JP6474916B2

JP6474916B2 - 高電圧電源装置および、荷電粒子ビーム装置

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Description

本発明は、荷電粒子ビーム装置及び荷電粒子ビーム装置の電子銃向け高電圧電源に関するものである。

荷電粒子ビーム装置は、半導体ウェハの測長やパタン検査として広く利用されている。近年、３次元構造の半導体プロセスにおいて深溝や深穴を検査するために、荷電粒子ビーム装置には、荷電粒子ビームを生成し、加速させる加速電圧の高電圧化が求められており、更に、計測画像の高分解能を達成するために、加速電圧をはじめとした各種高電圧を生成する高電圧電源のリップル低減が求められている。

加えて、高電圧電源は数ｋＶから数十ｋＶの電圧を扱うことから、高電圧放電や部品故障により流れる過電流を高精度に検知し、安全に動作を停止させることが必須となる。また、荷電粒子ビームは高電圧電源から供給する負荷電流から生成されることから、高電圧電源では、高分解能な計測画像を得るために、負荷電流を高精度に検知できることが求められている。

特許文献１には、荷電粒子ビーム装置の電子銃向け高電圧電源であって，トランスのシールドを過電流検知用のシャント抵抗が生成する電位部分に接地することで，誤検出を回避し，精度良く出力電流を検知する高電圧電源が開示されている。
また、非特許文献１には、荷電粒子ビーム装置であって，吸収電流を検出することで高精度な欠陥検出を可能にする手段が開示されている。

特開昭５５-００２３０２号公報

Shigemasa Ota, etc. JEOL News, Vol.37E No.1 54-58 (2002)

ところで、荷電粒子ビーム装置の高電圧電源装置では，高分解能な計測画像を得るために，出力電圧を高安定化させることと低リップル化させることとが必要となる。現状のリップル量は10ppm程度であるが，今後，更なる高分解能化を達成するために，現状の３分の１(3ppm)以下に低減することが必要である。しかし，電子銃向け高電圧電源では，複数種類の電圧源回路が隣接配置されるため，夫々の電圧源回路を構成するトランスや昇圧回路から放射される電磁ノイズが他回路に流入し，リップルを増加させ，また負過電流の検知精度を劣化させる外乱要因となる。

そこで本発明では，荷電粒子ビーム装置の電子銃向け高電圧電源において、隣接配置された電源回路等から外乱が流入した場合でも，低リップル化させると共に負過電流，放電電流の高精度検知を実現することができる技術を提供する。

本願は、上記課題の少なくとも一部を解決する手段を複数含んでいるが、その例を挙げるならば、以下の通りである。

すなわち本発明では、上記した課題を解決するために、荷電粒子ビーム装置を、電子銃から発射した荷電粒子線を試料に照射して走査し試料から発生した二次荷電粒子を検出する検出器を備えた荷電粒子光学系と、二次荷電粒子を検出器で検出した荷電粒子光学系からの出力信号を受けて処理する信号処理部と、電子銃に高電圧を印加する高圧電源部と、荷電粒子光学系を制御する荷電粒子光学系制御部と、信号処理部と高電圧源部と荷電粒子光学系制御部とを制御する制御部とを備えて構成し、電子銃は、荷電粒子を放出するエミッタとエミッタから放出された熱電子を遮蔽するサプレッサ電極とサプレッサ電極から荷電粒子を引き出して加速させる引出電極とアノード電極とを備え、高圧電源部は、サプレッサ電極に高電圧を印加する第１の高圧電源部と、引き出し電極に高電圧を印加する第２の高圧電源部と、アノード電極に高電圧を印加する第３の高圧電源部とを備え、第１の高圧電源部と第２の高圧電源部と第３の高圧電源部とはそれぞれ、複数のインピーダンス素子をループ状に結線して構成したインピーダンスループ回路を介して接地されるように構成した。

さらに、本発明では、上記した課題を解決するために、高電圧電源装置を、駆動回路と、
駆動回路の出力電圧を昇圧させるトランスと、トランスで昇圧させた電圧を更に昇圧させる昇圧回路と、トランスと昇圧回路とを覆うシールドと、昇圧回路から出力された高電圧をフィルタリングし平滑化して出力するフィルタ回路とを備えて構成し、複数のインピーダンス素子をループ状に結線して構成したインピーダンスループ回路を更に備え、昇圧回路の接地点とシールドの接地点とフィルタ回路の接地点とは、インピーダンスループ回路を介して接地されるように構成した。

