WO2022009818A1 - 電力変換装置及び電力システム - Google Patents

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WO2022009818A1
WO2022009818A1 PCT/JP2021/025238 JP2021025238W WO2022009818A1 WO 2022009818 A1 WO2022009818 A1 WO 2022009818A1 JP 2021025238 W JP2021025238 W JP 2021025238W WO 2022009818 A1 WO2022009818 A1 WO 2022009818A1
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circuit
power conversion
current
conversion device
switch circuit
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充 佐藤
真吾 長岡
武 上松
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オムロン株式会社
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Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device including a plurality of LLC resonant converters.
  • the present disclosure also relates to a power system equipped with such a power conversion device.
  • a power conversion device including multiplexed components for example, a plurality of LLC resonance converters operating in different phases from each other is known.
  • the transformers, inductors, capacitors, etc. of each LLC resonant converter may have different variations from their design values. Due to these variations, the peak value (amplitude), effective value, waveform, etc. of the current of each phase become non-uniform.
  • one end of the primary winding of the transformer of each LLC resonator is connected to each other without being connected to the inverter circuit on the primary side, that is, a floating star type connection (Y connection in the case of three phases). ) Can be used to improve the current imbalance caused by the variation of the circuit element.
  • Patent Document 1 discloses a power conversion circuit including a three-phase parallel LLC converter.
  • the output voltage of the LLC resonance converter changes depending on the switching frequency of the inverter circuit, and also depends on the load current of the load device connected to the output terminal. In the vicinity of the resonant frequency of the LLC resonant converter, the output voltage generally decreases as the switching frequency or load current increases, and increases as the switching frequency or load current decreases.
  • the output voltage of the power converter is compared with the case where the power conversion device does not have the star type connection. Then, it changes greatly depending on the load current. In particular, when the load current is small, the desired output voltage may not be achieved within the range of the switching frequency in which the inverter circuit can operate. Therefore, there is a need for a power conversion device including a plurality of LLC resonance converters, which can achieve a desired output voltage even if the magnitude of the load current fluctuates.
  • An object of the present disclosure is to provide a power conversion device including a plurality of LLC resonance converters, which can achieve a desired output voltage even if the magnitude of the load current fluctuates. It is also an object of the present disclosure to provide a power system with such a power conversion device.
  • the power conversion device is A power converter equipped with three or more LLC resonant converters.
  • Each of the LLC resonance converters includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, an inverter circuit connected to the primary winding, a first capacitor connected to the primary winding, and the secondary winding.
  • Each includes a rectifier circuit connected to a wire, the primary winding is a first end connected to the inverter circuit and a primary winding of another LLC resonance converter without being connected to the inverter circuit.
  • the power converter is The first and second input terminals connected to the inverter circuits of the LLC resonant converters, A first node that generates a potential intermediate between the potentials at the first and second input terminals, and A second node connected to the second end of each of the primary windings of each of the LLC resonant converters.
  • the switch circuit connected between the first and second nodes, A drive circuit for operating each inverter circuit of each LLC resonance converter at a predetermined switching frequency and in different phases.
  • a control circuit that controls the switch circuit and the drive circuit, Further provided with first and second output terminals connected to the respective rectifier circuits of the respective LLC resonant converters. The control circuit turns on the switch circuit when the load current of the load device connected to the first and second output terminals is equal to or less than a predetermined reference, and the load current of the load device is larger than the reference. At that time, the switch circuit is turned off.
  • the power converter further comprises a current sensor that measures the output current at the first or second output terminal.
  • the control circuit determines that the load current of the load device is equal to or less than the reference value, turns on the switch circuit, and the output current is the first.
  • it is larger than the threshold value of it is determined that the load current of the load device is larger than the reference, and the switch circuit is turned off.
  • control circuit 15 can determine whether or not the load current of the load device is equal to or less than a predetermined reference based on the output current.
  • the control circuit determines that the load current of the load device is equal to or lower than the reference value, turns on the switch circuit, and the switching frequency is the second threshold value.
  • the third threshold value smaller than the threshold value of it is determined that the load current of the load device is larger than the reference value, and the switch circuit is turned off.
  • control circuit 15 can determine whether or not the load current of the load device is equal to or less than a predetermined reference based on the switching frequency.
  • the power converter further comprises a voltage sensor that measures the output voltage at the first and second output terminals.
  • the control circuit controls the drive circuit so that the switching frequency is changed to bring the output voltage closer to a predetermined target voltage.
  • the switch circuit is configured to allow current to flow in both directions when turned on and to block current in either direction when turned off.
  • the power converter further comprises a pair of second capacitors connected in series with each other over the first and second input terminals, the pair of second capacitors having equal capacities to each other.
  • the first node is provided between the pair of second capacitors.
  • the power system according to one aspect of this disclosure is A power supply that supplies the first DC voltage,
  • the load device operated by the second DC voltage is included.
  • the power supply unit A noise filter device that reduces at least one of the normal mode noise signal and the common mode noise signal, and A rectifier that converts AC voltage to the first DC voltage, It is provided with a power factor adjuster that brings the power factor of the first DC voltage close to 1.
  • the power conversion device can achieve a desired output voltage even if the magnitude of the load current fluctuates.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically showing a configuration example of a power system including the power conversion device 5 according to the first embodiment.
  • the power system of FIG. 1 includes, for example, an AC power supply device 1, a noise filter device 2, a rectifier 3, a power factor regulator 4, a power conversion device 5, and a load device 6.
  • the noise filter device 2, the rectifier 3, and the power factor regulator 4 receive AC power from the AC power supply device 1 to generate DC power having a first DC voltage.
  • the noise filter device 2, the rectifier 3, and the power factor regulator 4 (or these components and the AC power supply device 1) are examples of a “power supply device” that supplies a first DC voltage.
  • the power conversion device 5 is a DC / DC converter that converts a first DC voltage into a second DC voltage.
  • the load device 6 operates by the second DC voltage.
  • FIG. 2 is a circuit diagram schematically showing a configuration example of the power conversion device 5 of FIG.
  • the power conversion device 5 includes at least input terminals P1 and P2, output terminals P3 and P4, LLC resonance converters 11 to 13, capacitors C1 and C2, nodes N1 and N2, a switch circuit SW, a drive circuit 14, and a control circuit 15. Be prepared.
  • the input terminals P1 and P2 are connected to the power factor regulator 4, and further connected to the inverter circuits 21, 23, 25 (described later) of the LLC resonance converters 11 to 13, respectively.
  • the LLC resonance converters 11 to 13 receive a DC input voltage Vin from the power factor regulator 4 via the input terminals P1 and P2.
  • Capacitors C1 and C2 have equal capacities and are connected in series between input terminals P1 and P2. Therefore, at the node N1 between the capacitors C1 and C2, an intermediate potential between the positive and negative potentials at the input terminals P1 and P2 is generated.
  • the LLC resonance converter 11 includes a transformer T1, an inverter circuit 21, a resonance capacitor Cr1, and a rectifier circuit 22.
  • the transformer T1 has a primary winding w1 and a secondary winding w2, w3, and also has an exciting inductance Lm1 and a leakage inductance Lr1.
  • the inverter circuit 21 and the resonance capacitor Cr1 are connected to the primary winding w1.
  • the resonance capacitor Cr1, the excitation inductance Lm1, and the leakage inductance Lr1 form an LLC resonance circuit.
  • the rectifier circuit 22 is connected to the secondary windings w2 and w3.
  • the LLC resonance converter 12 includes a transformer T2, an inverter circuit 23, a resonance capacitor Cr2, and a rectifier circuit 24.
  • the transformer T2 has a primary winding w4 and a secondary winding w5, w6, and also has an exciting inductance Lm2 and a leakage inductance Lr2.
  • the inverter circuit 23 and the resonance capacitor Cr2 are connected to the primary winding w4.
  • the resonance capacitor Cr2, the excitation inductance Lm2, and the leakage inductance Lr2 form an LLC resonance circuit.
  • the rectifier circuit 24 is connected to the secondary windings w5 and w6.
  • the LLC resonance converter 13 includes a transformer T3, an inverter circuit 25, a resonance capacitor Cr3, and a rectifier circuit 26.
  • the transformer T3 has a primary winding w7 and a secondary winding w8, w9, and also has an exciting inductance Lm3 and a leakage inductance Lr3.
  • the inverter circuit 25 and the resonance capacitor Cr3 are connected to the primary winding w7.
  • the resonance capacitor Cr3, the excitation inductance Lm3, and the leakage inductance Lr3 form an LLC resonance circuit.
  • the rectifier circuit 26 is connected to the secondary windings w8 and w9.
  • the primary winding w1 of the transformer T1 has terminals a1 and b1.
  • the terminal a1 is connected to the inverter circuit 21.
  • the terminal b1 is connected to the primary windings w4 and w7 of the other LLC resonance converters 12 and 13 via the resonance capacitors Cr1 to Cr3 without being connected to the inverter circuits 21 and 23 and 25.
  • the primary winding w4 of the transformer T2 has terminals a2 and b2.
  • the terminal a2 is connected to the inverter circuit 23.
  • the terminals b2 are connected to the primary windings w1 and w7 of the other LLC resonance converters 11 and 13 via the resonance capacitors Cr1 to Cr3 without being connected to the inverter circuits 21 and 23 and 25.
  • the primary winding w7 of the transformer T3 has terminals a3 and b3.
  • the terminal a3 is connected to the inverter circuit 25.
  • the terminals b3 are connected to the primary windings w1 and w4 of the other LLC resonance converters 11 and 12 via the resonance capacitors Cr1 to Cr3 without being connected to the inverter circuits 21 and 23 and 25.
  • the terminals b1 to b3 of the primary windings w1, w4, w7 of the LLC resonance converters 11 to 13 are connected to the node N2 via the resonance capacitors Cr1 to Cr3.
  • the output terminals P3 and P4 are connected to the rectifier circuits 22, 24 and 26 of the LLC resonance converters 11 to 13, and further connected to the load device 6.
  • the DC output voltage Vout and output current Iout converted by the power conversion device 5 are supplied to the load device 6 via the output terminals P3 and P4.
  • the switch circuit SW is connected between the nodes N1 and N2 and is turned on / off under the control of the control circuit 15.
  • the switch circuit SW is configured, for example, to allow current to flow in both directions when turned on and to block current in either direction when turned off.
  • the drive circuit 14 installs the inverter circuits 21, 23, 25 of the LLC resonance converters 11 to 13 at a predetermined switching frequency fsw and in different phases (for example, 120 degrees different phases). Operate each.
  • the control circuit 15 turns on the switch circuit SW when the load current of the load device 6 connected to the output terminals P3 and P4 is equal to or less than a predetermined reference, and turns on the switch circuit SW when the load current of the load device 6 is larger than the reference. Turn off the SW. Further, the control circuit 15 sets the switching frequency fsw of the inverter circuits 21, 23, 25 in the drive circuit 14. The control circuit 15 controls the drive circuit 14 so that the switching frequency fsw is changed to bring the output voltage Vout closer to a predetermined target voltage.
  • the output voltage Vout is the load of the load device 6, as will be described later. It depends greatly on the current. In particular, when the load current of the load device 6 is small, the difference between the output voltage Vout and the target voltage may be large. Therefore, when the load current of the load device 6 is small, by turning on the switch circuit SW, the power conversion device 5 operates the inverter circuits 21, 23, 25 within the range of the operable switching frequency fsw, which is desired. The output voltage can be achieved.
  • the primary windings w1, w4, w7 of the transformers T1 to T3 have a floating Y connection by turning off the switch circuit SW.
  • the switch circuit SW when the switch circuit SW is turned off, the current imbalance caused by the variation of the circuit element of the power conversion device 5 can be improved as compared with the case where the switch circuit SW is turned on.
  • the load current of the load device 6 when the load current of the load device 6 is medium or higher, it is desired to operate the inverter circuits 21, 23, 25 within the range of the operable switching frequency fsw regardless of whether the switch circuit SW is on or off.
  • the output voltage can be achieved.
  • the power conversion device 5 can achieve a desired output voltage even if the magnitude of the load current fluctuates.
  • the AC power supply device 1 supplies AC power having a predetermined voltage and a predetermined frequency.
  • the AC power supply device 1 may be a power supply facility of a commercial power grid, and may be provided with, for example, a DC power supply device and an inverter instead.
  • the noise filter device 2 is configured to reduce at least one of a normal mode noise signal and a common mode noise signal propagating through a conducting wire.
  • the noise filter device 2 includes at least one of an active filter including an active element that generates an inverting signal having a polarity opposite to that of the noise signal, and a passive filter including a passive element such as a capacitor and an inductor.
  • the rectifier 3 converts the AC power supplied from the AC power supply device 1 via the noise filter device 2 into DC power.
  • the rectifier 3 may be a rectifier circuit including a diode bridge. Further, the rectifier 3 may be a synchronous rectifier circuit including a switching element that operates according to the phase of the input AC voltage or AC current.
  • the power factor regulator 4 improves the power factor of the DC power output from the rectifier 3 (that is, approaches "1").
  • the power factor regulator 4 may include passive elements such as inductors and / or capacitors, and may further include active elements such as transistors and diodes.
