WO2021233190A1

WO2021233190A1 - 基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法

Info

Publication number: WO2021233190A1
Application number: PCT/CN2021/093505
Authority: WO
Inventors: 张兴; 李明; 郭梓暄; 王继磊; 潘海龙; 王杨; 高倩; 李飞
Original assignee: 合肥工业大学
Priority date: 2020-05-21
Filing date: 2021-05-13
Publication date: 2021-11-25
Also published as: US11979025B2; US20220352726A1; CN111769591A; CN111769591B

Abstract

本发明公开了一种基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法，属于电气工程领域。本发明针对极弱电网下提出一种基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法，该方法通过电网阻抗辨识算法获得基于双分裂变压器的多逆变器系统中某台并网逆变器公共耦合点的等效电网阻抗，并根据等效电网阻抗逐渐增大，系统依次运行在全电流源模式、混合模式和全电压源模式，从而有效提升基于双分裂变压器的多逆变器系统在电网强弱变化情况下的稳定性。本发明不仅实施简单，而且大幅增加了基于双分裂变压器的多逆变器系统在电网阻抗大幅波动时的稳定裕度，尤其保证了极弱电网下系统仍旧能够稳定运行，提高了系统的电网适应性。

Description

基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法

本申请主张2020年05月21日申请的申请号为202010434737.X的“基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法”的优先权，原受理机构为中国。

技术领域

本发明涉及基于双分裂变压器的多逆变器系统控制方法，尤其是涉及一种基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法，属于电气工程领域。

背景技术

目前世界各地已不断增加对风能、太阳能等可再生新能源的开发使用，尤其是中国、美国和印度等地建设投运了MW级以上的大型荒漠光伏电站，新能源发电渗透率越来越高。而且，对于场地开阔的荒漠电站，采用集中式光伏发电系统结构具有简洁、高效、维护简单等特点，得到了广泛的运用。另外，大型光伏电站中光伏并网逆变器与箱式变电站的连接是整个光伏发电系统中关键的一步，基于双分裂变压器的多逆变器系统方案对节省建设投资成本与占地面积有着一定的实际经济意义，已经成为大型光伏电站的标准化设计方案。然而，由于这种高渗透率的集中式光伏发电逆变器大多接入多台集中式大功率光伏并网逆变器，长距离输电线路和变压器将系统互连并连接公共电网，系统将表现出高电网阻抗的弱电网或极弱电网特性。弱电网或极弱电网特性将导致弃风、弃光和电网故障频发，已经严重威胁到电网和新能源发电系统的安全稳定运行，甚至引发电网系统故障。并且，考虑到风电和光伏等新能源发电具有时段性、随机性和出力波动的特点，往往会引起系统等效电网阻抗大幅波动，使电网呈现出强弱电网变化特性，这一特性给基于双分裂变压器的多逆变器系统的运行在传统单一电流源模式时的稳定性带来了严峻挑战。

目前，针对弱电网或极弱电网下的并网逆变器稳定性控制方法，既有学术论文对此做了深入的理论分析，也有实际应用的工程方法。而且，现有的双模式控制既包括了“并网模式/孤岛模式”，也包括“电流源模式/电压源模式”，然而，基于“并网模式/孤岛模式”的双模式控制并不能解决弱电网或极弱电网下的并网逆变器稳定性问题，例如：

1)孙丽和郑恩让发表于2017年《计算机仿真》第34卷第8期上的《双模式逆变器独立供电稳定性能控制策略研究》一文。该文提出了一种微网中并网/独立双模式逆变器控制方案，该方案通过将准比例谐振控制和比例复数积分控制引入下垂控制策略两种方案，基于αβ坐标系的这两种控制算法无需解耦，有效抑制了电压波动。该文献所提双模式控制针对的是逆变器并网状态与离网状态两种模式，未涉及逆变器在并网情况下由于电网阻抗变化所引起的电流源与电压源模式之间相互切换的问题。

2)李响、李庆光和朱宁辉等人发表于2018年《电气应用》第37卷第6期上的《电网和负载不平衡条件下的双模式逆变器控制研究》一文。该文研究了负载和电网处于不平衡条件下的双模式逆变器控制，提出了并网和离网两种情况下的逆变器电压正负序分量提取的方法，实现了在电网电压不平衡时快速跟踪电网变化以改善电网不平衡对逆变器的影响。该文献未涉及电网阻抗引起的弱电网场景对逆变器稳定性的影响，也未涉及多逆变器系统电流源模式和电压源模式之间的双模式切换的问题。

