WO2022262893A1 - Aktive entladung eines fahrzeug-zwischenkreiselements mit einer pwm-pulse erzeugenden diskreten entladeschaltung - Google Patents

Aktive entladung eines fahrzeug-zwischenkreiselements mit einer pwm-pulse erzeugenden diskreten entladeschaltung Download PDF

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WO2022262893A1
WO2022262893A1 PCT/DE2022/100368 DE2022100368W WO2022262893A1 WO 2022262893 A1 WO2022262893 A1 WO 2022262893A1 DE 2022100368 W DE2022100368 W DE 2022100368W WO 2022262893 A1 WO2022262893 A1 WO 2022262893A1
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circuit
discharge
voltage
sub
intermediate circuit
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PCT/DE2022/100368
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English (en)
French (fr)
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Daniel Eckstein
Patrick Augustin
Fabian Boegner
Original Assignee
Schaeffler Technologies AG & Co. KG
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/322—Means for rapidly discharging a capacitor of the converter for protecting electrical components or for preventing electrical shock

Definitions

  • the invention relates to an active discharge circuit for a vehicle discharge device for discharging a vehicle intermediate circuit.
  • the invention relates to a method for actively discharging a vehicle intermediate circuit, with an active discharge circuit for a vehicle discharge device.
  • hybrid or electric vehicles in which voltages greater than 60 volts are provided in the drive system, must be actively discharged in a short time in order to avoid danger from dangerous electrical voltages during maintenance or accidents to persons.
  • the intermediate circuit capacitors in the power electronics of the vehicle are discharged, which are required as fast energy stores for the operation of pulse-controlled inverters.
  • one or more resistors are used in active discharge circuits, which are switched on in parallel with an intermediate circuit capacitor by means of semiconductor switches in order to discharge the intermediate circuit capacitance.
  • the vehicle drive is separated from the battery system, i. H. a battery contactor is in an open switching state so that the intermediate circuit capacity cannot be recharged by the battery system.
  • a battery contactor is a switch designed to protect the battery.
  • the switch can be actuated electrically or mechanically or a combination thereof.
  • the voltage of the intermediate circuit capacitance decreases continuously until it reaches an uncritical value, e.g. B. a value less than 60V is reached and the discharge circuit is deactivated again.
  • the invention is based on the object of making available an improved active discharge of an intermediate circuit element.
  • the discharge element(s) should be able to be dimensioned smaller without heating up too much during discharge, with the intermediate circuit being simultaneously discharged reliably in every fault situation.
  • the discharge circuit has: a connection for connecting to at least one intermediate circuit element of the vehicle intermediate circuit; a circuit arrangement connected in parallel to the connection with at least one discharge element and at least one switching element, wherein the at least one switching element is configured to make electrical contact with the discharge element with the connection in a closed switching state and not to make electrical contact with the discharge element with the connection in an open switching state ; and a discrete discharge circuit, wherein the discrete discharge circuit is designed to set the switching states in the switching element with pulse width modulation (PWM) while the at least one intermediate circuit element is being discharged.
  • PWM pulse width modulation
  • One aspect relates to a method for actively discharging a vehicle intermediate circuit, with the active discharging circuit for a vehicle discharging device.
  • the at least one switching element operates between two switching states as follows: in a closed switching state, it electrically contacts the discharge element with the connection and in an open switching state, it contacts the discharge element with the connection
  • the discrete discharge circuit sets the switching states in the switching element with pulse width modulation while the at least one intermediate circuit element is being discharged.
  • Pulse Width Modulation is also known as Pulse Width Modulation (PBM), Pulse Duration Modulation (PDM), Pulse Length Modulation (PLM) or Undershoot Method.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • PBM Pulse Width Modulation
  • PDM Pulse Duration Modulation
  • PLM Pulse Length Modulation
  • Undershoot Method PWM is a digital type of modulation in which a technical variable, e.g. B. the electrical voltage, changes between two values.
  • a rectangular pulse is modulated at a constant frequency, the width, width and length of which varies.
  • the ratio between the pulse and the pause is called the duty cycle or duty cycle.
  • the modulated signal has a fixed amplitude.
  • the pulse duration depends on the amplitude of the information signal. The more positive the information signal, the longer the pulse lasts. The more negative the information signal, the shorter the pulse.
  • circuits which periodically switch between two states can be used for the pulse width modulated control of the switching element. It should be possible to switch over without an external stimulus.
  • the periodically switching circuit should generate periodic discharge curves, which is possible, for example, using a capacitor which is discharged at low resistance via a first diode and charged at high resistance via a second diode.
  • the PWM-controlled switching element is designed to make electrical contact with the discharge element with the connection of the intermediate circuit in a closed switching state.
  • the intermediate circuit for example as part of a vehicle, electrically couples several electrical networks as an energy store on an intermediate current or voltage level via converters.
  • the vehicle intermediate circuit can be a circuit arrangement with a capacitor as an intermediate circuit element, which feeds a motor with energy.
  • the capacitor can in turn be powered by a battery.
  • the motor can be switched on briefly via the capacitor, e.g. B. in the case of starting, are supplied with additional energy.
  • the intermediate circuit with its circuitry occurring during motor operation voltage peaks, z. B. incurred by braking smooth. In the open switching state, an electrical contact is canceled or interrupted.
  • the power occurring during the discharge can be distributed evenly over the entire discharge period by the pulse-width modulating circuit. Accordingly, there is a linear reduction in the energy in the intermediate circuit capacitor. In this way, it can be advantageously achieved that the discharge element(s) in the discharge circuit heat up only half as much as in discharge circuits of the prior art.
  • One or more resistors can be used for discharging.
  • the resistors can be made smaller than in prior art solutions, making the solution less expensive. In other words, a cost saving can be made possible due to a smaller dimensioning and/or fewer used discharge elements.
  • a more cost-effective model of the discharge element(s) can be used in the case of large power resistances.
  • the discharge circuit according to claim 1 is a discrete discharge circuit.
  • the discharge circuit has the attribute "discrete”.
  • Discrete means that the discharge circuit has discrete components.
  • Discrete components are individual components such as diodes, resistors or coils.
  • the components of the discrete discharge circuit are not integrated circuits such as microprocessor chips, which can have a large number of transistors. Accordingly, the components of the discrete discharge circuit are not components which have an electronic circuit applied to a semiconductor material.
  • the discharge is advantageously controlled without actively controlling a control element, such as a microcontroller.
  • the discrete discharge circuit according to the invention has the advantage over software-based discharge that the active discharge cannot fail if the microprocessor, which is software-controlled, fails. This is important because the active discharge of the intermediate circuit is a safety-relevant function to protect people in the event of a fault. This is a high-voltage safety function.
  • the term "high voltage”, or "HV" for short refers to systems which are operated with alternating voltages in a range from 30 V to 1 kV or with direct voltages above 60 V to 1.5 kV. This is a configuration for measuring a voltage that can be implemented cost-effectively, since, for example, HV voltage measuring elements can already be installed on the vehicle for other purposes. Implementation in a discrete circuit increases availability in addition to security.
  • the discrete discharge circuit is designed to set the switching states in the at least one switching element depending on an intermediate circuit voltage at the at least one intermediate circuit element with pulse width modulation, wherein the discrete discharge circuit is designed to generate a wave-shaped sawtooth voltage with which Compare the intermediate circuit voltage and output a pulse width modulated (PWM) pulse to the switching element until the wave-shaped sawtooth voltage falls below the intermediate circuit voltage.
  • the modified embodiment described above preferably includes that the discharge circuit is designed to compare the wavy sawtooth voltage with the intermediate circuit voltage and as soon as the wavy sawtooth voltage is greater than the intermediate circuit voltage, output the PWM pulse to the switching element. Then the PWM pulse to the switching element output until the wave-shaped sawtooth voltage falls below the intermediate circuit voltage.
  • the intermediate circuit voltage can be used to measure how much power would be applied to the power circuit, in particular its discharge element(s).
  • a pulse-width modulated control of the switching element(s) can be a cost-effective solution for control in the discharge circuit.
  • the wavy sawtooth voltage also known as the non-linear so-called "wave sawtooth” voltage, is used for PWM generation instead of the usual comparison of sine and triangle voltages for PWM generation.
  • the sawtooth wave is an AC voltage with a waveform of a relaxation oscillation, which is a periodic and non-sinusoidal oscillation.
  • the required PWM pattern is generated by comparing it with the measured intermediate circuit voltage.
  • a duty cycle of the pulse width modulation at a higher intermediate circuit voltage is lower than a duty cycle of the pulse width modulation at a lower intermediate circuit voltage.
  • a duty cycle of the pulse width modulation defines a ratio between an on and an off duration of the switching element.
  • a further developed embodiment can be that the wavy sawtooth voltage has a waveform of a relaxation oscillation, the relaxation oscillation periodically increasing instantaneously from an initial value to a maximum value and then falling to the initial value in the form of an e-function.
  • the discrete discharge circuit is designed to generate the wave-shaped sawtooth voltage with a waveform of a relaxation oscillation, the relaxation oscillation periodically increasing instantaneously from an initial value to a maximum value and then falling to the initial value in the form of an e-function.
  • the pulse duty factor of the pulse width modulation can be set in such a way that, during discharging, a temperature increase at the at least one discharging element behaves like a saturation function that is dependent on a discharging time.
  • the advantageous sawtooth voltage prefers that a PWM pattern is generated which ensures a particularly optimal uniform distribution of the energy over the discharge period.
  • the discrete discharge circuit has a plurality of sub-circuits connected in series, of which a first sub-circuit is an astable multivibrator, and of which a second sub-circuit, which is connected downstream of the first sub-circuit, is a charging circuit for charging and discharging a capacitor, wherein the multivibrator is designed to output voltage pulses as the output signal, and wherein the second sub-circuit is designed to output the wave-shaped sawtooth voltage with periodic discharge curves as the output signal.
  • An astable multivibrator is also referred to as an astable multivibrator.
  • Astable flip-flops consist of two electronic switches that are mutually connected in such a way that positive feedback is created, which brings the two switches into opposite states. Here, one of the switches is closed while the other switch is open. The respective electrical voltage that caused the positive feedback is reduced by timers. After a delay, the output status changes. The output status then changes again after a further delay time. The change between the two states takes place periodically. A frequency of the change between the two states results from the delay times.
  • the charging circuit has, for example, at least two diodes and a capacitor.
  • the capacitor is discharged at low resistance via a first diode in the charging circuit and charged at high resistance via a second diode in the charging circuit.
  • additional modules can be used to set the steepness of the charging curve.
  • the steepness of the charging curve can already be adjusted with the capacitor of the charging circuit.
  • one or more resistors can be provided, which is/are connected in series with the diode, which discharges the capacitor.
  • the modified embodiment described above favors a very cost-effective configuration of the discharge circuit with components that are readily available.
