angular frequency ( ⁇ ) of the motor (50) detected by the electrical angular frequency detection section (42).
  • signals correlated to motor phase current include current vector amplitude (Ia), square value of current vector amplitude (Ia 2 ), phase current amplitude (I), phase Examples include effective current value (Irms).
  • the current vector amplitude (Ia) and the square value of the current vector amplitude (Ia 2 ) are values corresponding to the sum of the square values of each of the three-phase phase currents (iu, iv, iw) of the motor (50). This is an example.
  • the value corresponding to the sum of the square values of the three-phase phase currents (iu, iv, iw) of the motor (50) is the integer power of the magnitude of the phase currents (iu, iv, iw) of the motor (50). This is an example of a value proportional to .
  • the current vector amplitude (Ia) is derived based on the phase currents (iu, iv, iw) of the motor (50).
  • the current vector amplitude (Ia) is based on the ⁇ -phase current (i ⁇ ) and ⁇ -phase current (i ⁇ ) obtained by converting the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) to a fixed coordinate system. may be derived.
  • the current vector amplitude (Ia) is the M-axis current (iM) and T-axis current obtained by coordinate transformation of the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) by an angle based on the direction of the primary magnetic flux. (iT).
  • the current vector amplitude (Ia) is the d-axis current (id) and q-axis current obtained by coordinate transformation of the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) by an angle based on the direction of the magnetic pole position. (iq).
  • the current vector amplitude (Ia) can be expressed as in the following equation.
  • the square value (Ia 2 ) of current vector amplitude is derived based on the phase currents (iu, iv, iw) of the motor (50).
  • the square value of the current vector amplitude (Ia 2 ) is obtained by converting the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) into a fixed coordinate system, which is the ⁇ -phase current (i ⁇ ) and ⁇ -phase current (i ⁇ ) may be derived based on.
  • the square value of the current vector amplitude (Ia 2 ) is the M-axis current (iM) obtained by coordinate transformation of the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) using an angle based on the direction of the primary magnetic flux. and the T-axis current (iT).
  • the square value of the current vector amplitude (Ia 2 ) is the d-axis current (id) obtained by coordinate transformation of the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) using an angle based on the direction of the magnetic pole position. and the q-axis current (iq).
  • the square value (Ia 2 ) of the current vector amplitude can be expressed as in the following equation.
  • Phase current amplitude (I) is defined as one phase current (for example, U-phase current (iu)) among the phase currents (iu, iv, iw) of the motor (50), and the phase of the phase current (iu, iv, iw). ⁇ i).
  • the phase ( ⁇ i) of the phase current is derived based on, for example, the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50).
  • the phase current amplitude (I) can be expressed as in the following equation.
  • phase current effective value is derived based on the phase current amplitude (I). Specifically, the phase current effective value (Irms) can be expressed as in the following equation.
  • the current vector amplitude (Ia) is derived based on the three-phase phase currents (iu, iv, iw) of the motor (50), but the current vector amplitude (Ia) may be derived based on two-phase phase currents among the three-phase phase currents (iu, iv, iw) of the motor (50).
  • the current vector amplitude (Ia) is derived based on the DC current of the inverter (23) detected by a DC current detection unit (for example, a shunt resistor, not shown) provided in the motor drive device (20). Good too. The same applies to the square value (Ia 2 ) of the current vector amplitude.
  • signals that correlate with the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) include voltage vector amplitude (Va), square value of voltage vector amplitude (Va 2 ), phase voltage amplitude (V), and phase voltage. Examples include effective value (Vrms).
  • the voltage vector amplitude (Va) and the square value of the voltage vector amplitude (Va 2 ) are values corresponding to the sum of the square values of each of the three-phase phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50). This is an example.
  • the value corresponding to the sum of the square values of the three-phase phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) is the integer power of the magnitude of the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50). This is an example of a value proportional to .
  • the voltage vector amplitude (Va) is derived based on the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50).
  • the voltage vector amplitude (Va) is based on the ⁇ -phase voltage (V ⁇ ) and ⁇ -phase voltage (V ⁇ ) obtained by converting the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) into a fixed coordinate system. may be derived.
  • the voltage vector amplitude (Va) is the M-axis voltage (VM) and T-axis voltage obtained by coordinate transformation of the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) using an angle based on the direction of the primary magnetic flux. (VT).
  • the voltage vector amplitude (Va) is the d-axis voltage (Vd) and q-axis voltage obtained by coordinate transformation of the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) using an angle based on the direction of the magnetic pole position. (Vq).
  • Va the voltage vector amplitude
  • Vd d-axis voltage
  • Vq q-axis voltage obtained by coordinate transformation of the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) using an angle based on the direction of the magnetic pole position.
  • the square value (Va 2 ) of voltage vector amplitude is derived based on the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50).
  • the square value (Va 2 ) of the voltage vector amplitude is the ⁇ -phase voltage (V ⁇ ) and ⁇ -phase voltage (V ⁇ ) may be derived based on.
  • the square value of the voltage vector amplitude (Va 2 ) is the M-axis voltage (VM) obtained by coordinate transformation of the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) using an angle based on the direction of the primary magnetic flux. and T-axis voltage (VT).
  • the square value of the voltage vector amplitude (Va 2 ) is the d-axis voltage (Vd) obtained by coordinate transformation of the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) using an angle based on the direction of the magnetic pole position. and the q-axis voltage (Vq).
  • Vd the d-axis voltage
  • Vq the q-axis voltage
  • the square value (Va 2 ) of the voltage vector amplitude can be expressed as in the following equation.
  • Phase voltage amplitude (V) is defined as one phase voltage (for example, U-phase voltage (Vu)) among the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50), and the phase voltage of the phase voltage (Vu, Vv, Vw). ⁇ v).
  • the phase of the phase voltage ( ⁇ v) is derived based on, for example, the phase voltage (Vu, Vv, Vw) of the motor (50).
  • the phase voltage amplitude (V) can be expressed as in the following equation.
  • phase voltage effective value (Vrms) is derived based on the phase voltage amplitude (V). Specifically, the phase voltage effective value (Vrms) can be expressed as in the following equation.
  • Examples of signals correlated to the power of the motor (50) include instantaneous power (p), instantaneous imaginary power (q), apparent power (S), active power (P), and reactive power (Q).
  • Instantaneous power is derived based on the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) and the phase voltage (Vu, Vv, Vw) of the motor (50).
  • the instantaneous power (p) is calculated from the ⁇ -phase current (i ⁇ ) and ⁇ -phase current (i ⁇ ) obtained by converting the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) into a fixed coordinate system
  • the motor ( 50) may be derived based on the ⁇ -phase voltage (V ⁇ ) and ⁇ -phase voltage (V ⁇ ) obtained by converting the phase voltages (Vu, Vv, Vw) into a fixed coordinate system.
  • the instantaneous power (p) is the M-axis current (iM) and T-axis current ( iT) and the M-axis voltage (VM) and T-axis voltage (VT) obtained by coordinate transformation of the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) using angles based on the direction of the primary magnetic flux. may also be derived.
  • the instantaneous power (p) is calculated by the d-axis current (id) and the q-axis current ( iq) and the d-axis voltage (Vd) and q-axis voltage (Vq) obtained by coordinate transformation of the phase voltage (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) using an angle based on the direction of the magnetic pole position. may also be derived.
  • instantaneous power (p) can be expressed as the following formula.
  • Instantaneous imaginary power is the ⁇ -phase current (i ⁇ ) and ⁇ -phase current (i ⁇ ) obtained by converting the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) into a fixed coordinate system.
  • ⁇ -phase voltage (V ⁇ ) and ⁇ -phase voltage (V ⁇ ) obtained by converting the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) into a fixed coordinate system.
  • the instantaneous imaginary power (q) is the M-axis current (iM) and T-axis current obtained by coordinate transformation of the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) using an angle based on the direction of the primary magnetic flux. (iT), and the M-axis voltage (VM) and T-axis voltage (VT) obtained by coordinate transformation of the phase voltages (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) using angles based on the direction of the primary magnetic flux.
  • the instantaneous imaginary power (q) is the d-axis current (id) and the q-axis current obtained by coordinate transformation of the phase current (iu, iv, iw) of the motor (50) using an angle based on the direction of the magnetic pole position. (iq), and the d-axis voltage (Vd) and q-axis voltage (Vq) obtained by coordinate transformation of the phase voltage (Vu, Vv, Vw) of the motor (50) using an angle based on the direction of the magnetic pole position. It may be derived based on Specifically, the instantaneous imaginary power (q) can be expressed as the following formula.
  • the apparent power (S) is derived based on the phase voltage effective value (Vrms) and the phase current effective value (Irms). Specifically, the apparent power (S) can be expressed as follows.
  • the active power (P) is derived based on the phase voltage effective value (Vrms), the phase current effective value (Irms), and the phase difference ( ⁇ 1) between the phase voltage and the phase current.
  • the phase difference ( ⁇ 1) between the phase voltage and the phase current is the phase difference between one phase voltage (for example, U-phase voltage (Vu)) and one phase current (for example, U-phase current (iu)), and is derived based on the phase ( ⁇ i) of the phase voltage ( ⁇ i) and the phase ( ⁇ v) of the phase voltage.
  • the active power (P) can be expressed as the following formula.
