WO2022018873A1 - 直流高電圧源装置および荷電粒子ビーム装置 - Google Patents

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voltage
high voltage
variable
switching circuit
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智世 佐々木
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株式会社日立ハイテク
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    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the present disclosure relates to a DC high voltage source device and a charged particle beam device including a DC high voltage source device.
  • the charged particle beam device includes a scanning electron microscope (SEM), a scanning ion microscope (SIM), a focused ion beam (FIB) processing observation device, and a transmission electron microscope (Transometry). : TEM), Scanning Transmission Electron Microscope (STEM) and the like.
  • a scanning electron microscope an electron beam is scanned on the surface of a sample, and the generated signal electrons are detected and imaged to perform magnified observation of the sample.
  • magnified observation of the sample is performed by scanning the ion beam.
  • the focused ion beam processing observation device processing of a sample using an ion beam and magnified observation are carried out.
  • magnified observation is performed by forming an image of electrons transmitted through a thin film sample.
  • a charged particle beam device using a charged particle beam such as an electron beam or an ion beam is used for observation, length measurement, analysis, processing, etc. of fine structures in various fields. For example, in a semiconductor device manufacturing line, defect observation, analysis, pattern dimension length measurement, etc. are performed using a scanning electron microscope.
  • the charged particle beam device is equipped with a charged particle gun for generating and accelerating the charged particle beam.
  • the charged particle gun comprises a charged particle source, an extraction electrode, and an acceleration electrode.
  • a charged particle beam is generated by applying a DC high voltage of several kV between the charged particle source and the extraction electrode, and several kV to several hundred kV is generated between the extraction electrode and the acceleration electrode.
  • the high DC voltage applied between the charged particle source and the accelerating electrode corresponds to the beam energy of the charged particle beam and is the main factor that determines the performance of the charged particle beam device such as image resolution, focal depth, and sample processing speed. It is one of the causes.
  • the charged particle beam device is equipped with a DC high voltage source device for generating a DC high voltage applied to the charged particle gun.
  • Many DC high voltage source devices for charged particle guns are equipped with a transformer and a Cockcroft-Walton circuit to rectify and boost an AC voltage to a DC voltage. These transformers and Cockcroft-Walton circuits are mounted in insulating resin material, insulating gas, and insulating oil within the size range allowed in the usage environment of the charged particle beam device.
  • an AC component (hereinafter, also referred to as “ripple”) is added to the DC high voltage of the output unit due to electrostatic induction noise and electromagnetic induction noise generated by circuit components and wiring to which an AC voltage is applied. Occurs.
  • the DC high voltage ripple applied to a charged particle gun is equivalent to energy dispersive. Therefore, the ripple generated in the DC high voltage becomes a factor that lowers the resolution of the charged particle beam device.
  • Patent Document 1 provides a Schenkel-type DC high voltage that adjusts the noise balance and completely cancels the ripple by adjusting the stray capacitance between the high-frequency drive electrode and the ground potential portion by providing a distance adjustment mechanism.
  • the generation circuit is disclosed.
  • Patent Document 2 a voltage source for varying the two opposite-phase AC voltages input to the symmetric Cockcroft-Walton circuit is added in series to the secondary coil of the transformer to provide ripple without moving parts. Techniques for reduction are disclosed.
  • the ripple reduction mechanism by movable adjustment can also be applied to the symmetric Cockcroft-Walton circuit.
  • Patent Document 1 in order to apply the technique of Patent Document 1 to a circuit mounted in an insulating gas or an insulating oil, it is necessary to adjust a moving part from the outside of the gas container or the oil container, which is extremely difficult. .. Further, in the long term, there is a possibility that the ripple may reoccur due to the displacement of the moving part. Further, a movable portion cannot be provided for a circuit that is molded (fixed) by an insulating resin material.
  • Patent Document 2 describes that a ripple measuring circuit is provided and a variable voltage is controlled so that the measured ripple value becomes a desired value.
  • this configuration has the following problems. (1) Residual ripple due to waveform mismatch
  • Patent Document 2 describes that the variable voltage has the same phase as the voltage waveform excited by the secondary coil of the transformer, and the amplitude is controlled by the voltage adjusting mechanism. The control method is not described.
  • the AC voltage supplied to the primary coil of the transformer is generated by turning the switching element on and off with respect to the DC voltage.
  • the generated AC voltage becomes a distorted waveform like a sine wave due to the inductance of the primary coil of the transformer.
  • the same voltage waveform as the primary coil is excited in the secondary coil of the transformer with different amplitudes, but in order to completely cancel the ripple in the output stage, it is necessary to generate the same voltage waveform in the variable voltage source. There is.
  • the present disclosure aims to reduce the ripple generated in the DC high voltage.
  • the DC high voltage source apparatus is a first variable DC voltage source, a second variable DC voltage source, and a first variable DC voltage source that generates an AC voltage from the DC voltage of the first variable DC voltage source.
  • a DC high voltage is generated based on the second transformer that transforms the AC voltage to be generated, the AC voltage after transformation supplied from the first transformer, and the AC voltage after transformation supplied from the second transformer.
  • It is provided with a first voltage source including a DC high voltage generation circuit and a computer system. In the computer system, the voltage value of the DC voltage of the first variable DC voltage source, the voltage value of the DC voltage of the second variable DC voltage source, the switching timing of the first switching circuit, the switching timing of the second switching circuit, and so on. Adjust independently.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of the DC high voltage source device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the DC high voltage source device 205 includes a second voltage source 206 and a first voltage source 207.
  • a first voltage source 207 is provided on the upstream side
  • a second voltage source 206 is provided on the downstream side
  • the second voltage source 206 and the first voltage source 207 are connected in series.
  • the positive terminal of the first voltage source 207 is grounded.
  • the DC high voltage source device 205 adds the output voltage of the second voltage source 206 to the output voltage of the first voltage source 207, and outputs the added voltage.
  • the DC high voltage source device 205 may be composed of only the first voltage source 207.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram showing an example of the first voltage source.
  • the second voltage source 206 may also have the same configuration as the first voltage source 207 described below.
  • the first voltage source 207 is a circuit that generates a DC high voltage of several tens of kV to several hundreds of kV.
  • the first voltage source 207 includes a first variable DC voltage source 301, a second variable DC voltage source 302, a first switching circuit 303, a second switching circuit 304, a computer system 305, and a first transformer. It includes a 306, a second transformer 307, a DC high voltage generation circuit 308, and a low pass filter 309.
  • the DC high voltage source device 205 of the present disclosure is applicable to a product using a DC high voltage generation circuit 308 such as a Cockcroft-Walton circuit.
  • the first variable DC voltage source 301 is connected to the input end of the first switching circuit 303.
  • the output end of the first switching circuit 303 is connected to the input end of the first transformer 306.
  • the output end of the first transformer 306 is connected to the first input end 401 (FIG. 3) of the DC high voltage generation circuit 308.
  • the second variable DC voltage source 302 is connected to the input end of the second switching circuit 304.
  • the output end of the second switching circuit 304 is connected to the input end of the second transformer 307.
  • the output end of the second transformer 307 is connected to the second input end 402 (FIG. 3) of the DC high voltage generation circuit 308.
  • the output end of the DC high voltage generation circuit 308 is connected to the input end of the low-pass filter 309.
  • the output end of the low-pass filter 309 is connected to the input end of the second voltage source 206.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the switching timing of the switching circuit.
  • the computer system 305 independently and variably controls the voltage value of the first variable DC voltage source 301 and the voltage value of the second variable DC voltage source 302. Further, the computer system 305 independently and variably controls the switching timings of the first switching circuit 303 and the second switching circuit 304. As shown in FIG. 3, the on / off timings of the first switching circuit 303 and the second switching circuit 304 are opposite to each other. That is, when the first voltage source 207 is operating, when the first switching circuit 303 is on, the second switching circuit 304 is off, and when the first switching circuit 303 is off, the second switching circuit 304 is on. There is. In FIG.
  • the computer system 305 controls the voltage values of the first variable DC voltage source 301 and the second variable DC voltage source 302, and the voltage of the AC waveform input to the corresponding first transformer 306 and second transformer 307. Can be controlled. Further, the computer system 305 can control the phase of the AC waveform by controlling the switching timing of the first switching circuit 303 and the second switching circuit 304.
  • Patent Document 2 another voltage waveform is added in order to adjust the voltage of the voltage waveform of the transformer secondary coil, but it is adjusted in order to completely cancel the noise of the DC high voltage.
  • the voltage waveform and the added voltage waveform must match.
  • the control of the voltage value of the first variable DC voltage source 301 and the voltage value of the second variable DC voltage source 302 by the computer system 305, and the switching timing control of the first switching circuit 303 and the second switching circuit 304 are, for example, DC high. It is performed based on the measurement result of ripple by the ripple measuring device provided outside the voltage source device 205. If the ripple is measured in the DC high voltage source device 205 or in the vicinity of the DC high voltage source device 205, noise is superimposed on the measurement circuit as described above, and the ripple cannot be measured accurately. Therefore, it is desirable that the ripple measurement be performed by an external device.
  • the computer system 305 may be configured by, for example, FPGA (Field Programmable Gate Array) or ASIC (Application Specific Integrated Circuit).
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • the AC voltage generated by the switching control of the first switching circuit 303 and the second switching circuit 304 is boosted in the first transformer 306 and the second transformer 307, respectively, and then in the DC high voltage generation circuit 308. Is generated.
  • the low-pass filter 309 is composed of, for example, a resistor and a capacitor, reduces the ripple of the output (DC high voltage) of the DC high voltage generation circuit 308, and outputs the DC high voltage with the ripple reduced.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a DC high voltage generation circuit.
  • a symmetric Cockcroft-Walton circuit is exemplified as the DC high voltage generation circuit 308.
  • the AC voltage from the first transformer 306 AC voltage from the first switching circuit 303
  • the AC voltage from the second transformer 307 second
  • the AC voltage from the switching circuit 304 is input to the second input terminal 402.
  • the symmetric Cockcroft-Walton circuit is a two-input DC high voltage generation circuit.
  • the symmetric Cockcroft-Walton circuit has a capacitor and diode arrangement between the first input end 401 and the output end 405 and a capacitor and diode between the second input end 402 and the output end 405, as shown in FIG.
  • the arrangement of the diodes is symmetrical.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing another example of the DC high voltage generation circuit.
  • a basic Cockcroft-Walton circuit is exemplified as a DC high voltage generation circuit 308.
  • the basic Cockcroft-Walton circuit shown in FIG. 5 is a one-input DC high voltage generation circuit in which the circuit on the second input end 402 side is deleted from the symmetric Cockcroft-Walton circuit of FIG.
  • the second input end 402 is connected to the wiring (signal line) 501, but is not connected to the output end 405.
  • the second input end 402 side of the DC high voltage generation circuit 308 is driven by an AC voltage having a phase opposite to that of the first input end 401, similar to the symmetric Cockcroft-Walton circuit.
  • the noise at the output end 405 is canceled by the stray capacitance 407 between the wiring 501 and the output end 405, and the ripple is reduced.