  • a further developed embodiment can be that the astable multivibrator is designed to generate voltage pulses with an adjustable frequency.
  • the voltage pulses are preferably such that a capacitor used in the second sub-circuit is rapidly charged.
  • the frequency of the astable multivibrator is preferably set via a capacitor which is connected in series with a resistor.
  • a third sub-circuit downstream of the second sub-circuit is a non-inverting amplifier.
  • the advantage of the non-inverting amplifier is that the generated sawtooth voltage is adjusted to a level of the measurement signal.
  • the measurement signal does not have to be modified, which also means that interference signals contained in the measurement signal, for example, are not amplified.
  • the active discharge circuit has a measuring element for measuring the intermediate circuit voltage on the intermediate circuit element and for outputting an intermediate circuit voltage measurement signal to the discrete discharge circuit, with a fourth partial circuit downstream of the second partial circuit or the third partial circuit being a comparison circuit is, wherein the comparison circuit is designed to compare the wavy sawtooth voltage with the intermediate circuit voltage measurement signal and as soon as the sawtooth voltage is greater than the intermediate circuit voltage measurement signal to output a PWM pulse to the switching element.
  • a length of a peak of the PWM signal which is output to the switch, can advantageously be lengthened as a function of an intermediate circuit voltage.
  • the comparison circuit is designed to set the peak of the PWM pulse or PWM signal anti-proportionally to the intermediate circuit voltage. This means that there is a longer discharge per PWM pulse at lower intermediate circuit voltage values, which in turn means that the discharge resistor(s) heat up less.
  • the modified embodiment described above preferably includes that the comparison circuit of the discrete discharge circuit is designed to compare the wavy sawtooth voltage with the intermediate circuit voltage measurement signal and to output a PWM pulse to the switching element as soon as the sawtooth voltage is greater than the intermediate circuit voltage measurement signal and until the wave-shaped sawtooth voltage falls below the intermediate circuit voltage measurement signal.
  • the measuring element can be designed to measure a high-voltage (HV) voltage at the intermediate circuit element and to output an HV measurement signal of the intermediate circuit voltage to the control unit.
  • HV high-voltage
  • This embodiment can be implemented cost-effectively for measuring a voltage since, for example, HV voltage measuring elements can already be installed on the vehicle for other purposes.
  • the control unit would preferably be configured to output a PWM signal to the switching element in a form similar to that of the discrete discharge circuit. In this case, there would be a redundant configuration.
  • the first sub-circuit is designed to output a square-wave voltage with a peak and a trough to the second sub-circuit, with the first sub-circuit having a capacitance connected to a connection point of a voltage source of the first sub-circuit and a capacitance with the capacitance in Having series-connected resistance, and wherein the capacitance and the resistance are designed and connected such that the wedding comprises a time interval in a range from 1/6 to 1/8 of a time interval of the deep time.
  • a signal is thus advantageously output as the output signal of the first sub-circuit, which signal can be modified very flexibly in terms of the low time in downstream sub-circuits.
  • the second sub-circuit has two resistors, a diode connected in the reverse direction, a diode connected in the forward direction and a capacitor, with a resistor and a diode being connected in a series circuit and both series circuits of resistor and diode being connected in parallel , and wherein the resistor connected upstream of the reverse-biased diode and the capacitor are designed to set a steepness of the respective discharge curve of the output signal designed as a wave-shaped sawtooth voltage.
  • This is a simple and inexpensive design made from readily available components.
  • the circuit requires little maintenance due to the small number of components.
  • FIG. 2 shows an arrangement with an active discharge circuit with a control unit that outputs PWM signals
  • FIG. 3 shows a simplified arrangement with an active discharge circuit with a discrete discharge circuit for outputting PWM signals
  • FIG. 5 shows an arrangement of an active discharge circuit with a discrete discharge circuit for outputting PWM signals
  • FIG. 6 a time profile of an energy of an intermediate circuit element and an intermediate circuit voltage in the arrangement according to FIG. 1;
  • Fig. 7 a time curve of an energy of an intermediate circuit element and a
  • FIG. 8 a time course of a temperature, indicated in voltage values, in the arrangement according to FIG. 1;
  • FIGS. 2 to 3 and 5. 1 shows an arrangement with an active discharge circuit according to the prior art.
  • the arrangement comprises an active discharge circuit 1 for a vehicle discharge device for discharging a vehicle intermediate circuit 2.
  • the discharge circuit 1 has a connection for connection to an intermediate circuit element 3 of the vehicle intermediate circuit 2, and a circuit arrangement connected in parallel to the connection with a discharge element 5 and a switching element 6, wherein the switching element 6 is designed so that the discharge element is in a closed switching state 5 to make electrical contact with the connection and in an open switching state not to make electrical contact with the discharge element 5 with the connection.
  • the arrangement also includes a battery contactor 9, which separates a flochvolt battery 10 from the intermediate circuit element 3 while the intermediate circuit element 3 is being discharged.
  • a battery contactor is a switch designed to protect the battery. The switch can be actuated electrically or mechanically or a combination thereof. With a contactor, for example, remote switching operations are possible via control lines with a small conductor cross-section.
  • There are contactors for different types of installation for example for hat rail mounting, mounting plates or in housings with holes for individual mounting.
  • control unit 7 which controls the switching element 6 with a control signal S and thus causes it to switch between the two aforementioned switching states.
  • the arrangement in FIG. 2 includes the elements of the arrangement in FIG. 1.
  • the intermediate circuit element 3 is an intermediate circuit capacitance, ie it behaves like a capacitor.
  • the switching element 6 is a semiconductor switch.
  • the control unit 7 is designed to set the switching states in the switching element 6 with pulse width modulation (PWM) while the intermediate circuit element 3 is being discharged. For this purpose, the control unit 7 outputs control signals S to the switching element 6 .
  • control unit 7 is designed to set the pulse duty factor (d) of the pulse width modulation as a function of a discharge resistance value (R) of the discharge element 5, a maximum power (Pmax) of the intermediate circuit element 3 and the intermediate circuit voltage (V(t)).
  • the maximum power (Pmax) of the intermediate circuit element 3 is defined according to the following relationship
  • the arrangement in FIG. 2 has a measuring element 8 .
  • Measuring element 8 is designed to measure a high-voltage (HV) voltage at intermediate circuit element 3 and to output an HV measurement signal M of intermediate circuit voltage V(t) (see FIGS. 7 and 9) to control unit 7 .
  • HV high-voltage
  • FIG. 3 shows an arrangement with an active discharge circuit 1 with a module 7A which has the discrete discharge circuit 7a (see FIG. 4).
  • the arrangement is shown in simplified form and serves to illustrate interfaces.
  • the module 7A of FIG. 3 has the discrete discharge circuit 7a which generates a PWM signal.
  • a control unit of the module 7B generates a discharge signal in parallel with the discrete discharge circuit 7a.
  • the control unit can be the control unit 7 of the exemplary embodiment in FIG.
  • the control unit can drive the discrete discharge circuit 7a so that the discrete discharge circuit 7a outputs a PWM signal.
  • the discrete discharge circuit 7a is designed in such a way that Adjust duty cycle d of the pulse width modulation according to the same ratio as the control unit 7 of the embodiment of FIG.
  • the control unit of FIG. 3 To control the discrete discharge circuit 7a, the control unit of FIG. 3 generates a discharge signal.
  • the discrete discharge circuit 7a is designed in such a way that it is permanently active in the event that the control unit fails. In other words, if the control unit fails, the discrete discharge circuit 7a outputs a PWM signal to the module 12 without the control unit having to be activated.
  • the module 12 receives the discharge signal and the PWM signal. If both signals have been received or at least the PWM signal has been received, the module 12 forwards the PWM signal to the module 13 .
  • the module 13 has a driver stage. The driver stage in turn outputs the control signal S to the semiconductor switch 6 .
  • control unit can be designed like the control unit 7 of the embodiment of FIG. In this case, the control unit 7 can output a PWM signal to the module 12 and the discharge circuit 7a of the module 7A can output a PWM signal to the module 12 . In other words, there is redundant execution.
  • Fig. 5 shows an arrangement of an active discharge circuit 1 with a discrete discharge circuit 7a.
  • the discrete discharge circuit 7a can switch in the same way as the discrete discharge circuit 7a of the embodiment of FIG.
  • FIG. 5 shows a circuit diagram with sub-circuits 11A, 11B, 11C and 11D.
  • a possible embodiment of the sub-circuits 11A to 11D is shown here.
  • the sub-circuits 11A to 11D together generate a wave-shaped sawtooth voltage Us as the output signal S, which is output to the switch 6.
  • FIG. The wave-shaped sawtooth voltage Us has a waveform of a relaxation oscillation, the relaxation oscillation periodically increasing instantaneously from an initial value to a maximum value and then in the form of an e-function falls to the initial value.
  • the sub-circuits 11A to 11D are connected in series.
  • the sub-circuit 11 A is an astable multivibrator, which emits a pulsed voltage as the output signal.
  • the astable multivibrator generates the pulsed voltage or the voltage pulses with an adjustable frequency.
  • the output signal is a square wave voltage with a peak and a trough.
  • first resistor R1 and “first capacitance component C1” are used to set the marriage of the output signal. In other words, a length of the wedding is adjusted.
  • the second resistor R2 and the first capacitance component C1 serve to set a bottom time of the output signal.
  • the first capacitance component C1 connects to a connection point UN of a voltage source of the first sub-circuit 11A.
  • the first capacitance component C1 is therefore connected in series with the connection point UN of the voltage source.
  • the first resistor R1 is connected in series with the first capacitance element C1.
  • the first capacitance component C1 and the first resistor R1 are designed and connected in such a way that the peak includes a time interval in a range from 1/6 to 1/8 of a time interval of the low time.
  • the first resistor R1 and a second diode D2 are connected in series in the reverse direction. Furthermore, a second resistor R2 and a first diode D1 are connected in series in the forward direction. The second diode D2 and the first resistor R1 are in turn connected in parallel with the first diode D1 and the second resistor R2.
  • the first resistor R1 is provided in the first sub-circuit 11A to protect an operational amplifier OP1, OP2 of the first sub-circuit 11A.
  • the first sub-circuit 11A has two series-connected operational amplifiers OPV1 and OPV2. Furthermore, a third and fourth resistor R3 and R4 are also provided in the first sub-circuit 11A.
  • the first sub-circuit 11A is connected in series with the second sub-circuit 11B and the second sub-circuit 11B receives the output signal of the first Sub-circuit 11A.
  • the second sub-circuit 11B is a charging circuit for charging and discharging a second capacitance element C2, which is a capacitor.
  • the second sub-circuit 11B is designed to output the wave-shaped sawtooth voltage Us as the output signal.
  • the second sub-circuit 11B has a fifth resistor R5, a sixth resistor R6, a third diode D3 and a fourth diode D4.
  • the fifth resistor R5 is connected in series with the third diode D3 in the reverse direction.