  • Reactive power Reactive power (Q) is derived based on the phase voltage effective value (Vrms), the phase current effective value (Irms), and the phase difference ( ⁇ 1) between the phase voltage and the phase current.
  • the phase difference between the phase voltage and the phase current ( ⁇ 1) is, for example, the phase difference between the U-phase voltage (Vu) and the U-phase current (iu), and the phase of the phase current ( ⁇ i) and the phase of the phase voltage ( ⁇ v ) is derived based on.
  • reactive power (Q) can be expressed as the following formula.
  • the DC signal may be a DC signal obtained by converting the phase current, phase voltage, line current, or line voltage of the motor (50) into three-phase and two-phase conversion, and further performing rotational coordinate conversion.
  • the DC signal is the d-axis, which is obtained by converting the ⁇ -axis current and ⁇ -axis current, which are obtained by converting the phase current of the motor (50) from three to two phases, into the rotational coordinate at an angle based on the direction of the magnetic poles of the rotor of the motor (50). It may be a current and a q-axis current.
  • the DC signal may be an M-axis current and a T-axis current obtained by rotating the ⁇ -axis current and the ⁇ -axis current at an angle based on the direction of the primary magnetic flux of the rotor of the motor (50).
  • the DC signal includes the power input to the converter (21) of the motor drive device (20), the power output from the converter (21), the power output from the DC section (22), and the power input to the converter (21) and the DC signal.
  • the current may be a current flowing between the direct current section (22) and the inverter (23), or a current flowing between the direct current section (22) and the inverter (23).
  • AC signals include "phase current (iu, iv, iw) of motor (50),”"phase voltage (Vu, Vv, Vw) of motor (50),” and "interlinkage magnetic flux of each phase.” ( ⁇ fu, ⁇ fv, ⁇ fw)”.
  • the magnetic flux linkage ( ⁇ fu, ⁇ fv, ⁇ fw) of each phase can be expressed as the following formula.
  • alternating current signal is a fixed coordinate current and voltage linkage magnetic flux obtained by converting the above alternating current signal into three-phase and two-phase.
  • the AC signal may be a line current of the motor (50), a line voltage, or the like.
  • the AC signal may be a two-phase AC current (for example, ⁇ -axis current and ⁇ -axis current) or a two-phase AC voltage obtained by converting phase current, phase voltage, line current, or line voltage into three-phase or two-phase. good.
  • the alternating current may be a current flowing between a commercial power supply system (specifically, an alternating current power supply (60)) and a converter (21) of the motor drive device (20).
  • the control unit (31) determines whether the motor (50) or the device (70) is in a specific state based on the instantaneous value of the first frequency component (C1). Specifically, the control unit (31) performs the following processing (steps (S11) to (S13)) at each predetermined detection period.
  • the control unit (31) acquires the instantaneous value of the first frequency component (C1).
  • Step (S12)> the control unit (31) determines whether the instantaneous value of the first frequency component (C1) acquired in step (S11) is greater than or equal to a predetermined upper limit value. If the instantaneous value of the first frequency component (C1) is greater than or equal to the upper limit value, the process of step (S13) is performed. On the other hand, if this is not the case, the first determination process ends.
  • the control unit (31) determines whether the motor (50) or the device (70) is in a specific state based on the rate of change of the first frequency component (C1). Specifically, the control unit (31) repeatedly performs the following processing (steps (S21) to (S23)) at every predetermined detection period.
  • the control unit (31) obtains the rate of change of the first frequency component. For example, the control unit (31) derives the rate of change of the first frequency component (C1) by differentiating the instantaneous value of the first frequency component (C1) with respect to time. In the example of FIG. 7, the rate of change of the first frequency component (C1) changes at each time (t1, t2, t3).
  • Step (S22)> The control unit (31) determines whether the rate of change of the first frequency component (C1) acquired in step (S21) is greater than or equal to a predetermined upper limit value. If the rate of change of the first frequency component (C1) is greater than or equal to the upper limit value, the process of step (S23) is performed. On the other hand, if this is not the case, the second determination process ends. In the example of FIG. 7, the rate of change of the first frequency component (C1) becomes equal to or greater than the upper limit value at time (t2).
  • the control unit (31) determines the state of the motor (50) or the device (70) based on the cumulative time obtained by accumulating the time during which the first frequency component (C1) is equal to or higher than the upper limit value. Determine whether or not is in a specific state. Specifically, the control unit (31) repeatedly performs the following processing (steps (S31) to (S33)) at every predetermined detection period.
  • the control unit (31) acquires the cumulative value (cumulative time) of the time during which the first frequency component (C1) is equal to or greater than the upper limit value.
  • the control unit (31) acquires the instantaneous value of the first frequency component (C1) that is a representative value in the detection period, and determines whether the instantaneous value of the first frequency component (C1) is equal to or greater than the upper limit value. judge. Then, the control unit (31) increments the count value when the instantaneous value of the first frequency component (C1) is greater than or equal to the upper limit value, and when the instantaneous value of the first frequency component (C1) is greater than or equal to the upper limit value, the control unit (31) increments the count value. If not, do not increment the count value.
  • This count value corresponds to the cumulative value (cumulative time) of the time during which the first frequency component (C1) is equal to or greater than the upper limit value.
  • the cumulative time is a value obtained by multiplying the count value by the time corresponding to the detection cycle.
  • the third determination process is performed at each time (t1 to t12), and the count value is incremented at time (t2 to t5, t9 to t12) among the times (t1 to t12).
  • Step (S32)> the control unit (31) determines whether the cumulative time (in this example, the count value) acquired in step (S31) exceeds a predetermined threshold. If the accumulated time exceeds the threshold value, the process of step (S33) is performed, whereas if not, the third determination process ends. In the example of FIG. 9, the control unit (31) determines that the count value exceeds the threshold value at time (t11).
  • the fourth determination process will be described with reference to FIGS. 10 and 11.
  • the control unit (31) based on the ratio (time ratio) of the time during which the first frequency component (C1) is equal to or higher than the predetermined upper limit within the predetermined determination time, It is determined whether the state of the motor (50) or the device (70) is in a specific state. Specifically, the control unit (31) repeatedly performs the following processing (steps (S41) to (S43)) at every predetermined detection period.
  • the control unit (31) acquires the proportion (time proportion) of the time during which the first frequency component is equal to or greater than the upper limit value within the determination time.
  • the control unit (31) stores the first frequency component (C1) within a predetermined time period (at least a period corresponding to the determination time) ending at the current time. Based on the stored first frequency component (C1), the control unit (31) generates the first frequency component (C1) within a determination period that ends at the current time and whose period length corresponds to the determination time.
  • the time during which is greater than or equal to the upper limit value (upper limit exceeded time) is derived, and the time ratio is derived by dividing the upper limit exceeded time by the determination time.
  • time (t2) is the current time
  • the period from time (t1) to time (t2) is the determination period
  • time (T1) and time (T2) are the upper limit exceedance times.
  • the time ratio is the value obtained by dividing the sum of time (T1) and time (T2) by the determination time (T0).
  • the control unit (31) determines whether the time ratio (the ratio of time during which the first frequency component is equal to or higher than the upper limit within the determination time) acquired in step (S41) exceeds a predetermined threshold. Determine whether If the time ratio exceeds the threshold, the process of step (S43) is performed. On the other hand, if this is not the case, the fourth determination process ends.
  • the case where the first frequency component (C1) and the upper limit value are compared is taken as an example, but the present invention is not limited to this.
  • the first frequency component (C1) and a predetermined lower limit value may be compared. That is, the above-mentioned “upper limit value or more” may be read as “lower limit value or less”.
  • the first frequency component (C1) and a predetermined tolerance range may be compared. In other words, the above-mentioned "more than the upper limit” may be read as "outside the permissible range”.
  • FIG. 12 illustrates the configuration of the refrigeration system (RR).
  • the refrigeration system (RR) includes a refrigerant circuit (RR1) filled with refrigerant, a motor drive device (20), and a state determination device (30).
  • the refrigerant circuit (RR1) includes a compressor (CC), a radiator (RR5), a pressure reduction mechanism (RR6), and an evaporator (RR7).
  • the pressure reduction mechanism (RR6) is an expansion valve.
  • the refrigerant circuit (RR1) performs a vapor compression refrigeration cycle.
  • the compressor (CC) has a compression mechanism (CCa) and a motor (50).
  • the compression mechanism (CCa) is connected to the motor (50) by a rotating shaft.
  • the motor (50) rotates the compression mechanism (CCa) by rotating the rotating shaft.
  • the motor drive device (20) drives the motor (50).
  • the state determining device (30) determines the state of the motor (50) or the compressor (CC) equipped with the motor (50).
  • the refrigerant discharged from the compressor (CC) radiates heat in the radiator (RR5).
  • the refrigerant flowing out from the radiator (RR5) is depressurized in the pressure reducing mechanism (RR6) and evaporated in the evaporator (RR7).
  • the refrigerant flowing out from the evaporator (RR7) is then sucked into the compressor (CC).
  • the refrigeration system (RR) is an air conditioner.
  • the air conditioner may be a cooling-only machine or a heating-only machine.
  • the air conditioner may be an air conditioner that switches between cooling and heating.
  • the air conditioner has a switching mechanism (for example, a four-way switching valve) that switches the refrigerant circulation direction.
