WO2022236969A1 - 一种用于水声fbmc系统的信号检测方法 - Google Patents

一种用于水声fbmc系统的信号检测方法 Download PDF

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WO2022236969A1
WO2022236969A1 PCT/CN2021/109272 CN2021109272W WO2022236969A1 WO 2022236969 A1 WO2022236969 A1 WO 2022236969A1 CN 2021109272 W CN2021109272 W CN 2021109272W WO 2022236969 A1 WO2022236969 A1 WO 2022236969A1
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瞿逢重
陆雪松
朱江
魏艳
陈鹰
涂星滨
吴叶舟
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Zhejiang University
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H04L27/266—Fine or fractional frequency offset determination and synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain

Definitions

  • the invention belongs to the field of multi-carrier communication, relates to an underwater acoustic multi-carrier signal detection method, in particular to a signal detection method for an underwater acoustic FBMC system.
  • Orthogonal Frequency Division Multiplexing In the existing multi-carrier underwater acoustic communication technology, Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) technology is mostly used. Compared with the single-carrier underwater acoustic communication technology, OFDM can deal with it with lower receiver complexity. multipath channel conditions. However, in the OFDM system, since each sub-carrier needs to be orthogonal, it is very sensitive to inter-carrier interference. Intercarrier interference usually comes from Doppler shift and carrier frequency offset (CFO). The Doppler frequency shift is caused by the relative movement between the transceivers, and the CFO is mainly caused by the inconsistency of the crystal oscillator frequencies at the transceivers.
  • CFO carrier frequency offset
  • FBMC filter bank based multi-carrier
  • FBMC technology uses the idea of non-orthogonal sub-carriers to reduce the sensitivity of FBMC systems to inter-sub-carrier interference.
  • spectrum efficiency unlike OFDM, FBMC does not need to add a cyclic prefix or guard interval before each multi-carrier symbol, and the method adopted in the present invention only needs to insert a preamble before each frame for the underwater environment where spectrum resources are scarce. It only needs to perform channel estimation and frequency offset estimation, and each frame can contain multiple FBMC symbols to improve spectral efficiency.
  • the present invention aims at the problems in the FBMC signal detection technology, and proposes a compromise between the detection complexity and detection performance.
  • the signal utilization rate is further improved, that is, a FBMC signal detection method for an underwater acoustic channel environment is provided.
  • the advantages of this method include: 1) multiplexing the synchronization head pulse to realize signal synchronization and Doppler estimation, and the positive and negative HFM signals used have Doppler invariance, which can effectively reduce the synchronization error; 2) multiplexing the preamble signal , to achieve CFO estimation and channel estimation; 3) Construct a joint transmission matrix, which can fully consider inter-carrier interference, inter-symbol interference and inherent interference; 4) Adopt the sliding window equalization method, which can reduce the computational complexity.
  • the present invention aims to provide a FBMC system signal detection method for underwater acoustic environment aiming at the deficiency of the existing underwater acoustic multi-carrier communication technology. Reduce the influence of Doppler and CFO on the system, and improve the spectral efficiency of the system.
  • the FBMC data frame in the described underwater acoustic FBMC system is made up of a pair of hyperbolic frequency modulation (HFM) synchronous signal, some guard intervals and Several data blocks are formed, and the method includes the following steps:
  • Signal synchronization The purpose of signal synchronization is to find out when the signal arrives at the receiving end. Using the cross-correlation method, a pair of positive and negative frequency-modulated hyperbolic FM HFM signals in the frame header of the data frame is matched and filtered to obtain a pair of correlation peaks, and the middle position of the maximum value of the two correlation peaks can be used as the data frame. The arrival time of the signal, and using this time as the starting time of the subsequent detection operation of the frame signal, the synchronization of the signal is realized;
  • step (1) Doppler estimation and compensation: according to the matched filtering result of step (1), judge the translation time length of HFM signal, estimate Doppler factor, and adopt the method for resampling to carry out Doppler compensation to whole frame signal;
  • step (3) Carrier frequency offset estimation and compensation: After the whole frame signal undergoes Doppler compensation in step (2), combined with the pilot symbols in the preamble of the data block, the time-frequency offset two-dimensional search method is used to perform carrier frequency offset (CFO) estimate, and make CFO compensation for the data block;
  • CFO carrier frequency offset
  • T the joint transmission matrix
  • Ts the joint transmission matrix
  • z the transmitted data symbol and the received data symbol
  • ⁇ the noise, which is a column vector of MN ⁇ 1
  • m and p are the mth and pth subcarriers in an FBMC multicarrier symbol
  • q and n are the qth and nth FBMC multicarrier symbols in the time dimension in the data block
  • the value range of q and n is [0,N-1]
  • N represents the total number of FBMC multi-carrier symbols
  • h k represents the kth channel impulse response the value of the tap;
  • Channel equalization divide the sub-matrix along the main diagonal direction of the joint transmission matrix obtained in step (5), and use the minimum mean square error equalizer to equalize each sub-matrix in turn to obtain all the symbol channels to be detected
  • the equalization adopts the sliding window equalization method, as follows:
  • step (1) is divided into the following three steps:
  • the synchronous signal is composed of a pair of positive and negative frequency modulated HFM signals, and a group of local positive and negative frequency modulated HFMs are used to perform cross-correlation calculations with the received signal respectively, and the arrival times of the two correlation peaks are t up and t down ;
  • step (2) is divided into the following three steps:
  • step (4) the channel estimation method in step (4) is specifically as follows:
  • 0 represents the pilot symbol on the mth subcarrier in the preamble
  • L represents the baseband symbol length of the prototype filter
  • g is the prototype filter function
  • l represents the lower point of the lth point in the prototype filter with a length of L
  • k represents the kth tap subscript of the channel
  • m and p are the mth and pth subcarriers respectively
  • M is the total number of subcarriers
  • sync head signal used in the present invention is a pair of positive and negative frequency modulated HFM pulse signals, compared with the traditional single linear frequency modulation (LFM) pulse signal, it has better Doppler stability and improves the synchronization accuracy.
