CN110021959A - 弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法。本发明针对弱电网下全电流源模式的多逆变器系统通常采用电网阻抗辨识的方式来调整并网逆变器控制参数或者并网模式，但是由于弱电网特征往往与短路比直接相关，因此本发明提出一种弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法，以解决现有技术存在的传统方案中采用电网阻抗表征弱电网状态不够直观、清晰的问题，本发明采用的系统等效短路比检测的方式能够准确直观反映出弱电网的状态，为并网逆变器的电流源、电压源并网双模式切换提供依据，保证了并网逆变器的稳定运行，大幅改善了并网逆变器并网质量。

Description

弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法

技术领域

本发明涉及多逆变器系统并网的控制方法，尤其是涉及一种弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法。

背景技术

随着分布式发电系统的迅速发展，并网逆变器得到广泛应用。由于在地处偏远的分布式发电系统中存在长距离传输线以及大量变压装置，导致电网呈现一个不可忽略的等效阻抗，从而使电网呈现弱电网特性。此时，由多台并网逆变器构成的多逆变器系统并网运行时会与电网之间会形成一个动态的互联系统，该系统在其公共耦合点(point of commoncoupling，PCC)存在的电网阻抗将导致多逆变器系统并网稳定性下降，引起并网逆变器输出电流出现谐振。

针对弱电网情况下的多台并网逆变器构成的多逆变器系统，其稳定性控制方法同样既有学术论文对此做了深入的理论分析，例如：

1)栗向鑫等人发表于2017年8月《电力系统自动化》第41卷第16期上的《面向单相微电网的双模式并联逆变器协调控制方法》一文。该文指出对于电压控制方法，其优点是可以应用在并网/孤岛两种模式下，然而缺点是功率控制动态响应慢；电流控制方法的优点是动态响应快，但是不能应用在孤岛模式。因此该文提出采用分布式电源通过两个并联逆变器接入电网的结构，与传统方法不同的是，其中一个逆变器采用电压控制，另一个逆变器采用电流控制。但是，该文分析的是“双模式”是指逆变器的并网和脱网模式；同时，并未考虑逆变器在并网情况下由于短路比变化所引起的电流源与电压源模式之间相互切换的问题。

2)王明玥等人发表于2016年8月《电工技术学报》第31卷第16期上的《三相逆变器的双模式及其平滑切换控制方法》一文。该文指针对微电网逆变器在并网切换时电流冲击大、在离网切换时直流侧电压波动等问题，提出了一种三相逆变器的双模式及其平滑切换控制方法。该方法包括稳态控制和切换控制两部分，其中，切换控制由软启动虚拟阻抗和单环电流反馈控制构成。但是，同样的，该文分析的是“双模式”是指逆变器的并网和离网模式；同时，并未考虑逆变器在并网情况下由于短路比变化所引起的电流源与电压源模式之间相互切换的问题。

3)梁建钢等人发表于2014年4月《电网技术》第38卷第4期上的《微电网逆变器VCS模式与CCS模式的切换技术》一文。该文针对分析了逆变器在并网状态时的电流源模式和孤岛状态时的下垂控制电压源模式之间的相互切换技术，提出了不同模式之间闭环跟踪互相切换的思想。该文所述的模式切换基于的是逆变器并网和孤岛两种状态，未考虑如何在并网模式下实现电流源和电压源模式的切换，并且该文基于单台逆变器进行分析，并未考虑多台逆变器构成的多逆变器系统。

4)孙丽等人发表于2017年8月《计算机仿真》第34卷第8期上的《双模式逆变器独立供电稳定性能控制策略研究》一文。该文针对微网中并网/独立双模式逆变器独立运行时常采用下垂控制策略，由于采用传统下垂控制策略时输出电压频率和幅值波动较大，以及电压控制采用dq坐标系下的PI控制策略引起电压电流耦合导致算法复杂的问题，提出将准比例谐振控制和比例复数积分控制引入下垂控制策略两种方案。该文所述的模式切换基于的是逆变器并网和孤岛两种状态，未考虑如何在并网模式下实现电流源和电压源模式的切换，并且该文基于单台逆变器进行分析，并未考虑多台逆变器构成的多逆变器系统。

5)郭立东等人发表于2015年7月《太阳能学报》第36卷第7期上的《一种基于前馈控制的双模式逆变器无缝切换控制方法》一文。该文分别对双模式逆变器在并网和脱网模式下的控制方法进行说明，提出一种基于前馈控制的无缝切换控制方法。但是，该文分析的是“双模式”是指逆变器的并网和脱网模式，并基于单台并网逆变器，未涉及多台并网逆变器构成的多逆变器系统；同时，并未考虑逆变器在并网情况下由于短路比变化所引起的电流源与电压源模式之间相互切换的问题。

6)唐振东等人发表于2016年11月《电网技术》第40卷第11期上的《弱电网下多逆变器并网控制通道间的交互影响分析》一文。该文针对弱电网多逆变器系统的稳定性问题，分析了随着并网逆变器台数、控制参数和电网等值阻抗改变时交互影响的变化特性。但是，同样的，该文分析的多逆变器系统仅考虑了并网逆变器运行在单一电流源模式，并未考虑部分并网逆变器运行在电压源模式的场合，并且，该文指出在满足并网逆变器性能前提下，通过降低电流调节器参数的方式以减弱控制通道间的交互影响，从而提升系统稳定性；与之同时，该方案却会降低并网逆变器的控制带宽，恶化电流源模式下的并网逆变器动态性能。