本発明によれば、隣接配置された電源回路等から外乱が流入した場合でも，低リップル化するとともに、負過電流と吸収電流および放電電流の高精度検知が可能になった。

上記した以外の課題、構成、および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の実施例１に係る荷電粒子ビーム装置の概略の構成を示したブロック図である。図１に示した荷電粒子ビーム装置の電子銃と高電圧電源の構成を示すブロック図である。本発明の実施例１に係る高電圧電源の内部構成を示すブロック図である。本発明の実施例１に係る高電圧電源の各インピーダンス素子結線部の電圧波形図である。本発明の実施例１と従来技術の外乱である電磁ノイズに対するＶdetの揺れであるリップルの依存性を比較したグラフである。本発明の実施例１と従来技術の外乱である電磁ノイズに対する負荷電流検出ノイズの依存性を比較したグラフである。本発明の実施例２に係る高電圧電源の内部構成を示すブロック図である。本発明の実施例２に係る高電圧電源のインピーダンスループ回路を構成するインピーダンス素子の平衡条件のずれに対する遮蔽電流Isが負荷電流Ioの検出精度に与える影響度を示すグラフで、縦軸は、結線部の電圧Ｖ１のゆれに対して結線部の電圧Ｖdetが何％ゆれるのかを示している。本発明の実施例３に係る高電圧電源の内部構成を示すブロック図である。本発明の実施例４に係る高電圧電源の内部構成を示すブロック図である。本発明の実施例５に係る荷電粒子ビーム装置の構成を示したブロック図である。従来技術の高電圧電源の構成を示したブロック図である

本発明は、高電圧電源装置を、複数のインピーダンス素子をループ状に結線して構成したインピーダンスループ回路インピーダンスループ回路を介して接地するように構成したことにより、隣接配置された電源回路等から外乱が流入した場合でも，電圧変動が少なくなるようにして低リップル化するようにしたものである。

また、本発明による高電圧電源装置を荷電粒子ビーム装置に適用することにより、負過電流と吸収電流および放電電流を、安定した高電圧電源の元に、高精度に検知することを可能にして、高精度な試料の観察、検査を行うことを可能にしたものである。

以下では、本発明の高電圧電源装置を、荷電粒子ビーム装置の電子銃に適用した例について説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態に係る荷電粒子ビーム装置を示した図である。
荷電粒子ビーム装置１０００は本体カラム１００と、高電圧電源２０、荷電粒子光学系制御部４０、信号処理部５０及び制御部６０を備えて構成されている。

本体カラム１００は、荷電粒子ビーム３を出力する電子銃１、荷電粒子ビーム３を集束する集束レンズ２、荷電粒子ビーム３の方向を変え、荷電粒子ビーム３をステージ８上に載置されている試料５に当てる位置を制御する偏向電極１１、ブランキング電極１０、荷電粒子ビーム３を再び集束させる対物レンズ４、測定対象物である試料５、荷電粒子ビーム３が試料５に当たり、放出される２次荷電粒子６、放出された２次荷電粒子を検出する検出器７を備えて構成される。

高電圧電源２０は、電子銃１に高電圧の電力を供給する。荷電粒子光学系制御部４０は、収束レンズ２やブランキング電極１０、偏向電極１１、対物レンズ４に電力を制御して供給する。信号処理部５０は、２次荷電粒子６を検出した検出器７からの検出信号と偏向電極１１により制御されている荷電粒子ビーム３が照射されている試料５上の位置情報を受けて処理して試料５の表面の画像の生成や欠陥の検出を行う。制御部６０は、高電圧電源２０や荷電粒子光学系制御部４０、信号処理部５０、及びステージ８を制御する。

図２は，図１の電子銃１の詳細な構成と高電圧電源２０との関係を説明する図である。電子銃１は，荷電粒子を放出するエミッタ２１，エミッタ２１から放出された熱電子を遮蔽するサプレッサ電極２２，荷電粒子を引き出し，加速させる引出電極２３，アノード電極２４を備えて構成されている。また、電子銃１のエミッタ２１，サプレッサ電極２２，引出電極２３，アノード電極２４には、それぞれに電圧と電流を印加する高電圧電源２０と接続されている。

高電圧電源２０は，サプレッサ電極２２の印加電圧を生成するサプレッサ電圧源２０２と，引出電極２３の印加電圧を生成する引出電圧源２０３と，アノード電極２４の印加電圧を生成するアノード電圧源２０４と，エミッタ２１に電流を供給するフィラメント電流源２０１と，エミッタ２１とフィラメント電流源２０１とサプレッサ電圧源２０２と引出電圧源２０３とアノード電圧源２０４の基準電位となる加速電圧を生成する加速電圧源２０５を有する。