为此，有文献提出基于“电流源模式/电压源模式”的双模式控制虽然可以提升弱电网下的单逆变器系统稳定性，但是不涉及多逆变器系统稳定性问题，例如：

1)发表于2018年国际电力电子会议(IPEC-ECCE Asia)的“Ming Li，Xing Zhang，et al，The Grid Impedance Adaptation Dual Mode Control Strategy in Weak Grid”，the 2018 International Power Electronics Conference ECCE Asia，2018：2973-2979.(“弱电网下基于电网阻抗自适应的双模式控制策略”)，该文献提出了基于电网阻抗自适应的双模式控制方案，该方案针对弱电网中电流源并网模式和电压源并网模式两种主要的稳定控制策略，分别分析了两种模式下并网逆变器的功率传输单调性。并且，通过对运行于电压源模式的逆变器进行小信号建模和分析，指出电压源模式在电网阻抗增大时有更好的稳定性。但是，该文基于的是单台逆变器进行电流源模式和电压源模式的相互切换，未涉及双模式控制扩展到基于双分裂变压器的多逆变器系统构成的多台逆变器系统时的稳定性问题。

2)中国专利文献CN 105356507 B于2017年8月29日授权公告的《基于电网阻抗自适应的LC型并网逆变器双模式控制方法》，通过电网阻抗辨识，根据设置的逆变器电流源与电压源并网模式相互切换的电网阻抗边界值，在低于切换边界值时逆变器采用电流源并网模式控制方法，在高于切换边界值时逆变器采用电压源并网模式控制方法，而综合了两种并网模式的优点，解决了在不同电网阻抗条件下，逆变器采用单一的电流源或电压源并网模式时，逆变器只能在相对较小的电网阻抗变化范围内稳定运行的缺点。但是，该文基于的是单台逆变器进行电流源模式和电压源模式的相互切换，未涉及双模式控制扩展到基于双分裂变压器的多逆变器系统时的稳定性问题。

基于此，现有文献进一步提出将基于“电流源模式/电压源模式”的双模式控制从单逆变器系统扩展到多逆变器系统，并将多逆变器系统由全电流源模式切换到混合模式，即系统同时有电流源模式和电压源模式并网逆变器，可以有效提高多逆变器系统在弱电网下的稳定性。但是，现有文献并未涉及电网继续减弱到非常弱时(即极弱电网)时混合模式控制是否仍旧稳定的问题。例如：

1)发表于2018年11卷8期《Energies》期刊的“Ming Li，Xing Zhang，Wei Zhao，A Novel Stability Improvement Strategy for a Multi-Inverter System in a Weak Grid Utilizing Dual-Mode Control”，Energies，2018，11(8)：2144.(“弱电网下基于双模式控制的多逆变器系统稳定性提升策略”)，该文献将基于“电流源模式/电压源模式”的双模式控制应用到多逆变器系统，提出多逆变器系统由全电流源模式切换到混合模式，即系统同时有电流源模式和电压源模式并网逆变器，可以有效提高多逆变器系统在弱电网下的稳定性。但是，该文并未涉及电网继续减弱到非常弱时(即极弱电网)时混合模式控制是否仍旧稳定的问题。

2)中国专利文献CN 108039729 A于2018年5月15日公开的《弱电网下基于模式自适应的多逆变器系统稳定控制方法》，是通过电网阻抗辨识算法获得多逆变器系统中某台并网逆变器公共耦合点的等效电网阻抗，当其数值大于设定的等效电网阻抗边界值时，将多逆变器系统内其余并网逆变器逐个切换运行到电压源模式，大幅增加了多逆变器系统在弱电网下的稳定裕度，提高了多逆变器系统的电网适应性。但是，该文也并未涉及电网继续减弱到非常弱时(即极弱电网)时混合模式控制是否仍旧稳定的问题。

3)中国专利文献CN 108933447 A于2018年12月4日公开的《弱网下基于模式切换的多逆变器系统参数自适应控制方法》，是针对弱网下全电流源模式的多逆变器系统，通常通过降低并网逆变器电流调节器增益的方式提升系统稳定性，但是却同时恶化了动态性能的问题，提出一种弱网下基于模式切换的多逆变器系统参数自适应控制方法，该方法通过切换多逆变器系统中部分并网逆变器为电压源并网模式，自适应提高仍运行在电流源模式的并网逆变器电流调节器增益，相比于全电流源模式的多逆变器系统，不仅保证了系统稳定运行，还大幅改善了并网逆变器动态性能。但是，该文也并未涉及电网继续减弱到非常弱时(即极弱电网)时混合模式控制是否仍旧稳定的问题。