  • the sixth resistor R6 is forward-biased in series with the fourth diode D4.
  • the fifth resistor R5 and the third diode D3 and the sixth resistor R6 and the fourth diode D4 are in turn connected in parallel.
  • the parallel circuit of diodes D3, D4 and resistors R5, R6 is in turn connected in series with the second capacitance component C2.
  • the capacitor representing the second capacitance component C2 is charged or discharged via the two diodes D3, D4. In this case, the capacitor is charged via the fourth diode D4 and the capacitor is discharged via the third diode D3.
  • Charging is low-impedance and discharging is high-impedance.
  • Discharging and charging result in a voltage from a series of discharging curves.
  • a steepness of a respective discharge curve of the output signal output as a wave-shaped sawtooth voltage Us is set via the fifth
  • the third sub-circuit 11C is connected downstream of the second sub-circuit 11B.
  • the third sub-circuit 11C receives the output signal of the second sub-circuit 11B.
  • the third sub-circuit 11C is a non-inverting amplifier.
  • the amplifier is designed to adjust the output signal of the second sub-circuit 11B to a level of the measured intermediate circuit voltage V(t). Such an amplifier is therefore necessary in the case when the intermediate circuit voltage V(t) is a multiple of the output signal of the second sub-circuit 11B or vice versa.
  • the intermediate circuit voltage V(t) which has a value of 920 V to 0 V, can be represented in a range from 0 V to 5 V.
  • the output signal of the second sub-circuit 11B would then also have to be adjusted by the amplifier in this area.
  • the third Sub-circuit 11C has a seventh resistor R7, an eighth resistor R8 and a ninth resistor R9. Furthermore, the third sub-circuit 11C has a third operational amplifier OPV3. An amplification factor is set via the eighth and ninth resistors R8 and R9.
  • the third sub-circuit 11C is followed by a fourth sub-circuit 11D.
  • the fourth sub-circuit 11D receives the amplified signal of the waveform sawtooth voltage Us from the third sub-circuit 11C.
  • the active discharge circuit 1 has a measuring element 8 .
  • the measuring element 8 is designed to measure the intermediate circuit voltage V(t) at the intermediate circuit element 3 and to output an intermediate circuit voltage measurement signal M to the discrete discharge circuit 7a.
  • the fourth sub-circuit 11 D is a comparison circuit which is designed to compare the wavy sawtooth voltage Us with the intermediate circuit voltage measurement signal M and as soon as the sawtooth voltage Us is greater than the intermediate circuit voltage measurement signal M to output a PWM pulse to the switching element 6.
  • the two voltages are compared in a comparator, which is the operational amplifier OPV4.
  • the operational amplifier OPV4 draws its output to the voltage source Up, which is part of the fourth sub-circuit 11D. Otherwise the op amp will output 0V.
  • the fourth sub-circuit 11D includes a tenth resistor R10, an eleventh resistor R11 and a twelfth resistor R12. Furthermore, the fourth sub-circuit 11D includes a fifth diode D5, a third capacitance component C3 and the fourth operational amplifier OPV4.
  • FIG. 4 shows a time curve for a wavy sawtooth voltage Us, an intermediate circuit voltage V(t) and a PWM signal.
  • the comparison operation of the comparator when comparing the sawtooth voltage Us with the measured intermediate circuit voltage V(t) can be be traced.
  • the measured intermediate circuit voltage V(t) is then present at the comparator via the resistor R12 (see FIG. 5).
  • the comparator then generates the PWM signal S, which is used to control the switch 6 (see FIG. 3).
  • the length of a peak of the PWM signal S then results from a time interval within which a value of the sawtooth voltage Us is above a value of the intermediate circuit voltage V(t). In this case, a peak of the PWM signal S is lengthened as the intermediate circuit voltage V(t) decreases.
  • FIG. 6 shows an energy E of an intermediate circuit element 3 and an intermediate circuit voltage V(t) (see also FIG. 8) over time in the arrangement according to FIG. 1.
  • the x-axis accordingly shows the time t for discharging the intermediate circuit element 3 are plotted, values of the intermediate circuit voltage V(t) are plotted on the left-hand y-axis and values of the energy E of the intermediate-circuit element 3 are plotted on the right-hand y-axis.
  • a rate of decrease in the energy E and the intermediate circuit voltage V(t) is highest at the beginning of the discharge and decreases as the discharge duration progresses.
  • a very high discharging current occurs, which continuously decreases as the discharging process progresses.
  • a high intermediate circuit voltage V(t) is also present at the discharge element 5 at the same time. Both lead to heating of the discharge element 5, which is explained in more detail with reference to FIG.
  • FIG. 7 shows an energy E of an intermediate circuit element and an intermediate circuit voltage V(t) over time in the arrangements according to FIGS. 2 to 3 and 5.
  • the time t is plotted on the x-axis and values are on the left-hand y-axis of the intermediate circuit voltage V(t) and values of the energy E of the intermediate circuit element 3 are plotted on the right-hand y-axis.
  • the energy of the intermediate circuit element 3 and the intermediate circuit voltage V(t) are at their highest. Accordingly, in a first period of time, marked as an example and provided with a reference symbol I, a lower pulse duty factor is selected in order to Switching element 6 to control pulse width modulation.
  • a higher pulse duty factor is selected in order to control the switching element 6 with pulse width modulation.
  • the energy E of the intermediate circuit element 3 decreases for the most part linearly and thus uniformly.
  • the intermediate circuit voltage V(t) also decreases more evenly in the arrangements of FIGS. 2 to 3 and 5 than in the arrangement of FIG.
  • FIG. 8 shows a time course of a temperature T of the discharge element 5, indicated in voltage values, in the arrangement according to FIG of the discharge element 5 used in the arrangement of FIG. It can be seen that in a time window between 0.2 s and 0.4 s of a discharge time t, a maximum temperature value is reached in the discharge element 5, which subsequently decreases as the discharge time t progresses.
  • a temperature difference between the maximum temperature value and a lowest temperature value at the start of the discharge time is 93 Kelvin.
  • FIG. 9 shows a temperature T of the discharge element 5 over time, indicated in voltage values, in the arrangements according to FIGS. 2 to 3 and 5.
  • a time t of discharging is plotted on the x-axis and voltage values on the y-axis , which correspond to a temperature of the discharge element 5, which is used in the arrangements of Figures 2 to 3 and 5.
  • a maximum temperature value is reached in the discharge element 5, which subsequently decreases as the discharge time t progresses.
  • a temperature difference between the maximum temperature value and a lowest temperature value at the start of the discharge time is 43 Kelvin.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine aktive Entladeschaltung (1) für eine Fahrzeug-Entladevorrichtung, zum Entladen eines Fahrzeug-Zwischenkreises (2), die Entladeschaltung (1 ) aufweisend einen Anschluss zum Anschließen an zumindest ein Zwischenkreiselement (3) des Fahrzeug-Zwischenkreises (2); eine zu dem Anschluss parallel geschaltete Schaltungsanordnung mit zumindest einem Entladeelement (5) und zumindest einem Schaltelement (6), wobei das zumindest eine Schaltelement (6) ausgestaltet ist, in einem geschlossenen Schaltzustand das Entladeelement (5) mit dem Anschluss elektrisch zu kontaktieren und in einem geöffneten Schaltzustand das Entladeelement (5) mit dem Anschluss nicht elektrisch zu kontaktieren; und eine diskrete Entladeschaltung (7a), wobei die diskrete Entladeschaltung (7a) ausgestaltet ist, während eines Entladens des zumindest einen Zwischenkreiselements (3) die Schaltzustände bei dem Schaltelement (6) mit Pulsweitenmodulation einzustellen. Dies kann eine verbesserte aktive Entladung eines Zwischenkreiselements (3) ermöglichen.

Description

Aktive Entladung eines Fahrzeuq-Zwischenkreiselements mit einer PWM-Pulse erzeugenden diskreten Entladeschaltunq
Die Erfindung betrifft eine aktive Entladeschaltung für eine Fahrzeug- Entladevorrichtung, zum Entladen eines Fahrzeug-Zwischenkreises.
Zudem betrifft die Erfindung ein Verfahren zum aktiven Entladen eines Fahrzeug- Zwischenkreises, mit einer aktiven Entladeschaltung für eine Fahrzeug- Entladevorrichtung.
Hybrid- oder Elektrofahrzeuge, bei welchen im Antriebssystem Spannungen größer als 60 Volt vorgesehen sind, müssen aus Sicherheitsgründen in kurzer Zeit aktiv entladen werden, um eine Gefahr durch gefährliche elektrische Spannungen bei Wartung oder Unfall an Personen zu vermeiden. Hierbei werden die Zwischenkreiskondensatoren in der Leistungselektronik des Fahrzeugs entladen, welche als schnelle Energiespeicher für den Betrieb von Pulswechselrichtern benötigt werden.
Gemäß Stand der Technik werden bei aktiven Entladeschaltungen ein oder mehrere Widerstände verwendet, welche mittels Halbleiterschalter parallel zu einem Zwischenkreiskondensator eingeschaltet werden, um die Zwischenkreiskapazität zu entladen. Beim Entladevorgang ist der Fahrzeugantrieb vom Batteriesystem getrennt, d. h. ein Batterieschütz ist in einem geöffneten Schaltzustand, damit die Zwischenkreiskapazität nicht durch das Batteriesystem nachgeladen werden kann.
Ein Batterieschütz ist ein Schalter zum Schutz der Batterie. Der Schalter kann elektrisch oder mechanisch oder mit einer Kombination hiervon betätigt werden.
Während der Entladung nimmt die Spannung der Zwischenkreiskapazität kontinuierlich ab, bis diese einen unkritischen Wert, z. B. einen Wert kleiner als 60V, erreicht und die Entladeschaltung wieder deaktiviert wird. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte aktive Entladung eines Zwischenkreiselements zur Verfügung zu stellen. Insbesondere sollen bei gleicher Entladezeit das/die Entladeelement(e) kleiner dimensioniert werden können, ohne während eines Entladens zu sehr zu erhitzen, wobei gleichzeitig der Zwischenkreis in jedem Fehlerfall sicher entladen werden soll.
Die Lösung der Aufgabe erfolgt insbesondere durch eine aktive Entladeschaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 sowie des Anspruchs 10. Bevorzugte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen und der nachfolgenden Beschreibung angegeben, die jeweils einzeln oder in Kombination einen Aspekt der Erfindung darstellen können.