  • the refrigeration system (RR) may be a water heater, a chiller unit, a cooling device that cools the air inside the refrigerator, or the like. Cooling devices cool the air inside refrigerators, freezers, containers, etc.
  • FIG. 13 illustrates the configuration of a fan system (FF).
  • the fan system (FF) includes a fan (FF1), a motor drive device (20), and a state determination device (30).
  • the fan (FF1) includes a rotating body (FFa) having blades and a motor (50).
  • the rotating body (FFa) is connected to the motor (50) by a rotating shaft.
  • the motor (50) rotates the rotating body (FF2a) by rotating the rotating shaft.
  • the motor drive device (20) drives the motor (50).
  • the state determining device (30) determines the state of the motor (50) or the fan (FF1) equipped with the motor (50).
  • the bearing (80) that supports the rotating shaft (55) rotationally driven by the motor (50) may be a sliding bearing.
  • the motor (50) may rotate a rotating shaft (55) supported by a sliding bearing.
  • a sliding bearing is an example of a bearing (80).
  • the bearing (80) that supports the rotating shaft (55) rotationally driven by the motor (50) is a "sliding bearing", if the rotating shaft (55) or bearing (80) wears out, the motor (50)
  • An amplitude fluctuation of a specific frequency component (Cs) of less than 1 time (specifically 1/3 or 2/3) of the mechanical angular frequency (fm) occurs in the torque of the motor (50), and as a result, the torque of the motor (50)
  • fluctuations for example, amplitude fluctuations
  • the determination process may be performed based on each of a plurality of (two in the examples of FIGS. 3 and 4) first frequency components (C1), or may be performed based on each of a plurality of first frequency components (C1). ). Further, the determination process may be performed based on only one of the DC signal and the AC signal, or may be performed based on each of the DC signal and the AC signal.
  • the determination process is performed based on the amplitude of the first frequency component (C1), but the determination process is performed based on the phase of the first frequency component (C1). Alternatively, the determination process may be performed based on the spectral width of the first frequency component (C1).
  • control unit (31) may be configured to perform the determination process using an algorithm constructed by a neural network or machine learning (an algorithm for determining a state based on a change in a signal).
  • control unit (31) may be realized by one processor or may be realized by multiple processors. Further, the control unit (31) may be realized by a plurality of processing units (computers) that communicate with each other via a communication network.
  • the DC section (22) includes a capacitor
  • the present invention is not limited to this.
  • the DC section (22) may be an LC circuit including a capacitor and a reactor. With such a configuration, it is possible to suppress noise current caused by the switching operation of the switching element of the inverter (23) from flowing into the AC power source (60).
  • the capacitance value of the capacitor mentioned above is such that it cannot almost smooth the output of the converter (21), but it has a capacitance that can smooth the ripple generated by the switching operation of the inverter (23). May be set to a value.
  • the above capacitor has a static capacitance of about 1/100 of the capacitance value of a smoothing capacitor (for example, an electrolytic capacitor) used to smooth the output of the converter (21) in a general power conversion device. It may be configured by a small capacitor having a capacitance value.
  • a smoothing capacitor for example, an electrolytic capacitor
  • the present disclosure is useful as a state determination technique.
  • Motor drive system 20 Motor drive device 30 State determination device 31 Control section 41 Phase current detection section 42 Electrical angular frequency detection section 50 Motor 60 AC power supply C1 First frequency component Cs Specific frequency component RR Refrigeration system FF Fan system

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Abstract

制御部（31）は、モータ（50）の電流または電圧に基づく信号の第１周波数成分（C1）に基づいて、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定する。信号が直流信号である場合、第１周波数成分（C1）の周波数は、モータ（50）の機械角周波数（fm）の１倍未満の特定周波数成分（Cs）の周波数である。信号が交流信号である場合、第１周波数成分（C1）の周波数は、信号の基本波周波数（f0）から特定周波数成分（Cs）の周波数を減算して得られる周波数、または、信号の基本波周波数（f0）に特定周波数成分（Cs）の周波数を加算して得られる周波数である。

Description

状態判定装置、モータ駆動システム、冷凍システム、ファンシステム、状態判定方法
　本開示は、状態判定装置、モータ駆動システム、冷凍システム、ファンシステム、状態判定方法に関する。
　特許文献１には、モータを含む圧縮機とモータに三相電流を出力するように構成される駆動装置とを備える空調機の故障徴候検出装置が開示されている。この故障徴候検出装置は、三相電流の測定値およびモータの回転子の回転角からモータのｑ軸電流を算出するように構成される変換部と、ｑ軸電流に対して周波数分析を行なうことによって算出される評価値と基準値とを比較することにより圧縮機の異常を検出するように構成される異常検出部とを備える。
特開２０１７－２２１０２３号公報
　ところで、モータまたはモータを搭載する機器の状態は、モータの電流または電圧に基づく信号の周波数成分のうちモータの機械角周波数の１倍未満の特定周波数成分と関連のある周波数成分に変動が現れる特定状態になり得る。しかしながら、特許文献１には、上記の特定状態について開示されておらず、モータまたはモータを搭載する機器の状態が上記の特定状態であるか否かを判定することについても、何ら開示も示唆もない。