  • the computer system 305 can independently control the voltage and phase of the two opposite-phase AC voltages input to the Cockcroft-Walton circuit while maintaining the waveform shape. It is possible to significantly reduce the noise of DC high voltage as compared with the conventional case. ⁇ Other examples of DC high voltage generation circuit >>
  • the DC high voltage generation circuit 308 is composed of a plurality of diodes and a plurality of capacitors, and is a two-input rectifier in which an AC voltage generated by the first switching circuit 303 and an AC voltage generated by the second switching circuit 304 are input. It may be composed of a circuit.
  • the DC high voltage generation circuit is composed of a 2-input Schenkel type DC high voltage generation circuit in which an AC voltage generated by the first switching circuit 303 and an AC voltage generated by the second switching circuit 304 are input. You may. Even in these configurations, it is possible to reduce the ripple while generating a high voltage. ⁇ Other configurations>
  • a first amplifier circuit and a second amplifier circuit may be provided in place of the first switching circuit 303 and the second switching circuit 304.
  • the first amplifier circuit and the second amplifier circuit amplify the AC signal from the computer system 305 and supply the amplified AC signal to the first transformer and the second transformer, respectively.
  • the AC voltage output by the first amplifier circuit and the second amplifier circuit may be directly supplied to the DC high voltage generation circuit 308 without providing the first transformer 306 and the second transformer 307. .. Even in these configurations, it is possible to reduce the ripple while generating a high voltage.
  • the first variable DC voltage source 301 and the second variable DC voltage source 302 can be omitted. Then, the computer system 305 adjusts the voltage (amplitude) and the phase of the AC voltage based on the measurement result of the ripple. ⁇ Main effects of this embodiment>
  • the computer system 305 switches the DC voltage value of the first variable DC voltage source 301, the DC voltage value of the second variable DC voltage source 302, and the first switching circuit 303.
  • the timing and the switching timing of the second switching circuit 304 are adjusted independently. According to this configuration, it is possible to reduce the ripple generated in the DC high voltage.
  • the DC high voltage generation circuit is composed of a two-input symmetric Cockcroft-Walton circuit. According to this configuration, since the circuit configuration from the input end to the output end is symmetrical between the input ends, it becomes easy to reduce the ripple while obtaining a high voltage.
  • the computer system 305 controls the voltage value of the first variable DC voltage source 301 and the voltage value of the second variable DC voltage source 302, and controls the switching of the first switching circuit 303 and the second switching circuit 304. By doing so, it is possible to reduce the ripple of the DC high voltage including the electrostatic induction noise.
  • the ripple can be reduced by adjusting each AC voltage input to the DC high voltage generation circuit 308, so that the low-pass filter 309 can be omitted. This makes it possible to improve the responsiveness of the DC high voltage source device 205.
  • the DC high voltage generation circuit 308 is composed of a 1-input basic Cockcroft-Walton circuit. At this time, the DC high voltage generation circuit 308 includes an input end to which the AC voltage generated by the second switching circuit 304 is input, and a wiring 501 connected to the input end and electrostatically coupled to the output end. According to this configuration, it is possible to reduce the ripple of the DC high voltage while simplifying the configuration of the DC high voltage generation circuit 308.
  • Surge current / voltage may be generated in the secondary coil of the transformer and the parts of the Cockcroft-Walton circuit when the DC high voltage is discharged. Therefore, adding a variable voltage source in series with the secondary coil of the transformer may lead to an increase in the risk of failure due to discharge.
  • the first switching circuit 303 is provided between the first transformer 306 and the first transformer 306. Further, a second switching circuit 304 is provided between the second variable DC voltage source 302 and the second transformer 307. As described above, by providing the variable DC voltage source and the switching circuit on the primary coil side of the transformer in which the discharge surge does not easily go around, it is possible to reduce the risk of failure. [Modification example]
  • FIG. 6 is a circuit block diagram showing an example of a configuration of a computer system according to a modified example of the first embodiment of the present disclosure.
  • the computer system 305 of FIG. 6 includes a digital multiplier 603, a first digital-analog converter 605 corresponding to a first variable DC voltage source 301, and a second digital-analog converter 606 corresponding to a second variable DC voltage source 302. , A phase shifter 608 is provided.
  • the computer system 305 in this variant example may be composed of a digital circuit such as FPGA, ASIC, DSP (Digital Signal Processor), or may include an analog multiplier or a delay circuit at least in part.
  • a digital circuit such as FPGA, ASIC, DSP (Digital Signal Processor), or may include an analog multiplier or a delay circuit at least in part.
  • the computer system 305 is set with a control signal 601 and a voltage adjustment ratio 602 for controlling the voltage value of the first variable DC voltage source 301, respectively, according to the output DC high voltage.
  • the control signal 601 is a signal that defines the voltage of the first variable DC voltage source 301
  • the voltage adjustment ratio 602 is the ratio of the voltage of the second variable DC voltage source 302 to the first variable DC voltage source 301. It is a value shown.
  • the control signal 601 and the voltage adjustment ratio 602 may be input from the outside or may be generated inside the computer system 305 based on the input signals.
  • the control signal 601 is converted into an analog signal by the first digital-analog converter 605.
  • the voltage of the first variable DC voltage source 301 is controlled (adjusted).
  • the digital multiplier 603 multiplies the control signal 601 and the voltage adjustment ratio 602.
  • the multiplication value is converted into an analog signal by the second digital-to-analog converter 606.
  • the voltage of the second variable DC voltage source 302 is controlled (adjusted).
  • the control signal 601 defines the voltage of the second variable DC voltage source 302, and the voltage adjustment ratio 602 is defined as a value indicating the ratio of the voltage of the first variable DC voltage source 301 to the second variable DC voltage source 302.
  • the multiplication value of the digital multiplier 603 may be input to the first variable DC voltage source 301.
  • a periodic pulse waveform 607 and a delay time 609 that control the switching timing of the first switching circuit 303 are set according to the output DC high voltage, respectively.
  • the delay time 609 is a value that defines the time difference in the switching timing of the second variable DC voltage source 302 with respect to the first variable DC voltage source 301.
  • the pulse waveform 607 and the delay time 609 may be input from the outside or may be generated inside the computer system 305 based on the input signal.
  • the pulse waveform 607 is supplied to the first switching circuit 303.
  • the switching timing of the first switching circuit 303 is adjusted, and the phase of the AC voltage input to the first transformer 306 is adjusted.
  • the phase shifter 608 can adjust the switching timing of the second switching circuit 304 by giving a delay to the pulse waveform 607 based on the delay time 609, and can shift the phase of the pulse waveform 607 by a predetermined value. ..
  • the phase-shifted pulse waveform 607 is supplied to the second switching circuit 304. As a result, the phase of the AC voltage input to the second transformer 307 is controlled.
  • the phase shifter may be provided only on the first switching circuit 303 side, or the phase shifter may be provided on both the first switching circuit 303 side and the second switching circuit 304 side.
  • the above-mentioned effects can be obtained.
  • FIG. 7 is a circuit block diagram showing an example of the first voltage source according to the second embodiment of the present disclosure.
  • the first voltage source 207 of FIG. 7 has a configuration in which the low-pass filter 309 is deleted and the high-pass filter 801 and the band-pass filter 802 are added to FIG. 2.
  • a high-pass filter 801 and a band-pass filter 802 are connected in series between the output end of the DC high voltage generation circuit 308 and the computer system 305.
  • the bandpass filter 802 may be a lowpass filter. However, a low-pass filter with a sufficiently high cutoff frequency is used in order to realize responsiveness that can follow the voltage fluctuation of the partial discharge.
  • the input end of the high-pass filter 801 is connected to the output end of the DC high voltage generation circuit 308.
  • the output end of the high-pass filter 801 is connected to the input end of the band-pass filter 802.
  • the output end of the bandpass filter 802 is connected to the input end of the computer system 305. Therefore, the first voltage source 207 of the present embodiment is configured to output the DC high voltage generated by the DC high voltage generation circuit 308 as it is.
  • the high-pass filter 801 is composed of, for example, a capacitor and a resistor.
  • the high-pass filter 801 detects an AC component with a high DC voltage.
  • This AC component mainly contains a voltage fluctuation component due to partial discharge and a ripple component having a drive frequency of the Cockcroft-Walton circuit, but the ripple component is removed via a bandpass filter 802 or a lowpass filter. Only the voltage fluctuation component mainly due to the partial discharge is input to the computer system 305.
  • the computer system 305 controls the voltages of the first variable DC voltage source 301 and the second variable DC voltage source 302 by, for example, changing the control signal 601 of FIG. 6 so as to correct the voltage fluctuation due to the partial discharge.
  • the ripple is hardly generated by the voltage and phase control by the computer system 305, but the feedback for correcting the voltage fluctuation due to the partial discharge is not assumed, so that the low-pass filter 309 is provided. ..
  • the low-pass filter 309 is provided. ..
  • by eliminating the low-pass filter it is possible to realize high-speed responsiveness that follows the voltage fluctuation of the partial discharge while suppressing the generation of ripple.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the configuration of the charged particle beam device according to the third embodiment of the present disclosure.
  • a scanning electron microscope will be described as an example as a charged particle beam device.
  • a DC high voltage source device is used to generate the charged particle beam (103).
  • Charged particles include, for example, electrons and ions.
  • the scanning electron microscope 10 includes an electron gun (charged particle gun) 201, a condenser lens 104 which is a form of a focusing lens, a scanning deflector 105, an objective lens 106, a vacuum sample chamber 107, and a conversion electrode 112. , The detector 113, a computer system (charged particle beam device computer system) 120, and the like.
  • the electron gun 201 includes an electron source 101, an extraction electrode 102, and the like, and irradiates the sample 109 with the electron beam 103 by the DC high voltage supplied from the DC high voltage source device 205.
  • the configuration of the electron gun 201 will be described in detail later.
  • the electron beam 103 is drawn from the electron source 101 by the extraction electrode 102, and is accelerated toward the sample 109 by an acceleration electrode (not shown).
  • the electron beam 103 is focused by the condenser lens 104, then focused by the lens action of the objective lens 106, and irradiated to the sample 109.
  • the electron beam 103 scans the sample 109 one-dimensionally or two-dimensionally by controlling the direction of the beam by the scanning deflector 105.
  • the electron beam 103 is decelerated by a voltage applied to an electrode (not shown) built in the sample stage 108 before reaching the sample 109.
  • a voltage applied to an electrode for example, in the case of electrons, a negative voltage is applied to the electrodes of the sample stage 108.
  • electrons 110 including secondary electrons and backscattered electrons are emitted from the beam irradiation location.
  • the electron 110 is accelerated toward the electron source 101 by an accelerating action based on the voltage applied to the sample 109.
  • the secondary electrons 111 are emitted.
  • the secondary electrons 111 emitted from the conversion electrode 112 are captured by the detector 113, and the output of the detector 113 changes depending on the amount of the captured secondary electrons.
  • the brightness of the display device (not shown) changes according to this output.
  • an image of a scanning region is formed by synchronizing the deflection signal to the scanning deflector 105 with the output of the detector 113.
  • the scanning deflector 105 may be supplied with the deflection signal for moving the field of view superimposed.