Ein Aspekt betrifft eine aktive Entladeschaltung für eine Fahrzeug-Entladevorrichtung, zum Entladen eines Fahrzeug-Zwischenkreises. Die Entladeschaltung weist auf: einen Anschluss zum Anschließen an zumindest ein Zwischenkreiselement des Fahrzeug- Zwischenkreises; eine zu dem Anschluss parallel geschaltete Schaltungsanordnung mit zumindest einem Entladeelement und zumindest einem Schaltelement, wobei das zumindest eine Schaltelement ausgestaltet ist, in einem geschlossenen Schaltzustand das Entladeelement mit dem Anschluss elektrisch zu kontaktieren und in einem geöffneten Schaltzustand das Entladeelement mit dem Anschluss nicht elektrisch zu kontaktieren; und eine diskrete Entladeschaltung, wobei die diskrete Entladeschaltung ausgestaltet ist, während eines Entladens des zumindest einen Zwischenkreiselements die Schaltzustände bei dem Schaltelement mit Pulsweitenmodulation (PWM) einzustellen.
Ein Aspekt betrifft ein Verfahren zum aktiven Entladen eines Fahrzeug- Zwischenkreises, mit der aktiven Entladeschaltung für eine Fahrzeug- Entladevorrichtung. Hierbei operiert das zumindest eine Schaltelement zwischen zwei Schaltzuständen wie folgt: in einem geschlossenen Schaltzustand kontaktiert es das Entladeelement mit dem Anschluss elektrisch und in einem geöffneten Schaltzustand kontaktiert es das Entladeelement mit dem
Anschluss nicht elektrisch. Die diskrete Entladeschaltung stellt während eines Entladens des zumindest einen Zwischenkreiselements die Schaltzustände bei dem Schaltelement mit Pulsweitenmodulation ein.
Nachfolgend werden eine vorteilige Grundidee der Erfindung und einzelne Aspekte des beanspruchten Gegenstandes der Ausführungsformen erläutert und weiter nachfolgend bevorzugte modifizierte Ausführungsformen beschrieben. Erläuterungen, insbesondere zu Vorteilen und Definitionen von Merkmalen, sind dem Grunde nach beschreibende und bevorzugte, jedoch nicht limitierende Beispiele. Sofern eine Erläuterung limitierend ist, wird dies ausdrücklich erwähnt. Hierbei kann das Verfahren wie nachstehend anhand der aktiven Entladevorrichtung beschrieben aus- und weitergebildet sein.
Eine vorteilige Grundidee ist es also, den Entladevorgang pulsweitenmoduliert zu steuern. Die Pulsweitenmodulation (PWM) wird auch als Pulsbreitenmodulation (PBM), Pulsdauermodulation (PDM), Pulslängenmodulation (PLM) oder Unterschwingungsverfahren bezeichnet. Die PWM ist eine digitale Modulationsart, bei der eine technische Größe, z. B. die elektrische Spannung, zwischen zwei Werten wechselt. Dabei wird bei konstanter Frequenz ein Rechteckimpuls moduliert, dessen Weite, Breite bzw. Länge variiert. Das Verhältnis zwischen Impuls und Pause wird als Tastverhältnis oder Tastgrad bezeichnet. Bei der PWM hat das modulierte Signal eine feste Amplitude. Dafür ist die Impulsdauer abhängig von der Amplitude des Informationssignals. Je positiver das Informationssignal, desto länger dauert der Impuls. Je negativer das Informationssignal, desto kürzer ist der Impuls.
Für die pulsweitenmodulierte Ansteuerung des Schaltelements können beispielsweise Schaltungen verwendet werden welche zwischen zwei Zuständen periodisch umschalten. Das Umschalten sollte ohne eine äußere Anregung realisierbar sein. Zudem sollte die periodisch schaltende Schaltung periodische Entladekurven erzeugen, was beispielsweise unter Verwendung eines Kondensators möglich ist, welcher niederohmig über eine erste Diode entladen und hochohmig über eine zweite Diode aufgeladen wird. Das PWM-angesteuerte Schaltelement ist ausgestaltet, in einem geschlossenen Schaltzustand das Entladeelement mit dem Anschluss des Zwischenkreises elektrisch zu kontaktieren. Der Zwischenkreis, z.B. als Teil eines Fahrzeugs, koppelt als Energiespeicher mehrere elektrische Netze auf einer zwischengeschalteten Strom oder Spannungsebene über Umrichter elektrisch. Beispielsweise kann es sich bei dem Fahrzeug-Zwischenkreis um eine Schaltungsanordnung mit einem Kondensator als Zwischenkreiselement handeln, welche einen Motor mit Energie speist. Der Kondensator kann wiederum durch eine Batterie gespeist werden. Über den Kondensator kann der Motor kurzfristig, z. B. im Fall eines Anfahrens, mit zusätzlicher Energie versorgt werden. Umgekehrt kann der Zwischenkreis mit seiner Schaltungsanordnung während eines Motorbetriebs anfallende Spannungsspitzen, z. B. angefallen durch einen Bremsvorgang, glätten. Bei dem öffneten Schaltzustand ist eine elektrische Kontaktierung aufgehoben oder unterbrochen.
Die bei der Entladung auftretende Leistung kann durch die pulsweitenmodulierende Schaltung gleichmäßig über eine gesamte Entladedauer verteilt werden. Es erfolgt demnach eine lineare Reduktion der Energie im Zwischenkreiskondensator. Hierbei kann mit Vorteil erzielt werden, dass sich das/die Entladeelement(e) bei der Entladeschaltung lediglich halb so viel erwärmen wie bei Entladeschaltungen des Standes der Technik. Für das Entladen können ein oder mehrere Widerstände verwendet werden. Die Widerstände können kleiner ausgestaltet sein als bei Lösungen des Standes der Technik, wodurch die Lösung kostengünstiger ist. In anderen Worten, es kann eine Kosteneinsparung aufgrund einer kleineren Dimensionierung und/oder weniger verwendeten Entladeelementen ermöglicht werden. Alternativ oder zusätzlich kann bei großen Leistungswiderständen ein kostengünstigeres Modell des/der Entladeelemente verwendet werden.
Bei der Entladeschaltung gemäß Anspruch 1 handelt es sich um eine diskrete Entladeschaltung. In anderen Worten, die Entladeschaltung hat das Attribut „diskret“. Diskret bedeutet, dass die Entladeschaltung diskrete Bauteile aufweist. Diskrete Bauteile sind einzelne Bauteile wie Dioden, Wderstände oder Spulen. Jedenfalls handelt sich bei den Bauteilen der diskreten Entladeschaltung nicht um integrierte Schaltkreise (englisch: integrated Circuit) wie beispielsweise Mikroprozessorchips, welche eine Vielzahl von Transistoren aufweisen können. Es handelt sich demnach bei den Bauteilen von der diskreten Entladeschaltung nicht um Bauteile, welche eine auf einem Halbleiter-Material aufgebrachte elektronische Schaltung aufweisen.
Es erfolgt die Ansteuerung zur Entladung vorteilhafterweise ohne eine aktive Ansteuerung eines Steuerelements, wie z.B. ein Microcontroller. Die erfindungsgemäße diskrete Entladeschaltung hat gegenüber softwarebasierter Entladung den Vorteil, dass es nicht zu einem Ausfall der aktiven Entladung kommen kann, wenn der Mikroprozessor, welcher softwaregesteuert ist, ausfällt. Dies ist wichtig, da die aktive Entladung des Zwischenkreises eine sicherheitsrelevante Funktion zum Schutz von Personen im Fehlerfall ist. Es handelt sich hierbei um eine Hochvolt-Sicherheitsfunktion. Der Begriff „Hochvolt“, kurz: „HV“, bezieht sich auf Systeme, welche mit Wechselspannungen in einem Bereich von 30 V bis 1 kV oder mit Gleichspannungen über 60 V bis 1 ,5 kV betrieben werden. Somit handelt es sich um eine kostengünstig implementierbare Ausgestaltung zur Messung einer Spannung, da beispielsweise HV-Spannungsmesselemente für andere Zwecke bereits am Fahrzeug installiert sein können. Durch die Umsetzung in einer diskreten Schaltung wird zusätzlich zu der Sicherheit die Verfügbarkeit erhöht.
Gemäß einer modifizierten Ausführungsform kann vorgesehen sein, dass die diskrete Entladeschaltung ausgestaltet ist, die Schaltzustände bei dem zumindest einen Schaltelement abhängig von einer Zwischenkreisspannung an dem zumindest einen Zwischenkreiselement mit Pulsweitenmodulation einzustellen, wobei die diskrete Entladeschaltung ausgestaltet ist, eine wellenförmige Sägezahnspannung zu erzeugen, mit der Zwischenkreisspannung zu vergleichen, und einen pulsweitenmodulierten (PWM-) Impuls an das Schaltelement auszugeben bis die wellenförmige Sägezahnspannung die Zwischenkreisspannung unterschreitet. Weiterhin umfasst die zuvor beschriebene modifizierte Ausführungsform bevorzugt, dass die Entladeschaltung ausgebildet ist, die wellenförmige Sägezahnspannung mit der Zwischenkreisspannung zu vergleichen und sobald die wellenförmige Sägezahnspannung größer als die Zwischenkreisspannung ist, den PWM-Impuls an das Schaltelement ausgeben. Dann wird der PWM-Impuls an das Schaltelement ausgegeben, bis die wellenförmige Sägezahnspannung die Zwischenkreisspannung unterschreitet.
Anhand der Zwischenkreisspannung kann bemessen werden, wie viel Leistung auf die Leistungsschaltung, insbesondere dessen Entladeelement(e) beaufschlagt würde.
Eine pulsweitenmodulierte Steuerung des/der Schaltelement(s/e) kann eine kostengünstige Lösung zur Steuerung in der Entladeschaltung sein. Die wellenförmige Sägezahnspannung, oder auch als nichtlineare sogenannte "Wellensägezahn"- Spannung bezeichnet, wird für die PWM-Erzeugung anstatt einer gewöhnlichen Vergleichs von Sinus- und Dreieckspannung zur PWM-Erzeugung genutzt. Die wellenförmige Sägezahnspannung ist eine Wechselspannung mit einem Verlauf einer Kippschwingung, die eine periodische und nicht-sinusförmige Schwingung ist.
Beim Vergleich mit der gemessenen Zwischenkreisspannung wird das benötigte PWM-Muster erzeugt. Hierbei ist ein Tastverhältnis der Pulsweitenmodulation bei einer höheren Zwischenkreisspannung niedriger als ein Tastverhältnis der Pulsweitenmodulation bei einer niedrigeren Zwischenkreisspannung. Ein Tastverhältnis der Pulsweitenmodulation definiert ein Verhältnis zwischen einer Ein- und einer Ausschaltdauer des Schaltelements. Somit kann vorteilhafterweise bei noch höheren Spannungen an einem Zwischenkreiselement, wie z. B. einer Zwischenkreiskapazität, das Entladeelement mit gegenüber bekannten Lösungen weniger Leistung beaufschlagt werden und mit fortschreitender Entladedauer und damit einhergehender abfallender Spannung an der Zwischenkreiskapazität das Entladeelement mit gegenüber bekannten Lösungen vergleichsweise mehr Leistung beaufschlagt werden. Insgesamt kann sich hierdurch eine über die Entladedauer gut gleichverteilte Beaufschlagung des/der Entladeelement(s/e) mit Leistung aus dem/den Zwischenkreiselement(en) ergeben.
