WO2022013905A1 - ノイズフィルタ - Google Patents

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noise
temperature
common mode
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泰章 古庄
良太 朝倉
亮祐 小林
護 神蔵
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三菱電機株式会社
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    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H03H7/1758—Series LC in shunt or branch path

Definitions

  • This application relates to a noise filter.
  • a power conversion device that converts input power from a power source into arbitrary DC power or AC power and supplies it to a load is known.
  • This power converter generates high frequency noise due to the switching operation.
  • This high frequency noise causes common mode noise that flows to the power supply or load via the ground potential via parasitic capacitance or the like.
  • a noise filter is installed in the electric circuit between the power supply and the power converter or the electric circuit between the power converter and the load.
  • This active noise filter has a noise detection unit that detects common mode noise in the electric circuit, a cancellation signal output unit that generates and outputs a cancellation signal from the detected common mode noise, and an injection unit that injects the cancellation signal into the electric circuit.
  • a choke coil is used as a noise detection unit and an injection unit, resonance occurs due to the inductance component of the choke coil and the capacitance component of the electric circuit. Therefore, the cancel signal output unit includes a filter unit for adjusting the amplification factor at the resonance frequency.
  • a conventional noise filter includes a temperature detector that detects the temperature of a choke coil and a controller that adjusts the frequency characteristics of the filter to the resonance frequency according to the temperature detected by the temperature detector (for example, Patent Documents). 1).
  • the conventional noise filter is equipped with a temperature detector that detects the temperature of the choke coil and a controller that adjusts the frequency characteristics of the filter unit to the resonance frequency according to the temperature detected by this temperature detector. , There is a problem of high cost.
  • the present application has been made to solve the above-mentioned problems, and an object thereof is to provide a low-cost noise filter in which the noise suppression effect does not decrease even if the resonance frequency changes due to a temperature change.
  • the noise filter of the present application includes a noise detection unit that detects common mode noise in an electric circuit, a cancellation signal output unit that generates and outputs a cancellation signal from the detected common mode noise, and an injection unit that injects the cancellation signal into the electric circuit.
  • the cancel signal output unit has a filter unit that filters the detected common mode noise to generate a cancel signal and an amplification unit that amplifies the cancel signal, and has a noise detection unit, an injection unit, and a grounding capacitor.
  • the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the main circuit unit including the above is the same as the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the filter unit.
  • the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the main circuit section and the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the filter section are set to be the same.
  • the noise suppression effect does not decrease even if the resonance frequency changes due to temperature changes.
  • this noise filter is low in cost because it does not require a temperature detector for detecting the temperature of the noise detection unit or the like and a controller for adjusting the frequency characteristic of the filter unit to the resonance frequency according to the temperature.
  • FIG. It is a block diagram of the power conversion system which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram of the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is explanatory drawing of the common mode noise in the power conversion system which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram of the noise filter which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram of the noise detection part which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram of the filter part which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram of the amplification part which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram of the injection part which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is explanatory drawing of the main circuit part of the noise filter which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a schematic diagram which shows the control response of the main circuit part in Embodiment 1. It is a characteristic diagram of the core material in Embodiment 1.
  • FIG. It is a characteristic diagram of the dielectric in Embodiment 1.
  • FIG. It is a schematic diagram which shows the control response of the main circuit part in Embodiment 1.
  • It is a block diagram of the filter part which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a schematic diagram which shows the control response of the main circuit part in Embodiment 1.
  • FIG. It is a schematic diagram which shows the control response of the main circuit part in Embodiment 2.
  • FIG. It is a block diagram of the filter part which concerns on Embodiment 4.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion system to which the noise filter according to the first embodiment is applied.
  • the power conversion system 100 is arranged between the AC power supply 1 and the load 90.
  • the power conversion system 100 includes a power conversion device 80 that converts the power input from the AC power supply 1 via the power supply line 2, and a noise filter 10 inserted between the AC power supply 1 and the power conversion device 80. It is configured.
  • the power conversion device 80 converts the power input from the AC power supply 1 into the power required to drive the load 90 and outputs the power.
  • the noise filter 10 is arranged between the AC power supply 1 and the power conversion device 80, but may be arranged between the power conversion device 80 and the load 90.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing an example of the power conversion device 80 of the present embodiment.
  • the power converter 80 is a two-level three-phase inverter.
  • Two semiconductor switches 82a and 82b connected in series constitute one upper and lower arm 82.
  • one upper and lower arm 83 is composed of two semiconductor switches 83a and 83b connected in series.
  • two semiconductor switches 84a and 84b connected in series constitute one upper and lower arm 84.
  • a DC power supply 81 is connected to the three upper and lower arms 82, 83, 84.
  • the midpoints of the three upper and lower arms 82, 83, 84 are connected to the inverter output terminal 85.
  • the common mode voltage of the power converter 80 is a constant voltage that is not zero.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of common mode noise in the power conversion system of the present embodiment.
  • a parasitic capacitance 86 and a parasitic capacitance 91 exist between the power conversion device 80 and the load 90 and the ground wire 3, respectively.
  • the common mode voltage of the power conversion device 80 is applied to the common mode loop via the parasitic capacitances 86 and 91 and the ground wire 3, and the common mode current (common). Mode noise) flows.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the noise filter 10 of the present embodiment.
  • the noise filter 10 is inserted between the AC power supply 1 and the power conversion device 80.
  • the noise filter 10 includes a noise detection unit 12 provided in the electric circuit 11 connected to the power supply line 2, a cancellation signal output unit 13 that generates and outputs a cancellation signal from the common mode noise detected by the noise detection unit 12, and noise. It has an injection unit 14 provided in the electric circuit 11 on the output side of the detection unit 12, and a grounding capacitor 15 provided between the electric circuit 11 and the ground potential.
  • the cancel signal output unit 13 has a filter unit 16 that filters the common mode noise detected by the noise detection unit 12 to generate a cancel signal, and an amplification unit 17 that amplifies the cancel signal.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of the noise detection unit 12 of the present embodiment.
  • the noise detection unit 12 is composed of a common mode transformer.
  • the common mode transformer constituting the noise detection unit 12 is referred to as a detection transformer here.
  • This detection transformer has an R-phase winding 12a wound around an R-phase power line, an S-phase winding 12b wound around an S-phase power line, and a T-phase power line in the electric circuit 11 connected to the power line 2 of the AC power supply 1. It is composed of a T-phase winding 12c wound around and an auxiliary winding 12d.
  • the R-phase winding 12a, the S-phase winding 12b, and the T-phase winding 12c are wound in the same phase.
  • this detection transformer has a high inductance value only for the common mode and acts as a common mode choke coil. Then, in the noise detection unit 12, a common mode noise detection signal is generated at both ends of the auxiliary winding 12d due to the common mode noise passing through the detection transformer. Both ends of the auxiliary winding 12d are connected to the filter unit 16.
  • FIG. 6 is a configuration diagram showing an example of the filter unit 16 according to the present embodiment.
  • the filter unit 16 is composed of two circuits connected in parallel. One circuit is composed of two resistors 16a connected in series and a capacitor 16b connected between the midpoint of the two resistors 16a and the ground potential. The other circuit is composed of two capacitors 16b connected in series and a resistance 16a connected between the midpoint of the two capacitors 16b and the ground potential.
  • the filter unit 16 is a notch filter called a Twin-T type, and attenuates the gain at a specific frequency called a reject frequency.
  • the filter unit 16 applies a notch filter to the common mode noise detection signal input from the noise detection unit 12 to generate a cancel signal, and outputs this cancel signal to the amplification unit 17.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of the amplification unit 17 of the present embodiment.
  • the amplification unit 17 is composed of an input resistance 17a, an operational amplifier 17b, and a feedback resistance 17c.
  • the amplifier unit 17 is an inverting amplifier circuit or a non-inverting amplifier circuit using an operational amplifier 17b.
  • the amplification unit 17 amplifies the cancellation signal input from the filter unit 16 at an amplification factor given by the ratio of the resistance value of the input resistance 17a to the resistance value of the feedback resistance 17c, and outputs the amplification unit 14 to the injection unit 14.
  • FIG. 8 is a block diagram of the injection unit 14 of the present embodiment.
  • the injection unit 14 is composed of a common mode transformer.
  • the common mode transformer constituting the injection unit 14 is referred to as an injection transformer here.
  • the injection transformer has an R-phase winding 14a wound around the R-phase power line, an S-phase winding 14b wound around the S-phase power line, and a T-phase winding 14c wound around the T-phase power line.
  • the auxiliary winding 14d The R-phase winding 14a, the S-phase winding 14b, and the T-phase winding 14c are wound in the same phase. Therefore, this injection transformer has a high inductance value only for the common mode and acts as a common mode choke coil.
  • a cancellation signal is input to both ends of the auxiliary winding 14d. Then, in the injection unit 14, the cancellation signal input to the auxiliary winding 14d induces a voltage for canceling the common mode noise with respect to the R-phase winding 14a, the S-phase winding 14b, and the T-phase winding 14c.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of the main circuit portion in the noise filter according to the present embodiment.
  • the portion composed of the noise detection unit 12, the injection unit 14, and the grounding capacitor 15 is referred to as a main circuit unit 20.
  • the inductance value of the main circuit unit 20 is the sum of the inductance value of the common mode choke coil constituting the noise detection unit 12 and the inductance value of the common mode choke coil constituting the injection unit 14.
  • the capacitance value of the main circuit unit 20 is the capacitance value of the grounding capacitor 15.
  • the inductance value and the capacitance value of the filter unit 16 are the sum of the inductance values and the capacitance values of each element constituting the filter unit 16.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing the control response of the main circuit unit 20.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is gain.