  • the present invention multiplexes the synchronization head signal to realize Doppler estimation and reduces system overhead; and the estimated value of Doppler can be obtained before the data signal arrives, which has better real-time performance and reduces the consumption of system storage resources.
  • the two-dimensional search method in the present invention can realize CFO estimation and time fine synchronization at the same time, and has better real-time performance.
  • pilot symbols are multiplexed to reduce system overhead; a transfer matrix is constructed, a linear relationship between channel vectors and received symbols is established, and channel estimation complexity is reduced.
  • the joint transmission matrix constructed in the present invention fully considers the inherent interference between prototype filters, channels, and different subcarriers and the interference between symbols, is suitable for the equalization of different system parameters, and can easily adjust the value range of parameters, Use different complexity requirements.
  • Fig. 1 is a sliding window equalization flowchart in the signal detection method of the underwater acoustic FBMC system of the present invention
  • Fig. 2 is a synchronous frame structure and a schematic diagram of matched filtering results
  • Figure 3 is a comparison of LFM and HFM autocorrelation characteristics when there is a Doppler frequency shift; in the figure, (a) represents the comparison of LFM correlation characteristics with or without Doppler, and (b) represents the HFM with or without Doppler relevant characteristics;
  • Figure 4 is the block structure of FBMC
  • Fig. 5 is a schematic structural diagram of a joint transmission matrix and a sliding window.
  • Fig. 6 is a flowchart of the signal detection method of the underwater acoustic FBMC system according to the present invention.
  • the FBMC data frame in the underwater acoustic FBMC system is by a pair of hyperbolic frequency modulation (HFM) synchronous signal, some guards interval and several data blocks, and the method includes the following steps:
  • phase and instantaneous frequency of the modulated HFM signal are designed to satisfy:
  • the other a in the first HFM signal is positive, that is, positive frequency modulation, and a in the second HFM signal is negative, that is, negative frequency modulation.
  • the specific value of a is determined by the modulation signal bandwidth, t represents time, and f 0 represents HFM the initial frequency of .
  • the positions of the two correlation peaks are shown by the dotted line in Figure 2. If the transceiver moves in the opposite direction, the relative positions of the correlation peaks will shift, as shown by the solid line in Figure 2. Conversely, if the transceiver ends move in opposite directions, the relative position of the correlation peak will still shift, but will be closer, but the shift time length ⁇ t is the same, so take the middle value to end the class to get the accurate signal arrival time, and use this time as the frame signal The starting moment of the subsequent detection operation realizes the synchronization of the signal.
  • HFM has better autocorrelation characteristics than traditional LFM waveforms in the case of Doppler, as shown in Figure 3, when the LFM signal has Doppler, the correlation peak is more blurred, so the HFM signal has better synchronization accuracy sex.
  • the method of resampling is used to do Doppler compensation to the received signal, that is, according to the received signal y(t), the
  • step (2) After the whole frame signal undergoes Doppler compensation in step (2), the time-frequency offset two-dimensional search method is used to realize CFO estimation combined with the known pilot symbols in the preamble, And use the estimated frequency offset value to perform CFO compensation on the received signal;
  • ⁇ and ⁇ represent the search range of frequency offset and time respectively, and * represents the conjugate transpose.
  • R( ⁇ , ⁇ ) takes the maximum value,
  • the value of is the estimated time delay and frequency shift value, namely
  • the frame structure of the transmitted signal is designed as shown in Figure 4, and a guard interval of not less than 3 symbol lengths is reserved between the preamble and the data symbols, so that the interference of the data symbols on the preamble can be ignored.