Mit diesem PWM-Muster wird eine Gleichverteilung der Energie über den Entladezeitraum am Entladewiderstand gewährleistet. Dadurch stellt sich eine deutlich niedrigere Temperaturbelastung am Widerstand ein gegenüber dem Stand der Technik. Eine weitergebildete Ausführungsform kann sein, dass die wellenförmige Sägezahnspannung einen Verlauf einer Kippschwingung aufweist, wobei die Kippschwingung periodisch von einem Ausgangswert instantan auf einen Maximalwert ansteigt und anschließend in Form einer e-Funktion auf den Ausgangswert absinkt. In anderen Worten kann vorgesehen sein, dass die diskrete Entladeschaltung ausgestaltet ist, die wellenförmige Sägezahnspannung mit einem Verlauf einer Kippschwingung zu erzeugen, wobei die Kippschwingung periodisch von einem Ausgangswert instantan auf einen Maximalwert ansteigt und anschließend in Form einer e-Funktion auf den Ausgangswert absinkt. Hierbei kann das Tastverhältnis der Pulsweitenmodulation derart eingestellt werden, dass während des Entladens eine Temperaturerhöhung an dem zumindest einen Entladeelement sich wie eine von einer Entladezeit abhängige Sättigungsfunktion verhält. Die vorteilhafte Sägezahnspannung bevorzugt in besonders vorteilhafter Weise, dass ein PWM-Muster erzeugt wird, welches eine besonders optimale Gleichverteilung der Energie über den Entladezeitraum gewährleistet.
Gemäß einer modifizierten Ausführungsform kann vorgesehen sein, dass die diskrete Entladeschaltung mehrere in Reihe geschaltete Teilschaltkreise aufweist, von denen ein erster Teilschaltkreis ein astabiler Multivibrator ist, und von denen ein nach dem ersten Teilschaltkreis nachgeschalteter zweiter Teilschaltkreis ein Ladeschaltkreis zum Laden und Entladen eines Kondensators ist, wobei der Multivibrator ausgestaltet ist, als Ausgangssignal Spannungsimpulse auszugeben, und wobei der zweite Teilschaltkreis ausgestaltet ist, als Ausgangssignal die wellenförmige Sägezahnspannung mit periodischen Entladekurven auszugeben.
Ein astabiler Multivibrator wird auch als astabile Kippstufe bezeichnet. Astabile Kippstufen bestehen aus zwei elektronischen Schaltern, die wechselseitig so verbunden sind, dass eine Mitkopplung entsteht, die die beiden Schalter in gegensätzliche Zustände bringt. Hierbei ist einer der Schalter geschlossen, während der andere Schalter geöffnet ist. Durch Zeitglieder wird die jeweilige elektrische Spannung, die die Mitkopplung bewirkt hat, abgebaut. Nach einer Verzögerung wechselt der Ausgangszustand. Anschließend wechselt der Ausgangszustand nach einer weiteren Verzögerungszeit erneut. Der Wechsel zwischen den beiden Zuständen erfolgt periodisch. Eine Frequenz des Wechsels zwischen den beiden Zuständen ergibt sich aus den Verzögerungszeiten.
Der Ladeschaltkreis weist beispielsweise mindestens zwei Dioden auf sowie einen Kondensator. Der Kondensator wird niederohmig über eine erste Diode des Ladeschaltkreises entladen und hochohmig über eine zweite Diode des Ladeschaltkreises aufgeladen. Optional können weitere Module zum Einstellen einer Steilheit der Ladekurve verwendet werden. Bereits mit dem Kondensator des Ladeschaltkreises kann jedoch eine Steilheit der Ladekurve eingestellt werden. Optional können ein oder mehrere Widerstände vorgesehen sein, welche in Reihe mit der Diode geschaltet ist/sind, die den Kondensator entlädt.
Die zuvor beschriebene modifizierte Ausführungsform bevorteilt eine sehr kostengünstige Ausgestaltung der Entladeschaltung mit Komponenten, welche gut verfügbar sind.
Eine weitergebildete Ausführungsform kann sein, dass der astabile Multivibrator ausgestaltet ist, Spannungsimpulse mit einer einstellbaren Frequenz zu erzeugen. Die Spannungsimpulse sind bevorzugt derart, dass ein in dem zweiten Teilschaltkreis verwendeter Kondensator schnell geladen wird. Weiter wird bevorzugt über einen Kondensator, welcher mit einem Wderstand in Reihe geschaltet ist, die Frequenz des astabilen Multivibrators eingestellt. Die zuvor beschriebene weitergebildete Ausführungsform bevorteilt ebenfalls eine sehr kostengünstige Ausgestaltung der Entladeschaltung mit Komponenten, welche gut verfügbar sind.
Es kann vorgesehen sein, dass ein nach dem zweiten Teilschaltkreis nachgeschalteter dritter Teilschaltkreis ein nichtinvertierender Verstärker ist. Der nichtinvertierende Verstärker hat den Vorteil, dass die erzeugte Sägezahnspannung auf ein Niveau des Messsignals angeglichen wird. Somit muss mit Vorteil nicht das Messsignal modifiziert werden, wodurch man auch beispielsweise im Messsignal enthaltene Störsignale nicht verstärkt. Gemäß einer modifizierten Ausführungsform kann vorgesehen sein, dass die aktive Entladeschaltung ein Messelement zum Messen der Zwischenkreisspannung an dem Zwischenkreiselement und zum Ausgeben eines Zwischenkreisspannung- Messsignals an die diskrete Entladeschaltung aufweist, wobei ein nach dem zweiten Teilschaltkreis oder nach dem dritten Teilschaltkreis nachgeschalteter vierter Teilschaltkreis ein Vergleichsschaltkreis ist, wobei der Vergleichsschaltkreis ausgebildet ist, die wellenförmige Sägezahnspannung mit dem Zwischenkreisspannung-Messsignal zu vergleichen und sobald die Sägezahnspannung größer als das Zwischenkreisspannung-Messsignal ist, einen PWM-Impuls an das Schaltelement auszugeben. Durch diese modifizierte Ausführungsform kann mit Vorteil eine Länge einer Hochzeit des PWM-Signals, welches an den Schalter ausgegeben wird, in Abhängigkeit einer Zwischenkreisspannung verlängert werden. Insbesondere ist der Vergleichsschaltkreis ausgestaltet, die Hochzeit des PWM-Impulses bzw. des PWM- Signals antiproportional zu der Zwischenkreisspannung einzustellen. Somit erfolgt eine längere Entladung pro PWM-Puls bei niedrigeren Zwischenkreisspannungswerten, was wiederum bevorteilt, dass sich der/die Entladewiderstand/-widerstände weniger erwärmen.
Weiterhin umfasst die zuvor beschriebene modifizierte Ausführungsform bevorzugt, dass der Vergleichsschaltkreis der diskreten Entladeschaltung ausgestaltet ist, die wellenförmige Sägezahnspannung mit dem Zwischenkreisspannung-Messsignal zu vergleichen, und einen PWM- Impuls an das Schaltelement auszugeben, sobald die Sägezahnspannung größer als das Zwischenkreisspannung-Messsignal ist und bis die wellenförmige Sägezahnspannung das Zwischenkreisspannung-Messsignal unterschreitet.
Beispielsweise kann das Messelement zum Messen einer Hochvolt- (HV-) Spannung an dem Zwischenkreiselement und zum Ausgeben eines HV-Messsignals der Zwischenkreisspannung an die Steuereinheit ausgestaltet sein. Diese Ausführungsform kann kostengünstig implementierbar zur Messung einer Spannung sein, da beispielsweise HV-Spannungsmesselemente für andere Zwecke bereits am Fahrzeug installiert sein können. Es kann vorgesehen sein, dass die aktive Entladeschaltung zusätzlich zu der diskreten Ladeschaltung eine Steuereinheit aufweist, wobei die Steuereinheit ausgestaltet ist, während des Entladens des zumindest einen Zwischenkreiselements die Schaltzustände bei dem zumindest einen Schaltelement abhängig von der Zwischenkreisspannung an dem zumindest einen Zwischenkreiselement mit Pulsweitenmodulation einzustellen. Die Steuereinheit wäre in diesem Fall bevorzugt ausgestaltet ein PWM-Signal an das Schaltelement in ähnlicher Form wie die diskrete Entladeschaltung auszugeben. In diesem Fall läge eine redundante Ausgestaltung vor.
Gemäß einer modifizierten Ausführungsform kann vorgesehen sein, dass der erste Teilschaltkreis ausgestaltet ist, eine Rechteckspannung mit einer Hochzeit und einer Tiefzeit an den zweiten Teilschaltkreis auszugeben, wobei der erste Teilschaltkreis eine an einen Anschlusspunkt einer Spannungsquelle des ersten Teilschaltkreises anschließende Kapazität und einen mit der Kapazität in Reihe geschalteten Widerstand aufweist, und wobei die Kapazität und der Widerstand derart ausgestaltet und geschaltet sind, dass die Hochzeit ein Zeitintervall in einem Bereich von 1/6 bis 1/8 eines Zeitintervalls der Tiefzeit umfasst. Somit wird mit Vorteil als Ausgangssignal des ersten Teilschaltkreises ein Signal ausgegeben, welches sich in nachgeschalteten Teilschaltkreisen sehr flexibel in der Tiefzeit modifizieren lässt.