  • the control response represents an open-loop response in a path in which the output of the noise detection unit 12 returns to the noise detection unit 12 again via the cancellation signal output unit 13 and the injection unit 14.
  • the control stability of the noise filter 10 is controlled by the gain margin and phase margin values of this open-loop response.
  • FIG. 10A is a schematic diagram showing an open loop response when the filter unit 16 is not present.
  • the inductance value L1 of the main circuit unit 20 is the sum of the inductance value of the common mode choke coil constituting the noise detection unit 12 and the inductance value of the common mode choke coil constituting the injection unit 14.
  • the capacitance value C1 of the main circuit unit 20 is the capacitance value of the grounding capacitor 15.
  • FIG. 10B is a schematic diagram showing the filter passing characteristics of the filter unit 16.
  • this filter unit 16 is a notch filter, and the reject frequency f2 is matched with the resonance frequency f1 of the main circuit unit 20.
  • FIG. 10C is a schematic diagram showing an open loop response when the filter unit 16 is present. As shown in FIG. 10C, in the open loop response when the filter unit 16 is present, the large resonance peak of f1 is attenuated by the filter passage characteristic of the filter unit 16.
  • the cancel signal output unit 13 having the filter unit 16 can generate a cancel signal in which the unnecessary resonance peak of the main circuit unit 20 included in the noise detected by the noise detection unit 12 is attenuated.
  • the noise filter 10 can exhibit a stable noise suppression effect.
  • FIG. 11 is a characteristic diagram showing the temperature dependence of the relative magnetic permeability of a general core material used for a common mode choke coil, for example, Mn—Zn ferrite.
  • the magnetic permeability of this ferrite increases with increasing temperature from a very low temperature to just before reaching the Curie temperature. Since the inductance value of the common mode choke coil is proportional to the relative permeability, this inductance value also changes according to the temperature change.
  • FIG. 12 is a characteristic diagram showing the temperature dependence of the relative permittivity of a general dielectric used for a grounding capacitor, for example, barium titanate (BaTIO 3).
  • the dielectric constant of this dielectric has a peak value at a certain temperature, and the dielectric constant decreases as the temperature becomes lower or higher than this temperature. Since the capacitance value of the grounded capacitor is proportional to the relative permittivity, this capacitance value also changes according to the temperature change.
  • FIG. 13 is a schematic diagram showing the control response of the main circuit unit 20 when the temperature changes.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is gain.
  • the solid line shows the characteristic curve at normal temperature
  • the broken line shows the characteristic curve when the temperature is higher than normal temperature
  • the long broken line shows the characteristic curve when the temperature is lower than normal temperature.
  • FIG. 13A is a schematic diagram showing an open loop response when the filter unit 16 is not present.
  • the resonance frequency increases as the temperature rises. Therefore, with respect to the resonance peak at room temperature shown by the solid line, the resonance peak at high temperature shown by the broken line shifts to the high frequency side, and the resonance peak at low temperature shown by the long broken line shifts to the low frequency side.
  • FIG. 13B is a schematic diagram showing the filter passing characteristics of the filter unit 16.
  • the reject frequency f2 is a frequency that matches the resonance frequency f1 at room temperature.
  • FIG. 13C is a schematic diagram showing an open loop response when the filter unit 16 is present.
  • the frequency of the resonance peak shown in FIG. 13A and the reject frequency shown in FIG. 13B coincide with each other, so that the resonance peak is attenuated.
  • the frequency of the resonance peak shown in FIG. 13A does not match the reject frequency shown in FIG. 13B, so that it is unnecessary for the open-loop response as shown by the broken line or the long broken line in FIG. 13C.
  • Resonance peak occurs.
  • the control response of the main circuit unit 20 becomes unstable, and the noise suppression effect of the noise filter 10 is reduced.
  • the noise filter of the present embodiment is designed so that the noise suppression effect does not decrease even if the resonance frequency changes due to a temperature change.
  • the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value in the filter unit 16 is set to be the same as the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value in the main circuit unit 20.
  • the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value in the filter unit 16 and the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value in the main circuit unit 20 are the same as the value of L1 ⁇ C1. It means that the amount of change with respect to the temperature change and the amount of change with respect to the temperature change of the value of L2 ⁇ C2 are the same. However, as will be described later, the two changes are not limited to be exactly the same, but are included in the meaning that they are the same even if there is a certain difference between the two changes. Next, the configuration of the noise filter of the present embodiment will be described.
  • FIG. 14 is a configuration diagram showing an example of the filter unit 16 of the present embodiment.
  • the filter unit 16 is composed of a resistor 16a, a capacitor 16b, and an inductor 16c.
  • the filter unit 16 is composed of a resistor 16a, an inductor 16c and a capacitor 16b connected in series between the electric circuit and the ground potential on the output side of the resistor 16a.
  • the filter unit 16 is an RLC notch filter and attenuates the gain at the reject frequency.
  • the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the main circuit unit 20 and the temperature dependence of the product of the inductance value of the inductor 16c and the capacitance value of the capacitor 16b in the filter unit 16 are the same. Is set to. Specifically, the core material of the common mode choke coil of the noise detection unit 12 and the injection unit 14 and the core material of the inductor 16c of the filter unit 16 are made of the same material. Further, the dielectric of the grounding capacitor 15 and the dielectric of the capacitor 16b of the filter unit 16 are made of the same material.
  • the core material of the main circuit unit 20 and the core material of the filter unit 16 do not necessarily have to be the same material, and may be another material having the same magnetic permeability and the same temperature dependence. Further, the dielectric of the main circuit unit 20 and the dielectric of the filter unit 16 do not necessarily have to be the same material, and may be another material having the same permittivity and temperature dependence.
  • FIG. 15 is a schematic diagram showing a control response of the main circuit unit 20 when the temperature changes in the noise filter 10 of the present embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is gain.
  • the solid line shows the characteristic curve at normal temperature
  • the broken line shows the characteristic curve when the temperature is higher than normal temperature
  • the long broken line shows the characteristic curve when the temperature is lower than normal temperature.
  • the resonance frequency in the main circuit unit 20 increases as the temperature rises.
  • FIG. 15A is a schematic diagram showing an open loop response when the filter unit 16 is not present.
  • the resonance frequency increases as the temperature rises. Therefore, with respect to the resonance peak at room temperature shown by the solid line, the resonance peak at high temperature shown by the broken line shifts to the high frequency side, and the resonance peak at low temperature shown by the long broken line shifts to the low frequency side.
  • FIG. 15B is a schematic diagram showing the filter passing characteristics of the filter unit 16.
  • the inductance value of the filter unit 16 is L2 and the capacitance value is C2
  • the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value in the filter unit 16 is set to be the same as the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value in the main circuit unit 20. That is, the amount of change in the value of L1 ⁇ C1 with respect to the temperature change and the amount of change in the value of L2 ⁇ C2 with respect to the temperature change are set to be the same.
  • the reject frequency of the filter unit 16 shifts according to the temperature in the same manner as the resonance frequency of the main circuit unit 20. That is, with respect to the reject frequency at normal temperature shown by the solid line, the reject frequency at high temperature shown by the broken line shifts to the high frequency side, and the reject frequency at low temperature shown by the long broken line shifts to the low frequency side. Then, the shift amount of the resonance frequency and the shift amount of the reject frequency with respect to the temperature change become the same.
  • FIG. 15C is a schematic diagram showing an open loop response when the filter unit 16 is present.
  • the resonance peak is attenuated.
  • the reject frequency shown in FIG. 15B shifts in the same manner as the shift of the resonance peak shown in FIG. 15A, so that it is unnecessary for the open loop response as shown by the broken line or the long broken line in FIG. 15C.
  • Resonance peak is attenuated.
  • the noise filter 10 can exhibit a stable noise suppression effect.
  • the noise filter configured in this way, the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the main circuit section and the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the filter section are set to be the same. Therefore, the noise suppression effect does not decrease even if the resonance frequency changes due to the temperature change. Further, this noise filter is low in cost because it does not require a temperature detector for detecting the temperature of the noise detection unit or the like and a controller for adjusting the frequency characteristic of the filter unit to the resonance frequency according to the temperature.
  • the same temperature dependence is not limited to exactly the same. Even if there is a difference in temperature dependence in the range in which the above-mentioned stable noise suppression effect is exhibited, it is included in the same range. For example, even when the core material of the common mode choke coil of the noise detection unit 12 and the injection unit 14 and the core material of the inductor 16c of the filter unit 16 are made of the same material, it is caused by variations in material characteristics, component dimensions, and the like. Variations in temperature dependence are included in the same range.
  • the core material and the dielectric material contained in the main circuit unit 20 and the core material and the dielectric material contained in the filter unit 16 are used. Each may be different.
  • the core material for example, Mn—Zn ferrite, Ni—Zn ferrite, or the like can be used.
  • the dielectric barium titanate (BaTIO 3 ), strontium titanate (SrTiO 3 ), lead oxide (PbO) and the like can be used.
  • the Curie temperature and the initial magnetic permeability are the same magnetic materials, it can be judged that the temperature dependence of the magnetic permeability is also the same. Therefore, in the present embodiment, the Curie temperature and the initial magnetic permeability of the core material of the common mode choke coil may be the same as the Curie temperature and the initial magnetic permeability of the core material of the inductor included in the filter unit, respectively.
  • an example of a circuit using an operational amplifier as the configuration of the amplifier unit is shown, but another inverting amplifier circuit or a non-inverting amplifier circuit may be used as the configuration of the amplifier unit.
  • another common mode choke coil may be connected in addition to the noise detection unit and the injection unit.