ここで，高電圧電源２０は複数の電圧源回路を有するため，各電圧源に搭載される昇圧回路から放射される電磁ノイズが出力電圧に重畳することでリップルの劣化を招いている。

図１２で、図２のサプレッサ電圧源２０２又は引出電圧源２０３又はアノード電圧源２０４の何れかに対応する従来技術の高電圧電源１２００の例を用いて、リップル劣化原理について説明する。従来技術の高電圧電源１２００は、駆動回路１２０１、トランス１２０２、昇圧回路１２０３、フィルタ回路１２０４、シールド１２０５、過電流検出回路１２０６、インピーダンス素子１２０７を有し、駆動回路１２０１は交流信号をトランス１２０２に入力し、トランス１２０２と昇圧回路１２０３で電圧を上昇させる。フィルタ回路１２０４は、昇圧された高電圧を平滑化し、安定した高電圧として負荷１２５０に印加する。

高電圧電源１２００が負荷１２５０に供給する負荷電流は、トランス１２０２、昇圧回路１２０３、フィルタ回路１２０４を通って負荷１２５０に流れ、リターン電流は、負荷１２５０から高電圧電源１２００の接地点１２０９、インピーダンス素子１２０７を通って、トランス１２０２に流れる。過電流検出回路１２０６は、リターン電流がインピーダンス素子１２０７に流れることで発生する電圧値を検出することで負荷１２５０を流れる電流（負荷電流）を計測する。

トランス１２０２と昇圧回路１２０３の昇圧動作は、数ｋＶの交流電圧で実施されるため大きい電界を放射させる(電界放射)。この電界放射により発生する大きな電界は、フィルタ回路１２０４の出力配線１２１４にカップリングすることで出力電圧のリップル増加の要因となる。

このため、従来技術では、トランス１２０２と昇圧回路１２０３をシールド１２０５で覆い、電界放射を遮蔽する手段がとられている。従来技術では、例えば、シールド１２０５は、インピーダンス素子１２０７と過電流検出回路１２０６の接続点１２１０に接地される。これはシールド１２０５を高電圧電源１２００の接地点１２０９に接地すると、シールド１２０５と、トランス１２０２や昇圧回路１２０３との間に形成される浮遊容量により流れる交流電流がシールド１２０５を通って、インピーダンス素子１２０７を介してトランス１２０２と昇圧回路１２０３に戻る際に、過電流検出回路１２０６の検出電圧のノイズとなり、過電流検出回路１２０６による負荷電流の検出精度を劣化させてしまうためである。

しかし、シールド１２０５をインピーダンス素子１２０７と過電流検出回路１２０６の接続点１２１０に接地すると、電磁ノイズがシールド１２０５に重畳した場合、電磁ノイズがフィルタ回路１２０４を通って電圧出力に重畳し、リップルの増加原因となる。更に、電磁ノイズがインピーダンス素子１２０７と過電流検出回路１２０６の接続点１２１０の電位を揺らし、負荷電流検出の精度を劣化させてしまう。

図３に本発明の第１の実施の形態に係る高電圧電源２０の複数の電源２０２〜２０５の構成例を示す。ここで、図２で説明した複数の電圧源２０２〜２０５は、基本的に同じ回路構成を有しているので、それらを電圧源回路３０として説明する。電圧源回路３０は、駆動回路３１と、トランス３２と、昇圧回路３３と、フィルタ回路３４と、シールド３５と、電流検出回路３６と、インピーダンスループ回路３９を構成するインピーダンス素子Ｚ１：３９１、Ｚ２：３９２、Ｚ３：３９３、Ｚ４：３９４を備えている。

駆動回路３１は交流信号をトランス３２に入力し、トランス３２で電圧を上昇させ、昇圧回路３３で更に電圧を上昇させる。フィルタ回路３４は、昇圧された高電圧を平滑化し、安定した高電圧として負荷２００に印加する。トランス３２と昇圧回路３３は、シールド３５で覆われている。

負荷２００は、電圧源回路３０がサプレッサ電圧源２０２の場合にはサプレッサ電極２２，引出電圧源２０３の場合には引出電極２３，アノード電圧源２０４の場合にはアノード電極２４，加速電圧源２０５の場合にはエミッタ２１とフィラメント電流源２０１とサプレッサ電圧源２０２と引出電圧源２０３とアノード電圧源２０４を組合せたものである。

