WO2022003971A1

WO2022003971A1 - 半導体光源点灯装置

Info

Publication number: WO2022003971A1
Application number: PCT/JP2020/026259
Authority: WO
Inventors: 靖彦河野
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2020-07-03
Filing date: 2020-07-03
Publication date: 2022-01-06
Also published as: JP7106044B2; JPWO2022003971A1

Abstract

半導体光源点灯装置（１）は、入力抵抗（６）及び入力フィルタ（９）を介して車載用バッテリ（４）により供給された電力を用いて、半導体光源を含む負荷（５）に電力を供給する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ（２）と、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ（２）に含まれるスイッチング素子（２２）のオンオフを制御することにより昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ（２）の動作を制御する制御装置（３）であって、ピーク電流モード制御により、かつ、定出力電圧制御により昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ（２）の動作を制御する制御装置（３）と、を備え、制御装置（３）は、入力フィルタ（９）の入力電圧（Ｖｉｎ）が所定の閾値（Ｖ８１）よりも小さい値であるとき、制御装置（３）のパワーオンリセットを実行するパワーオンリセット部（８０）と、入力電圧（Ｖｉｎ）が所定の基準値（Ｖ９３）よりも小さい値であるとき、制御装置（３）による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ（２）の動作制御を定出力電圧制御から定入力電圧制御に切り替えることによりパワーオンリセットの実行をキャンセルする定入力電圧制御部（９０）と、を備える。

Description

半導体光源点灯装置

　本開示は、半導体光源点灯装置に関する。

　従来、車載用灯具（例えば前照灯又は尾灯）に用いられる半導体光源点灯装置が開発されている。半導体光源点灯装置は、入力フィルタ、直流－直流変換器（以下「ＤＣ／ＤＣコンバータ」という。）及び制御装置を含むものである。制御装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子のオンオフを制御することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御するものである。制御装置について、以下のような技術が開発されている。

　第一に、いわゆる「ピーク電流モード制御」によりＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御する技術が開発されている。より具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧のフィードバックに対応する信号（以下「ＣＯＭＰ信号」という。）を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を所定の目標値に制御する技術が開発されている。以下、かかる制御を「定出力電圧制御」という。

　第二に、ピーク電流モード制御においては、制御における時比率が５０％を超えるとき、いわゆる「サブハーモニック発振」が発生する。そこで、いわゆる「スロープ補償」を実行することにより、サブハーモニック発振の発生を抑制する技術が開発されている。以下、かかる機能を「スロープ補償機能」という。

　第三に、いわゆる「パワーオンリセット」に係る技術が開発されている。すなわち、制御装置は、入力フィルタの入力電圧Ｖｉｎに対応する値（以下「電源電圧」ということがある。）ＶＤＤを出力するシリーズレギュレータを含むものである。電源電圧ＶＤＤが所定の電圧（以下「最低作動電圧」という。）よりも小さいときは、制御装置が正常に作動しない。

　そこで、最低作動電圧よりも大きい所定の閾値（以下「第１閾値」という。）について、電源電圧ＶＤＤが第１閾値よりも小さい値になったとき、制御装置による制御を停止する機能が設けられている。そして、第１閾値よりも大きい所定の閾値（以下「第２閾値」という。）について、電源電圧ＶＤＤが第２閾値よりも大きい値になったとき、制御装置による制御を再開する機能が設けられている。以下、かかる機能を「パワーオンリセット機能」という。

　非特許文献１には、以下のような制御装置が開示されている。すなわち、ピーク電流モード制御（より具体的には定出力電圧制御）によりＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御する制御装置であって、スロープ補償機能及びパワーオンリセット機能を有する制御装置が開示されている。以下、かかる制御装置を「従来の制御装置」という。また、従来の制御装置を有する半導体光源点灯装置を「従来の半導体光源点灯装置」という。

ON Semiconductor, "NCV78702: Multiphase Booster LED Driver for Automotive Front Lighting," https://www.onsemi.jp/pub/Collateral/NCV78702-D.PDF

　シリーズレギュレータは、降圧型コンバータの機能を果たすものである。このため、電源電圧ＶＤＤを第１閾値よりも大きい値にする観点から、少なくとも、入力電圧Ｖｉｎを第１閾値よりも大きい値にすることが要求される。以下、第１閾値よりも大きい電源電圧ＶＤＤに対応する入力電圧Ｖｉｎの最小値を「要求電圧」という。

　パワーオンリセット機能により制御が再開するとき、制御装置における種々の初期設定等を実行することが要求される。このため、制御の再開に時間がかかる。通常、初期設定等には、数十ミリ秒程度の時間がかかる。これは、人間により知覚される程度に長い時間（以下「長時間」という。）である。このため、半導体光源点灯装置が作動しているとき（すなわち車載用灯具が点灯しているとき）は、パワーオンリセットが実行されないようにするのが好適である。

　近年、いわゆる「スタートストップシステム」を有する車両が増加している。かかる車両においては、アイドリングストップ状態にてエンジンが再始動するとき、スタータを駆動することが要求される。スタータが駆動することにより、車載用バッテリの出力電圧が一時的に低下する。すなわち、いわゆる「クランキング」が発生する。このため、スタートストップシステムを有する車両においては、スタートストップシステムを有しない車両に比して、頻繁に入力電圧Ｖｉｎが低下する。このとき、入力電圧Ｖｉｎが要求電圧よりも小さい値になることにより、パワーオンリセットが実行される。この結果、長時間に亘り制御が停止する。

　ここで、図５～図８を参照して後述するように、従来の半導体光源点灯装置においては、以下のような問題があった。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータに対する負荷が大きい状態（以下「高負荷状態」という。）にてクランキングが発生したとき、入力電圧Ｖｉｎが要求電圧よりも小さくなることがある。これにより、パワーオンリセットが実行されて、長時間に亘り制御が停止する問題があった。

　本開示は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、高負荷状態にてクランキングが発生したとき、入力電圧Ｖｉｎの低下を抑制することを目的とする。

　本開示に係る半導体光源点灯装置は、車載用灯具に用いられる半導体光源点灯装置であって、入力抵抗及び入力フィルタを介して車載用バッテリにより供給された電力を用いて、半導体光源を含む負荷に電力を供給する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータと、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子のオンオフを制御することにより昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御する制御装置であって、ピーク電流モード制御により、かつ、定出力電圧制御により昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御する制御装置と、を備え、制御装置は、入力フィルタの入力電圧が所定の閾値よりも小さい値であるとき、制御装置のパワーオンリセットを実行するパワーオンリセット部と、入力電圧が所定の基準値よりも小さい値であるとき、制御装置による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作制御を定出力電圧制御から定入力電圧制御に切り替えることによりパワーオンリセットの実行をキャンセルする定入力電圧制御部と、を備えるものである。