  • at least one of the noise detection unit and the injection unit may be composed of a capacitor instead of the common mode choke coil.
  • the resonance frequency of the main circuit unit is determined by the inductance component and the capacitance component of all the elements.
  • the power conversion system in the present embodiment is a three-phase three-wire power conversion system, it may be a three-phase four-wire power conversion system.
  • Embodiment 2 In the noise filter of the first embodiment, the filter unit was a notch filter.
  • the noise filter of the second embodiment has a filter unit composed of a high-pass filter.
  • the configuration of the noise filter of the present embodiment is the same as the configuration of the noise filter shown in FIG. 4 of the first embodiment except for the filter unit.
  • FIG. 16 is a block diagram of the filter unit 16 according to the present embodiment.
  • the filter unit 16 is composed of a resistor 16a, a capacitor 16b, and an inductor 16c.
  • the filter unit 16 is composed of a resistor 16a and a capacitor 16b connected in series, and an inductor 16c connected between the electric circuit and the ground potential on the output side of the capacitor 16b.
  • the filter unit 16 is an LC high-pass filter and attenuates a gain of a frequency lower than a specific frequency called a cutoff frequency.
  • the filter unit 16 applies an LC high-pass filter to the common mode noise detection signal input from the noise detection unit 12 to generate a cancel signal, and outputs this cancel signal to the amplification unit 17.
  • the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the main circuit unit 20 and the temperature dependence of the product of the inductance value of the inductor 16c and the capacitance value of the capacitor 16b in the filter unit 16 are the same. Is set to. Specifically, the core material of the common mode choke coil of the noise detection unit 12 and the injection unit 14 and the core material of the inductor 16c of the filter unit 16 are made of the same material. Further, the dielectric of the grounding capacitor 15 and the dielectric of the capacitor 16b of the filter unit 16 are made of the same material.
  • the core material of the main circuit unit 20 and the core material of the filter unit 16 do not necessarily have to be the same material, and may be another material having the same magnetic permeability and the same temperature dependence. Further, the dielectric of the main circuit unit 20 and the dielectric of the filter unit 16 do not necessarily have to be the same material, and may be another material having the same permittivity and temperature dependence.
  • FIG. 17 is a schematic diagram showing the control response of the main circuit unit 20 when the temperature changes in the noise filter of the present embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is gain.
  • the solid line shows the characteristic curve at normal temperature
  • the broken line shows the characteristic curve when the temperature is higher than normal temperature
  • the long broken line shows the characteristic curve when the temperature is lower than normal temperature.
  • the resonance frequency in the main circuit unit 20 increases as the temperature rises, as in FIG. 13 of the first embodiment.
  • FIG. 17A is a schematic diagram showing an open loop response when the filter unit 16 is not present.
  • the resonance frequency increases as the temperature rises. Therefore, with respect to the resonance peak at room temperature shown by the solid line, the resonance peak at high temperature shown by the broken line shifts to the high frequency side, and the resonance peak at low temperature shown by the long broken line shifts to the low frequency side.
  • FIG. 17B is a schematic diagram showing the filter passing characteristics of the filter unit 16.
  • the inductance value of the filter unit 16 is L3 and the capacitance value is C3
  • the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value in the filter unit 16 is set to be the same as the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value in the main circuit unit 20. That is, the amount of change in the value of L1 ⁇ C1 with respect to the temperature change and the amount of change in the value of L3 ⁇ C3 with respect to the temperature change are set to be the same.
  • the cutoff frequency of the filter unit 16 shifts according to the temperature in the same manner as the resonance frequency of the main circuit unit 20. That is, with respect to the cutoff frequency at room temperature shown by the solid line, the cutoff frequency at high temperature shown by the broken line shifts to the high frequency side, and the cutoff frequency at low temperature shown by the long broken line shifts to the low frequency side. Then, the shift amount of the resonance frequency and the shift amount of the cutoff frequency with respect to the temperature change become the same.
  • FIG. 17C is a schematic diagram showing an open loop response when the filter unit 16 is present.
  • the resonance peak shown in FIG. 17A is lower than the cutoff frequency shown in FIG. 17B at room temperature, the resonance peak is attenuated.
  • the cutoff frequency shown in FIG. 17B also shifts in the same manner as the shift of the resonance peak shown in FIG. 17A. Unwanted resonance peaks are attenuated. As a result, the noise filter 10 can exhibit a stable noise suppression effect.
  • the noise filter configured in this way, the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the main circuit section and the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the filter section are set to be the same. Therefore, the noise suppression effect does not decrease even if the resonance frequency changes due to the temperature change. Further, this noise filter is low in cost because it does not require a temperature detector for detecting the temperature of the noise detection unit or the like and a controller for adjusting the frequency characteristic of the filter unit to the resonance frequency according to the temperature.
  • the filter unit is composed of a notch filter. Further, in the noise filter of the second embodiment, the filter unit is composed of a high-pass filter. In addition to these, the filter unit may be configured by another filter such as a low-pass filter or a band-pass filter.
  • Embodiment 3 In the noise filters of the first embodiment and the second embodiment, the magnetic permeability of the core material of the common mode choke coil of the noise detection unit and the injection unit and the dielectric constant of the dielectric of the grounding capacitor are both depending on the temperature change. Change. Therefore, the inductance value and the capacitance value of the main circuit portion also change according to the temperature change.
  • the noise filter of the third embodiment is a noise filter when the capacitance value of the main circuit portion does not change with respect to a temperature change.
  • the operating environment temperature of general electric equipment is in the range of ⁇ 40 ° C. to 85 ° C.
  • the dielectric constants of barium titanate (BaTIO 3 ), strontium titanate (SrTiO 3 ), lead oxide (PbO), etc. which are shown as the dielectrics used for ground capacitors, are from -40 ° C. It changes by up to several tens of percent in the temperature range of 85 ° C.
  • the change in the dielectric constant of a normal dielectric such as titanium oxide (TIM 2 ) and calcium zirconate (CaZrO 3 ) used for a temperature compensation capacitor is negligible as compared with the above-mentioned ferroelectric substance. small.
  • the noise filter of the present embodiment uses a normal dielectric as the dielectric of the grounding capacitor.
  • the core material of the common mode choke coil of the noise detection unit and the injection unit is Mn—Zn ferrite, which is a general core material, as in the first embodiment. Therefore, the magnetic permeability of the core material of the common mode choke coil of the noise detection unit and the injection unit changes according to the temperature change as shown in FIG. 11 of the first embodiment.
  • FIG. 18 is a configuration diagram of the filter unit 16 of the present embodiment.
  • the filter unit 16 is composed of a resistor 16a and an inductor 16c.
  • the filter unit 16 is composed of a resistance 16a and an inductor 16c connected between the electric circuit and the ground potential on the output side of the resistance 16a.
  • the filter unit 16 is an RL high-pass filter and attenuates a gain of a frequency lower than a specific frequency called a cutoff frequency.
  • the filter unit 16 applies an RL high-pass filter to the common mode noise detection signal input from the noise detection unit 12 to generate a cancel signal, and outputs this cancel signal to the amplification unit 17.
  • the capacitance value of the main circuit unit 20 does not change according to the temperature change.
  • the filter unit 16 is composed of a resistor 16a and an inductor 16c, and does not have a capacitor.
  • the capacitance component of the filter unit 16 is only the parasitic capacitance generated between the ground potential and the ground potential.
  • the capacitance value of this parasitic capacitance is very small compared to the capacitance value of the grounded capacitor, and can be regarded as constant with respect to temperature changes. Therefore, even in the filter unit 16, only the inductance value changes according to the temperature change.
  • the core material of the common mode choke coil of the noise detection unit 12 and the injection unit 14 and the core material of the inductor 16c of the filter unit 16 are made of the same material. With this configuration, the temperature dependence of the inductance value of the main circuit unit 20 and the temperature dependence of the inductance value of the inductor 16c in the filter unit 16 can be made the same.
  • the cutoff frequency of the filter unit 16 when the resonance frequency generated in the open loop response shifts due to the temperature change, the cutoff frequency of the filter unit 16 also shifts so as to follow it. Therefore, unnecessary resonance peaks are attenuated in the open loop response.
  • the noise filter configured in this way, the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the main circuit section and the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the filter section are set to be the same. Therefore, the noise suppression effect does not decrease even if the resonance frequency changes due to the temperature change. Further, this noise filter is low in cost because it does not require a temperature detector for detecting the temperature of the noise detection unit or the like and a controller for adjusting the frequency characteristic of the filter unit to the resonance frequency according to the temperature.
  • the core material of the main circuit unit 20 and the core material of the filter unit 16 do not necessarily have to be the same material, and may be another material having the same magnetic permeability and the same temperature dependence.
  • Embodiment 4 In the noise filters of the first embodiment and the second embodiment, the magnetic permeability of the core material of the common mode choke coil of the noise detection unit and the injection unit and the dielectric constant of the dielectric of the grounding capacitor are both depending on the temperature change. Change. Therefore, the inductance value and the capacitance value of the main circuit portion also change according to the temperature change.
  • the noise filter of the fourth embodiment is a noise filter when the inductance value of the main circuit portion does not change with respect to a temperature change.
  • the magnetic permeability of Mn—Zn ferrite or the like shown as a core material used for a common mode choke coil changes by a maximum of several tens of percent in the temperature range of ⁇ 40 ° C. to 85 ° C.
  • the change in magnetic permeability of nanocrystal materials having a high Curie temperature is negligibly smaller than that of the above-mentioned Mn—Zn ferrite.
  • the core material having a high Curie temperature include an amorphous material and a nanocrystalline material.
  • the noise filter of the present embodiment uses an amorphous material or a nanocrystal material as the core material used for the common mode choke coil.