　本開示の第１の態様は、モータ駆動装置（20）により駆動されるモータ（50）または前記モータ（50）を搭載する機器（70）の状態を判定する状態判定装置に関し、この状態判定装置は、前記モータ（50）の電流または電圧に基づく信号の第１周波数成分（C1）に基づいて、前記モータ（50）または前記機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定する制御部（31）を備え、前記信号が直流信号である場合、前記第１周波数成分（C1）の周波数は、特定周波数成分（Cs）の周波数であり、前記信号が交流信号である場合、前記第１周波数成分（C1）の周波数は、前記信号の基本波周波数（f0）から前記特定周波数成分（Cs）の周波数を減算して得られる周波数、または、前記信号の基本波周波数（f0）に前記特定周波数成分（Cs）の周波数を加算して得られる周波数であり、前記特定周波数成分（Cs）は、前記モータ（50）の機械角周波数（fm）の１倍未満の周波数成分である。
　第１の態様では、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定することができる。
　本開示の第２の態様は、第１の態様において、前記モータ（50）は、滑り軸受により支持される回転軸（55）を回転駆動する状態判定装置である。
　本開示の第３の態様は、第１または第２の態様において、前記直流信号は、前記モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）の各々の二乗値の総和の平方根を示す状態判定装置である。
　本開示の第４の態様は、第１～第３の態様のいずれか１つにおいて、前記特定周波数成分（Cs）の周波数は、前記モータ（50）の機械角周波数（fm）に特定比率を乗算して得られる周波数である状態判定装置である。
　本開示の第５の態様は、第４の態様において、前記特定比率は、自然数の逆数で表される分数比率である状態判定装置である。
　本開示の第６の態様は、第１～第５の態様のいずれか１つにおいて、前記特定状態は、前記モータ（50）により回転駆動される回転軸または前記回転軸の軸受が摩耗している状態である状態判定装置である。
　第６の態様では、回転軸または軸受が摩耗している状態を検出することができる。
　本開示の第７の態様は、第４の態様において、前記特定状態は、前記モータ（50）により回転駆動される回転軸または前記回転軸の軸受が摩耗している状態であり、前記特定比率は、１／３、または、２／３である状態判定装置である。
　第７の態様では、回転軸または軸受が摩耗している状態を検出することができる。
　本開示の第８の態様は、モータ駆動システムに関し、このモータ駆動システムは、機器（70）に搭載されたモータ（50）を駆動するモータ駆動装置（20）と、前記モータ（50）または前記機器（70）の状態を判定する状態判定装置（30）とを備え、前記状態判定装置（30）は、第１～第７の態様のいずれか１つの状態判定装置である。
　本開示の第９の態様は、冷凍システムに関し、この冷凍システムは、圧縮機（CC）を有する冷媒回路（RR1）と、前記圧縮機（CC）に搭載されたモータ（50）を駆動するモータ駆動装置（20）と、前記モータ（50）または前記圧縮機（CC）の状態を判定する状態判定装置（30）とを備え、前記状態判定装置（30）は、第１～第７の態様のいずれか１つの状態判定装置である。
　本開示の第１０の態様は、ファンシステムに関し、このファンシステムは、ファン（FF）と、前記ファン（FF）に搭載されたモータ（50）を駆動するモータ駆動装置（20）と、前記モータ（50）または前記ファン（FF）の状態を判定する状態判定装置（30）とを備え、前記状態判定装置（30）は、第１～第７の態様のいずれか１つの状態判定装置である。
　本開示の第１１の態様は、モータ駆動装置（20）により駆動されるモータ（50）または前記モータ（50）を搭載する機器（70）の状態を判定する状態判定方法に関し、この状態判定方法は、前記モータ（50）の電流または電圧に基づく信号の第１周波数成分（C1）を取得し、前記第１周波数成分（C1）に基づいて、前記モータ（50）または前記機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定し、前記信号が直流信号である場合、前記第１周波数成分（C1）の周波数は、特定周波数成分（Cs）の周波数であり、前記信号が交流信号である場合、前記第１周波数成分（C1）の周波数は、前記信号の基本波周波数（f0）から前記特定周波数成分の周波数を減算して得られる周波数、または、前記信号の基本波周波数（f0）に前記特定周波数成分の周波数を加算して得られる周波数であり、前記特定周波数成分（Cs）は、前記モータ（50）の機械角周波数（fm）の１倍未満の周波数成分である。
　第１１の態様では、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定することができる。
図１は、実施形態のモータ駆動システムの構成を例示する回路図である。 図２は、直流信号と交流信号とを例示する波形図である。 図３は、直流信号に含まれる第１周波数成分を例示するグラフである。 図４は、交流信号に含まれる第１周波数信号を例示するグラフである。 図５は、第１判定処理を例示するフローチャートである。 図６は、第２判定処理を例示するフローチャートである。 図７は、第２判定処理を例示するタイミングチャートである。 図８は、第３判定処理を例示するフローチャートである。 図９は、第３判定処理を例示するタイミングチャートである。 図１０は、第４判定処理を例示するフローチャートである。 図１１は、第４判定処理を例示するタイミングチャートである。 図１２は、冷凍システムの構成を例示する概略図である。 図１３は、ファンシステムの構成を例示する概略図である。 図１４は、回転軸および軸受を例示する縦断面図である。
　以下、図面を参照して実施の形態を詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。
　（モータ駆動システム）
　図１は、実施形態によるモータ駆動システム（10）の構成を例示する。モータ駆動システム（10）は、交流電源（60）から供給された電力を用いて三相交流のモータ（50）を駆動する。モータ（50）は、機器（70）に搭載される。例えば、モータ（50）は、ＩＰＭモータ（Interior Permanent MagnetMotor）である。機器（70）には、機器（70）の動作を制御する制御装置（71）が設けられる。この例では、モータ駆動システム（10）は、モータ駆動装置（20）と、状態判定装置（30）とを備える。
　　〔モータ駆動装置〕
　モータ駆動装置（20）は、モータ（50）を駆動する。具体的には、モータ駆動装置（20）は、交流電源（60）から供給された電力を所定の周波数および電圧を有する出力交流電力（三相交流電力）に変換し、出力交流電力をモータ（50）に供給する。この例では、モータ駆動装置（20）は、コンバータ（21）と、直流部（22）と、インバータ（23）とを有する。
　コンバータ（21）は、交流電源（60）から供給された電力を整流する。この例では、コンバータ（21）は、交流電源（60）から供給された交流電力を全波整流する。例えば、コンバータ（21）は、複数の整流ダイオードがブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路により構成される。直流部（22）は、コンバータ（21）の出力を平滑化する。この例では、直流部（22）は、コンデンサを有する。
　インバータ（23）は、複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子のスイッチング動作により直流部（22）の出力を所定の周波数および電圧を有する出力交流電力（三相交流電力）に変換する。
　この例では、インバータ（23）は、ブリッジ結線された６つのスイッチング素子と、６つのスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された６つの還流ダイオードとを有する。詳しく説明すると、インバータ（23）は、それぞれが直列に接続された２つのスイッチング素子からなる３つのスイッチングレグを有する。それらの３つのスイッチングレグの中点（具体的には上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子との接続点）は、モータ（50）の３つの巻線（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の巻線）にそれぞれ接続される。
　　〔各種センサ〕
　モータ駆動装置（20）には、相電流検出部（41）や電気角周波数検出部（42）などの各種センサが設けられる。
　相電流検出部（41）は、モータ（50）の３つの巻線（図示を省略）をそれぞれ流れる三相の相電流（Ｕ相電流（iu）とＶ相電流（iv）とＷ相電流（iw））を検出する。例えば、相電流検出部（41）は、三相の相電流（iu,iv,iw）の全部を検出するものであってもよいし、三相の相電流（iu,iv,iw）のうち２つの相電流を検出し、その検出された二相の相電流に基づいて残りの１つの相電流を導出するものであってもよい。また、相電流検出部（41）は、直流部（22）に設けられたシャント抵抗（図示省略）により検出された直流電流とスイッチングパターンから三相の相電流（iu,iv,iw）を導出してもよい。
　電気角周波数検出部（42）は、モータ（50）の電気角周波数（ω）を検出する。各種センサの検出信号は、制御部（31）に送信される。電気角周波数検出部（42）は本発明に必須の構成ではなく、モータ（50）の電気角周波数（ω）は他の方法で算出及びセンサレスにより推定されても良い。
　　〔状態判定装置〕
　状態判定装置（30）は、モータ（50）または機器（70）の状態を判定する。状態判定装置（30）は、制御部（31）を備える。なお、この例では、状態判定装置（30）は、モータ（50）または機器（70）の状態の判定に加えて、モータ駆動装置（20）を制御してモータ（50）を制御する。
　　〔制御部〕
　制御部（31）は、判定処理を行う。判定処理において、制御部（31）は、モータ（50）の電流または電圧に基づく信号の第１周波数成分（C1）に基づいて、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定する。判定処理は、状態判定方法の一例である。
　上記の信号は、直流信号または交流信号である。図２は、直流信号と交流信号とを例示する。図２には、直流信号の一例である「モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）の各々の二乗値の総和の平方根」と、交流信号の一例である「モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）」とが例示されている。
　図３に示すように、上記の信号が直流信号である場合、第１周波数成分（C1）の周波数は、特定周波数成分（Cs）の周波数である。
　特定周波数成分（Cs）は、モータ（50）の機械角周波数（fm）の１倍未満の周波数成分である。特定周波数成分（Cs）の周波数は、モータ（50）の機械角周波数（fm）に特定比率を乗算して得られる周波数である。特定比率は、自然数の逆数で表される分数比率である。例えば、特定比率は、１／３、または、２／３である。
　図３の例では、特定周波数成分（Cs）の周波数は、モータ（50）の機械角周波数（fm）に「1/3」を乗算して得られる周波数「1/3fm」、または、モータ（50）の機械角周波数（fm）に「2/3」を乗算して得られる周波数「2/3fm」である。第１周波数成分（C1）の周波数は、「1/3fm」または「2/3fm」である。
　図４に示すように、上記の信号が交流信号の場合、第１周波数成分（C1）の周波数は、上記の信号の基本波周波数（f0）から特定周波数成分（Cs）の周波数を減算して得られる周波数（第１周波数）、または、上記の信号の基本波周波数（f0）に特定周波数成分（Cs）の周波数を加算して得られる周波数（第２周波数）である。