  • the deflection of the electron beam by the deflection signal is also called image shift deflection, and enables the movement of the visual field position of the electron microscope without moving the sample 109 by the sample stage 108.
  • image shift deflection and the scanning deflection are performed by a common deflector, but the image shift deflector and the scanning deflector may be provided separately.
  • the computer system 120 is formed on a sample based on, for example, a function of controlling each component of the scanning electron microscope 10, a function of forming an image based on the detected electrons, and an intensity distribution of the detected electrons called a line profile. It has a function to measure the pattern width of the created pattern.
  • the computer system 120 controls the applied voltage to the sample 109 or the sample stage 108 and controls the scanning electron microscope 10 based on the monitoring result of the pressure gauge 130 provided in the electrostatic chuck in the vacuum sample chamber 107. To execute or interrupt the measurement.
  • the computer system 120 includes a computer system that evaluates an image generated based on a detection signal, and each arithmetic process is executed in the computer system.
  • the computer system for evaluating the image may be provided separately from the computer system for performing various controls of the scanning electron microscope 10.
  • This program includes a program for driving each component of the scanning electron microscope 10, a program for executing the flow of FIGS. 10 and 11 described later, and the like. Further, this storage medium may store a program to be executed by the computer system 305 of the DC high voltage source device 205. The computer system 305 may store a program to be executed by itself. Further, these storage media may be provided separately from the computer systems 120 and 305.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the connection relationship between the electron gun and the DC high voltage source device in the second embodiment of the present disclosure.
  • the electron gun 201 and the DC high voltage source device 205 are connected to each other via a connection cable CAB.
  • the electron gun 201 is connected to the output end of the DC high voltage source device 205 via a connection cable CAB.
  • the electron gun 201 is, for example, a cold cathode field emission type (Cold Field Emission) electron gun.
  • the DC high voltage source device 205 is mounted on either an insulating gas, an insulating oil, or an insulating resin material. Since the insulating power of the DC high voltage source device 205 can be improved by using the insulating material, the DC high voltage source device 205 can be miniaturized. By reducing the size of the DC high voltage source device 205, electrostatic coupling and noise superposition may easily occur. However, for each input system of the DC high voltage generation circuit 308, a variable DC voltage source can be used. Since the voltage and the switching timing of the switching circuit can be adjusted respectively, there is no effect on the control of ripple reduction.
  • the electron gun 201 includes an electron source 101 as an electron emitter, an extraction electrode 102, and an acceleration electrode 204.
  • the electron source 101 is connected to the output end of the second voltage source 206 via the wiring 209, and the DC high voltage generated by the DC high voltage source device 205 is supplied to the electron source 101.
  • the first enclosure 210 is provided so as to cover the second voltage source 206, the current source 208, the wiring 209, and the electron source 101. Further, as shown in FIG. 9, the first enclosure 210 connects the output end of the first voltage source 207 and the extraction electrode 102.
  • the second enclosure 211 is provided so as to cover the first voltage source 207 and the first enclosure 210. That is, the second enclosure 211 has the function of the housing of the DC high voltage source device 205.
  • the second enclosure 211 ie, the enclosure
  • the second enclosure 211 is grounded and connects the accelerating electrode 204 to the ground. As a result, the potential of the accelerating electrode 204 is set to the reference potential of the first voltage source 207 (ground potential in FIG. 9).
  • an applied voltage is generated between the accelerating electrode 204 and the extraction electrode 102, and an applied voltage between the extraction electrode 102 and the electron source 101 is generated by the second voltage source 206 superimposed on this voltage.
  • the first voltage source 207 generates an applied voltage between the acceleration electrode 204 and the electron source 101, and the second voltage source 206 superimposed on this voltage causes the electron source 101 and the extraction electrode 102. It is also possible to generate an applied voltage between. In either configuration, the second voltage source 206 produces a DC high voltage of several kV, and the first voltage source 207 produces a DC high voltage of several tens to several hundreds kV.
  • two wirings 209 are connected to the output end of the second voltage source 206, and a current source 208 is provided in one of them.
  • the current source 208 is connected in series to the output end of the second voltage source 206, and supplies a current for cleaning the electron source 101 contaminated with particles or the like to the electron source 101 via the wiring 209.
  • FIG. 10 is a flow chart showing an example of the ripple reduction method.
  • FIG. 10 includes steps S701 to S708. Steps S701 to S704 are steps related to voltage adjustment, and steps S705 to S708 are steps related to phase adjustment.
  • step S701 the computer system 120 of FIG. 8 evaluates the ripple based on the acquired index value.
  • the index value for example, the resolution of the SEM image (inspection image), the amount of beam sway synchronized with the switching frequency, and the like are used as the index value.
  • the output of the DC high voltage source device 205 may be connected to a ripple measuring device outside the device, and the ripple measured value directly measured by the ripple measuring device may be used as an index value. At the time of acquisition of any index value, the measurement system provided inside the DC high voltage source device is not used.
  • step S702 the voltages of the first variable DC voltage source 301 and the second variable DC voltage source 302 are adjusted based on the evaluation result of the ripple by the evaluation of the index value in step S701.
  • the computer system 120 generates voltage adjustment information of the first variable DC voltage source 301 and the second variable DC voltage source 302 based on the evaluation result of ripple, and outputs the voltage adjustment information to the computer system 305.
  • the computer system 305 generates voltage adjustment signals for adjusting the voltages of the first variable DC voltage source 301 and the second variable DC voltage source 302 based on the input voltage adjustment information, and generates the generated voltage adjustment signals. 1 Outputs to the variable DC voltage source 301 and the second variable DC voltage source 302, respectively.
  • the computer system 120 when the computer system 305 has the configuration shown in FIG. 6, the computer system 120 generates the control signal 601 and the voltage adjustment ratio 602 of FIG. 6 based on the evaluation result of the index value, and outputs the control signal 601 and the voltage adjustment ratio 602 to the computer system 305.
  • the computer system 305 generates a voltage adjustment signal of an analog signal based on the input control signal 601 and the voltage adjustment ratio 602, respectively, and the generated voltage adjustment signal is used as the first variable DC voltage source 301 and the second variable DC voltage source. Output to 302 respectively.
  • the voltage may be adjusted by changing only the voltage adjustment ratio 602 without changing the control signal 601.
  • step S703 the ripple is evaluated by the index value acquired after the voltage adjustment in step S702. Since the process of step S703 is the same as that of step S701, the details will be omitted.
  • step S704 it is determined whether or not the index value is within the allowable range based on the evaluation result in step S703. If the index value is within the permissible range (Yes), the process of step S705 is executed. On the other hand, if the index value is not within the permissible range (No), the process returns to step S701 and the processes of steps S701 to S704 are executed again. That is, if the index value is not within the permissible range, the voltage adjustment ratio 602 and the like are adjusted again.
  • the index value may not be within the permissible range.
  • the allowable range may be temporarily relaxed to shift to the step of adjusting the phase without delay.
  • step S705 the ripple is evaluated by the index value.
  • the index value evaluated here is, for example, the value acquired in the immediately preceding step S703.
  • the index value is evaluated again from the viewpoint of phase adjustment.
  • step S706 the voltage is supplied to the switching timings of the first switching circuit 303 and the second switching circuit 304 based on the evaluation result of the ripple by the evaluation of the index value in step S705, that is, the first transformer 306 and the second transformer 307.
  • the phase of the AC voltage is adjusted.
  • the computer system 120 generates switching timing adjustment information of the first switching circuit 303 and the second switching circuit 304 based on the evaluation result of the index value, and outputs the switching timing adjustment information to the computer system 305.
  • the computer system 305 generates each switching timing adjustment signal for adjusting the switching timing of the first switching circuit 303 and the second switching circuit 304 based on the input switching timing adjustment information, and the generated switching timing adjustment signal is the first. Output to 1 switching circuit 303 and 2nd switching circuit 304, respectively.
  • the computer system 120 when the computer system 305 has the configuration of FIG. 6, the computer system 120 generates the delay time 609 of FIG. 6 based on the evaluation result of the index value and outputs it to the computer system 305.
  • the computer system 305 generates a phase adjustment signal based on the input delay time 609, and outputs the generated phase adjustment signal to the phase shifter 608.
  • the phase may be adjusted by changing only the delay time of the second switching circuit 304 without changing the pulse waveform 607.
  • the computer system When a phase shifter is provided at the connection node with the first switching circuit 303, the computer system generates a phase adjustment signal for each phase shifter.
  • step S707 the ripple is evaluated by the index value acquired after the phase adjustment in step S706. Since the process of step S707 is the same as that of step S705, the details will be omitted.
  • step S708 it is determined whether or not the index value is within the allowable range based on the evaluation result in step S707. If the index value is within the allowable range (Yes), the ripple adjustment is completed. On the other hand, if the index value is not within the permissible range (No), the process returns to step S705, and the processes of steps S705 to S708 are executed again. That is, if the index value is not within the allowable range, the delay time 609 will be adjusted again. ⁇ Ripple reduction method (2)>
  • FIG. 11 is a flow chart showing another example of the ripple reduction method.
  • step S709 is added to FIG. 10, and the flow is such that the voltage can be adjusted after the voltage is adjusted and the phase is adjusted.
  • step S709 after adjusting the phase, it is determined whether or not the voltage readjustment is necessary. Whether or not to readjust the voltage may be selected by the user, or may be automatically determined, for example, by whether or not the index value after the phase adjustment is within a predetermined range. In this case, if the index value after the phase adjustment is not within a predetermined range, it is determined that the voltage needs to be readjusted (No). On the other hand, if the index value after the phase adjustment is within a predetermined range, it is determined that the voltage readjustment is not necessary (Yes).
  • FIGS. 10 and 11 show the case where the phase is adjusted after the voltage is adjusted, the voltage may be adjusted after the phase is adjusted. In this case, in step S709 of FIG. 11, it is determined whether or not the phase readjustment is necessary. ⁇ Main effects of this embodiment>
  • the DC high voltage source device 205 is connected to the electron gun 201, and the DC high voltage is used for electron irradiation. According to this configuration, it is possible to irradiate a high-quality electron beam with reduced ripple, and it is possible to improve the resolution in the inspection image.
  • the computer system 120 generates voltage adjustment information of the first variable DC voltage source 301 and the second variable DC voltage source 302 based on the evaluation result of ripple, and outputs the voltage adjustment information to the computer system 305. do.
  • the ripple can be evaluated without superimposing noise on the DC high voltage source device 205. This makes it possible to reduce the ripple more reliably.
  • the computer system 120 generates switching timing adjustment information of the first switching circuit 303 and the second switching circuit 304 based on the evaluation result of the ripple, and outputs the switching timing adjustment information to the computer system 305.
  • the ripple can be evaluated without superimposing noise on the DC high voltage source device 205. This makes it possible to reduce the ripple more reliably.
  • the index value is the resolution of the inspection image or the beam fluctuation amount synchronized with the switching frequency of the first switching circuit 303 or the second switching circuit 304. According to this configuration, the ripple can be evaluated without superimposing noise on the DC high voltage source device 205. This makes it possible to reduce the ripple more reliably.