  • the dielectric of the grounding capacitor is barium titanate (BaTIO 3 ), which is a general dielectric, as in the first embodiment. Therefore, as shown in FIG. 12 of the first embodiment, the dielectric constant of the grounded capacitor changes according to the temperature change.
  • BaTIO 3 barium titanate
  • FIG. 19 is a configuration diagram of the filter unit 16 of the present embodiment.
  • the filter unit 16 is composed of a resistor 16a and a capacitor 16b.
  • the filter unit 16 is composed of a capacitor 16b and a resistance 16a connected between the electric circuit and the ground potential on the output side of the capacitor 16b.
  • the filter unit 16 is an RC high-pass filter and attenuates a gain of a frequency lower than a specific frequency called a cutoff frequency.
  • the filter unit 16 applies an RC high-pass filter to the common mode noise detection signal input from the noise detection unit 12 to generate a cancel signal, and outputs this cancel signal to the amplification unit 17.
  • the inductance value of the main circuit unit 20 does not change according to the temperature change. .. In the main circuit unit 20, only the capacitance value changes according to the temperature change.
  • the filter unit 16 is composed of a resistor 16a and a capacitor 16b, and does not have an inductor.
  • the inductance component of the filter unit 16 is only the parasitic inductor generated in the wiring.
  • the inductance value of this parasitic inductor is very small compared to the inductance value of the common mode choke coil, and can be regarded as constant with respect to temperature changes. Therefore, even in the filter unit 16, only the capacitance value changes according to the temperature change.
  • the dielectric of the grounding capacitor of the main circuit section and the dielectric of the capacitor 16b of the filter section 16 are made of the same material. With this configuration, the temperature dependence of the capacitance value of the main circuit unit 20 and the temperature dependence of the capacitance value of the capacitor 16b in the filter unit 16 can be made the same.
  • the cutoff frequency of the filter unit 16 when the resonance frequency generated in the open loop response shifts due to the temperature change, the cutoff frequency of the filter unit 16 also shifts so as to follow it. Therefore, unnecessary resonance peaks are attenuated in the open loop response.
  • the noise filter configured in this way, the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the main circuit section and the temperature dependence of the product of the inductance value and the capacitance value of the filter section are set to be the same. Therefore, the noise suppression effect does not decrease even if the resonance frequency changes due to the temperature change. Further, this noise filter is low in cost because it does not require a temperature detector for detecting the temperature of the noise detection unit or the like and a controller for adjusting the frequency characteristic of the filter unit to the resonance frequency according to the temperature.
  • the dielectric of the main circuit unit 20 and the dielectric of the filter unit 16 do not necessarily have to be the same material, and may be another material having the same permittivity and temperature dependence.
  • Unit 80 power converter, 81 DC power supply, 82, 83, 84 upper and lower arms, 82a, 82b, 83a, 83b, 84a, 84b semiconductor switch, 85 inverter output terminal, 86, 91 parasitic capacity, 90 load, 100 power conversion system.

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Abstract

温度変化で共振周波数が変化してもノイズ抑制効果が低下しない低コストのノイズフィルタを提供する。　ノイズフィルタ（１０）は、コモンモードノイズを検出するノイズ検出部（１２）と、キャンセル信号出力部（１３）と、キャンセル信号を注入する注入部（１４）と、接地コンデンサ（１５）とを有する。キャンセル信号出力部は、コモンモードノイズからキャンセル信号を生成するフィルタ部（１６）とキャンセル信号を増幅する増幅部（１７）とを有し、ノイズ検出部、注入部および接地コンデンサを含む主回路部（２０）のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と、フィルタ部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性とが同じである。

Description

ノイズフィルタ
　本願は、ノイズフィルタに関する。
　電源からの入力電力を任意の直流電力または交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置が知られている。この電力変換装置は、スイッチング動作に起因する高周波ノイズを発生する。この高周波ノイズは、寄生容量などを介して接地電位を経由して電源または負荷に流れるコモンモードノイズの原因となる。このコモンモードノイズを抑制するために、電源と電力変換装置との間の電路、または電力変換装置と負荷との間の電路にノイズフィルタが設置される。
　ノイズフィルタの一つにアクティブノイズフィルタがある。このアクティブノイズフィルタは、電路のコモンモードノイズを検出するノイズ検出部と、検出されたコモンモードノイズからキャンセル信号を生成して出力するキャンセル信号出力部と、キャンセル信号を電路に注入する注入部とを有する。ノイズ検出部および注入部としてチョークコイルが用いられた場合、このチョークコイルのインダクタンス成分と電路の容量成分とに起因した共振が発生する。そのため、キャンセル信号出力部は共振周波数における増幅率を調整するためのフィルタ部を備えている。
　チョークコイルのコア材の透磁率は温度に応じて変化するため、チョークコイルの温度が変化すると共振周波数が変化する。温度変化によって共振周波数が変化すると共振周波数とフィルタ部の周波数特性との間にずれが生じ、ノイズ抑制効果が低下する。従来のノイズフィルタは、チョークコイルの温度を検知する温度検知器と、この温度検知器で検知された温度に応じてフィルタの周波数特性を共振周波数に合わせるコントローラとを備えている（例えば、特許文献１参照）。
特開平９－２１５３４１号公報
　しかしながら、従来のノイズフィルタにおいては、チョークコイルの温度を検知する温度検知器と、この温度検知器で検知された温度に応じてフィルタ部の周波数特性を共振周波数に合わせるコントローラとを備えているので、高コストになるという問題がある。