インピーダンス素子Ｚ１：３９１、Ｚ２：３９２、Ｚ３：３９３、Ｚ４：３９４をループ状に結線してインピーダンスループ回路３９を構成し，Ｚ１：３９１とＺ２：３９２の結線部３９１２の電位を電圧源回路３０の接地点３９０に接続し，Ｚ１：３９１とＺ３：３９３の結線部３９１３をトランス３２と昇圧回路３３の接地点３３０と結線し，Ｚ２：３９２とＺ４：３９４の結線部３９２４にシールド３５を接続し，Ｚ３：３９３とＺ４：３９４の結線部３９３４に電流検出回路３６を接続し，Ｚ１：３９１とＺ２：３９２の結線部３９１２にフィルタ回路３４の接地点３４０を接続する。

図４の各インピーダンス素子結線部の電圧波形を用いて、本発明の動作を説明する。図４は、インピーダンス素子Ｚ２：３９２とＺ４：３９４の結線部３９２４の電圧であるＶ１と、インピーダンス素子Ｚ１：３９１とＺ３：３９３の結線部３９１３の電圧であるＶ２と、インピーダンス素子Ｚ３：３９３とＺ４：３９４の結線部３９３４の電圧であるＶdetの波形を示しており、シールド３５とトランス３２と昇圧回路３３の間の浮遊容量３８を介して流れる遮蔽電流Isによるノイズを除去し、電流検出回路３６で高精度に負荷電流Ioを検出する原理を示している。

ここで、インピーダンス素子Ｚ１：３９１、Ｚ２：３９２、Ｚ３：３９３、Ｚ４：３９４が以下の式、数１を満足する場合、遮蔽電流Isは、シールド３５を介して、結線部３９１２がアース３９０に接続しているインピーダンス素子Ｚ１：３９１、Ｚ２：３９２を通って、トランス３２と昇圧回路３３に戻るループを形成し、電流検出回路３６が接続されるインピーダンス素子Ｚ３：３９３、Ｚ４：３９４には流れない。
[数１]

つまり、遮蔽電流Isは、インピーダンス素子Ｚ３：３９３とＺ４：３９４の結線部３９３４の電圧であるＶdetを変動させないようになる。一方、負荷２００を流れる負荷電流Ioはインピーダンス素子Ｚ１：３９１を通って、トランス３２と昇圧回路３３に戻るループを形成し、負荷電流Ioの値によってＶ２は変化する。その結果、Ｖ１とＶ２の電位差をインピーダンス素子Ｚ３：３９３とＺ４：３９４で分圧した電位となる結線部３９３４の電圧Ｖdetも変化する。従って、遮蔽電流Isからの影響を無くし、負荷電流Ioを高精度に検出することができる。

次に、別の電圧源回路３１０(例えば電圧源回路３０がサプレッサ電圧源２０２の場合は、別の電源回路３１０は、引出電圧源２０３、又はアノード電圧源２０４、又はフィラメント電流源２０１、又は加速電圧源２０５の何れか)からの電磁ノイズに対する本発明の動作を説明する。

別の電圧源回路３１０との間に発生する浮遊容量３７に起因する電磁ノイズがシールド３５に重畳した際、シールド３５に流れるノイズ電流Icは、インピーダンス素子Ｚ２：３９２とＺ４：３９４の結合部３９２４に流れ込む。ここで、インピーダンス素子Ｚ１：３９１、Ｚ２：３９２、Ｚ３：３９３、Ｚ４：３９４が以下の式、数２及び数３を満足する場合、ノイズ電流Icはインピーダンス素子Ｚ２：３９２を介して高電圧電源の接地点３９０に流れ、電磁ノイズ発生箇所である別の電圧源回路３１０に戻っていくことになる。
[数２]

[数３]

例えば、Ｚ３：３９３とＺ４：３９４のインピーダンスをＺ１：３９１、Ｚ２：３９２のインピーダンスの１０倍以上にすると、電磁ノイズによるトランス３２と昇圧回路３３の接地電圧である結節部３９１３における電圧Ｖ２と、電流検出の電圧である結節部３９３４における電圧Ｖdetの揺れは５％以下となる。