　本開示によれば、上記のように構成したので、高負荷状態にてクランキングが発生したとき、入力電圧Ｖｉｎの低下を抑制することができる。

実施の形態１に係る半導体光源点灯装置の要部を示す回路図である。実施の形態１に係る半導体光源点灯装置における信号等の波形を示す波形図である。図２に示す波形図のうち、定常状態に対応する時間区間の拡大図である。図２に示す波形図のうち、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作制御が定入力電圧制御に切り替わるタイミングを含む時間区間の拡大図である。比較用の半導体光源点灯装置の要部を示す回路図である。比較用の半導体光源点灯装置における信号等の波形を示す波形図である。図６に示す波形図のうち、定常状態に対応する時間区間の拡大図である。図６に示す波形図のうち、パワーオンリセットが実行されるタイミングを含む時間区間の拡大図である。実施の形態２に係る半導体光源点灯装置の要部を示す回路図である実施の形態２に係る半導体光源点灯装置における信号等の波形を示す波形図である。図１０に示す波形図のうち、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作制御が定入力電圧制御に切り替わるタイミングを含む時間区間の拡大図である。

　以下、この開示をより詳細に説明するために、この開示を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。

実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る半導体光源点灯装置の要部を示す回路図である。図１を参照して、実施の形態１に係る半導体光源点灯装置について説明する。

　図１に示す如く、半導体光源点灯装置１は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２、制御装置３、入力電圧検出素子７，８、入力フィルタ９、電流検出素子１０及び出力電圧検出素子１１，１２を含むものである。昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、インダクタンス要素２１、スイッチング素子２２、整流素子２３及び出力平滑用のコンデンサ２４を含むものである。制御装置３は、傾斜信号生成器２０、合成信号生成器３０、誤差増幅部４０、第１比較器５１、発振器６１、フリップフロップ６２、シリーズレギュレータ７０、パワーオンリセット部８０及び定入力電圧制御部９０を含むものである。誤差増幅部４０は、第１基準信号生成器４１、エラーアンプ４２、位相補償用の抵抗４３、位相補償用の第１コンデンサ４４及び位相補償用の第２コンデンサ４５を含むものである。パワーオンリセット部８０は、第１閾値生成器８１、第２閾値生成器８２及びヒステリシス比較器８３を含むものである。定入力電圧制御部９０は、判断部９１及び放電部９２を含むものである。判断部９１は、第３基準信号生成器９３及び第２比較器９４を含むものである。放電部９２は、放電抵抗９５及び放電スイッチ９６を含むものである。

　図中、Ｖ４は、車載用バッテリ４の出力電圧を示している。Ｖｉｎは、入力フィルタ９の入力電圧を示している。Ｉｉｎは、入力抵抗６に流れる電流を示している。Ｖｏｕｔは、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧を示している。Ｉｏｕｔは、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電流を示している。ＳＶｉｎは、入力電圧Ｖｉｎに対応する信号を示している。ＳＶｏｕｔは、出力電圧Ｖｏｕｔに対応する信号を示している。Ｉ２１は、インダクタンス要素２１に流れる電流を示している。Ｉ２２は、スイッチング素子２２に流れる電流を示している。ＳＩ２２は、電流Ｉ２１に対応する信号を示している。Ｓ２０は、傾斜信号を示している。Ｓ３０は、合成信号を示している。Ｖ４１は、第１基準値を示している。Ｓ４１は、第１基準値に対応する信号を示している。Ｓ４２は、ＣＯＭＰ信号を示している。Ｓ５１は、リセット信号を示している。Ｓ６１は、セット信号を示している。Ｓ６２は、スイッチング素子２２用のオンオフ信号を示している。ＶＤＤは、シリーズレギュレータ７０の出力電圧を示している。Ｖ８０は、第２基準値を示している（不図示）。Ｖ８１は、第１閾値を示している。Ｖ８２は、第２閾値を示している。Ｓ８３は、パワーオンリセット信号を示している。Ｖ９３は、第３基準値を示している。Ｓ９３は、第３基準値に対応する信号を示している。Ｓ９４は、放電スイッチ９６用のオンオフ信号を示している。

　車載用バッテリ４と昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２間に入力抵抗６及び入力フィルタ９が設けられている。入力抵抗６は、例えば、車載用バッテリ４と昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２間の電気配線が有する抵抗成分に対応するものである。車載用バッテリ４は、電圧Ｖ４を出力するものである。以下、電流Ｉｉｎの電流値と入力抵抗６の抵抗値との積に対応する電圧降下を単に「電圧降下」という。入力フィルタ９の入力電圧Ｖｉｎは、車載用バッテリ４の出力電圧Ｖ４に対して、電圧降下に応じた低下量にて低下する。昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、入力フィルタ９により出力された電圧の入力を受け付けて、電圧Ｖｏｕｔを出力するものである。当該出力された電圧Ｖｏｕｔは、負荷５に供給される。

　入力電圧検出素子７，８は、入力フィルタ９の入力電圧Ｖｉｎを分圧して検出するものである。これにより、入力電圧検出素子７，８は、入力電圧Ｖｉｎに対応する信号ＳＶｉｎを出力するものである。当該出力された信号ＳＶｉｎは、第２比較器９４の反転入力端子に入力される。他方、第２比較器９４の非反転入力端子には、第３基準信号生成器９３により出力された所定の第３基準信号Ｓ９３が入力される。なお、入力電圧検出素子７，８の抵抗値が大きいことにより、入力電圧検出素子７，８に流れる電流は微小である。このため、入力抵抗６に流れる電流Ｉｉｎは、入力フィルタ９の入力電流Ｉｉｎと同等である。

　入力フィルタ９は、高周波成分を遮断するフィルタである。このため、インダクタンス要素２１に流れる電流Ｉ２１のうちの低周波成分が入力フィルタ９の入力電流Ｉｉｎとなるものである。

　出力電圧検出素子１１，１２は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して検出するものである。これにより、出力電圧検出素子１１，１２は、出力電圧Ｖｏｕｔに対応する信号ＳＶｏｕｔを出力するものである。当該出力された信号ＳＶｏｕｔは、エラーアンプ４２の反転入力端子に入力される。他方、エラーアンプ４２の非反転入力端子には、第１基準信号生成器４１により出力された第１基準信号Ｓ４１が入力される。第１基準信号Ｓ４１は、第１基準値Ｖ４１に対応する信号である。

　エラーアンプ４２は、入力された信号ＳＶｏｕｔと入力された第１基準信号Ｓ４１との誤差に応じた電流を出力するものである。当該出力された電流は、位相補償用の抵抗４３、位相補償用の第１コンデンサ４４及び位相補償用の第２コンデンサ４５により、ＣＯＭＰ信号Ｓ４２に変換される。当該変換されたＣＯＭＰ信号Ｓ４２は、第１比較器５１の反転入力端子に入力される。なお、第１コンデンサ４４の静電容量値は、第２コンデンサ４５の静電容量値に比して十分に大きい値に設定されている。