Weiterhin kann vorgesehen sein, dass der zweite Teilschaltkreis zwei Widerstände, eine in Sperrrichtung geschaltete Diode, eine in Durchlassrichtung geschaltete Diode und einen Kondensator aufweist, wobei jeweils ein Widerstand und eine Diode in einer Reihenschaltung geschaltet sind und beide Reihenschaltungen aus Widerstand und Diode parallel geschaltet sind, und wobei der der in Sperrrichtung geschalteten Diode vorgeschaltete Widerstand und der Kondensator ausgestaltet sind, eine Steilheit der jeweiligen Entladekurve des als wellenförmige Sägezahnspannung ausgestalteten Ausgangssignals einzustellen. Dies ist eine einfache und kostengünstige Ausgestaltung aus gut verfügbaren Bauteilen. Zudem ist die Schaltung aufgrund der wenigen Bauteile wenig wartungsintensiv. Nachfolgend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele exemplarisch erläutert, wobei die nachfolgend dargestellten Merkmale sowohl jeweils einzeln als auch in Kombination einen Aspekt der Erfindung darstellen können. Es zeigen:
Fig. 1 : eine Anordnung mit einer aktiven Entladeschaltung gemäß Stand der Technik;
Fig. 2: eine Anordnung mit einer aktiven Entladeschaltung mit einer PWM-Signale ausgebenden Steuereinheit;
Fig. 3: eine vereinfacht dargestellte Anordnung mit einer aktiven Entladeschaltung mit einem diskreten Entladeschaltkreis zum Ausgeben von PWM-Signalen;
Fig. 4: ein zeitlicher Verlauf für eine wellenförmige Sägezahnspannung, eine Zwischenkreisspannung und für ein PWM-Signal;
Fig. 5: eine Anordnung einer aktiven Entladeschaltung mit einem diskreten Entladeschaltkreis zum Ausgeben von PWM-Signalen;
Fig. 6: ein zeitlicher Verlauf einer Energie eines Zwischenkreiselements und einer Zwischenkreisspannung bei der Anordnung gemäß Fig. 1;
Fig. 7: ein zeitlicher Verlauf einer Energie eines Zwischenkreiselements und einer
Zwischenkreisspannung bei den Anordnungen gemäß den Figuren 2 bis 3 und
5;
Fig. 8: ein zeitlicher Verlauf einer Temperatur, angezeigt in Spannungswerten, bei der Anordnung gemäß Fig. 1; und
Fig. 9: ein zeitlicher Verlauf einer Temperatur, angezeigt in Spannungswerten, bei den Anordnungen gemäß den Figuren 2 bis 3 und 5. Fig. 1 zeigt eine Anordnung mit einer aktiven Entladeschaltung gemäß Stand der Technik. Die Anordnung umfasst eine aktive Entladeschaltung 1 für eine Fahrzeug- Entladevorrichtung zum Entladen eines Fahrzeug-Zwischenkreises 2.
Die Entladeschaltung 1 weist auf einen Anschluss zum Anschließen an ein Zwischenkreiselement 3 des Fahrzeug-Zwischenkreises 2, und eine zu dem Anschluss parallel geschaltete Schaltungsanordnung mit einem Entladeelement 5 und einem Schaltelement 6 auf, wobei das Schaltelement 6 ausgestaltet ist, in einem geschlossenen Schaltzustand das Entladeelement 5 mit dem Anschluss elektrisch zu kontaktieren und in einem geöffneten Schaltzustand das Entladeelement 5 mit dem Anschluss nicht elektrisch zu kontaktieren. Die Anordnung umfasst weiterhin ein Batterieschütz 9, welches während des Entladens des Zwischenkreiselements 3 eine Flochvolt-Batterie 10 von dem Zwischenkreiselement 3 trennt. Ein Batterieschütz ist ein Schalter zum Schutz der Batterie. Der Schalter kann elektrisch oder mechanisch oder mit einer Kombination hiervon betätigt werden. Mit einem Schütz sind beispielsweise Schaltvorgänge aus der Ferne über Steuerleitungen mit geringem Leiterquerschnitt möglich. Schütze gibt es für unterschiedliche Montagearten, beispielsweise für Hutschienenmontage, Montageplatte oder in Gehäusen mit Bohrungen zur Einzelmontage.
Weiterhin umfasst die Anordnung eine Steuereinheit 7, welche das Schaltelement 6 mit einem Steuersignal S ansteuert und dieses damit veranlasst, zwischen den beiden vorgenannten Schaltzuständen zu schalten.
Fig. 2 zeigt eine Anordnung mit einer aktiven Entladeschaltung. Die Anordnung der Fig. 2 umfasst die Elemente der Anordnung der Fig. 1. Das Zwischenkreiselement 3 ist eine Zwischenkreiskapazität, d. h. es verhält sich wie ein Kondensator. Das Schaltelement 6 ist ein Halbleiterschalter. Bei der Anordnung der Fig. 2 ist die Steuereinheit 7 ausgestaltet, während eines Entladens des Zwischenkreiselements 3 die Schaltzustände bei dem Schaltelement 6 mit Pulsweitenmodulation (PWM) einzustellen. Die Steuereinheit 7 gibt zu diesem Zweck Steuersignale S an das Schaltelement 6 aus. Die Steuereinheit 7 ist ausgestaltet, ein Tastverhältnis (d) der Pulsweitenmodulation gemäß folgendem Verhältnis einzustellen d= R Pmax/V(t)2.
In anderen Worten ist die Steuereinheit 7 ausgestaltet, das Tastverhältnis (d) der Pulsweitenmodulation abhängig von einem Entladewiderstandswert (R) des Entladeelements 5, einer maximalen Leistung (Pmax) des Zwischenkreiselements 3 und der Zwischenkreisspannung (V(t)) einzustellen. Hierbei ist die maximale Leistung (Pmax) des Zwischenkreiselements 3 gemäß folgenden Verhältnis definiert
Pmax= Emax/tE= (0,5 C Vmax2)/tE, wobei C eine Zwischenkreiskapazität des Zwischenkreiselements 3 ist, VmaXeine maximale Zwischenkreisspannung des Zwischenkreiselements 3 ist, Emax eine maximale Energie des Zwischenkreiselements ist, und t eine maximale Entladezeit des Zwischenkreiselements 3 ist.
Zusätzlich zu den Elementen und Einheiten der Anordnung der Fig. 1 weist die Anordnung der Fig. 2 ein Messelement 8 auf. Das Messelement 8 ist zum Messen einer Hochvolt- (HV-) Spannung an dem Zwischenkreiselement 3 und zum Ausgeben eines HV-Messsignals M der Zwischenkreisspannung V(t) (siehe Figuren 7 und 9) an die Steuereinheit 7 ausgestaltet.
Fig. 3 zeigt eine Anordnung mit einer aktiven Entladeschaltung 1 mit einem Modul 7A, welches den diskreten Entladeschaltkreis 7a (siehe Fig. 4) aufweist. Die Anordnung ist vereinfacht dargestellt und dient zur Veranschaulichung von Schnittstellen. Das Modul 7A der Fig. 3 weist die diskrete Entladeschaltung 7a auf, welche ein PWM-Signal erzeugt. Parallel zu der diskreten Entladeschaltung 7a erzeugt eine Steuereinheit des Moduls 7B ein Entladesignal. Die Steuereinheit kann die Steuereinheit 7 des Ausführungsbeispiels der Fig. 2 sein. Die Steuereinheit kann die diskrete Entladeschaltung 7a ansteuern, so dass die diskrete Entladeschaltung 7a ein PWM- Signal ausgibt. Die diskrete Entladeschaltung 7a ist dabei ausgestaltet, das Tastverhältnis d der Pulsweitenmodulation nach demselben Verhältnis einzustellen wie die Steuereinheit 7 der Ausführungsform der Fig. 2.
Zur Ansteuerung der diskreten Entladeschaltung 7a erzeugt die Steuereinheit der Fig. 3 ein Entladesignal. Die diskrete Entladeschaltung 7a ist so ausgestaltet, dass sie im Fall, dass die Steuereinheit ausfällt, permanent aktiv ist. In anderen Worten, wenn die Steuereinheit ausfällt, so gibt die diskrete Entladeschaltung 7a, ohne dass eine Ansteuerung der Steuereinheit notwendig ist, ein PWM-Signal an das Modul 12 aus.
Das Modul 12 empfängt das Entladesignal und das PWM-Signal. Wenn beide Signale empfangen wurden oder zumindest das PWM-Signal empfangen wurde, gibt das Modul 12 das PWM-Signal an das Modul 13 weiter. Das Modul 13 weist eine Treiberstufe auf. Die Treiberstufe gibt wiederum an den Flalbleiterschalter 6 das Steuersignal S aus.
Alternativ oder zusätzlich kann bei der Ausführungsform der Fig. 3 die Steuereinheit wie die Steuereinheit 7 des Ausführungsbeispiels der Fig. 2 ausgeführt sein. In diesem Fall kann die Steuereinheit 7 ein PWM-Signal an das Modul 12 ausgeben und die Entladeschaltung 7a des Moduls 7A kann ein PWM-Signal an das Modul 12 ausgeben. In anderen Worten, es liegt eine redundante Ausführung vor.
Fig. 5 zeigt eine Anordnung einer aktiven Entladeschaltung 1 mit einem diskreten Entladeschaltkreis 7a. Der diskrete Entladeschaltkreis 7a kann in gleicher Weise wie der diskrete Entladeschaltkreis 7a der Ausführungsform der Fig. 3 schalten.
In der Fig. 5 ist ein Schaltplan mit Teilschaltkreisen 11 A, 11 B, 11 C und 11 D gezeigt. Hierbei ist eine jeweils mögliche Ausführungsform der Teilschaltkreise 11 A bis 11 D dargestellt. Die Teilschaltkreise 11 A bis 11 D erzeugen zusammen eine wellenförmige Sägezahnspannung Usals Ausgangssignal S, welches an den Schalter 6 ausgegeben wird. Die wellenförmige Sägezahnspannung Us weist einen Verlauf einer Kippschwingung auf, wobei die Kippschwingung periodisch von einem Ausgangswert instantan auf einen Maximalwert ansteigt und anschließend in Form einer e-Funktion auf den Ausgangswert absinkt. Die Teilschaltkreise 11 A bis 11 D sind in Reihe geschaltet.
Der Teilschaltkreis 11 A ist ein astabiler Multivibrator, der als Ausgangssignal eine gepulste Spannung ausgibt. Die gepulste Spannung bzw. die Spannungsimpulse erzeugt der astabile Multivibrator mit einer einstellbaren Frequenz. Das Ausgangssignal ist eine Rechteckspannung mit einer Hochzeit und einer Tiefzeit.
Hierbei dienen die Bauteile „erster Widerstand R1“ und „erstes Kapazitätsbauteil C1“ zur Einstellung der Hochzeit des Ausgangssignals. In anderen Worten wird eine Länge der Hochzeit eingestellt. Zudem dienen der zweite Widerstand R2 und das erste Kapazitätsbauteil C1 zur Einstellung einer Tiefzeit des Ausgangssignals.
Das erste Kapazitätsbauteil C1 schließt sich an einem Anschlusspunkt UN einer Spannungsquelle des ersten Teilschaltkreises 11A an. Das erste Kapazitätsbauteil C1 ist demnach mit dem Anschlusspunkt UN der Spannungsquelle in Reihe geschaltet. Der erste Widerstand R1 ist mit dem ersten Kapazitätsbauteil C1 in Reihe geschaltet. Das erste Kapazitätsbauteil C1 und der erste Widerstand R1 sind derart ausgestaltet und geschaltet, dass die Hochzeit ein Zeitintervall in einem Bereich von 1/6 bis 1/8 eines Zeitintervalls der Tiefzeit umfasst.