  • the power conversion device 5 converts the first DC voltage output from the power factor regulator 4 into a second DC voltage.
  • the load device 6 operates by the DC power output from the power conversion device 5 to perform some work.
  • the load device 6 includes, for example, a motor, a storage battery, a sensor, a communication device, and the like.
  • the inverter circuits 21, 23, 25 constitute a half-bridge type inverter including a pair of switching elements Q1 and Q2, a pair of switching elements Q3 and Q4, and a pair of switching elements Q5 and Q6, respectively. ..
  • the node N11 between the switching elements Q1 and Q2 is connected to the terminal a1 of the primary winding w1.
  • the node N12 between the switching elements Q3 and Q4 is connected to the terminal a2 of the primary winding w4.
  • the node N13 between the switching elements Q5 and Q6 is connected to the terminal a3 of the primary winding w7.
  • the leakage inductance Lr1 is shown between the node N11 and the terminal a1
  • the leakage inductance Lr2 is shown between the node N12 and the terminal a2
  • the leakage inductance Lr3 is shown between the node N13 and the terminal a3.
  • the rectifier circuit 22 includes diodes D1 and D2. Both ends of the secondary windings w2 and w3 of the transformer T1 are connected to the positive output terminals P3 of the power conversion device 5 via the diodes D1 and D2, respectively, and the center taps of the secondary windings w2 and w3 are power conversion. It is connected to the negative output terminal P4 of the device 5. Further, the rectifier circuit 24 includes diodes D3 and D4. Both ends of the secondary windings w5 and w6 of the transformer T2 are connected to the positive output terminals P3 of the power conversion device 5 via the diodes D3 and D4, respectively, and the center taps of the secondary windings w5 and w6 are power conversion.
  • the rectifier circuit 26 includes diodes D5 and D6. Both ends of the secondary windings w8 and w9 of the transformer T3 are connected to the positive output terminals P3 of the power conversion device 5 via the diodes D5 and D6, respectively, and the center taps of the secondary windings w8 and w9 are used for power conversion. It is connected to the negative output terminal P4 of the device 5.
  • the rectifier circuits 22, 24, 26 using such a center tap of the secondary winding are an example of the rectifier circuit according to the embodiment.
  • the power conversion device 5 may further include a capacitor C3 connected between the output terminals P3 and P4 in order to smooth the output power of the LLC resonance converters 11 to 13.
  • the drive circuit 14 turns on the switching element Q1 and turns off the switching element Q2 in the first half of each cycle, and turns off the switching element Q1 and turns on the switching element Q2 in the latter half of each cycle. Is sent to the switching elements Q1 and Q2. Further, the drive circuit 14 turns on the switching element Q3 and turns off the switching element Q4 in the first half of each cycle delayed by 120 degrees from the beginning of the cycle in which the switching elements Q1 and Q2 operate, and turns off the switching element Q4 in the latter half of each cycle. The control signal is sent to the switching elements Q3 and Q4 so as to turn off and turn on the switching element Q4.
  • the switching element Q5 is turned on and the switching element Q6 is turned off in the first half of each cycle delayed by 240 degrees from the beginning of the cycle in which the switching elements Q1 and Q2 operate, and the switching element Q5 is turned off in the latter half of each cycle.
  • the control signal is sent to the switching elements Q5 and Q6 so as to turn off and turn on the switching element Q6.
  • the LLC resonant converters 11 to 13 generate three-phase electric power having phases different from each other by 120 degrees.
  • the output voltage Vout of each LLC resonance converter 11 to 13 depends on the switching frequency fsw of the switching elements Q1 to Q6. Therefore, the drive circuit 14 changes the switching frequency fsw of the switching elements Q1 to Q6 according to the desired output voltage Vout of the power conversion device 5.
  • the power conversion device 5 further includes a current sensor 17 for measuring the output current Iout at the output terminals P3 and P4.
  • the control circuit 15 can determine whether or not the load current of the load device 6 is equal to or less than a predetermined reference based on the output current Iout.
  • the control circuit 15 turns on the switch circuit SW when the output current Iout is equal to or less than the threshold value Is, and turns off the switch circuit SW when the output current Iout is larger than the threshold value Is.
  • the power conversion device 5 further includes a voltage sensor 16 for measuring the output voltage Vout at the output terminals P3 and P4.
  • the control circuit 15 controls the drive circuit 14 so that the switching frequency fsw is changed to bring the output voltage Vout closer to a predetermined target voltage.
  • the control circuit 15 may be a dedicated circuit that executes a power conversion process described later with reference to FIGS. 9 or 18, or may be a general-purpose processor that executes a predetermined program.
  • the drive circuit 14 and the control circuit 15 may be configured as separate circuits or may be configured as an integrated circuit.
  • FIG. 3 is a circuit diagram schematically showing a configuration example of the switch circuit SW of FIG. 2.
  • the switch circuit SW of FIG. 3 includes switching elements Q101 and Q102 and diodes D101 and D102.
  • the switching elements Q101 and Q102 are, for example, MOSFETs including a body diode.
  • the switching element Q101 and the diode D101 are connected in series with each other, and the anode (or cathode) of the body diode of the switching element Q101 and the anode (or cathode) of the diode D101 are connected so as to face each other.
  • the switching element Q102 and the diode D102 are connected in series with each other, and the cathode (or anode) of the body diode of the switching element Q102 and the cathode (or anode) of the diode D102 are connected so as to face each other.
  • the series circuit of the switching element Q102 and the diode D102 is connected in parallel to the series circuit of the switching element Q101 and the diode D101.
  • the switching elements Q101 and Q102 are turned on or off at the same time according to the control signal from the control circuit 15.
  • the switch circuit SW is configured so that a current flows in both directions when it is turned on and a current is blocked in either direction when it is turned off.
  • FIG. 4 is a circuit diagram schematically showing a modified example of the switch circuit SW of FIG.
  • the power conversion device 5 of FIG. 2 may include the switch circuit SWA of FIG. 4 instead of the switch circuit SW of FIG.
  • the switch circuit SWA of FIG. 4 includes switching elements Q111 and Q112.
  • the switching elements Q111 and Q112 are, for example, MOSFETs including a body diode.
  • the switching elements Q111 and Q112 are connected in series with each other, and the anodes (or cathodes) of the body diodes are connected so as to face each other.
  • the switching elements Q111 and Q112 are turned on or off at the same time according to the control signal from the control circuit 15.
  • the switch circuit SWA is configured to allow current to flow in both directions when it is turned on and to block current in either direction when it is turned off.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the power conversion device 5 of FIG.
  • the exciting inductances Lm1 to Lm3 and the leakage inductances Lr1 to Lr3 are omitted for the sake of simplification.
  • an intermediate potential between the positive and negative potentials at the input terminals P1 and P2 that is, a potential Vin / 2 which is half of the input voltage is generated.
  • AC voltages V (N11) to V (N13) having phases different by 120 degrees are generated in the nodes N11 to N13 with reference to the potential of the node N1.
  • the switch circuit SW is turned off, the primary windings w1, w4, w7 of the transformers T1 to T3 have a floating Y connection.
  • the switch circuit SW when the switch circuit SW is turned on, the primary windings w1, w4, w7 of the transformers T1 to T3 do not have a floating Y connection and are connected to the node N1, that is, to the voltage source of the potential Vin / 2.
  • FIG. 6 is a graph showing the characteristics of the output voltage Vout with respect to the switching frequency fsw of the power conversion device having no floating Y connection according to the first comparative example.
  • the load resistance of the load device 6 has changed for the power conversion device having the configuration in which the capacitors C1 and C2 and the switch circuit SW are removed from the power conversion device 5 of FIG. 2 and the node N2 is connected to the input terminal P2.
  • the characteristics of the output voltage Vout with respect to the switching frequency fsw at the time are shown.
  • the load current When the output voltage Vout is generated according to a predetermined target voltage, the load current generally decreases as the load resistance increases, and the load current increases as the load resistance decreases. According to FIG.
  • FIG. 7 is a graph showing the characteristics of the output voltage Vout with respect to the switching frequency fsw of the power conversion device having the floating Y connection but not the switch circuit SW according to the second comparative example.
  • the output voltage Vout with respect to the switching frequency fsw when the load resistance of the load device 6 changes. Shows the characteristics. According to FIG. 7, it can be seen that when the power conversion device is operating at a certain switching frequency fsw, the output voltage Vout changes more significantly than in the case of FIG. 6 when the load resistance changes.
  • FIG. 7 shows the characteristics of the output voltage Vout with respect to the switching frequency fsw of the power conversion device having the floating Y connection but not the switch circuit SW according to the second comparative example.
  • the output voltage Vout may increase in a high frequency band due to the parasitic capacitance of the diode, the parasitic capacitance between the windings of the transformer, and the like, and therefore, the target voltage may not be achieved.
  • the characteristics of the output voltage Vout with respect to the switching frequency fsw change greatly depending on the load resistance, and therefore, especially when the load resistance is large (that is,). , When the load current is small), the target voltage cannot be achieved.
  • FIG. 8 is a graph showing the characteristics of the output voltage Vout with respect to the switching frequency fsw of the power conversion device 5 of FIG.
  • the switch circuit SW When the switch circuit SW is turned off and the load current is small, the characteristics shown by the broken line in FIG. 8 are obtained. At this time, there is a large difference between the output voltage Vout and the target voltage, and it is difficult to bring the output voltage Vout close to the target voltage.
  • the characteristics shown by the solid line in FIG. 8 can be obtained. At this time, the target voltage can be easily achieved in the vicinity of the resonance frequency of the LLC resonance converter.
  • FIG. 9 is a flowchart showing a power conversion process executed by the control circuit 15 of FIG.
  • the switch circuit SW When starting the power conversion process, the switch circuit SW may be turned off in the initial state.
  • step S1 the control circuit 15 activates the LLC resonance converters 11 to 13 by controlling the drive circuit 14 so as to start transmitting the control signals of the switching elements Q1 to Q6.
  • the control circuit 15 may soft-start the LLC resonance converters 11 to 13.
  • an inrush current may flow through the switching elements Q1 to Q6.
  • step S2 the control circuit 15 turns off the switch circuit SW.
  • step S3 the control circuit 15 controls the switching frequency fsw so that the output voltage Vout approaches the target voltage and the target voltage is generated based on the current output voltage Vout acquired from the voltage sensor 16.
  • step S4 the control circuit 15 determines whether or not the current output current Iout acquired from the current sensor 17 is equal to or less than a predetermined threshold value If, and if YES, proceeds to step S5 and NO. In the case of, the process returns to step S3.
  • the threshold value Is may be set to, for example, 10% of the maximum current flowing through the load device 6.
  • step S5 the control circuit 15 turns on the switch circuit SW.
  • FIG. 10 is a graph schematically showing the operation of the power conversion device 5 when the load current of the load device 6 connected to the power conversion device 5 of FIG. 1 is small.
  • the output current Iout is equal to or less than the threshold value Is (YES in step S4), it is determined that the load current is small.
  • the switch circuit SW is turned off and the load current is small, for example, the characteristics shown by the broken line in FIG. 10 can be obtained.
  • the frequency range below the maximum value fmax of the operable switching frequency fsw there is a large difference between the output voltage Vout and the target voltage.
  • a frequency f2 higher than the maximum value fmax of the operable switching frequency fsw is required. Therefore, by turning on the switch circuit SW in step S5, for example, the characteristics shown by the solid line in FIG. 10 can be obtained. At this time, the target voltage can be achieved at the frequency f1 included in the range of the operable switching frequency fsw.
  • step S6 of FIG. 9 the control circuit 15 controls the switching frequency fsw so that the output voltage Vout approaches the target voltage and the target voltage is generated based on the current output voltage Vout acquired from the voltage sensor 16. ..
  • step S7 the control circuit 15 determines whether or not the current output current Iout acquired from the current sensor 17 is larger than the threshold value Is. If YES, the control circuit 15 returns to step S2, and if NO, step S6. Return to.
  • FIG. 11 is a graph schematically showing the operation of the power conversion device 5 when the load current of the load device 6 connected to the power conversion device 5 of FIG. 1 is medium or higher.
  • the output current Iout is larger than the threshold value Is (YES in step S7), it is determined that the load current is medium or higher.
  • the load current is medium or higher, as shown by the solid line and the broken line in FIG. 11, the variation in the characteristics of the output voltage Vout with respect to the switching frequency fsw is small regardless of whether the switch circuit SW is on or off.
  • the target voltage can be achieved at frequencies f3 and f4 included in the frequency range below the maximum value fmax of the operable switching frequency fsw. Therefore, by turning off the switch circuit SW in step S2, it is possible to improve the current imbalance caused by the variation of the circuit element of the power conversion device 5 while generating the output voltage Vout in the vicinity of the target voltage.
  • FIG. 12 is a graph showing an exemplary waveform of the voltage and current of the resonant capacitors Cr1 to Cr3 when the switch circuit SW of FIG. 2 is transitioned from on to off.
  • FIG. 13 is a graph showing an exemplary waveform of the voltage and current of the resonant capacitors Cr1 to Cr3 when the switch circuit SW of FIG. 2 is transitioned from off to on.
