WO2023090028A1 - 信号伝送システム - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to signal transmission systems.
- the degree of variation in the differential lines is defined as a mode conversion loss, and is used as a criterion for determining EMC performance, especially in the high frequency range of 100 MHz or higher.
- Patent Document 1 discloses a system in which electronic devices are connected by twisted pair cables, and differential signals and power are superimposed on the twisted pair cables and transmitted.
- a DC cut capacitor is placed on the signal line, and filter elements such as a common mode choke coil and an inductor are inserted as a PoDL filter on the power supply line. This separates the signal and the power supply according to the frequency range of the filter element.
- the P-side transmission line and the N-side transmission line that make up the differential transmission line are symmetrical. can cancel the magnetic field generated in the magnetic field and suppress the radiation. Also, when common noise (common mode noise) is superimposed on both signal wirings, it can be canceled by the differential receiver, and resistance to external noise can be improved.
- common noise common mode noise
- Patent Document 1 can reduce the leakage of common mode noise from the circuit on the wiring board to the twisted pair cable by arranging a filter element between the communication circuit and the twisted pair cable. Furthermore, according to the technique described in Patent Document 1, it is possible to suppress propagation of common mode noise picked up by the twisted pair cable to the circuit on the wiring board.
- An object of the present invention is to provide a signal transmission system capable of suppressing an increase in mode conversion loss due to component variations.
- the signal transmission system of the present invention includes first signal wiring and second signal wiring that respectively constitute differential wiring. , is arranged in a first region over the first signal wiring and has a first capacitance value, and a first capacitance load mechanism portion is arranged in a second region over the second signal wiring and has a first capacitance and a second capacitive loading mechanism having a second capacitive value asymmetrical to the value.
- FIG. 1 is a configuration diagram showing an electronic device of a signal transmission system according to a first embodiment of the present invention
- FIG. FIG. 4 is a characteristic diagram showing the effects of the first embodiment of the present invention
- 1 is a configuration diagram showing an example of an entire signal transmission system according to a first embodiment of the present invention
- FIG. FIG. 4 is a top view showing an example of a mounting pattern according to the first embodiment of the invention
- FIG. 10 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention
- It is a top view showing a mounting pattern according to a second embodiment of the present invention.
- 7A, 7B, and 7C are explanatory diagrams showing three examples of balance adjustment according to the second embodiment of the present invention. It is a characteristic diagram showing the effect of the second embodiment of the present invention.
- FIG. 1 shows the configuration of an electronic device 1 having a signal transmission system according to a first embodiment of the invention.
- the electronic device 1 shown in FIG. 1 incorporates a communication LSI 2 for communicating with other external electronic devices.
- a cable (not shown) is connected to the cable connector 16, and the electronic device 1 is connected to another external electronic device via the cable. Then, signal transmission is performed between a communication LSI (Large Scale Integration) 2 and other external electronic devices.
- LSI Large Scale Integration
- the communication LSI 2 and the cable connector 16 are connected by differential wiring 5 laid out on the printed circuit board.
- the differential wiring 5 is composed of a pair of a signal wiring 6 on the P side and a signal wiring 7 on the N side.
- CMCC common mode choke coil
- electrostatic protection elements 17P and 17N for avoiding electrostatic breakdown.
- the electrostatic protection elements 17P, 17N are connected between the P-side and N-side signal wirings 6, 7 and a ground potential (hereinafter referred to as "GND").
- GND ground potential
- components shown in FIG. 1 connected between the communication LSI 2 and the cable connector 16 are general circuit configurations, and other components may be added and are described here. Some of the parts may not be included in the constituent elements. Components other than the components shown in FIG. 1 include, for example, common mode termination components, filter components, power supply superimposition filter components, and the like.
- the P-side signal wiring 6 and the N-side signal wiring 7 are provided with the capacitive load mechanism units 18P and 18N, respectively. It has between GND.
- the connection of the capacitive load mechanism units 18P and 18N to GND is an example, and the capacitive load mechanism units 18P and 18N are connected only to the P-side signal wiring 6 and the N-side signal wiring 7, as in the example of FIG. 4, which will be described later. 18N may be connected.
- the respective capacitive load mechanism units 18P and 18N have asymmetric capacities, that is, different capacities. Specific examples of the capacitive load mechanism units 18P and 18N will be described later.
- a representative value indicating the EMC performance of the electronic device 1 is the mode conversion loss. By confirming whether the value of Scd measured using a network analyzer from the cable connector 16 is smaller than the target value, it is possible to judge whether the EMC performance is acceptable.
- An example of such an electronic device is an automatic driving electronic control unit (AD-ECU) for automobiles.
- FIG. 2 shows an example of modal conversion loss performance.
- the horizontal axis indicates frequency [MHz]
- the vertical axis indicates mode conversion loss [dB].
- a target value Xa for each frequency is determined for this mode conversion loss. Xa or less is set.
- the parasitic capacitance of the electrostatic protection elements 17P and 17N among the components connected to the differential transmission line varies.
- the mode conversion loss increases, and the characteristic Xc with component variation may exceed the target value Xa at a specific frequency ⁇ or higher.
- the capacitive load mechanisms 18P and 18N connected to the P-side signal wiring 6 and the N-side signal wiring 7 are used to reduce the mode conversion loss.
- the capacities of 18P and 18N are provided asymmetrically so as to cancel out the parasitic capacitance difference corresponding to the difference.
- the characteristic Xc with component variation is corrected to the adjusted characteristic Xb, the mode conversion loss is suppressed, and the characteristic of the target value Xa can be satisfied.
- FIG. 3 shows an example configuration of an entire signal transmission system including the electronic device 1 shown in FIG.
- the electronic device 1-2 on the right side corresponds to the electronic device 1 shown in FIG. It is a transmission system connected to Twisted pair cables 8 are connected to cable connectors 16-1 and 16-2 of the respective electronic devices 1-1 and 1-2.
- each electronic device 1-1, 1-2 includes communication LSI 2-1, 2-2 inside, AC coupling capacitor 14P-1, 14P-2, 14N-1, 14N-2, common mode choke It has coils (CMCC) 15-1, 15-2 and electrostatic protection elements 17P-1, 17P-2, 17N-1, 17N-2. Further, the electronic device 1-2 has the capacitive load mechanism units 18P and 18N described with reference to FIG.
- FIG. 4 is a top view showing a mounting example of the capacitive load mechanism units 18P and 18N.
- each of the P-side signal wiring 6 and the N-side signal wiring N constituting the differential wiring 5 on the printed circuit board is provided with a partially wide wiring region, and the width of this wiring region is increased.
- a wide wiring area is used as the capacitive load mechanism portions 18P and 18N.
- the capacitive load mechanism portion 18P on the P side is made larger than the capacitive load mechanism portion 18N on the N side, resulting in an asymmetrical structure.
- This asymmetric structure is tuned to reduce the mode conversion losses of the electronic device.
- the capacitive load mechanism units 18P and 18N having a simple configuration provided on the P-side signal wiring 6 and the N-side signal wiring 7 improve noise immunity against external common mode noise. can. It should be noted that the size ratio of the capacitive load mechanism and the magnitude relationship of P ⁇ N are not necessarily followed, but are adjusted according to the mode conversion loss amount of the actual transmission system.