4)中国专利文献CN 108933447 A于2019年7月16日公开的《弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法》，是针对弱电网下全电流源模式的多逆变器系统通常采用电网阻抗辨识的方式来调整并网逆变器控制参数或者并网模式，但是由于弱电网特征往往与短路比直接相关，因此本发明提出一种弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法，以解决现有技术存在的传统方案中采用电网阻抗表征弱电网状态不够直观、清晰的问题，本发明采用的系统等效短路比检测的方式能够准确直观反映出弱电网的状态，为并网逆变器的电流源、电压源并网双模式切换提供依据，保证了并网逆变器的稳定运行，大幅改善了并网逆变器并网质量。但是，该文也并未涉及电网继续减弱到非常弱时(即极弱电网)时混合模式控制是否仍旧稳定的问题。

综上所述，现有技术存在以下问题：

(1)现有的双模式控制既包括了“并网模式/孤岛模式”，也包括“电流源模式/电压源模式”，然而，基于“并网模式/孤岛模式”的双模式控制并不能解决弱电网下基于双分裂变压器的多逆变器系统稳定性问题，而基于“电流源模式/电压源模式”的双模式控制虽然可以提升弱电网下的单逆变器系统稳定性，但是现有文献即使将该方案从单逆变器系统扩展到基于双分裂变压器的多逆变器系统，并提出多逆变器系统由全电流源模式切换到混合模式(即系统同时有电流源模式和电压源模式并网逆变器)来有效提高多逆变器系统在弱电网下的稳定性，现有文献仍未涉及电网继续减弱到非常弱时(即极弱电网)时混合模式控制是否仍旧稳定的问题。

(2)现有文献均未涉及通过电网阻抗辨识算法获得基于双分裂变压器的多逆变器系统中某台并网逆变器公共耦合点的等效电网阻抗，当等效电网阻抗逐渐增大，即电网分别运行在强电网、弱电网和极弱电网时，系统依次运行在全电流源模式、混合模式和全电压源模式，从而有效提升基于双分裂变压器的多逆变器系统在电网强弱变化情况下的稳定性的问题。

发明内容

为克服上述各种技术方案的局限性，本发明针对极弱电网下基于双分裂变压器的多逆变器系统采用传统单一电流源模式或混合模式时的稳定性问题，提出一种基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法，该方法通过电网阻抗辨识算法获得基于双分裂变压器的多逆变器系统中某台并网逆变器公共耦合点的等效电网阻抗，当等效电网阻抗逐渐增大，即电网分别运行在强电网、弱电网和极弱电网时，系统依次运行在全电流源模式、混合模式和全电压源模式，从而有效提升基于双分裂变压器的多逆变器系统在电网强弱变化情况下的稳定性。本发明不仅实施简单，而且大幅增加了基于双分裂变压器的多逆变器系统在电网阻抗大幅波动时的稳定裕度，尤其保证了极弱电网下系统仍旧能够稳定运行，提高了系统的电网适应性。

本发明的目的是这样实现的。本发明提出了一种基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法，本控制方法所涉及的基于双分裂变压器的多逆变器系统包括2个相同的并网逆变器，所述双模式组合控制方法包括全电流源模式、混合模式和全电压源模式；

本控制方法的步骤如下：

步骤1，从多逆变器系统中任意选择1个并网逆变器，记为1#并网逆变器，另外1个并网逆变器记为2#并网逆变器，通过电网阻抗辨识算法获得1#并网逆变器公共耦合点的等效电网阻抗，并记为基准等效电网阻抗Z _{g_est}；

步骤2，设置等效电网阻抗下边界值λ ₁和等效电网阻抗上边界值λ ₂，并根据步骤1得到的基准等效电网阻抗Z _{g_est}进行如下判断及操作：

当满足Z _{g_est}≤λ ₁时，判断电网处于强电网状态，设置多逆变器系统运行在全电流源模式，并结束本控制流程；

当满足λ ₁＜Z _{g_est}≤λ ₂时，判断电网处于弱电网状态，设置多逆变器系统运行在混合模式，并结束本控制流程；

当满足Z _{g_est}＞λ ₂时，判断电网处于极弱电网状态，设置多逆变器系统运行在全电压源模式，并结束本控制流程；

所述全电流源模式指的是2个并网逆变器均运行在电流源模式；所述混合模式指的是1个并网逆变器运行在电流源模式、1个并网逆变器运行在电压源模式；所述全电压源模式指的是2个并网逆变器均运行在电压源模式；所述的并网逆变器为三相全桥并网逆变器。

优选地，所述电流源模式的控制步骤如下：

步骤2.1，采样输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，采样公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc；