　図４の例では、特定周波数成分（Cs）の周波数は、モータ（50）の機械角周波数（fm）に「1/3」を乗算して得られる周波数「1/3fm」である。第１周波数は、「f0-1/3fm」であり、第２周波数は、「f0+1/3fm」である。第１周波数成分（C1）の周波数は、「f0-1/3fm」または「f0+1/3fm」である。
　　〔特定状態〕
　特定状態は、モータ（50）の電流または電圧に基づく信号の第１周波数成分（C1）に変動（例えば振幅変動）が現れる状態である。第１周波数成分（C1）は、モータ（50）の機械角周波数（fm）の１倍未満の特定周波数成分（Cs）と関連のある周波数成分である。
　言い換えると、特定状態は、モータ（50）の機械角周波数（fm）の１倍未満の特定周波数成分（Cs）の振幅変動がモータ（50）のトルクに生じる状態である。第１周波数成分（C1）は、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態である場合に、モータ（50）のトルクに生じる振幅変動（特定周波数成分（Cs）の振幅変動）に応じた振幅変動が生じる周波数成分である。
　具体的には、特定状態は、モータ（50）により回転駆動される回転軸または回転軸の軸受が摩耗している状態である。言い換えると、特定状態は、回転軸または軸受の摩耗量が許容量を上回る状態である。
　このような摩耗が回転軸または軸受に生じると、モータ（50）の機械角周波数（fm）の１倍未満（具体的には１／３または２／３）の特定周波数成分（Cs）の振幅変動がモータ（50）のトルクに生じ、その結果、モータ（50）の電流または電圧に基づく信号の第１周波数成分（C1）に変動（例えば振幅変動）が現れる。
　　〔制御処理〕
　この例では、制御部（31）は、制御処理を行う。制御処理では、制御部（31）は、モータ駆動装置（20）を制御してモータ（50）を制御する。具体的には、制御部（31）は、モータ（50）の電気角周波数（ω）の指令値などの目標指令値、モータ駆動装置（20）に設けられた各種センサの検出信号などを入力する。そして、制御部（31）は、目標指令値、各種センサの検出信号などに基づいて、インバータ（23）のスイッチング動作を制御してインバータ（23）からモータ（50）に供給される交流電力を制御する。
　例えば、制御部（31）は、プロセッサ（コンピュータ）と、プロセッサと電気的に接続されてプロセッサを動作させるためのプログラムや情報を記憶するメモリとにより構成される。メモリに記憶されたプログラムをプロセッサが実行することにより、制御部（31）の各種の機能が実現される。
　　〔対処動作〕
　また、制御部（31）は、判定処理において、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であると判定すると、対処動作を行う。対処動作は、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であることを示す第１情報を出力する出力動作と、モータ（50）の運転条件を変更する変更動作とのうち少なくとも一方の動作である。
　出力動作の例としては、以下の第１出力動作、第２出力動作、第３出力動作、これらの組合せなどが挙げられる。第１出力動作は、リモートコントローラなどに設けられた表示装置（図示を省略）に第１情報を出力することにより第１情報を表示装置に表示させる動作である。第２出力動作は、機器（70）の動作を制御する制御装置（71）に第１情報を出力することにより、特定状態に対処するための動作を制御装置（71）に行わせる動作である。第３出力動作は、クラウド上のデータ蓄積部（図示を省略）に第１情報をアップロードする動作である。
　変更動作の例としては、以下の第１変更動作、第２変更動作、異３変更動作、これらの組合せなどが挙げられる。第１変更動作は、モータ（50）を停止させる動作である。第２変更動作は、モータ（50）を加速させる動作である。第３変更動作は、モータ（50）を減速させる動作である。
　　〔実施形態の効果〕
　以上のように、実施形態のモータ駆動システム（10）では、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定することができる。具体的には、モータ（50）により回転駆動される回転軸または回転軸の軸受が摩耗している状態を検出することができる。
　なお、特定周波数成分（Cs）は、モータ（50）の機械角周波数（fm）の１倍未満の周波数成分である、具体的には、特定周波数成分（Cs）の周波数は、機械角周波数（fm）に特定比率を乗算して得られる周波数である。そして、特定周波数成分（Cs）と関連のある第１周波数成分（C1）は、モータ（50）の回転数や負荷が正常且つ定常な状態である場合に生じない周波数成分である。一方、モータ（50）の機械角周波数（fm）のＮ倍（Ｎは１以上の数）の周波数成分は、モータ（50）の回転数や負荷が正常且つ定常な状態である場合にも生じる周波数成分であり、モータ（50）の回転数や負荷の大きさに応じて変化する。
　したがって、特定周波数成分（Cs）と関連のある第１周波数成分（C1）に基づいて状態判定を行うことにより、モータ（50）の機械角周波数（fm）のＮ倍（Ｎは１以上の数）の周波数成分に基づいて状態判定を行う場合よりも、状態を判定するための基準となる閾値の設定を容易に行うことができる。
　また、交流信号の第１周波数成分（C1）を監視する場合、第１周波数成分（C1）は、交流信号の基本波周波数（f0）を中心とする基本波周波数成分から近くなる。例えば、第１周波数成分（C1）は、基本波周波数成分の側帯波として現れる。基本波周波数成分は、周波数幅を有する。そのため、第１周波数成分（C1）が基本波周波数成分に近くなるほど、第１周波数成分（C1）が基本波周波数成分の影響を受けやすくなり、第１周波数成分（C1）を基本波周波数成分から分離することが困難となる。例えば、モータ（50）の電流または電圧に基づく信号が交流信号である場合、第１周波数成分（C1）を基本波周波数成分から分離するために、減衰傾度が急峻なフィルタの実装が要求されるが、そのようなフィルタの実装は困難である。また、第１周波数成分（C1）が基本波周波数成分の側帯波として２つに分離されて現れるので、交流信号の第１周波数成分（C1）の振幅は、直流信号の第１周波数成分（C1）の振幅よりも小さくなる。
　一方、直流信号の第１周波数成分（C1）を監視する場合、直流信号の基本波周波数成分は、直流量となる。モータ（50）の電流または電圧に基づく信号が直流信号である場合、基本波周波数成分は、平均などの簡単な処理により求めることができるゼロヘルツ成分となるので、簡単な計算により基本波周波数成分と第１周波数成分（C1）とを容易に分離することができる。また、直流信号の第１周波数成分（C1）の振幅は、交流信号の第１周波数成分（C1）の振幅よりも大きくなるので、第１周波数成分（C1）のＳＮ比を良好にすることができる。これにより、第１周波数成分（C1）の精度を向上させることができる。なお、第１周波数成分（C1）の振幅は、そもそも小さい値であるので、直流にしてＳＮ比を改善することが好ましい。
　以上のとおり、直流信号の第１周波数成分（C1）を監視することにより、交流信号の第１周波数成分（C1）を監視する場合よりも、第１周波数成分（C1）の抽出を容易にすることができる。
　なお、上記の判定処理とは異なる別の手法として、モータ（50）または機器（70）における振動を検知する振動センサの出力に基づいて、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定することが考えられる。しかしながら、この手法では、振動センサの出力にノイズが重畳しやすいので、モータ（50）または機器（70）の状態の判定を正確に行うことが困難である。また、振動センサを別途設ける必要がある。なお、このようなノイズの要因としては、振動センサの設置位置の誤差などが挙げられる。
　この実施形態のモータ駆動システム（10）では、制御部（31）は、モータ（50）の電流または電圧に基づく信号の第１周波数成分（C1）に基づいて、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定する。この「モータ（50）の電流または電圧に基づく信号」には、上記のようなノイズが重畳しにくい。そのため、上記の手法よりも、モータ（50）または機器（70）の状態の判定を正確に行うことができる。また、既設の電流センサまたは電圧センサを利用することができる。
　（信号の具体例）
　次に、モータ（50）の電流または電圧に基づく信号の具体例について説明する。この信号は、直流信号と、交流信号とに大別される。
　　〔直流信号の具体例〕
　直流信号の例としては、「モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）に相関する信号」と、「モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）に相関する信号」と、「モータ（50）の電力に相関する信号」が挙げられる。
　直流信号の別の例としては、「モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）をモータ（50）の相電流（iu,iv,iw）の位相（ωi・t）で座標変換して得られる電流（iγ,iδ）」と、「モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）をモータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）の位相（ωv・t）で座標変換して得られる電圧（Vγ,Vδ）」と、「モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）をモータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）の位相（ωv・t）で座標変換して得られる電流（iζ,iη）」と、「モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）をモータ（50）の相電流（iu,iv,iw）の位相（ωi・t）で座標変換して得られる電圧（Vζ,Vη）」が挙げられる。
　直流信号のさらに別の例としては、「永久磁石による電機子鎖交磁束に合わせて座標変換したｄｑ軸磁束（λd,λq）」と、「永久磁石の電機子鎖交磁束と電機子反作用を合成した電機子鎖交磁束ベクトルの大きさλ0」が挙げられる。
　なお、以下の説明において、「モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）」は、相電流検出部（41）により検出されるモータ（50）の相電流（iu,iv,iw）のことである。「モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）」は、制御部（31）の内部において用いられる電圧指令値に示されるモータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）、または、モータ駆動装置（20）に設けられた相電圧検出部（図示を省略）により検出されるモータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）のことである。「モータ（50）の電気角周波数（ω）」は、電気角周波数検出部（42）により検出されるモータ（50）の電気角周波数（ω）のことである。
　　〔１．モータの相電流に相関する信号の具体例〕
　モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）に相関する信号の具体例としては、電流ベクトル振幅（Ia），電流ベクトル振幅の二乗値（Ia2），相電流振幅（I），相電流実効値（Irms）などが挙げられる。