- FIG. 5 shows the configuration of an electronic device 1 having a signal transmission system according to a second embodiment of the invention.
- the electronic device 1 shown in FIG. 5 is connected to a cable via a cable connector 16 and connected to another external electronic device for signal transmission.
- a communication LSI 2 for communication and a cable connector 16 are connected by differential wiring 5 laid out on a printed circuit board.
- the differential wiring 5 consists of a signal wiring 6 on the P side and a signal wiring 7 on the N side. is the same as the electronic device 1 shown in FIG.
- disposing the capacitive load mechanisms 18P and 18N on the component electrodes is highly effective in improving the performance in the high frequency band. It should be noted that it is appropriate to set the approximate distance to about 1/20 of the wavelength of the signal when bringing them closer together. For example, when the signal frequency component is 10 GHz, the wavelength on the printed circuit board is about 15 mm, so 1/20 of that is 0.75 mm. Therefore, it becomes more necessary to provide the capacitive load mechanism sections 18P and 18N together with the component electrodes.
- FIG. 7 and 8 show an example of the mode conversion loss reduction effect when the configuration shown in FIG. 6 is adjusted.
- FIG. 7 shows an example of the adjusted state of the capacitive load mechanism units 18P and 18N by enlarging the substrate pattern.
- FIG. 7A shows a state in which no capacitive load mechanism is provided
- FIG. 7B shows a state in which the capacitive load mechanisms 18P and 18N are formed.
- FIG. 7C shows a state in which the adjustment work is performed to remove the N-side capacitive load mechanism section 18N and leave the P-side capacitive load mechanism section 18P.
- FIG. 8 shows the effect of making such adjustments.
- the vertical axis of FIG. 8 is the mode conversion loss, and the horizontal axis is the frequency.
- the mode conversion loss increases due to variations in the electrostatic protection element, and the characteristic X1 before adjustment may exceed the target value Xa at a specific frequency or higher.
- the characteristic X1 before adjustment corresponds to the characteristic without the capacitive load mechanism shown in FIG. 7A.
- the parasitic capacitance of the part is +5% larger on the P side, so in order to balance the P/N, the capacitance on the P side should be reduced. Therefore, as shown in FIG. 7C, a portion Z corresponding to the capacitive load mechanism portion 18N on the N side is scraped off from the substrate to give the substrate pattern asymmetry. Here, as the portion Z to be removed, all the portions corresponding to the capacitive load mechanism portion 18N on the N side are removed. You may do so.
- FIG. 9A and 9B are a top view (FIG. 9A) and a cross-sectional view (FIG. 9B) showing the mounting pattern of the printed circuit board of the electronic device 1 having the signal transmission system according to the third embodiment of the present invention.
- the third embodiment also has a configuration in which a capacitive load mechanism part is provided side by side with the electrode of the electrostatic protection element. are configured differently.
- a component mounting electrode 19N is connected to the N-side signal wiring 7, as shown in FIG. 9A.
- a component mounting electrode 20N on the ground side is also provided, and is connected to the ground wiring layer via a VIA 21N for GND connection.
- a parallel plate capacitance is partially formed between the signal line 18N-L1 of the L1 layer and the line 23N led out from the ground connection VIA 21N to configure the capacitive load mechanism section 18N.
- the mounting electrode 19N and the wiring 18N-L1 of the L1 layer of the capacitive load mechanism portion 18N forming a parallel plate are not connected from the beginning. Then, as shown in the cross section of FIG. 9B, by connecting the projecting portion 22N from the electrode 19N and the L1 layer wiring portion 18N-L1 of the capacitive load mechanism portion 18N with a metal connecting portion 25 such as solder, A method of adjusting the capacity by making it possible to add capacity is adopted.
- the projection of the electrode 19N and the resist on the surface layer of the wiring 18N-L1 of the L1 layer of the capacitive load mechanism section 18N have openings 24.
- the projection of the electrode 19N and the L1 layer of the capacitive load mechanism 18N are electrically connected by the metal connection 25 shown in FIG. 9B.
- FIG. 10 is a top view (FIG. 10A) showing the mounting pattern of the printed circuit board of the electronic device 1 equipped with the signal transmission system according to the fourth embodiment of the present invention, and a cross-sectional view (FIG. 10A) showing the manufacturing process thereof. 10B, FIG. 10C).
- the mounting pattern of the present embodiment has a configuration in which a capacitive load mechanism is added to the electrode of the electrostatic protection element, as described in the mounting pattern of the fourth embodiment (FIG. 9). It is a developed form of the mounting pattern of the form example.
- the capacitive load mechanism portion 18N is formed in a comb-teeth shape, and the capacity adjustment amount can be finely adjusted by the number of comb-teeth connections and the connection locations.
- the number of connections of the comb teeth is set to three, and the connection or non-connection of the three points is adjusted to increase or decrease the area of the wiring pattern, thereby increasing or decreasing the capacitance.
- This configuration allows fine adjustment of the adjustment amount. Even if the number of connection points is the same, it is possible to finely adjust the capacity adjustment amount by selecting the connection position. It is an example that the number of comb tooth connections is three, and the number may be two or four or more.
- the degree of unbalance is measured by measuring the transmission path, etc., and then the amount of fine adjustment to eliminate the imbalance is determined, and the number of pattern connections and the connection points are determined. method.
- Other parts of the mounting pattern shown in FIG. 10A are configured similarly to the mounting pattern shown in FIG.
- FIG. 10B shows the manufacturing state of the connecting portion of the capacitive load mechanism portion 18N.
- solder is transferred to a portion of the surface wiring layer Top of the substrate, which is the L1 layer, where the conductive pattern 3-1 is not present, and the solder 25 is used for conduction.
- the mask 11 at the solder transfer position is provided with an opening for transferring the solder.
- FIG. 10C shows the manufacturing state of the non-connected portion of the capacitive load mechanism portion 18N.
- no opening is provided in the mask 12 so as not to perform solder transfer to a portion where the conductive pattern 3-1 of the surface wiring layer Top of the substrate, which is the L1 layer, does not exist.
- Such a manufacturing process enables fine adjustment of the capacitance adjustment amount.
- FIG. 11 is a top view showing another example of the mounting pattern of the printed circuit board of the electronic device 1 having the signal transmission system according to the present embodiment.
- the component mounting electrode 19N is connected to the N-side signal wiring 7.
- the component mounting electrode 20N is connected to the ground wiring layer via the VIA 21N for GND connection, and the electrostatic protection element 17N is connected to the component mounting electrode 19N and the component mounting electrode 20N on the ground side. is the same as the example in FIG. 10A.
- a wiring 23N drawn from the ground connection VIA 21N is formed in the L2 layer of the substrate with a relatively large area, and the capacitive load mechanism portion 18N is formed in the L1 layer of the substrate overlapping with the large area of the ground wiring 23N. .
- the capacitive load mechanism portion 18N in the example of FIG. 11 includes a large number of independent conductive patterns 27-1 to 27-6 arranged on the L1 layer, one conductive pattern 27-1 of which is connected to the electrode 19N. It is connected to the protrusion 22N. Conductive patterns 27-2 to 27-6 are not directly connected to electrode 19N.