步骤2.2，根据步骤2.1采样的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u _pccd、u _pccq；将公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc经过锁相环PLL锁相得到公共耦合点电压相角θ；

公共耦合点电压三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

公共耦合点电压相角θ的计算公式为：

其中，ω ₀为公共耦合点电压的额定角频率，K _{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例调节系数，K _{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分调节系数，s为拉普拉斯算子；

步骤2.3，根据步骤2.2得到的公共耦合点电压相角θ，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，将步骤2.1采样的输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc转化为两相旋转坐标系下的输出并网电流dq分量i _gd和i _gq；

输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤2.4，设置输出并网电流指令信号i _gdref、i _gqref，并根据步骤2.3得到的输出并网电流dq分量i _gd和i _gq，通过电网电流闭环控制方程得到控制信号u _d和u _q；

电网电流闭环控制方程为：

其中，K _p为电网电流闭环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K _i为电网电流闭环控制方程中PI调节器的积分控制系数；

步骤2.5，根据步骤2.2得到的公共耦合点电压相角θ，将步骤2.4得到的控制信号u _d和u _q经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量u _a、u _b、u _c；

控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：

u _a＝u _dcosθ-u _qsinθ

步骤2.6，根据步骤2.5得到的三相静止坐标系下的分量u _a、u _b、u _c，分别与步骤2.1得到的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：u _a+u _pcca、u _b+u _pccb、u _c+u _pccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。

优选地，所述电压源模式的控制步骤如下：

步骤3.1，采样输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，采样公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc；

步骤3.2，根据步骤4.1采样的输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到输出并网电流αβ轴分量i _gα、i _gβ；根据步骤3.1采样的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到公共耦合点电压αβ轴分量u _pccα、u _pccβ；

输出并网电流由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：

公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：

步骤3.3，根据步骤3.2得到的输出并网电流αβ轴分量i _gα、i _gβ，以及公共耦合点电压αβ轴分量u _pccα、u _pccβ，先经过平均有功功率计算方程得到平均有功功率

再经过平均无功功率计算方程得到平均无功功率

平均有功功率计算方程为：

平均无功功率计算方程为：

其中，τ为一阶低通滤波器时间常数，s为拉普拉斯算子；

步骤3.4，根据步骤3.3得到的平均有功功率

经有功功率-频率下垂控制方程得到并网逆变器的输出角频率ω；其中有功功率-频率下垂控制方程为：

其中，P _n为并网逆变器给定有功功率指令，ω _n为并网逆变器在给定有功功率指令P _n时所对应的额定角频率，D _p为有功下垂系数；

对并网逆变器的输出角频率ω积分得到并网逆变器输出相角θ ₀，即：

步骤3.5，根据步骤3.1采样的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u _pccd、u _pccq；

公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤3.6，根据步骤4.1采样的输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到输出并网电流dq分量i _gd和i _gq；

步骤3.7，根据步骤3.3得到的并网逆变器输出平均无功功率

经无功功率-幅值下垂控制方程得到并网逆变器的公共耦合点电压dq分量基准值u _pccdref、u _pccqref，无功功率-幅值下垂控制方程为：

u _pccqref＝0

其中，U _n为并网逆变器在给无功功率指令Q _n时所对应的额定输出电压， D _q为无功下垂系数；

步骤3.8，根据步骤3.5得到的公共耦合点电压dq轴分量u _pccd、u _pccq，以及步骤3.7得到的公共耦合点电压dq分量基准值u _pccdref、u _pccqref，通过电压环控制方程得到输出并网电流指令信号i _gdref、i _gqref；

电压环控制方程为：

其中，K _p1为电压环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K _i1为电压环控制方程中PI调节器的积分控制系数；

步骤3.9，先根据步骤3.8得到的输出并网电流指令信号i _gdref、i _gqref，并根据步骤3.6得到的输出并网电流dq分量i _gd和i _gq，通过电流环控制方程得到控制信号u _d和u _q；

电流环控制方程为：

其中，K _p2为电流环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K _i2为电流环控制方程中PI调节器的积分控制系数；

步骤3.10，根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ ₀，将步骤3.9得到的控制信号u _d和u _q经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量u _a、u _b、u _c；

u _a＝u _dcosθ ₀-u _qsinθ ₀

步骤3.11，根据步骤3.10得到的三相静止坐标系下的分量u _a、u _b、u _c，分别与步骤3.1得到的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：u _a+u _pcca、u _b+u _pccb、u _c+u _pccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