目前，针对逆变器在弱电网下的稳定性控制技术，既有学术论文对此做了深入的理论分析，也有实际应用的工程方法，例如：

1)中国专利文献CN 105356507 B于2017年8月29日授权公告的《基于电网阻抗自适应的LC型并网逆变器双模式控制方法》，是通过电网阻抗辨识实现并网逆变器电流源与电压源两种并网模式的切换，实现并网逆变器在弱电网下的稳定运行。但是，所述的模式切换方法均基于单台并网逆变器，并未涉及多台并网逆变器构成的多逆变器系统；同时，所述的模式切换方案是采用了电网阻抗辨识的方式，并未涉及系统短路比的问题。

2)中国专利文献CN 108039729 A于2018年5月15日公开的《弱电网下基于模式自适应的多逆变器系统稳定控制方法》，是通过电网阻抗辨识算法获得多逆变器系统中某台并网逆变器公共耦合点的等效电网阻抗，当其数值大于设定的等效电网阻抗边界值时，将多逆变器系统内其余并网逆变器逐个切换运行到电压源模式，直到辨识得到的等效电网阻抗值小于设定的等效电网阻抗边界值，从而提高整个多逆变器系统的并网稳定性。但是，所述的模式切换方案是采用了电网阻抗辨识的方式，并未涉及系统短路比的问题。

3)中国专利文献CN 106684908 A于2017年5月17日公开的《一种微网中基于下垂特性的模式自适应电压源控制方法》，是针对由孤岛状态下的改进下垂控制、微电网双模式平滑切换控制、联网状态下的改进下垂控制组成，所述的方案基于的是微电网下基于下垂控制的多逆变器系统，并未涉及并网逆变器的电流源和电压源模式之间的切换问题。

4)中国专利文献CN 106684908 A于2017年5月17日公开的《一种逆变器的双模式下垂控制方法》，提出了逆变器可以根据负荷的变化情况实时切换到或下垂控制。所述的方案基于的是逆变器的双模式下垂方案，并未涉及并网逆变器的电流源和电压源模式之间的切换问题。

5)中国专利文献CN 103928946 B于2015年10月21日授权公告的《一种三相双模式逆变器的平滑切换控制方法》，是通过自然衰减的软启动虚拟阻抗来实现离网模式平滑切换到并网模式，并采用单环电流反馈控制快速衰减逆变器入网电流，实现并网模式向离网模式的切换，解决了并网时电流冲击大和离网时直流侧电压波动的问题。但是，该文考虑的是逆变器由于并网与离网两种情况所引起的电流源与电压源模式相互切换的问题，但并未涉及逆变器在并网情况下由于电网阻抗变化所引起的电流源与电压源模式之间相互切换的问题。

6)中国专利文献CN 104485689 B于2016年8月24日授权公告的《基于自适应模式切换的下垂控制方法》，根据电网频率是否发生剧烈波动来判断微网储能逆变器的模式，当电网频率发生大幅波动时使逆变器运行在电流源模式，而频率正常时则采用基于下垂控制的电压源模式。该文根据电网频率是否剧烈波动作为电流源与电压源模式之间的切换依据，但是，并未涉及逆变器在并网情况下根据电网阻抗进行电流源与电压源并网模式之间切换的问题。同样的，该文仅考虑了单台逆变器的模式切换问题，并未设计多台逆变器构成的多逆变器系统的模式自适应切换问题。

7)中国专利文献CN 106026194 A于2016年10月12日公开的《提高多逆变器并联并网系统对电网阻抗鲁棒性的方法》，是通过基于无源网络的方法，即投切电容方法和并联电容电阻方法来提高并网逆变器对电网阻抗的鲁棒性，但是，该文所提方案需要额外增加电容和电阻等无源装置，同样存在成本高、占用空间体积大的问题，并且还引入了不必要的损耗。同样的，这篇文献中所述的多逆变器系统仅考虑了并网逆变器运行在单一电流源模式，也并未涉及通过模式自适应切换提高系统稳定性的问题。

综上所述，现有技术存在以下问题：

(1)现有的电流源与电压源模式之间的切换均基于电网阻抗的辨识，并未涉及采用短路比的方式进行多逆变器系统双模式切换的问题。

(2)针对弱电网情况下的多逆变器系统，现有文献均未涉及通过系统短路比检测算法获得并网逆变器等效系统短路比，然后据此来切换该并网逆变器为电压源并网模式或仍旧运行在电流源模式，保证并网逆变器的稳定运行，大幅改善并网逆变器并网质量的问题。

发明内容

为克服上述各种技术方案的局限性，本发明针对弱电网下全电流源模式的多逆变器系统通常采用电网阻抗辨识的方式来调整并网逆变器控制参数或者并网模式，但是由于弱电网特征往往与短路比直接相关，因此本发明提出一种弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法，以解决现有技术存在的传统方案中采用电网阻抗表征弱电网状态不够直观、清晰的问题，本发明采用的系统等效短路比检测的方式能够准确直观反映出弱电网的状态，为并网逆变器的电流源、电压源并网双模式切换提供依据，保证了并网逆变器的稳定运行，大幅改善了并网逆变器并网质量。