  • V (Cr1), V (Cr2), and V (Cr3) are the voltages across the resonant capacitors Cr1 to Cr3, that is, the potentials of the terminals b1 to b3 of the windings w1, w4, and w7 as reference to the node N2. The potentials are shown respectively.
  • I (Cr1), I (Cr2), and I (Cr3) indicate the currents flowing from the terminals b1 to b3 toward the node N2 through the resonance capacitors Cr1 to Cr3, respectively.
  • the switch circuit SW is configured to allow current to flow in both directions when turned on and to block current in either direction when turned off. By using such a switch circuit SW, there is no significant influence on the voltage and current waveforms when the switch circuit SW is transitioned from on to off or from off to on.
  • FIG. 14 shows resonance capacitors Cr1 to Cr3 when the switch element is changed from off to on in the power conversion device provided with one switch element instead of the switch circuit SW of FIG. 2 according to the third comparative example.
  • the switch element is, for example, a MOSFET.
  • the MOSFET is equipped with a body diode, and when it is turned off, current flows in one direction through the body diode. Therefore, in this case, when the switch element is turned off, either the positive current or the negative current flowing between the nodes N1 and N2 via the switch element cannot be blocked, and a current imbalance occurs. .. According to FIG.
  • FIG. 15 is a circuit diagram schematically showing a configuration example of the power conversion device 5B according to the first modification of the first embodiment.
  • the power conversion device 5B of FIG. 15 includes LLC resonance converters 11B to 13B in place of the LLC resonance converters 11 to 13 of FIG.
  • the LLC resonance converter 11B includes a transformer T11 and an inductor Lr11 in place of the transformer T1 in FIG. 2, and a rectifier circuit 22B in place of the rectifier circuit 22 in FIG.
  • the LLC resonance converter 12B includes a transformer T12 and an inductor Lr12 in place of the transformer T2 in FIG. 2, and a rectifier circuit 24B in place of the rectifier circuit 24 in FIG.
  • the LLC resonance converter 13B includes a transformer T13 and an inductor Lr13 in place of the transformer T3 in FIG. 2, and a rectifier circuit 26B in place of the rectifier circuit 26 in FIG.
  • the LLC resonance circuit of the LLC resonance converters 11B to 13B may include inductors Lr11 to Lr13, which are discrete elements, in place of the leakage inductances Lr1 to Lr3 of the transformers T1 to T3, respectively.
  • the transformer T11 has a primary winding w1 and a secondary winding w11.
  • the rectifier circuit 22B is a full-bridge rectifier circuit composed of diodes D11 to D14.
  • the secondary winding w11 is connected to the output terminals P3 and P4 of the power conversion device 5B via the rectifier circuit 22B.
  • the transformer T12 has a primary winding w4 and a secondary winding w12.
  • the rectifier circuit 24B is a full-bridge rectifier circuit composed of diodes D15 to D18.
  • the secondary winding w12 is connected to the output terminals P3 and P4 of the power conversion device 5B via the rectifier circuit 24B.
  • the transformer T13 has a primary winding w7 and a secondary winding w13.
  • the rectifier circuit 26B is a full-bridge rectifier circuit composed of diodes D19 to D22.
  • the secondary winding w13 is connected to the output terminals P3 and P4 of the power conversion device 5
  • FIG. 16 is a circuit diagram schematically showing a configuration example of the power conversion device 5C according to the second modification of the first embodiment.
  • the power conversion device 5C of FIG. 15 includes LLC resonance converters 11C to 13C instead of the LLC resonance converters 11 to 13 of FIG. 2, and the capacitor C3 of FIG. 15 is removed.
  • the LLC resonance converter 11C includes a rectifier circuit 22C instead of the rectifier circuit 22B in FIG.
  • the LLC resonance converter 12C includes a rectifier circuit 24C instead of the rectifier circuit 24B in FIG.
  • the LLC resonance converter 13C includes a rectifier circuit 26C instead of the rectifier circuit 26B in FIG.
  • the rectifier circuit 22C includes diodes D31 and D32 and capacitors C31 and C32.
  • the secondary winding w11 of the transformer T11 is connected to the output terminals P3 and P4 of the power conversion device 5C via a voltage doubler rectifier circuit including diodes D31 and D32 and capacitors C31 and C32.
  • the rectifier circuit 24C includes diodes D33 and D34 and capacitors C33 and C34.
  • the secondary winding w12 of the transformer T12 is connected to the output terminals P3 and P4 of the power conversion device 5C via a voltage doubler rectifier circuit including diodes D33 and D34 and capacitors C33 and C34.
  • the rectifier circuit 26C includes diodes D35 and D36 and capacitors C35 and C36.
  • the secondary winding w13 of the transformer T13 is connected to the output terminals P3 and P4 of the power conversion device 5C via a voltage doubler rectifier circuit including diodes D35 and D36 and capacitors C35 and C
  • the LLC resonance converters 11 to 13 in FIG. 2 may include the inductors Lr11 to Lr13 in FIG. 15, respectively.
  • the LLC resonance converters 11 to 13 in FIG. 2 may include transformers T11 to T13 and rectifier circuits 22B, 24B, 26B in FIG. 15 instead of transformers T1 to T3 and rectifier circuits 22, 24, 26.
  • the LLC resonance converters 11 to 13 in FIG. 2 may include transformers T11 to T13 and rectifier circuits 22C, 24C, 26C in FIG. 16 instead of transformers T1 to T3 and rectifier circuits 22, 24, 26. This makes it possible to improve the degree of freedom in designing the power conversion device.
  • various circuits are provided on the secondary side of the transformers T1 to T3 because the Y connection (that is, the node N2) is provided only on the primary side of the transformers T1 to T3.
  • a system rectifier circuit can be adopted.
  • the rectifier circuit can be selected according to the product specifications such as input / output power.
  • the power conversion device 5 when the load current of the load device 6 is small, by turning on the switch circuit SW, the power conversion device 5 can operate the inverter circuit 21 within the range of the operable switching frequency fsw. , 23, 25 can be operated to achieve the desired output voltage Vout. Further, according to the power conversion device 5 according to the embodiment, when the load current of the load device 6 is medium or higher, the primary windings w1, w4, w7 of the transformers T1 to T3 are turned off by turning off the switch circuit SW. Has a floating Y connection, so that it is possible to improve the imbalance of the current caused by the variation of the circuit element of the power conversion device 5.
  • the inverter circuits 21, 23, and 25 can be operated within the range of the operable switching frequency fsw to achieve a desired output voltage Vout.
  • the power conversion device 5 according to the embodiment can achieve a desired output voltage Vout even if the magnitude of the load current fluctuates.
  • a switch circuit SW configured to allow current to flow in both directions when turned on and to block current in either direction when turned off is used. This makes it possible to reduce current imbalance and voltage offset. Further, according to the power conversion device 5 according to the embodiment, it is difficult to significantly affect the voltage and current waveforms when the switch circuit SW is transitioned from on to off or from off to on. Can be done.
  • the power conversion device 5 includes a plurality of LLC resonance converters 11 to 13, the heat source can be dispersed in the housing of the power conversion device 5. Therefore, for example, it is possible to provide a DC / DC converter device having high power and high power density without an air cooling fan.
  • FIG. 17 is a circuit diagram schematically showing a configuration example of the power conversion device 5D according to the second embodiment.
  • the power conversion device 5D of FIG. 17 includes a control circuit 15D instead of the control circuit 15 and the current sensor 17 of FIG.
  • the load current of the load device 6 is equal to or less than a predetermined reference based on the current switching frequency fsw of the inverter circuits 21, 23, 25 set in the drive circuit 14 instead of the output current Iout. Judge whether or not.
  • the switching frequency fsw set in the drive circuit 14 by the control circuit 15D is also stored in a memory (not shown) inside the control circuit 15D. As described with reference to FIGS. 6 and 7, the characteristics of the output voltage Vout with respect to the switching frequency fsw vary depending on the load current (or load resistance) of the load device 6.
  • the control circuit 15D turns on the switch circuit SW when the switching frequency fsw is equal to or higher than the threshold value fth1, and turns on the switch circuit SW when the switching frequency fsw is smaller than the threshold value fth1 and is equal to or lower than the threshold value fth2. Turn off.
  • FIG. 18 is a flowchart showing a power conversion process executed by the control circuit 15D of FIG.
  • steps S4A and S7A are executed instead of steps S4 and S7 of FIG.
  • step S4A the control circuit 15D determines whether or not the current switching frequency fsw is equal to or higher than the predetermined threshold value fth1. If YES, the process proceeds to step S5, and if NO, the process returns to step S3. ..
  • the threshold value fth1 may be set, for example, to be equal to the maximum value fmax of the operable switching frequency fsw, or may be set to the resonance frequency of the LLC resonance converters 11 to 13.
  • FIG. 19 is a graph schematically showing the operation of the power conversion device 5D when the switching frequency fsw exceeds the upper limit threshold value fth1 in step S4A of FIG.
  • the switching frequency fsw is equal to or higher than the threshold value fth1 (YES in step S4A)
  • the switch circuit SW is turned off and the load current is small, for example, the characteristics shown by the broken line in FIG. 19 can be obtained.
  • a frequency f6 higher than the maximum value fmax of the operable switching frequency fsw is required. Therefore, by turning on the switch circuit SW in step S5, for example, the characteristics shown by the solid line in FIG. 19 can be obtained.
  • the target voltage can be achieved at the frequency f5 included in the frequency range of the maximum value fmax or less of the operable switching frequency fsw.
  • step S7A of FIG. 18 the control circuit 15D determines whether or not the current switching frequency fsw is equal to or less than a predetermined threshold value fth2, and if YES, returns to step S2, and if NO, step. Return to S6.
  • the threshold value fth2 is a switching frequency that achieves the target voltage, for example, when the switch circuit SW is turned on and the load device 6 has a predetermined desired load current (for example, 25% of the rated current). May be set to.
  • FIG. 20 is a graph schematically showing the operation of the power conversion device 5D when the switching frequency fsw becomes smaller than the lower limit threshold value fth2 in step S7A of FIG.
  • the switching frequency fsw is equal to or less than the threshold value fth2 (YES in step S7A)
  • the load current is medium or higher, as shown by the solid line and the broken line in FIG. 20, the variation in the characteristics of the output voltage Vout with respect to the switching frequency fsw is small regardless of whether the switch circuit SW is on or off.
  • the target voltage can be achieved at frequencies f7 and f8 included in the frequency range below the maximum value fmax of the operable switching frequency fsw. Therefore, by turning off the switch circuit SW in step S2, it is possible to improve the current imbalance caused by the variation of the circuit element of the power conversion device 5D while generating the output voltage Vout in the vicinity of the target voltage.
  • the power conversion device 5D according to the second embodiment determines whether or not the load current of the load device 6 is equal to or less than a predetermined reference based on the switching frequency fsw instead of the output current Iout. As a result, the power conversion device 5D according to the second embodiment achieves a desired output voltage Vout even if the magnitude of the load current fluctuates, similarly to the power conversion device 5 according to the first embodiment. Can be done.
  • the power conversion device may include a switch circuit including a relay instead of a switch circuit including a switching element such as a MOSFET as shown in FIGS. 3 and 4.
  • the power conversion device includes four or more LLC resonance converters, which may be configured to generate not only three-phase but also four-phase or more AC power.
  • each LLC resonance converter is connected to a transformer having a primary winding and a secondary winding, an inverter circuit connected to the primary winding, a resonant capacitor connected to the primary winding, and a secondary winding.
  • Each has a rectifying circuit.
  • Each primary winding has a first end connected to the corresponding inverter circuit and a second end connected to the primary winding of another LLC resonant converter without being connected to the inverter circuit. ..
  • the switch circuit is located between a node that generates an intermediate potential between positive and negative potentials at the input terminals and a star-shaped node that connects the primary windings of the transformers of each LLC resonant converter to each other. Be connected.
  • the switch circuit is controlled in the same manner as the switch circuit SW of the power conversion device according to the first or second embodiment described.
  • the power system may include a DC power supply device instead of the AC power supply device 1 and the rectifier 3. Further, the electric power system may include an inverter and an AC load device instead of the DC load device 6.
  • the power conversion device according to the embodiment is also applicable to these cases.
  • the power conversion device 5 includes three or more LLC resonance converters 11 to 13.
  • Each LLC resonance converter 11 to 13 has a transformer T1 to T3 having a primary winding and a secondary winding, an inverter circuit 21, 23, 25 connected to the primary winding, and a resonance capacitor connected to the primary winding.
  • Cr1 to Cr3 and rectifying circuits 22, 24, and 26 connected to the secondary winding are provided, respectively.
  • the primary winding is connected to the first ends a1 to a3 connected to the inverter circuits 21, 23, 25 and to the primary winding of another LLC resonance converter without being connected to the inverter circuits 21, 23, 25. It has the second end b1 to b3 which is made.
  • the power conversion device 5 includes first and second input terminals P1 and P2, a first node N1, a second node N2, a switch circuit SW, a drive circuit 14, a control circuit 15, and a first. And the second output terminals P3 and P4 are further provided.
  • the first and second input terminals P1 and P2 are connected to the inverter circuits 21 and 23 and 25 of the LLC resonance converters 11 to 13.
