CN117277421B - 一种并网逆变器多模型控制方法 - Google Patents

一种并网逆变器多模型控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种并网逆变器多模型控制方法，属于新能源发电并网逆变器控制技术领域。所述控制方法包括持续计算滤波电容电压谐波有效值VHarRms，控制参数摄动以激发滤波电容电压谐波，根据所摄动的控制参数以及滤波电容电压谐波有效值VHarRms估计电网状态，根据电网状态估计结果切换并网逆变器控制模式，最终实现系统短路容量比变化、系统串补度变化情况下并网逆变器自适应稳定控制。本发明提供电网状态检测方式，通过摄动控制参数激发电压谐波，通过控制参数和电压谐波有效值的关系从而判断电网状态，无需额外的电网阻抗测量设备，且提供的多模型控制方式，能够适应系统短路容量比以及系统串补度大幅变化的复杂电网状态。

Description

一种并网逆变器多模型控制方法
技术领域
本发明属于新能源发电并网逆变器控制技术领域，尤其是涉及一种并网逆变器多模型控制方法。
背景技术
电流控制模式并网逆变器由于发电效率高、并网电能质量好得到了广泛应用。然而，由于新能源的随机性和波动性，其输出功率不断变化，导致等效电网阻抗不断变化，从而使电网呈现短路比SCR大幅波动的弱电网状态。近年来，电流控制模式并网逆变器与弱电网阻抗之间复杂的动态交互作用，已经引起了一系列谐振和不稳定问题。电压控制模式并网逆变器能够模拟同步发电机外特性，给电网提供有益支撑，有效提升了弱电网下并网系统的稳定裕度，但其在强电网中稳定裕度较低，存在不稳定风险。
另一方面，为了补偿等效电网阻抗导致的末端压降，提高新能源的远距离输电能力，输电线路可能接入一定的串补设备。串补设备主要呈容性，对等效电网阻抗的低频段有大幅影响，更增加了电网阻抗的不确定性，并引起了次同步振荡等新的不稳定问题。上述复杂的电网状态，对新能源发电系统稳定、高效运行带来了极大挑战。无论是电压控制模式还是电流控制模式并网逆变器都无法在电网阻抗大幅变化时宽范围稳定运行。
针对复杂电网条件下并网逆变器的稳定性问题，已有多篇学术论文进行了研究，例如：
1）文献“考虑锁相环影响的LCL型并网变换器电流环控制器参数设计”，2016年《中国电机工程学报》33卷6期54-60页，提出通过降低锁相环的带宽以增强并网逆变器稳定性的方案，但这一方法会影响并网控制的动态性能，并且当电网阻抗较大时，其控制仍无法支撑电网的稳定。
2）文献“弱电网条件下LCL型并网逆变器谐振前馈控制策略研究”，2016年《中国电机工程学报》36卷18期4970-4979页，提出了在前馈通道上增加带通滤波器的电网电压前馈方案，在一定程度上增强了系统的稳定裕度，但是这种方法并不能够完全消除弱电网下前馈控制对并网系统稳定性的影响，且在极弱电网条件下仍难以稳定。
3）文献“Impedance adaptive dual-mode control of grid-connectedinverters with large fluctuation of SCR and its stability analysis based onD-partition method”.2021，36:14420-14435.（“SCR大幅波动下并网逆变器阻抗自适应双模式控制及其基于D分割法的稳定性分析”，2021年36卷14420-14435页）中提出一种阻抗自适应双模式控制策略：在弱电网下采用电压控制模式，在强电网下采用电流控制模式，实现了SCR变化条件下的并网逆变器稳定运行。然而这种双模式控制策略仅考虑了阻感性电网条件，未涉及到串补电网条件下的稳定性。
4）文献“基于自抗扰控制的双馈风机次同步控制相互作用抑制策略研究”，2019年《电网技术》43卷2期332-341页，提出通过在控制环路中附加阻尼环节从而抑制串补设备引发的次同步振荡，但是这种方法并无法在短路容量比SCR变化时稳定运行。
综合以上文献，现有技术中存在以下不足：
1.电网状态复杂多变，现有的文献研究缺乏对复杂电网状态的检测研究；
2.在复杂电网状态下，不论是电流控制模式还是电压控制模式亦或是双模式切换控制，均无法适应复杂电网状态变化从而稳定运行。
发明内容
本发明所要解决的技术问题为现有并网逆变器控制方案难以适应复杂电网状态变化，并网稳定性受到威胁的问题。本发明提出了一种并网逆变器多模型控制方法。所述控制方法包括控制参数摄动、电网状态估计、并网逆变器控制模式切换等。最终实现系统短路容量比变化、系统串补度变化情况下，并网逆变器自适应稳定控制。
本发明的目的是这样实现的。本发明提供了一种并网逆变器多模型控制方法，应用该方法的并网逆变器的拓扑包括直流侧电源、三相全桥逆变电路、LC滤波器、电网阻抗和三相电网，所述三相全桥逆变电路、LC滤波器、电网阻抗依顺序串联后接入三相电网；所述LC滤波器包括滤波电感、滤波电容和阻尼电阻；
所述控制方法的具体步骤如下：
步骤1，分别采样滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，采样滤波电感三相电流iga,igb,igc；
步骤2，设置并网逆变器运行在无附加阻尼电流控制模式；
步骤3，持续计算得到滤波电容电压串补谐波有效值VHarRms1和滤波电容电压弱网谐波有效值VHarRms2；
步骤4，将系统短路容量比记为SCR，启动系统短路容量比SCR估算法；具体步骤如下：
步骤4.1，设置系统短路容量比切换边界为Sm，设置滤波电容电压弱网谐波有效值限值为VLimit2；记无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数为kp_cc；记无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数切换边界为kp_cc_m，具体为系统短路容量比SCR=Sm情况下，能使VHarRms2=VLimit2的电流控制PI调节器比例系数；