1、本发明不仅实施简单，而且通过采用基于“电流源模式/电压源模式”的双模式组合控制，即引入全电流源模式、混合模式和全电压源模式三类组合型控制，大幅增加了基于双分裂变压器的多逆变器系统在电网阻抗大幅波动时的稳定裕度；

2、本发明通过引入全电压源模式控制，保证了极弱电网下基于双分裂变压器的多逆变器系统仍旧能够稳定运行，提高了系统的电网适应性；

3、本发明可以提高整个多逆变器系统并网稳定性，抑制弱电网或极弱电网下基于双分裂变压器的多逆变器系统运行在单一电流源模式下时在引起的谐振等稳定性问题；

4、本发明仅需通过电网阻抗辨识算法获得基于双分裂变压器的多逆变器系统中某台并网逆变器公共耦合点的等效电网阻抗，当等效电网阻抗逐渐增大，即电网分别运行在强电网、弱电网和极弱电网时，系统依次运行在全电流源模式、混合模式和全电压源模式，从而有效提升基于双分裂变压器的多逆变器系统在电网强弱变化情况下的稳定性，实现方式简便有效。

附图说明

图1为本发明所采用的基于双分裂变压器的多逆变器系统结构示意图。

图2为本发明所采用的基于双分裂变压器的多逆变器系统中单台并网逆变器拓扑结构。

图3为本发明的实施流程图。

图4为弱电网下基于双分裂变压器的多逆变器系统中单台并网逆变器运行在电流源模式时控制策略示意图。

图5为弱电网下基于双分裂变压器的多逆变器系统中单台并网逆变器运行在电压源模式时控制策略示意图。

图6为本发明基于非特征谐波注入的电网阻抗辨识算法框图。

图7为基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制策略实验波形。

图8为图7中t ₁-t ₂时间段的放大实验波形。

图9为图7中t ₂-t ₃时间段的放大实验波形。

图10为图7中t ₃-t ₄时间段的放大实验波形。

具体实施方式

本发明的实施例提供了一种基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法，以解决极弱电网下基于双分裂变压器的多逆变器系统采用传统单一电流源模式或混合模式时的稳定性问题，通过电网阻抗辨识算法获得基于双分裂变压器的多逆变器系统中某台并网逆变器公共耦合点的等效电网阻抗，当等效电网阻抗逐渐增大，即电网分别运行在强电网、弱电网和极弱电网时，系统依次运行在全电流源模式、混合模式和全电压源模式，从而有效提升基于双分裂变压器的多逆变器系统在电网强弱变化情况下的稳定性。本发明不仅实施简单，而且大幅增加了基于双分裂变压器的多逆变器系统在电网阻抗大幅波动时的稳定裕度，尤其保证了极弱电网下系统仍旧能够稳定运行，提高了系统的电网适应性。

下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。

本发明所采用的本发明所采用的基于双分裂变压器的多逆变器系统结构示意图如图1所示，包括2个相同的并网逆变器，每个并网逆变器连接了一个光伏电池板，一个双分裂变压器接入2个并网逆变器构成的多逆变器系统中。

本发明所采用的基于双分裂变压器的多逆变器系统中单个并网逆变器拓扑结构如图2所示。由图2可见，该单个并网逆变器为三相全桥并网逆变器，其拓扑结构包括直流侧滤波电容C _dc、三相桥式逆变拓扑、逆变器侧电感L ₁、滤波电容C、阻尼电阻R _d、网侧电感L ₂及公共耦合点PCC。本实施例中，C _dc＝600μF，L ₁＝0.9mH，C＝20μF，R _d＝0.6Ω，L ₂＝0.05mH。

图3为本发明的实施流程图。由图3可见，所述双模式组合控制方法包括全电流源模式、混合模式和全电压源模式。

具体的，本控制方法的步骤如下：

所述全电流源模式指的是2个并网逆变器均运行在电流源模式；所述混合模式指的是1个并网逆变器运行在电流源模式、1个并网逆变器运行在电压源模式；所述全电压源模式指的是2个并网逆变器均运行在电压源模式。

在本发明实例中，λ ₁＝0.98mH，λ ₂＝2mH。

图4为弱电网下基于双分裂变压器的多逆变器系统中单个并网逆变器运行在电流源模式时控制策略示意图。由图4可见，运行在电流源模式的并网逆变器控制步骤如下：

步骤2.1，采样输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，采样公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc。在本发明实施例中，电流传感器采样比例系数为29，电压传感器采样比例系数为400。

步骤2.2，根据步骤2.1采样的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u _pccd、u _pccq；将公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc经过锁相环PLL锁相得到公共耦合点电压相角θ。