  • the first node N1 generates a potential intermediate between the potentials at the first and second input terminals P1 and P2.
  • the second node N2 is connected to the second ends b1 to b3 of each primary winding of each LLC resonance converter 11 to 13.
  • the switch circuit SW is connected between the first and second nodes N1 and N2.
  • the drive circuit 14 operates the inverter circuits 21, 23, 25 of each LLC resonance converter 11 to 13 at a predetermined switching frequency fsw and in different phases from each other.
  • the control circuit 15 controls the switch circuit SW and the drive circuit 14.
  • the first and second output terminals P3 and P4 are connected to the rectifier circuits 22, 24 and 26 of the LLC resonance converters 11 to 13.
  • the control circuit 15 turns on the switch circuit SW when the load current of the load device 6 connected to the first and second output terminals P3 and P4 is equal to or less than a predetermined reference, and the load current of the load device 6 is the reference. When it is larger than that, the switch circuit SW is turned off.
  • the power conversion device 5 further includes a current sensor 17 for measuring the output current Iout at the first or second output terminals P3 and P4.
  • a current sensor 17 for measuring the output current Iout at the first or second output terminals P3 and P4.
  • the control circuit 15D determines that the load current of the load device 6 is equal to or less than the reference when the switching frequency fsw is equal to or higher than the second threshold value fth1.
  • the switch circuit SW is turned on and the switching frequency fsw is smaller than the second threshold value fth1 and equal to or less than the third threshold value fth2, it is determined that the load current of the load device 6 is larger than the reference value, and the switch circuit SW is used. Turn off.
  • the power conversion device 5 further includes a voltage sensor 16 for measuring the output voltage Vout at the first and second output terminals P3 and P4.
  • the control circuit 15 controls the drive circuit 14 so that the switching frequency fsw is changed to bring the output voltage Vout closer to a predetermined target voltage.
  • the switch circuit SW is such that a current flows in both directions when it is turned on and a current is blocked in either direction when it is turned off. It is composed.
  • the power conversion device 5 further includes a pair of second capacitors C1 and C2 connected in series with each other over the first and second input terminals P1 and P2.
  • the pair of second capacitors C1 and C2 have equal capacities with each other.
  • the first node N1 is provided between the pair of second capacitors C1 and C2.
  • the power system operates by a power supply device that supplies a first DC voltage, a power conversion device 5 that converts the first DC voltage into a second DC voltage, and a second DC voltage.
  • the load device 6 is included.
  • the power supply device includes a noise filter device 2 that reduces at least one of a normal mode noise signal and a common mode noise signal, and a rectifier 3 that converts an AC voltage into a first DC voltage.
  • a power factor adjuster 4 for bringing the power factor of the first DC voltage close to 1 is provided.
  • the power conversion device is applicable to, for example, a power system that operates as a power supply system to which AC power is input and DC power having a magnitude of about 2 kW is output.

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Abstract

第１のノード（Ｎ１）において、第１及び第２の入力端子（Ｐ１，Ｐ２）の各電位の中間の電位を発生する。第２のノード（Ｎ２）は、複数のＬＬＣ共振コンバータ（１１～１３）のトランス（Ｔ１～Ｔ３）の一次巻線（ｗ１，ｗ４，ｗ７）の端子（ｂ１～ｂ３）に接続される。スイッチ回路（ＳＷ）は、第１及び第２のノード（Ｎ１，Ｎ２）の間に接続される。制御回路（１５）は、第１及び第２の出力端子（Ｐ３，Ｐ４）に接続された負荷装置（６）の負荷電流が所定の基準以下であるとき、スイッチ回路（ＳＷ）をオンし、負荷装置（６）の負荷電流が基準より大きいとき、スイッチ回路（ＳＷ）をオフする。

Description

電力変換装置及び電力システム
　本開示は、複数のＬＬＣ共振コンバータを備えた電力変換装置に関する。また、本開示は、そのような電力変換装置を備えた電力システムに関する。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ装置などの電力変換装置から負荷装置に供給する電力を増大させるために電力変換装置に流れる電流が増大すると、電力変換装置における発熱も増大する。従って、電力変換装置における発熱を低減するために、多重化された構成要素、例えば互いに異なる位相で動作する複数のＬＬＣ共振コンバータを備えた電力変換装置が知られている。
　電力変換回路が複数のＬＬＣ共振コンバータを備える場合、各ＬＬＣ共振コンバータのトランス、インダクタ、及びキャパシタなどは、それらの設計値から互いに異なるバラツキを有する可能性がある。これらのバラツキに起因して、各相の電流のピーク値（振幅）、実効値、波形などが不均一になる。これに対して、各ＬＬＣ共振器のトランスの一次巻線の一端を、一次側のインバータ回路に接続することなく互いに接続すること、すなわち、浮遊したスター型結線（三相の場合にはＹ結線）を採用することにより、回路素子のバラツキに起因する電流の不平衡を改善することができる。
　例えば、特許文献１は、三相の並列なＬＬＣコンバータを備えた電力変換回路を開示している。
米国特許出願公開第２０１６／０２５４７５６号明細書
　ＬＬＣ共振コンバータの出力電圧は、インバータ回路のスイッチング周波数に依存して変化し、また、出力端子に接続された負荷装置の負荷電流に依存して変化する。ＬＬＣ共振コンバータの共振周波数の近傍では、概して、スイッチング周波数又は負荷電流が増大すると出力電圧が低下し、スイッチング周波数又は負荷電流が減少すると出力電圧が増大する。
　電力変換回路が複数のＬＬＣコンバータを備え、かつ、各ＬＬＣ共振器のトランスの一次巻線が浮遊したスター型結線を有する場合、電力変換装置の出力電圧は、スター型結線を有しない場合に比較して、負荷電流に依存して大きく変化する。特に、負荷電流が小さいとき、インバータ回路が動作可能なスイッチング周波数の範囲内において所望の出力電圧を達成できなくなることがある。従って、複数のＬＬＣ共振コンバータを備えた電力変換装置であって、負荷電流の大きさが変動しても所望の出力電圧を達成可能な電力変換装置が求められる。
　本開示の目的は、複数のＬＬＣ共振コンバータを備えた電力変換装置であって、負荷電流の大きさが変動しても所望の出力電圧を達成可能な電力変換装置を提供することにある。また、本開示の目的は、そのような電力変換装置を備えた電力システムを提供することにある。
　本開示の一側面に係る電力変換装置は、
　３つ以上のＬＬＣ共振コンバータを備えた電力変換装置であって、
　前記各ＬＬＣ共振コンバータは、一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に接続されたインバータ回路と、前記一次巻線に接続された第１のキャパシタと、前記二次巻線に接続された整流回路とをそれぞれ備え、前記一次巻線は、前記インバータ回路に接続された第１の端部と、前記インバータ回路に接続されることなく他のＬＬＣ共振コンバータの一次巻線に接続された第２の端部とを有し、
　前記電力変換装置は、
　前記各ＬＬＣ共振コンバータの前記各インバータ回路に接続された第１及び第２の入力端子と、
　前記第１及び第２の入力端子における各電位の中間の電位を発生する第１のノードと、
　前記各ＬＬＣ共振コンバータの前記各一次巻線の第２の端部に接続された第２のノードと、
　前記第１及び第２のノードの間に接続されたスイッチ回路と、
　前記各ＬＬＣ共振コンバータの前記各インバータ回路を、所定のスイッチング周波数で、かつ、互いに異なる位相でそれぞれ動作させる駆動回路と、
　前記スイッチ回路及び前記駆動回路を制御する制御回路と、
　前記各ＬＬＣ共振コンバータの前記各整流回路に接続された第１及び第２の出力端子とをさらに備え、
　前記制御回路は、前記第１及び第２の出力端子に接続された負荷装置の負荷電流が所定の基準以下であるとき、前記スイッチ回路をオンし、前記負荷装置の負荷電流が前記基準より大きいとき、前記スイッチ回路をオフする。
　これにより、負荷電流の大きさが変動しても所望の出力電圧を達成することができる。
　本開示の一側面に係る電力変換装置によれば、
　前記電力変換装置は、前記第１又は第２の出力端子における出力電流を測定する電流センサをさらに備え、
　前記制御回路は、前記出力電流が第１のしきい値以下であるとき、前記負荷装置の負荷電流が前記基準以下であると判断して前記スイッチ回路をオンし、前記出力電流が前記第１のしきい値より大きいとき、前記負荷装置の負荷電流が前記基準より大きいと判断して前記スイッチ回路をオフする。
　これにより、制御回路１５は、出力電流に基づいて、負荷装置の負荷電流が所定の基準以下であるか否かを判断することができる。
　本開示の一側面に係る電力変換装置によれば、
　前記制御回路は、前記スイッチング周波数が第２のしきい値以上であるとき、前記負荷装置の負荷電流が前記基準以下であると判断して前記スイッチ回路をオンし、前記スイッチング周波数が前記第２のしきい値より小さい第３のしきい値以下であるとき、前記負荷装置の負荷電流が前記基準より大きいと判断して前記スイッチ回路をオフする。
　これにより、制御回路１５は、スイッチング周波数に基づいて、負荷装置の負荷電流が所定の基準以下であるか否かを判断することができる。
　本開示の一側面に係る電力変換装置によれば、
　前記電力変換装置は、前記第１及び第２の出力端子における出力電圧を測定する電圧センサをさらに備え、
　前記制御回路は、前記スイッチング周波数を変化させて前記出力電圧を予め決められた目標電圧に近づけるように、前記駆動回路を制御する。
　これにより、所望の出力電圧を達成することができる。
　本開示の一側面に係る電力変換装置によれば、
　前記スイッチ回路は、オンしたときに双方向に電流が流れるように、かつ、オフしたときにいずれの方向にも電流を阻止するように構成される。
　これにより、電流の不平衡及び電圧のオフセットを生じにくくすることができる。また、スイッチ回路をオンからオフに遷移させるときも、オフからオンに遷移させるときも、電圧及び電流の波形に有意な影響を生じにくくすることができる。
　本開示の一側面に係る電力変換装置によれば、