　ここで、図１に示す例において、エラーアンプ４２は、電流出力アンプを用いたものである。しかしながら、エラーアンプ４２は、電流出力アンプに限定されるものではない。例えば、エラーアンプ４２は、電圧出力アンプを用いたものであってもよい。以下、エラーアンプ４２に電流出力アンプを用いた場合の例を中心に説明する。

　スイッチング素子２２の状態がオン状態であるとき、整流素子２３の状態はオフ状態である。このとき、スイッチング素子２２に流れる電流Ｉ２２は、インダクタンス要素２１に流れる電流Ｉ２１と同等である。そこで、電流検出素子１０は、スイッチング素子２２に流れる電流Ｉ２２を検出することにより、インダクタンス要素２１に流れる電流Ｉ２１を検出するものである。電流検出素子１０は、当該検出された電流Ｉ２１に対応する信号ＳＩ２２を出力するものである。当該出力された信号ＳＩ２２は、合成信号生成器３０に入力される。

　傾斜信号生成器２０は、所定の傾斜信号Ｓ２０を生成して、当該生成された傾斜信号Ｓ２０を出力するものである。当該出力された傾斜信号Ｓ２０は、合成信号生成器３０に入力される。ここで、傾斜信号Ｓ２０は、サブハーモニック発振の発生を抑制するためのスロープ補償用の信号である。換言すれば、傾斜信号Ｓ２０によりスロープ補償機能が実現されるものである。以下、制御装置３におけるスロープ補償機能に対応する部位を総称して「スロープ補償部」ということがある。図１に示す例においては、傾斜信号生成器２０及び合成信号生成器３０によりスロープ補償部の要部が構成されている。

　傾斜信号生成器２０は、リセット入力端子及びセット入力端子を有するものである。傾斜信号生成器２０のリセット入力端子には、後述するリセット信号Ｓ５１が入力される。傾斜信号生成器２０のセット入力端子には、後述するセット信号Ｓ６１が入力される。

　傾斜信号生成器２０は、リセット信号Ｓ５１の値が低値（以下「ＬＯＷ値」又は「ＬＯＷ」という。）から高値（以下「ＨＩＧＨ値」又は「ＨＩＧＨ」という。）に切り替わる立ち上がりエッジが検出されたとき、傾斜信号Ｓ２０の値を所定値に固定するようになっている。換言すれば、傾斜信号生成器２０は、傾斜信号Ｓ２０の出力を停止するようになっている。そして、傾斜信号生成器２０は、セット信号Ｓ６１の値がＬＯＷ値からＨＩＧＨ値に切り替わる立ち上がりエッジが検出されたとき、傾斜信号Ｓ２０の傾斜出力を再開するようになっている。

　合成信号生成器３０は、電流検出素子１０により出力された信号ＳＩ２２の入力を受け付けるとともに、傾斜信号生成器２０により出力された傾斜信号Ｓ２０の入力を受け付けるものである。合成信号生成器３０は、当該入力された信号ＳＩ２２と当該入力された傾斜信号Ｓ２０との合成信号Ｓ３０を生成して、当該生成された合成信号Ｓ３０を出力するものである。当該出力された合成信号Ｓ３０は、第１比較器５１の非反転入力端子に入力される。

　第１比較器５１は、ＣＯＭＰ信号Ｓ４２の入力を受け付けるとともに、合成信号生成器３０により出力された合成信号Ｓ３０の入力を受け付けるものである。第１比較器５１は、当該入力されたＣＯＭＰ信号Ｓ４２と当該入力された合成信号Ｓ３０とを比較して、かかる比較の結果に応じてリセット信号Ｓ５１を出力するものである。当該出力されたリセット信号Ｓ５１は、フリップフロップ６２のリセット入力端子に入力されるとともに、傾斜信号生成器２０のリセット入力端子に入力される。

　発振器６１は、セット信号Ｓ６１を出力するものである。当該出力されたセット信号Ｓ６１は、傾斜信号生成器２０のセット入力端子及びフリップフロップ６２のセット入力端子に入力される。ここで、セット信号Ｓ６１は、所定の一定周期にて出力されるＨＩＧＨのパルスを含むものである。

　フリップフロップ６２は、発振器６１により出力されたセット信号Ｓ６１の入力を受け付けるとともに、第１比較器５１により出力されたリセット信号Ｓ５１の入力を受け付けるものである。フリップフロップ６２は、これらの入力に対して、オンオフ信号Ｓ６２を出力するものである。当該出力されたオンオフ信号Ｓ６２は、スイッチング素子２２の制御入力端子に入力される。

　これにより、オンオフ信号Ｓ６２の値がＨＩＧＨ値であるとき、スイッチング素子２２の状態がオン状態となるものである。他方、オンオフ信号Ｓ６２の値がＬＯＷ値であるとき、スイッチング素子２２の状態がオフ状態となるものである。

　シリーズレギュレータ７０は、入力電圧Ｖｉｎの入力を受け付けて、電圧ＶＤＤを出力するものである。当該出力された電圧ＶＤＤは、ヒステリシス比較器８３の入力端子に入力されるとともに、制御装置３内の各部に適宜供給される（不図示）。

　パワーオンリセット部８０は、第１閾値生成器８１、第２閾値生成器８２及びヒステリシス比較器８３を含むものである。

　第１閾値生成器８１は、第１閾値Ｖ８１を生成して、当該生成された第１閾値Ｖ８１を出力するものである。第１閾値Ｖ８１は、最低作動電圧よりも高い所定値に設定されており、かつ、一定値に設定されている。当該出力された第１閾値Ｖ８１は、ヒステリシス比較器８３の反転入力端子に入力される。

　第２閾値生成器８２は、第２閾値Ｖ８２を生成して、当該生成された第２閾値Ｖ８２を出力するものである。第２閾値Ｖ８２は、第１閾値Ｖ８１よりも高い所定値に設定されており、かつ、一定値に設定されている。当該出力された第２閾値Ｖ８２は、ヒステリシス比較器８３の非反転入力端子に入力される。

　ヒステリシス比較器８３は、シリーズレギュレータ７０により出力された電圧ＶＤＤの入力を受け付けるとともに、第１閾値生成器８１により出力された第１閾値Ｖ８１及び第２閾値生成器８２により出力された第２閾値Ｖ８２の入力を受け付けるものである。ヒステリシス比較器８３は、当該入力された電圧ＶＤＤと当該入力された第１閾値Ｖ８１及び第２閾値Ｖ８２の各々とを比較して、かかる比較の結果に応じてパワーオンリセット信号Ｓ８３を出力するものである。当該出力されたパワーオンリセット信号Ｓ８３は、制御装置３内の各部に適宜入力される（不図示）。