本发明的目的是这样实现的。本发明提出了一种弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法，本控制方法所涉及的多逆变器系统包括N台并网逆变器，N为正整数，且N>1；

本控制方法的步骤如下：

步骤1，设置N台并网逆变器均运行在电流源模式；

步骤2，从N台并网逆变器中任意选择1台并网逆变器，记为并网逆变器A，启动系统短路比检测算法，获得并网逆变器A的等效系统短路比，并记为λ；

步骤3，设置并网逆变器A的等效系统短路比边界值δ，根据步骤2得到的并网逆变器A的等效系统短路比λ进行如下判断及操作：

当满足λ＞δ时，并网逆变器A保持运行在电流源模式；

当满足λ≤δ时，并网逆变器A自适应切换到电压源模式；

步骤4，结束本控制流程。

优选地，步骤1所述电流源模式的控制步骤如下：

步骤1.1，采集输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，采集公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc；

步骤1.2，根据步骤1.1采集的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u_pccd、u_pccq；将公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc经过锁相环PLL锁相得到公共耦合点电压相角θ；

公共耦合点电压三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

公共耦合点电压相角θ的计算公式为：

其中，ω₀为公共耦合点电压的额定角频率，K_{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例调节系数，K_{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分调节系数，s为拉普拉斯算子；

步骤1.3，根据步骤1.2得到的公共耦合点电压相角θ，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，将步骤1.1采集的输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc转化为两相旋转坐标系下的输出并网电流dq分量i_gd和i_gq；

输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤1.4，设置输出并网电流指令信号i_gdref、i_gqref，并根据步骤1.3得到的输出并网电流dq分量i_gd和i_gq，通过电网电流闭环控制方程得到控制信号u_d和u_q；

电网电流闭环控制方程为：

其中，K_p为电网电流闭环控制方程中电流调节器的比例系数，K_i为电网电流闭环控制方程中电流调节器的积分系数；

步骤1.5，根据步骤1.2得到的公共耦合点电压相角θ，将步骤1.4得到的控制信号u_d和u_q经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量u_a、u_b、u_c；

控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：

u_a＝u_d cosθ-u_q sinθ

步骤1.6，根据步骤1.5得到的三相静止坐标系下的控制信号分量u_a、u_b、uc，分别与步骤1.1得到的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：u_a+u_pcca、u_b+u_pccb、u_c+u_pccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。

优选地，步骤2所述系统短路比检测算法步骤如下：

步骤2.1，设置并网逆变器A的实际功率系数百分比为ρ₁；

步骤2.2，在公共耦合点PCC处注入频率75Hz的非特征次谐波电流；

步骤2.3，采样公共耦合点PCC处的谐波响应电压u_{pcch_1}和谐波响应电流i_{gh_1}；

步骤2.4，通过快速傅里叶算法FFT分别对谐波响应电压u_{pcch_1}和谐波响应电流i_{gh_1}进行频谱分析，分别获得在75Hz频率处谐波响应电压分量的幅值|U_{pcch_75Hz_1}|、75Hz频率处谐波响应电压分量的相位∠U_{pcch_75Hz_1}、75Hz频率处的谐波响应电流分量的幅值|I_{pcch_75Hz_1}|、75Hz频率处的谐波响应电流分量的相位∠I_{pcch_75Hz_1}；根据下式得到在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Z_{g_1}|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Z_{g_1}：

∠Z_{g_1}＝∠U_{pcch_75Hz_1}-∠I_{pcch_75Hz_1}；

步骤2.5，根据步骤2.3得到的在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Z_{g_1}|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Z_{g_1}，按照下式计算得到电网阻抗辨识值Z_{g_est_1}：

步骤2.6，再次设置并网逆变器A的实际功率系数百分比，并记为二次设定实际功率系数百分比ρ₂；

步骤2.7，再次在公共耦合点PCC处注入频率75Hz的非特征次谐波电流；

步骤2.8，再次采样公共耦合点PCC处的谐波响应电压和谐波响应电流并分别记为二次谐波响应电压u_{pcch_2}和二次谐波响应电流i_{gh_2}；

步骤2.9，通过快速傅里叶算法FFT分别对二次谐波响应电压u_{pcch_2}和二次谐波响应电流i_{gh_2}进行频谱分析，分别获得在75Hz频率处二次谐波响应电压分量的幅值|U_{pcch_75Hz_2}|、75Hz频率处谐波二次响应电压分量的相位∠U_{pcch_75Hz_2}、75Hz频率处的二次谐波响应电流分量的幅值|I_{pcch_75Hz_2}|、75Hz频率处的二次谐波响应电流分量的相位∠I_{pcch_75Hz_2}；根据下式得到在75Hz频率处二次电网阻抗的幅值|Z_{g_2}|和75Hz频率处二次电网阻抗的相位∠Z_{g_2}：