　本願は上述のような課題を解決するためになされたもので、温度変化で共振周波数が変化してもノイズ抑制効果が低下しない低コストのノイズフィルタを提供することを目的とする。
　本願のノイズフィルタは、電路のコモンモードノイズを検出するノイズ検出部と、検出されたコモンモードノイズからキャンセル信号を生成して出力するキャンセル信号出力部と、キャンセル信号を電路に注入する注入部と、電路に接続された接地コンデンサとを有する。そして、キャンセル信号出力部は、検出されたコモンモードノイズにフィルタをかけてキャンセル信号を生成するフィルタ部とキャンセル信号を増幅する増幅部とを有しており、ノイズ検出部、注入部および接地コンデンサを含む主回路部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と、フィルタ部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性とが同じである。
　本願のノイズフィルタにおいては、主回路部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と、フィルタ部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性とが同じに設定されているので、温度変化で共振周波数が変化してもノイズ抑制効果が低下しない。また、このノイズフィルタは、ノイズ検出部などの温度を検知する温度検知器、および温度に応じてフィルタ部の周波数特性を共振周波数に合わせるコントローラが不要となるので低コストとなる。
実施の形態１に係る電力変換システムの構成図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。 実施の形態１に係る電力変換システムにおけるコモンモードノイズの説明図である。 実施の形態１に係るノイズフィルタの構成図である。 実施の形態１に係るノイズ検出部の構成図である。 実施の形態１に係るフィルタ部の構成図である。 実施の形態１に係る増幅部の構成図である。 実施の形態１に係る注入部の構成図である。 実施の形態１に係るノイズフィルタの主回路部の説明図である。 実施の形態１における主回路部の制御応答を示す模式図である。 実施の形態１におけるコア材の特性図である。 実施の形態１における誘電体の特性図である。 実施の形態１における主回路部の制御応答を示す模式図である。 実施の形態１に係るフィルタ部の構成図である。 実施の形態１における主回路部の制御応答を示す模式図である。 実施の形態２に係るフィルタ部の構成図である。 実施の形態２における主回路部の制御応答を示す模式図である。 実施の形態３に係るフィルタ部の構成図である。 実施の形態４に係るフィルタ部の構成図である。
　以下、本願を実施するための実施の形態に係るノイズフィルタについて、図面を参照して詳細に説明する。なお、各図において同一符号は同一もしくは相当部分を示している。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るノイズフィルタが適用された電力変換システムの構成図である。電力変換システム１００は、交流電源１と負荷９０との間に配置される。この電力変換システム１００は、電源線２を介して交流電源１から入力される電力を変換する電力変換装置８０と、交流電源１と電力変換装置８０との間に挿入されたノイズフィルタ１０とで構成されている。電力変換装置８０は、交流電源１から入力される電力を負荷９０の駆動に必要な電力に変換して出力する。なお、本実施の形態において、ノイズフィルタ１０は交流電源１と電力変換装置８０との間に配置されているが、電力変換装置８０と負荷９０との間に配置されてもよい。
　図２は、本実施の形態の電力変換装置８０の一例を示す構成図である。この電力変換装置８０は、２レベル三相インバータである。直列に接続された２つの半導体スイッチ８２ａ、８２ｂで１つの上下アーム８２が構成されている。また、直列に接続された２つの半導体スイッチ８３ａ、８３ｂで１つの上下アーム８３が構成されている。さらに、直列に接続された２つの半導体スイッチ８４ａ、８４ｂで１つの上下アーム８４が構成されている。この３つの上下アーム８２、８３、８４には直流電源８１が接続されている。３つの上下アーム８２、８３、８４の中点は、インバータ出力端子８５に接続されている。これらの６つの半導体スイッチ８２ａ、８２ｂ、８３ａ、８３ｂ、８４ａ、８４ｂがスイッチ動作をおこなうことで、インバータ出力端子８５に交流電力が出力される。このとき、インバータ出力端子８５の出力電位は、直流電源８１の正電圧および負電圧のいずれか一方の電位となる。そのため、この電力変換装置８０のコモンモード電圧は、ゼロではない一定の電圧となる。
　図３は、本実施の形態の電力変換システムにおけるコモンモードノイズの説明図である。この電力変換システム１００において、電力変換装置８０および負荷９０と接地線３との間には寄生容量８６および寄生容量９１がそれぞれ存在する。図３において破線矢印で示したように、電力変換システム１００には、寄生容量８６、９１および接地線３を介するコモンモードループに電力変換装置８０のコモンモード電圧が印加されてコモンモード電流（コモンモードノイズ）が流れる。
　図４は、本実施の形態のノイズフィルタ１０の構成図である。このノイズフィルタ１０は、交流電源１と電力変換装置８０との間に挿入されている。ノイズフィルタ１０は、電源線２につながる電路１１に設けられたノイズ検出部１２と、ノイズ検出部１２で検出されたコモンモードノイズからキャンセル信号を生成して出力するキャンセル信号出力部１３と、ノイズ検出部１２よりも出力側の電路１１に設けられた注入部１４と、電路１１と接地電位との間に設けられた接地コンデンサ１５とを有している。キャンセル信号出力部１３は、ノイズ検出部１２で検出されたコモンモードノイズにフィルタをかけてキャンセル信号を生成するフィルタ部１６と、キャンセル信号を増幅する増幅部１７とを有している。
　図５は、本実施の形態のノイズ検出部１２の構成図である。このノイズ検出部１２は、コモンモードトランスで構成されている。ノイズ検出部１２を構成するコモンモードトランスをここでは検出トランスと称す。この検出トランスは、交流電源１の電源線２につながる電路１１において、Ｒ相動力線に巻かれたＲ相巻線１２ａとＳ相動力線に巻かれたＳ相巻線１２ｂとＴ相動力線に巻かれたＴ相巻線１２ｃと補助巻線１２ｄとで構成されている。Ｒ相巻線１２ａ、Ｓ相巻線１２ｂおよびＴ相巻線１２ｃは同相に巻かれている。このように構成されたノイズ検出部１２は、ノーマルモードの発生磁束は相殺し、コモンモードの発生磁束は強め合う。そのため、この検出トランスは、コモンモードに対してのみ高いインダクタンス値を備え、コモンモードチョークコイルとして働く。そして、このノイズ検出部１２では、検出トランスを通過するコモンモードノイズによって、補助巻線１２ｄの両端にコモンモードノイズ検出信号が生じる。補助巻線１２ｄの両端は、フィルタ部１６に接続されている。
　図６は、本実施の形態に係るフィルタ部１６の一例を示す構成図である。このフィルタ部１６は、２つの回路の並列接続で構成されている。一方の回路は、直列に接続された２つの抵抗１６ａと、この２つの抵抗１６ａの中点と接地電位との間に接続されたコンデンサ１６ｂとで構成されている。他方の回路は、直列に接続された２つのコンデンサ１６ｂと、この２つのコンデンサ１６ｂの中点と接地電位との間に接続された抵抗１６ａとで構成されている。このフィルタ部１６はＴｗｉｎ－Ｔ型と呼ばれるノッチフィルタであり、リジェクト周波数と呼ばれる特定の周波数でゲインを減衰させる。フィルタ部１６は、ノイズ検出部１２から入力されたコモンモードノイズ検出信号にノッチフィルタをかけてキャンセル信号を生成し、このキャンセル信号を増幅部１７へ出力する。
　図７は、本実施の形態の増幅部１７の構成図である。この増幅部１７は、入力抵抗１７ａとオペアンプ１７ｂと帰還抵抗１７ｃとで構成されている。この増幅部１７はオペアンプ１７ｂを用いた反転増幅回路または非反転増幅回路である。増幅部１７は、フィルタ部１６から入力されたキャンセル信号を入力抵抗１７ａの抵抗値と帰還抵抗１７ｃの抵抗値との比で与えられる増幅率で増幅して注入部１４へ出力する。
　図８は、本実施の形態の注入部１４の構成図である。この注入部１４は、コモンモードトランスで構成されている。注入部１４を構成するコモンモードトランスをここでは注入トランスと称す。この注入トランスは、電路１１において、Ｒ相動力線に巻かれたＲ相巻線１４ａとＳ相動力線に巻かれたＳ相巻線１４ｂとＴ相動力線に巻かれたＴ相巻線１４ｃと補助巻線１４ｄとで構成されている。Ｒ相巻線１４ａ、Ｓ相巻線１４ｂおよびＴ相巻線１４ｃは同相に巻かれている。そのため、この注入トランスは、コモンモードに対してのみ高いインダクタンス値を備え、コモンモードチョークコイルとして働く。このように構成された注入部１４においては、補助巻線１４ｄの両端にキャンセル信号が入力される。そして、この注入部１４において、補助巻線１４ｄに入力されたキャンセル信号によって、Ｒ相巻線１４ａ、Ｓ相巻線１４ｂおよびＴ相巻線１４ｃに対してコモンモードノイズをキャンセルする電圧が誘起される。
　図９は、本実施の形態に係るノイズフィルタにおける主回路部の説明図である。ここで、ノイズ検出部１２、注入部１４および接地コンデンサ１５で構成された部分を主回路部２０と称する。主回路部２０のインダクタンス値は、ノイズ検出部１２を構成するコモンモードチョークコイルのインダクタンス値と注入部１４を構成するコモンモードチョークコイルのインダクタンス値との和である。また、主回路部２０の容量値は、接地コンデンサ１５の容量値である。さらに、フィルタ部１６のインダクタンス値および容量値は、フィルタ部１６を構成する各素子のインダクタンス値および容量値のそれぞれの和である。
　図１０は、主回路部２０の制御応答を示す模式図である。図１０において、横軸は周波数、縦軸はゲインである。ここで制御応答とは、ノイズ検出部１２の出力からキャンセル信号出力部１３および注入部１４を経由してノイズ検出部１２に再び帰還してくる経路における開ループ応答を表すものとする。ノイズフィルタ１０の制御安定性は、この開ループ応答のゲイン余裕および位相余裕の値によって管理される。
　図１０Ａは、フィルタ部１６が存在しない場合の開ループ応答を示す模式図である。ここで、主回路部２０のインダクタンス値をＬ１、容量値をＣ１とすると、主回路部２０の共振周波数ｆ１は、ｆ１＝１／｛２π√（Ｌ１×Ｃ１）｝で与えられる。図１０Ａに示すように、フィルタ部１６が存在しない場合の開ループ応答にはｆ１に大きな共振ピークが発生して位相回転が生じる。そのため、主回路部２０の制御応答が不安定になる。なお、主回路部２０のインダクタンス値Ｌ１は、ノイズ検出部１２を構成するコモンモードチョークコイルのインダクタンス値と注入部１４を構成するコモンモードチョークコイルのインダクタンス値との和である。また、主回路部２０の容量値Ｃ１は、接地コンデンサ１５の容量値である。