  • 0 represents the pilot symbol on the mth subcarrier in the preamble
  • L represents the baseband symbol length of the prototype filter
  • g is the prototype filter function
  • l represents the lower point of the lth point in the prototype filter with a length of L
  • k is the subscript of the kth tap of the channel
  • m and p are the mth and pth subcarriers respectively
  • M is the total number of subcarriers.
  • m and p are the mth and pth subcarriers in an FBMC multicarrier symbol
  • q and n are the qth and nth FBMC multicarrier symbols in the time dimension in the data block
  • the value range of m and p It is [-M/2,M/2-1]
  • the value range of q and n is [0,N-1]
  • N represents the total number of FBMC multi-carrier symbols
  • h k represents the kth channel impulse response The value of the tap.
  • the channel equalization adopts the sliding window equalization method as follows:

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

本发明公开了一种用于水声FBMC通信系统的信号检测方法。该方法是一种基于滤波器组的多载波（FBMC）水声通信技术。本方法提出的水声FBMC通信信号检测方法，是针对水声时延-多普勒双扩展信道模型的方法，其步骤包含：利用一组正负调频HFM信号实现信号同步和多普勒估计；利用已知的导频符号，实现载波频偏（CFO）估计；利用补偿过CFO的导频符号实现信道估计；根据估计得到的信道构造联合传输矩阵；分割联合传输矩阵为多个子矩阵，并依次对每个子矩阵进行信道均衡，得到待检测符号。本发明的优势在于：对HFM和preamble的复用降低了系统开销；构建的联合传输矩阵包含了每个接收符号受到的所有非加性干扰，提高了均衡性能；滑动窗的均衡方法有效降低了系统计算复杂度。

Description

一种用于水声FBMC系统的信号检测方法 技术领域
本发明属于多载波通信领域，涉及一种水声多载波信号检测方法，特别涉及一种用于水声FBMC系统的信号检测方法。
背景技术
在现有的多载波水声通信技术中，多使用正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术，相对于单载波水声通信技术，OFDM可以以较低的接收机复杂度应对多径信道情况。但是，在OFDM系统中，由于需要各个子载波之间是正交的，因此对载波间干扰很敏感。载波间干扰通常来自于多普勒频移和载波频偏(CFO)。多普勒频移是由收发端之间的相对运动引起的，CFO主要是由收发端的晶振频率不一致造成的。因此在信号检测中需要准确进行信号同步、多普勒估计及CFO估计，并补偿。在无线电通信系统中，由于收发端的相对速度远远低于电磁波的传播速度，多普勒因子通常＜10 -6，几乎可以忽略，但是在水中，声速较慢(约为1400～1600米/秒)，这就导致多普勒因子通常在10 -3级别，不可忽略。虽已有技术着力于解决OFDM中的载波间干扰问题，但是在复杂多变的水声信道环境中，依然难以做到较好性能的多普勒补偿。此外，每个OFDM符号前都需要循环前缀或保护间隔，以避免符号间干扰，降低了频谱效率。
为了应对OFDM的这些缺点，基于滤波器组的多载波(Filter Bank Multi-carrier，FBMC)技术得到关注与研究。在对抗载波间干扰方面，FBMC技术应用非正交子载波的思想，降低了FBMC系统对子载波间干扰的敏感度。在频谱效率方面，不同于OFDM，FBMC无需每个多载波符号前都添加循环前缀或保护间隔，而且本发明所采用的方法，针对频谱资源稀缺的水下环境，只需要每帧前插入一个preamble进行信道估计和频偏估计即可，而每帧可包含多个FBMC符号，提高频谱效率。然而，FBMC系统所应用的非正交思想也引入了一定的固有干扰，因此本发明针对FBMC信号检测技术中的问题，在检测复杂度和检测性能上，提出了一种折中的选择，并进一步提高了信号利用率，即，提供了一种用于水声信道环境的FBMC信号检测方法。该方法的优势包括：1)复用同步头脉冲，实现信号同步和多普勒估计，且所使用的正负HFM信号具有多普勒不变性，可有效降低同步误差；2)复用preamble信号，实现CFO估计和信道估计；3)构造联合传输矩阵，该矩阵能全面考虑载波间干扰、符号间干扰和固有干扰；4)采用滑动窗均衡方法，可以降低计算复杂度。
发明内容
本发明旨在于针对现有水声多载波通信技术的不足，提供了一种用于水声环境的FBMC系统信号检测方法。降低系统受多普勒和CFO的影响，并提高系统的频谱效率。