公共耦合点电压相角θ的计算公式为：

其中，ω ₀为公共耦合点电压的额定角频率，K _{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例调节系数，K _{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分调节系数，s为拉普拉斯算子。在本发明实施例中，ω ₀＝314rad/s，K _{p_PLL}＝0.3，K _{i_PLL}＝36。

步骤2.3，根据步骤2.2得到的公共耦合点电压相角θ，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，将步骤2.1采样的输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc转化为两相旋转坐标系下的输出并网电流dq分量i _gd和i _gq。

电网电流闭环控制方程为：

其中，K _p为电网电流闭环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K _i为电网电流闭环控制方程中PI调节器的积分控制系数。在本发明实施例中，K _p＝67.2，K _i＝180000。

u _a＝u _dcosθ-u _qsinθ

图5为弱电网下多逆变器系统中单个并网逆变器运行在电压源模式时控制策略示意图。由图5可见，所述运行在电压源模式的并网逆变器控制步骤如下：

步骤3.1，采样输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，采样公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc。

步骤3.2，根据步骤4.1采样的输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到输出并网电流αβ轴分量i _gα、i _gβ；根据步骤3.1采样的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到公共耦合点电压αβ轴分量u _pccα、u _pccβ。

再经过平均无功功率计算方程得到平均无功功率

平均有功功率计算方程为：

平均无功功率计算方程为：

其中，τ为一阶低通滤波器时间常数，s为拉普拉斯算子。在本发明实施例中，τ＝0.00667s。

步骤3.4，根据步骤3.3得到的平均有功功率

其中，P _n为并网逆变器给定有功功率指令，ω _n为并网逆变器在给定有功功率指令P _n时所对应的额定角频率，D _p为有功下垂系数。在本发明实施例中，ω _n＝314rad/s，P _n＝100kW，D _p＝0.0001。

步骤3.5，根据步骤3.1采样的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u _pccd、u _pccq。

步骤3.6，根据步骤4.1采样的输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到输出并网电流dq分量i _gd和i _gq。

步骤3.7，根据步骤3.3得到的并网逆变器输出平均无功功率

u _pccqref＝0

其中，U _n为并网逆变器在给无功功率指令Q _n时所对应的额定输出电压，D _q为无功下垂系数。在本发明实施例中，U _n＝220V，Q _n＝0，D _q＝0.0001。

电压环控制方程为：

其中，K _p1为电压环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K _i1为电压环控制方程中PI调节器的积分控制系数。在本发明实施例中，K _p1＝0.05，K _i1＝3223。

步骤3.9，先根据步骤3.8得到的输出并网电流指令信号i _gdref、i _grqef，并根据步骤3.6得到的输出并网电流dq分量i _gd和i _gq，通过电流环控制方程得到控制信号u _d和u _q。

电流环控制方程为：

其中，K _p2为电流环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K _i2为电流环控制方程中PI调节器的积分控制系数。在本发明实施例中，K _p2＝200，K _i2＝0。

步骤3.10，根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ ₀，将步骤3.9得到的控制信号u _d和u _q经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量u _a、u _b、u _c。

u _a＝u _dcosθ ₀-u _qsinθ ₀

图6为本发明基于非特征谐波注入的电网阻抗辨识方法框图。根据图6，本发明步骤1所述电网阻抗辨识算法的步骤如下：

步骤1.1，在公共耦合点PCC处注入频率75Hz的非特征次谐波电流。在本发明实例中，注入频率75Hz的非特征次谐波电流幅值为8A；

步骤1.2，采样公共耦合点PCC处的谐波响应电压u _pcch和谐波响应电流i _gh；

步骤1.3，通过快速傅里叶算法FFT分别对谐波响应电压u _pcch和谐波响应电流i _gh进行频谱分析，分别获得在75Hz频率处谐波响应电压分量的幅值|U _{pcch_75Hz}|、75Hz频率处谐波响应电压分量的相位∠U _{pcch_75Hz}、75Hz频率处的谐波响应电流分量的幅值|I _{pcch_75Hz}|、75Hz频率处的谐波响应电流分量的相位∠I _{pcch_75Hz}；根据下式得到在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Z _g|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Z _g：

∠Z _g＝∠U _{pcch_75Hz}-∠I _{pcch_75Hz}；

步骤1.4，根据步骤1.3得到的在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Z _g|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Z _g，按照下式计算得到基准等效电网阻抗Z _{g_est}：