∠Z_{g_2}＝∠U_{pcch_75Hz_2}-∠I_{pcch_75Hz_2}；

步骤2.10，根据步骤2.9得到的在75Hz频率处二次电网阻抗的幅值|Z_{g_2}|和75Hz频率处二次电网阻抗的相位∠Z_{g_2}，按照下式计算得到二次电网阻抗辨识值Z_{g_est_2}：

步骤2.11，根据步骤2.5得到的电网阻抗辨识值Z_{g_est_1}和步骤2.10得到的二次电网阻抗辨识值Z_{g_est_2}，根据短路比计算方程得到并网逆变器A的公共并网点的等效系统短路比，并记为λ；

短路比计算方程如下：

优选地，步骤3所述电压源模式的控制步骤如下：

步骤3.1，采集输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，采集公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc；

步骤3.2，根据步骤3.1采集的输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到输出并网电流αβ轴分量i_gα、i_gβ；根据步骤3.1采集的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到公共耦合点电压αβ轴分量u_pccα、u_pccβ；

输出并网电流由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：

公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：

步骤3.3，根据步骤3.2得到的输出并网电流αβ轴分量i_gα、i_gβ，以及公共耦合点电压αβ轴分量u_pccα、u_pccβ，先经过平均有功功率计算方程得到平均有功功率再经过平均无功功率计算方程得到平均无功功率

平均有功功率计算方程为：

平均无功功率计算方程为：

其中，τ为一阶低通滤波器时间常数，s为拉普拉斯算子；

步骤3.4，根据步骤3.3得到的平均有功功率经有功功率-频率下垂控制方程得到并网逆变器的输出角频率ω；其中有功功率-频率下垂控制方程为：

其中，P_n为并网逆变器给定有功功率指令，ω_n为并网逆变器在给定有功功率指令P_n时所对应的额定角频率，D_p为有功下垂系数；

对并网逆变器的输出角频率ω积分得到并网逆变器输出相角θ₀，即：

步骤3.5，根据步骤3.1采集的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u_pccd、u_pccq；

公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤3.6，根据步骤3.1采集的输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到输出并网电流dq分量i_gd和i_gq；

输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤3.7，根据步骤3.3得到的并网逆变器输出平均无功功率Q，经无功功率-幅值下垂控制方程得到并网逆变器的公共耦合点电压dq分量基准值u_pccdref、u_pccqref，无功功率-幅值下垂控制方程为：

u_pccqref＝0

其中，U_n为并网逆变器在给定无功功率指令Q_n时所对应的额定输出电压，D_q为无功下垂系数；

步骤3.8，先根据步骤3.5得到的公共耦合点电压dq轴分量u_pccd、u_pccq，以及步骤3.7得到的公共耦合点电压dq分量基准值u_pccdref、u_pccqref，再通过电压环控制方程得到输出并网电流指令信号i_gdref、i_gqref；

电压环控制方程为：

其中，K_p1为电压环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K_i1为电压环控制方程中PI调节器的积分控制系数；

步骤3.9，先根据步骤3.8得到的输出并网电流指令信号i_gdref、i_gqref，并根据步骤3.6得到的输出并网电流dq分量i_gd和i_gq，通过电流环控制方程得到控制信号u_d和u_q；

电流环控制方程为：

其中，K_p2为电流环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K_i2为电流环控制方程中PI调节器的积分控制系数；

步骤3.10，根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ₀，将步骤3.9得到的控制信号u_d和u_q经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量u_a、u_b、u_c；

控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：

u_a＝u_d cosθ₀-u_q sinθ₀

步骤3.11，根据步骤3.10得到的三相静止坐标系下的分量u_a、u_b、u_c，分别与步骤3.1得到的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：u_a+u_pcca、u_b+u_pccb、u_c+u_pccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

1、本发明实施简单，采用的系统等效短路比检测的方式能够准确直观反映出弱电网的状态，为并网逆变器的电流源、电压源并网双模式切换提供依据，提高多逆变器系统中的并网逆变器稳定性；

2、本发明克服了传统方案中采用电网阻抗表征弱电网状态不够直观、清晰的问题；

3、本发明仅需通过系统短路比检测算法获得并网逆变器等效系统短路比，从而准确直观反映出弱电网的状态，然后据此来切换该并网逆变器为电压源并网模式或仍旧运行在电流源模式。该方法相比于全电流源模式的多逆变器系统，通过准确获得系统短路比，保证了并网逆变器的稳定运行，大幅改善了并网逆变器并网质量，实现方式简便有效。

附图说明

图1为本发明所采用的弱电网下多逆变器系统拓扑结构。

图2为本发明的实施流程图。

图3为弱电网下多逆变器系统中单台并网逆变器运行在电流源模式时控制策略示意图。

图4为弱电网下多逆变器系统中单台并网逆变器运行在电压源模式时控制策略示意图。

图5为2台并网逆变器构成的多逆变器系统中本发明实施之前并网逆变器A输出电流波形变化情况。

图6为2台并网逆变器构成的多逆变器系统中本发明实施之后并网逆变器A输出电流波形变化情况。

具体实施方式

本发明的实施例提供了一种弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法，以解决现有技术存在的传统方案中采用电网阻抗表征弱电网状态不够直观、清晰的问题，本发明采用的系统等效短路比检测的方式能够准确直观反映出弱电网的状态，为并网逆变器的电流源、电压源并网双模式切换提供依据，保证了并网逆变器的稳定运行，大幅改善了并网逆变器并网质量。