図５に、図１２で説明した従来技術と本実施例における、外乱である電磁ノイズに対するＶdetの揺れであるリップルの依存性の例を示す。従来技術では、外乱の増加とともにリップルも増加するが、本実施例では外乱に依存せず一定のリップルとなる。例えば、外乱が６０ｍＶの場合、従来が８ｐｐｍに対して本実施例では２ｐｐｍを達成でき、低リップル化が可能となる。

図６に、図１２で説明した従来技術と本実施例における、外乱である電磁ノイズに対する負荷電流検出ノイズの依存性の例を示す。この特性でも、従来技術では、外乱の増加とともに負荷電流検出ノイズも増加するが、本実施例では外乱に依存せず一定の負荷電流検出ノイズとなる。例えば、外乱が６０ｍＶの場合、従来が１２０ｍＶに対して本発明は２ｍＶを達成でき、低ノイズ化できる。

以上説明したように、本実施例によれば、低リップル化と高精度な負荷電流検出を達成することができる。

実施例１では，インピーダンスループ回路３９を構成するインピーダンス素子Ｚ３：３９３とＺ４：３９４に遮蔽電流Isが流れ込まないように、インピーダンス素子Ｚ１：３９１、Ｚ２：３９２、Ｚ３：３９３、Ｚ４：３９４は，数１を満たす必要があった。実際は，インピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４に素子ばらつきがあるため，厳密に等しくすることができない。本実施例では、インピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ４に素子ばらつきがあった場合でも正確に負荷電流Ioを検出できる手段を提供する。

図７に実施例２の圧電源回路３０１の構成例を示す。実施例１で説明した構成と同じものについては同じ番号を付して、説明の重複を避ける。本実施例では、実施例１で説明した圧電源回路３０に対して，インピーダンスループ回路３９−１を構成するインピーダンス素子Ｚ１：３９１とＺ２：３９２の結線部３９２１２とインピーダンス素子Ｚ３：３９３とＺ４：３９４の結線部３９２３４の間に容量素子Ｚ５：３９５を接続することを特徴とする。

素子ばらつきにより，インピーダンス素子Ｚ３：３９３とＺ４：３９４に遮蔽電流Isが流れ、結線部３９２３４における電流検出回路３６の検出電位であるＶdetの電位が揺れる場合，この揺れ電圧は容量素子Ｚ５：３９５を通って圧電源回路３０の接地点３９０に流れるため，Ｖdetを安定させることができる。

図８に、数１で示したインピーダンス素子の平衡条件のずれに対する遮蔽電流Isが負荷電流Ioの検出精度に与える影響度を示す。図８では、横軸が、Ｚ１×Ｚ４に対してＺ２×Ｚ３が何％ずれているかを示す（（Ｚ２×Ｚ３）／（Ｚ１×Ｚ４）−１）。符号は、プラス（＋）はＺ１×Ｚ４よりもＺ２×Ｚ３の方が大きい場合を示し、マイナス（−）はその逆の場合を示す。縦軸は、結線部３９２２４の電圧Ｖ１のゆれに対して結線部３９２３４の電圧Ｖdetが何％ゆれるのかを示している。符号は、プラス（＋）の方がＶ１とＶdetとは同位相であり、マイナス（−）の側は反転位相の場合を示す。また、点線や一点鎖線は、Ｚ５のインピーダンスがＺ１のインピーダンスに対して何倍の値を持つかを示している。

実施例１の場合、インピーダンス素子の平衡条件のずれが１０％あると遮蔽電流Isによる揺れの５％がＶdetに重畳し、負荷電流Ioの検出精度を劣化させてしまう。これに対して、本実施例では、例えば、インピーダンス素子Ｚ１：３９１の１００倍のインピーダンス値を持つ容量素子Ｚ５：３９５を設けることで遮蔽電流Isによる揺れを２．５％と半分にすることができる。更に、容量素子Ｚ５：３９５のインピーダンス値を減少させていくと、遮蔽電流Isによる揺れをより小さくすることができる。

つまり、インピーダンスループ回路３９−１を構成する各インピーダンス素子Ｚ１：３９１、Ｚ２：３９２、Ｚ３：３９３，Ｚ４：３９４に素子ばらつきがあった場合も正確に負荷電流Ioを検出することができる。