为实现上述目的，本发明提供的一种用于水声环境的FBMC系统信号检测方法，所述水声FBMC系统中的FBMC数据帧由一对双曲调频(HFM)同步信号、若干保护间隔和若干数据块组成，且该方法包括以下步骤：
(1)信号同步：信号同步的目的是找到信号何时到达接收端。采用互相关的方法，对数据帧帧头部分的一对正负调频的双曲调频HFM信号进行匹配滤波，得到一对相关峰，这两个相关峰最大值的中间位置即可作为该数据帧信号的到达时刻，并以这个时刻，作为该帧信号后续检测操作的起始时刻，实现了信号的同步；
(2)多普勒估计与补偿：根据步骤(1)的匹配滤波结果，判断HFM信号的平移时长，估计多普勒因子，并采用重采样的方法对整帧信号进行多普勒补偿；
(3)载波频偏估计与补偿：在整帧信号经过步骤(2)的多普勒补偿后，结合数据块的preamble中的导频符号，采用时间-频偏二维搜索方法进行载波频偏(CFO)估计，并对该数据块做CFO补偿；
(4)信道估计：建立信道脉冲响应和导频符号之间的线性模型，结合步骤(3)中补偿过CFO的导频符号，采用加权最小二乘方法，实现信道脉冲响应的估计；
(5)构造联合传输矩阵：根据FBMC系统中的原型滤波器函数以及步骤(4)中估计得到的信道脉冲响应，构造联合传输矩阵；联合传输矩阵的构建方法具体如下：
定义MN×MN维的联合传输矩阵T满足z＝Ts+η，其中z和s分别表示发送的数据符号和接收的数据符号，η为噪声，均为MN×1的列向量，T中的每个元素定义为
Figure PCTCN2021109272-appb-000001
其中m和p为一个FBMC多载波符号中的第m和第p个子载波，q和n是数据块中，时间维度上的第q和第n个FBMC多载波符号，m和p的取值范围是[-M/2,M/2-1]，q和n的取值范围是[0,N-1]，N表示FBMC多载波符号的总数量，h k表示信道脉冲响应的第k个抽头的值；
(6)信道均衡：沿步骤(5)中得到的联合传输矩阵的主对角线方向，分割子矩阵，并采用最小均方误差均衡器依次对每个子矩阵进行均衡，得到全部待检测符号信道均衡采用滑动窗均衡方法，具体如下：
(6.1)滑动窗的作用是对矩阵T进行截取，初始化滑动窗的角标变量p w＝1，设定滑动窗口大小为3N×3N；
(6.2)设定滑动窗起点为
Figure PCTCN2021109272-appb-000002
并按此起点截取子矩阵
Figure PCTCN2021109272-appb-000003
并截取接收符号向量z的片段
Figure PCTCN2021109272-appb-000004
(6.3)执行最小均方误差(MMSE)均衡得到
Figure PCTCN2021109272-appb-000005
的估计值：
Figure PCTCN2021109272-appb-000006
其中σ 2表示噪声方差，I表示单位矩阵；
(6.4)如果p w＝1，则待估计符号
Figure PCTCN2021109272-appb-000007
接着执行步骤(6.6)；如果p w＞1，则执行步骤(6.5)；
(6.5)如果p w＜M-2，则待估计符号
Figure PCTCN2021109272-appb-000008
接着执行步骤(6.6)；如果p w＝M-2，则转执行步骤(6.7)；
(6.6)p w＝p w+1，跳转回步骤(6.2)；
(6.7)待估计符号
Figure PCTCN2021109272-appb-000009
完成全部数据检测并结束。
进一步地，步骤(1)中的信号同步方法分为以下三步：
(1.1)同步信号由一对正负调频的HFM信号构成，用本地的一组正负调频的HFM分别与接收信号做互相关运算，得到两个相关峰的到达时刻为t up和t down；
(1.2)计算两个相关峰到达时刻的中间值t a＝(t up+t down)/2；
(1.3)计算FBMC符号信号的到达时刻t FBMC＝t a+0.5t HFM+t gap，其中，t HFM为HFM的脉冲周期，t gap为HFM与信号之间保护间隔时长。
进一步地，步骤(2)中的多普勒估计与补偿方法分为以下三步：
(2.1)计算正负调频的HFM相关峰平移时长：Δt＝(t down-t up)-t HFM；
(2.2)根据
Figure PCTCN2021109272-appb-000010
计算得到多普勒因子的估计值
Figure PCTCN2021109272-appb-000011
其中a和f 0分别表示HFM的调制系数和中心频率；
(2.3)根据估计得到的
Figure PCTCN2021109272-appb-000012
采用重采样的方法对接收信号做多普勒补偿。
进一步地，步骤(4)中的信道估计方法具体如下：
(4.1)建立接收导频符号向量z 0与信道脉冲响应h之间模型，满足：z 0＝Λh+η 0，其中，η 0为噪声项，Λ是M p×N k维度的变换矩阵，M p和N k分别表示导频符号数量和信道抽头数，
Figure PCTCN2021109272-appb-000013
其中行向量λ m定义为
Figure PCTCN2021109272-appb-000014
其中
Figure PCTCN2021109272-appb-000015
s m,0表示preamble中第m个子载波上的pilot符号，L表示原型滤波器的基带符号长度，g是原型滤波器函数，l表示长度为L的原型滤波器中的第l个点的下标，k表示信道的第k个抽头下标，m和p分别为第m和第p个子载波，M是总子载波数；
(4.2)采用加权最小二乘方法估计得到信道时域脉冲响应
Figure PCTCN2021109272-appb-000016