　なお、電流ベクトル振幅（Ia）および電流ベクトル振幅の二乗値（Ia2）は、モータ（50）の三相の相電流（iu,iv,iw）の各々の二乗値の総和に応じた値の一例である。モータ（50）の三相の相電流（iu,iv,iw）の各々の二乗値の総和に応じた値は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）の大きさの整数乗に比例する値の一例である。
　（１）電流ベクトル振幅
　電流ベクトル振幅（Ia）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）に基づいて導出される。また、電流ベクトル振幅（Ia）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を固定座標系に変換して得られるα相電流（iα）およびβ相電流（iβ）に基づいて導出されてもよい。また、電流ベクトル振幅（Ia）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を一次磁束の向きに基づいた角度により座標変換して得られるＭ軸電流（iM）およびＴ軸電流（iT）に基づいて導出されてもよい。また、電流ベクトル振幅（Ia）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を磁極位置の向きに基づいた角度により座標変換して得られるｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）に基づいて導出されてもよい。具体的には、電流ベクトル振幅（Ia）は、次の式のように表現できる。
　（２）電流ベクトル振幅の二乗値
　電流ベクトル振幅の二乗値（Ia2）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）に基づいて導出される。また、電流ベクトル振幅の二乗値（Ia2）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を固定座標系に変換して得られるα相電流（iα）およびβ相電流（iβ）に基づいて導出されてもよい。また、電流ベクトル振幅の二乗値（Ia2）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を一次磁束の向きに基づいた角度により座標変換して得られるＭ軸電流（iM）およびＴ軸電流（iT）に基づいて導出されてもよい。また、電流ベクトル振幅の二乗値（Ia2）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を磁極位置の向きに基づいた角度により座標変換して得られるｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）に基づいて導出されてもよい。具体的には、電流ベクトル振幅の二乗値（Ia2）は、次の式のように表現できる。
　（３）相電流振幅
　相電流振幅（I）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）のうち１つの相電流（例えばＵ相電流（iu））と、相電流の位相（ωi）とに基づいて導出される。なお、相電流の位相（ωi）は、例えば、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）に基づいて導出される。具体的には、相電流振幅（I）は、次の式のように表現できる。
　（４）相電流実効値
　相電流実効値（Irms）は、相電流振幅（I）に基づいて導出される。具体的には、相電流実効値（Irms）は、次の式のように表現できる。
　（５）その他
　以上の説明では、電流ベクトル振幅（Ia）がモータ（50）の三相の相電流（iu,iv,iw）に基づいて導出される場合を例に挙げたが、電流ベクトル振幅（Ia）は、モータ（50）の三相の相電流（iu,iv,iw）のうち二相の相電流に基づいて導出されてもよい。また、電流ベクトル振幅（Ia）は、モータ駆動装置（20）に設けられた直流電流検出部（例えばシャント抵抗、図示を省略）により検出されるインバータ（23）の直流電流に基づいて導出されてもよい。電流ベクトル振幅の二乗値（Ia2）についても同様である。
　　〔２．モータの相電圧に相関する信号の具体例〕
　モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）と相関する信号の具体例として、電圧ベクトル振幅（Va），電圧ベクトル振幅の二乗値（Va2），相電圧振幅（V），相電圧実効値（Vrms）などが挙げられる。
　なお、電圧ベクトル振幅（Va）および電圧ベクトル振幅の二乗値（Va2）は、モータ（50）の三相の相電圧（Vu,Vv,Vw）の各々の二乗値の総和に応じた値の一例である。モータ（50）の三相の相電圧（Vu,Vv,Vw）の各々の二乗値の総和に応じた値は、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）の大きさの整数乗に比例する値の一例である。
　（１）電圧ベクトル振幅
　電圧ベクトル振幅（Va）は、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）に基づいて導出される。また、電圧ベクトル振幅（Va）は、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を固定座標系に変換して得られるα相電圧（Vα）およびβ相電圧（Vβ）に基づいて導出されてもよい。また、電圧ベクトル振幅（Va）は、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を一次磁束の向きに基づいた角度により座標変換して得られるＭ軸電圧（VM）およびＴ軸電圧（VT）に基づいて導出されてもよい。また、電圧ベクトル振幅（Va）は、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を磁極位置の向きに基づいた角度により座標変換して得られるｄ軸電圧（Vd）およびｑ軸電圧（Vq）に基づいて導出されてもよい。具体的には、電圧ベクトル振幅（Va）は、次の式のように表現できる。
　（２）電圧ベクトル振幅の二乗値
　電圧ベクトル振幅の二乗値（Va2）は、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）に基づいて導出される。また、電圧ベクトル振幅の二乗値（Va2）は、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を固定座標系に変換して得られるα相電圧（Vα）およびβ相電圧（Vβ）に基づいて導出されてもよい。また、電圧ベクトル振幅の二乗値（Va2）は、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を一次磁束の向きに基づいた角度により座標変換して得られるＭ軸電圧（VM）およびＴ軸電圧（VT）に基づいて導出されてもよい。また、電圧ベクトル振幅の二乗値（Va2）は、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を磁極位置の向きに基づいた角度により座標変換して得られるｄ軸電圧（Vd）およびｑ軸電圧（Vq）に基づいて導出されてもよい。具体的には、電圧ベクトル振幅の二乗値（Va2）は、次の式のように表現できる。
　（３）相電圧振幅
　相電圧振幅（V）は、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）のうち１つの相電圧（例えばＵ相電圧（Vu））と、相電圧の位相（ωv）とに基づいて導出される。なお、相電圧の位相（ωv）は、例えば、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）に基づいて導出される。具体的には、相電圧振幅（V）は、次の式のように表現できる。
　（４）相電圧実効値
　相電圧実効値（Vrms）は、相電圧振幅（V）に基づいて導出される。具体的には、相電圧実効値（Vrms）は、次の式のように表現できる。
　（５）その他
　以上の説明では、電圧ベクトル振幅（Va）がモータ（50）の三相の相電圧（Vu,Vv,Vw）に基づいて導出される場合を例に挙げたが、電圧ベクトル振幅（Va）は、モータ（50）の三相の相電圧（Vu,Vv,Vw）のうち二相の相電圧に基づいて導出されてもよい。電圧ベクトル振幅の二乗値（Va2）についても同様である。
　　〔３．モータの電力に相関する信号の具体例〕
　モータ（50）の電力に相関する信号の例として、瞬時電力（p），瞬時虚電力（q），皮相電力（S），有効電力（P），無効電力（Q）などが挙げられる。
　（１）瞬時電力
　瞬時電力（p）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）と、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）とに基づいて導出される。また、瞬時電力（p）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を固定座標系に変換して得られるα相電流（iα）およびβ相電流（iβ）と、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を固定座標系に変換して得られるα相電圧（Vα）およびβ相電圧（Vβ）とに基づいて導出されてもよい。また、瞬時電力（p）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を一次磁束の向きに基づいた角度により座標変換して得られるＭ軸電流（iM）およびＴ軸電流（iT）と、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を一次磁束の向きに基づいた角度により座標変換して得られるＭ軸電圧（VM）およびＴ軸電圧（VT）とに基づいて導出されてもよい。また、瞬時電力（p）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を磁極位置の向きに基づいた角度により座標変換して得られるｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）と、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を磁極位置の向きに基づいた角度により座標変換して得られるｄ軸電圧（Vd）およびｑ軸電圧（Vq）とに基づいて導出されてもよい。具体的には、瞬時電力（p）は、次の式のように表現できる。
　（２）瞬時虚電力
　瞬時虚電力（q）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を固定座標系に変換して得られるα相電流（iα）およびβ相電流（iβ）と、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を固定座標系に変換して得られるα相電圧（Vα）およびβ相電圧（Vβ）とに基づいて導出される。また、瞬時虚電力（q）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を一次磁束の向きに基づいた角度により座標変換して得られるＭ軸電流（iM）およびＴ軸電流（iT）と、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を一次磁束の向きに基づいた角度により座標変換して得られるＭ軸電圧（VM）およびＴ軸電圧（VT）とに基づいて導出されてもよい。また、瞬時虚電力（q）は、モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）を磁極位置の向きに基づいた角度により座標変換して得られるｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）と、モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）を磁極位置の向きに基づいた角度により座標変換して得られるｄ軸電圧（Vd）およびｑ軸電圧（Vq）とに基づいて導出されてもよい。具体的には、瞬時虚電力（q）は、次の式のように表現できる。