　ヒステリシス比較器８３は、出力電圧ＶＤＤが第１閾値Ｖ８１よりも小さくなったとき、ＬＯＷ値を出力する。また、ヒステリシス比較器８３は、出力電圧ＶＤＤが第２閾値Ｖ８２よりも大きくなったとき、長時間（すなわち初期設定等にかかる時間）が経過した後にＨＩＧＨ値を出力する。さらに、ヒステリシス比較器８３は、出力電圧ＶＤＤが第１閾値Ｖ８１以上かつ第２閾値Ｖ８２以下の値である場合、その出力を保持するものである。

　このようにして、パワーオンリセットが実行される。すなわち、パワーオンリセット機能が実現される。

　判断部９１は、第３基準信号生成器９３及び第２比較器９４を含むものである。

　第３基準信号生成器９３は、第３基準信号Ｓ９３を生成して、当該生成された第３基準信号Ｓ９３を出力するものである。第３基準信号Ｓ９３は、要求電圧よりも高い所定値に設定されており、かつ、一定値に設定されている。当該出力された信号Ｓ９３は、第２比較器９４の非反転入力端子に入力される。

　第２比較器９４は、入力電圧Ｖｉｎに対応する信号ＳＶｉｎの入力を受け付けるとともに、第３基準信号生成器９３により出力された第３基準信号Ｓ９３の入力を受け付けるものである。第２比較器９４は、当該入力された信号ＳＶｉｎと当該入力された第３基準信号Ｓ９３とを比較して、かかる比較の結果に応じた信号Ｓ９４を出力するものである。第２比較器９４の出力信号Ｓ９４は、放電スイッチ９６の制御入力端子に入力される。

　放電部９２は、放電抵抗９５及び放電スイッチ９６を含むものである。放電スイッチ９６は、放電抵抗９５を介して位相補償用の第２コンデンサ４５と電気的に接続されている。放電スイッチ９６は、第２コンデンサ４５を放電することによりＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値を低下させるためのスイッチである。すなわち、出力信号Ｓ９４の値がＨＩＧＨ値であるとき、放電スイッチ９６の状態がオン状態となるものである。他方、出力信号Ｓ９４の値がＬＯＷ値であるとき、放電スイッチ９６の状態がオフ状態となるものである。

　パワーオンリセット信号Ｓ８３の値がＨＩＧＨ値であるとき、制御装置３におけるシリーズレギュレータ７０及びパワーオンリセット部８０を除く部位の状態は、動作状態となる。他方、パワーオンリセット信号Ｓ８３の値がＬＯＷ値であるとき、かかる部位の状態は、停止状態となる。

　制御装置３は、このような回路により、スイッチング素子２２のオンオフを制御するものである。これにより、制御装置３は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作を制御するものである。

　負荷５は、複数個の半導体光源（不図示）を含むものである。また、負荷５は、定電流制御により当該複数個の半導体光源に電流を供給する降圧型コンバータ（不図示）を含むものである。当該複数個の半導体光源は、車載用灯具（例えば前照灯又は尾灯）の光源に用いられるものである。すなわち、半導体光源点灯装置１は、車載用灯具（例えば前照灯又は尾灯）に用いられるものである。

　負荷５の入力電圧が所定値よりも大きいとき、負荷５は、定電力負荷の機能を果たすものである。ここで、負荷５の消費電力は、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔとの積に対応するものである。「定電力」とは、負荷５の消費電力が一定である状態を意味している。他方、負荷５の入力電圧が所定値よりも小さくなることにより、負荷５の消費電力が低下するものである。かかる消費電力の低下は、主に、出力電流Ｉｏｕｔの低下によるものである。

　ここで、図２及び図３を参照して後述するように、クランキングが発生していない状態（以下「定常状態」という。）における制御装置３による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御は、定出力電圧制御によるものとなる。定出力電圧制御においては、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の目標値（より具体的には第１基準値Ｖ４１）と同等の値となるように、電流Ｉ２１のピーク値がＣＯＭＰ信号Ｓ４２により制御される。

　他方、高負荷状態においてクランキングが発生することにより、入力電圧Ｖｉｎが第３基準値Ｖ９３よりも小さくなったとき、制御装置３による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御は、定出力電圧制御から以下のような制御（すなわち入力電圧Ｖｉｎの低下を抑制する制御。以下「定入力電圧制御」という。）に移行する。定入力電圧制御においては、入力電圧Ｖｉｎが第３基準値Ｖ９３に対して大きく低下しないように、電流Ｉ２１のピーク値がＣＯＭＰ信号Ｓ４２により制御される。

　また、入力電圧Ｖｉｎが再び第３基準値Ｖ９３よりも大きくなったとき、制御装置３による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御は、定入力電圧制御から定出力電圧制御に復帰する。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔが第１基準値Ｖ４１よりも小さいため、エラーアンプ４２の出力電流（不図示）の電流値が正の値となる。このため、ＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値が上昇する。これにより、電流Ｉ２１のピーク値が上昇するため、入力電圧Ｖｉｎが低下する。

　換言すれば、制御装置３は、定出力電圧制御により昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作を制御するモードを有しており、かつ、定入力電圧制御により昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作を制御するモードを有している。制御装置３は、入力電圧Ｖｉｎが第３基準値Ｖ９３よりも小さくなったとき、定出力電圧制御から定入力電圧制御に移行するようになっている。また、制御装置３は、入力電圧Ｖｉｎが第３基準値Ｖ９３よりも大きくなったとき、定入力電圧制御から定出力電圧制御に復帰するようになっている。

　これにより、入力電圧Ｖｉｎが第３基準値Ｖ９３を跨いで上下に振動する状態が発生する。換言すれば、入力電圧Ｖｉｎは、常に要求電圧よりも高い状態に制御される。

　次に、図２及び図３を参照して、定常状態における半導体光源点灯装置１の動作について説明する。

　図２は、半導体光源点灯装置１における信号等（Ｖ４１，Ｖｏｕｔ，Ｖ４，Ｖｉｎ，Ｖ９３，ＶＤＤ，Ｖ８０，Ｖ８２，Ｖ８１，Ｓ８３，Ｓ９４，ＳＶｉｎ，Ｓ９３，Ｓ４２，Ｓ３０，Ｓ２０，ＳＩ２２，Ｉ２１，Ｉｉｎ，Ｓ５１，Ｓ６２，Ｓ６１）の波形を示す波形図である。図中、ｔ１は、クランキングの発生時刻を示している。図２に示す如く、クランキングが発生する前の期間においては、高負荷状態であり、かつ、定常状態である。図中、Ｔ１は、定常状態に対応する時間区間の例を示している。

　図３は、図２に示す波形図のうち、定常状態に対応する時間区間Ｔ１の拡大図である。定常状態における半導体光源点灯装置１の動作は、以下のようなものである。

　オンオフ信号Ｓ６２の値がＨＩＧＨ値であるとき（すなわちスイッチング素子２２の状態がオン状態であるとき）、電流Ｉ２１の電流値が次第に上昇する。このとき、整流素子２３の状態がオフ状態であるため、インダクタンス要素２１に流れる電流Ｉ２１と同等の電流Ｉ２２がスイッチング素子２２及び電流検出素子１０に流れる。出力平滑用のコンデンサ２４は、自身に蓄積されたエネルギーを用いて負荷５にエネルギーを供給する。