步骤4.2，设置kp_cc初始值kp_cc_0，并持续增加kp_cc，激发滤波电容电压谐波；直至VHarRms2=VLimit2，停止增加kp_cc；记录此时kp_cc并记为无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数探测值kp_cc_n；
步骤4.3，做如下判断：
当kp_cc_n＜kp_cc_m时，则当前系统短路容量比SCR＜Sm；
当kp_cc_n=kp_cc_m时，则当前系统短路容量比SCR=Sm；
当kp_cc_n＞kp_cc_m时，则当前系统短路容量比SCR＞Sm；
步骤4.4，将无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数kp_cc恢复至初始值kp_cc_0；
步骤5，将系统串补度记为Kc，启动系统串补度Kc估计算法，具体步骤如下：
步骤5.1，设置系统串补度切换边界为Cm；设置滤波电容电压串补谐波有效值限值为VLimit1，记无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽为fbw_PLL；记无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽切换边界为fbw_PLL_m，具体为系统串补度Kc=Cm情况下，能使VHarRms1=VLimit1的锁相环带宽；
步骤5.2，设置fbw_PLL初始值fbw_PLL_0，并持续增加fbw_PLL，激发滤波电容电压谐波；直至VHarRms1=VLimit1，停止增加fbw_PLL；记录此时fbw_PLL并记为无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽探测值fbw_PLL_n；
步骤5.3，做如下判断：
当fbw_PLL_n＜fbw_PLL_m时，则当前系统串补度Kc＞Cm；
当fbw_PLL_n=fbw_PLL_m时，则当前系统串补度Kc=Cm；
当fbw_PLL_n＞fbw_PLL_m时，则当前系统串补度Kc＜Cm；
步骤5.4，将无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽fbw_PLL恢复至初始值fbw_PLL_0；
步骤6，对系统短路容量比SCR进行如下判断：
若SCR≤Sm，并网逆变器切换至电压控制模式 ，并结束本控制流程；
若SCR＞Sm，进入步骤7；
步骤7，对系统串补度Kc进行如下判断：
若Kc＞Cm，并网逆变器切换至附加阻尼电流控制模式，并结束本控制流程；
若Kc≤Cm，并网逆变器保持运行在无附加阻尼电流控制模式，并结束本控制流程。
优选的，步骤2所述的无附加阻尼电流控制模式的实现过程如下：
步骤2.1，根据步骤1采样得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，得到无附加阻尼电流控制模式滤波电容dq轴电压upccd1,upccq1；将upccq1经过锁相环得到无附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL，其锁相计算式为：
其中，ωn为系统额定角频率，kp_PLL为无附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器比例调节系数，ki_PLL为无附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器积分调节系数；
步骤2.2，根据步骤2.1得到的无附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程，将滤波电感三相电流iga,igb,igc转化为无附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd1,igq1；
步骤2.3，设置无附加阻尼电流控制模式电流指令信号为idref1,iqref1，并根据步骤2.2得到的无附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd1,igq1，通过无附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程得到无附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud1,uq1；
无附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程如下：
其中，kp_cc为无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数，ki_cc为无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器积分系数；
步骤2.4，根据步骤2.1得到的无附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL，以及步骤2.3得到的无附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud1,uq1，经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换，得到静止坐标系下无附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua1,ub1,uc1；