　（３）皮相電力
　皮相電力（S）は、相電圧実効値（Vrms）と相電流実効値（Irms）とに基づいて導出される。具体的には、皮相電力（S）は、次の式のように表現できる。
　（４）有効電力
　有効電力（P）は、相電圧実効値（Vrms）と、相電流実効値（Irms）と、相電圧と相電流との位相差（φ1）とに基づいて導出される。相電圧と相電流との位相差（φ1）は、１つの相電圧（例えばＵ相電圧（Vu））と１つの相電流（例えばＵ相電流（iu））との位相差であり、相電流の位相（ωi）および相電圧の位相（ωv）とに基づいて導出される。具体的には、有効電力（P）は、次の式のように表現できる。
　（５）無効電力
　無効電力（Q）は、相電圧実効値（Vrms）と、相電流実効値（Irms）と、相電圧と相電流との位相差（φ1）とに基づいて導出される。相電圧と相電流との位相差（φ1）は、例えば、Ｕ相電圧（Vu）とＵ相電流（iu）との位相差であり、相電流の位相（ωi）および相電圧の位相（ωv）とに基づいて導出される。具体的には、無効電力（Q）は、次の式のように表現できる。
　　〔４．相電流を相電流の位相で座標変換して得られる電流〕
　モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）をモータ（50）の相電流（iu,iv,iw）の位相（ωi・t）で座標変換して得られる電流（iγ,iδ）は、次の式のように表現できる。
　　〔５．相電圧を相電圧の位相で座標変換して得られる電圧〕
　モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）をモータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）の位相（ωv・t）で座標変換して得られる電圧（Vγ,Vδ）は、次の式のように表現できる。
　　〔６．相電流を相電圧の位相で座標変換して得られる電流〕
　モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）をモータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）の位相（ωv・t）で座標変換して得られる電流（iζ,iη）は、次の式のように表現できる。
　　〔７．相電圧を相電流の位相で座標変換して得られる電圧〕
　モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）をモータ（50）の相電流（iu,iv,iw）の位相（ωi・t）で座標変換して得られる電圧（Vζ,Vη）は、次の式のように表現できる。
　　〔６．ｄｑ軸磁束と電機子鎖交磁束ベクトルの大きさ〕
　永久磁石による電機子鎖交磁束に合わせて座標変換したｄｑ軸磁束（λd,λq）と、永久磁石の電機子鎖交磁束と電機子反作用を合成した電機子鎖交磁束ベクトルの大きさλ0は、次の式のように表現できる。次の式の「Ld」はｄ軸インダクタンスであり、「Lq」はｑ軸インダクタンスである。
　　〔７．直流信号のその他の例〕
　また、直流信号は、モータ（50）の相電流や相電圧や線電流や線間電圧を３相２相変換し、さらに、回転座標変換を施した直流信号であってもよい。例えば、直流信号は、モータ（50）の相電流を３相２相変換したα軸電流およびβ軸電流を、モータ（50）の回転子の磁極の向きに基づく角度で回転座標変換したｄ軸電流およびｑ軸電流であってもよい。また、直流信号は、α軸電流およびβ軸電流を、モータ（50）の回転子の一次磁束の向きに基づく角度で回転座標変換したＭ軸電流およびＴ軸電流であってもよい。
　また、直流信号は、モータ駆動装置（20）のコンバータ（21）に入力される電力、コンバータ（21）から出力される電力、直流部（22）から出力される電力、コンバータ（21）と直流部（22）との間を流れる電流、直流部（22）とインバータ（23）の間を流れる電流などであってもよい。
　　〔交流信号の具体例〕
　交流信号の例としては、「モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）」と、「モータ（50）の相電圧（Vu,Vv,Vw）」と、「各相の鎖交磁束（Ψfu,Ψfv,Ψfw）」とが挙げられる。
　各相の鎖交磁束（Ψfu,Ψfv,Ψfw）は、次の式のように表現できる。
　交流信号の別の例としては、上記の交流信号を三相二相変換した固定座標の電流、電圧鎖交磁束が挙げられる。
　また、交流信号は、モータ（50）の線電流、線間電圧などであってもよい。また、交流信号は、相電流や相電圧や線電流や線間電圧を３相２相変換した２相の交流電流（例えばα軸電流およびβ軸電流）や２相の交流電圧であってもよい。また、交流電流は、商用電源系統（具体的には交流電源（60））とモータ駆動装置（20）のコンバータ（21）との間を流れる電流であってもよい。
　（判定処理の具体例）
　次に、判定処理について、４つの具体例（第１～第４判定処理）を挙げて説明する。なお、以下では、第１周波数成分（C1）の振幅に基づいて判定処理が行われる場合を例に挙げて説明する。以下の説明における「第１周波数成分（C1）」は、「第１周波数成分（C1）の振幅」のことである。
　　〔第１判定処理〕
　次に、図５を参照して、第１判定処理について説明する。第１判定処理では、制御部（31）は、第１周波数成分（C1）の瞬時値に基づいて、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定する。具体的には、制御部（31）は、予め定められた検出周期毎に以下の処理（ステップ（S11）～ステップ（S13））を行う。
　　　〈ステップ（S11）〉
　制御部（31）は、第１周波数成分（C1）の瞬時値を取得する。
　　　〈ステップ（S12）〉
　次に、制御部（31）は、ステップ（S11）において取得された第１周波数成分（C1）の瞬時値が予め定められた上限値以上であるか否かを判定する。第１周波数成分（C1）の瞬時値が上限値以上である場合には、ステップ（S13）の処理が行われる。一方、そうでない場合には、第１判定処理が終了する。
　　　〈ステップ（S13）〉
　ステップ（S12）において第１周波数成分（C1）の瞬時値が上限値以上である場合、制御部（31）は、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であると判定する。そして、制御部（31）は、対処動作を行う。
　　〔第２判定処理〕
　図６および図７を参照して、第２判定処理について説明する。第２判定処理では、制御部（31）は、第１周波数成分（C1）の変化率に基づいて、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定する。具体的には、制御部（31）は、予め定められた検出周期毎に以下の処理（ステップ（S21）～ステップ（S23））を繰り返し行う。
　　　〈ステップ（S21）〉
　制御部（31）は、第１周波数成分の変化率を取得する。例えば、制御部（31）は、第１周波数成分（C1）の瞬時値を時間で微分することで第１周波数成分（C1）の変化率を導出する。図７の例では、時刻（t1,t2,t3）の各々において第１周波数成分（C1）の変化率が変化する。
　　　〈ステップ（S22）〉
　制御部（31）は、ステップ（S21）において取得された第１周波数成分（C1）の変化率が予め定められた上限値以上であるか否かを判定する。第１周波数成分（C1）の変化率が上限値以上である場合には、ステップ（S23）の処理が行われる。一方、そうでない場合には、第２判定処理が終了する。図７の例では、時刻（t2）において第１周波数成分（C1）の変化率が上限値以上となる。
　　　〈ステップ（S23）〉
　ステップ（S22）において第１周波数成分（C1）の変化率が上限値以上である場合、制御部（31）は、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であると判定する。そして、制御部（31）は、対処動作を行う。
　　〔第３判定処理〕
　図８および図９を参照して、第３判定処理について説明する。第３判定処理では、制御部（31）は、第１周波数成分（C1）が上限値以上となる時間を累積して得られる累積時間に基づいて、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定する。具体的には、制御部（31）は、予め定められた検出周期毎に以下の処理（ステップ（S31）～ステップ（S33））を繰り返し行う。
　　　〈ステップ（S31）〉
　制御部（31）は、第１周波数成分（C1）が上限値以上となる時間の累積値（累積時間）を取得する。
　例えば、制御部（31）は、検出周期における代表値となる第１周波数成分（C1）の瞬時値を取得し、第１周波数成分（C1）の瞬時値が上限値以上であるか否かを判定する。そして、制御部（31）は、第１周波数成分（C1）の瞬時値が上限値以上である場合には、カウント値をインクリメントし、第１周波数成分（C1）の瞬時値が上限値以上ではない場合には、カウント値をインクリメントしない。このカウント値は、第１周波数成分（C1）が上限値以上となる時間の累積値（累積時間）に対応する。例えば、カウント値に検出周期に相当する時間を乗算して得られる値が累積時間となる。
　図９の例では、時刻（t1～t12）の各々において第３判定処理が行われ、時刻（t1～t12）のうち時刻（t2～t5,t9～t12）においてカウント値がインクリメントされる。
　　　〈ステップ（S32）〉
　次に、制御部（31）は、ステップ（S31）において取得された累積時間（この例ではカウント値）が予め定められた閾値を上回るか否かを判定する。累積時間が閾値を上回る場合には、ステップ（S33）の処理が行われる、一方、そうでない場合には、第３判定処理が終了する。図９の例では、制御部（31）は、時刻（t11）においてカウント値が閾値を上回ると判定する。
　　　〈ステップ（S33）〉
　ステップ（S32）において累積時間が閾値を上回る場合、制御部（31）は、制御部（31）は、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であると判定する。そして、制御部（31）は、対処動作を行う。
　　〔第４判定処理〕
　図１０および図１１を参照して、第４判定処理について説明する。第４判定処理では、制御部（31）は、予め定められた判定時間内において第１周波数成分（C1）が予め定められた上限値以上となる時間が占める割合（時間割合）に基づいて、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定する。具体的には、制御部（31）は、予め定められた検出周期毎に以下の処理（ステップ（S41）～ステップ（S43））を繰り返し行う。
　　　〈ステップ（S41）〉
　制御部（31）は、判定時間内において第１周波数成分が上限値以上となる時間が占める割合（時間割合）を取得する。
　例えば、制御部（31）は、現在時刻を終端とする所定時間期間（少なくとも判定時間に相当する期間）内における第１周波数成分（C1）を記憶する。そして、制御部（31）は、その記憶された第１周波数成分（C1）に基づいて、現在時刻を終端とし且つ期間長さが判定時間に相当する判定期間内において第１周波数成分（C1）が上限値以上である時間（上限値超過時間）を導出し、上限値超過時間を判定時間で除算することで時間割合を導出する。図１１の例では、時刻（t2）が現在時刻であり、時刻（t1）から時刻（t2）までの期間が判定期間であり、時間（T1）と時間（T2）が上限値超過時間であり、時間（T1）と時間（T2）の合計を判定時間（T0）で除算して得られる値が時間割合である。
　　　〈ステップ（S42）〉