在本发明实施例中，图7给出了基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制策略实验波形，实验过程描述如下：

t ₁-t ₂时间段：将0.2mH电抗器在t ₁时刻接入系统，此时模拟了强电网情况。根据图3所示本发明的实施流程图可知，由于Z _{g_est}≤λ ₁＝0.98mH，1#并网逆变器和2#并网逆变器均在电流源模式中运行。图8给出了图7中t ₁-t ₂时间段的放大实验波形，可以看到电网电流i _ga和电容器电压u _Cab稳定运行，并且存在75Hz谐波(这是通过将75Hz谐波注入并网逆变器而获得的响应使用电网阻抗识别算法)。此外，电网阻抗辨识的输出值为0.2mH，并且1#并网逆变器和2#并网逆变器的控制模式标志位为0，表明系统运行在全电流源模式。

t ₂-t ₃时间段：在t ₂时刻继续切入1mH电抗器，此时模拟了弱电网情况。根据图3所示本发明的实施流程图可知，由于λ ₁＝0.98mH＜Z _{g_est}≤λ ₂＝2mH，因此2#并网逆变器设置为在电压源模式中运行，而1#并网逆变器仍在电流源模式中运行。图9给出了图7中t ₂-t ₃时间段的放大实验波形，电网电流i _ga和电容器电压u _Cab仍然稳定运行，并且由于电网阻抗辨识算法，电压和电流波形包含75Hz谐波。此外，电网阻抗辨识的输出值为1.2mH，可以实时跟踪电网阻抗的变化。1#并网逆变器和2#并网逆变器的控制模式标志分别为0和1，表明系统运行在混合模式。

t ₃-t ₄时间段：在t ₃时刻继续切入1.6mH电抗器，此时模拟了极弱电网情况。根据图3所示本发明的实施流程图可知，由于Z _{g_est}＞λ ₂＝2mH，因此1#并网逆变器和2#并网逆变器均在电压源模式中运行。图10为图7中t ₃-t ₄ 时间段的放大实验波形，电网电流i _ga和电容器电压u _Cab仍然稳定运行，并且由于电网阻抗辨识算法而产生了75Hz谐波。此外，电网阻抗辨识输出值为2.8mH，可以实时跟踪电网阻抗的变化。1#并网逆变器和2#并网逆变器的控制模式标志为1，指示系统运行在全电压源模式。

t ₄-t ₅时间段：在t ₄时刻继续切除1.6mH电抗器。在此期间的控制策略和实验波形与t ₂-t ₃时间段一致。

t ₅-t ₆时间段：在t ₅时刻继续切断1mH电抗器。在此期间的控制策略和实验波形与t ₁-t ₂时间段一致。

综上所述，图7的实验波形完全符合图3所示本发明的实施流程图，本发明不仅实施简单，而且大幅增加了基于双分裂变压器的多逆变器系统在电网阻抗大幅波动时的稳定裕度，尤其保证了极弱电网下系统仍旧能够稳定运行，提高了系统的电网适应性。

Claims

一种基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法，其特征在于，本控制方法所涉及的基于双分裂变压器的多逆变器系统包括2个相同的并网逆变器，所述双模式组合控制方法包括全电流源模式、混合模式和全电压源模式；

本控制方法的步骤如下：

步骤1，从多逆变器系统中任意选择1个并网逆变器，记为1#并网逆变器，另外1个并网逆变器记为2#并网逆变器，通过电网阻抗辨识算法获得1#并网逆变器公共耦合点的基准等效电网阻抗，并记为基准等效电网阻抗Z _{g_est}；

步骤2，设置等效电网阻抗下边界值λ ₁和等效电网阻抗上边界值λ ₂，并根据步骤1得到的基准等效电网阻抗Z _{g_est}进行如下判断及操作：

当满足Z _{g_est}≤λ ₁时，判断电网处于强电网状态，设置多逆变器系统运行在全电流源模式，并结束本控制流程；

当满足λ ₁＜Z _{g_est}≤λ ₂时，判断电网处于弱电网状态，设置多逆变器系统运行在混合模式，并结束本控制流程；

当满足Z _{g_est}＞λ ₂时，判断电网处于极弱电网状态，设置多逆变器系统运行在全电压源模式，并结束本控制流程；

所述全电流源模式指的是2个并网逆变器均运行在电流源模式；所述混合模式指的是1个并网逆变器运行在电流源模式、1个并网逆变器运行在电压源模式；所述全电压源模式指的是2个并网逆变器均运行在电压源模式；所述的并网逆变器为三相全桥并网逆变器。
根据权利要求1所述的基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法，其特征在于，所述电流源模式的控制步骤如下：

步骤2.1，采样输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，采样公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc；