步骤2.5，根据步骤2.4得到的静止坐标系下无附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua1,ub1,uc1，通过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动保护电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
优选地，步骤3的实现过程如下：预先设定一个谐波有效值计算间隔时间Tonecycle，谐波有效值计算间隔时间Tonecycle到，启动一轮谐波有效值计算，计算滤波电容电压串补谐波有效值VHarRms1和弱网谐波有效值；
步骤3.1，使用低通滤波器GL(s)和带通滤波器GB(s)处理滤波电容A相电压upcca，得到滤波电容A相低通电压upcca_L和滤波电容A相带通电压upcca_B；
使用低通滤波器GL(s)和带通滤波器GB(s)处理滤波电容A相电压的方程如下：
其中，Tfilter为低通滤波器时间常数，ωB2为带通滤波器右频率点，ωB1为带通滤波器左频率点，s为拉普拉斯算子；
步骤3.2，记并网逆变器采样周期为Ts，每个采样周期内持续记录步骤3.1中得到的滤波电容A相低通电压upcca_L和滤波电容A相带通电压upcca_B，记谐波有效值计算间隔时间Tonecycle内记录次数为N，其中N=Tonecycle/Ts；将第i次记录的滤波电容A相低通电压upcca_L和滤波电容A相带通电压upcca_B记为upcca_L(i)和upcca_B(i)，其中i=1,2,3...N；
步骤3.3，根据步骤3.2中记录的滤波电容A相低通电压和带通电压，计算滤波电容电压串补谐波有效值VHarRms1和滤波电容电压弱网谐波有效值VHarRms2；谐波有效值计算如下：
。
优选的，步骤6所述电压控制模式步骤如下：
步骤6.1，根据步骤1采样得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到滤波电容αβ轴电压upccα,upccβ；根据步骤1采样得到的滤波电感三相电流iga,igb,igc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到滤波电感αβ轴电流igα,igβ；
步骤6.2，根据步骤6.1得到的滤波电容αβ轴电压upccα,upccβ，以及滤波电感αβ轴电流igα,igβ，经过瞬时功率计算方程得到瞬时有功功率Pe和瞬时无功功率Qe；
瞬时功率计算方程为：
步骤6.3，根据步骤6.2得到的瞬时有功功率Pe，经过有功-频率下垂控制方程得到电压控制模式输出角频率ωv；根据电压控制模式输出角频率ωv得到电压源模式输出角θ，θ=ωv/s，s为拉普拉斯算子；
有功-频率下垂控制方程为：
其中，Pset是有功指令信号，m是有功-频率下垂系数，ωn为系统额定角频率；
步骤6.4，根据步骤6.3得到的电压控制模式输出相角θ，以及步骤1得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc和滤波电感三相电流iga,igb,igc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，得到电压控制模式滤波电容dq轴电压upccd2,upccq2和电压控制模式滤波电感dq轴电流igd2,igq2；
步骤6.5，根据步骤6.2得到的瞬时无功功率Qe，经过无功-电压下垂控制方程得到电压控制模式电压指令信号为udref,uqref；
无功-电压下垂控制方程为：
其中，Vn是电网相电压有效值，Qset是无功指令信号，n是无功-电压下垂系数；
步骤6.6，根据步骤6.4得到的电压控制模式滤波电感dq轴电流igd2,igq2，和电压控制模式滤波电容dq轴电压upccd2,upccq2，及步骤6.5得到的电压控制模式电压指令信号udref,uqref，通过电压-电流闭环控制方程得到电压源模式dq轴控制信号ud2,uq2；
电压-电流闭环控制方程如下：
其中，kp_cc_v为电压控制模式电流控制PI调节器比例系数，ki_cc_v为电压控制模式电流控制PI调节器积分系数，kp_vc为电压控制模式电压控制PI调节器比例系数，ki_vc为电压控制模式电压控制PI调节器积分系数；
步骤6.7，根据步骤6.3得到的电压源模式输出角θ，以及步骤6.6得到的电压源模式dq轴控制信号ud2,uq2，经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换，得到静止坐标系下电压源模式三相控制信号ua2,ub2,uc2；
步骤6.8，根据步骤6.7得到的静止坐标系下电压源模式三相控制信号ua2,ub2,uc2，通过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动保护电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
优选的，步骤7所述附加阻尼电流控制模式步骤如下：
步骤7.1，根据步骤1采样得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到附加阻尼电流控制模式滤波电容dq轴电压upccd3,upccq3；将upccq3经过锁相环锁相得到附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R；
附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R的锁相计算公式为：
其中，ωn为系统额定角频率，kp_PLL_R为附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器比例调节系数，ki_PLL_R为附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器积分调节系数，ωn为系统额定角频率；