Bei dem ersten Teilschaltkreis 11 A sind der erste Widerstand R1 und eine zweite Diode D2 in Sperrrichtung in Reihe geschaltet. Weiterhin sind ein zweiter Widerstand R2 und eine erste Diode D1 in Durchlassrichtung in Reihe geschaltet. Die zweite Diode D2 und der erste Widerstand R1 sind wiederum mit der ersten Diode D1 und dem zweiten Widerstand R2 parallel geschaltet. Der erste Widerstand R1 ist im ersten Teilschaltkreis 11 A zum Schutz eines Operationsverstärkers OP1 , OP2 des ersten Teilschaltkreises 11 A vorgesehen. Der erste Teilschaltkreis 11 A weist zwei in Reihe geschaltete Operationsverstärker OPV1 und OPV2 auf. Weiterhin sind noch ein dritter und vierter Widerstand R3 und R4 im ersten Teilschaltkreis 11 A vorgesehen.
Der erste Teilschaltkreis 11 A ist mit dem zweiten Teilschaltkreis 11 B in Reihe geschaltet und der zweite Teilschaltkreis 11 B erhält das Ausgangssignal des ersten Teilschaltkreises 11 A. Der zweite Teilschaltkreis 11 B ist ein Ladeschaltkreis zum Laden und Entladen eines zweiten Kapazitätsbauteils C2, welches ein Kondensator ist. Der zweite Teilschaltkreis 11 B ist ausgestaltet, als Ausgangssignal die wellenförmige Sägezahnspannung Us auszugeben. Der zweite Teilschaltkreis 11 B weist neben dem zweiten Kapazitätsbauteil C2 einen fünften Widerstand R5, einen sechsten Widerstand R6, eine dritte Diode D3, und eine vierte Diode D4 auf.
Der fünfte Widerstand R5 ist mit der dritten Diode D3 in Sperrrichtung in Reihe geschaltet. Der sechste Widerstand R6 ist mit der vierten Diode D4 in Durchlassrichtung in Reihe geschaltet. Der fünfte Widerstand R5 und die dritte Diode D3 und der sechste Widerstand R6 und die vierte Diode D4 sind wiederum parallel geschaltet. Die Parallelschaltung aus Dioden D3, D4 und Widerständen R5, R6 ist wiederum mit dem zweiten Kapazitätsbauteil C2 in Reihe geschaltet. Der das zweite Kapazitätsbauteil C2 repräsentierende Kondensator wird über die zwei Dioden D3, D4 geladen oder entladen. Hierbei wird der Kondensator über die vierte Diode D4 geladen und der Kondensator wird über die dritte Diode D3 entladen. Das Laden erfolgt niederohmig und das Entladen erfolgt hochohmig. Aus dem Entladen und Laden resultiert eine Spannung aus aneinandergereihten Entladekurven. Über den fünften Widerstand R5 und den Kondensator wird eine Steilheit einer jeweiligen Entladekurve des als wellenförmige Sägezahnspannung Us ausgegebenen Ausgangssignals eingestellt.
Der dritte Teilschaltkreis 11 C ist dem zweiten Teilschaltkreis 11 B nachgeschaltet. Der dritte Teilschaltkreis 11 C erhält das Ausgangssignal des zweiten Teilschaltkreises 11 B. Der dritte Teilschaltkreis 11 C ist ein nichtinvertierender Verstärker. Der Verstärker ist ausgestaltet, das Ausgangssignal des zweiten Teilschaltkreises 11 B auf ein Niveau der gemessenen Zwischenkreisspannung V(t) einzustellen. Ein solcher Verstärker ist demnach in dem Fall erforderlich, wenn die Zwischenkreisspannung V(t) ein Vielfaches von dem Ausgangssignal des zweiten Teilschaltkreises 11 B ist oder umgekehrt. Vorliegend kann beispielsweise die Zwischenkreisspannung V(t), welche einen Wert von 920 V bis 0 V hat, in einem Bereich von 0 V bis 5 V dargestellt werden. In diesem Bereich müsste dann auch das Ausgangssignal des zweiten Teilschaltkreises 11 B durch den Verstärker eingestellt werden. Der dritte Teilschaltkreis 11 C weist einen siebten Widerstand R7, einen achten Widerstand R8 und einen neunten Widerstand R9 auf. Weiterhin weist der dritte Teilschaltkreis 11 C einen dritten Operationsverstärker OPV3 auf. Über den achten und den neunten Widerstand R8 und R9 wird ein Verstärkungsfaktor eingestellt.
An den dritten Teilschaltkreis 11 C schließt sich ein vierter Teilschaltkreis 11 D an. Der vierte Teilschaltkreis 11 D erhält von dem dritten Teilschaltkreis 11 C das verstärkte Signal derweilenförmigen Sägezahnspannung Us.
Wie bereits in Bezug auf Fig. 2 beschrieben wurde, weist die aktive Entladeschaltung 1 ein Messelement 8 auf. Das Messelement 8 ist zum Messen der Zwischenkreisspannung V(t) an dem Zwischenkreiselement 3 und zum Ausgeben eines Zwischenkreisspannung-Messsignals M an die diskrete Entladeschaltung 7a ausgestaltet. Der vierte Teilschaltkreis 11 D ist ein Vergleichsschaltkreis, der ausgebildet ist, die wellenförmige Sägezahnspannung Us mit dem Zwischenkreisspannung-Messsignal M zu vergleichen und sobald die Sägezahnspannung Us größer als das Zwischenkreisspannung-Messsignal M ist, einen PWM-Impuls an das Schaltelement 6 auszugeben. Die beiden Spannungen werden in einem Komparator, welcher der Operationsverstärker OPV4 ist, verglichen. Sobald die Sägezahnspannung Us größer als das Zwischenkreisspannung- Messsignal M ist, zieht der Operationsverstärker OPV4 seinen Ausgang auf die Spannungsquelle Up, welche Teil des vierten Teilschaltkreises 11 D ist. Ansonsten gibt der Operationsverstärker 0 V aus.
Der vierte Teilschaltkreis 11 D umfasst einen zehnten Widerstand R10, einen elften Widerstand R11 und einen zwölften Widerstand R12. Weiterhin umfasst der vierte Teilschaltkreis 11D eine fünfte Diode D5, ein drittes Kapazitätsbauteil C3 und den vierten Operationsverstärker OPV4.
Fig. 4 zeigt einen zeitlichen Verlauf für eine wellenförmige Sägezahnspannung Us, eine Zwischenkreisspannung V(t) und eines PWM-Signals. Anhand des zeitlichen Verlaufs kann die Vergleichsoperation des Komparators bei dem Vergleich der Sägezahnspannung Us mit der gemessenen Zwischenkreisspannung V(t) nachvollzogen werden. Über den Widerstand R12 (siehe Fig. 5) liegt dann die gemessene Zwischenkreisspannung V(t) an dem Komparator an. Der Komparator erzeugt dann das PWM-Signal S, welches zur Ansteuerung des Schalters 6 (siehe Fig. 3) verwendet wird. Die Länge einer Hochzeit des PWM-Signals S ergibt sich dann aus einem Zeitintervall, innerhalb welches ein Wert der Sägezahnspannung Usüber einem Wert der Zwischenkreisspannung V(t) liegt. Hierbei verlängert sich eine Hochzeit des PWM-Signals S mit abnehmender Zwischenkreisspannung V(t).
Fig. 6 zeigt einen zeitlichen Verlauf einer Energie E eines Zwischenkreiselements 3 und einer Zwischenkreisspannung V(t) (siehe auch Fig. 8) bei der Anordnung gemäß Fig. 1. Auf der x-Achse ist entsprechend die Zeit t für das Entladen des Zwischenkreiselements 3 aufgetragen, auf der linken y-Achse sind Werte der Zwischenkreisspannung V(t) aufgetragen und auf der rechten y-Achse sind Werte der Energie E des Zwischenkreiselements 3 aufgetragen. Die zeitlichen Verläufe beider Werte zeigen einen höchsten Wert zum Beginn des Entladens zu einem Zeitpunkt t=0 und fallen kontinuierlich während eines weiteren Entladens des Zwischenkreiselements 3 ab. Hierbei ist eine Abnahmerate bei der Energie E und der Zwischenkreisspannung V(t) zu Beginn des Entladens am höchsten und nimmt mit fortschreitender Entladedauer ab. Entsprechend tritt zu einem Beginn des Entladens bei einem Zeitpunkt t=0 ein sehr hoher Entladestrom auf, welcher mit einem Fortschreiten des Entladevorgangs kontinuierlich abnimmt. Weiterhin liegt gleichzeitig, während ein hoher Entladestrom auftritt, auch eine hohe Zwischenkreisspannung V(t) an dem Entladeelement 5 an. Beides führt zu einer Erhitzung des Entladeelements 5, was in Bezug auf Fig. 8 näher erläutert ist.
Fig. 7 zeigt einen zeitlichen Verlauf einer Energie E eines Zwischenkreiselements und einer Zwischenkreisspannung V(t) bei den Anordnungen gemäß den Figuren 2 bis 3 und 5. Auf der x-Achse ist die Zeit t aufgetragen, auf der linken y-Achse sind Werte der Zwischenkreisspannung V(t) aufgetragen und auf der rechten y-Achse sind Werte der Energie E des Zwischenkreiselements 3 aufgetragen. Zu einem Zeitpunkt t=0 sind die Energie des Zwischenkreiselements 3 und die Zwischenkreisspannung V(t) am höchsten. Entsprechend wird in einem ersten Zeitabschnitt, exemplarisch markiert und versehen mit einem Bezugszeichen I, ein niedrigeres Tastverhältnis gewählt, um das Schaltelement 6 pulsweitenmoduliert anzusteuern. In einem zweiten Zeitabschnitt, exemplarisch markiert und versehen mit einem Bezugszeichen II, wird ein höheres Tastverhältnis gewählt, um das Schaltelement 6 pulsweitenmoduliert anzusteuern. Die Energie E des Zwischenkreiselements 3 nimmt bei den Anordnungen der Figuren 2 bis 3 und 5 größtenteils linear und damit gleichmäßig ab. Die Zwischenkreisspannung V(t) nimmt ebenfalls bei den Anordnungen der Figuren 2 bis 3 und 5 gleichmäßiger ab als bei der Anordnung der Fig. 1.
Fig. 8 zeigt einen zeitlichen Verlauf einer Temperatur T des Entladeelements 5, angezeigt in Spannungswerten, bei der Anordnung gemäß Fig. 1. Entsprechend ist auf der x-Achse eine Zeit t des Entladens aufgetragen und auf der y-Achse Spannungswerte, welche einer Temperatur des Entladeelements 5 entsprechen, welches bei der Anordnung der Fig. 1 verwendet wird. Es ist ersichtlich, dass in einem Zeitfenster zwischen 0,2 s und 0,4 s einer Entladezeit t ein Flöchsttemperaturwert bei dem Entladeelement 5 erreicht wird, welcher im Anschluss mit fortschreitender Entladezeit t abnimmt. Hierbei ist eine Temperaturdifferenz zwischen dem Höchsttemperaturwert und einem niedrigsten Temperaturwert zu Beginn der Entladezeit 93 Kelvin.