　前記電力変換装置は、前記第１及び第２の入力端子にわたって、互いに直列に接続された一対の第２のキャパシタをさらに備え、前記一対の第２のキャパシタは互いに等しい容量を有し、
　前記第１のノードは、前記一対の第２のキャパシタの間に設けられる。
　これにより、第１及び第２の入力端子における各電位の中間の電位を発生することができる。
　本開示の一側面に係る電力システムは、
　第１の直流電圧を供給する電源装置と、
　前記第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換する、請求項１～６のうちの１つに記載の電力変換装置と、
　前記第２の直流電圧により動作する負荷装置とを含む。
　これにより、負荷電流の大きさが変動しても所望の出力電圧を達成することができる。
　本開示の一側面に係る電力システムによれば、
　前記電源装置は、
　ノーマルモードノイズ信号及びコモンモードノイズ信号の少なくとも一方を低減するノイズフィルタ装置と、
　交流電圧を前記第１の直流電圧に変換する整流器と、
　前記第１の直流電圧の力率を１に近づける力率調整器とを備える。
　これにより、電力システムは、低いノイズかつ高い力率で動作することができる。
　本開示の一側面に係る電力変換装置は、負荷電流の大きさが変動しても所望の出力電圧を達成することができる。
第１の実施形態に係る電力変換装置５を含む電力システムの構成例を模式的に示すブロック図である。 図１の電力変換装置５の構成例を模式的に示す回路図である。 図２のスイッチ回路ＳＷの構成例を模式的に示す回路図である。 図２のスイッチ回路ＳＷの変形例を模式的に示す回路図である。 図２の電力変換装置５の等価回路図である。 第１の比較例に係る、浮遊したＹ結線を有しない電力変換装置のスイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。 第２の比較例に係る、浮遊したＹ結線を有するがスイッチ回路ＳＷを有しない電力変換装置のスイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。 図１の電力変換装置５のスイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。 図２の制御回路１５によって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。 図１の電力変換装置５に接続された負荷装置６の負荷電流が小さいときの電力変換装置５の動作を模式的に示すグラフである。 図１の電力変換装置５に接続された負荷装置６の負荷電流が中程度以上であるときの電力変換装置５の動作を模式的に示すグラフである。 図２のスイッチ回路ＳＷをオンからオフに遷移させるときの、共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３の電圧及び電流の例示的な波形を示すグラフである。 図２のスイッチ回路ＳＷをオフからオンに遷移させるときの、共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３の電圧及び電流の例示的な波形を示すグラフである。 第３の比較例に係る、図２のスイッチ回路ＳＷに代えて１つのスイッチ素子を備えた電力変換装置において、スイッチ素子をオフからオンに遷移させるときの、共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３の電圧及び電流の例示的な波形を示すグラフである。 第１の実施形態の第１の変形例に係る電力変換装置５Ｂの構成例を模式的に示す回路図である。 第１の実施形態の第２の変形例に係る電力変換装置５Ｃの構成例を模式的に示す回路図である。 第２の実施形態に係る電力変換装置５Ｄの構成例を模式的に示す回路図である。 図１７の制御回路１５Ｄによって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。 図１８のステップＳ４Ａにおいて、スイッチング周波数ｆｓｗが上限のしきい値ｆｔｈ１を越えたときの電力変換装置５Ｄの動作を模式的に示すグラフである。 図１８のステップＳ７Ａにおいて、スイッチング周波数ｆｓｗが下限のしきい値ｆｔｈ２より小さくなったときの電力変換装置５Ｄの動作を模式的に示すグラフである。
　以下、本開示の一側面に係る実施形態を、図面に基づいて説明する。各図面において、同じ符号は同様の構成要素を示す。
［適用例］
　図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置５を含む電力システムの構成例を模式的に示すブロック図である。図１の電力システムは、例えば、交流電源装置１、ノイズフィルタ装置２、整流器３、力率調整器４、電力変換装置５、及び負荷装置６を備える。
　ノイズフィルタ装置２、整流器３、及び力率調整器４は、交流電源装置１から交流電力の供給を受けて、第１の直流電圧を有する直流電力を発生する。ノイズフィルタ装置２、整流器３、及び力率調整器４（又は、これらの構成要素及び交流電源装置１）は、第１の直流電圧を供給する「電源装置」の一例である。電力変換装置５は、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータである。負荷装置６は、第２の直流電圧により動作する。
　図２は、図１の電力変換装置５の構成例を模式的に示す回路図である。電力変換装置５は、少なくとも、入力端子Ｐ１，Ｐ２、出力端子Ｐ３，Ｐ４、ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３、キャパシタＣ１，Ｃ２、ノードＮ１，Ｎ２、スイッチ回路ＳＷ、駆動回路１４、及び制御回路１５を備える。
　入力端子Ｐ１，Ｐ２は、力率調整器４に接続され、さらに、ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３のインバータ回路２１，２３，２５（後述）にそれぞれ接続される。ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３は、入力端子Ｐ１，Ｐ２を介して、力率調整器４から直流の入力電圧Ｖｉｎの供給を受ける。
　キャパシタＣ１，Ｃ２は互いに等しい容量を有し、入力端子Ｐ１，Ｐ２の間に直列に接続される。従って、キャパシタＣ１，Ｃ２の間のノードＮ１において、入力端子Ｐ１，Ｐ２における正及び負の電位の中間の電位が発生する。
　ＬＬＣ共振コンバータ１１は、トランスＴ１、インバータ回路２１、共振キャパシタＣｒ１、及び整流回路２２を備える。トランスＴ１は、一次巻線ｗ１及び二次巻線ｗ２，ｗ３を有し、また、励磁インダクタンスＬｍ１及び漏れインダクタンスＬｒ１を有する。インバータ回路２１及び共振キャパシタＣｒ１は、一次巻線ｗ１に接続される。共振キャパシタＣｒ１、励磁インダクタンスＬｍ１、及び漏れインダクタンスＬｒ１は、ＬＬＣ共振回路を構成する。また、整流回路２２は二次巻線ｗ２，ｗ３に接続される。
　ＬＬＣ共振コンバータ１２は、トランスＴ２、インバータ回路２３、共振キャパシタＣｒ２、及び整流回路２４を備える。トランスＴ２は、一次巻線ｗ４及び二次巻線ｗ５，ｗ６を有し、また、励磁インダクタンスＬｍ２及び漏れインダクタンスＬｒ２を有する。インバータ回路２３及び共振キャパシタＣｒ２は、一次巻線ｗ４に接続される。共振キャパシタＣｒ２、励磁インダクタンスＬｍ２、及び漏れインダクタンスＬｒ２は、ＬＬＣ共振回路を構成する。また、整流回路２４は二次巻線ｗ５，ｗ６に接続される。
　ＬＬＣ共振コンバータ１３は、トランスＴ３、インバータ回路２５、共振キャパシタＣｒ３、及び整流回路２６を備える。トランスＴ３は、一次巻線ｗ７及び二次巻線ｗ８，ｗ９を有し、また、励磁インダクタンスＬｍ３及び漏れインダクタンスＬｒ３を有する。インバータ回路２５及び共振キャパシタＣｒ３は、一次巻線ｗ７に接続される。共振キャパシタＣｒ３、励磁インダクタンスＬｍ３、及び漏れインダクタンスＬｒ３は、ＬＬＣ共振回路を構成する。また、整流回路２６は二次巻線ｗ８，ｗ９に接続される。
　トランスＴ１の一次巻線ｗ１は端子ａ１，ｂ１を有する。端子ａ１はインバータ回路２１に接続される。端子ｂ１は、インバータ回路２１，２３，２５に接続されることなく、共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３を介して他のＬＬＣ共振コンバータ１２，１３の一次巻線ｗ４，ｗ７に接続される。同様に、トランスＴ２の一次巻線ｗ４は端子ａ２，ｂ２を有する。端子ａ２はインバータ回路２３に接続される。端子ｂ２は、インバータ回路２１，２３，２５に接続されることなく、共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３を介して他のＬＬＣ共振コンバータ１１，１３の一次巻線ｗ１，ｗ７に接続される。同様に、トランスＴ３の一次巻線ｗ７は端子ａ３，ｂ３を有する。端子ａ３はインバータ回路２５に接続される。端子ｂ３は、インバータ回路２１，２３，２５に接続されることなく、共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３を介して他のＬＬＣ共振コンバータ１１，１２の一次巻線ｗ１，ｗ４に接続される。
　各ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３の一次巻線ｗ１，ｗ４，ｗ７の端子ｂ１～ｂ３は、共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３を介してノードＮ２に接続される。
　出力端子Ｐ３，Ｐ４は、ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３の各整流回路２２，２４，２６に接続され、さらに、負荷装置６に接続される。電力変換装置５によって変換された直流の出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔは、出力端子Ｐ３，Ｐ４を介して、負荷装置６に供給される。
　スイッチ回路ＳＷは、ノードＮ１，Ｎ２の間に接続され、制御回路１５の制御下でオン／オフする。スイッチ回路ＳＷは、例えば、オンしたときに双方向に電流が流れるように、かつ、オフしたときにいずれの方向にも電流を阻止するように構成される。
　駆動回路１４は、制御回路１５の制御下で、ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３のインバータ回路２１，２３，２５を、所定のスイッチング周波数ｆｓｗで、かつ、互いに異なる位相（例えば１２０度ずつ異なる位相）でそれぞれ動作させる。
　制御回路１５は、出力端子Ｐ３，Ｐ４に接続された負荷装置６の負荷電流が所定の基準以下であるとき、スイッチ回路ＳＷをオンし、負荷装置６の負荷電流が基準より大きいとき、スイッチ回路ＳＷをオフする。また、制御回路１５は、インバータ回路２１，２３，２５のスイッチング周波数ｆｓｗを駆動回路１４に設定する。制御回路１５は、スイッチング周波数ｆｓｗを変化させて出力電圧Ｖｏｕｔを予め決められた目標電圧に近づけるように、駆動回路１４を制御する。
　スイッチ回路ＳＷをオフしているとき、言いかえると、トランスＴ１～Ｔ３の一次巻線ｗ１，ｗ４，ｗ７が浮遊したＹ結線を有するとき、後述するように、出力電圧Ｖｏｕｔは負荷装置６の負荷電流に大きく依存する。特に、負荷装置６の負荷電流が小さいとき、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧との差が大きくなることがある。従って、負荷装置６の負荷電流が小さいとき、スイッチ回路ＳＷをオンすることにより、電力変換装置５は、動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの範囲内においてインバータ回路２１，２３，２５を動作させて所望の出力電圧を達成することができる。一方、負荷装置６の負荷電流が中程度以上であるとき、スイッチ回路ＳＷをオフすることにより、トランスＴ１～Ｔ３の一次巻線ｗ１，ｗ４，ｗ７は浮遊したＹ結線を有する。これにより、スイッチ回路ＳＷをオフしているときには、スイッチ回路ＳＷをオンしているときよりも、電力変換装置５の回路素子のバラツキに起因する電流の不平衡を改善することができる。また、負荷装置６の負荷電流が中程度以上であるとき、スイッチ回路ＳＷのオン又はオフにかかわらず、動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの範囲内においてインバータ回路２１，２３，２５を動作させて所望の出力電圧を達成することができる。これにより、電力変換装置５は、負荷電流の大きさが変動しても所望の出力電圧を達成することができる。
［第１の実施形態］
　以下、第１の実施形態に係る電力変換装置を備えた電力システムについてさらに説明する。
［第１の実施形態の構成例］
　図１を参照して、電力システムの各構成要素についてさらに説明する。
　交流電源装置１は、所定電圧及び所定周波数の交流電力を供給する。交流電源装置１は、商用電力網の電源設備であってもよく、それに代わって、例えば、直流電源装置及びインバータを備えてもよい。
　ノイズフィルタ装置２は、導線を介して伝搬するノーマルモードノイズ信号及びコモンモードノイズ信号の少なくとも一方を低減するように構成される。ノイズフィルタ装置２は、ノイズ信号の極性とは逆の極性を有する反転信号を発生する能動素子を含むアクティブフィルタと、キャパシタ及びインダクタなどの受動素子からなるパッシブフィルタとの少なくとも一方を備える。
　整流器３は、交流電源装置１からノイズフィルタ装置２を介して供給された交流電力を直流電力に変換する。整流器３は、ダイオードブリッジを備える整流回路であってもよい。また、整流器３は、入力される交流電圧又は交流電流の位相に合わせて動作するスイッチング素子を備える同期整流回路であってもよい。
　力率調整器４は、整流器３から出力された直流電力の力率を改善する（すなわち、「１」に近づける）。力率調整器４は、インダクタ及び／又はキャパシタなどの受動素子を備えてもよく、トランジスタ及びダイオードなどの能動素子をさらに備えてもよい。
　電力変換装置５は、力率調整器４から出力された第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換する。
　負荷装置６は、電力変換装置５から出力された直流電力により動作して何らかの仕事を行う。負荷装置６は、例えば、モータ、蓄電池、センサ、通信装置などを含む。
　図２を参照して、電力変換装置５の各構成要素についてさらに説明する。
　図２の例では、インバータ回路２１，２３，２５は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のペア、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のペア、及びスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のペアをそれぞれ備える、ハーフブリッジ型インバータを構成する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の間のノードＮ１１は、一次巻線ｗ１の端子ａ１に接続される。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の間のノードＮ１２は、一次巻線ｗ４の端子ａ２に接続される。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の間のノードＮ１３は、一次巻線ｗ７の端子ａ３に接続される。図２の例では、ノードＮ１１及び端子ａ１の間に漏れインダクタンスＬｒ１を示し、ノードＮ１２及び端子ａ２の間に漏れインダクタンスＬｒ２を示し、ノードＮ１３及び端子ａ３の間に漏れインダクタンスＬｒ３を示す。