  • the voltage adjustment ratio 602 and the delay time 609 are relative values. Therefore, even if the voltage value of the DC high voltage changes and the control signal 601 that controls the voltage value of the first variable DC voltage source 301 changes, ripple occurs without readjusting the voltage adjustment ratio 602 and the delay time 609. Can be reduced. Further, when the purpose is to reduce the machine difference between the devices, the voltage adjustment ratio 602 and the delay time 609 may be adjusted so as to be aligned with other devices, instead of setting each index value to the optimum value.
  • ripple for example, the index value of the SEM image and the measurement system outside the voltage source device are used to compensate according to the adjustment flowchart, and the target of this feedback system is limited to the voltage fluctuation of the partial discharge. Therefore, the voltage fluctuation can be reduced with higher accuracy.
  • the present disclosure is not limited to the above-described embodiment, and includes various modifications.
  • the cold cathode field emission type electron gun has been described as an example, but the present disclosure can also be applied to other electron guns and ion guns such as thermal electron guns and shotkey electron guns. be.
  • the control method and configuration of the present disclosure can be applied not only to an electron gun but also to a component of a charged particle beam lens barrel (column), a voltage supply to a data stage, and a DC high voltage source for an electrostatic chuck. ..
  • each member and the relative size described in the drawings are simplified and idealized in order to explain the present disclosure in an easy-to-understand manner, and may have a more complicated shape in mounting.

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Abstract

直流高電圧源装置は、第１可変直流電圧源と、第２可変直流電圧源と、第１可変直流電圧源の直流電圧から交流電圧を生成する第１スイッチング回路と、第２可変直流電圧源の直流電圧から交流電圧を生成する第２スイッチング回路と、第１スイッチング回路で生成される交流電圧を変圧する第１変圧器と、第２スイッチング回路で生成される交流電圧を変圧する第２変圧器と、第１変圧器から供給される変圧後の交流電圧と、第２変圧器から供給される変圧後の交流電圧と、に基づき直流高電圧を生成する直流高電圧生成回路と、コンピュータシステムとを含む第１電圧源を備えている。コンピュータシステムは、第１可変直流電圧源の直流電圧の電圧値と、第２可変直流電圧源の直流電圧の電圧値と、第１スイッチング回路のスイッチングタイミングと、第２スイッチング回路のスイッチングタイミングと、を独立して調整する。

Description

直流高電圧源装置および荷電粒子ビーム装置
　本開示は、直流高電圧源装置および直流高電圧源装置を備えた荷電粒子ビーム装置に関する。
　荷電粒子ビーム装置には、走査電子顕微鏡（Ｓｃａｎｎｉｎｇ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｉｃｒｏｓｃｏｐｅ：ＳＥＭ）、走査イオン顕微鏡（Ｓｃａｎｎｉｎｇ　Ｉｏｎ　Ｍｉｃｒｏｓｃｏｐｅ：ＳＩＭ）、収束イオンビーム（Ｆｏｃｕｓｅｄ　Ｉｏｎ　Ｂｅａｍ：ＦＩＢ）加工観察装置、透過電子顕微鏡（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｉｃｒｏｓｃｏｐｅ：ＴＥＭ）、走査透過電子顕微鏡（Ｓｃａｎｎｉｎｇ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｉｃｒｏｓｃｏｐｅ：ＳＴＥＭ）等がある。
　走査電子顕微鏡では、試料表面上で電子ビームを走査し、発生した信号電子を検出して画像化することによって、試料の拡大観察等が実施される。走査イオン顕微鏡では、イオンビームを走査することにより、試料の拡大観察等が実施される。収束イオンビーム加工観察装置では、イオンビームを用いた試料の加工や拡大観察が実施される。透過電子顕微鏡や走査透過電子顕微鏡では、薄膜状の試料を透過する電子を結像することにより拡大観察が実施される。
　このように、電子ビームやイオンビーム等の荷電粒子ビームを用いた荷電粒子ビーム装置は、様々な分野における微細構造の観察、測長、分析、加工等に用いられる。例えば半導体デバイスの製造ラインでは、走査電子顕微鏡を用いた欠陥観察、分析、パターン寸法の測長等が行われる。
　荷電粒子ビーム装置は、荷電粒子ビームを生成し加速するための荷電粒子銃を備える。荷電粒子銃は、荷電粒子源、引出電極、および加速電極を備える。荷電粒子銃では、荷電粒子源と引出電極との間に数ｋＶの直流高電圧を印加することで、荷電粒子ビームが生成され、引出電極と加速電極との間に数ｋＶから数百ｋＶの直流高電圧を印加することで、荷電粒子ビームが加速される。荷電粒子源と加速電極との間に印加される直流高電圧は、荷電粒子ビームのビームエネルギーに相当し、画像の分解能、焦点深度、試料の加工速度等の荷電粒子ビーム装置の性能を決める主要因の１つである。
　荷電粒子ビーム装置は、荷電粒子銃に印加する直流高電圧を生成するための直流高電圧源装置を備える。荷電粒子銃用の直流高電圧源装置の多くは、交流電圧を直流電圧に整流し昇圧するための、変圧器とコッククロフト・ウォルトン回路を備える。これらの変圧器およびコッククロフト・ウォルトン回路は、荷電粒子ビーム装置の使用環境において許容されるサイズの範囲内で、絶縁用樹脂材、絶縁用ガス、絶縁用オイル中に実装される。
　ところで、コッククロフト・ウォルトン回路では、交流電圧が印加される回路部品や配線が発する静電誘導ノイズおよび電磁誘導ノイズ等により、出力部の直流高電圧に交流成分(以下、「リップル」とも呼ぶ)が生じる。荷電粒子銃に印加する直流高電圧のリップルはエネルギー分散と等価である。このため、直流高電圧に生じるリップルは、荷電粒子ビーム装置の分解能を低下させる要因となってしまう。
　特許文献１には、高周波駆動電極と接地電位部間の距離調整機構を設けることで、両者間の浮遊容量を調整することによって、ノイズバランスを調整しリップルを完全に打ち消すシェンケル型の直流高電圧生成回路が開示されている。
　特許文献２には、対称型コッククロフト・ウォルトン回路に入力する二つの逆位相の交流電圧を可変するための電圧源を、変圧器の二次コイルに直列に追加することで、可動部なくリップルを低減する技術が開示されている。
特開平１１－２２５４７６号公報 特開昭６３－１５３７８８号公報
　可動調整によるリップル低減機構は、対称型コッククロフト・ウォルトン回路にも応用可能である。しかしながら、絶縁用ガスや絶縁用オイル中に実装される回路に特許文献１の技術を適用させるためには、ガス容器やオイル容器の外部から可動部を調整する必要があるが、極めて困難である。また、長期的には、可動部のずれによるリップルの再発生のおそれもある。さらに、絶縁用樹脂材によってモールド(固定)される回路に対しては、可動部を設けることができない。
　特許文献２には、リップル測定回路を備え、測定したリップル値が所望の値になるように可変電圧を制御する旨、記載されている。しかし、この構成では、以下のような課題がある。
　（１）波形の不一致による残留リップル
　特許文献２には、可変用電圧は、変圧器の二次コイルに励起される電圧波形と同位相で、振幅は電圧調整機構より制御する旨、記載されているが、具体的なコンピュータシステムおよび制御方法について記載されていない。変圧器の一次コイルに供給される交流電圧は、直流電圧に対しスイッチング素子をオン・オフすることで生成される。
　生成された交流電圧は、変圧器の一次コイルのインダクタンスによって正弦波のような歪み波形となる。変圧器の二次コイルには、一次コイルと同じ電圧波形が振幅を変えて励起されるが、出力段のリップルを完全に打ち消すためには、可変用電圧源においても同じ電圧波形を生成する必要がある。
　二次コイルに励起される電圧波形と可変用電圧波形とが一致しない場合、リップルが残留し、高電圧化に伴いリップルは大きくなる。また、両者の波形が一致し、リップルを完全に打ち消すことができたとしても、直流高電圧の出力値を変えると電圧波形の振幅が変わるためにリップルが再発し、可変用電圧源の振幅を再調整する必要がある。
　（２）リップル測定回路へのノイズ重畳
　変圧器やコッククロフト・ウォルトン回路の交流印加部が発するノイズがリップル測定回路に重畳すると、直流高電圧の実際のリップル波形と、リップル測定回路において測定したリップル波形との間に差異が生じる。このため、リップル測定値を指標として実出力のリップルをゼロに調整することは極めて困難となる。直流高電圧源を小型化するほど、ノイズがリップル測定回路に重畳しやすくなり、このような現象が顕在化する。
　このような事情に鑑み、本開示は、直流高電圧に生じるリップルを低減させることを目的とする。
　本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
　本開示の代表的な実施の形態による直流高電圧源装置は、第１可変直流電圧源と、第２可変直流電圧源と、第１可変直流電圧源の直流電圧から交流電圧を生成する第１スイッチング回路と、第２可変直流電圧源の直流電圧から交流電圧を生成する第２スイッチング回路と、第１スイッチング回路で生成される交流電圧を変圧する第１変圧器と、第２スイッチング回路で生成される交流電圧を変圧する第２変圧器と、第１変圧器から供給される変圧後の交流電圧と、第２変圧器から供給される変圧後の交流電圧と、に基づき直流高電圧を生成する直流高電圧生成回路と、コンピュータシステムとを含む第１電圧源を備えている。コンピュータシステムは、第１可変直流電圧源の直流電圧の電圧値と、第２可変直流電圧源の直流電圧の電圧値と、第１スイッチング回路のスイッチングタイミングと、第２スイッチング回路のスイッチングタイミングと、を独立して調整する。