下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。

本发明所采用的弱电网下多逆变器系统拓扑结构如图1所示。该弱电网下多逆变器系统拓扑结构由多台相同的并网逆变器组成，多逆变器系统中并网逆变器的数量为N，N为正整数，且N>1；每台并网逆变器拓扑结构包括直流侧滤波电容C_dc、三相桥式逆变拓扑、并网逆变器侧电感L₁、滤波电容C、阻尼电阻R_d、网侧电感L₂、LCL型滤波器通过公共耦合点PCC与带有电网阻抗Z_g的三相电网相连，r_g为电网阻抗Z_g的阻性分量，L_g为电网阻抗Z_g的感性分量，r_g和L_g构成电网阻抗Z_g，电网阻抗Z_g表达式如下：

Z_g＝r_g+s·L_g

式中的s为拉普拉斯算子。本实施例中，N＝2，C_dc＝600μF，L₁＝0.9mH，C＝40μF，R_d＝0.15Ω，L₂＝0.1mH，r_g＝0，L_g＝2.4mH。

图2为本发明的实施流程图。由图2可见，本发明由以下几个步骤组成：

步骤1，设置N台并网逆变器均运行在电流源模式。

步骤2，从N台并网逆变器中任意选择1台并网逆变器，记为并网逆变器A，启动系统短路比检测算法，获得并网逆变器A的等效系统短路比，并记为λ；本实施例中，选取第1台并网逆变器作为并网逆变器A，根据并网逆变器A的容量和并联台数，因此，λ≈4.8。

步骤3，设置并网逆变器A的等效系统短路比边界值δ，根据步骤2得到的并网逆变器A的等效系统短路比λ进行如下判断及操作：

当满足λ＞δ时，并网逆变器A保持运行在电流源模式；

当满足λ≤δ时，并网逆变器A自适应切换到电压源模式。

本实施例中，δ＝5。

步骤4，结束本控制流程。

图3为弱电网下多逆变器系统中单台并网逆变器运行在电流源模式时控制策略示意图。由图3可见，运行在电流源模式的并网逆变器控制策略步骤如下：

步骤1.1，采集输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，采集公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc。

步骤1.2，根据步骤1.1采集的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u_pccd、u_pcc_q；将公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc经过锁相环PLL锁相得到公共耦合点电压相角θ。

公共耦合点电压三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

公共耦合点电压相角θ的计算公式为：

其中ω₀为公共耦合点电压的额定角频率，K_{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例调节系数，K_{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分调节系数，s为拉普拉斯算子。在本发明实施例中，ω₀＝314rad/s，K_{p_PLL}＝2000，K_{i_PLL}＝1。

步骤1.3，根据步骤1.2得到的公共耦合点电压相角θ，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，将步骤1.1采集的输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc转化为两相旋转坐标系下的输出并网电流dq分量i_gd和i_gq。

输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤1.4，设置输出并网电流指令信号i_gdref、i_gqref，并根据步骤1.3得到的输出并网电流dq分量i_gd和i_gq，通过电网电流闭环控制方程得到控制信号u_d和u_q；

电网电流闭环控制方程为：

其中，K_p为电网电流闭环控制方程中电流调节器的比例控制系数，K_i为电网电流闭环控制方程中电流调节器的积分控制系数；

步骤1.5，根据步骤1.2得到的公共耦合点电压相角θ，将步骤1.4得到的控制信号u_d和u_q经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量u_a、u_b、u_c。

控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：

u_a＝u_d cosθ-u_q sinθ

步骤1.6，根据步骤1.5得到的三相静止坐标系下的控制信号分量u_a、u_b、u_c，分别与步骤1.1得到的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：u_a+u_pcca、u_b+u_pccb、u_c+u_pccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。

图4为弱电网下多逆变器系统中单台并网逆变器运行在电压源模式时控制策略示意图。由图4可见，本发明步骤3所述运行在电压源模式的并网逆变器控制策略步骤如下：

步骤3.1，采集输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，采集公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc。

步骤3.2，根据步骤3.1采集的输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到输出并网电流αβ轴分量i_gα、i_gβ；根据步骤3.1采集的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到公共耦合点电压αβ轴分量u_pccα、u_pccβ。

输出并网电流由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：

公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：

步骤3.3，根据步骤3.2得到的输出并网电流αβ轴分量i_gα、i_gβ，以及公共耦合点电压αβ轴分量u_pccα、u_pccβ，先经过平均有功功率计算方程得到平均有功功率再经过平均无功功率计算方程得到平均无功功率

平均有功功率计算方程为：

平均无功功率计算方程为：

其中，τ为一阶低通滤波器时间常数，s为拉普拉斯算子。在本发明实施例中，τ＝0.00667s。

步骤3.4，根据步骤3.3得到的平均有功功率经有功功率-频率下垂控制方程得到并网逆变器的输出角频率ω；其中有功功率-频率下垂控制方程为：

其中，P_n为并网逆变器给定有功功率指令，ω_n为并网逆变器在给定有功功率指令P_n时所对应的额定角频率，D_p为有功下垂系数。在本发明实施例中，ω_n＝314rad/s，P_n＝20kW，D_p＝0.0001。