　図１０Ｂは、フィルタ部１６のフィルタ通過特性を示す模式図である。図６に示したように、このフィルタ部１６はノッチフィルタであり、リジェクト周波数ｆ２を主回路部２０の共振周波数ｆ１に一致させている。ここで、フィルタ部１６のインダクタンス値をＬ２、容量値をＣ２とすると、フィルタ部１６におけるリジェクト周波数ｆ２は、ｆ２＝１／｛２π√（Ｌ２×Ｃ２）｝で与えられる。さらに、このリジェクト周波数ｆ２は、主回路部２０の共振周波数ｆ１と同じになるように設定されている（ｆ１＝ｆ２）。
　図１０Ｃは、フィルタ部１６が存在する場合の開ループ応答を示す模式図である。図１０Ｃに示すように、フィルタ部１６が存在する場合の開ループ応答にはｆ１の大きな共振ピークはフィルタ部１６のフィルタ通過特性で減衰される。
　このようにフィルタ部１６を有するキャンセル信号出力部１３は、ノイズ検出部１２で検出されたノイズに含まれる主回路部２０の不要な共振ピークを減衰させたキャンセル信号を生成することができる。その結果、ノイズフィルタ１０は安定したノイズ抑制効果を発揮することができる。
　次に、このように構成されたノイズフィルタ１０において、温度が変化したときのノイズ抑制効果の変化について説明する。
　図１１は、コモンモードチョークコイルに用いられる一般的なコア材、例えばＭｎ－Ｚｎフェライトの比透磁率の温度依存性を示した特性図である。このフェライトの透磁率は、ごく低温からキュリー温度に達する直前まで温度上昇と共に増大する。コモンモードチョークコイルのインダクタンス値は比透磁率に比例するため、このインダクタンス値も温度変化に応じて変化する。
　図１２は、接地コンデンサに用いられる一般的な誘電体、例えばチタン酸バリウム（ＢａＴｉＯ３）の比誘電率の温度依存性を示した特性図である。この誘電体の誘電率は、ある温度にピーク値を有し、この温度より低温または高温になるにしたがって誘電率は低下する。接地コンデンサの容量値は比誘電率に比例するため、この容量値も温度変化に応じて変化する。
　図１３は、温度が変化したときの主回路部２０の制御応答を示す模式図である。図１３において、横軸は周波数、縦軸はゲインである。図１３において、実線は常温における特性曲線、破線は常温よりも高温のときの特性曲線、長破線は常温よりも低温のときの特性曲線を示す。ここで、コモンモードチョークコイルに用いられるコア材の透磁率は温度上昇に伴って増大すると仮定し、接地コンデンサに用いられる誘電体の誘電率は温度上昇に伴って減少すると仮定する。そして、温度上昇に伴う透磁率の増大率は温度上昇に伴う誘電率の減少率よりも小さいと仮定する。そのため、主回路部２０におけるインダクタンス値と容量値との積は温度上昇に伴って低下する。その結果、共振周波数は温度上昇に伴って大きくなる。
　図１３Ａは、フィルタ部１６が存在しない場合の開ループ応答を示す模式図である。上述のように共振周波数は温度上昇に伴って大きくなる。そのため、実線で示す常温時の共振ピークに対して、破線で示す高温時の共振ピークは高周波側にシフトし、長破線で示す低温時の共振ピークは低周波側にシフトする。
　図１３Ｂは、フィルタ部１６のフィルタ通過特性を示す模式図である。ここで、フィルタ部１６のリジェクト周波数は温度によって変化しないと仮定する。したがって、リジェクト周波数ｆ２は常温のときの共振周波数ｆ１と一致した周波数となっている。
　図１３Ｃは、フィルタ部１６が存在する場合の開ループ応答を示す模式図である。図１３Ｃの実線に示すように、常温であれば図１３Ａに示す共振ピークの周波数と図１３Ｂに示すリジェクト周波数とが一致するので、共振ピークは減衰される。しかしながら、常温よりも高温または低温においては、図１３Ａに示す共振ピークの周波数と図１３Ｂに示すリジェクト周波数とは一致しないために、図１３Ｃの破線または長破線に示すように、開ループ応答に不要な共振ピークが発生する。その結果、主回路部２０の制御応答が不安定になり、ノイズフィルタ１０のノイズ抑制効果が低下する。
　本実施の形態のノイズフィルタは、温度変化によって共振周波数が変化してもノイズ抑制効果が低下しないようにしたものである。具体的には、フィルタ部１６におけるインダクタンス値と容量値との積の温度依存性を主回路部２０におけるインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と同じに設定している。このように設定することにより、温度変化に応じてフィルタ部１６のリジェクト周波数を主回路部２０の共振周波数のシフトに合せてシフトさせることができる。
　ここで、フィルタ部１６におけるインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と、主回路部２０におけるインダクタンス値と容量値との積の温度依存性とが同じとは、Ｌ１×Ｃ１の値の温度変化に対する変化量とＬ２×Ｃ２の値の温度変化に対する変化量とが同じであることを意味する。ただし、後述するように２つの変化量が厳密に同じであることに限定されるものではなく、２つの変化量にある程度の差異があっても同じという意味に含まれる。
　次に、本実施の形態のノイズフィルタの構成を説明する。
　図１４は、本実施の形態のフィルタ部１６の一例を示す構成図である。このフィルタ部１６は、抵抗１６ａとコンデンサ１６ｂとインダクタ１６ｃとで構成されている。フィルタ部１６は、抵抗１６ａと、この抵抗１６ａの出力側において電路と接地電位との間で直列に接続されたインダクタ１６ｃおよびコンデンサ１６ｂとで構成されている。このフィルタ部１６はＲＬＣノッチフィルタであり、リジェクト周波数でゲインを減衰させる。
　本実施の形態において、主回路部２０のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と、フィルタ部１６におけるインダクタ１６ｃのインダクタンス値とコンデンサ１６ｂの容量値との積の温度依存性とが同じに設定されている。具体的には、ノイズ検出部１２および注入部１４のコモンモードチョークコイルのコア材と、フィルタ部１６のインダクタ１６ｃのコア材とを同じ素材としている。さらに、接地コンデンサ１５の誘電体と、フィルタ部１６のコンデンサ１６ｂの誘電体とを同じ素材としている。なお、主回路部２０のコア材とフィルタ部１６のコア材とは必ずしも同じ素材である必要はなく、透磁率が同じ温度依存性をもつ別の素材でもよい。また、主回路部２０の誘電体とフィルタ部１６の誘電体とは必ずしも同じ素材である必要はなく、誘電率が同じ温度依存性をもつ別の素材でもよい。
　次に、本実施の形態のノイズフィルタの動作を説明する。
　図１５は、本実施の形態のノイズフィルタ１０において、温度が変化したときの主回路部２０の制御応答を示す模式図である。図１５において、横軸は周波数、縦軸はゲインである。図１５において、実線は常温における特性曲線、破線は常温よりも高温のときの特性曲線、長破線は常温よりも低温のときの特性曲線を示す。ここで、図１３と同様に、主回路部２０における共振周波数は温度上昇に伴って大きくなると仮定する。
　図１５Ａは、フィルタ部１６が存在しない場合の開ループ応答を示す模式図である。上述のように共振周波数は温度上昇に伴って大きくなる。そのため、実線で示す常温時の共振ピークに対して、破線で示す高温時の共振ピークは高周波側にシフトし、長破線で示す低温時の共振ピークは低周波側にシフトする。
　図１５Ｂは、フィルタ部１６のフィルタ通過特性を示す模式図である。ここで、フィルタ部１６のインダクタンス値をＬ２、容量値をＣ２とすると、フィルタ部１６のリジェクト周波数ｆ２は、ｆ２＝１／｛２π√（Ｌ２×Ｃ２）｝で与えられる。フィルタ部１６におけるインダクタンス値と容量値との積の温度依存性は、主回路部２０におけるインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と同じに設定されている。すなわち、Ｌ１×Ｃ１の値の温度変化に対する変化量とＬ２×Ｃ２の値の温度変化に対する変化量とが同じに設定されている。そのため、フィルタ部１６のリジェクト周波数は、主回路部２０の共振周波数と同様に温度に応じてシフトする。すなわち、実線で示す常温時のリジェクト周波数に対して、破線で示す高温時のリジェクト周波数は高周波側にシフトし、長破線で示す低温時のリジェクト周波数は低周波側にシフトする。そして、温度変化に対する共振周波数のシフト量とリジェクト周波数のシフト量とが同じになる。
　図１５Ｃは、フィルタ部１６が存在する場合の開ループ応答を示す模式図である。図１５Ｃの実線に示すように、常温では図１５Ａに示す共振ピークの周波数と図１５Ｂに示すリジェクト周波数とが一致するので、共振ピークは減衰される。さらに、常温よりも高温または低温においては、図１５Ａに示す共振ピークのシフトと同様に図１５Ｂに示すリジェクト周波数もシフトするので、図１５Ｃの破線または長破線に示すように、開ループ応答において不要な共振ピークが減衰される。その結果、ノイズフィルタ１０は安定したノイズ抑制効果を発揮することができる。
　このように構成されたノイズフィルタは、主回路部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と、フィルタ部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性とが同じに設定されているので、温度変化で共振周波数が変化してもノイズ抑制効果が低下しない。また、このノイズフィルタは、ノイズ検出部などの温度を検知する温度検知器、および温度に応じてフィルタ部の周波数特性を共振周波数に合わせるコントローラが不要となるので低コストとなる。
　なお、本実施の形態において、温度依存性が同じとは厳密に一致することに限定されない。上述の安定したノイズ抑制効果が奏される範囲において温度依存性に差異があっても同じ範囲に含まる。例えば、ノイズ検出部１２および注入部１４のコモンモードチョークコイルのコア材と、フィルタ部１６のインダクタ１６ｃのコア材とを同じ素材とする場合でも、素材の特性ばらつき、部品寸法のばらつきなどに起因する温度依存性のばらつきなどは同じ範囲に含まれる。また、インダクタンス値と容量値との積の温度依存性が同じであれば、主回路部２０に含まれるコア材および誘電体の素材とフィルタ部１６に含まれるコア材および誘電体の素材とがそれぞれ異なていていもよい。コア材としては、例えばＭｎ－Ｚｎフェライト、Ｎｉ－Ｚｎフェライトなどを用いることができる。誘電体とてしは、チタン酸バリウム（ＢａＴｉＯ３）、チタン酸ストロンチウム（ＳｒＴｉＯ３）、酸化鉛（ＰｂＯ）などを用いることができる。
　また、キュリー温度および初透磁率が同じ磁性体同士であれば透磁率の温度依存性も同じと判断できる。したがって、本実施の形態において、コモンモードチョークコイルのコア材のキュリー温度および初透磁率とフィルタ部に含まれるインダクタのコア材のキュリー温度および初透磁率とがそれぞれ同じであってもよい。
　また、本実施の形態において、増幅部の構成としてオペアンプを用いた回路の例を示したが、増幅部の構成として他の反転増幅回路、非反転増幅回路であってもよい。さらに、本実施の形態のノイズフィルタは、ノイズ検出部および注入部以外に他のコモンモードチョークコイルが接続されていてもよい。また、ノイズ検出部および注入部の少なくとも一方はコモンモードチョークコイルの代わりにコンデンサで構成されていてもよい。主回路部の共振周波数は、それらの全ての素子のインダクタンス成分および容量成分で決定される。さらに、本実施の形態における電力変換システムは三相三線式の電力変換システムであるが、三相四線式の電力変換システムであってもよい。