- the conductive patterns 27-1 to 27-6 have different sizes, and the other conductive patterns 27-2 to 27-6 are arranged around the conductive pattern 27-1 connected to the electrode 19N. There is.
- Each of the conductive patterns 27-1 to 27-6 has at least one opening 24, and the conductive pattern 27-1 connected to the electrode 19N has a plurality of openings 24.
- the solder 25 (FIG. 10) is transferred to one of the openings 24 so that a desired capacity adjustment value can be obtained.
- the shape of the capacitive load mechanism portion 18N is not limited to the shape of the capacitive load mechanism portion 18N shown in FIGS. 10A and 11 as long as it has a shape in which the capacitance value can be adjusted by soldering or the like.
- FIG. 12 is a top view showing a mounting pattern of the printed circuit board of the electronic device 1 having the signal transmission system according to the fifth embodiment of the invention.
- the difference in P/N characteristics in the cable connector section 16 can be finely adjusted.
- component mounting electrodes 19P and 19N are connected to the P-side signal wiring 6 and the N-side signal wiring 7 constituting the differential wiring 5, respectively. 20N is prepared.
- a capacitive load mechanism section 18P in which parallel plate capacitances are partially formed between lead wirings 22P, 22N drawn out from the signal side electrodes 19P, 19N and wirings 23P, 23N drawn out from the ground connection VIA 21P, 21N. 18N. The configuration up to this point has been described with reference to FIG.
- capacitive load mechanism portions 18P, 18P, 18P, 18P, 18P, 18P, 18P and 26N are arranged in the vicinity of the electrode portions of the connection holes 26P, 26N of the substrate to which the cable connector 16 (FIG. 1) is connected. 18N is installed side by side.
- the method of mounting the cable connector on the printed circuit board is a press-fit connector type. In the case of a press-fit connector, electrical connection is established by inserting the P-side signal terminal and the N-side terminal into connection holes 26P and 26N of the substrate, respectively.
- the capacitive load mechanism portions 18P and 18N provided midway between the P-side signal wiring 6 and the N-side signal wiring 7 can improve the characteristics against external common mode noise, and the capacitive load at the connection point of the cable connector 16 In the mechanical units 18P and 18N as well, the characteristics against external common mode noise can be improved, and better characteristics can be obtained.
- Lead wirings 22P, 22N are connected to the electrode portions of the connection holes 26P, 26N, and a capacitive load mechanism portion partially forming a parallel plate capacitance with the wirings 23P, 23N drawn out from the ground connection vias 21P, 21N. 18P and 18N are configured. In this case, the balance is adjusted by removing part or all of the lead wires 22P and 22N forming the parallel plates.
- the two lead wires 22P and 22N that constitute the two capacitive load mechanism units 18P and 18N can be adjusted independently, and by adjusting them independently, it is possible to adjust the capacitance value with appropriate asymmetry.
- the capacitive load mechanisms 18P and 18N are provided in the middle of the P-side signal wiring 6 and the N-side signal wiring 7, and the capacitive load mechanisms 18P and 18N are provided at the connection location of the cable connector 16. I made it On the other hand, the capacitive load mechanism portions 18P and 18N may be provided at the connecting portion of the cable connector 16, and the capacitive load mechanism portions 18P and 18N in the middle of the P side signal wiring 6 and the N side signal wiring 7 may be omitted.