　本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。
　すなわち、本開示の代表的な実施の形態によれば、直流高電圧に生じるリップルを低減させることが可能となる。
本開示の実施の形態１に係る直流高電圧源装置の構成の一例を示す図である。 第１電圧源の一例を示す回路ブロック図である。 スイッチング回路のスイッチングタイミングを例示する図である。 直流高電圧生成回路の一例を示す回路図である。 直流高電圧生成回路の他の例を示す回路図である。 本開示の実施の形態１の変形例に係るコンピュータシステムの構成の一例を示す回路ブロック図である。 本開示の実施の形態２に係る第１電圧源の一例を示す回路ブロック図である。 本開示の実施の形態３に係る荷電粒子ビーム装置の構成の一例を示す図である。 本開示の実施の形態２における電子銃と直流高電圧源装置との接続関係を例示する図である。 リップル低減方法の一例を示すフロー図である。 リップル低減方法の他の例を示すフロー図である。
　以下、本開示の実施の形態を、図面を参照しつつ説明する。以下で説明する各実施の形態は、本開示を実現するための一例であり、本開示の技術範囲を限定するものではない。なお、実施例において、同一の機能を有する部材には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は、特に必要な場合を除き省略する。
　（実施の形態１）
　＜直流高電圧源装置の構成＞
　図１は、本開示の実施の形態１に係る直流高電圧源装置の構成の一例を示す図である。図１に示すように、直流高電圧源装置２０５は、第２電圧源２０６、第１電圧源２０７を備えている。上流側に第１電圧源２０７、下流側に第２電圧源２０６がそれぞれ設けられ、第２電圧源２０６および第１電圧源２０７は、直列に接続される。
　第１電圧源２０７の正極性端子は接地されている。直流高電圧源装置２０５は、第１電圧源２０７の出力電圧に第２電圧源２０６の出力電圧を加算し、その加算電圧を出力する。ただし、直流高電圧源装置２０５は、第１電圧源２０７のみで構成されても構わない。
　図２は、第１電圧源の一例を示す回路ブロック図である。なお、第２電圧源２０６も、以下で説明する第１電圧源２０７と同様の構成を備えてもよい。第１電圧源２０７は、数十ｋＶ～数百ｋＶの直流高電圧を生成する回路である。図２に示すように、第１電圧源２０７は、第１可変直流電圧源３０１、第２可変直流電圧源３０２、第１スイッチング回路３０３、第２スイッチング回路３０４、コンピュータシステム３０５、第１変圧器３０６、第２変圧器３０７、直流高電圧生成回路３０８、およびローパスフィルター３０９を備えている。
　本開示の直流高電圧源装置２０５は、例えばコッククロフト・ウォルトン回路等の直流高電圧生成回路３０８を使う製品に適用可能である。
　第１可変直流電圧源３０１は、第１スイッチング回路３０３の入力端と接続されている。第１スイッチング回路３０３の出力端は、第１変圧器３０６の入力端と接続されている。第１変圧器３０６の出力端は、直流高電圧生成回路３０８の第１入力端４０１（図３）と接続されている。第２可変直流電圧源３０２は、第２スイッチング回路３０４の入力端と接続されている。第２スイッチング回路３０４の出力端は、第２変圧器３０７の入力端と接続されている。第２変圧器３０７の出力端は、直流高電圧生成回路３０８の第２入力端４０２（図３）と接続されている。直流高電圧生成回路３０８の出力端は、ローパスフィルター３０９の入力端と接続されている。ローパスフィルター３０９の出力端は、第２電圧源２０６の入力端と接続されている。
　図３は、スイッチング回路のスイッチングタイミングを例示する図である。コンピュータシステム３０５は、第１可変直流電圧源３０１の電圧値および第２可変直流電圧源３０２の電圧値をそれぞれ独立に可変制御する。また、コンピュータシステム３０５は、第１スイッチング回路３０３および第２スイッチング回路３０４のスイッチングタイミングをそれぞれ独立に可変制御する。図３に示すように、第１スイッチング回路３０３および第２スイッチング回路３０４のオン・オフのタイミングは、互いに逆にタイミングになっている。すなわち、第１電圧源２０７の動作時、第１スイッチング回路３０３がオンのとき、第２スイッチング回路３０４はオフであり、第１スイッチング回路３０３がオフのとき、第２スイッチング回路３０４はオンしている。図３では、ハイレベルのときスイッチング回路がオン状態を示し、ローレベルのときスイッチング回路はオフ状態を示しているものとする。このように、第１スイッチング回路３０３および第２スイッチング回路３０４のオン・オフを交互に切り替えることにより、互いに逆位相の交流電圧がそれぞれ生成される。
　コンピュータシステム３０５は、第１可変直流電圧源３０１、第２可変直流電圧源３０２の電圧値を制御することで、対応する第１変圧器３０６、第２変圧器３０７へ入力される交流波形の電圧を制御することができる。また、コンピュータシステム３０５は、第１スイッチング回路３０３、第２スイッチング回路３０４のスイッチングのタイミングを制御することで、交流波形の位相を制御することができる。
　なお、前述した特許文献２では、変圧器二次コイルの電圧波形の電圧を調整するために、別電圧波形を加算しているが、直流高電圧のノイズを完全に打ち消すためには、調整される電圧波形と加算電圧波形とを一致させなければならない。一方、本実施の形態では、交流電圧の電圧および位相を直接調整しているので、このような特許文献２の課題は生じない。
　コンピュータシステム３０５による、第１可変直流電圧源３０１の電圧値および第２可変直流電圧源３０２の電圧値の制御、第１スイッチング回路３０３および第２スイッチング回路３０４のスイッチングタイミング制御は、例えば、直流高電圧源装置２０５の外部に設けられたリップル測定装置によるリップルの測定結果に基づいて行われる。なお、直流高電圧源装置２０５内、あるいは、直流高電圧源装置２０５の周辺でリップルを測定すると、前述したように、測定回路にノイズが重畳し、リップルを正確に測定できなくなる。このため、リップルの測定は外部装置で行われることが望ましい。
　コンピュータシステム３０５は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）で構成されてもよい。
　第１スイッチング回路３０３および第２スイッチング回路３０４のスイッチング制御により生成される交流電圧は、第１変圧器３０６、第２変圧器３０７においてそれぞれ昇圧された後、直流高電圧生成回路３０８において直流高電圧が生成される。ローパスフィルター３０９は、例えば抵抗およびコンデンサで構成され、直流高電圧生成回路３０８の出力（直流高電圧）のリップルを低減し、リップルを低減した直流高電圧を出力する。
　＜＜対称型コッククロフト・ウォルトン回路＞＞
　図４は、直流高電圧生成回路の一例を示す回路図である。図４では、直流高電圧生成回路３０８として、対称型コッククロフト・ウォルトン回路が例示されている。対称型コッククロフト・ウォルトン回路は、第１変圧器３０６からの交流電圧（第１スイッチング回路３０３からの交流電圧）が第１入力端４０１へ入力され、第２変圧器３０７からの交流電圧（第２スイッチング回路３０４からの交流電圧）が第２入力端４０２へ入力される。このように、対称型コッククロフト・ウォルトン回路は、２入力の直流高電圧生成回路である。
　対称型コッククロフト・ウォルトン回路は、図４に示すように、第１入力端４０１と出力端４０５との間のコンデンサおよびダイオードの配置と、第２入力端４０２と出力端４０５との間のコンデンサおよびダイオードの配置とが対称になっている。
　なお、図４の対称型コッククロフト・ウォルトン回路では、交流駆動されるコンデンサ群４０３と出力端４０５と間の浮遊容量４０６、およびコンデンサ群４０４と出力端４０５との間の浮遊容量４０７を介して、静電誘導ノイズが出力端４０５に重畳するが、浮遊容量４０６からのノイズと浮遊容量４０７からのノイズが打ち消し合うため、出力段のリップルは低減される。
　＜＜基本型コッククロフト・ウォルトン回路＞＞
　図５は、直流高電圧生成回路の他の例を示す回路図である。図５では、直流高電圧生成回路３０８として基本型コッククロフト・ウォルトン回路が例示されている。図５に示す基本型コッククロフト・ウォルトン回路は、図４の対称型コッククロフト・ウォルトン回路のうち、第２入力端４０２側の回路が削除された、１入力の直流高電圧生成回路である。第２入力端４０２は、配線（信号線）５０１と接続されているが出力端４０５とは接続されていない。直流高電圧生成回路３０８の第２入力端４０２側は、対称型コッククロフト・ウォルトン回路と同様、第１入力端４０１とは逆位相の交流電圧で駆動する。出力端４０５におけるノイズは、配線５０１と出力端４０５との間の浮遊容量４０７によって打ち消され、リップルが低減される。
　図４または図５のコッククロフト・ウォルトン回路を採用すると、出力端４０５でのノイズが打ち消され、リップルが低減されるが、回路部品の特性および配置のばらつきによってはノイズの完全な打ち消しは困難となりリップルが残留することとなる。残留リップルは、出力を高電圧化するに従い、または電圧源を小型化するに従い大きくなるため、直流高電圧源の高電圧化、小型化、および低リップル化(高精度化)の三つの両立は困難とされてきた。
　しかし、すでに述べた通り、コンピュータシステム３０５は、コッククロフト・ウォルトン回路に入力される２つの逆位相の交流電圧に対し、波形形状を維持したまま電圧と位相とをそれぞれ独立に制御することができるので、従来に比べ直流高電圧のノイズを大幅に低減させることが可能である。
　＜＜直流高電圧生成回路の他の例＞＞
　直流高電圧生成回路３０８は、複数のダイオードおよび複数のコンデンサで構成され、第１スイッチング回路３０３で生成される交流電圧および第２スイッチング回路３０４で生成される交流電圧が入力される２入力の整流回路で構成されてもよい。
　また、直流高電圧生成回路は、第１スイッチング回路３０３で生成される交流電圧および第２スイッチング回路３０４で生成される交流電圧が入力される２入力のシェンケル型の直流高電圧生成回路で構成されてもよい。これらの構成においても、高電圧を生成しつつ、リップルを低減させることが可能である。
　＜その他の構成＞
　第１スイッチング回路３０３、第２スイッチング回路３０４に代えて、第１増幅回路、第２増幅回路が設けられてもよい。この場合、第１増幅回路および第２増幅回路は、コンピュータシステム３０５からの交流信号を増幅し、増幅した交流信号を第１変圧器および第２変圧器にそれぞれ供給することとなる。また、第１変圧器３０６および第２変圧器３０７を備えずに、第１増幅回路および第２増幅回路が出力する交流電圧を、直流高電圧生成回路３０８へ直接に供給するようにしてもよい。これらの構成においても、高電圧を生成しつつ、リップルを低減させることが可能である。
　これらの場合、第１可変直流電圧源３０１、第２可変直流電圧源３０２を省略することが可能である。そして、コンピュータシステム３０５は、リップルの計測結果に基づき、交流電圧の電圧（振幅）および位相を調整する。
　＜本実施の形態による主要な効果＞
　本実施の形態によれば、コンピュータシステム３０５は、第１可変直流電圧源３０１の直流電圧の電圧値と、第２可変直流電圧源３０２の直流電圧の電圧値と、第１スイッチング回路３０３のスイッチングタイミングと、第２スイッチング回路３０４のスイッチングタイミングと、を独立して調整する。この構成によれば、直流高電圧に生じるリップルを低減させることが可能となる。
　また、本実施の形態によれば、直流高電圧生成回路は、２入力の対称型コッククロフト・ウォルトン回路で構成される。この構成によれば、入力端から出力端までの回路構成が入力端の間で対称であるため、高電圧が得られつつ、リップルを低減しやすくなる。