実施の形態２．
　実施の形態１のノイズフィルタにおいて、フィルタ部はノッチフィルタであった。実施の形態２のノイズフィルタは、ハイパスフィルタでフィルタ部を構成したものである。本実施の形態のノイズフィルタの構成は、フィルタ部以外は実施の形態１の図４に示したノイズフィルタの構成と同じである。
　図１６は、本実施の形態に係るフィルタ部１６の構成図である。このフィルタ部１６は、抵抗１６ａとコンデンサ１６ｂとインダクタ１６ｃとで構成されている。フィルタ部１６は、直列に接続された抵抗１６ａおよびコンデンサ１６ｂと、コンデンサ１６ｂの出力側において電路と接地電位との間に接続されたインダクタ１６ｃとで構成されている。このフィルタ部１６はＬＣハイパスフィルタであり、カットオフ周波数と呼ばれる特定の周波数より低い周波数のゲインを減衰させる。フィルタ部１６は、ノイズ検出部１２から入力されたコモンモードノイズ検出信号にＬＣハイパスフィルタをかけてキャンセル信号を生成し、このキャンセル信号を増幅部１７へ出力する。
　本実施の形態において、主回路部２０のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と、フィルタ部１６におけるインダクタ１６ｃのインダクタンス値とコンデンサ１６ｂの容量値との積の温度依存性とが同じに設定されている。具体的には、ノイズ検出部１２および注入部１４のコモンモードチョークコイルのコア材と、フィルタ部１６のインダクタ１６ｃのコア材とを同じ素材としている。さらに、接地コンデンサ１５の誘電体と、フィルタ部１６のコンデンサ１６ｂの誘電体とを同じ素材としている。なお、主回路部２０のコア材とフィルタ部１６のコア材とは必ずしも同じ素材である必要はなく、透磁率が同じ温度依存性をもつ別の素材でもよい。また、主回路部２０の誘電体とフィルタ部１６の誘電体とは必ずしも同じ素材である必要はなく、誘電率が同じ温度依存性をもつ別の素材でもよい。
　次に、本実施の形態のノイズフィルタの動作を説明する。
　図１７は、本実施の形態のノイズフィルタにおいて、温度が変化したときの主回路部２０の制御応答を示す模式図である。図１７において、横軸は周波数、縦軸はゲインである。図１７において、実線は常温における特性曲線、破線は常温よりも高温のときの特性曲線、長破線は常温よりも低温のときの特性曲線を示す。ここで、実施の形態１の図１３と同様に、主回路部２０における共振周波数は温度上昇に伴って大きくなると仮定する。
　図１７Ａは、フィルタ部１６が存在しない場合の開ループ応答を示す模式図である。上述のように共振周波数は温度上昇に伴って大きくなる。そのため、実線で示す常温時の共振ピークに対して、破線で示す高温時の共振ピークは高周波側にシフトし、長破線で示す低温時の共振ピークは低周波側にシフトする。
　図１７Ｂは、フィルタ部１６のフィルタ通過特性を示す模式図である。ここで、フィルタ部１６のインダクタンス値をＬ３、容量値をＣ３とすると、フィルタ部１６のカットオフ周波数ｆ３は、ｆ３＝１／｛２π√（Ｌ３×Ｃ３）｝で与えられる。フィルタ部１６におけるインダクタンス値と容量値との積の温度依存性は、主回路部２０におけるインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と同じに設定されている。なわち、Ｌ１×Ｃ１の値の温度変化に対する変化量とＬ３×Ｃ３の値の温度変化に対する変化量とが同じに設定されている。そのため、フィルタ部１６のカットオフ周波数は、主回路部２０の共振周波数と同様に温度に応じてシフトする。すなわち、実線で示す常温時のカットオフ周波数に対して、破線で示す高温時のカットオフ周波数は高周波側にシフトし、長破線で示す低温時のカットオフ周波数は低周波側にシフトする。そして、温度変化に対する共振周波数のシフト量とカットオフ周波数のシフト量とが同じになる。
　図１７Ｃは、フィルタ部１６が存在する場合の開ループ応答を示す模式図である。図１７Ｃの実線に示すように、常温では図１７Ａに示す共振ピークの周波数は図１７Ｂに示すカットオフ周波数より低いので共振ピークは減衰される。さらに、常温よりも高温または低温においては、図１７Ａに示す共振ピークのシフトと同様に図１７Ｂに示すカットオフ周波数もシフトするので、図１７Ｃの破線または長破線に示すように、開ループ応答において不要な共振ピークが減衰される。その結果、ノイズフィルタ１０は安定したノイズ抑制効果を発揮することができる。
　このように構成されたノイズフィルタは、主回路部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と、フィルタ部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性とが同じに設定されているので、温度変化で共振周波数が変化してもノイズ抑制効果が低下しない。また、このノイズフィルタは、ノイズ検出部などの温度を検知する温度検知器、および温度に応じてフィルタ部の周波数特性を共振周波数に合わせるコントローラが不要となるので低コストとなる。
　なお、実施の形態１のノイズフィルタにおいては、フィルタ部をノッチフィルタで構成していた。また、実施の形態２のノイズフィルタにおいては、フィルタ部をハイパスフィルタで構成していた。これらに加えて、フィルタ部をローパスフィルタ、バンドパスフィルタなど別のフィルタで構成してもよい。
実施の形態３．
　実施の形態１および実施の形態２のノイズフィルタにおいては、ノイズ検出部および注入部のコモンモードチョークコイルのコア材の透磁率と接地コンデンサの誘電体の誘電率とは、共に温度変化に応じて変化する。そのため、主回路部のインダクタンス値および容量値も温度変化に応じて変化する。実施の形態３のノイズフィルタは、主回路部の容量値が温度変化に対して変化しない場合のノイズフィルタである。
　一般の電気機器の使用環境温度は、－４０℃から８５℃の範囲である。例えば、接地コンデンサに用いられる誘電体とてして示したチタン酸バリウム（ＢａＴｉＯ３）、チタン酸ストロンチウム（ＳｒＴｉＯ３）および酸化鉛（ＰｂＯ）などの強誘電体の誘電率は、－４０℃から８５℃の温度範囲において、最大で数十％変化する。これに対して、温度補償用コンデンサに用いられる例えば酸化チタン（ＴｉＯ２）、ジルコン酸カルシウム（ＣａＺｒＯ３）などの常誘電体の誘電率の変化は、上述の強誘電体に比べて無視できるほど小さい。本実施の形態のノイズフィルタは、接地コンデンサの誘電体として常誘電体を用いたものである。なお、本実施の形態のノイズフィルタにおいて、ノイズ検出部および注入部のコモンモードチョークコイルのコア材は、実施の形態１と同様に、一般的なコア材であるＭｎ－Ｚｎフェライトである。そのため、ノイズ検出部および注入部のコモンモードチョークコイルのコア材の透磁率は、実施の形態１の図１１に示したように、温度変化に応じて変化する。
　図１８は、本実施の形態のフィルタ部１６の構成図である。このフィルタ部１６は、抵抗１６ａとインダクタ１６ｃとで構成されている。フィルタ部１６は、抵抗１６ａとこの抵抗１６ａの出力側において電路と接地電位との間に接続されたインダクタ１６ｃとで構成されている。このフィルタ部１６はＲＬハイパスフィルタであり、カットオフ周波数と呼ばれる特定の周波数より低い周波数のゲインを減衰させる。フィルタ部１６は、ノイズ検出部１２から入力されたコモンモードノイズ検出信号にＲＬハイパスフィルタをかけてキャンセル信号を生成し、このキャンセル信号を増幅部１７へ出力する。
　本実施の形態においては、接地コンデンサを常誘電体で構成しているので、主回路部２０の容量値は温度変化に応じて変化しない。主回路部２０においては、インダクタンス値のみ温度変化に応じて変化する。これに対して、フィルタ部１６は抵抗１６ａとインダクタ１６ｃとで構成されており、コンデンサを備えていない。フィルタ部１６の容量成分は、接地電位との間に発生する寄生容量のみである。この寄生容量の容量値は、接地コンデンサの容量値に比べてとても小さく、温度変化に対して一定と見做すことができる。したがって、フィルタ部１６においても、インダクタンス値のみ温度変化に応じて変化する。
　本実施の形態においては、ノイズ検出部１２および注入部１４のコモンモードチョークコイルのコア材と、フィルタ部１６のインダクタ１６ｃのコア材とを同じ素材としている。このように構成することで、主回路部２０のインダクタンス値の温度依存性と、フィルタ部１６におけるインダクタ１６ｃのインダクタンス値の温度依存性とを同じにすることができる。
　このように構成されたノイズフィルタにおいては、開ループ応答に生じる共振周波数が温度変化によってシフトしたときに、それに追従するようにフィルタ部１６のカットオフ周波数もシフトする。そのため、開ループ応答において不要な共振ピークが減衰される。
　このように構成されたノイズフィルタは、主回路部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と、フィルタ部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性とが同じに設定されているので、温度変化で共振周波数が変化してもノイズ抑制効果が低下しない。また、このノイズフィルタは、ノイズ検出部などの温度を検知する温度検知器、および温度に応じてフィルタ部の周波数特性を共振周波数に合わせるコントローラが不要となるので低コストとなる。
　なお、主回路部２０のコア材とフィルタ部１６のコア材とは必ずしも同じ素材である必要はなく、透磁率が同じ温度依存性をもつ別の素材でもよい。
実施の形態４．
　実施の形態１および実施の形態２のノイズフィルタにおいては、ノイズ検出部および注入部のコモンモードチョークコイルのコア材の透磁率と接地コンデンサの誘電体の誘電率とは、共に温度変化に応じて変化する。そのため、主回路部のインダクタンス値および容量値も温度変化に応じて変化する。実施の形態４のノイズフィルタは、主回路部のインダクタンス値が温度変化に対して変化しない場合のノイズフィルタである。
　例えば、コモンモードチョークコイルに用いられるコア材とてして示したＭｎ－Ｚｎフェライトなどの透磁率は、－４０℃から８５℃の温度範囲において、最大数十％変化する。これに対して、キュリー温度が高いナノ結晶材などの透磁率の変化は、上述のＭｎ－Ｚｎフェライトに比べて無視できるほど小さい。キュリー温度が高いコア材としては、アモルファス材、ナノ結晶材などがある。本実施の形態のノイズフィルタは、コモンモードチョークコイルに用いられるコア材としてアモルファス材またはナノ結晶材を用いたものである。なお、本実施の形態のノイズフィルタにおいて、接地コンデンサの誘電体は、実施の形態１と同様に、一般的な誘電体であるチタン酸バリウム（ＢａＴｉＯ３）である。そのため、接地コンデンサの誘電率は、実施の形態１の図１２に示したように、温度変化に応じて変化する。
　図１９は、本実施の形態のフィルタ部１６の構成図である。このフィルタ部１６は、抵抗１６ａとコンデンサ１６ｂとで構成されている。フィルタ部１６は、コンデンサ１６ｂとこのコンデンサ１６ｂの出力側において電路と接地電位との間に接続された抵抗１６ａとで構成されている。このフィルタ部１６はＲＣハイパスフィルタであり、カットオフ周波数と呼ばれる特定の周波数より低い周波数のゲインを減衰させる。フィルタ部１６は、ノイズ検出部１２から入力されたコモンモードノイズ検出信号にＲＣハイパスフィルタをかけてキャンセル信号を生成し、このキャンセル信号を増幅部１７へ出力する。