步骤2.2，根据步骤2.1采样的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u _pccd、u _pccq；将公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc经过锁相环PLL锁相得到公共耦合点电压相角θ；

公共耦合点电压三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

公共耦合点电压相角θ的计算公式为：

其中，ω ₀为公共耦合点电压的额定角频率，K _{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例调节系数，K _{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分调节系数，s为拉普拉斯算子；

步骤2.3，根据步骤2.2得到的公共耦合点电压相角θ，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，将步骤2.1采样的输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc转化为两相旋转坐标系下的输出并网电流dq分量i _gd和i _gq；

输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤2.4，设置输出并网电流指令信号i _gdref、i _gqref，并根据步骤2.3得到的输出并网电流dq分量i _gd和i _gq，通过电网电流闭环控制方程得到控制信号u _d和u _q；

电网电流闭环控制方程为：

其中，K _p为电网电流闭环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K _i为电网电流闭环控制方程中PI调节器的积分控制系数；

步骤2.5，根据步骤2.2得到的公共耦合点电压相角θ，将步骤2.4得到的控制信号u _d和u _q经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量u _a、u _b、u _c；

控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：

u _a＝u _d cosθ-u _q sinθ

步骤2.6，根据步骤2.5得到的三相静止坐标系下的分量u _a、u _b、u _c，分别与步骤2.1得到的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：u _a+u _pcca、u _b+u _pccb、u _c+u _pccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
根据权利要求1所述的基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法，其特征在于，所述电压源模式的控制步骤如下：

步骤3.1，采样输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，采样公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc；

步骤3.2，根据步骤4.1采样的输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到输出并网电流αβ轴分量i _gα、i _gβ；根据步骤3.1采样的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到公共耦合点电压αβ轴分量u _pccα、u _pccβ；

输出并网电流由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：

公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：

步骤3.3，根据步骤3.2得到的输出并网电流αβ轴分量i _gα、i _gβ，以及公共耦合点电压αβ轴分量u _pccα、u _pccβ，先经过平均有功功率计算方程得到平均有功功率
再经过平均无功功率计算方程得到平均无功功率

平均有功功率计算方程为：

平均无功功率计算方程为：

其中，τ为一阶低通滤波器时间常数，s为拉普拉斯算子；

步骤3.4，根据步骤3.3得到的平均有功功率
经有功功率-频率下垂控制方程得到并网逆变器的输出角频率ω；其中有功功率-频率下垂控制方程为：

其中，P _n为并网逆变器给定有功功率指令，ω _n为并网逆变器在给定有功功率指令P _n时所对应的额定角频率，D _p为有功下垂系数；

对并网逆变器的输出角频率ω积分得到并网逆变器输出相角θ ₀，即：

步骤3.5，根据步骤3.1采样的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u _pccd、u _pccq；

公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤3.6，根据步骤4.1采样的输出并网电流i _ga、i _gb、i _gc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到输出并网电流dq分量i _gd和i _gq；

输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤3.7，根据步骤3.3得到的并网逆变器输出平均无功功率
经无功功率-幅值下垂控制方程得到并网逆变器的公共耦合点电压dq分量基准值u _pccdref、u _pccqref，无功功率-幅值下垂控制方程为：

u _pccqref＝0

其中，U _n为并网逆变器在给无功功率指令Q _n时所对应的额定输出电压，D _q为无功下垂系数；

步骤3.8，根据步骤3.5得到的公共耦合点电压dq轴分量u _pccd、u _pccq，以及步骤3.7得到的公共耦合点电压dq分量基准值u _pccdref、u _pccqref，通过电压环控制方程得到输出并网电流指令信号i _gdref、i _gqref；

电压环控制方程为：

其中，K _p1为电压环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K _i1为电压环控制方程中PI调节器的积分控制系数；

步骤3.9，先根据步骤3.8得到的输出并网电流指令信号i _gdref、i _gqref，并根据步骤3.6得到的输出并网电流dq分量i _gd和i _gq，通过电流环控制方程得到控制信号u _d和u _q；

电流环控制方程为：

其中，K _p2为电流环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K _i2为电流环控制方程中PI调节器的积分控制系数；

步骤3.10，根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ ₀，将步骤3.9得到的控制信号u _d和u _q经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量u _a、u _b、u _c；

控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：

u _a＝u _d cosθ ₀-u _q sinθ ₀

步骤3.11，根据步骤3.10得到的三相静止坐标系下的分量u _a、u _b、u _c，分别与步骤3.1得到的公共耦合点电压u _pcca、u _pccb、u _pccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：u _a+u _pcca、u _b+u _pccb、u _c+u _pccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。