Fig. 9 zeigt einen zeitlichen Verlauf einer Temperatur T des Entladeelements 5, angezeigt in Spannungswerten, bei den Anordnungen gemäß den Figuren 2 bis 3 und 5. Entsprechend ist auf der x-Achse eine Zeit t des Entladens aufgetragen und auf der y-Achse Spannungswerte, welche einer Temperatur des Entladeelements 5 entsprechen, welches bei den Anordnungen der Figuren 2 bis 3 und 5 verwendet wird. Es ist ersichtlich, dass in einem Zeitfenster zwischen 1 s und 1 ,8 s einer Entladezeit t ein Höchsttemperaturwert bei dem Entladeelement 5 erreicht wird, welcher im Anschluss mit fortschreitender Entladezeit t abnimmt. Hierbei ist eine Temperaturdifferenz zwischen dem Höchsttemperaturwert und einem niedrigsten Temperaturwert zu Beginn der Entladezeit 43 Kelvin. In einem Zeitraum zwischen 1 ,8 s und 2 s der Entladezeit t nimmt die Temperatur des Entladeelements 5 ab. Die Temperaturerhöhung am Entladeelement 5, welches ein Entladewiderstand ist, ist hiermit wesentlich geringer bei den Anordnungen der Figuren 2 bis 3 und 5 als bei einer Anordnung gemäß der Fig. 1. Bezuqszeichenliste
1 aktive Entladeschaltung
2 Fahrzeug-Zwischenkreis
3 Zwischenkreiselement
5 Entladeelement
6 Schaltelement
7 Steuereinheit
7a diskrete Entladeschaltung
7A Modul zur Erzeugung eines PWM-Signals durch diskrete Entladeschaltung 7B Modul zur Erzeugung eines Entladesignals
8 Messelement
9 Batterieschütz
10 Hochvolt-Batterie 11A erster Teilschaltkreis
11 B zweiter Teilschaltkreis 11 C dritter Teilschaltkreis 11 D vierter Teilschaltkreis
12 Empfang von PWM-Signal und Entladesignal
13 Treiberstufe
I erster Zeitraum der Entladezeit mit einem niedrigen PWM-Tastverhältnis
11 zweiter Zeitraum der Entladezeit mit einem hohen PWM-Tastverhältnis
C Zwischenkreiskapazität des Zwischenkreiselements C1 erstes Kapazitätsbauteil C2 zweites Kapazitätsbauteil
C3 drittes Kapazitätsbauteil d Tastverhältnis D1 erste Diode D2 zweite Diode D3 dritte Diode D4 vierte Diode
D5 fünfte Diode
E Energie des Zwischenkreiselements
Emax maximale Energie des Zwischenkreiselements
M Messsignal
OPV1 erster Operationsverstärker
OPV2 zweiter Operationsverstärker
OPV3 dritter Operationsverstärker
OPV4 vierter Operationsverstärker
PWM Pulsweitenmodulation
Pmax maximale Leistung des Zwischenkreiselements
R Entladewiderstandswert des Entladeelements
R1 erster Widerstand
R2 zweiter Widerstand
R3 dritter Widerstand
R4 vierter Widerstand
R5 fünfter Widerstand
R6 sechster Widerstand
R7 siebter Widerstand
R8 sechster Widerstand
R9 siebter Widerstand
S Steuersignal t Entladezeit des Zwischenkreiselements t maximale Entladezeit des Zwischenkreiselements
T Temperatur des Entladeelements während des Entladevorgangs
UN Anschlusspunkt einer Spannungsquelle
Us wellenförmige Sägezahnspannung
Vmax maximale Spannung des Zwischenkreiselements
V(t) Zwischenkreisspannung

Claims

Patentansprüche
1. Aktive Entladeschaltung (1 ) für eine Fahrzeug-Entladevorrichtung, zum Entladen eines Fahrzeug-Zwischenkreises (2), die Entladeschaltung (1) aufweisend einen Anschluss zum Anschließen an zumindest ein Zwischenkreiselement (3) des Fahrzeug-Zwischenkreises (2); eine zu dem Anschluss parallel geschaltete Schaltungsanordnung mit zumindest einem Entladeelement (5) und zumindest einem Schaltelement (6), wobei das zumindest eine Schaltelement (6) ausgestaltet ist,
- in einem geschlossenen Schaltzustand das Entladeelement (5) mit dem Anschluss elektrisch zu kontaktieren und
- in einem geöffneten Schaltzustand das Entladeelement (5) mit dem Anschluss nicht elektrisch zu kontaktieren; und eine diskrete Entladeschaltung (7a), wobei die diskrete Entladeschaltung (7a) ausgestaltet ist, während eines Entladens des zumindest einen Zwischenkreiselements (3) die Schaltzustände bei dem Schaltelement (6) mit Pulsweitenmodulation, PWM, einzustellen.
2. Aktive Entladeschaltung (1 ) nach dem vorgehenden Anspruch 1 , wobei die diskrete Entladeschaltung (7a) ausgestaltet ist, die Schaltzustände bei dem zumindest einen Schaltelement (6) abhängig von einer Zwischenkreisspannung (V(t)) an dem zumindest einen Zwischenkreiselement (3) mit der Pulsweitenmodulation einzustellen, wobei die diskrete Entladeschaltung (7a) ausgestaltet ist, eine wellenförmige Sägezahnspannung (Us) zu erzeugen, mit der Zwischenkreisspannung (V(t)) zu vergleichen, und einen PWM- Impuls an das Schaltelement (6) auszugeben bis die wellenförmige Sägezahnspannung (Us) die Zwischenkreisspannung (V(t)) unterschreitet.
3. Aktive Entladeschaltung (1) nach dem vorgehenden Anspruch 2, wobei die diskrete Entladeschaltung (7a) ausgestaltet ist, die wellenförmige Sägezahnspannung (Us) mit einem Verlauf einer Kippschwingung zu erzeugen, wobei die Kippschwingung periodisch von einem Ausgangswert instantan auf einen Maximalwert ansteigt und anschließend in Form einer e-Funktion auf den Ausgangswert absinkt.
4. Aktive Entladeschaltung (1 ) nach mindestens einem der vorgehenden
Ansprüche 2 oder 3, wobei die diskrete Entladeschaltung (7a) mehrere in Reihe geschaltete Teilschaltkreise (11 A, 11 B, 11 C, 11 D) aufweist, von denen ein erster Teilschaltkreis (11 A) ein astabiler Multivibrator ist, und von denen ein nach dem ersten Teilschaltkreis (11 A) nachgeschalteter zweiter Teilschaltkreis (11 B) ein Ladeschaltkreis zum Laden und Entladen eines Kondensators ist, wobei der Multivibrator ausgestaltet ist, als Ausgangssignal Spannungsimpulse auszugeben, und wobei der zweite Teilschaltkreis (11 B) ausgestaltet ist, als Ausgangssignal die wellenförmige Sägezahnspannung (Us) mit periodischen Entladekurven auszugeben.
5. Aktive Entladeschaltung (1) nach dem vorgehenden Anspruch 4, wobei ein nach dem zweiten Teilschaltkreis (11 B) nachgeschalteter dritter Teilschaltkreis (11 C) ein nichtinvertierender Verstärker ist.
6. Aktive Entladeschaltung (1 ) nach einem dem vorgehenden Ansprüche 4 oder 5, aufweisend ein Messelement (8) zum Messen der Zwischenkreisspannung (V(t)) an dem Zwischenkreiselement (3) und zum Ausgeben eines Zwischenkreisspannung-Messsignals (M) an die diskrete Entladeschaltung (7a), wobei ein nach dem zweiten Teilschaltkreis (11 B) oder nach dem dritten Teilschaltkreis (11 C) nachgeschalteter vierter Teilschaltkreis (11 D) ein Vergleichsschaltkreis ist, wobei der Vergleichsschaltkreis ausgebildet ist, die wellenförmige Sägezahnspannung (Us) mit dem Zwischenkreisspannung- Messsignal (M) zu vergleichen und sobald die Sägezahnspannung (Us) größer als das Zwischenkreisspannung-Messsignal (M) ist, einen PWM-Impuls an das Schaltelement (6) auszugeben.
7. Aktive Entladeschaltung (1) nach mindestens einem dem vorgehenden Ansprüche 1 bis 6, wobei der erste Teilschaltkreis (11 A) ausgestaltet ist, eine Rechteckspannung mit einer Hochzeit und einer Tiefzeit an den zweiten Teilschaltkreis (11 B) auszugeben, und wobei der erste Teilschaltkreis (11 A) eine an einen Anschlusspunkt (UN) einer Spannungsquelle des ersten Teilschaltkreises (11 A) anschließende Kapazität und einen mit der Kapazität in Reihe geschalteten Widerstand (R1) aufweist, und wobei die Kapazität und der Widerstand (R1) derart ausgestaltet und geschaltet sind, dass die Hochzeit ein Zeitintervall in einem Bereich von 1/6 bis 1/8 eines Zeitintervalls der Tiefzeit umfasst.
8. Aktive Entladeschaltung (1) nach mindestens einem dem vorgehenden Ansprüche 4 bis 7, wobei der zweite Teilschaltkreis (11 B) zwei Widerstände (R5, R6), eine in Sperrrichtung geschaltete Diode (D3), eine in Durchlassrichtung geschaltete Diode (D4) und einen Kondensator aufweist, wobei jeweils ein Widerstand (R5, R6) und eine Diode (D3, D4) in einer Reihenschaltung geschaltet sind und beide Reihenschaltungen aus Widerstand (R5, R6) und Diode (D3, D4) parallel geschaltet sind, und wobei der der in Sperrrichtung geschalteten Diode (D3) vorgeschaltete Widerstand (R5) und der Kondensator ausgestaltet sind, eine Steilheit der jeweiligen Entladekurve des als wellenförmige Sägezahnspannung (Us) ausgestalteten Ausgangssignals einzustellen.
9. Antriebsinverter für eine Fahrzeug-Entladevorrichtung oder Fahrzeug-
Entladevorrichtung oder leistungselektronische Schaltung, aufweisend die aktive Entladeschaltung (1) nach zumindest einem der vorgehenden Ansprüche 1 bis 8.
10. Verfahren zum aktiven Entladen eines Fahrzeug-Zwischenkreises (2), mit der aktiven Entladeschaltung (1) für eine Fahrzeug-Entladevorrichtung nach einem der vorgehenden Ansprüche 1 bis 8, wobei das zumindest eine Schaltelement (6)
- in einem geschlossenen Schaltzustand das Entladeelement (5) mit dem Anschluss elektrisch kontaktiert und - in einem geöffneten Schaltzustand das Entladeelement (5) mit dem
Anschluss nicht elektrisch kontaktiert; und wobei die diskrete Entladeschaltung (7a) während eines Entladens des zumindest einen Zwischenkreiselements (3) die Schaltzustände bei dem Schaltelement (6) mit Pulsweitenmodulation einstellt.
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