其中C η0为噪声η 0的协方差矩阵，Λ H表示Λ的共轭转置。
本发明的有益效果：
1.本发明中同步头信号使用的是一对正负调频的HFM脉冲信号，相比于传统的单个线性调频(LFM)脉冲信号，具有更好的多普勒稳定性，提高同步精度。
2.本发明复用同步头信号实现多普勒估计，降低系统开销；且在数据信号到达前即可得到多普勒的估计值，实时性更好，降低系统存储资源消耗。
3.本发明中二维搜索方法可同时实现CFO估计和时间精同步，实时性更好。
4.本发明中复用了导频符号，降低系统开销；构造了传递矩阵，建立了信道向量与接收符号之间的线性关系，降低了信道估计复杂度。
5.本发明中构造的联合传输矩阵全面考虑了原型滤波器、信道、不同子载波间的固有干扰和符号间的干扰，适用于不同系统参数的均衡，且可方便调整参数的取值范围，使用不同的复杂度需求。
6.本发明中使用滑动窗均衡方法，MMSE均衡的复杂度与矩阵纬度的三次方成正比，通过滑动窗的方法降低了单次MMSE估计的矩阵纬度，大大降低了均衡的计算复杂度。
附图说明
图1是本发明所述的水声FBMC系统的信号检测方法中滑动窗均衡流程图；
图2是同步帧结构与的匹配滤波结果示意图；
图3是存在多普勒频移情况时LFM与HFM自相关特性比较；图中，(a)表示有无多普勒时的LFM相关特性对比，(b)表示有无多普勒时的HFM相关特性；
图4是FBMC的block结构；
图5是联合传输矩阵和滑动窗的结构示意图。
图6是本发明所述的水声FBMC系统的信号检测方法流程图。
具体实施方式
为了使本发明的技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图与具体实施方式对本方面作进一步描述。应当理解，此处所描述的具体实施方法仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明，尤其是参数的选取，仅用于举例。
参考图1和图6，描述了本发明所提供的一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，水声FBMC系统中的FBMC数据帧由一对双曲调频(HFM)同步信号、若干保护间隔和若干数据块组成，且该方法包括以下步骤：
(1)信号同步方法。采用互相关方法，对一组正负调频的HFM信号进行匹配滤波：
具体地，设计所调制HFM信号的相位和瞬时频率分别满足：
Figure PCTCN2021109272-appb-000017
其中，第一个HFM信号中另a为正，即正调频，第二个HFM信号中a为负，即负调频，a的具体数值由调制信号带宽所决定，t表示时间，f 0表示HFM的初始频率。
用本地的一组，具有相同调制方式的正负调频的HFM信号，分别与接收信号做互相关，得到两个相关峰，相关峰时刻为t up和t down，如图2。
计算两个相关峰到达时刻的中间值t a＝(t up+t down)/2。
计算FBMC符号信号的到达时刻t FBMC＝t a+0.5t HFM+t gap，其中，t HFM为HFM的脉冲周期，t gap为HFM与信号之间保护间隔时长。
如果收发端无相对距离的变化，则两个相关峰的位置如图2中虚线所示，如果收发端反向运动，相关峰的相对位置会发生偏移，如图2中实线所示。反之，如果收发端相向运动，相关峰相对位置依然会偏移，但会靠近，但偏移时间长度Δt相同，因此取中间值结课得到准确信号到达时刻，并以这个时刻，作为该帧信号后续检测操作的起始时刻，实现信号的同步。
另外由于HFM在有多普勒情况下，自相关特性优于传统的LFM波形，如图3所示，LFM信号在存在多普勒时，相关峰更模糊，因此HFM信号具有更好的同步准确性。
(2)根据(1)的匹配滤波结果，判断HFM信号的平移时长，估计多普勒因子，并对接收信号做重采样，对整帧信号进行多普勒补偿：
具体地，计算正负调频的HFM相关峰平移时长：Δt＝(t down-t up)-t HFM。
根据
Figure PCTCN2021109272-appb-000018
计算得到多普勒因子的估计值
Figure PCTCN2021109272-appb-000019
其中a和f 0分别表示HFM的调制系数和中心频率。
根据估计得到的
Figure PCTCN2021109272-appb-000020
采用重采样的方法对接收信号做多普勒补偿，即根据接收信号y(t)得到
Figure PCTCN2021109272-appb-000021
(3)载波频偏估计与补偿：在整帧信号经过步骤(2)的多普勒补偿后，采用时间-频偏二维搜索的方法，结合preamble中的已知导频符号实现CFO估计，并用估计得到的频偏值对接收信号进行CFO补偿；
具体地，定义发送已知的preamble为x pre(t)，定义接收信号为y(t)，计算模糊度函数
Figure PCTCN2021109272-appb-000022
其中τ,ε分别表示频偏和时间的搜索范围， *表示共轭转置。当R(τ,ε)取最大值时，
Figure PCTCN2021109272-appb-000023
的取值即估计得到的时延和频移值，即
Figure PCTCN2021109272-appb-000024
接着，对接收信号做CFO补偿：
Figure PCTCN2021109272-appb-000025
(4)信道估计：建立信道脉冲响应和接收符号之间的线性模型，结合步骤(3)中补偿过CFO的导频符号，采用最小二乘方法，实现信道脉冲响应的估计；
具体地，设计发送信号的帧结构如图4所示，在preamble和数据符号之间保留不小于3个符号长度的保护间隔，使得数据符号对preamble的干扰可以忽略。