　なお、回路の実装形態によっては、コンデンサ群４０３、４０４とローパスフィルター３０９との間にも浮遊容量が存在し、静電誘導ノイズがローパスフィルターをバイパスし、フィルターの作用なくリップルとして現れることがある。しかし、この場合でも、コンピュータシステム３０５が、第１可変直流電圧源３０１の電圧値および第２可変直流電圧源３０２の電圧値の制御、第１スイッチング回路３０３および第２スイッチング回路３０４のスイッチング制御を行うことにより、静電誘導ノイズを含んだ直流高電圧のリップルを低減させることが可能である。
　また、本実施の形態では、直流高電圧生成回路３０８に入力される各交流電圧の調整によりリップルを低減できるので、ローパスフィルター３０９を省略することができる。これにより、直流高電圧源装置２０５としての応答性を向上させることが可能となる。
　また、本実施の形態によれば、直流高電圧生成回路３０８は、１入力の基本型コッククロフト・ウォルトン回路で構成される。このとき、直流高電圧生成回路３０８は、第２スイッチング回路３０４で生成される交流電圧が入力される入力端と、入力端と接続され出力端と静電結合する配線５０１を備えている。この構成によれば、直流高電圧生成回路３０８の構成を簡略化しつつ、直流高電圧のリップルを低減させることが可能である。
　変圧器の二次コイルおよびコックロフト・ウォルトン回路の部品には、直流高電圧が放電されたときにサージ電流・電圧が発生するおそれがある。このため、変圧器の二次コイルと直列に可変用電圧源を追加することは、放電による故障リスクの増加につながる可能性がある。
　しかし、本実施の形態によれば、第１変圧器３０６との間に第１スイッチング回路３０３が設けられている。また、第２可変直流電圧源３０２と第２変圧器３０７との間に第２スイッチング回路３０４が設けられている。このように、放電サージが回り込みにくい変圧器の一次コイル側に可変直流電圧源とスイッチング回路とが設けられることで、故障リスクを低減させることが可能である。
　［変形例］
　次に、本実施の形態の変形例について説明する。本変型例では、コンピュータシステムがディジタル回路方式で構成される。図６は、本開示の実施の形態１の変形例に係るコンピュータシステムの構成の一例を示す回路ブロック図である。
　図６のコンピュータシステム３０５は、ディジタル乗算器６０３、第１可変直流電圧源３０１に対応する第１ディジタル-アナログ変換器６０５、第２可変直流電圧源３０２に対応する第２ディジタル－アナログ変換器６０６、位相シフター６０８を備えている。
　本変型例におけるコンピュータシステム３０５は、例えばＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等のディジタル回路で構成されてもよいし、少なくとも一部にアナログの乗算器や遅延回路が含まれてもよい。
　コンピュータシステム３０５には、出力される直流高電圧に応じて、第１可変直流電圧源３０１の電圧値を制御するための制御信号６０１および電圧調整比６０２がそれぞれ設定される。ここで、制御信号６０１は、第１可変直流電圧源３０１の電圧を規定する信号であり、電圧調整比６０２は、第１可変直流電圧源３０１に対する第２可変直流電圧源３０２の電圧の比率を示す値である。なお、制御信号６０１および電圧調整比６０２は、外部から入力されたものでもよいし、入力された信号に基づきコンピュータシステム３０５内部で生成されてもよい。
　制御信号６０１は、第１ディジタル－アナログ変換器６０５によりアナログ信号に変換される。変換後のアナログ信号が第１可変直流電圧源３０１に供給されることで、第１可変直流電圧源３０１の電圧が制御（調整）される。
　一方、ディジタル乗算器６０３は、制御信号６０１と電圧調整比６０２と乗算する。乗算値は、第２ディジタル－アナログ変換器６０６によりアナログ信号に変換される。変換後のアナログ信号が第２可変直流電圧源３０２に供給されることで、第２可変直流電圧源３０２の電圧が制御（調整）される。
　なお、制御信号６０１が第２可変直流電圧源３０２の電圧を規定し、電圧調整比６０２が、第２可変直流電圧源３０２に対する第１可変直流電圧源３０１の電圧の比率を示す値として規定され、ディジタル乗算器６０３の乗算値が第１可変直流電圧源３０１に入力されてもよい。
　また、コンピュータシステム３０５には、出力される直流高電圧に応じて、第１スイッチング回路３０３のスイッチングタイミングを制御する周期的なパルス波形６０７および遅延時間６０９がそれぞれ設定される。ここで、遅延時間６０９は、第１可変直流電圧源３０１に対する第２可変直流電圧源３０２のスイッチングタイミングの時間差を規定する値である。なお、パルス波形６０７および遅延時間６０９は、外部から入力されたものでもよいし、入力された信号に基づきコンピュータシステム３０５内部で生成されてもよい。
　パルス波形６０７は、第１スイッチング回路３０３へ供給される。これにより、第１スイッチング回路３０３のスイッチングタイミングが調整され、第１変圧器３０６へ入力される交流電圧の位相が調整される。一方、位相シフター６０８は、遅延時間６０９に基づき、パルス波形６０７に遅延を与えることで、第２スイッチング回路３０４のスイッチングタイミングを調整し、パルス波形６０７の位相を所定の値分シフトさせることができる。位相シフトされたパルス波形６０７は、第２スイッチング回路３０４へ供給される。これにより、第２変圧器３０７へ入力される交流電圧の位相が制御される。
　なお、第１スイッチング回路３０３側にのみ位相シフターが設けられてもよいし、第１スイッチング回路３０３側および第２スイッチング回路３０４側の両方に位相シフターが設けられてもよい。
　本変型例においても、前述した各効果を得ることができる。
　（実施の形態２）
　次に、実施の形態２について説明する。本実施の形態の直流高電圧源装置は、直流高電圧の出力先装置での部分放電による電圧変動を補正するフィードバック機能を備えた構成となっている。図７は、本開示の実施の形態２に係る第１電圧源の一例を示す回路ブロック図である。図７の第１電圧源２０７は、図２に対し、ローパスフィルター３０９が削除され、ハイパスフィルター８０１、およびバンドパスフィルター８０２が追加された構成となっている。図７に示すように、直流高電圧生成回路３０８の出力端とコンピュータシステム３０５との間に、ハイパスフィルター８０１とバンドパスフィルター８０２とが直列に接続されている。
　なお、バンドパスフィルター８０２は、ローパスフィルターでも構わない。ただし、部分放電の電圧変動に追従できる応答性を実現するため、遮断周波数の十分高いローパスフィルターが用いられる。
　ハイパスフィルター８０１の入力端は、直流高電圧生成回路３０８の出力端と接続されている。ハイパスフィルター８０１の出力端は、バンドパスフィルター８０２の入力端と接続されている。バンドパスフィルター８０２の出力端は、コンピュータシステム３０５の入力端と接続されている。したがって、本実施の形態の第１電圧源２０７は、直流高電圧生成回路３０８で生成された直流高電圧がそのまま出力される構成となっている。
　ハイパスフィルター８０１は、例えば、コンデンサおよび抵抗で構成される。ハイパスフィルター８０１により、直流高電圧の交流成分が検出される。この交流成分には、主に部分放電による電圧変動成分と、コッククロフト・ウォルトン回路の駆動周波数をもつリップル成分とが混在するが、バンドパスフィルター８０２またはローパスフィルターを介して、リップル成分が除去され、主に部分放電による電圧変動成分のみがコンピュータシステム３０５へ入力されるようになっている。
　コンピュータシステム３０５は、部分放電による電圧変動を補正するように、例えば図６の制御信号６０１を可変することで、第１可変直流電圧源３０１および第２可変直流電圧源３０２の電圧を制御する。
　図２においても、コンピュータシステム３０５による電圧および位相の制御によりリップルは殆んど発生しないが、部分放電による電圧変動を補正するためのフィードバックは想定されていないため、ローパスフィルター３０９が設けられていた。一方、本実施の形態では、ローパスフィルターを無くすことで、リップルの発生を抑えつつ、部分放電の電圧変動に追従する高速な応答性を実現できるようになっている。
　これにより、部分放電による電圧変動を低減し、直流高電圧の出力先の装置性能の劣化を防止することができる。
　また、フィードバック信号に対して閾値を設けることで部分放電の回数をカウントし、絶縁破壊に至る前にユーザへ警告することで、故障前に直流高電圧源装置を交換でき、直流高電圧の出力先の装置、すなわち、直流高電圧源装置と接続される装置の稼働率を向上させることが可能となる。
　（実施の形態３）
　次に、実施の形態３について説明する。本実施の形態では、直流高電圧源装置の使用例として荷電粒子ビーム装置について説明する。
　＜荷電粒子ビーム装置の構成＞
　図８は、本開示の実施の形態３に係る荷電粒子ビーム装置の構成の一例を示す図である。以下では、荷電粒子ビーム装置として走査電子顕微鏡を例に挙げて説明する。走査電子顕微鏡１０では、荷電粒子ビーム（１０３）の生成のために直流高電圧源装置が用いられる。荷電粒子には、例えば電子やイオン等が含まれる。
　図８に示すように、走査電子顕微鏡１０は、電子銃（荷電粒子銃）２０１、集束レンズの一形態であるコンデンサレンズ１０４、走査偏向器１０５、対物レンズ１０６、真空試料室１０７、変換電極１１２、検出器１１３、コンピュータシステム（荷電粒子ビーム装置コンピュータシステム）１２０等を備えている。真空試料室１０７には、試料ステージ１０８および試料ステージ１０８に載置された試料１０９が配置されている。電子銃２０１は、電子源１０１や引出電極１０２等を備えて、直流高電圧源装置２０５から供給される直流高電圧により電子ビーム１０３を試料１０９へ向けて照射する。なお、電子銃２０１の構成については、後で詳しく説明する。
　電子ビーム１０３は、電子源１０１から引出電極１０２によって引き出され、図示しない加速電極により試料１０９へ向けて加速する。電子ビーム１０３は、コンデンサレンズ１０４により絞られた後、対物レンズ１０６のレンズ作用により集束され、試料１０９へ照射される。このとき、電子ビーム１０３は、走査偏向器１０５によりビームの方向が制御され、試料１０９を１次元的または２次元的に走査する。
　また、電子ビーム１０３は、試料１０９へ到達する前に、試料ステージ１０８に内蔵された図示しない電極に印加される電圧により減速される。例えば、電子の場合、試料ステージ１０８の電極には負電圧が印加される。
　電子ビーム１０３が試料１０９に照射されると、ビーム照射個所から２次電子や後方散乱電子を含む電子１１０が放出される。電子１１０は、試料１０９に印加される電圧に基づく加速作用によって、電子源１０１側へ加速される。電子１１０が変換電極１１２に衝突すると、２次電子１１１が放出される。変換電極１１２から放出された２次電子１１１は、検出器１１３によって捕捉され、捕捉された２次電子量によって、検出器１１３の出力が変化する。この出力に応じて図示しない表示装置の輝度が変化する。例えば２次元像を形成する場合、走査偏向器１０５への偏向信号と、検出器１１３の出力との同期をとることにより、走査領域の画像を形成する。なお、走査偏向器１０５には、視野内を２次元的に走査する偏向信号に加え、視野を移動させるための偏向信号が重畳して供給されてもよい。
　偏向信号による電子ビームの偏向は、イメージシフト偏向とも呼ばれ、試料ステージ１０８により試料１０９を移動させることなく、電子顕微鏡の視野位置の移動を可能とするものである。本実施形態ではイメージシフト偏向と走査偏向とを共通の偏向器によって実施する例が示しているが、イメージシフト用の偏向器と走査用の偏向器とが別に設けられてもよい。
　コンピュータシステム１２０は、例えば、走査電子顕微鏡１０の各構成部を制御する機能、検出された電子に基づいて画像を形成する機能、ラインプロファイルと呼ばれる検出電子の強度分布に基づいて、試料上に形成されたパターンのパターン幅を測定する機能等を備えている。
　また、コンピュータシステム１２０は、真空試料室１０７内の静電チャックに設けられる圧力計１３０のモニタ結果に基づいて、試料１０９あるいは試料ステージ１０８に対する印加電圧を制御や走査電子顕微鏡１０の制御を行うことで、測定を実行または中断させる。