对并网逆变器的输出角频率ω积分得到并网逆变器输出相角θ₀，即：

步骤3.5，根据步骤3.1采集的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u_pccd、u_pccq。

公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤3.6，根据步骤3.1采集的输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到输出并网电流dq分量i_gd和i_gq。

输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤3.7，根据步骤3.3得到的并网逆变器输出平均无功功率经无功功率-幅值下垂控制方程得到并网逆变器的公共耦合点电压dq分量基准值u_pccdref、u_pccqref，无功功率-幅值下垂控制方程为：

u_pccqref＝0

其中，U_n为并网逆变器在给定无功功率指令Q_n时所对应的额定输出电压，D_q为无功下垂系数。在本发明实施例中，U_n＝220V，Q_n＝0，D_q＝0.0001。

步骤3.8，先根据步骤4.5得到的公共耦合点电压dq轴分量u_pccd、u_pccq，以及步骤3.7得到的公共耦合点电压dq分量基准值u_pccdref、u_pccqref，再通过电压环控制方程得到输出并网电流指令信号i_gdref、i_gqref。

电压环控制方程为：

其中，K_p1为电压环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K_i1为电压环控制方程中PI调节器的积分控制系数。在本发明实施例中，K_p1＝1，K_i1＝1000。

步骤3.9，先根据步骤4.8得到的输出并网电流指令信号i_gdref、i_gqref，并根据步骤3.6得到的输出并网电流dq分量i_gd和i_gq，通过电流环控制方程得到控制信号u_d和u_q。

电流环控制方程为：

其中，K_p2为电流环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K_i2为电流环控制方程中PI调节器的积分控制系数。在本发明实施例中，K_p2＝100，K_i2＝0。

步骤3.10，根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ₀，将步骤3.9得到的控制信号u_d和u_q经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量u_a、u_b、u_c。

控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：

u_a＝u_d cosθ₀-u_qsinθ₀

步骤3.11，根据步骤3.10得到的三相静止坐标系下的分量u_a、u_b、u_c，分别与步骤3.1得到的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：u_a+u_pcca、u_b+u_pccb、u_c+u_pccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。

本发明步骤2所述系统短路比检测算法的步骤如下：

步骤2.1，设置并网逆变器A的实际功率系数百分比为ρ₁；在本实施例中，ρ₁＝0.5。

步骤2.2，在公共耦合点PCC处注入频率75Hz的非特征次谐波电流。

步骤2.3，采样公共耦合点PCC处的谐波响应电压u_{pcch_1}和谐波响应电流i_{gh_1}。

步骤2.4，通过快速傅里叶算法FFT分别对谐波响应电压u_{pcch_1}和谐波响应电流i_{gh_1}进行频谱分析，分别获得在75Hz频率处谐波响应电压分量的幅值|U_{pcch_75Hz_1}|、75Hz频率处谐波响应电压分量的相位∠U_{pcch_75Hz_1}、75Hz频率处的谐波响应电流分量的幅值|I_{pcch_75Hz_1}|、75Hz频率处的谐波响应电流分量的相位∠I_{pcch_75Hz_1}；根据下式得到在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Z_{g_1}|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Z_{g_1}：

∠Z_{g_1}＝∠U_{pcch_75Hz_1}-∠I_{pcch_75Hz_1}。

步骤2.5，根据步骤2.3得到的在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Z_{g_1}|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Z_{g_1}，按照下式计算得到电网阻抗辨识值Z_{g_est_1}：

步骤2.6，再次设置并网逆变器A的实际功率系数百分比，并记为二次设定实际功率系数百分比ρ₂。在本实施例中，ρ₂＝1。

步骤2.7，再次在公共耦合点PCC处注入频率75Hz的非特征次谐波电流；

步骤2.8，再次采样公共耦合点PCC处的谐波响应电压和谐波响应电流并分别记为二次谐波响应电压u_{pcch_2}和二次谐波响应电流i_{gh_2}；

步骤2.9，通过快速傅里叶算法FFT分别对二次谐波响应电压u_{pcch_2}和二次谐波响应电流i_{gh_2}进行频谱分析，分别获得在75Hz频率处二次谐波响应电压分量的幅值|U_{pcch_75Hz_2}|、75Hz频率处谐波二次响应电压分量的相位∠U_{pcch_75Hz_2}、75Hz频率处的二次谐波响应电流分量的幅值|I_{pcch_75Hz_2}|、75Hz频率处的二次谐波响应电流分量的相位∠I_{pcch_75Hz_2}；根据下式得到在75Hz频率处二次电网阻抗的幅值|Z_{g_2}|和75Hz频率处二次电网阻抗的相位∠Z_{g_2}：

∠Z_{g_2}＝∠U_{pcch_75Hz_2}-∠I_{pcch_75Hz_2}；

步骤2.10，根据步骤2.9得到的在75Hz频率处二次电网阻抗的幅值|Z_{g_2}|和75Hz频率处二次电网阻抗的相位∠Z_{g_2}，按照下式计算得到二次电网阻抗辨识值Z_{g_est_2}：