建立接收导频符号向量z 0与信道脉冲响应h之间模型，满足：z 0＝Λh+η 0，其中，η 0为噪声项，Λ是M p×N k维度的变换矩阵，M p和N k分别表示导频符号数量和信道抽头数，
Figure PCTCN2021109272-appb-000026
其中行向量λ m定义为
Figure PCTCN2021109272-appb-000027
其中
Figure PCTCN2021109272-appb-000028
s m,0表示preamble中第m个子载波上的pilot符号，L表示原型滤波器的基带符号长度，g是原型滤波器函数，l表示长度为L的原型滤波器中的第l个点的下标，k表示信道的第k个抽头下标，m和p分别为第m和第p个子载波，M是总子载波数。采用加权最小二乘方法：
Figure PCTCN2021109272-appb-000029
估计得到信道时域脉冲响应
Figure PCTCN2021109272-appb-000030
其中
Figure PCTCN2021109272-appb-000031
为噪声η 0的协方差矩阵，Λ H表示Λ的共轭转置。
(5)构造联合传输矩阵：根据FBMC系统中的原型滤波器函数以及步骤(4)中估计得到的信道脉冲响应，构造联合传输矩阵；
具体地，定义MN×MN维的联合传输矩阵T满足z＝Ts+η，其中z和s分别表示发送的数据符号和接收的数据符号，η为噪声，均为MN×1的列向量，如图5所示，T的形式如下：
Figure PCTCN2021109272-appb-000032
T中的每个元素定义为
Figure PCTCN2021109272-appb-000033
其中m和p为一个FBMC多载波符号中的第m和第p个子载波，q和n是数据块中，时间维度上的第q和第n个FBMC多载波符号，m和p的取值范围是[-M/2,M/2-1]，q和n的取值范围是 [0,N-1]，N表示FBMC多载波符号的总数量，h k表示信道脉冲响应的第k个抽头的值。
(6)沿步骤(5)中得到的联合传输矩阵的主对角线方向，分割子矩阵，并采用最小均方误差均衡器依次对每个子矩阵进行均衡，得到全部待检测符号。信道均衡采用滑动窗均衡方法具体如下：
(6.1)滑动窗的作用是对矩阵T进行截取，初始化滑动窗的角标变量p w＝1，设定滑动窗口大小为3N×3N；
(6.2)设定滑动窗起点为
Figure PCTCN2021109272-appb-000034
并按此起点截取子矩阵
Figure PCTCN2021109272-appb-000035
如图5所示的，实线框中所框出的区域，即“sliding window”。当p w＝2时，滑动窗如图5中虚线框所框出的区域。截取接收符号向量z的片段
Figure PCTCN2021109272-appb-000036
(6.3)执行最小均方误差(MMSE)均衡得到
Figure PCTCN2021109272-appb-000037
的估计值：
Figure PCTCN2021109272-appb-000038
其中σ 2表示噪声方差，I表示单位矩阵；
(6.4)如果p w＝1，则待估计符号
Figure PCTCN2021109272-appb-000039
接着执行步骤(6.6)；如果p w＞1，则执行步骤(6.5)；
(6.5)如果p w＜M-2，则待估计符号
Figure PCTCN2021109272-appb-000040
接着执行步骤(6.6)；如果p w＝M-2，则转执行步骤(6.7)；
(6.6)p w＝p w+1，跳转回步骤(6.2)；
(6.7)待估计符号
Figure PCTCN2021109272-appb-000041
完成全部数据检测并结束。
上述实施例用来解释说明本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明作出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

Claims (4)

  1. 一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，其特征在于，所述水声FBMC系统中的FBMC数据帧由一对双曲调频(HFM)同步信号、若干保护间隔和若干数据块组成，且该方法包括以下步骤：
    (1)信号同步：信号同步的目的是找到信号何时到达接收端。采用互相关的方法，对数据帧帧头部分的一对正负调频的双曲调频HFM信号进行匹配滤波，得到一对相关峰，这两个相关峰最大值的中间位置即可作为该数据帧信号的到达时刻，并以这个时刻，作为该帧信号后续检测操作的起始时刻，实现信号的同步；
    (2)多普勒估计与补偿：根据步骤(1)的匹配滤波结果，判断HFM信号的平移时长，估计多普勒因子，并采用重采样的方法对整帧信号进行多普勒补偿；
    (3)载波频偏估计与补偿：在整帧信号经过步骤(2)的多普勒补偿后，结合数据块的preamble中的导频符号，采用时间-频偏二维搜索方法进行载波频偏(CFO)估计，并对该数据块做CFO补偿；
    (4)信道估计：建立信道脉冲响应和导频符号之间的线性模型，结合步骤(3)中补偿过CFO的导频符号，采用加权最小二乘方法，实现信道脉冲响应的估计；
    (5)构造联合传输矩阵：根据FBMC系统中的原型滤波器函数以及步骤(4)中估计得到的信道脉冲响应，构造联合传输矩阵；联合传输矩阵的构建方法具体如下：
    定义MN×MN维的联合传输矩阵T满足z＝Ts+η，其中z和s分别表示发送的数据符号和接收的数据符号，η为噪声，均为MN×1的列向量，T中的每个元素定义为
    Figure PCTCN2021109272-appb-100001