　他方、オンオフ信号Ｓ６２の値がＬＯＷ値であるとき（すなわちスイッチング素子２２の状態がオフ状態であるとき）、電流Ｉ２１の電流値が次第に低下する。このとき、かかる電流Ｉ２１は、整流素子２３を介して出力平滑用のコンデンサ２４に出力される。コンデンサ２４は、かかる電流Ｉ２２を平滑して、自身にエネルギーを蓄積するとともに負荷５にエネルギーを供給する。

　入力抵抗６に流れる電流Ｉｉｎは、入力フィルタ９により、電流Ｉ２１の低周波成分と同等の値となる。

　定常状態において、入力電圧Ｖｉｎは、第２基準値Ｖ８０に対して十分に大きい。これにより、シリーズレギュレータ７０の出力電圧ＶＤＤは、第２基準値Ｖ８０と同等の値となる。このとき、出力電圧ＶＤＤは、第１閾値Ｖ８１よりも大きい状態であり、かつ、第２閾値Ｖ８２よりも大きい状態である。このため、パワーオンリセット信号Ｓ８３の値は、ＨＩＧＨ値となる。

　次に、図２及び図３を参照して、定常状態における制御装置３によるスイッチング素子２２のオンオフ制御について説明する。すなわち、定出力電圧制御による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御について説明する。

　図３に示す如く、合成信号Ｓ３０の値がＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値よりも大きくなったとき（図中丸印Ｃ１参照）、第１比較器５１により出力されるリセット信号Ｓ５１の値がＬＯＷ値からＨＩＧＨ値に切り替わる（図中矢印Ａ１参照）。これにより、フリップフロップ６２により出力されるオンオフ信号Ｓ６２の値がＨＩＧＨ値からＬＯＷ値に切り替わる（図中矢印Ａ２参照）。この結果、スイッチング素子２２がターンオフして、スイッチング素子２２の状態がオン状態からオフ状態に切り替わる。

　傾斜信号生成器２０においては、リセット入力端子に入力されるリセット信号Ｓ５１の値がＬＯＷ値からＨＩＧＨ値に切り替わることにより、立ち上がりエッジが検出される。これにより、傾斜信号生成器２０は、傾斜信号Ｓ２０の値を所定値に固定する（図中矢印Ａ３参照）。また、スイッチング素子２２の状態がオフ状態であることにより、電流Ｉ２２の電流値がゼロ値になるため、電流検出素子１０により出力される信号ＳＩ２２の値もゼロ値となる。これにより、合成信号Ｓ３０の値がＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値よりも小さくなるため、第１比較器５１により出力されるリセット信号Ｓ５１の値がＨＩＧＨ値からＬＯＷ値に切り替わる。この結果、リセット信号Ｓ５１は、ＨＩＧＨのパルスとなる。

　発振器６１は、セット信号Ｓ６１を出力する。当該出力されたセット信号Ｓ６１は、フリップフロップ６２のセット入力端子に入力されるとともに、傾斜信号生成器２０のセット入力端子に入力される。ここで、上記のとおり、セット信号Ｓ６１は、所定の一定周期にて出力されるＨＩＧＨのパルスを含むものである。

　発振器６１がＨＩＧＨのパルスを出力することにより、フリップフロップ６２は、オンオフ信号Ｓ６２の値をＬＯＷ値からＨＩＧＨ値に切り替える（図中矢印Ａ４参照）。これにより、スイッチング素子２２がターンオンして、スイッチング素子２２の状態がオフ状態からオン状態に切り替わる。

　傾斜信号生成器２０においては、セット信号Ｓ６１の値がＬＯＷ値からＨＩＧＨ値に切り替わることにより、立ち上がりエッジが検出される。これにより、傾斜信号生成器２０は、傾斜信号Ｓ２０の傾斜出力を再開する（図中矢印Ａ５参照）。

　スイッチング素子２２の状態がオン状態になることにより、電流Ｉ２１の電流値が上昇に転ずる。また、電流Ｉ２２の電流値も上昇に転ずるため、電流Ｉ２１に対応する信号ＳＩ２２の値も上昇に転ずる。このため、合成信号Ｓ３０の値も上昇に転ずる。

　このようにして、定出力電圧制御による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御が実現される。すなわち、図３に示す如く、出力電圧Ｖｏｕｔが第１基準値Ｖ４１と同等の値となるように電流Ｉ２２のピーク値がＣＯＭＰ信号Ｓ４２により制御される状態が実現される。

　次に、図２及び図４を参照して、高負荷状態にてクランキングが発生したときの制御装置３によるスイッチング素子２２のオンオフ制御について説明する。すなわち、定出力電圧制御から定入力電圧制御への移行及び定入力電圧制御から定出力電圧制御への復帰が繰り返し実行されるときの昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御について説明する。

　図２に示す如く、時刻ｔ１にてクランキングが発生したものとする。すなわち、車載用バッテリ４の出力電圧Ｖ４が低下したものとする。信号ＳＶｉｎの値が信号Ｓ９３の値よりも小さくなったとき（すなわち入力電圧Ｖｉｎが第３基準値Ｖ９３よりも小さくなったとき）、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御は、定出力電圧制御から定入力電圧制御に移行する。他方、信号ＳＶｉｎの値が信号Ｓ９３の値よりも大きくなったとき、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御は、定入力電圧制御から定出力電圧制御に復帰する。図４は、図２に示す波形図のうち、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御が定出力電圧制御から定入力電圧制御に移行するタイミング及び昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御が定入力電圧制御から定出力電圧制御に復帰するタイミングを含む時間区間Ｔ２の拡大図である。

　図４に示す如く、車載用バッテリ４の出力電圧Ｖ４が急速に低下することにより、入力電圧Ｖｉｎが急速に低下する。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔは、第１基準値Ｖ４１よりも小さい状態となる。これにより、エラーアンプ４２の出力電流（不図示）の電流値が正の値となり、ＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値が上昇する。

　これにより、電流Ｉ２１のピーク値が上昇するため、電流Ｉｉｎが大きくなる。このため、電圧降下も大きくなる。入力電圧Ｖｉｎは、出力電圧Ｖ４に比して更に急速に低下する。

　この結果、信号ＳＶｉｎの値（すなわち入力電圧Ｖｉｎ）が信号Ｓ９３の値（すなわち第３基準値Ｖ９３）よりも小さくなる（図中丸印Ｃ２参照）。すると、第２比較器９４により出力される信号Ｓ９４の値は、ＬＯＷ値からＨＩＧＨ値に切り替わる（図中矢印Ａ６参照）。これにより、放電スイッチ９６がターンオンして、放電スイッチ９６の状態がオフ状態からオン状態に切り替わる。放電部９２において、エラーアンプ４２の出力電流（不図示）を上回る放電電流（不図示）が流れる。このため、ＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値が上昇から低下に転ずる（図中矢印Ａ７参照）。

　ＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値が低下することにより、電流Ｉ２１のピーク値が低下する。このため、電流Ｉｉｎの電流値も低下する。これにより、電圧降下が小さくなり、入力電圧Ｖｉｎが上昇に転ずる。このようにして、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御が定出力電圧制御から定入力電圧制御に移行する。

　次いで、信号ＳＶｉｎの値（すなわち入力電圧Ｖｉｎ）が信号Ｓ９３の値（すなわち第３基準値Ｖ９３）よりも大きくなる（図中丸印Ｃ３参照）。すると、第２比較器９４により出力される信号Ｓ９４の値は、ＨＩＧＨ値からＬＯＷ値に切り替わる（図中矢印Ａ８参照）。これにより、放電スイッチ９６がターンオフして、放電スイッチ９６の状態がオン状態からオフ状態に切り替わる、この結果、放電電流がゼロとなる。

　このため、エラーアンプ４２の出力電流は、位相補償用の抵抗４３に流れるようになり、かつ、位相補償用の第１コンデンサ４４及び位相補償用の第２コンデンサ４５に流れるようになる。よって、ＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値が低下から上昇に転ずる（図中矢印Ａ９参照）。このようにして、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御が定入力電圧制御から定出力電圧制御に復帰する。

　次に、図５を参照して、半導体光源点灯装置１に対する比較用の半導体光源点灯装置１’について説明する。なお、図５において、図１に示す要素と同様の要素には同一符号を付して説明を省略する。

　図５に示す如く、半導体光源点灯装置１’は、制御装置３’を含むものである。制御装置３’は、定入力電圧制御部９０に相当する部位を有しないものである。すなわち、制御装置３’は、従来の制御装置に対応するものである。したがって、半導体光源点灯装置１’は、従来の半導体光源点灯装置に対応するものである。

　次に、図６及び図７を参照して、定常状態における半導体光源点灯装置１’の動作について説明する。

　図６は、半導体光源点灯装置１’における信号等（Ｖ４１，Ｖｏｕｔ，Ｖ４，Ｖｉｎ，Ｖ９３，ＶＤＤ，Ｖ８０，Ｖ８２，Ｖ８１，Ｓ８３，Ｓ９４，ＳＶｉｎ，Ｓ９３，Ｓ４２，Ｓ３０，Ｓ２０，ＳＩ２２，Ｉ２１，Ｉｉｎ，Ｓ５１，Ｓ６２，Ｓ６１）の波形を示す波形図である。図中、ｔ１’は、クランキングの発生時刻を示している。図６に示す如く、クランキングが発生する前の期間においては、高負荷状態であり、かつ、定常状態である。図中、Ｔ１’は、定常状態に対応する時間区間の例を示している。

　図７は、図６に示す波形図のうち、定常状態に対応する時間区間Ｔ１’の拡大図である。定常状態における半導体光源点灯装置１’の動作は、以下のようなものである。

　他方、オンオフ信号Ｓ６２の値がＬＯＷ値であるとき（すなわちスイッチング素子２２の状態がオフ状態であるとき）、電流Ｉ２１の電流値が次第に低下する。このとき、電流Ｉ２１は、整流素子２３を介して出力平滑用のコンデンサ２４に出力される。コンデンサ２４は、電流Ｉ２２を平滑して、自身にエネルギーを蓄積するとともに負荷５にエネルギーを供給する。

　定常状態において、入力フィルタ９の入力電圧Ｖｉｎは、第２基準値Ｖ８０に対して十分に大きい。これにより、シリーズレギュレータ７０の出力電圧ＶＤＤは、第２基準値Ｖ８０と同等の値となる。このとき、出力電圧ＶＤＤは、第１閾値Ｖ８１よりも大きい状態であり、かつ、第２閾値Ｖ８２よりも大きい状態である。このため、パワーオンリセット信号Ｓ８３の値は、ＨＩＧＨ値となる。

　次に、図６及び図７を参照して、定常状態における制御装置３’によるスイッチング素子２２のオンオフ制御について説明する。すなわち、定出力電圧制御による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御について説明する。

　図７に示す如く、合成信号Ｓ３０の値がＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値よりも大きくなったとき（図中丸印Ｃ２１参照）、第１比較器５１により出力されるリセット信号Ｓ５１の値がＬＯＷ値からＨＩＧＨ値に切り替わる（図中矢印Ａ２１参照）。これにより、フリップフロップ６２により出力されるオンオフ信号Ｓ６２の値がＨＩＧＨ値からＬＯＷ値に切り替わる（図中矢印Ａ２２参照）。この結果、スイッチング素子２２がターンオフして、スイッチング素子２２の状態がオン状態からオフ状態に切り替わる。

　傾斜信号生成器２０においては、リセット入力端子に入力されるリセット信号Ｓ５１の値がＬＯＷ値からＨＩＧＨ値に切り替わることにより、立ち上がりエッジが検出される。これにより、傾斜信号生成器２０は、傾斜信号Ｓ２０の値を所定値に固定する（図中矢印Ａ２３参照）。また、スイッチング素子２２の状態がオフ状態であることにより、電流Ｉ２２の電流値がゼロ値になるため、電流検出素子１０により出力される信号ＳＩ２２の値もゼロ値となる。これにより、合成信号Ｓ３０の値がＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値よりも小さくなる。このため、第１比較器５１により出力されるリセット信号Ｓ５１の値がＨＩＧＨ値からＬＯＷ値に切り替わる。この結果、リセット信号Ｓ５１は、ＨＩＧＨのパルスとなる。

　発振器６１は、セット信号Ｓ６１を出力する。当該出力されたセット信号Ｓ６１は、フリップフロップ６２のセット入力端子に入力されるとともに、傾斜信号生成器２０のセット入力端子に入力される。セット信号Ｓ６１は、上記のとおり、所定の一定周期にて出力されるＨＩＧＨのパルスを含むものである。

　発振器６１がＨＩＧＨのパルスを出力することにより、フリップフロップ６２は、オンオフ信号Ｓ６２の値をＬＯＷ値からＨＩＧＨ値に切り替える（図中矢印Ａ２４参照）。これにより、スイッチング素子２２がターンオンして、スイッチング素子２２の状態がオフ状態からオン状態に切り替わる。

　傾斜信号生成器２０においては、セット信号Ｓ６１の値がＬＯＷ値からＨＩＧＨ値に切り替わることにより、立ち上がりエッジが検出される。これにより、傾斜信号生成器２０は、傾斜信号Ｓ２０の傾斜出力を再開する（図中矢印Ａ２５参照）。

　このようにして、定出力電圧制御による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御が実現される。すなわち、図６に示す如く、出力電圧Ｖｏｕｔが第１基準値Ｖ４１と同等の値となるように電流Ｉ２２のピーク値がＣＯＭＰ信号Ｓ４２により制御される状態が実現される。