- the capacitive load mechanism portions 18P and 18N in the middle of the P-side signal wiring 6 and the N-side signal wiring 7 are omitted, the capacitive load mechanism portions 18P and 18P close to the electrode portions of the connection holes 26P and 26N for connecting the cable connector 16 are provided.
- By adjusting independently at 18N and setting the capacitance value to have an appropriate asymmetry it is possible to improve the noise immunity against external common mode noise.
- the limit value of parasitic capacitance is about 0.1 pF to 0.05 pF.
- the parasitic component of the components is assumed to be about ⁇ 10%.
- the capacitance adjustment range of the capacitance load mechanism units 18N and 18P is preferably in the range of 0.005 pF to 0.3 pF.
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Abstract
信号伝送システムとして、それぞれ差動配線を構成する第1の信号配線及び第2の信号配線と、第1の信号配線にかかる第1の領域に配置され、第1の容量値の第1の容量負荷機構部と、第2の信号配線からグランド電位の配線にかかる第2の領域に配置され、第1の容量値とは非対称の容量値の第2の容量負荷機構部と、を備える。これにより、部品バラツキによるモード変換ロスの増加を抑制する。
Description
本発明は、信号伝送システムに関する。
近年、車両に搭載される装置間での信号伝送において、ツイストペアケーブルを用いた信号伝送の高速化が進んでいる。例えば、車載イーサネットでは、これまでの中心であった100Mbpsを伝送する100BASE-T1から、1Gbps以上の伝送を可能とする1000BASE-T1や、マルチギガから25G BASE-T1まで規格化が進みつつある。
このような車載ケーブル伝送の高速化により課題となるのは、高周波化に伴うEMC性能の維持である。信号伝送に用いられる電流スペクトルがGHz帯を超える領域まで大きいレベルで存在するため,この高周波帯の放射を抑制する必要がある。また、それと同時に、通信LSIがGHz帯まで信号を授受する感度を有するため、GHz帯のノイズの回り込みも抑制する必要がある。
しかしながら、差動伝送路を構成する一対(Positive、Negative)の信号配線において、様々な要因により生じる電気特性バラツキにより差動バランスが乱れることで、この差動伝送のメリットを享受できなくなり、EMC性能が悪化する。この差動ラインのばらつきの度合いはモード変換ロスで定義され、特に100MHz以上の高周波領域において、EMC性能の判断基準として用いられる。
これは、差動配線において、差動モードがコモンモードに変換される量、あるいはコモンモードが差動モードに変換される量を表すものである。このモード変換ロスが大きいと、意図しないコモンモード成分の発生による放射ノイズの増加や、コモンモード成分が差動成分に変換されることによるノイズ耐性の劣化が発生してしまう。なお、以下の説明では、差動伝送路を構成するPositive(P)側の伝送路をP、Negative(N)側の伝送路をNと称する。
特許文献1には、電子装置間をツイストペアケーブルで接続し、ツイストペアケーブルに差動信号と電源とを重畳させて伝送するシステムが開示されている。このシステムでは、信号ライン上に直流カット用のコンデンサを配置し、また電源ライン上にはコモンモードチョークコイルやインダクタ等のフィルタ素子をPoDLフィルタとして挿入している。これにより、フィルタ素子の周波数範囲に応じて信号と電源の分離を行っている。
差動方式による信号伝送では、理想的には差動伝送路を構成するP側の伝送路とN側の伝送路が対称となっているため、逆相の電流により各配線に電流が流れるときに生じる磁界をキャンセルでき、放射を抑制することができる。また、両者の信号配線に共通のノイズ(コモンモードノイズ)が重畳した場合には、差動レシーバでキャンセルすることができ、外来ノイズに対する耐性を向上させることができる。
特許文献1に記載された技術は、通信回路とツイストペアケーブルとの間にフィルタ素子を配置することで、配線基板上の回路からツイストペアケーブルへのコモンモードノイズの漏洩を低減することができる。さらに、特許文献1に記載された技術によると、ツイストペアケーブルが拾ったコモンモードノイズが配線基板上の回路まで伝搬されることを抑制することができる。
ところが、このような差動伝送路では、伝送系を構成する部品の特性にばらつきが発生し、P・N間で電気特性のアンバランスが生じた場合に、伝送路のモード変換ロスが大きくなり、EMC性能を悪化させてしまう問題があった。特に高周波では、部品の寄生容量のばらつきが、モード変換ロスの増加に寄与し、EMC性能をより悪化させていた。なお、モード変換ロスは、Mixed Mode S-Parameter のScdの項で表現される。
本発明は、部品バラツキによるモード変換ロスの増加を抑制できる信号伝送システムを提供することを目的とする。
上記課題を解決するために、例えば請求の範囲に記載の構成を採用する。
本願は、上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、本発明の信号伝送システムは、それぞれ差動配線を構成する第1の信号配線及び第2の信号配線と、第1の信号配線にかかる第1の領域に配置され、第1の容量値の第1の容量負荷機構部と、第2の信号配線にかかる第2の領域に配置され、第1の容量値とは非対称の第2の容量値の第2の容量負荷機構部と、を備える。
本願は、上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、本発明の信号伝送システムは、それぞれ差動配線を構成する第1の信号配線及び第2の信号配線と、第1の信号配線にかかる第1の領域に配置され、第1の容量値の第1の容量負荷機構部と、第2の信号配線にかかる第2の領域に配置され、第1の容量値とは非対称の第2の容量値の第2の容量負荷機構部と、を備える。
本発明によれば、部品のバラツキによるモード変換ロスの増加を抑制することができる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
以下、本発明の実施の形態例の信号伝送システムを、図面を参照して説明する。以下の説明及び図面は、本発明のそれぞれの実施の形態例を説明するための例示であって、説明の明確化のため、適宜、省略および簡略化がなされている。また、本発明は、他の種々の形態でも実施することが可能である。さらに、特に限定しない限り、各構成要素は単数でも複数でも構わない。
なお、図面において示す各構成要素の位置、大きさ、形状、範囲などは、発明の実施の形態例の理解を容易にするため簡易化しており、実際の位置、大きさ、形状、範囲などを表していない場合がある。このため、本発明は、必ずしも、図面に開示された位置、大きさ、形状、範囲などに限定されない。また、それぞれの実施の形態例の同一箇所には、同一符号を付し、各実施の形態例での重複説明を省略する。
[第1の実施の形態例]
図1は、本発明の第1の実施の形態例に係る信号伝送システムを備えた電子装置1の構成を示す。
図1に示す電子装置1は、外部の他の電子装置と通信を行うための通信LSI2を内蔵している。
電子装置1は、ケーブルコネクタ16に不図示のケーブル(不図示)が繋がれ、そのケーブルを介して外部の他の電子装置と接続される。そして、通信LSI(Large Scale Integration:大規模集積回路)2と外部の他の電子装置との信号伝送が行われる。