　図２の例では、整流回路２２はダイオードＤ１，Ｄ２を備える。トランスＴ１の二次巻線ｗ２，ｗ３の両端は、ダイオードＤ１，Ｄ２を介して電力変換装置５の正の出力端子Ｐ３にそれぞれ接続され、二次巻線ｗ２，ｗ３のセンタータップは、電力変換装置５の負の出力端子Ｐ４に接続される。また、整流回路２４はダイオードＤ３，Ｄ４を備える。トランスＴ２の二次巻線ｗ５，ｗ６の両端は、ダイオードＤ３，Ｄ４を介して電力変換装置５の正の出力端子Ｐ３にそれぞれ接続され、二次巻線ｗ５，ｗ６のセンタータップは、電力変換装置５の負の出力端子Ｐ４に接続される。また、整流回路２６はダイオードＤ５，Ｄ６を備える。トランスＴ３の二次巻線ｗ８，ｗ９の両端は、ダイオードＤ５，Ｄ６を介して電力変換装置５の正の出力端子Ｐ３にそれぞれ接続され、二次巻線ｗ８，ｗ９のセンタータップは、電力変換装置５の負の出力端子Ｐ４に接続される。このような二次巻線のセンタータップを利用した整流回路２２，２４，２６は、実施形態に係る整流回路の一例である。
　電力変換装置５は、ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３の出力電力を平滑化するために、出力端子Ｐ３，Ｐ４の間に接続されたキャパシタＣ３をさらに備えてもよい。
　また、前述のように、ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３は互いに異なる位相で動作する。このため、駆動回路１４は、各周期の前半においてスイッチング素子Ｑ１をオンしてスイッチング素子Ｑ２をオフし、各周期の後半においてスイッチング素子Ｑ１をオフしてスイッチング素子Ｑ２をオンするように、制御信号をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に送る。また、駆動回路１４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が動作する周期の先頭から１２０度遅延した各周期の前半においてスイッチング素子Ｑ３をオンしてスイッチング素子Ｑ４をオフし、各周期の後半においてスイッチング素子Ｑ３をオフしてスイッチング素子Ｑ４をオンするように、制御信号をスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に送る。また、駆動回路１４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が動作する周期の先頭から２４０度遅延した各周期の前半においてスイッチング素子Ｑ５をオンしてスイッチング素子Ｑ６をオフし、各周期の後半においてスイッチング素子Ｑ５をオフしてスイッチング素子Ｑ６をオンするように、制御信号をスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６に送る。これにより、ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３は、互いに１２０度ずつ異なる位相を有する三相の電力をそれぞれ発生する。
　前述したように、各ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３の出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング周波数ｆｓｗに依存する。従って、駆動回路１４は、電力変換装置５の所望の出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング周波数ｆｓｗを変化させる。
　図２の例では、電力変換装置５は、出力端子Ｐ３，Ｐ４における出力電流Ｉｏｕｔを測定する電流センサ１７をさらに備える。予め決められた目標電圧に合わせて出力電圧Ｖｏｕｔを発生する場合、負荷装置６の負荷電流が増大すると出力電流Ｉｏｕｔも増大し、負荷電流が減少すると出力電流Ｉｏｕｔも減少する。これにより、制御回路１５は、出力電流Ｉｏｕｔに基づいて、負荷装置６の負荷電流が所定の基準以下であるか否かを判断することができる。制御回路１５は、出力電流Ｉｏｕｔがしきい値Ｉｔｈ以下であるとき、スイッチ回路ＳＷをオンし、出力電流Ｉｏｕｔがしきい値Ｉｔｈより大きいとき、スイッチ回路ＳＷをオフする。
　図２の例では、電力変換装置５は、出力端子Ｐ３，Ｐ４における出力電圧Ｖｏｕｔを測定する電圧センサ１６をさらに備える。制御回路１５は、スイッチング周波数ｆｓｗを変化させて出力電圧Ｖｏｕｔを予め決められた目標電圧に近づけるように、駆動回路１４を制御する。
　制御回路１５は、図９又は図１８を参照して後述する電力変換処理を実行する専用回路であってもよく、所定のプログラムを実行する汎用プロセッサであってもよい。
　駆動回路１４及び制御回路１５は、別個の回路として構成されてもよく、一体化された回路として構成されてもよい。
　図３は、図２のスイッチ回路ＳＷの構成例を模式的に示す回路図である。図３のスイッチ回路ＳＷは、スイッチング素子Ｑ１０１，Ｑ１０２及びダイオードＤ１０１，Ｄ１０２を備える。スイッチング素子Ｑ１０１，Ｑ１０２は、例えば、ボディダイオードを含むＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ１０１及びダイオードＤ１０１は、互いに直列に接続され、かつ、スイッチング素子Ｑ１０１のボディダイオードのアノード（又はカソード）及びダイオードＤ１０１のアノード（又はカソード）が互いに対向するように接続される。同様に、スイッチング素子Ｑ１０２及びダイオードＤ１０２は、互いに直列に接続され、かつ、スイッチング素子Ｑ１０２のボディダイオードのカソード（又はアノード）及びダイオードＤ１０２のカソード（又はアノード）が互いに対向するように接続される。スイッチング素子Ｑ１０２及びダイオードＤ１０２の直列回路は、スイッチング素子Ｑ１０１及びダイオードＤ１０１の直列回路に対して並列に接続される。スイッチング素子Ｑ１０１，Ｑ１０２は、制御回路１５からの制御信号に従って、同時にオン又は同時にオフする。これにより、スイッチ回路ＳＷは、オンしたときに双方向に電流が流れるように、かつ、オフしたときにいずれの方向にも電流を阻止するように構成される。
　図４は、図２のスイッチ回路ＳＷの変形例を模式的に示す回路図である。図２の電力変換装置５は、図３のスイッチ回路ＳＷに代えて、図４のスイッチ回路ＳＷＡを備えてもよい。図４のスイッチ回路ＳＷＡは、スイッチング素子Ｑ１１１，Ｑ１１２を備える。スイッチング素子Ｑ１１１，Ｑ１１２は、例えば、ボディダイオードを含むＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ１１１，Ｑ１１２は、互いに直列に接続され、かつ、それらのボディダイオードのアノード（又はカソード）が互いに対向するように接続される。スイッチング素子Ｑ１１１，Ｑ１１２は、制御回路１５からの制御信号に従って、同時にオン又は同時にオフする。これにより、スイッチ回路ＳＷＡは、オンしたときに双方向に電流が流れるように、かつ、オフしたときにいずれの方向にも電流を阻止するように構成される。
［第１の実施形態の動作例］
　次に、図５～図１４を参照して、第１の実施形態に係る電力変換装置５の動作例について説明する。
　図５は、図２の電力変換装置５の等価回路図である。図５では、図示の簡単化のため、励磁インダクタンスＬｍ１～Ｌｍ３及び漏れインダクタンスＬｒ１～Ｌｒ３を省略している。前述したように、ノードＮ１において、入力端子Ｐ１，Ｐ２における正及び負の電位の中間の電位、すなわち、入力電圧の半分の電位Ｖｉｎ／２が発生する。ノードＮ１の電位を基準として、ノードＮ１１～Ｎ１３において、１２０度ずつ異なる位相を有する交流電圧Ｖ（Ｎ１１）～Ｖ（Ｎ１３）が発生する。スイッチ回路ＳＷをオフしたとき、トランスＴ１～Ｔ３の一次巻線ｗ１，ｗ４，ｗ７は浮遊したＹ結線を有する。一方、スイッチ回路ＳＷをオンしたとき、トランスＴ１～Ｔ３の一次巻線ｗ１，ｗ４，ｗ７は浮遊したＹ結線をもたず、ノードＮ１に、すなわち電位Ｖｉｎ／２の電圧源に接続される。
　図６は、第１の比較例に係る、浮遊したＹ結線を有しない電力変換装置のスイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。図６では、図２の電力変換装置５からキャパシタＣ１，Ｃ２及びスイッチ回路ＳＷを除去し、ノードＮ２を入力端子Ｐ２に接続した構成を有する電力変換装置について、負荷装置６の負荷抵抗が変化したときのスイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示す。予め決められた目標電圧に合わせて出力電圧Ｖｏｕｔを発生する場合、概して、負荷抵抗が増大すると負荷電流が減少し、負荷抵抗が減少すると負荷電流が増大する。図６によれば、あるスイッチング周波数ｆｓｗにおいて電力変換装置が動作しているとき、負荷抵抗が変化しても出力電圧Ｖｏｕｔの変化は小さいことがわかる。従って、負荷電流が変化しても、ＬＬＣ共振コンバータの共振周波数の近傍において、スイッチング周波数ｆｓｗの小さな変更により出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に合わせることができる。
　図７は、第２の比較例に係る、浮遊したＹ結線を有するがスイッチ回路ＳＷを有しない電力変換装置のスイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。図７では、図２の電力変換装置５からキャパシタＣ１，Ｃ２及びスイッチ回路ＳＷを除去した構成を有する電力変換装置について、負荷装置６の負荷抵抗が変化したときのスイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示す。図７によれば、あるスイッチング周波数ｆｓｗにおいて電力変換装置が動作しているとき、負荷抵抗が変化すると出力電圧Ｖｏｕｔが図６の場合よりも大きく変化することがわかる。図７の例では、特に、負荷抵抗が大きいとき（１５．５Ω）、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧との差が大きくなり、また、ＬＬＣ共振コンバータの共振周波数の近傍には目標電圧を達成可能なスイッチング周波数ｆｓｗは存在しない。なお、図７によれば、負荷抵抗が大きいときであっても、スイッチング周波数ｆｓｗを増大させることによって出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧まで低下するであろうと考えられる。しかしながら、この場合、スイッチング周波数ｆｓｗとＬＬＣ共振コンバータの共振周波数との差が大きくなり、また、スイッチング周波数ｆｓｗが動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの範囲を越えることがあり、このため、目標電圧を達成できない可能性がある。また、ダイオードの寄生容量、トランスの巻線間の寄生容量などに起因して、高い周波数帯域において出力電圧Ｖｏｕｔが上昇することがあり、このため、目標電圧を達成できない可能性がある。このように、電力変換装置がトランスの一次側において浮遊したＹ結線を有する場合、スイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性が負荷抵抗に応じて大きく変化するので、特に、負荷抵抗が大きいとき（すなわち、負荷電流が小さいとき）、目標電圧を達成できなくなる。
　図７によれば、負荷抵抗が大きいとき（１５．５Ω）には、負荷抵抗が小さいとき（５Ω）と同じ出力電圧Ｖｏｕｔを達成するために、より高いスイッチング周波数ｆｓｗが必要になる。その理由は、あるトランスの一次巻線からノードＮ２を介して他のトランスの一次巻線に流れた電流により、後者のトランスの二次巻線において相殺できない励磁電流が発生することにあると考えられる。
　図８は、図１の電力変換装置５のスイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。スイッチ回路ＳＷがオフされかつ負荷電流が小さいとき、図８の破線に示すような特性が得られる。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧と間に大きな差が存在し、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に近づけることは困難である。これに対して、スイッチ回路ＳＷをオンすることにより、図８の実線に示すような特性が得られる。このとき、ＬＬＣ共振コンバータの共振周波数の近傍において目標電圧を容易に達成することができる。
　図９は、図２の制御回路１５によって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。
　電力変換処理を開始するとき、初期状態において、スイッチ回路ＳＷはオフされていてもよい。
　ステップＳ１において、制御回路１５は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の制御信号を送信し始めるように駆動回路１４を制御することにより、ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３を起動する。ここで、制御回路１５は、ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３をソフトスタートさせてもよい。キャパシタＣ３が充電されるとき、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を介して突入電流が流れる可能性がある。ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３をソフトスタートさせることにより、突入電流を生じにくくすることができる。
　ステップＳ２において、制御回路１５はスイッチ回路ＳＷをオフする。
　ステップＳ３において、制御回路１５は、電圧センサ１６から取得された現在の出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に近づけて目標電圧を発生するようにスイッチング周波数ｆｓｗを制御する。
　ステップＳ４において、制御回路１５は、電流センサ１７から取得された現在の出力電流Ｉｏｕｔが予め決められたしきい値Ｉｔｈ以下であるか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ５に進み、ＮＯのときはステップＳ３に戻る。しきい値Ｉｔｈは、例えば、負荷装置６に流れる最大電流の１０％に設定されてもよい。