なお、図８に示した例では、Ｚ１を基準にして示したが、これに限らず、Ｚ２乃至Ｚ４の何れかを基準にしてもよい。

実施例１で説明した図３に示した構成では，別の電圧源回路３１０からの結合電流Ｉｃ（外乱）が流れると、インピーダンスループ回路３９を構成するインピーダンス素子Ｚ２とＺ４の結合点３９２４において、電圧Ｖ１に対してＩｃ×Ｚ２の電圧のゆれが発生する。これに対してインピーダンス素子Ｚ１とＺ３の結合点３９１３には、Ｉｃが流れないので、電圧Ｖ２に対してゆれが発生しない。従って、結合点３９２４における電圧Ｖ１のゆれに伴って、インピーダンス素子Ｚ３とＺ４の結合点３９３４における電圧Ｖdetにもゆれが発生する。

この場合、Ｖdetの変化量と，結合電流Ｉｃ（外乱）によるＶ１の変化量が等しくなる。つまり，結合電流Ｉｃ（外乱）により、負荷電流Ｉ_０を検知する電流検出回路３６の検出精度が劣化してしまう。実施例２で説明した図７に示した回路においても同様な現象が発生する。このため，本実施例では、外乱があった場合でも電流検知精度を向上させる手段を提供する。
図９に実施例３の電圧源回路３０２の構成例を示す。本実施例における電圧源回路３０２は、第１または第２の実施例の電圧源回路３０又は３０１と基本的に同じ構成であるが、図９に示した構成において、インピーダンスループ回路３９−２を構成する結線部３９３１２，３９３１３，３９３３４，３９３２４で接続されているインピーダンス素子Ｚ１：３９３１、Ｚ２：３９３２、Ｚ３：３９３３，Ｚ４：３９３４は、それぞれ容量素子Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４と抵抗素子Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の並列接続で構成されている。抵抗素子Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の抵抗値は，容量素子Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４が外乱である電磁ノイズの周波数に対して持つ抵抗値より大きくすることを特徴とする。
具体的には、インピーダンス素子Ｚ１：３９３１、Ｚ２：３９３２、Ｚ３：３９３３，Ｚ４：３９３４を構成する容量素子Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４と抵抗素子Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４は、以下の(数４)乃至(数１０)の式を満足するように設定する。
[数４]

[数５]

[数６]

[数７]

[数８]

[数９]

[数１０]

外乱である電磁ノイズの発生箇所には，隣接配置される他の電圧源回路３１０が考えられる。他の電圧源回路３１０では、一般的にトランスや昇圧回路から放射される電界の周波数Ｆｄは数ｋＨｚから数十ｋＨｚである。一方，負荷電流Ioにより結合点３９３３４におけるＶdetの電位が変化する帯域（揺れの幅）は，ミリ秒オーダの揺れ（数百Ｈｚ）のため，外乱である他の電圧源回路３１０から放射される電界の周波数に対して数十倍から数百倍の差がある。

従って、外乱である電磁ノイズからみた容量素子Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４のインピーダンス値は、Ｖdetの帯域からみたインピーダンス値の数十分の一から数百分の一となる。

つまり、Ｖdetの帯域でのインピーダンスをＺdetとすると、外乱のインピーダンス：Ｚnoisは、Ｚnois＝Ｚdet／１０〜１００となり、電流検出電圧であるＶdetの変化量は負荷電流Ｉ_０の変化量に対して、数十分の一から数百分の一となる。これにより、外乱があった場合でも電流検知精度を低下させることなく電流を検出することができる。

実施例１乃至３では，トランス３２と昇圧回路３３で構成される高電圧電源の出力電圧を遷移させるとき、フィルタ回路３４を構成する容量素子を充放電する電流が流れる。この充放電電流はインピーダンス素子Ｚ１：３９１にも流れ、充放電電流の値が電流検出回路３６で異常値として扱う負荷電流Ｉ_０の値を超えた場合、電流検出回路３６は装置故障と誤検知することになる。

このため、出力電圧の遷移により流れる充放電電流が異常値として扱う負荷電流以下になるように，出力電圧の遷移時間を制御する必要がある。本実施の形態では，上記を満たす出力電圧遷移手段を提供する。
図１０に実施例４における電圧源回路３０３の構成例を示す。図１０に示した電圧源回路３０３は、実施例１で説明した電圧源回路３０に，フィルタ回路３４からの高電圧出力Ｖoutを抵抗Ｒ１：４０１１と抵抗Ｒ２：４０１２の抵抗値の比に応じて分圧し帰還電圧Ｖｆを生成する出力電圧分圧部４０１と，高電圧出力Ｖoutを決定する参照電圧Ｖｒを生成するデジタルアナログ変換器４０３および出力電圧制御部４０４と，帰還電圧Ｖｆと参照電圧Ｖｒを比較し，駆動回路３１を制御する帰還回路４０２を更に備えた構成である。