図1は、本発明の第1の実施の形態例に係る信号伝送システムを備えた電子装置1の構成を示す。
図1に示す電子装置1は、外部の他の電子装置と通信を行うための通信LSI2を内蔵している。
電子装置1は、ケーブルコネクタ16に不図示のケーブル(不図示)が繋がれ、そのケーブルを介して外部の他の電子装置と接続される。そして、通信LSI(Large Scale Integration:大規模集積回路)2と外部の他の電子装置との信号伝送が行われる。
通信LSI2とケーブルコネクタ16との間は、プリント回路基板上にレイアウトされた差動配線5により接続される。差動配線5は、P側の信号配線6とN側の信号配線7の対で構成される。また、通信LSI2とケーブルコネクタ16の間には、DC電位をカットするためのAC結合キャパシタ14P,14Nと、通信LSI2に流入するコモンモードノイズを低減するためのコモンモードチョークコイル(CMCC)15と、静電破壊を回避するための静電保護素子17P,17Nとが配置される。静電保護素子17P,17Nは、P側及びN側の信号配線6,7とグランド電位(以下「GND」と称する)の箇所との間に接続される。各符号の末尾にP又はNを付加したものは、それぞれP側の信号配線6又はN側の信号配線7に接続されることを示す。
なお、通信LSI2とケーブルコネクタ16との間に接続される図1に示す構成要素は、一般的な回路構成であり、それ以外の構成要素が追加されてもよく、またここに記載されている部品の一部が構成要素に含まれない場合もある。図1に示す構成要素以外の部品としては、例えば、コモンモード終端部品、フィルタ部品、電源重畳フィルタ部品などが挙げられる。
そして、本実施の形態例における電子装置1は、ケーブルコネクタ16とCMCC15を繋ぐ差動伝送路5において、P側信号配線6とN側信号配線7に、それぞれ容量負荷機構部18P,18Nを、GNDとの間に有する。但し、容量負荷機構部18P,18NがGNDに接続されるのは一例であり、後述する図4の例のように、P側信号配線6及びN側信号配線7だけに容量負荷機構部18P,18Nを接続する場合もある。
また、それぞれの容量負荷機構部18P,18Nは、非対称の容量、すなわち相違する容量を持つ。容量負荷機構部18P,18Nの具体的な例については後述する。
また、それぞれの容量負荷機構部18P,18Nは、非対称の容量、すなわち相違する容量を持つ。容量負荷機構部18P,18Nの具体的な例については後述する。
電子装置1のEMC性能を示す代表値として、モード変換ロスがある。ケーブルコネクタ16から、ネットワークアナライザを活用して測定したScdの値が目標値よりも小さいかを確認することで、EMC性能の合否を判定することができる。このような電子装置の例としては、自動車の自動運転電子制御装置(AD-ECU)がある。
図2は、モード変換ロス性能の例を示す。図2の横軸は周波数[MHz]、縦軸はモード変換ロス[dB]を示す。このモード変換ロスには、周波数ごとの目標値Xaが決められており、ここでは、ある電子装置の設計上のモード変換ロスが、部品ばらつき無しの場合の特性Xdが、どの周波数帯でも目標値Xa以下となる設定とされている。
ここで、例えば、差動伝送路に接続された部品のうち、静電保護素子17P,17Nの寄生容量にばらつきが発生した場合を考える。このような部品ばらつきが発生した場合、モード変換ロスが増加してしまい、部品ばらつき有りの特性Xcが、特定の周波数α以上で目標値Xaを上回ってしまうことがある。
ここで、例えば、差動伝送路に接続された部品のうち、静電保護素子17P,17Nの寄生容量にばらつきが発生した場合を考える。このような部品ばらつきが発生した場合、モード変換ロスが増加してしまい、部品ばらつき有りの特性Xcが、特定の周波数α以上で目標値Xaを上回ってしまうことがある。
そこで、本実施の形態例では、P側信号配線6とN側信号配線7に、接続された容量負荷機構部18P,18Nを用いてモード変換ロスを低減している。例えば、静電保護素子17Pの寄生容量が静電保護素子17Nの寄生容量よりも大きい場合、その差分に相当する寄生容量差を打ち消すように18P,18Nの容量を非対称に付与する。これにより、図2に示すように、部品ばらつき有の特性Xcが、調整済みの特性Xbに修正され、モード変換ロスが抑制された状態になって、目標値Xaの特性を満たすことが可能となる。
図3は、図1に示す電子装置1を含む信号伝送システム全体の例の構成を示す。
図3に示す伝送システムは、右側の電子装置1-2が、図1に示す電子装置1に相当し、この電子装置1-2が、ツイストペアケーブル8で、外部の他の電子装置1-1と接続された伝送システムである。
各電子装置1-1,1-2は、ケーブルコネクタ16-1,16-2にツイストペアケーブル8が接続される。
図3に示す伝送システムは、右側の電子装置1-2が、図1に示す電子装置1に相当し、この電子装置1-2が、ツイストペアケーブル8で、外部の他の電子装置1-1と接続された伝送システムである。
各電子装置1-1,1-2は、ケーブルコネクタ16-1,16-2にツイストペアケーブル8が接続される。
また、各電子装置1-1,1-2は、内部に通信LSI2-1,2-2を備え、AC結合キャパシタ14P-1,14P-2,14N-1,14N-2と、コモンモードチョークコイル(CMCC)15-1,15-2と、静電保護素子17P-1,17P-2,17N-1,17N-2とを備える。
さらに、電子装置1-2については、図1で説明した容量負荷機構部18P,18Nを有する。
さらに、電子装置1-2については、図1で説明した容量負荷機構部18P,18Nを有する。
この図3に示す構成によると、電子装置1-2を起点とするケーブル伝送時の放射や、電子装置1-2における外来のコモンモードノイズに対するノイズ耐性の向上が、容量負荷機構部18P,18Nによる調整で、実現できることが特徴である。なお、図3に示す構成では、電子装置1-2のみに容量負荷機構を設けているが、電子装置1-1にも容量負荷機構部18P,18Nを設けることで、システム全体のEMC性能をより向上させることができる。
図4は、容量負荷機構部18P,18Nの実装例を示す上面図である。
この図4に示す例では、プリント回路基板上の差動配線5を構成するP側信号配線6とN側信号配線Nのそれぞれに、部分的に幅の広い配線領域を設けて、この幅の広い配線領域を容量負荷機構部18P・18Nとしている。
この図4に示す例では、プリント回路基板上の差動配線5を構成するP側信号配線6とN側信号配線Nのそれぞれに、部分的に幅の広い配線領域を設けて、この幅の広い配線領域を容量負荷機構部18P・18Nとしている。
図4の例では、P側の容量負荷機構部18Pを、N側の容量負荷機構部18Nよりも大きくしており、非対称な構造となっている。この非対象構造は、電子装置のモード変換ロスを小さくするように調整されたものである。この図4に示すように、P側信号配線6とN側信号配線7の配線上に設けた簡単な構成の容量負荷機構部18P,18Nにより、外来のコモンモードノイズに対するノイズ耐性の向上が実現できる。なお、この容量負荷機構部のサイズ比やP・Nの大小関係は、必ずしもこれに従う必然性はなく、実際の伝送系のモード変換ロス量に合わせて調整されるものである。
[第2の実施の形態例]
図5は、本発明の第2の実施の形態例に係る信号伝送システムを備えた電子装置1の構成を示す。
図5に示す電子装置1は、図1に示す電子装置1と同様に、ケーブルコネクタ16を介してケーブルに繋がれ、外部の他の電子装置と接続されて、信号伝送が行われる。通信を行うための通信LSI2とケーブルコネクタ16の間は、プリント回路基板上にレイアウトされた差動配線5で接続され、差動配線5は、P側の信号配線6とN側の信号配線7の対で構成される点も、図1に示す電子装置1と同様である。
図5は、本発明の第2の実施の形態例に係る信号伝送システムを備えた電子装置1の構成を示す。
図5に示す電子装置1は、図1に示す電子装置1と同様に、ケーブルコネクタ16を介してケーブルに繋がれ、外部の他の電子装置と接続されて、信号伝送が行われる。通信を行うための通信LSI2とケーブルコネクタ16の間は、プリント回路基板上にレイアウトされた差動配線5で接続され、差動配線5は、P側の信号配線6とN側の信号配線7の対で構成される点も、図1に示す電子装置1と同様である。