　コンピュータシステム１２０には、検出信号に基づいて生成された画像を評価するコンピュータシステムを備え、コンピュータシステムにおいて各演算処理が実行される。なお、画像を評価するコンピュータシステムは、走査電子顕微鏡１０の各種制御を行うコンピュータシステムとは別体で設けられてもよい。
　コンピュータシステム１２０で実行させる各種プログラムを格納する記憶媒体を備えている。このプログラムには、走査電子顕微鏡１０の各構成要素を駆動させるプログラムや、後述する図１０、図１１のフローを実行するプログラム等が含まれる。また、この記憶媒体は、直流高電圧源装置２０５のコンピュータシステム３０５で実行させるプログラムを格納してもよい。なお、コンピュータシステム３０５が、自身で実行させるプログラムを格納してもよい。また、これらの記憶媒体は、コンピュータシステム１２０、３０５とは別体で設けられてもよい。
　図９は、本開示の実施の形態２における電子銃と直流高電圧源装置との接続関係を例示する図である。図９に示すように、電子銃２０１および直流高電圧源装置２０５は、接続ケーブルＣＡＢを介して互いに接続されている。例えば、電子銃２０１は直流高電圧源装置２０５の出力端と接続ケーブルＣＡＢを介して接続されている。電子銃２０１は、例えば冷陰極電界放出型(Cold Field Emission)電子銃である。
　本実施の形態では、直流高電圧源装置２０５の少なくとも一部は、絶縁用ガス、絶縁用オイル、または絶縁用樹脂材のいずれかに実装される。絶縁材を用いることで直流高電圧源装置２０５の絶縁力を向上させることができるので、直流高電圧源装置２０５を小型化することが可能となる。なお、直流高電圧源装置２０５が小型化されることで、静電結合やノイズ重畳が発生しやすくなる可能性があるが、直流高電圧生成回路３０８の入力系統ごとに、可変直流電圧源の電圧、スイッチング回路のスイッチングタイミングをそれぞれ調整することができるので、リップル低減の制御に影響はない。
　電子銃２０１は、図９に示すように、電子のエミッタとなる電子源１０１、引出電極１０２、加速電極２０４を備えている。電子源１０１は、配線２０９を介して、第２電圧源２０６の出力端と接続されており、電子源１０１には、直流高電圧源装置２０５で生成された直流高電圧が供給される。
　第１エンクロージャー２１０は、第２電圧源２０６、電流源２０８、配線２０９、電子源１０１を覆うように設けられている。また、図９に示すように、第１エンクロージャー２１０は、第１電圧源２０７の出力端と引出電極１０２とを接続している。第２エンクロージャー２１１は、第１電圧源２０７、第１エンクロージャー２１０を覆うように設けられている。すなわち、第２エンクロージャー２１１は、直流高電圧源装置２０５の筐体の機能を備えている。第２エンクロージャー２１１（すなわち筐体）は、グラウンドに接地され、加速電極２０４をグラウンドと接続している。これにより、加速電極２０４の電位は、第１電圧源２０７の基準電位（図９では接地（グラウンド）電位）に設定される。
　これにより、加速電極２０４と引出電極１０２との間に印加電圧が生成され、この電圧に重畳する第２電圧源２０６により引出電極１０２と電子源１０１間の印加電圧が生成される。
　一方、一般的な構成として、第１電圧源２０７により加速電極２０４と電子源１０１との間の印加電圧を生成し、この電圧に重畳する第２電圧源２０６により電子源１０１と引出電極１０２との間の印加電圧を生成することもできる。いずれの構成においても、第２電圧源２０６で数ｋＶの直流高電圧が、第１電圧源２０７で数十から数百ｋＶの直流高電圧がそれぞれ生成される。
　図９の直流高電圧源装置２０５では、第２電圧源２０６の出力端に２本の配線２０９が接続され、そのうちの一方に電流源２０８が設けられている。電流源２０８は、第２電圧源２０６の出力端に対して直列接続されており、粒子等で汚染された電子源１０１をクリーニングするための電流を配線２０９を介して電子源１０１に供給する。
　＜リップル低減方法（１）＞
　次に、荷電粒子ビーム装置におけるリップル低減方法の例について説明する。図１０は、リップル低減方法の一例を示すフロー図である。図１０には、ステップＳ７０１～Ｓ７０８が含まれる。ステップＳ７０１～Ｓ７０４は、電圧の調整に関わるステップであり、ステップＳ７０５～Ｓ７０８は、位相の調整に関わるステップである。
　ステップＳ７０１において、図８のコンピュータシステム１２０は、取得した指標値によりリップルの評価を行う。指標値として、例えば、ＳＥＭ画像（検査画像）の分解能、スイッチング周波数と同期するビーム揺れ量等が指標値として用いられる。また、これら以外にも、直流高電圧源装置２０５の出力を、装置外部のリップル計測装置に接続し、リップル計測装置により直接計測したリップル計測値を指標値としてもよい。いずれの指標値の取得時においても、直流高電圧源装置の内部に備える測定系は用いられない。
　ステップＳ７０２では、ステップＳ７０１における指標値の評価によるリップルの評価結果に基づく第１可変直流電圧源３０１、第２可変直流電圧源３０２の電圧の調整が行われる。コンピュータシステム１２０は、リップルの評価結果に基づき、第１可変直流電圧源３０１および第２可変直流電圧源３０２の電圧調整情報を生成し、コンピュータシステム３０５へ出力する。コンピュータシステム３０５は、入力された電圧調整情報に基づき、第１可変直流電圧源３０１および第２可変直流電圧源３０２の電圧を調整するそれぞれの電圧調整信号を生成し、生成した電圧調整信号を第１可変直流電圧源３０１および第２可変直流電圧源３０２へそれぞれ出力する。
　あるいは、コンピュータシステム３０５が図６の構成である場合、コンピュータシステム１２０は、指標値の評価結果に基づき、図６の制御信号６０１および電圧調整比６０２を生成し、コンピュータシステム３０５へ出力する。コンピュータシステム３０５は、入力された制御信号６０１および電圧調整比６０２に基づき、アナログ信号の電圧調整信号をそれぞれ生成し、生成した電圧調整信号を第１可変直流電圧源３０１および第２可変直流電圧源３０２へそれぞれ出力する。なお、制御信号６０１は変更せず、電圧調整比６０２のみ変更することで電圧の調整を行ってもよい。
　このように、第１可変直流電圧源３０１および第２可変直流電圧源３０２の電圧の調整が行われる。
　ステップＳ７０３では、ステップＳ７０２における電圧調整後に取得した指標値によるリップルの評価を行う。ステップＳ７０３の処理は、ステップＳ７０１と同様であるので、詳細は省略する。
　ステップＳ７０４では、ステップＳ７０３における評価結果に基づき、指標値が許容範囲内であるかどうかが判定される。指標値が許容範囲内である場合（Ｙｅｓ）、ステップＳ７０５の処理が実行される。一方、指標値が許容範囲内でない場合（Ｎｏ）、ステップＳ７０１に戻り、ステップＳ７０１～Ｓ７０４の処理が再度実行される。すなわち、指標値が許容範囲内でない場合、電圧調整比６０２等の調整が再度行われることとなる。
　なお、ステップＳ７０４までは、位相の調整が行われていないので、指標値が許容範囲に入らない場合もあり得る。この場合には、一時的に許容範囲を緩和することで、遅滞なく位相の調整を行うステップへ移行させるようにしてもよい。
　ステップＳ７０５では、指標値によるリップルの評価が行われる。ここで評価される指標値は、例えば、直前のステップＳ７０３において取得した値である。ステップＳ７０５では、位相調整の観点から指標値の評価を再度行う。
　ステップＳ７０６では、ステップＳ７０５における指標値の評価による、リップルの評価結果に基づく第１スイッチング回路３０３、第２スイッチング回路３０４のスイッチングタイミング、すなわち、第１変圧器３０６、第２変圧器３０７に供給される交流電圧の位相の調整が行われる。コンピュータシステム１２０は、指標値の評価結果に基づき、第１スイッチング回路３０３、第２スイッチング回路３０４のスイッチングタイミング調整情報を生成し、コンピュータシステム３０５へ出力する。コンピュータシステム３０５は、入力されたスイッチングタイミング調整情報に基づき、第１スイッチング回路３０３および第２スイッチング回路３０４のスイッチングタイミングを調整するそれぞれのスイッチングタイミング調整信号を生成し、生成したスイッチングタイミング調整信号を第１スイッチング回路３０３および第２スイッチング回路３０４へそれぞれ出力する。
　あるいは、コンピュータシステム３０５が図６の構成の場合、コンピュータシステム１２０は、指標値の評価結果に基づき、図６の遅延時間６０９を生成し、コンピュータシステム３０５へ出力する。コンピュータシステム３０５は、入力された遅延時間６０９に基づき位相調整信号を生成し、生成した位相調整信号を位相シフター６０８へ出力する。なお、パルス波形６０７は変更せず、第２スイッチング回路３０４の遅延時間のみ変更することで位相の調整を行ってもよい。なお、第１スイッチング回路３０３との接続ノードに位相シフターが設けられる場合、コンピュータシステムは、位相シフターごとの位相調整信号を生成する。
　このように、第１スイッチング回路３０３、第２スイッチング回路３０４で生成される交流電圧の位相の調整が行われる。
　ステップＳ７０７では、ステップＳ７０６における位相調整後に取得した指標値によるリップルの評価を行う。ステップＳ７０７の処理は、ステップＳ７０５と同様であるので、詳細は省略する。
　ステップＳ７０８では、ステップＳ７０７における評価結果に基づき、指標値が許容範囲内であるかどうかが判定される。指標値が許容範囲内である場合（Ｙｅｓ）、リップルの調整は終了する。一方、指標値が許容範囲内でない場合（Ｎｏ）、ステップＳ７０５に戻り、ステップＳ７０５～Ｓ７０８の処理が再度実行される。すなわち、指標値が許容範囲内でない場合、遅延時間６０９の調整が再度行われることとなる。
　＜リップル低減方法（２）＞
　次に、荷電粒子ビーム装置におけるリップル低減方法の他の例について説明する。図１１は、リップル低減方法の他の例を示すフロー図である。図１１では、図１０にステップＳ７０９が追加されており、電圧の調整および位相の調整が行われた後、電圧の調整ができるようなフローとなっている。
　ステップＳ７０９では、位相の調整を行った後、電圧の再調整が必要ないかどうかが判定される。電圧の再調整を行うかどうかは、ユーザーが選択してもよいし、例えば位相調整後の指標値が所定の範囲内にあるかどうかによって自動で判断されてもよい。この場合、位相調整後の指標値が所定の範囲内でなければ、電圧の再調整が必要であると判定される（Ｎｏ）。一方、位相調整後の指標値が所定の範囲内であれば、電圧の再調整は必要でないと判定される（Ｙｅｓ）。
　なお、図１０、図１１では、電圧の調整を行った後に位相の調整が行われる場合が示されているが、位相の調整を行った後に電圧の調整が行われてもよい。この場合、図１１のステップＳ７０９では、位相の再調整が必要ないかどうかが判定される。
　＜本実施の形態による主要な効果＞
　本実施の形態によれば、直流高電圧源装置２０５が電子銃２０１と接続され、直流高電圧が電子の照射に用いられる。この構成によれば、リップルを低減させた高品質な電子ビームを照射することができ、検査画像における分解能を向上させることが可能となる。
　また、本実施の形態によれば、コンピュータシステム１２０は、リップルの評価結果に基づき、第１可変直流電圧源３０１および第２可変直流電圧源３０２の電圧調整情報を生成し、コンピュータシステム３０５へ出力する。この構成によれば、直流高電圧源装置２０５にノイズを重畳させることなくリップルを評価することができる。これにより、リップルをより確実に低減させることが可能となる。
　また、本実施の形態によれば、コンピュータシステム１２０は、リップルの評価結果に基づき、第１スイッチング回路３０３および第２スイッチング回路３０４のスイッチングタイミング調整情報を生成し、コンピュータシステム３０５へ出力する。この構成によれば、直流高電圧源装置２０５にノイズを重畳させることなくリップルを評価することができる。これにより、リップルをより確実に低減させることが可能となる。