　次に、図６及び図８を参照して、高負荷状態にてクランキングが発生したときの制御装置３’によるスイッチング素子２２のオンオフ制御について説明する。すなわち、パワーオンリセット機能が作動するとき及びパワーオンリセット機能が停止するときの昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御について説明する。

　図６に示す如く、時刻ｔ１’にてクランキングが発生したものとする。すなわち、車載用バッテリ４の出力電圧Ｖ４が低下したものとする。入力フィルタ９の入力電圧Ｖｉｎが要求電圧よりも小さくなったとき、シリーズレギュレータ７０の出力電圧ＶＤＤは、第１閾値Ｖ８１よりも小さくなる（図中丸印Ｃ２２参照）。これにより、パワーオンリセット機能が作動する。また、出力電圧ＶＤＤが第２閾値Ｖ８２よりも大きくなったとしても、初期設定等にかかる時間が経過するまでパワーオンリセット機能が停止しない。図８は、図６に示す波形図のうち、パワーオンリセット機能が作動したタイミングを含む時間区間Ｔ２’の拡大図である。

　図８に示す如く、車載用バッテリ４の出力電圧Ｖ４が急速に低下することにより、入力電圧Ｖｉｎが急速に低下する。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔは、第１基準値Ｖ４１よりも小さい状態となる。これにより、エラーアンプ４２の出力電流（不図示）の電流値が正の値となり、ＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値が上昇する。

　入力電圧Ｖｉｎが第２基準値Ｖ８０に対する近傍の値に低下することにより、シリーズレギュレータ７０の出力電圧ＶＤＤが低下する。出力電圧ＶＤＤが第１閾値Ｖ８１よりも小さくなったとき（図中丸印Ｃ２２参照）、ヒステリシス比較器８３の出力値（すなわちパワーオンリセット信号Ｓ８３の値）がＨＩＧＨ値からＬＯＷ値に切り替わる（図中矢印Ａ２６参照）。これにより、制御装置３’におけるシリーズレギュレータ７０及びパワーオンリセット部８０を除く部位の状態は、停止状態となる。このようにして、パワーオンリセット機能が作動する。換言すれば、パワーオンリセットが実行される。

　パワーオンリセット機能が作動することにより、オンオフ信号Ｓ６２の値がＬＯＷ値となる（図中矢印Ａ２７参照）。これにより、スイッチング素子２２がスイッチング動作を停止して、スイッチング素子２２の状態がオフ状態となる。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎよりも高い。このため、電流Ｉ２１がゼロになることにより、整流素子２３の状態もオフ状態となる。

　これにより、電流Ｉｉｎが低下するため、電圧降下における降下量が小さくなる。このため、入力電圧Ｖｉｎが上昇に転ずる。入力電圧Ｖｉｎが上昇することにより、シリーズレギュレータ７０の出力電圧ＶＤＤも上昇する。出力電圧ＶＤＤが第２閾値Ｖ８２よりも大きくなることにより（図中丸印Ｃ２３参照）、初期設定等にかかる時間（すなわち長時間）が経過した後、パワーオンリセット信号Ｓ８３の値がＬＯＷ値からＨＩＧＨ値に切り替わる（不図示）。このようにして、パワーオンリセット機能が停止する。

　次に、図２及び図６を参照して、半導体光源点灯装置１’における課題について説明するとともに、半導体光源点灯装置１を用いることによる効果について説明する。

　図６に示す如く、半導体光源点灯装置１’においては、高負荷状態にてクランキングが発生したとき、入力電圧Ｖｉｎが要求電圧よりも小さくなることにより、パワーオンリセット機能が作動する。これにより、長時間に亘り制御が停止する。

　これに対して、半導体光源点灯装置１においては、図２に示す如く、高負荷状態にてクランキングが発生したとき、定入力電圧制御に移行することにより、パワーオンリセット機能が作動するのを回避することができる。換言すれば、パワーオンリセットの実行をキャンセルすることができる。これにより、長時間に亘り制御が停止するのを回避することができる。

　次に、半導体光源点灯装置１の変形例について説明する。

　制御装置３の回路構成は、図１に示す具体例に限定されるものではない。制御装置３の回路構成は、ピーク電流モード制御（より具体的には定出力電圧制御）により昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作を制御する機能、スロープ補償機能、パワーオンリセット機能、入力電圧Ｖｉｎの低下に応じて定出力電圧制御から定入力電圧制御に移行する機能、及び入力電圧Ｖｉｎの上昇に応じて定入力電圧制御から定出力電圧制御に復帰する機能などが実現されるものであれば、如何なる回路構成によるものであっても良い。

　以上のように、実施の形態１に係る半導体光源点灯装置１は、車載用灯具に用いられる半導体光源点灯装置１であって、入力抵抗６及び入力フィルタ９を介して車載用バッテリ４により供給された電力を用いて、半導体光源を含む負荷５に電力を供給する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２と、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２に含まれるスイッチング素子２２のオンオフを制御することにより昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作を制御する制御装置３であって、ピーク電流モード制御により、かつ、定出力電圧制御により昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作を制御する制御装置３と、を備え、制御装置３は、入力フィルタ９の入力電圧Ｖｉｎが所定の閾値（第１閾値Ｖ８１）よりも小さい値であるとき、制御装置３のパワーオンリセットを実行するパワーオンリセット部８０と、入力電圧Ｖｉｎが所定の基準値（第３基準値Ｖ９３）よりも小さい値であるとき、制御装置３による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御を定出力電圧制御から定入力電圧制御に切り替えることによりパワーオンリセットの実行をキャンセルする定入力電圧制御部９０と、を備える。これにより、高負荷状態にてクランキングが発生したとき、入力電圧Ｖｉｎの低下を抑制することができる。この結果、パワーオンリセットが実行されるのを回避することができる。

　また、制御装置３は、入力電圧Ｖｉｎに対応する値（電圧ＶＤＤ）を出力するシリーズレギュレータ７０を含み、パワーオンリセット部８０は、シリーズレギュレータ７０の出力値（電圧ＶＤＤ）を閾値（第１閾値Ｖ８１及び第２閾値Ｖ８２の各々）と比較するヒステリシス比較器８３を含む。ヒステリシス比較器８３を用いることにより、例えば、図１に示す回路構成によるパワーオンリセット部８０を実現することができる。

　また、定入力電圧制御部９０は、入力電圧Ｖｉｎが基準値（第３基準値Ｖ９３）よりも小さい値であるか否かを判断する判断部９１と、判断部９１により入力電圧Ｖｉｎが基準値（第３基準値Ｖ３）よりも小さい値であると判断されたとき、制御装置３におけるＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値を低下させることにより動作制御を定出力電圧制御から定入力電圧制御に切り替える放電部９２と、を備える。これにより、例えば、図１に示す回路構成による定入力電圧制御部９０を実現することができる。