　次に、制御部（31）は、ステップ（S41）において取得された時間割合（判定時間内において第１周波数成分が上限値以上となる時間が占める割合）が予め定められた閾値を上回るか否かを判定する。時間割合が閾値を上回る場合には、ステップ（S43）の処理が行われる。一方、そうでない場合には、第４判定処理が終了する。
　　　〈ステップ（S43）〉
　ステップ（S42）において時間割合が閾値を上回る場合、制御部（31）は、モータ（50）または機器（70）の状態が特定状態であると判定する。そして、制御部（31）は、対処動作を行う。
　なお、以上の判定処理の説明では、第１周波数成分（C1）と上限値とが比較される場合を例に挙げたが、これに限定されない。例えば、第１周波数成分（C1）と予め定められた下限値とが比較されてもよい。つまり、上記の「上限値以上」を「下限値以下」に読み替えてもよい。また、第１周波数成分（C1）と予め定められた許容範囲とが比較されてもよい。つまり、上記の「上限値以上」を「許容範囲外」に読み替えてもよい。
　（冷凍システム）
　図１２は、冷凍システム（RR）の構成を例示する。冷凍システム（RR）は、冷媒が充填された冷媒回路（RR1）と、モータ駆動装置（20）と、状態判定装置（30）とを備える。
　冷媒回路（RR1）は、圧縮機（CC）と、放熱器（RR5）と、減圧機構（RR6）と、蒸発器（RR7）とを有する。この例では、減圧機構（RR6）は、膨張弁である。冷媒回路（RR1）は、蒸気圧縮式の冷凍サイクルを行う。
　圧縮機（CC）は、圧縮機構（CCa）と、モータ（50）とを有する。圧縮機構（CCa）は、回転軸によりモータ（50）に連結される。モータ（50）は、回転軸を回転駆動することで圧縮機構（CCa）を回転駆動する。モータ駆動装置（20）は、モータ（50）を駆動する。状態判定装置（30）は、モータ（50）またはモータ（50）を搭載する圧縮機（CC）の状態を判定する。
　冷凍サイクルでは、圧縮機（CC）から吐出された冷媒は、放熱器（RR5）において放熱する。放熱器（RR5）から流出した冷媒は、減圧機構（RR6）において減圧され、蒸発器（RR7）において蒸発する。そして、蒸発器（RR7）から流出した冷媒は、圧縮機（CC）に吸入される。
　この例では、冷凍システム（RR）は、空気調和機である。空気調和機は、冷房専用機であってもよいし、暖房専用機であってもよい。また、空気調和機は、冷房と暖房とを切り換える空気調和機であってもよい。この場合、空気調和機は、冷媒の循環方向を切り換える切換機構（例えば四方切換弁）を有する。また、冷凍システム（RR）は、給湯器、チラーユニット、庫内の空気を冷却する冷却装置などであってもよい。冷却装置は、冷蔵庫、冷凍庫、コンテナなどの内部の空気を冷却する。
　（ファンシステム）
　図１３は、ファンシステム（FF）の構成を例示する。ファンシステム（FF）は、ファン（FF1）と、モータ駆動装置（20）と、状態判定装置（30）とを備える。
　ファン（FF1）は、羽根を有する回転体（FFa）と、モータ（50）とを有する。回転体（FFa）は、回転軸によりモータ（50）に連結される。モータ（50）は、回転軸を回転駆動することで回転体（FF2a）を回転駆動する。モータ駆動装置（20）は、モータ（50）を駆動する。状態判定装置（30）は、モータ（50）またはモータ（50）を搭載するファン（FF1）の状態を判定する。
　（軸受の具体例）
　図１４に示すように、モータ（50）により回転駆動される回転軸（55）を支持する軸受（80）は、滑り軸受であってもよい。言い換えると、モータ（50）は、滑り軸受により支持される回転軸（55）を回転駆動するものであってもよい。滑り軸受は、軸受（80）の一例である。
　モータ（50）により回転駆動される回転軸（55）を支持する軸受（80）が「滑り軸受」である場合、回転軸（55）または軸受（80）に摩耗が生じると、モータ（50）の機械角周波数（fm）の１倍未満（具体的には１／３または２／３）の特定周波数成分（Cs）の振幅変動がモータ（50）のトルクに生じ、その結果、図３または図４に示すように、モータ（50）の電流または電圧に基づく信号の第１周波数成分（C1）に変動（例えば振幅変動）が現れる。
　これは、回転軸（55）または軸受（80）の摩耗量が許容量を上回ると、軸受（80）に緩みやガタが発生して軸受（80）（具体的には滑り軸受）に支持される回転軸（55）の回転の軌道に変化が生じることが原因であると推測される。
　（その他の実施形態）
　以上の説明において、判定処理は、複数（図３および図４の例では２つ）の第１周波数成分（C1）の各々に基づいて行われてもよいし、複数の第１周波数成分（C1）のいずれかに基づいて行われてもよい。また、判定処理は、直流信号および交流信号の一方のみに基づいて行われてもよいし、直流信号および交流信号の各々に基づいて行われてもよい。
　また、以上の説明では、第１周波数成分（C1）の振幅に基づいて判定処理が行われる場合を例に挙げたが、第１周波数成分（C1）の位相に基づいて判定処理が行われてもよいし、第１周波数成分（C1）のスペクトル幅に基づいて判定処理が行われてもよい。
　また、制御部（31）は、ニューラルネットワークまたは機械学習により構築されたアルゴリズム（信号の変化に基づいて状態を判定するためのアルゴリズム）を用いて判定処理をするように構成されてもよい。
　また、制御部（31）は、１つのプロセッサにより実現されてもよいし、複数のプロセッサにより実現されてもよい。また、制御部（31）は、通信ネットワークを経由して互いに通信する複数の演算処理装置（コンピュータ）により実現されてもよい。
　また、以上の説明では、直流部（22）がコンデンサを有する場合を例に挙げたが、これに限定されない。例えば、直流部（22）は、コンデンサとリアクトルとを有するＬＣ回路であってもよい。このような構成により、インバータ（23）のスイッチング素子によるスイッチング動作に伴うノイズ電流が交流電源（60）に流入することを抑制することができる。なお、上記のコンデンサの静電容量値は、コンバータ（21）の出力をほとんど平滑化することができない一方で、インバータ（23）のスイッチング動作により発生するリプルを平滑化することができる静電容量値に設定されてもよい。具体的には、上記のコンデンサは、一般的な電力変換装置においてコンバータ（21）の出力を平滑化するために用いられる平滑コンデンサ（例えば電解コンデンサ）の静電容量値の１／１００程度の静電容量値を有する小容量コンデンサにより構成されてもよい。
　また、実施形態および変形例を説明したが、特許請求の範囲の趣旨および範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。また、以上の実施形態および変形例は、本開示の対象の機能を損なわない限り、適宜組み合わせたり置換したりしてもよい。
　以上説明したように、本開示は、状態判定技術として有用である。
１０　　　　　モータ駆動システム
２０　　　　　モータ駆動装置
３０　　　　　状態判定装置
３１　　　　　制御部
４１　　　　　相電流検出部
４２　　　　　電気角周波数検出部
５０　　　　　モータ
６０　　　　　交流電源
Ｃ１　　　　　第１周波数成分
Ｃｓ　　　　　特定周波数成分
ＲＲ　　　　　冷凍システム
ＦＦ　　　　　ファンシステム

Claims (11)

  1. 　モータ駆動装置（20）により駆動されるモータ（50）または前記モータ（50）を搭載する機器（70）の状態を判定する状態判定装置であって、
    　前記モータ（50）の電流または電圧に基づく信号の第１周波数成分（C1）に基づいて、前記モータ（50）または前記機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定する制御部（31）を備え、
    　前記信号が直流信号である場合、前記第１周波数成分（C1）の周波数は、特定周波数成分（Cs）の周波数であり、
    　前記信号が交流信号である場合、前記第１周波数成分（C1）の周波数は、前記信号の基本波周波数（f0）から前記特定周波数成分（Cs）の周波数を減算して得られる周波数、または、前記信号の基本波周波数（f0）に前記特定周波数成分（Cs）の周波数を加算して得られる周波数であり、
    　前記特定周波数成分（Cs）は、前記モータ（50）の機械角周波数（fm）の１倍未満の周波数成分である
    状態判定装置。
  2. 　請求項１の状態判定装置において、
    　前記モータ（50）は、滑り軸受により支持される回転軸（55）を回転駆動する
    状態判定装置。
  3. 　請求項１または２の状態判定装置において、
    　前記直流信号は、前記モータ（50）の相電流（iu,iv,iw）の各々の二乗値の総和の平方根を示す
    状態判定装置。
  4. 　請求項１～３のいずれか１つの状態判定装置において、
    　前記特定周波数成分（Cs）の周波数は、前記モータ（50）の機械角周波数（fm）に特定比率を乗算して得られる周波数である
    状態判定装置。
  5. 　請求項４の状態判定装置において、
    　前記特定比率は、自然数の逆数で表される分数比率である
    状態判定装置。
  6. 　請求項１～５のいずれか１つの状態判定装置において、
    　前記特定状態は、前記モータ（50）により回転駆動される回転軸または前記回転軸の軸受が摩耗している状態である
    状態判定装置。
  7. 　請求項４の状態判定装置において、
    　前記特定状態は、前記モータ（50）により回転駆動される回転軸または前記回転軸の軸受が摩耗している状態であり、
    　前記特定比率は、１／３、または、２／３である
    状態判定装置。
  8. 　機器（70）に搭載されたモータ（50）を駆動するモータ駆動装置（20）と、
    　前記モータ（50）または前記機器（70）の状態を判定する状態判定装置（30）とを備え、
    　前記状態判定装置（30）は、請求項１～７のいずれか１つの状態判定装置である
    モータ駆動システム。
  9. 　圧縮機（CC）を有する冷媒回路（RR1）と、
    　前記圧縮機（CC）に搭載されたモータ（50）を駆動するモータ駆動装置（20）と、
    　前記モータ（50）または前記圧縮機（CC）の状態を判定する状態判定装置（30）とを備え、
    　前記状態判定装置（30）は、請求項１～７のいずれか１つの状態判定装置である
    冷凍システム。
  10. 　ファン（FF）と、
    　前記ファン（FF）に搭載されたモータ（50）を駆動するモータ駆動装置（20）と、
    　前記モータ（50）または前記ファン（FF）の状態を判定する状態判定装置（30）とを備え、
    　前記状態判定装置（30）は、請求項１～７のいずれか１つの状態判定装置である
    ファンシステム。
  11. 　モータ駆動装置（20）により駆動されるモータ（50）または前記モータ（50）を搭載する機器（70）の状態を判定する状態判定方法であって、
    　前記モータ（50）の電流または電圧に基づく信号の第１周波数成分（C1）を取得し、
    　前記第１周波数成分（C1）に基づいて、前記モータ（50）または前記機器（70）の状態が特定状態であるか否かを判定し、
    　前記信号が直流信号である場合、前記第１周波数成分（C1）の周波数は、特定周波数成分（Cs）の周波数であり、
    　前記信号が交流信号である場合、前記第１周波数成分（C1）の周波数は、前記信号の基本波周波数（f0）から前記特定周波数成分の周波数を減算して得られる周波数、または、前記信号の基本波周波数（f0）に前記特定周波数成分の周波数を加算して得られる周波数であり、
    　前記特定周波数成分（Cs）は、前記モータ（50）の機械角周波数（fm）の１倍未満の周波数成分である
    状態判定方法。
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