　ステップＳ５において、制御回路１５はスイッチ回路ＳＷをオンする。
　図１０は、図１の電力変換装置５に接続された負荷装置６の負荷電流が小さいときの電力変換装置５の動作を模式的に示すグラフである。出力電流Ｉｏｕｔがしきい値Ｉｔｈ以下である場合（ステップＳ４がＹＥＳ）、負荷電流が小さいと判断される。スイッチ回路ＳＷがオフされかつ負荷電流が小さいとき、例えば、図１０の破線により示す特性が得られる。このとき、動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｍａｘ以下の周波数範囲では、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧との間に大きな差が存在する。また、このとき、目標電圧を達成するためには、動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｍａｘよりも高い周波数ｆ２が必要とされる。従って、ステップＳ５においてスイッチ回路ＳＷをオンすることにより、例えば、図１０の実線により示す特性が得られる。このとき、動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの範囲に含まれる周波数ｆ１において目標電圧を達成することができる。
　図９のステップＳ６において、制御回路１５は、電圧センサ１６から取得された現在の出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に近づけて目標電圧を発生するようにスイッチング周波数ｆｓｗを制御する。
　ステップＳ７において、制御回路１５は、電流センサ１７から取得された現在の出力電流Ｉｏｕｔがしきい値Ｉｔｈより大きいか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ２に戻り、ＮＯのときはステップＳ６に戻る。
　図１１は、図１の電力変換装置５に接続された負荷装置６の負荷電流が中程度以上であるときの電力変換装置５の動作を模式的に示すグラフである。出力電流Ｉｏｕｔがしきい値Ｉｔｈより大きい場合（ステップＳ７がＹＥＳ）、負荷電流が中程度以上であると判断される。負荷電流が中程度以上であるとき、図１１の実線及び破線により示すように、スイッチ回路ＳＷのオン又はオフにかかわらず、スイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性の変動は小さい。動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｍａｘ以下の周波数範囲に含まれる周波数ｆ３及びｆ４において目標電圧を達成することができる。従って、ステップＳ２においてスイッチ回路ＳＷをオフすることにより、目標電圧の近傍の出力電圧Ｖｏｕｔを発生しながら、電力変換装置５の回路素子のバラツキに起因する電流の不平衡を改善することができる。
　図１２は、図２のスイッチ回路ＳＷをオンからオフに遷移させるときの、共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３の電圧及び電流の例示的な波形を示すグラフである。図１３は、図２のスイッチ回路ＳＷをオフからオンに遷移させるときの、共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３の電圧及び電流の例示的な波形を示すグラフである。Ｖ（Ｃｒ１），Ｖ（Ｃｒ２），Ｖ（Ｃｒ３）は、各共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３の両端にわたる電圧、すなわち、各巻線ｗ１，ｗ４，ｗ７の端子ｂ１～ｂ３の電位を基準とするノードＮ２の電位をそれぞれ示す。また、Ｉ（Ｃｒ１），Ｉ（Ｃｒ２），Ｉ（Ｃｒ３）は、端子ｂ１～ｂ３からノードＮ２に向かって共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３を介して流れる電流をそれぞれ示す。前述したように、スイッチ回路ＳＷは、オンしたときに双方向に電流が流れるように、かつ、オフしたときにいずれの方向にも電流を阻止するように構成される。このようなスイッチ回路ＳＷを用いたことにより、スイッチ回路ＳＷをオンからオフに遷移させるときも、オフからオンに遷移させるときも、電圧及び電流の波形に有意な影響は生じない。
　図１４は、第３の比較例に係る、図２のスイッチ回路ＳＷに代えて１つのスイッチ素子を備えた電力変換装置において、スイッチ素子をオフからオンに遷移させるときの、共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３の電圧及び電流の例示的な波形を示すグラフである。ここで、スイッチ素子は例えばＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴはボディダイオードを備え、オフしたときにボディダイオードを介して一方向に電流が流れる。従って、この場合、スイッチ素子をオフしたときに、スイッチ素子を介してノードＮ１及びＮ２の間に流れる正の電流及び負の電流のいずれかを阻止することができず、電流の不平衡が生じる。図１４によれば、スイッチ素子をオフしているとき、各共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３の両端にわたる電圧に約－１００Ｖのオフセットが生じている。また、図１４によれば、スイッチ素子をオフからオンに遷移した直後、電圧及び電流の波形は大きく変動する。一方、実施形態に係る電力変換装置５によれば、オンしたときに双方向に電流が流れるように、かつ、オフしたときにいずれの方向にも電流を阻止するように構成されたスイッチ回路ＳＷを用いることにより、電流の不平衡及び電圧のオフセットは生じにくい。また、実施形態に係る電力変換装置５によれば、図１２及び図１３を参照して説明したように、スイッチ回路ＳＷをオンからオフに遷移させるときも、オフからオンに遷移させるときも、電圧及び電流の波形に有意な影響は生じない。
［第１の実施形態の変形例］
　図１５は、第１の実施形態の第１の変形例に係る電力変換装置５Ｂの構成例を模式的に示す回路図である。図１５の電力変換装置５Ｂは、図２のＬＬＣ共振コンバータ１１～１３に代えてＬＬＣ共振コンバータ１１Ｂ～１３Ｂを備える。
　ＬＬＣ共振コンバータ１１Ｂは、図２のトランスＴ１に代えて、トランスＴ１１及びインダクタＬｒ１１を備え、図２の整流回路２２に代えて整流回路２２Ｂを備える。また、ＬＬＣ共振コンバータ１２Ｂは、図２のトランスＴ２に代えて、トランスＴ１２及びインダクタＬｒ１２を備え、図２の整流回路２４に代えて整流回路２４Ｂを備える。また、ＬＬＣ共振コンバータ１３Ｂは、図２のトランスＴ３に代えて、トランスＴ１３及びインダクタＬｒ１３を備え、図２の整流回路２６に代えて整流回路２６Ｂを備える。
　ＬＬＣ共振コンバータ１１Ｂ～１３ＢのＬＬＣ共振回路は、トランスＴ１～Ｔ３の漏れインダクタンスＬｒ１～Ｌｒ３に代えて、ディスクリート素子であるインダクタＬｒ１１～Ｌｒ１３をそれぞれ含んでもよい。
　トランスＴ１１は、一次巻線ｗ１及び二次巻線ｗ１１を有する。整流回路２２Ｂは、ダイオードＤ１１～Ｄ１４からなるフルブリッジの整流回路である。二次巻線ｗ１１は、整流回路２２Ｂを介して電力変換装置５Ｂの出力端子Ｐ３，Ｐ４に接続される。また、トランスＴ１２は、一次巻線ｗ４及び二次巻線ｗ１２を有する。整流回路２４Ｂは、ダイオードＤ１５～Ｄ１８からなるフルブリッジの整流回路である。二次巻線ｗ１２は、整流回路２４Ｂを介して電力変換装置５Ｂの出力端子Ｐ３，Ｐ４に接続される。また、トランスＴ１３は、一次巻線ｗ７及び二次巻線ｗ１３を有する。整流回路２６Ｂは、ダイオードＤ１９～Ｄ２２からなるフルブリッジの整流回路である。二次巻線ｗ１３は、整流回路２６Ｂを介して電力変換装置５Ｂの出力端子Ｐ３，Ｐ４に接続される。
　図１６は、第１の実施形態の第２の変形例に係る電力変換装置５Ｃの構成例を模式的に示す回路図である。図１５の電力変換装置５Ｃは、図２のＬＬＣ共振コンバータ１１～１３に代えてＬＬＣ共振コンバータ１１Ｃ～１３Ｃを備え、また、図１５のキャパシタＣ３を除去している。
　ＬＬＣ共振コンバータ１１Ｃは、図１５の整流回路２２Ｂに代えて整流回路２２Ｃを備える。また、ＬＬＣ共振コンバータ１２Ｃは、図１５の整流回路２４Ｂに代えて整流回路２４Ｃを備える。また、ＬＬＣ共振コンバータ１３Ｃは、図１５の整流回路２６Ｂに代えて整流回路２６Ｃを備える。
　整流回路２２Ｃは、ダイオードＤ３１，Ｄ３２及びキャパシタＣ３１，Ｃ３２を備える。トランスＴ１１の二次巻線ｗ１１は、ダイオードＤ３１，Ｄ３２及びキャパシタＣ３１，Ｃ３２からなる倍電圧整流回路を介して電力変換装置５Ｃの出力端子Ｐ３，Ｐ４に接続される。また、整流回路２４Ｃは、ダイオードＤ３３，Ｄ３４及びキャパシタＣ３３，Ｃ３４を備える。トランスＴ１２の二次巻線ｗ１２は、ダイオードＤ３３，Ｄ３４及びキャパシタＣ３３，Ｃ３４からなる倍電圧整流回路を介して電力変換装置５Ｃの出力端子Ｐ３，Ｐ４に接続される。また、整流回路２６Ｃは、ダイオードＤ３５，Ｄ３６及びキャパシタＣ３５，Ｃ３６を備える。トランスＴ１３の二次巻線ｗ１３は、ダイオードＤ３５，Ｄ３６及びキャパシタＣ３５，Ｃ３６からなる倍電圧整流回路を介して電力変換装置５Ｃの出力端子Ｐ３，Ｐ４に接続される。
　図１５及び図１６に示す構成の一部のみが図２の電力変換装置５に適用されてもよい。例えば、図２のＬＬＣ共振コンバータ１１～１３は、図１５のインダクタＬｒ１１～Ｌｒ１３をそれぞれ備えてもよい。また、図２のＬＬＣ共振コンバータ１１～１３は、トランスＴ１～Ｔ３及び整流回路２２，２４，２６に代えて、図１５のトランスＴ１１～Ｔ１３及び整流回路２２Ｂ，２４Ｂ，２６Ｂを備えてもよい。また、図２のＬＬＣ共振コンバータ１１～１３は、トランスＴ１～Ｔ３及び整流回路２２，２４，２６に代えて、図１６のトランスＴ１１～Ｔ１３及び整流回路２２Ｃ，２４Ｃ，２６Ｃを備えてもよい。これにより、電力変換装置の設計上の自由度を向上することができる。
　実施形態に係る電力変換装置５，５Ｂ，５Ｃによれば、トランスＴ１～Ｔ３の一次側にのみＹ結線（すなわちノードＮ２）を備えたことにより、トランスＴ１～Ｔ３の二次側において様々な回路方式の整流回路を採用することができる。例えば、入出力電力など、製品の仕様に合わせて整流回路を選ぶことができる。
［第１の実施形態の効果］
　実施形態に係る電力変換装置５によれば、負荷装置６の負荷電流が小さいとき、スイッチ回路ＳＷをオンすることにより、電力変換装置５は、動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの範囲内においてインバータ回路２１，２３，２５を動作させて所望の出力電圧Ｖｏｕｔを達成することができる。また、実施形態に係る電力変換装置５によれば、負荷装置６の負荷電流が中程度以上であるとき、スイッチ回路ＳＷをオフすることにより、トランスＴ１～Ｔ３の一次巻線ｗ１，ｗ４，ｗ７は浮遊したＹ結線を有するので、電力変換装置５の回路素子のバラツキに起因する電流の不平衡を改善することができる。また、負荷装置６の負荷電流が中程度以上であるとき、動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの範囲内においてインバータ回路２１，２３，２５を動作させて所望の出力電圧Ｖｏｕｔを達成することができる。このように、実施形態に係る電力変換装置５は、負荷電流の大きさが変動しても所望の出力電圧Ｖｏｕｔを達成することができる。
　実施形態に係る電力変換装置５によれば、オンしたときに双方向に電流が流れるように、かつ、オフしたときにいずれの方向にも電流を阻止するように構成されたスイッチ回路ＳＷを用いることにより、電流の不平衡及び電圧のオフセットを生じにくくすることができる。また、実施形態に係る電力変換装置５によれば、スイッチ回路ＳＷをオンからオフに遷移させるときも、オフからオンに遷移させるときも、電圧及び電流の波形に有意な影響を生じにくくすることができる。
　実施形態に係る電力変換装置５は、複数のＬＬＣ共振コンバータ１１～１３を備えたことにより、電力変換装置５の筐体において熱源を分散することができる。従って、例えば、空冷ファンをもたない大電力かつ高電力密度のＤＣ／ＤＣコンバータ装置を提供することができる。
［第２の実施形態］
　以下、第２の実施形態に係る電力変換装置を備えた電力システムについてさらに説明する。
［第２の実施形態の構成例］
　図１７は、第２の実施形態に係る電力変換装置５Ｄの構成例を模式的に示す回路図である。図１７の電力変換装置５Ｄは、図２の制御回路１５及び電流センサ１７に代えて制御回路１５Ｄを備える。
　制御回路１５Ｄは、出力電流Ｉｏｕｔに代えて、駆動回路１４に設定されているインバータ回路２１，２３，２５の現在のスイッチング周波数ｆｓｗに基づいて、負荷装置６の負荷電流が所定の基準以下であるか否かを判断する。制御回路１５Ｄによって駆動回路１４に設定されたスイッチング周波数ｆｓｗは、制御回路１５Ｄの内部のメモリ（図示せず）にも格納されている。図６及び図７を参照して説明したように、スイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性は、負荷装置６の負荷電流（又は負荷抵抗）に依存して変化する。ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３の共振周波数の近傍において、予め決められた目標電圧を達成するスイッチング周波数ｆｓｗは、負荷電流が小さくなるほど増大し、負荷電流が大きくなるほど低下する。従って、制御回路１５Ｄは、スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値ｆｔｈ１以上であるとき、スイッチ回路ＳＷをオンし、スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値ｆｔｈ１より小さいしきい値ｆｔｈ２以下であるとき、スイッチ回路ＳＷをオフする。
［第２の実施形態の動作例］
　図１８は、図１７の制御回路１５Ｄによって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。図１８のフローチャートでは、図９のステップＳ４及びＳ７に代えて、ステップＳ４Ａ及びＳ７Ａを実行する。
　ステップＳ４Ａにおいて、制御回路１５Ｄは、現在のスイッチング周波数ｆｓｗが予め決められたしきい値ｆｔｈ１以上であるか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ５に進み、ＮＯのときはステップＳ３に戻る。しきい値ｆｔｈ１は、例えば、動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｍａｘに等しくなるように設定されてもよく、又は、ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３の共振周波数に設定されてもよい。