実施の形態２．
　図９は、実施の形態２に係る半導体光源点灯装置の要部を示す回路図である。図９を参照して、実施の形態２に係る半導体光源点灯装置について説明する。なお、図９において、図１に示す要素と同様の要素には同一符号を付して説明を省略する。

　図９に示す如く、半導体光源点灯装置１ａは、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２、制御装置３ａ、入力電圧検出素子７，８、入力フィルタ９、電流検出素子１０及び出力電圧検出素子１１，１２を有するものである。制御装置３ａは、制御装置３に対して、放電部９２による放電の対象が異なるものである。すなわち、制御装置３においては、放電部９２による放電の対象が位相補償用の第２コンデンサ４５であった。これに対して、制御装置３ａにおいては、放電部９２による放電の対象が位相補償用の第１コンデンサ４４である。

　定常状態における半導体光源点灯装置１ａの動作は、定常状態における半導体光源点灯装置１の動作と同様である。また、定常状態における制御装置３ａによるスイッチング素子２２のオンオフ制御は、定常状態における制御装置３によるスイッチング素子２２のオンオフ制御と同様である。すなわち、これらは、実施の形態１にて図２及び図３を参照して説明したものと同様である。このため、詳細な説明は省略する。

　次に、図１０及び図１１を参照して、高負荷状態にてクランキングが発生したときの制御装置３ａによるスイッチング素子２２のオンオフ制御について、制御装置３によるスイッチング素子２２のオンオフ制御と異なる部分を中心に説明する。なお、図１０において、図２に示す要素と同様の要素には同一符号を付して説明を省略する。また、図１１において、図４に示す要素と同様の要素には同一符号を付して説明を省略する。

　図１０に示す如く、時刻ｔ１ａにてクランキングが発生したものとする。図１１は、図１０に示す波形図のうち、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御が定出力電圧制御から定入力電圧制御に移行するタイミング及び昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御が定入力電圧制御から定出力電圧制御に復帰するタイミングを含む時間区間Ｔ２ａの拡大図である。

　実施の形態１にて説明したとおり、第１コンデンサ４４の静電容量値は、第２コンデンサ４５の静電容量値に比して十分に大きい値に設定されている。このため、図１１に示す如く、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御が定出力電圧制御から定入力電圧制御に移行したとき、ＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値が緩やかに低下する。他方、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御が定入力電圧制御から定出力電圧制御に復帰したとき、ＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値が緩やかに上昇する。すなわち、放電部９２による放電の対象が第１コンデンサ４４であることにより、放電部９２による放電の対象が第２コンデンサ４５である場合に比して、ＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値の変動量が低減される。

　これにより、電流Ｉ２１のピーク値の変動量が低減される。このため、電流Ｉｉｎの変動量も低減することができる。

　なお、半導体光源点灯装置１ａは、実施の形態１にて説明したものと同様の種々の変形例を採用することができる。

　以上のように、実施の形態２に係る半導体光源点灯装置１ａにおいて、制御装置３ａは、位相補償用の第１コンデンサ４４及び位相補償用の第２コンデンサ４５を含む誤差増幅部４０を備え、第１コンデンサ４４の静電容量値は、第２コンデンサ４５の静電容量値よりも大きい値に設定されており、放電部９２は、第１コンデンサ４４を放電することによりＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値を低下させるものである。これにより、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２の動作制御が切り替わるとき、ＣＯＭＰ信号Ｓ４２の値の変動量を低減することができる。この結果、電流Ｉｉｎの変動量を低減することができる。

　なお、本願開示はその開示の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

　本開示に係る半導体光源点灯装置は、車載用灯具に用いることができる。具体的には、例えば、本開示に係る半導体光源点灯装置は、前照灯又は尾灯に用いることができる。

　１，１ａ　半導体光源点灯装置、２　昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ、３，３ａ　制御装置、４　車載用バッテリ、５　負荷、６　入力抵抗、７　入力電圧検出素子、８　入力電圧検出素子、９　入力フィルタ、１０　電流検出素子、１１　出力電圧検出素子、１２　出力電圧検出素子、２０　傾斜信号生成器、２１　インダクタンス要素、２２　スイッチング素子、２３　整流素子、２４　コンデンサ、３０　合成信号生成器、４０　誤差増幅部、４１　第１基準信号生成器、４２　エラーアンプ、４３　抵抗、４４　第１コンデンサ、４５　第２コンデンサ、５１　第１比較器、６１　発振器、６２　フリップフロップ、７０　シリーズレギュレータ、８０　パワーオンリセット部、８１　第１閾値生成器、８２　第２閾値生成器、８３　ヒステリシス比較器、９０　定入力電圧制御部、９１　判断部、９２　放電部、９３　第３基準信号生成器、９４　第２比較器、９５　放電抵抗、９６　放電スイッチ。

Claims

　車載用灯具に用いられる半導体光源点灯装置であって、
　入力抵抗及び入力フィルタを介して車載用バッテリにより供給された電力を用いて、半導体光源を含む負荷に電力を供給する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
　前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子のオンオフを制御することにより前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御する制御装置であって、ピーク電流モード制御により、かつ、定出力電圧制御により前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を制御する前記制御装置と、を備え、
　前記制御装置は、
　前記入力フィルタの入力電圧が所定の閾値よりも小さい値であるとき、前記制御装置のパワーオンリセットを実行するパワーオンリセット部と、
　前記入力電圧が所定の基準値よりも小さい値であるとき、前記制御装置による前記昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作制御を前記定出力電圧制御から定入力電圧制御に切り替えることにより前記パワーオンリセットの実行をキャンセルする定入力電圧制御部と、を備える
　ことを特徴とする半導体光源点灯装置。
　前記制御装置は、前記入力電圧に対応する値を出力するシリーズレギュレータを含み、
　前記パワーオンリセット部は、前記シリーズレギュレータの出力値を前記閾値と比較するヒステリシス比較器を含む
　ことを特徴とする請求項１記載の半導体光源点灯装置。
　前記定入力電圧制御部は、
　前記入力電圧が前記基準値よりも小さい値であるか否かを判断する判断部と、
　前記判断部により前記入力電圧が前記基準値よりも小さい値であると判断されたとき、前記制御装置におけるＣＯＭＰ信号の値を低下させることにより前記動作制御を前記定出力電圧制御から前記定入力電圧制御に切り替える放電部と、を備える
　ことを特徴とする請求項１記載の半導体光源点灯装置。
　前記制御装置は、位相補償用の第１コンデンサ及び位相補償用の第２コンデンサを含む誤差増幅部を備え、
　前記第１コンデンサの静電容量値は、前記第２コンデンサの静電容量値よりも大きい値に設定されており、
　前記放電部は、前記第１コンデンサを放電することにより前記ＣＯＭＰ信号の値を低下させるものである
　ことを特徴とする請求項３記載の半導体光源点灯装置。