步骤2.11，根据步骤2.5得到的电网阻抗辨识值Z_{g_est_1}和步骤2.10得到的二次电网阻抗辨识值Z_{g_est_2}，根据短路比计算方程得到并网逆变器A的公共并网点的等效系统短路比，并记为λ；

短路比计算方程如下：

在本发明实施例中，图5为2台并网逆变器构成的多逆变器系统中本发明实施之前并网逆变器A输出电流波形变化情况。根据图5可见，并网逆变器A未采用本发明所提出控制策略时，输出并网电流出现明显的谐波放大现象，呈现出不稳定状态。此时，多逆变器系统的2台逆变器均运行在电流源模式。图6为2台并网逆变器构成的多逆变器系统中本发明实施之后并网逆变器A输出电流波形变化情况。根据图2中本发明的实施流程图，在采用本发明之后，由于满足λ≤δ，并网逆变器A自适应切换到电压源模式。此时，并网逆变器A运行在电压源模式，另外一台并网逆变器运行在电流源模式，此时并网逆变器A的输出电流波形低次谐波消失。综合图5、图6可见，本发明提出的弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法能够准确直观反映出弱电网的状态，为并网逆变器的电流源、电压源并网双模式切换提供依据，保证了并网逆变器的稳定运行，大幅改善了并网逆变器并网质量。

Claims (4)

1.一种弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法，其特征在于，本控制方法所涉及的多逆变器系统包括N台并网逆变器，N为正整数，且N>1；本控制方法的步骤如下：

步骤1，设置N台并网逆变器均运行在电流源模式；

步骤2，从N台并网逆变器中任意选择1台并网逆变器，记为并网逆变器A，启动系统短路比检测算法，获得并网逆变器A的等效系统短路比，并记为λ；

步骤3，设置并网逆变器A的等效系统短路比边界值δ，根据步骤2得到的并网逆变器A的等效系统短路比λ进行如下判断及操作：

当满足λ＞δ时，并网逆变器A保持运行在电流源模式；

当满足λ≤δ时，并网逆变器A自适应切换到电压源模式；

步骤4，结束本控制流程。

2.根据权利要求1所述的弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法，其特征在于，步骤1所述电流源模式的控制步骤如下：

步骤1.1，采集输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，采集公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc；

步骤1.2，根据步骤1.1采集的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u_pccd、u_pccq；将公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc经过锁相环PLL锁相得到公共耦合点电压相角θ；

公共耦合点电压三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

公共耦合点电压相角θ的计算公式为：

其中，ω₀为公共耦合点电压的额定角频率，K_{p_PLL}为锁相环PI调节器的比例调节系数，K_{i_PLL}为锁相环PI调节器的积分调节系数，s为拉普拉斯算子；

步骤1.3，根据步骤1.2得到的公共耦合点电压相角θ，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，将步骤1.1采集的输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc转化为两相旋转坐标系下的输出并网电流dq分量i_gd和i_gq；

输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤1.4，设置输出并网电流指令信号i_gdref、i_gqref，并根据步骤1.3得到的输出并网电流dq分量i_gd和i_gq，通过电网电流闭环控制方程得到控制信号u_d和u_q；

电网电流闭环控制方程为：

其中，K_p为电网电流闭环控制方程中电流调节器的比例系数，K_i为电网电流闭环控制方程中电流调节器的积分系数；

步骤1.5，根据步骤1.2得到的公共耦合点电压相角θ，将步骤1.4得到的控制信号u_d和u_q经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量u_a、u_b、u_c；

控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：

u_a＝u_d cosθ-u_q sinθ

步骤1.6，根据步骤1.5得到的三相静止坐标系下的控制信号分量u_a、u_b、u_c，分别与步骤1.1得到的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：u_a+u_pcca、u_b+u_pccb、u_c+u_pccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。

3.根据权利要求1所述的弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法，其特征在于，步骤2所述系统短路比检测算法步骤如下：

步骤2.1，设置并网逆变器A的实际功率系数百分比为ρ₁；

步骤2.2，在公共耦合点PCC处注入频率75Hz的非特征次谐波电流；

步骤2.3，采样公共耦合点PCC处的谐波响应电压u_{pcch_1}和谐波响应电流i_{gh_1}；

步骤2.4，通过快速傅里叶算法FFT分别对谐波响应电压u_{pcch_1}和谐波响应电流i_{gh_1}进行频谱分析，分别获得在75Hz频率处谐波响应电压分量的幅值|U_{pcch_75Hz_1}|、75Hz频率处谐波响应电压分量的相位∠U_{pcch_75Hz_1}、75Hz频率处的谐波响应电流分量的幅值|I_{pcch_75Hz_1}|、75Hz频率处的谐波响应电流分量的相位∠I_{pcch_75Hz_1}；根据下式得到在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Z_{g_1}|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Z_{g_1}：

∠Z_{g_1}＝∠U_{pcch_75Hz_1}-∠I_{pcch_75Hz_1}；

步骤2.5，根据步骤2.3得到的在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Z_{g_1}|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Z_{g_1}，按照下式计算得到电网阻抗辨识值Z_{g_est_1}：