步骤7.2，根据步骤7.1得到的附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，将滤波电感三相电流iga,igb,igc转化为附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd3,igq3；
步骤7.3，根据步骤7.1得到的附加阻尼电流控制模式滤波电容dq轴电压upccd3,upccq3，计算得到附加阻尼dq轴电流指令矫正信号Δidref,Δiqref；计算公式如下：
其中，Rv是附加阻尼电阻值；GBPF(s)是带通滤波器，GBPF(s)具体如下：
其中，ωc1是带通滤波器GBPF(s)通带左频率点，ωc2是带通滤波器GBPF(s)通带右频率点；
步骤7.4，设置附加阻尼电流控制模式电流指令信号为idref3,iqref3，并根据步骤7.2得到的附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd3,igq3，以及步骤7.3得到的附加阻尼dq轴电流指令矫正信号Δidref,Δiqref，通过附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程得到附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud3,uq3；
附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程如下：
其中，kp_cc_R为附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数，ki_cc_R为附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器积分系数；
步骤7.5，根据步骤7.1得到的附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R，以及步骤7.4得到的附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud3,uq3，经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换，转化为静止坐标系下附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua3,ub3,uc3；
步骤7.6，根据步骤7.5得到的静止坐标系下附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua3,ub3,uc3，通过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动保护电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：
1.本发明提供电网状态检测方式，通过摄动控制参数激发电压谐波，通过控制参数和电压谐波有效值的关系从而判断电网状态，无需额外的电网阻抗测量设备；
2.本发明提供的多模型控制方式，能够适应系统短路容量比以及系统串补度大幅变化的复杂电网状态。
附图说明
图1为涉及本发明的并网逆变器的主电路拓扑图。
图2为涉及本发明的并网逆变器多模型控制的流程图。
图3为采用本发明方法时并网逆变器在SCR从5变化为2时电压、电流波形以及控制模式图。
图4为采用本发明方法时并网逆变器在系统串补度从0变化为0.6时电压、电流波形以及控制模式图。
实施方式
以下结合附图对本发明做进一步说明。
本发明所采用的并网逆变器的主电路拓扑图如图1所示。由图1可见，该拓扑包直流侧电源、三相全桥逆变电路、LC滤波器、电网阻抗和三相电网，所述三相全桥逆变电路、LC滤波器、电网阻抗依顺序串联后接入三相电网；所述LC滤波器包括滤波电感、滤波电容和阻尼电阻。
在图1上，Vdc为直流侧电源的直流侧电压，Zg为电网阻抗，Rg为电网阻抗Zg的阻性分量，Lg为电网阻抗Zg的感性分量。LC滤波器包括滤波电感Lf、滤波电容Cf和阻尼电阻Rd。三相全桥逆变电路串接在直流侧电源和滤波电感Lf之间，滤波电感Lf的另一端接电网阻抗Zg，滤波电容Cf和阻尼电阻Rd并联接在滤波电感Lf和电网阻抗Zg之间，电网阻抗Zg接三相电网实现并网。
本实施例中，直流侧电压Vdc=770V，滤波电感Lf的电感值为0.9mH，滤波电容Cf的电容值为11.6 uF，阻尼电阻Rd的阻值为0.3Ω，电网阻抗Zg的阻性分量Rg为0Ω，电网阻抗Zg的感性分量Lg分别取4.62mH和11.55mH，电网阻抗Zg的容性分量Cg分别取0mF和3.67mF。
图2为本发明的并网逆变器多模型控制的流程图。由图2可见，本发明提供了一种并网逆变器多模型控制方法。
首先，持续计算滤波电容电压谐波有效值VHarRms；其次，摄动控制参数，以此激发滤波电容电压谐波；然后，根据所摄动的控制参数以及滤波电容电压谐波有效值VHarRms估计电网状态；最后，根据电网状态估计结果切换并网逆变器控制模式；
该控制方法的具体步骤如下：
步骤1，分别采样滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，采样滤波电感三相电流iga,igb,igc；
步骤2，设置并网逆变器运行在无附加阻尼电流控制模式；
步骤3，持续计算得到滤波电容电压串补谐波有效值VHarRms1和滤波电容电压弱网谐波有效值VHarRms2；
步骤4，将系统短路容量比记为SCR，启动系统短路容量比SCR估算法；具体步骤如下：