    其中m和p为一个FBMC多载波符号中的第m和第p个子载波，q和n是数据块中，时间维度上的第q和第n个FBMC多载波符号，m和p的取值范围是[-M/2,M/2-1]，q和n的取值范围是[0,N-1]，N表示FBMC多载波符号的总数量，h k表示信道脉冲响应的第k个抽头的值；
    (6)信道均衡：沿步骤(5)中得到的联合传输矩阵的主对角线方向，分割子矩阵，并采用最小均方误差均衡器依次对每个子矩阵进行均衡，得到全部待检测符号；信道均衡采用滑动窗均衡方法，具体如下：
    (6.1)滑动窗的作用是对矩阵T进行截取，初始化滑动窗的角标变量p w＝1，设定滑动窗口大小为3N×3N；
    (6.2)设定滑动窗起点为T((p w-1)N+1,(p w-1)N+1)，并按此起点截取子矩阵
    Figure PCTCN2021109272-appb-100002
    并截取接 收符号向量z的片段
    Figure PCTCN2021109272-appb-100003
    (6.3)执行最小均方误差(MMSE)均衡得到
    Figure PCTCN2021109272-appb-100004
    的估计值：
    Figure PCTCN2021109272-appb-100005
    其中σ 2表示噪声方差，I表示单位矩阵；
    (6.4)如果p w＝1，则待估计符号
    Figure PCTCN2021109272-appb-100006
    接着执行步骤(6.6)；如果p w＞1，则执行步骤(6.5)；
    (6.5)如果p w＜M-2，则待估计符号
    Figure PCTCN2021109272-appb-100007
    接着执行步骤(6.6)；如果p w＝M-2，则转执行步骤(6.7)；
    (6.6)p w＝p w+1，跳转回步骤(6.2)；
    (6.7)待估计符号
    Figure PCTCN2021109272-appb-100008
    完成全部数据检测并结束。
  2. 根据权利要求1所述的一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，其特征在于，所述步骤(1)中的信号同步方法具体如下：
    (1.1)同步信号由一对正负调频的HFM信号构成，用本地的一组正负调频的HFM分别与接收信号做互相关运算，得到两个相关峰的到达时刻为t up和t down；
    (1.2)计算两个相关峰到达时刻的中间值t a＝(t up+t down)/2；
    (1.3)计算FBMC符号信号的到达时刻t FBMC＝t a+0.5t HFM+t gap，其中，t HFM为HFM的脉冲周期，t gap为HFM与信号之间保护间隔时长。
  3. 根据权利要求1所述的一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，其特征在于，所述步骤(2)中的多普勒估计与补偿方法具体如下：
    (2.1)计算正负调频的HFM相关峰平移时长：Δt＝(t down-t up)-t HFM；
    (2.2)根据
    Figure PCTCN2021109272-appb-100009
    计算得到多普勒因子的估计值
    Figure PCTCN2021109272-appb-100010
    其中a和f 0分别表示HFM的调制系数和中心频率；
    (2.3)根据估计得到的
    Figure PCTCN2021109272-appb-100011
    采用重采样的方法对接收信号做多普勒补偿。
  4. 根据权利要求1所述的一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，其特征在于，所述步骤(4)中的信道估计方法具体如下：
    (4.1)建立接收导频符号向量z 0与信道脉冲响应h之间模型，满足：z 0＝Λh+η 0，其中，η 0为噪声项，Λ是M p×N k维度的变换矩阵，M p和N k分别表示导频符号数量和信道抽头数，
    Figure PCTCN2021109272-appb-100012
    其中行向量λ m定义为
    Figure PCTCN2021109272-appb-100013
    其中
    Figure PCTCN2021109272-appb-100014
    s m,0表示preamble中第m个子载波上的pilot符号，L表示原型滤波器的基带 符号长度，g是原型滤波器函数，l表示长度为L的原型滤波器中的第l个点的下标，k表示信道的第k个抽头下标，m和p分别为第m和第p个子载波，M是总子载波数；
    (4.2)采用加权最小二乘方法估计得到信道时域脉冲响应
    Figure PCTCN2021109272-appb-100015
    其中
    Figure PCTCN2021109272-appb-100016
    为噪声η 0的协方差矩阵，Λ H表示Λ的共轭转置。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117097413A (zh) * 2023-08-25 2023-11-21 北京理工大学 一种多序列合并均衡的单阵元虚拟时间反转水声通信方法
CN118264347A (zh) * 2024-04-12 2024-06-28 中国船舶科学研究中心 一种fbmc-oqam通带水声通信系统的信干比预测方法