さらに、通信LSI2とケーブルコネクタ16の間に、DC電位をカットするためのAC結合キャパシタ14P,14N、通信LSIに流入するコモンモードノイズを低減するためのコモンモードチョークコイル15、静電破壊を回避するための静電保護素子17P,17Nを有する点も、図1に示す電子装置1と同様である。
そして、図5に示す静電保護素子17P,17Nは、信号配線側の部品実装電極19P,19NとGND側の部品実装電極20P,20Nの上に実装される。
この構成において、ケーブルコネクタ16から観測されるモード変換ロスの中で影響度の大きいものの一つが静電保護素子17P,17Nの寄生容量のバラツキである。
そこで、本実施の形態例では、差動配線5の信号配線6,7の近傍である、静電保護素子17P,17Nの部品電極に、容量負荷機構部18P,18Nを併設する構成とした。
ここでの容量負荷機構部18P,18Nは、静電保護素子17P,17Nの信号配線側電極から配線を引き出してグランドとの間に接続されている。
この構成において、ケーブルコネクタ16から観測されるモード変換ロスの中で影響度の大きいものの一つが静電保護素子17P,17Nの寄生容量のバラツキである。
そこで、本実施の形態例では、差動配線5の信号配線6,7の近傍である、静電保護素子17P,17Nの部品電極に、容量負荷機構部18P,18Nを併設する構成とした。
ここでの容量負荷機構部18P,18Nは、静電保護素子17P,17Nの信号配線側電極から配線を引き出してグランドとの間に接続されている。
信号の周波数が高くなるほど、伝送路のバランス調整箇所を近接させることが重要になる。このため、図5に示すように、部品電極に容量負荷機構部18P,18Nを配置することは高周波帯の性能向上に対して効果が高い。なお、近接させるときの距離の目安は、信号の波長の1/20程度とすることが適当である。例えば、10GHzの信号周波数成分を持つ場合、プリント基板における波長は約15mmのため、その1/20は0.75mmとなる。そのため、容量負荷機構部18P,18Nを部品電極に併設することの必然性が高まることになる。
図6は、本実施の形態例の容量負荷機構部18P、18Nの実装パターンを示すプリント回路基板の上面図である。
本実施の形態例の場合、静電保護素子17P、17Nの電極に容量負荷機構部を併設する構成になっており、図6に示すように、差動配線5を構成するP側信号配線6とN側信号配線7に、それぞれ部品実装電極19P,19Nが接続される。また、グランド側の部品実装電極20P,20Nが設けられ、それぞれGND接続用のVIAである21P,21Nを介してグランド配線層に接続される。
本実施の形態例の場合、静電保護素子17P、17Nの電極に容量負荷機構部を併設する構成になっており、図6に示すように、差動配線5を構成するP側信号配線6とN側信号配線7に、それぞれ部品実装電極19P,19Nが接続される。また、グランド側の部品実装電極20P,20Nが設けられ、それぞれGND接続用のVIAである21P,21Nを介してグランド配線層に接続される。
この構成では、信号側電極から引き出し配線22P,22Nを介して配線を引き出して、グランド接続VIAから引き出される配線23P,23Nとの間で部分的に平行平板容量を形成することで、容量負荷機構部18P,18Nを構成している。この場合、平行平板を形成する部分の引き出し配線22P,22Nの一部またはすべてを削除することで、バランスを調整する方式をとる。したがって、調整前の容量負荷機構部18P,18Nの容量は、非対称である必要はない。
図7及び図8は、図6に示す構成で調整した場合の、モード変換ロスの低減効果の例を示す。図7は、容量負荷機構部18P,18Nの調整状態の例を、基板パターンを拡大して示している。図7Aは、容量負荷機構部がない状態を示し、図7Bは、容量負荷機構部18P,18Nが形成されたままの状態を示す。また、図7Cは、調整作業を行って、N側の容量負荷機構部18Nを削除し、P側の容量負荷機構部18Pを残した状態を示す。
図8は、このような調整を行った場合の効果を示す。図8の縦軸はモード変換ロス、横軸は周波数である。
例えば、静電保護素子17Pの寄生容量が標準値の+5%であり、静電保護素子17Nの寄生容量が標準値の-5%にばらつきが発生した場合を考える。このとき、静電保護素子のばらつきによりモード変換ロスが増加してしまい、調整前の特性X1が、特定の周波数以上で目標値Xaを上回ってしまうことがある。この調整前の特性X1は、図7Aに示す容量負荷機構部がない状態の特性に相当する。
例えば、静電保護素子17Pの寄生容量が標準値の+5%であり、静電保護素子17Nの寄生容量が標準値の-5%にばらつきが発生した場合を考える。このとき、静電保護素子のばらつきによりモード変換ロスが増加してしまい、調整前の特性X1が、特定の周波数以上で目標値Xaを上回ってしまうことがある。この調整前の特性X1は、図7Aに示す容量負荷機構部がない状態の特性に相当する。
今、部品の寄生容量はP側の方が+5%と大きい状態であるため、P/NのバランスをとるためにはP側の容量を減らせばよい。そこで、図7Cに示すように、N側の容量負荷機構部18Nに相当する箇所Zを基板から削り取り、基板パターンとしては非対称性を持たせるようにしている。なお、ここでは削り取る箇所Zとして、N側の容量負荷機構部18Nに相当する箇所全てを削り取るようにしたが、削り取る箇所Zの面積の調整で、容量を調整して、より詳細な調整を行うようにしてもよい。
図8に、図7Cに示す調整を行う前と後のモード変換ロスの特性を示す。
容量調整前(図7Bの状態)でのモード変換ロスの特性X2は、図7Aの容量負荷機構部がない状態のオリジナルの特性X1と同程度の特性値を示す。
一方、図7Cに示すように容量調整した後のモード変換ロスの特性X3は、特性X2に比べて、約6dBのモード変換ロス改善Daを達成し、目標値Xaを満たしていることが分かる。
なお、この図8の特性は、基板パターンを電磁界解析によりモデル化したものであり、実際の部品電極相当のパターンサイズで本効果が得られることを検証したものである。
容量調整前(図7Bの状態)でのモード変換ロスの特性X2は、図7Aの容量負荷機構部がない状態のオリジナルの特性X1と同程度の特性値を示す。
一方、図7Cに示すように容量調整した後のモード変換ロスの特性X3は、特性X2に比べて、約6dBのモード変換ロス改善Daを達成し、目標値Xaを満たしていることが分かる。
なお、この図8の特性は、基板パターンを電磁界解析によりモデル化したものであり、実際の部品電極相当のパターンサイズで本効果が得られることを検証したものである。
[第3の実施の形態例]
図9は、本発明の第3の実施の形態例に係る信号伝送システムを備えた電子装置1のプリント回路基板の実装パターンを示す上面図(図9A)及び断面図(図9B)である。
第3の実施の形態例も、第2の実施の形態例と同様に、静電保護素子の電極に容量負荷機構部を併設する構成を有しているが、第2の実施の形態例とは異なる構成になっている。
図9は、本発明の第3の実施の形態例に係る信号伝送システムを備えた電子装置1のプリント回路基板の実装パターンを示す上面図(図9A)及び断面図(図9B)である。
第3の実施の形態例も、第2の実施の形態例と同様に、静電保護素子の電極に容量負荷機構部を併設する構成を有しているが、第2の実施の形態例とは異なる構成になっている。
図9では、説明を簡便化するためにN側配線における容量負荷機構部の構成を示すが、P側にも同様な構成の容量負荷機構部を設けるものとする。また、図9では、プリント回路基板のL1層の配線パターンとL2層の配線パターンとの間の平行平板で容量を形成しているが、平行平板を構成する配線の配線層は任意である。
本実施の形態例の場合には、図9Aに示すように、N側信号配線7に、部品実装電極19Nが接続されている。また、グランド側の部品実装電極20Nが設けられており、GND接続用のVIA21Nを介してグランド配線層に接続されている。この構成では、L1層の信号配線18N-L1と、グランド接続VIA21Nから引き出される配線23Nとの間で部分的に平行平板容量を形成することで、容量負荷機構部18Nを構成する。
この図9に示す構成の場合、実装電極19Nと平行平板を形成する容量負荷機構部18NのL1層の配線18N-L1は最初からは繋がっていない。そして、図9Bの断面に示すように、電極19Nからの突起部22Nと容量負荷機構部18NのL1層配線部18N-L1との間を、半田等の金属接続部25で接続することで、容量を追加可能とすることで容量の調整を行う方式をとる。