步骤2.6，再次设置并网逆变器A的实际功率系数百分比，并记为二次实际功率系数百分比ρ₂；

步骤2.7，再次在公共耦合点PCC处注入频率75Hz的非特征次谐波电流；

步骤2.8，再次采样公共耦合点PCC处的谐波响应电压和谐波响应电流并分别记为二次谐波响应电压u_{pcch_2}和二次谐波响应电流i_{gh_2}；

步骤2.9，通过快速傅里叶算法FFT分别对二次谐波响应电压u_{pcch_2}和二次谐波响应电流i_{gh_2}进行频谱分析，分别获得在75Hz频率处二次谐波响应电压分量的幅值|U_{pcch_75Hz_2}|、75Hz频率处谐波二次响应电压分量的相位∠U_{pcch_75Hz_2}、75Hz频率处的二次谐波响应电流分量的幅值|I_{pcch_75Hz_2}|、75Hz频率处的二次谐波响应电流分量的相位∠I_{pcch_75Hz_2}；根据下式得到在75Hz频率处二次电网阻抗的幅值|Z_{g_2}|和75Hz频率处二次电网阻抗的相位∠Z_{g_2}：

∠Z_{g_2}＝∠U_{pcch_75Hz_2}-∠I_{pcch_75Hz_2}；

步骤2.10，根据步骤2.9得到的在75Hz频率处二次电网阻抗的幅值|Z_{g_2}|和75Hz频率处二次电网阻抗的相位∠Z_{g_2}，按照下式计算得到二次电网阻抗辨识值Z_{g_est_2}：

步骤2.11，根据步骤2.5得到的电网阻抗辨识值Z_{g_est_1}和步骤2.10得到的二次电网阻抗辨识值Z_{g_est_2}，根据短路比计算方程得到并网逆变器A的公共并网点的等效系统短路比，并记为λ；

短路比计算方程如下：

4.根据权利要求1所述的弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法，其特征在于，步骤3所述电压源模式的控制步骤如下：

步骤3.1，采集输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，采集公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc；

步骤3.2，根据步骤3.1采集的输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到输出并网电流αβ轴分量i_gα、i_gβ；根据步骤3.1采集的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到公共耦合点电压αβ轴分量u_pccα、u_pccβ；

输出并网电流由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：

公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：

步骤3.3，根据步骤3.2得到的输出并网电流αβ轴分量i_gα、i_gβ，以及公共耦合点电压αβ轴分量u_pccα、u_pccβ，先经过平均有功功率计算方程得到平均有功功率再经过平均无功功率计算方程得到平均无功功率

平均有功功率计算方程为：

平均无功功率计算方程为：

其中，τ为一阶低通滤波器时间常数，s为拉普拉斯算子；

步骤3.4，根据步骤3.3得到的平均有功功率经有功功率-频率下垂控制方程得到并网逆变器的输出角频率ω；其中有功功率-频率下垂控制方程为：

其中，P_n为并网逆变器给定有功功率指令，ω_n为并网逆变器在给定有功功率指令P_n时所对应的额定角频率，D_p为有功下垂系数；

对并网逆变器的输出角频率ω积分得到并网逆变器输出相角θ₀，即：

步骤3.5，根据步骤3.1采集的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量u_pccd、u_pccq；

公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤3.6，根据步骤3.1采集的输出并网电流i_ga、i_gb、i_gc，以及根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ₀，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到输出并网电流dq分量i_gd和i_gq；

输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：

步骤3.7，根据步骤3.3得到的并网逆变器输出平均无功功率经无功功率-幅值下垂控制方程得到并网逆变器的公共耦合点电压dq分量基准值u_pccdref、u_pccqref，无功功率-幅值下垂控制方程为：

u_pccqref＝0

其中，U_n为并网逆变器在给定无功功率指令Q_n时所对应的额定输出电压，D_q为无功下垂系数；

步骤3.8，先根据步骤3.5得到的公共耦合点电压dq轴分量u_pccd、u_pccq，以及步骤3.7得到的公共耦合点电压dq分量基准值u_pccdref、u_pccqref，再通过电压环控制方程得到输出并网电流指令信号i_gdref、i_gqref；

电压环控制方程为：

其中，K_p1为电压环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K_i1为电压环控制方程中PI调节器的积分控制系数；

步骤3.9，先根据步骤3.8得到的输出并网电流指令信号i_gdref、i_gqref，并根据步骤3.6得到的输出并网电流dq分量i_gd和i_gq，通过电流环控制方程得到控制信号u_d和u_q；

电流环控制方程为：

其中，K_p2为电流环控制方程中PI调节器的比例控制系数，K_i2为电流环控制方程中PI调节器的积分控制系数；

步骤3.10，根据步骤3.4得到的并网逆变器输出相角θ₀，将步骤3.9得到的控制信号u_d和u_q经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量u_a、u_b、u_c；

控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：

u_a＝u_d cosθ₀-u_q sinθ₀

步骤3.11，根据步骤3.10得到的三相静止坐标系下的分量u_a、u_b、u_c，分别与步骤3.1得到的公共耦合点电压u_pcca、u_pccb、u_pccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：u_a+u_pcca、u_b+u_pccb、u_c+u_pccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。