　また、本実施の形態によれば、指標値は、検査画像の分解能、または第１スイッチング回路３０３または第２スイッチング回路３０４のスイッチング周波数と同期するビーム揺れ量である。この構成によれば、直流高電圧源装置２０５にノイズを重畳させることなくリップルを評価することができる。これにより、リップルをより確実に低減させることが可能となる。
　電圧調整比６０２および遅延時間６０９は相対的な値である。このため、直流高電圧の電圧値が変わり、第１可変直流電圧源３０１の電圧値を制御する制御信号６０１が変わった場合でも電圧調整比６０２および遅延時間６０９の再調整を行うことなく、リップルを低減させることが可能となる。また、装置間の機差低減を目的とする場合は、各指標値を最適値にするのではなく、他の装置と揃えるように電圧調整比６０２および遅延時間６０９を調整すればよい。
　小型化された直流高電圧源装置２０５では、変圧器やコッククロフト・ウォルトン回路の交流印加箇所から発するノイズがフィードバック系統８０１と８０２にも重畳し、実際の直流高電圧出力には存在しないリップル成分が発生することが多い。
　このリップルを用いてフィードバック制御を行うと、リップルを増加させるリスクがある。このため、リップルに対しては、例えば、ＳＥＭ像の指標値や電圧源装置の外部の測定系を用いて、前記調整フローチャートに従い補償し、本フィードバック系の対象は部分放電の電圧変動に限ることで、より高精度に電圧変動を低減できる。
　なお、本開示は上記した実施の形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、本実施の形態では、冷陰極電界放出型電子銃を例として説明したが、熱電子銃やショットキー電子銃などその他の電子銃やイオン銃においても、本開示を適用することが可能である。また、本開示の制御方法および構成は、電子銃以外にも荷電粒子ビーム鏡筒(カラム)の構成要素や資料ステージへの電圧供給、静電チャック用の直流高電圧源にも適用可能である。
　また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。
　また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換をすることが可能である。なお、図面に記載した各部材や相対的なサイズは、本開示を分かりやすく説明するため簡素化・理想化しており、実装上はより複雑な形状となる場合がある。
　１０…走査電子顕微鏡、１０１…電子源、１２０、３０５…コンピュータシステム、２０１…電子銃、２０５…直流高電圧源装置、２０６…第２電圧源、２０７…第１電圧源、３０１…第１可変直流電圧源、３０２…第２可変直流電圧源、３０３…第１スイッチング回路、３０４…第２スイッチング回路、３０６…第１変圧器、３０７…第２変圧器、３０８…直流高電圧生成回路、６０１…制御信号、６０２…電圧調整比、６０３…ディジタル乗算器、６０５…第１ディジタル－アナログ変換器、６０６…第２ディジタル－アナログ変換器、６０７…パルス波形、６０８…位相シフター、６０９…遅延時間
 

Claims (18)

  1. 　第１可変直流電圧源と、
    　第２可変直流電圧源と、
    　前記第１可変直流電圧源の直流電圧から交流電圧を生成する第１スイッチング回路と、
    　前記第２可変直流電圧源の直流電圧から交流電圧を生成する第２スイッチング回路と、
    　前記第１スイッチング回路で生成される前記交流電圧と、前記第２スイッチング回路で生成される前記交流電圧とに基づき直流高電圧を生成する直流高電圧生成回路と、
    　コンピュータシステムと、
    　を含む第１電圧源を備え、
    　前記コンピュータシステムは、前記第１可変直流電圧源の前記直流電圧の電圧値と、前記第２可変直流電圧源の前記直流電圧の電圧値と、前記第１スイッチング回路のスイッチングタイミングと、前記第２スイッチング回路のスイッチングタイミングと、を独立して調整する、
    　直流高電圧源装置。
  2. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記直流高電圧生成回路は、前記第１スイッチング回路で生成される前記交流電圧および前記第２スイッチング回路で生成される前記交流電圧が入力される２入力の対称型コッククロフト・ウォルトン回路である、
    　直流高電圧源装置。
  3. 　請求項２に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記直流高電圧生成回路は、複数のダイオードおよび複数のコンデンサで構成され、前記前記第１スイッチング回路側の第１入力端と出力端との間の回路構成は、前記第２スイッチング回路側の第２入力端と前記出力端との間の回路構成と対称である、
    　直流高電圧源装置。
  4. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記直流高電圧生成回路は、前記第１スイッチング回路で生成される前記交流電圧が入力される１入力の基本型コッククロフト・ウォルトン回路であり、前記第２スイッチング回路で生成される前記交流電圧が入力され、出力端と静電結合する信号線を備えている、
    　直流高電圧源装置。
  5. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記直流高電圧生成回路は、複数のダイオードおよび複数のコンデンサで構成され、前記第１スイッチング回路で生成される前記交流電圧および前記第２スイッチング回路で生成される前記交流電圧が入力される２入力の整流回路である、
    　直流高電圧源装置。
  6. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記直流高電圧生成回路は、前記第１スイッチング回路で生成される前記交流電圧および前記第２スイッチング回路で生成される前記交流電圧が入力される２入力のシェンケル型の直流高電圧生成回路である、
    　直流高電圧源装置。
  7. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記第１スイッチング回路で生成される前記交流電圧を変圧する第１変圧器と、
    　前記第２スイッチング回路で生成される前記交流電圧を変圧する第２変圧器と、
    　を備え、
    　前記直流高電圧生成回路は、前記第１変圧器から供給される変圧後の前記交流電圧と、前記第２変圧器から供給される変圧後の前記交流電圧とに基づき前記直流高電圧を生成する、
    　直流高電圧源装置。
  8. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記コンピュータシステムは、ディジタル乗算器と、前記第１可変直流電圧源に対応する第１ディジタル－アナログ変換器と、前記第２可変直流電圧源に対応する第２ディジタル－アナログ変換器と、を備え、
    　前記第１ディジタル－アナログ変換器は、前記第１可変直流電圧源の電圧を規定する制御信号をアナログ信号に変換し、前記第１可変直流電圧源に供給することで前記第１可変直流電圧源の前記電圧を調整し、
    　前記ディジタル乗算器は、前記制御信号と、前記第１可変直流電圧源に対する前記第２可変直流電圧源の電圧の比率を示す電圧調整比とを乗算し、
    　前記第２ディジタル－アナログ変換器は、前記ディジタル乗算器の乗算値をアナログ信号に変換し、前記第２可変直流電圧源に供給することで前記第２可変直流電圧源の前記電圧を調整する、
    　直流高電圧源装置。
  9. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記コンピュータシステムは、位相シフターを備え、
    　前記第１スイッチング回路のスイッチングタイミングを制御する周期的なパルス波形は、前記第１スイッチング回路に供給され、
    　前記位相シフターは、前記第１可変直流電圧源に対する前記第２可変直流電圧源のスイッチングタイミングの時間差を規定する遅延時間に基づき、前記パルス波形に遅延を与えることで前記第２スイッチング回路のスイッチングタイミングを調整する、
    　直流高電圧源装置。
  10. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記直流高電圧生成回路の出力端と前記コンピュータシステムとの間に、ハイパスフィルターとバンドパスフィルターとが直列に接続される、
    　直流高電圧源装置。
  11. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記直流高電圧生成回路の出力端と前記コンピュータシステムとの間に、ハイパスフィルターとローパスフィルターとが直列に接続される、
    　直流高電圧源装置。
  12. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記コンピュータシステムは、外部に設けられたリップル測定装置による前記直流高電圧のリップルの測定結果に基づき、前記第１可変直流電圧源の電圧および前記第２可変直流電圧源の電圧の制御、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のスイッチングタイミング制御を行う、
    　直流高電圧源装置。
  13. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置において、
    　前記第１電圧源と直列に接続された第２電圧源を備えた、
    　直流高電圧源装置。
  14. 　請求項１に記載の直流高電圧源装置と、
    　前記直流高電圧源装置の出力端と接続される荷電粒子銃と、
    　を備えた、
    　荷電粒子ビーム装置。
  15. 　請求項１４に記載の荷電粒子ビーム装置において、
    　前記荷電粒子ビーム装置の制御を行う荷電粒子ビーム装置コンピュータシステムを備え、
    　前記荷電粒子ビーム装置コンピュータシステムは、荷電粒子ビームを照射して形成された検査画像から取得した指標値により前記直流高電圧のリップルの評価を行い、前記リップルの評価結果に基づき、前記第１可変直流電圧源および前記第２可変直流電圧源の電圧調整情報を生成し、前記コンピュータシステムへ出力し、
    　前記コンピュータシステムは、電圧調整情報に基づき、前記第１可変直流電圧源および前記第２可変直流電圧源の電圧を調整するそれぞれの電圧調整信号を生成する、
    　荷電粒子ビーム装置。
  16. 　請求項１４に記載の荷電粒子ビーム装置において、
    　前記荷電粒子ビーム装置の制御を行う荷電粒子ビーム装置コンピュータシステムを備え、
    　前記荷電粒子ビーム装置コンピュータシステムは、荷電粒子ビームを照射して形成された検査画像から取得した指標値により前記直流高電圧のリップルの評価を行い、前記リップルの評価結果に基づき、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のスイッチングタイミング調整情報を生成し、前記コンピュータシステムへ出力し、
    　前記コンピュータシステムは、前記スイッチングタイミング調整情報に基づき、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のスイッチングタイミングを調整するそれぞれのスイッチングタイミング調整信号を生成する、
    　荷電粒子ビーム装置。
  17. 　請求項１５に記載の荷電粒子ビーム装置において、
    　前記指標値は、前記検査画像の分解能、または前記第１スイッチング回路または前記第２スイッチング回路のスイッチング周波数と同期するビーム揺れ量である、
    　荷電粒子ビーム装置。
  18. 　請求項１４に記載の荷電粒子ビーム装置において、
    　前記直流高電圧源装置の少なくとも一部が、絶縁用ガス、絶縁用オイル、または絶縁用樹脂材のいずれかに実装された、
    　荷電粒子ビーム装置。
     
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