　図１９は、図１８のステップＳ４Ａにおいて、スイッチング周波数ｆｓｗが上限のしきい値ｆｔｈ１を越えたときの電力変換装置５Ｄの動作を模式的に示すグラフである。スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値ｆｔｈ１以上である場合（ステップＳ４ＡがＹＥＳ）、負荷電流が小さいと判断される。スイッチ回路ＳＷがオフされかつ負荷電流が小さいとき、例えば、図１９の破線により示す特性が得られる。このとき、目標電圧を達成するためには、動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｍａｘよりも高い周波数ｆ６が必要とされる。従って、ステップＳ５においてスイッチ回路ＳＷをオンすることにより、例えば、図１９の実線により示す特性が得られる。このとき、動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｍａｘ以下の周波数範囲に含まれる周波数ｆ５において目標電圧を達成することができる。
　図１８のステップＳ７Ａにおいて、制御回路１５Ｄは、現在のスイッチング周波数ｆｓｗが予め決められたしきい値ｆｔｈ２以下であるか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ２に戻り、ＮＯのときはステップＳ６に戻る。しきい値ｆｔｈ２は、例えば、スイッチ回路ＳＷをオンし、かつ、負荷装置６が予め決められた所望の負荷電流（例えば、定格電流の２５％）を有するときに、目標電圧を達成するスイッチング周波数に設定されてもよい。
　図２０は、図１８のステップＳ７Ａにおいて、スイッチング周波数ｆｓｗが下限のしきい値ｆｔｈ２より小さくなったときの電力変換装置５Ｄの動作を模式的に示すグラフである。スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値ｆｔｈ２以下である場合（ステップＳ７ＡがＹＥＳ）、負荷電流が中程度以上であると判断される。負荷電流が中程度以上であるとき、図２０の実線及び破線により示すように、スイッチ回路ＳＷのオン又はオフにかかわらず、スイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性の変動は小さい。動作可能なスイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｍａｘ以下の周波数範囲に含まれる周波数ｆ７及びｆ８において目標電圧を達成することができる。従って、ステップＳ２においてスイッチ回路ＳＷをオフすることにより、目標電圧の近傍の出力電圧Ｖｏｕｔを発生しながら、電力変換装置５Ｄの回路素子のバラツキに起因する電流の不平衡を改善することができる。
［第２の実施形態の効果］
　第２の実施形態に係る電力変換装置５Ｄは、出力電流Ｉｏｕｔに代えてスイッチング周波数ｆｓｗに基づいて、負荷装置６の負荷電流が所定の基準以下であるか否かを判断する。これにより、第２の実施形態に係る電力変換装置５Ｄは、第１の実施形態に係る電力変換装置５と同様に、負荷電流の大きさが変動しても所望の出力電圧Ｖｏｕｔを達成することができる。
［変形例］
　以上、本開示の実施形態を詳細に説明してきたが、前述までの説明はあらゆる点において本開示の例示に過ぎない。本開示の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。例えば、以下のような変更が可能である。なお、以下では、上記実施形態と同様の構成要素に関しては同様の符号を用い、上記実施形態と同様の点については、適宜説明を省略した。以下の変形例は適宜組み合わせ可能である。
　実施形態に係る電力変換装置は、図３及び図４に示すようなＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を含むスイッチ回路に代えて、リレーを含むスイッチ回路を備えてもよい。
　実施形態に係る電力変換装置は、４つ以上のＬＬＣ共振コンバータを備え、これにより、三相に限らず、四相以上の交流電力を発生するように構成されてもよい。この場合、各ＬＬＣ共振コンバータは、一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、一次巻線に接続されたインバータ回路と、一次巻線に接続された共振キャパシタと、二次巻線に接続された整流回路とをそれぞれ備える。各一次巻線は、対応するインバータ回路に接続された第１の端部と、インバータ回路に接続されることなく他のＬＬＣ共振コンバータの一次巻線に接続された第２の端部とを有する。この場合もまた、スイッチ回路は、入力端子における正及び負の電位の中間の電位が発生するノードと、各ＬＬＣ共振コンバータのトランスの一次巻線を互いに接続するスター型結線のノードとの間に接続される。スイッチ回路は、説明した第１又は第２の実施形態に係る電力変換装置のスイッチ回路ＳＷと同様に制御される。
　電力システムは、交流電源装置１及び整流器３に代えて、直流の電源装置を備えてもよい。また、電力システムは、直流の負荷装置６に代えて、インバータ及び交流の負荷装置を備えてもよい。実施形態に係る電力変換装置はこれらの場合にも適用可能である。
［まとめ］
　本開示の各側面に係る電力変換装置及び電力システムは、以下のように表現されてもよい。
　本開示の一側面に係る電力変換装置５は、３つ以上のＬＬＣ共振コンバータ１１～１３を備える。各ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３は、一次巻線及び二次巻線を有するトランスＴ１～Ｔ３と、一次巻線に接続されたインバータ回路２１，２３，２５と、一次巻線に接続された共振キャパシタＣｒ１～Ｃｒ３と、二次巻線に接続された整流回路２２，２４，２６とをそれぞれ備える。一次巻線は、インバータ回路２１，２３，２５に接続された第１の端部ａ１～ａ３と、インバータ回路２１，２３，２５に接続されることなく他のＬＬＣ共振コンバータの一次巻線に接続された第２の端部ｂ１～ｂ３とを有する。電力変換装置５は、第１及び第２の入力端子Ｐ１，Ｐ２と、第１のノードＮ１と、第２のノードＮ２と、スイッチ回路ＳＷと、駆動回路１４と、制御回路１５と、第１及び第２の出力端子Ｐ３，Ｐ４とをさらに備える。第１及び第２の入力端子Ｐ１，Ｐ２は、各ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３の各インバータ回路２１，２３，２５に接続される。第１のノードＮ１は、第１及び第２の入力端子Ｐ１，Ｐ２における各電位の中間の電位を発生する。第２のノードＮ２は、各ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３の各一次巻線の第２の端部ｂ１～ｂ３に接続される。スイッチ回路ＳＷは、第１及び第２のノードＮ１，Ｎ２の間に接続される。駆動回路１４は、各ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３の各インバータ回路２１，２３，２５を、所定のスイッチング周波数ｆｓｗで、かつ、互いに異なる位相でそれぞれ動作させる。制御回路１５は、スイッチ回路ＳＷ及び駆動回路１４を制御する。第１及び第２の出力端子Ｐ３，Ｐ４は、各ＬＬＣ共振コンバータ１１～１３の各整流回路２２，２４，２６に接続される。制御回路１５は、第１及び第２の出力端子Ｐ３，Ｐ４に接続された負荷装置６の負荷電流が所定の基準以下であるとき、スイッチ回路ＳＷをオンし、負荷装置６の負荷電流が基準より大きいとき、スイッチ回路ＳＷをオフする。
　本開示の一側面に係る電力変換装置５は、第１又は第２の出力端子Ｐ３，Ｐ４における出力電流Ｉｏｕｔを測定する電流センサ１７をさらに備える。制御回路１５は、出力電流Ｉｏｕｔが第１のしきい値Ｉｔｈ以下であるとき、負荷装置６の負荷電流が基準以下であると判断してスイッチ回路ＳＷをオンし、出力電流Ｉｏｕｔが第１のしきい値Ｉｔｈより大きいとき、負荷装置６の負荷電流が基準より大きいと判断してスイッチ回路ＳＷをオフする。
　本開示の一側面に係る電力変換装置５によれば、制御回路１５Ｄは、スイッチング周波数ｆｓｗが第２のしきい値ｆｔｈ１以上であるとき、負荷装置６の負荷電流が基準以下であると判断してスイッチ回路ＳＷをオンし、スイッチング周波数ｆｓｗが第２のしきい値ｆｔｈ１より小さい第３のしきい値ｆｔｈ２以下であるとき、負荷装置６の負荷電流が基準より大きいと判断してスイッチ回路ＳＷをオフする。
　本開示の一側面に係る電力変換装置５は、第１及び第２の出力端子Ｐ３，Ｐ４における出力電圧Ｖｏｕｔを測定する電圧センサ１６をさらに備える。制御回路１５は、スイッチング周波数ｆｓｗを変化させて出力電圧Ｖｏｕｔを予め決められた目標電圧に近づけるように、駆動回路１４を制御する。
　本開示の一側面に係る電力変換装置５によれば、スイッチ回路ＳＷは、オンしたときに双方向に電流が流れるように、かつ、オフしたときにいずれの方向にも電流を阻止するように構成される。
　本開示の一側面に係る電力変換装置５は、第１及び第２の入力端子Ｐ１，Ｐ２にわたって、互いに直列に接続された一対の第２のキャパシタＣ１，Ｃ２をさらに備える。一対の第２のキャパシタＣ１，Ｃ２は互いに等しい容量を有する。第１のノードＮ１は、一対の第２のキャパシタＣ１，Ｃ２の間に設けられる。
　本開示の一側面に係る電力システムは、第１の直流電圧を供給する電源装置と、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換する電力変換装置５と、第２の直流電圧により動作する負荷装置６とを含む。
　本開示の一側面に係る電力システムにおいて、電源装置は、ノーマルモードノイズ信号及びコモンモードノイズ信号の少なくとも一方を低減するノイズフィルタ装置２と、交流電圧を第１の直流電圧に変換する整流器３と、第１の直流電圧の力率を１に近づける力率調整器４とを備える。
　本開示の一側面に係る電力変換装置は、例えば、交流電力が入力されて２ｋＷ程度の大きさの直流電力を出力する電源システムとして動作する電力システムに適用可能である。
１　交流電源装置
２　ノイズフィルタ装置
３　整流器
４　力率調整器
５，５Ｂ～５Ｄ　電力変換装置
６　負荷装置
１１～１３，１１Ｂ～１３Ｂ，１１Ｃ～１３Ｃ　ＬＬＣ共振コンバータ
１４　駆動回路
１５，１５Ｄ　制御回路
１６　電圧センサ
１７　電流センサ
２１，２３，２５　インバータ回路
２２，２４，２６，２２Ｂ，２４Ｂ，２６Ｂ，２２Ｃ，２４Ｃ，２６Ｃ　整流回路
Ｃｒ１～Ｃｒ３　共振キャパシタ
Ｃ１～Ｃ３，Ｃ３１～Ｃ３６　キャパシタ
Ｄ１～Ｄ６，Ｄ１１～Ｄ２２，Ｄ３１～Ｄ３６，Ｄ１０１，Ｄ１０２　ダイオード
Ｌｍ１～Ｌｍ３　励磁インダクタンス
Ｌｒ１～Ｌｒ３　漏れインダクタンス
Ｌｒ１１～Ｌｒ１３　インダクタ
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ１１～Ｎ１３　ノード
Ｐ１，Ｐ２　入力端子
Ｐ３，Ｐ４　出力端子
Ｑ１～Ｑ６，Ｑ１０１，Ｑ１０２，Ｑ１１１，Ｑ１１２　スイッチング素子
ＳＷ，ＳＷＡ　スイッチ回路
Ｔ１～Ｔ３，Ｔ１１～Ｔ１３　トランス
ｗ１～ｗ９，ｗ１１～ｗ１３　巻線

Claims (8)

  1. 　３つ以上のＬＬＣ共振コンバータを備えた電力変換装置であって、
    　前記各ＬＬＣ共振コンバータは、一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に接続されたインバータ回路と、前記一次巻線に接続された第１のキャパシタと、前記二次巻線に接続された整流回路とをそれぞれ備え、前記一次巻線は、前記インバータ回路に接続された第１の端部と、前記インバータ回路に接続されることなく他のＬＬＣ共振コンバータの一次巻線に接続された第２の端部とを有し、
    　前記電力変換装置は、
    　前記各ＬＬＣ共振コンバータの前記各インバータ回路に接続された第１及び第２の入力端子と、
    　前記第１及び第２の入力端子における各電位の中間の電位を発生する第１のノードと、
    　前記各ＬＬＣ共振コンバータの前記各一次巻線の第２の端部に接続された第２のノードと、
    　前記第１及び第２のノードの間に接続されたスイッチ回路と、
    　前記各ＬＬＣ共振コンバータの前記各インバータ回路を、所定のスイッチング周波数で、かつ、互いに異なる位相でそれぞれ動作させる駆動回路と、
    　前記スイッチ回路及び前記駆動回路を制御する制御回路と、
    　前記各ＬＬＣ共振コンバータの前記各整流回路に接続された第１及び第２の出力端子とをさらに備え、
    　前記制御回路は、前記第１及び第２の出力端子に接続された負荷装置の負荷電流が所定の基準以下であるとき、前記スイッチ回路をオンし、前記負荷装置の負荷電流が前記基準より大きいとき、前記スイッチ回路をオフする、
    電力変換装置。
  2. 　前記電力変換装置は、前記第１又は第２の出力端子における出力電流を測定する電流センサをさらに備え、
    　前記制御回路は、前記出力電流が第１のしきい値以下であるとき、前記負荷装置の負荷電流が前記基準以下であると判断して前記スイッチ回路をオンし、前記出力電流が前記第１のしきい値より大きいとき、前記負荷装置の負荷電流が前記基準より大きいと判断して前記スイッチ回路をオフする、
    請求項１記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御回路は、前記スイッチング周波数が第２のしきい値以上であるとき、前記負荷装置の負荷電流が前記基準以下であると判断して前記スイッチ回路をオンし、前記スイッチング周波数が前記第２のしきい値より小さい第３のしきい値以下であるとき、前記負荷装置の負荷電流が前記基準より大きいと判断して前記スイッチ回路をオフする、
    請求項１記載の電力変換装置。
  4. 　前記電力変換装置は、前記第１及び第２の出力端子における出力電圧を測定する電圧センサをさらに備え、
    　前記制御回路は、前記スイッチング周波数を変化させて前記出力電圧を予め決められた目標電圧に近づけるように、前記駆動回路を制御する、
    請求項１～３のうちの１つに記載の電力変換装置。
  5. 　前記スイッチ回路は、オンしたときに双方向に電流が流れるように、かつ、オフしたときにいずれの方向にも電流を阻止するように構成される、
    請求項１～４のうちの１つに記載の電力変換装置。
  6. 　前記電力変換装置は、前記第１及び第２の入力端子にわたって、互いに直列に接続された一対の第２のキャパシタをさらに備え、前記一対の第２のキャパシタは互いに等しい容量を有し、
    　前記第１のノードは、前記一対の第２のキャパシタの間に設けられる、
    請求項１～５のうちの１つに記載の電力変換装置。
  7. 　第１の直流電圧を供給する電源装置と、
    　前記第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換する、請求項１～６のうちの１つに記載の電力変換装置と、
    　前記第２の直流電圧により動作する負荷装置とを含む、
    電力システム。
  8. 　前記電源装置は、
    　ノーマルモードノイズ信号及びコモンモードノイズ信号の少なくとも一方を低減するノイズフィルタ装置と、
    　交流電圧を前記第１の直流電圧に変換する整流器と、
    　前記第１の直流電圧の力率を１に近づける力率調整器とを備えた、
    請求項７記載の電力システム。
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