　本実施の形態においては、ノイズ検出部および注入部のコモンモードチョークコイルのコア材をアモルファス材またはナノ結晶材で構成しているので、主回路部２０のインダクタンス値は温度変化に応じて変化しない。主回路部２０においては、容量値のみ温度変化に応じて変化する。これに対して、フィルタ部１６は抵抗１６ａとコンデンサ１６ｂとで構成されており、インダクタを備えていない。フィルタ部１６のインダクタンス成分は、配線に発生する寄生インダクタのみである。この寄生インダクタのインダクタンス値は、コモンモードチョークコイルのインダクタンス値に比べてとても小さく、温度変化に対して一定と見做すことができる。したがって、フィルタ部１６においても、容量値のみ温度変化に応じて変化する。
　本実施の形態においては、主回路部の接地コンデンサの誘電体と、フィルタ部１６のコンデンサ１６ｂの誘電体とを同じ素材としている。このように構成することで、主回路部２０の容量値の温度依存性と、フィルタ部１６におけるコンデンサ１６ｂの容量値の温度依存性とを同じにすることができる。
　このように構成されたノイズフィルタにおいては、開ループ応答に生じる共振周波数が温度変化によってシフトしたときに、それに追従するようにフィルタ部１６のカットオフ周波数もシフトする。そのため、開ループ応答において不要な共振ピークが減衰される。
　このように構成されたノイズフィルタは、主回路部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と、フィルタ部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性とが同じに設定されているので、温度変化で共振周波数が変化してもノイズ抑制効果が低下しない。また、このノイズフィルタは、ノイズ検出部などの温度を検知する温度検知器、および温度に応じてフィルタ部の周波数特性を共振周波数に合わせるコントローラが不要となるので低コストとなる。
　なお、主回路部２０の誘電体とフィルタ部１６の誘電体とは必ずしも同じ素材である必要はなく、誘電率が同じ温度依存性をもつ別の素材でもよい。
　本願は、様々な例示的な実施の形態および実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
　したがって、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１　交流電源、２　電源線、３　接地線、１０　ノイズフィルタ、１１　電路、１２　ノイズ検出部、１２ａ、１４ａ　Ｒ相巻線、１２ｂ、１４ｂ　Ｓ相巻線、１２ｃ、１４ｃ　Ｔ相巻線、１２ｄ、１４ｄ　補助巻線、１３　キャンセル信号出力部、１４　注入部、１５　接地コンデンサ、１６　フィルタ部、１６ａ　抵抗、１６ｂ　コンデンサ、１６ｃ　インダクタ、１７　増幅部、１７ａ　入力抵抗、１７ｂ　オペアンプ、１７ｃ　帰還抵抗、２０　主回路部、８０　電力変換装置、８１　直流電源、８２、８３、８４　上下アーム、８２ａ、８２ｂ、８３ａ、８３ｂ、８４ａ、８４ｂ　半導体スイッチ、８５　インバータ出力端子、８６、９１　寄生容量、９０　負荷、１００　電力変換システム。

Claims (9)

  1. 　電路のコモンモードノイズを検出するノイズ検出部と、検出された前記コモンモードノイズからキャンセル信号を生成して出力するキャンセル信号出力部と、前記キャンセル信号を前記電路に注入する注入部と、前記電路に接続された接地コンデンサとを有するノイズフィルタであって、
    　前記キャンセル信号出力部は、検出された前記コモンモードノイズにフィルタをかけて前記キャンセル信号を生成するフィルタ部と前記キャンセル信号を増幅する増幅部とを有し、
    　前記ノイズ検出部、前記注入部および前記接地コンデンサを含む主回路部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性と、前記フィルタ部のインダクタンス値と容量値との積の温度依存性とが同じであることを特徴とするノイズフィルタ。
  2. 　前記ノイズ検出部および前記注入部は、それぞれコモンモードチョークコイルで構成されていることを特徴とする請求項１に記載のノイズフィルタ。
  3. 　前記フィルタ部は、インダクタおよびコンデンサを含み、前記コモンモードチョークコイルのコア材と前記フィルタ部に含まれる前記インダクタのコア材とが同じ透磁率の温度依存性をもつ素材で構成されており、かつ前記接地コンデンサの誘電体と前記フィルタ部に含まれる前記コンデンサの誘電体とが同じ誘電率の温度依存性をもつ素材で構成されていることを特徴とする請求項２に記載のノイズフィルタ。
  4. 　前記コモンモードチョークコイルのコア材のキュリー温度および初透磁率と前記フィルタ部に含まれる前記インダクタのコア材のキュリー温度および初透磁率とがそれぞれ同じであることを特徴とする請求項３に記載のノイズフィルタ。
  5. 　前記コモンモードチョークコイルのコア材と前記フィルタ部に含まれる前記インダクタのコア材とが同じ素材で構成されており、かつ前記接地コンデンサの誘電体と前記フィルタ部に含まれる前記コンデンサの誘電体とが同じ素材で構成されていることを特徴とする請求項３または４に記載のノイズフィルタ。
  6. 　前記フィルタ部は、抵抗とインダクタとで構成されており、かつ前記接地コンデンサが常誘電体で構成されており、前記コモンモードチョークコイルのコア材と前記フィルタ部の前記インダクタのコア材とが同じ透磁率の温度依存性をもつ素材で構成されていることを特徴とする請求項２に記載のノイズフィルタ。
  7. 　前記コモンモードチョークコイルのコア材と前記フィルタ部に含まれる前記インダクタのコア材とが同じ素材で構成されていることを特徴とする請求項６に記載のノイズフィルタ。
  8. 　前記フィルタ部は、抵抗とコンデンサとで構成されており、かつ前記コモンモードチョークコイルのコア材がアモルファス材またはナノ結晶材で構成されており、前記接地コンデンサの誘電体と前記フィルタ部の前記コンデンサの誘電体とが同じ誘電率の温度依存性をもつ素材で構成されていることを特徴とする請求項２に記載のノイズフィルタ。
  9. 前記接地コンデンサの誘電体と前記フィルタ部の前記コンデンサの誘電体とが同じ素材で構成されていることを特徴とする請求項８に記載のノイズフィルタ。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4142134A4 (en) * 2020-04-20 2023-05-31 Mitsubishi Electric Corporation POWER CONVERSION DEVICE AND AIR CONDITIONER

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010100934A1 (ja) * 2009-03-05 2010-09-10 三菱電機株式会社 漏れ電流低減装置
JP2013158085A (ja) * 2012-01-27 2013-08-15 Mitsubishi Electric Corp 高周波電流低減装置および検出トランス
JP2017038500A (ja) * 2015-08-12 2017-02-16 三星電子株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 伝導性ノイズ抑制回路及びインバータ装置
JP2019080469A (ja) * 2017-10-27 2019-05-23 三菱電機株式会社 ノイズ低減装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3259693A (en) 1960-09-28 1966-07-05 Nippon Electric Co Frequency division multiplex communication system
JPS5871735A (ja) 1981-10-26 1983-04-28 Hitachi Ltd テレビジヨン受信機のチユ−ナ
JPH09215341A (ja) 1996-02-09 1997-08-15 Nissan Motor Co Ltd インバータ装置における高周波漏れ電流低減装置
US6778042B2 (en) 2000-10-30 2004-08-17 Kabushiki Kaisha Toshiba High-frequency device
JP2002141704A (ja) * 2000-10-31 2002-05-17 Toshiba Corp フィルタ装置
JP5301812B2 (ja) 2007-11-14 2013-09-25 東京エレクトロン株式会社 プラズマ処理装置
JP5263663B2 (ja) 2008-08-28 2013-08-14 富士電機株式会社 伝導性ノイズフィルタ
US8649193B2 (en) * 2010-04-05 2014-02-11 Mitsubishi Electric Corporation Leakage current reducing apparatus
JP6858070B2 (ja) * 2017-05-08 2021-04-14 三星電子株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 伝導性ノイズ抑制装置、電力変換装置及びモータ装置
CN109217648A (zh) * 2017-07-05 2019-01-15 许继电气股份有限公司 一种模块化滤波器
US11616433B2 (en) * 2020-04-07 2023-03-28 Texas Instruments Incorporated Active noise filtering for switch mode power supplies
US20230109575A1 (en) * 2020-05-20 2023-04-06 Ngai Kit Franki Poon Power supply apparatus

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010100934A1 (ja) * 2009-03-05 2010-09-10 三菱電機株式会社 漏れ電流低減装置
JP2013158085A (ja) * 2012-01-27 2013-08-15 Mitsubishi Electric Corp 高周波電流低減装置および検出トランス
JP2017038500A (ja) * 2015-08-12 2017-02-16 三星電子株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 伝導性ノイズ抑制回路及びインバータ装置
JP2019080469A (ja) * 2017-10-27 2019-05-23 三菱電機株式会社 ノイズ低減装置

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