図１０には、実施例１で説明した電圧源回路３０の例を示したが、これを、実施例２で説明した電圧源回路３０１、又は、実施例３で説明した電圧源回路３０２と置き換えてもよい。

ここで、出力電圧制御部４０４は，高電圧出力Ｖoutを決定するデジタルアナログ変換器４０３の参照電圧Ｖrを目標参照電圧Ｖrtまで遷移させる時間Trを、電源投入の初期に発生する充放電電流Icdが負荷電流Ioの異常値（電流検出回路３６に予め設定した値）以下となるように制御することを特徴とする。
具体的には、参照電圧Ｖｒの遷移時間Ｔｒと、負荷電流Ioの異常値Ｉarmと、フィルタ回路３４の容量素子値Ｃｆ、出力電圧Ｖoutの変化量△Ｖは以下の式を満足する。
[数１１]

以上より、出力電圧を遷移させたときのフィルタ回路３４の図示していない容量素子の充放電電流Icによる、誤った装置故障検出を回避することができる。

第５の実施例では、実施例１乃至４で説明した電圧源回路３０，３０１，３０２又は３０３を用いた荷電粒子ビーム装置２０００において、電子銃１から測定対象物である試料５に照射された荷電粒子ビームが試料に吸収された電荷である吸収電流を用いた計測手法において，高精度に検出する手段を提供する。

ところで，試料に照射される荷電粒子ビームの電流量であるプローブ電流は，電子銃向け高電圧電源の負荷電流であり外乱などにより一定とならない。しかし，非特許文献１に開示されている吸収電流を用いた計測手法は，プローブ電流を一定と仮定して計測しているため，プローブ電流の揺らぎが計測誤差となっている。本実施例では，プローブ電流を正確に検出することで，吸収電流を用いた計測手法の高精度化を実現する。

図１１に実施例５に係る荷電粒子ビーム装置２０００の例を示す。荷電粒子ビーム装置２０００の電子光学系を備えたカラム１００の構成は、実施例１で図１を用いて説明した構成と同じである。

図１で説明した荷電粒子ビーム装置１０００の構成と異なるのは、荷電粒子ビーム３が照射された試料５の吸収電流を検出する吸収電流検出器１１１と加速電圧電源２０５と吸収電流検出器１１１と検出器７の出力信号から所望の信号処理を実施する処理装置１１０２，を有して構成されている点である。

なお、図１１に示した荷電粒子ビーム装置２０００の構成においては、実施例１で図１を用いて説明した荷電粒子ビーム装置１０００の構成に示した荷電粒子光学系制御部４０及び制御部６０の表示を省略している。

この構成において、フィラメント電流源２０１と、サプレッサ電圧源２０２、引出電圧源２０３、アノード電圧源２０４は、加速電圧源２０５のフィルタ回路３４の出力電圧に接地し、加速電圧源２０５と測定対象物である試料５は共通の接地点となるように構成されている。

このとき、荷電粒子ビーム３の電流量であるプローブ電流Ｉpは加速電圧源２０５のリターン電流Irとしてインピーダンス素子Ｚ１に流れる。従って、Ｚ１に流れるリターン電流IrがＶdetに反映されて電流検出器３６でプローブ電流Ｉpを検出することが可能になる。この検出したプローブ電流Ｉpと吸収電流検出器１１１で検出した吸収電流と，検出器７で検出した２次電子や反射電子の電流値の情報を用いて処理装置１１２で所望の計算処理をすることで、２次電子や反射電子、吸収電流を用いた画像の作成や計測手法の高精度化を実現できる。

１・・・電子銃
２・・・集束レンズ
３・・・荷電粒子ビーム
４・・・対物レンズ
５・・・試料
６・・・２次荷電粒子
７・・・検出器
２０・・・高電圧電源
２１・・・エミッタ
２２・・・サプレッサ電極
２３・・・引出電極
２４・・・アノード電極
３１・・・駆動回路
３２・・・トランス
３３・・・昇圧回路
３４・・・フィルタ回路
３５・・・シールド
３６・・・電流検出回路