このため、図9Aに示すように、電極19Nの突起部と容量負荷機構部18NのL1層の配線18N-L1の表層のレジストは、開口部24を有している。そして、この開口部24を介して、図9Bに示す金属接続部25により、電極19Nの突起部と容量負荷機構部18NのL1層を電気的に接続できるようにする。この手法の利点は、初期状態では容量負荷機構を接続する必要がないので、余分な負荷容量を接続することによる高周波性能の劣化を防ぐことができる。
[第4の実施の形態例]
図10は、本発明の第4の実施の形態例に係る信号伝送システムを備えた電子装置1のプリント回路基板の実装パターンを示す上面図(図10A)及びその製造工程を示す断面図(図10B,図10C)である。
本実施の形態例の実装パターンは、第4の実施の形態例(図9)の実装パターンで説明した、静電保護素子の電極に容量負荷機構を併設する構成であるが、第4の実施の形態例の実装パターンの発展形である。
図10は、本発明の第4の実施の形態例に係る信号伝送システムを備えた電子装置1のプリント回路基板の実装パターンを示す上面図(図10A)及びその製造工程を示す断面図(図10B,図10C)である。
本実施の形態例の実装パターンは、第4の実施の形態例(図9)の実装パターンで説明した、静電保護素子の電極に容量負荷機構を併設する構成であるが、第4の実施の形態例の実装パターンの発展形である。
図10Aに示す本実施の態例の実装パターンは、容量負荷機構部18Nを櫛歯状で形成し、容量調整量を櫛歯の接続数や接続箇所で微調整可能とする構成としている。具体的には、図10Aの構成の場合、櫛歯の接続数を3箇所とし、その3箇所の接続、非接続を選択する調整を行うことで、配線パターンの面積の増減を行って、容量調整量を微調整可能とする構成である。接続箇所が同じ数でも、接続位置の選択で容量調整量の微調整が可能になる。櫛歯の接続数を3箇所としたのは一例であり、2箇所や4箇所以上にしてもよい。
本実施の形態例の実装パターンは、伝送路の測定などでアンバランスの度合いを測定した上で、そのアンバランスを解消するための微調整量を決定し、パターン接続数と接続箇所を決定する方式である。
図10Aに示す実装パターンのその他の箇所は、図9に示す実装パターンと同様に構成される。
本実施の形態例の実装パターンは、伝送路の測定などでアンバランスの度合いを測定した上で、そのアンバランスを解消するための微調整量を決定し、パターン接続数と接続箇所を決定する方式である。
図10Aに示す実装パターンのその他の箇所は、図9に示す実装パターンと同様に構成される。
図10B及び図10Cは、接続/非接続のパターンを変更する製造工程を、基板の断面で示す。
図10Bは、容量負荷機構部18Nの接続箇所の製造状態を示す。接続を行う場合には、L1層である基板の表面配線層Topの導電パターン3-1がない箇所に半田転写を行い、半田25で導通させる。
この場合、半田転写位置のマスク11に、半田を転写するための開口部を設ける。
図10Bは、容量負荷機構部18Nの接続箇所の製造状態を示す。接続を行う場合には、L1層である基板の表面配線層Topの導電パターン3-1がない箇所に半田転写を行い、半田25で導通させる。
この場合、半田転写位置のマスク11に、半田を転写するための開口部を設ける。
図10Cは、容量負荷機構部18Nの非接続箇所の製造状態を示す。非接続の場合には、L1層である基板の表面配線層Topの導電パターン3-1がない箇所に半田転写を行わないように、マスク12に開口部を設けない。
このような製造工程により、容量調整量を微調整することができる。
このような製造工程により、容量調整量を微調整することができる。
図11は、本実施の形態例に係る信号伝送システムを備えた電子装置1のプリント回路基板の実装パターンの別の例を示す上面図である。
図11の例の場合にも、N側信号配線7に、部品実装電極19Nが接続されている。グランド側にも、部品実装電極20NがGND接続用のVIA21Nを介してグランド配線層に接続されており、静電保護素子17Nが、部品実装電極19Nとグランド側の部品実装電極20Nとに接続されている点は、図10Aの例と同じである。
図11の例の場合にも、N側信号配線7に、部品実装電極19Nが接続されている。グランド側にも、部品実装電極20NがGND接続用のVIA21Nを介してグランド配線層に接続されており、静電保護素子17Nが、部品実装電極19Nとグランド側の部品実装電極20Nとに接続されている点は、図10Aの例と同じである。
そして、グランド接続VIA21Nから引き出される配線23Nが、基板のL2層に比較的大きな面積で形成され、その大きな面積のグランドの配線23Nと重なる基板のL1層に、容量負荷機構部18Nが構成される。図11の例の容量負荷機構部18Nは、L1層に配置された多数の独立した導電パターン27-1~27-6を備え、その内の一つの導電パターン27-1が、電極19Nからの突起部22Nと接続されている。
導電パターン27-2~27-6は、直接的には電極19Nと接続されていない。それぞれの導電パターン27-1~27-6は、サイズを変えてあると共に、電極19Nに接続された導電パターン27-1の周囲に、他の導電パターン27-2~27-6が並ぶようにしてある。そして、各導電パターン27-1~27-6は、少なくとも1つの開口部24を有し、電極19Nに接続された導電パターン27-1は、複数の開口部24を有する。
導電パターン27-2~27-6は、直接的には電極19Nと接続されていない。それぞれの導電パターン27-1~27-6は、サイズを変えてあると共に、電極19Nに接続された導電パターン27-1の周囲に、他の導電パターン27-2~27-6が並ぶようにしてある。そして、各導電パターン27-1~27-6は、少なくとも1つの開口部24を有し、電極19Nに接続された導電パターン27-1は、複数の開口部24を有する。
このような構成としたことで、容量負荷機構部18Nの容量調整を行う際には、いずれかの開口部24に半田25(図10)の転写を行い、所望の容量調整値が得られるようにする。
この図11に示すように容量負荷機構部18Nとして多数の導電パターン27-1~27-6を有する形状とすることで、より適切な容量調整値が得られるようになる。
なお、容量負荷機構部18Nは、半田などの作業で容量値の調整が可能な形状であれば、図10Aや図11に示す容量負荷機構部18Nの形状に限定されない。
この図11に示すように容量負荷機構部18Nとして多数の導電パターン27-1~27-6を有する形状とすることで、より適切な容量調整値が得られるようになる。
なお、容量負荷機構部18Nは、半田などの作業で容量値の調整が可能な形状であれば、図10Aや図11に示す容量負荷機構部18Nの形状に限定されない。
[第5の実施の形態例]
図12は、本発明の第5の実施の形態例に係る信号伝送システムを備えた電子装置1のプリント回路基板の実装パターンを示す上面図である。
本実施の形態例の実装パターンは、第2の実施の形態例で説明した静電保護素子の電極に容量負荷機構部を併設する構成に加えて、ケーブルコネクタ部16におけるP・Nの特性差を微調整可能とする構成としている。
図12は、本発明の第5の実施の形態例に係る信号伝送システムを備えた電子装置1のプリント回路基板の実装パターンを示す上面図である。
本実施の形態例の実装パターンは、第2の実施の形態例で説明した静電保護素子の電極に容量負荷機構部を併設する構成に加えて、ケーブルコネクタ部16におけるP・Nの特性差を微調整可能とする構成としている。
すなわち、図6で説明したように、差動配線5を構成するP側信号配線6とN側信号配線7に、それぞれ部品実装電極19P,19Nが接続され、グランド側にも部品実装電極20P,20Nが用意される。そして、信号側電極19P,19Nから引き出し配線22P,22Nを引き出して、グランド接続VIA21P,21Nから引き出される配線23P,23Nとの間で、部分的に平行平板容量を形成した容量負荷機構部18P,18Nを構成する。ここまでは図6で説明した構成である。
そして、本実施の形態例の場合には、図12に示すように、ケーブルコネクタ16(図1)が接続される基板の接続穴26P,26Nの電極部に近接して容量負荷機構部18P,18Nを併設する構成としている。ここでは、ケーブルコネクタのプリント基板への実装方法が、プレスフィットコネクタタイプである。プレスフィットコネクタの場合、P側信号端子とN側端子を、それぞれ基板の接続穴26P,26Nに差し込むことで、電気的な接続をとるようにしている。これにより、P側信号配線6とN側信号配線7の途中に設けた容量負荷機構部18P,18Nで、外来のコモンモードノイズに対する特性の向上が図れると共に、ケーブルコネクタ16の接続箇所の容量負荷機構部18P,18Nでも、外来のコモンモードノイズに対する特性の向上が図れ、より良好な特性とすることができる。