US12395381B2 (en) * 2022-12-22 2025-08-19 Rakuten Symphony, Inc. Method, apparatus, and computer readable medium

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114095321B (zh) * 2021-10-27 2023-04-07 华南理工大学 基于双曲调频的胶囊内视镜的通信感知一体化设计方法
CN116016076B (zh) 2021-12-23 2024-06-18 江苏科技大学 滤波器组联合子载波多维索引调制水声通信系统及方法
CN114553647B (zh) * 2022-01-12 2023-09-05 扬州大学 基于高动态环境下fbmc-oqam系统的高精度多普勒频偏估计方法
CN114337982B (zh) * 2022-03-16 2022-07-15 深圳市华普微电子有限公司 一种啁啾导频信号的产生及时频估计方法
CN120602003B (zh) * 2025-06-05 2026-03-20 浙江大学 一种时变多普勒和低信噪比信道下中低频指令级水声通信方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080240308A1 (en) * 2007-03-27 2008-10-02 Samsung Electronics Co. Ltd. Apparatus and method for estimating channel using sliding windows in a broadband wireless communication system
CN102185822A (zh) * 2011-05-31 2011-09-14 电子科技大学 一种ofdm/oqam系统及其时频同步方法
CN107426120A (zh) * 2017-07-24 2017-12-01 哈尔滨工程大学 一种基于最小均方误差的水声ofdm‑mfsk信道均衡方法
CN109474304A (zh) * 2018-11-29 2019-03-15 中国海洋大学 自适应多制式水声通信系统及方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8660216B2 (en) * 2010-05-29 2014-02-25 Marvell International Ltd. Method and apparatus for mitigating the residual CFO effect on channel estimation for OFDM receivers
CN102546511B (zh) * 2012-01-12 2014-05-07 浙江大学 一种基于时反和ofdm联合处理的水声通信装置及方法
WO2016092323A1 (en) * 2014-12-11 2016-06-16 University Of Surrey Estimating data symbols from a filter bank multicarrier (fbmc) signal
CN110581813B (zh) * 2019-08-12 2020-10-30 华中科技大学 一种多载波系统导频信号的传输方法
CN111740934B (zh) * 2020-05-21 2022-08-19 江苏科技大学 一种基于深度学习的水声fbmc通信信号检测方法
CN112003809B (zh) * 2020-10-28 2021-01-29 鹏城实验室 基于运动平台的多载波水声通信多普勒估计与补偿方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080240308A1 (en) * 2007-03-27 2008-10-02 Samsung Electronics Co. Ltd. Apparatus and method for estimating channel using sliding windows in a broadband wireless communication system
CN102185822A (zh) * 2011-05-31 2011-09-14 电子科技大学 一种ofdm/oqam系统及其时频同步方法
CN107426120A (zh) * 2017-07-24 2017-12-01 哈尔滨工程大学 一种基于最小均方误差的水声ofdm‑mfsk信道均衡方法
CN109474304A (zh) * 2018-11-29 2019-03-15 中国海洋大学 自适应多制式水声通信系统及方法

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US12395381B2 (en) * 2022-12-22 2025-08-19 Rakuten Symphony, Inc. Method, apparatus, and computer readable medium
CN117097413A (zh) * 2023-08-25 2023-11-21 北京理工大学 一种多序列合并均衡的单阵元虚拟时间反转水声通信方法
CN118264347A (zh) * 2024-04-12 2024-06-28 中国船舶科学研究中心 一种fbmc-oqam通带水声通信系统的信干比预测方法

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