Claims

電子銃から発射した荷電粒子線を試料に照射して走査し前記試料から発生した二次荷電粒子を検出する検出器を備えた荷電粒子光学系と、
前記二次荷電粒子を前記検出器で検出した前記荷電粒子光学系からの出力信号を受けて処理する信号処理部と、
前記電子銃に高電圧を印加する高圧電源部と、
前記荷電粒子光学系を制御する荷電粒子光学系制御部と、
前記信号処理部と前記高電圧源部と前記荷電粒子光学系制御部とを制御する制御部と
を備えた荷電粒子ビーム装置であって、
前記電子銃は、荷電粒子を放出するエミッタと前記エミッタから放出された熱電子を遮蔽するサプレッサ電極と前記サプレッサ電極から荷電粒子を引き出して加速させる引出電極とアノード電極とを備え、
前記高圧電源部は、前記サプレッサ電極に高電圧を印加する第１の高圧電源部と、前記引き出し電極に高電圧を印加する第２の高圧電源部と、前記アノード電極に高電圧を印加する第３の高圧電源部とを備え、
前記第１の高圧電源部と前記第２の高圧電源部と前記第３の高圧電源部とはそれぞれ、複数のインピーダンス素子をループ状に結線して構成したインピーダンスループ回路を介して接地されている
ことを特徴とする荷電粒子ビーム装置。
請求項１記載の荷電粒子ビーム装置であって、前記第１の高圧電源部と前記第２の高圧電源部と前記第３の高圧電源部とはそれぞれ、駆動回路と、前記駆動回路の出力電圧を昇圧させるトランスと、前記トランスで昇圧させた電圧を更に昇圧させる昇圧回路と、前記トランスと前記昇圧回路とを覆うシールドと、前記昇圧回路の出力をフィルタリングして平滑化するフィルタ回路とを備え、前記昇圧回路の接地点と前記シールドの接地点と前記フィルタ回路の接地点とは、それぞれ前記インピーダンスループ回路を構成するループ状に結線した複数のインピーダンス素子の異なる結線部と接続していることを特徴とする荷電粒子ビーム装置。
請求項２記載の荷電粒子ビーム装置であって、前記フィルタ回路の接地点は前記インピーダンスループ回路の接地点と接続していることを特徴とする荷電粒子ビーム装置。
請求項１記載の荷電粒子ビーム装置であって、前記インピーダンスループ回路は４つのインピーダンス素子をループ状に結線して構成され、前記ループ状に結線したうちの一つの結線部が接地され、前記設置された結線部と前記ループ状に結線した結線部のうちの前記接地された結線部と対向する位置の結線部とが容量素子で接続されていることを特徴とする荷電粒子ビーム装置。
請求項１記載の荷電粒子ビーム装置であって、前記インピーダンスループ回路を構成するインピーダンス素子は、それぞれ、抵抗素子と容量素子とを組み合わせて構成されていることを特徴とする荷電粒子ビーム装置。
請求項１記載の荷電粒子ビーム装置であって、試料の吸収電流を検出する吸収電流検出器と，前記電子銃の負荷電流を検出する負荷電流検出器と，前記負荷電流検出器で検出した負荷電流検出信号と前記吸収電流検出器で検出した吸収電流検出信号を用いて前記荷電粒子光学系の検出器で検出した２次過電粒子検出信号を演算処理する処理装置を更に備えることを特徴とする荷電粒子ビーム装置。
駆動回路と、
前記駆動回路の出力電圧を昇圧させるトランスと、
前記トランスで昇圧させた電圧を更に昇圧させる昇圧回路と、
前記トランスと前記昇圧回路とを覆うシールドと、
前記昇圧回路から出力された高電圧をフィルタリングし平滑化して出力するフィルタ回路とを備えた高電圧電源装置であって、
複数のインピーダンス素子をループ状に結線して構成したインピーダンスループ回路を更に備え、
前記昇圧回路の接地点と前記シールドの接地点と前記フィルタ回路の接地点とは、前記インピーダンスループ回路を介して接地されていることを特徴とする高電圧電源装置。
請求項７記載の高電圧電源装置であって、前記フィルタ回路の接地点は前記インピーダンスループ回路の接地点と接続していることを特徴とする高電圧電源装置。
請求項７記載の高電圧電源装置であって、前記インピーダンスループ回路は４つのインピーダンス素子をループ状に結線して構成され、前記ループ状に結線したうちの一つの結線部が接地され、前記設置された結線部と前記ループ状に結線した結線部のうちの前記接地された結線部と対向する位置の結線部とが容量素子で接続されていることを特徴とする高電圧電源装置。
請求項７記載の高電圧電源装置であって、前記インピーダンスループ回路を構成するインピーダンス素子は、それぞれ、抵抗素子と容量素子とを組み合わせて構成されていることを特徴とする高電圧電源装置。