接続穴26P,26Nの電極部には、引き出し配線22P,22Nが接続され、グランド接続VIA21P,21Nから引き出される配線23P,23Nとの間で、部分的に平行平板容量を形成した容量負荷機構部18P,18Nが構成される。この場合、平行平板を形成する部分の引き出し配線22P,22Nの一部またはすべてを削除することで、バランスを調整している。2つの容量負荷機構部18P,18Nを構成する2つの引き出し配線22P,22Nは、独立に調整可能であり、独立に調整することで、適切な非対称を持った容量値に調整することができる。
なお、図12の例では、P側信号配線6とN側信号配線7の途中に、容量負荷機構部18P,18Nを設けると共に、ケーブルコネクタ16の接続箇所に容量負荷機構部18P,18Nを設けるようにした。これに対して、ケーブルコネクタ16の接続箇所に容量負荷機構部18P,18Nを設け、P側信号配線6とN側信号配線7の途中の容量負荷機構部18P,18Nは省略してもよい。P側信号配線6とN側信号配線7の途中の容量負荷機構部18P,18Nは省略した場合でも、ケーブルコネクタ16接続用の接続穴26P,26Nの電極部に近接した容量負荷機構部18P,18Nで独立に調整して、適切な非対称を持った容量値とすることで、外来のコモンモードノイズに対するノイズ耐性の向上が実現できる。
[各実施の形態例での容量負荷機構部の容量値の範囲について]
ここで、ここまで説明した容量負荷機構部18P,18Nの容量値の範囲の例について説明する。
まず、高速伝送系では、負荷容量は高周波信号の減衰の元になるため、その容量値は小さいことが望ましい。例えば、1Gbps以上の信号伝送に用いられる部品の寄生容量は3pF以下であることが多く、また波形評価用のオシロスコープの寄生容量も同様に1~3pF以下に抑えられる。
ここで、ここまで説明した容量負荷機構部18P,18Nの容量値の範囲の例について説明する。
まず、高速伝送系では、負荷容量は高周波信号の減衰の元になるため、その容量値は小さいことが望ましい。例えば、1Gbps以上の信号伝送に用いられる部品の寄生容量は3pF以下であることが多く、また波形評価用のオシロスコープの寄生容量も同様に1~3pF以下に抑えられる。
また、10Gbps超の信号伝送では、寄生容量の制限値は0.1pF~0.05pF程度となる。モード変換ロスの原因となる容量バラツキを想定すると、部品の寄生成分の±10%程度が想定される。これにより、1Gbps超の信号伝送用の部品の寄生容量バラツキは、3pF×+/-10%=+/-0.3pF程度となるため、今回問題となる伝送系では、最大で+/-0.3pFの容量調整が可能であればよい。また、10Gbps級の信号伝送を想定すると0.05pF×+/-10%=+/-0.005pF程度となるため、微調整量としては+/-0.005pFまでカバーできると効果が高い。これらをまとめると、容量負荷機構部18N,18Pの容量調整範囲は、0.005pF~0.3pFの範囲であることが好ましい。
1-1,1-2…電子装置、2,2-1,2-2…通信LSI、5…差動配線、6…P側信号配線、7…N側信号配線、8…ツイストペアケーブル、11,12…マスク、14N,14P,14N-1,14N-2,14P-1,14P-2…AC結合キャパシタ、15…コモンモードチョークコイル、15-1…コモンモードチョークコイル、16,16-1,16-2…ケーブルコネクタ、17N,17P,17N-1,17N-2,17P-1,17P-2…静電保護素子、18N,18P…容量負荷機構部、19N,19P…電極、20N,20P…部品実装電極、21N,21P…グランド接続VIA、22N…突起部、23N,22P…配線、23P…配線、24…開口部、25…金属接続部(半田)、26P…接続穴、27-1~27-6…導電パターン
Claims (13)
- それぞれ差動配線を構成する第1の信号配線及び第2の信号配線と、
前記第1の信号配線にかかる第1の領域に配置され、第1の容量値の第1の容量負荷機構部と、
前記第2の信号配線にかかる第2の領域に配置され、前記第1の容量値とは非対称の第2の容量値の第2の容量負荷機構部と、を備えた
信号伝送システム。 - 前記第1の容量負荷機構部は、前記第1の信号配線上に設けられ、
前記第2の容量負荷機構部は、前記第2の信号配線上に設けられる
請求項1に記載の信号伝送システム。 - 前記第1の容量値及び前記第2の容量値は、前記第1の信号配線及び前記第2の信号配線の一部に設けられた局所的な幅広配線部の幅の調整により決定される
請求項2に記載の信号伝送システム。 - 前記第1の容量負荷機構部は、前記第1の信号配線の近傍に配置され、
前記第2の容量負荷機構部は、前記第2の信号配線の近傍に配置される
請求項1に記載の信号伝送システム。 - 前記第1の容量負荷機構部は、前記第1の信号配線と電気的に接続され、プリント基板上に配線パターンで形成された第1の電極部であり、
前記第2の容量負荷機構部は、前記第2の信号配線と電気的に接続され、プリント基板上の配線パターンで形成された第2の電極部である
請求項1に記載の信号伝送システム。 - 前記第1の電極部は、前記第1の信号配線とグランド電位の配線との間に接続された第1の部品の実装電極に追加で形成された第1の電極パターンであり、
前記第2の電極部は、前記第2の信号配線とグランド電位の配線との間に接続された第2の部品の実装電極に追加で形成された第2の電極パターンである
請求項5に記載の信号伝送システム。 - 前記第1の容量値及び前記第2の容量値は、前記配線パターンの面積の増減により調整可能である
請求項6に記載の信号伝送システム。 - 前記容量負荷機構部の容量調整範囲は0.005pF~0.3pFである
請求項1に記載の信号伝送システム。 - 前記第1の電極パターンと前記第1の電極部との接続部には開口部を有する
請求項6に記載の信号伝送システム。 - 前記第1の電極パターン及び/又は前記第2の電極パターンは、櫛歯形状である
請求項6に記載の信号伝送システム。 - 前記第1の信号配線は第1のケーブルコネクタ用電極に接続され、
前記第2の信号配線は第2のケーブルコネクタ用電極に接続され、
前記第1の容量負荷機構部は、前記第1のケーブルコネクタ用電極とグランド電位の配線との間に接続され、
前記第2の容量負荷機構部は、前記第2のケーブルコネクタ用電極とグランド電位の配線との間に接続される
請求項1に記載の信号伝送システム。 - 前記第1の信号配線は第1のケーブルコネクタ用電極に接続され、
前記第2の信号配線は第2のケーブルコネクタ用電極に接続され、
前記第1のケーブルコネクタ用電極とグランド電位の配線との間に、第3の容量負荷機構部を備え、
前記第2のケーブルコネクタ用電極とグランド電位の配線との間に、第4の容量負荷機構部を備える
請求項1に記載の信号伝送システム。 - 前記第3の容量負荷機構部及び前記第4の容量負荷機構部は、独立に調整可能である
請求項12に記載の信号伝送システム。
Priority Applications (1)
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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2021
- 2021-11-16 JP JP2021186652A patent/JP2023073899A/ja active Pending
-
2022
- 2022-10-18 CN CN202280069659.5A patent/CN118104192A/zh active Pending
- 2022-10-18 WO PCT/JP2022/038719 patent/WO2023090028A1/ja active Application Filing
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US20070268272A1 (en) * | 2006-05-19 | 2007-11-22 | N-Trig Ltd. | Variable capacitor array |
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CN118104192A (zh) | 2024-05-28 |
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