步骤4.1，设置系统短路容量比切换边界为Sm，设置滤波电容电压弱网谐波有效值限值为VLimit2；记无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数为kp_cc；记无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数切换边界为kp_cc_m，具体为系统短路容量比SCR=Sm情况下，能使VHarRms2=VLimit2的电流控制PI调节器比例系数；
步骤4.2，设置kp_cc初始值kp_cc_0，并持续增加kp_cc，激发滤波电容电压谐波；直至VHarRms2=VLimit2，停止增加kp_cc；记录此时kp_cc并记为无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数探测值kp_cc_n；
步骤4.3，做如下判断：
当kp_cc_n＜kp_cc_m时，则当前系统短路容量比SCR＜Sm；
当kp_cc_n=kp_cc_m时，则当前系统短路容量比SCR=Sm；
当kp_cc_n＞kp_cc_m时，则当前系统短路容量比SCR＞Sm；
步骤4.4，将无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数kp_cc恢复至初始值kp_cc_0；
在本实施例中，Sm=2，VLimit2=10V，kp_cc_0=4，kp_cc_m=10。
步骤5，将系统串补度记为Kc，启动系统串补度Kc估计算法，具体步骤如下：
步骤5.1，设置系统串补度切换边界为Cm；设置滤波电容电压串补谐波有效值限值为VLimit1，记无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽为fbw_PLL；记无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽切换边界为fbw_PLL_m，具体为系统串补度Kc=Cm情况下，能使VHarRms1=VLimit1的锁相环带宽；
步骤5.2，设置fbw_PLL初始值fbw_PLL_0，并持续增加fbw_PLL，激发滤波电容电压谐波；直至VHarRms1=VLimit1，停止增加fbw_PLL；记录此时fbw_PLL并记为无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽探测值fbw_PLL_n；
步骤5.3，做如下判断：
当fbw_PLL_n＜fbw_PLL_m时，则当前系统串补度Kc＞Cm；
当fbw_PLL_n=fbw_PLL_m时，则当前系统串补度Kc=Cm；
当fbw_PLL_n＞fbw_PLL_m时，则当前系统串补度Kc＜Cm；
步骤5.4，将无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽fbw_PLL恢复至初始值fbw_PLL_0；
在本实施例中，Cm=0.6，VLimit1=10V，fbw_PLL_0=20Hz ，fbw_PLL_m=100Hz。
步骤6，对系统短路容量比SCR进行如下判断：
若SCR≤Sm，并网逆变器切换至电压控制模式 ，并结束本控制流程；
若SCR＞Sm，进入步骤7；
步骤7，对系统串补度Kc进行如下判断：
若Kc＞Cm，并网逆变器切换至附加阻尼电流控制模式，并结束本控制流程；
若Kc≤Cm，并网逆变器保持运行在无附加阻尼电流控制模式，并结束本控制流程。
在本实施例中，步骤2所述的无附加阻尼电流控制模式的实现过程如下：
步骤2.1，根据步骤1采样得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，得到无附加阻尼电流控制模式滤波电容dq轴电压upccd1,upccq1；将upccq1经过锁相环得到无附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL，其锁相计算式为：
其中，ωn为系统额定角频率，kp_PLL为无附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器比例调节系数，ki_PLL为无附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器积分调节系数；
在本实施例中，ωn=100π，Kp_PLL=0.2776，Ki_PLL=11.9882。
步骤2.2，根据步骤2.1得到的无附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程，将滤波电感三相电流iga,igb,igc转化为无附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd1,igq1；
步骤2.3，设置无附加阻尼电流控制模式电流指令信号为idref1,iqref1，并根据步骤2.2得到的无附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd1,igq1，通过无附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程得到无附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud1,uq1；
无附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程如下：
其中，kp_cc为无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数，ki_cc为无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器积分系数；
在本实施例中，idref1=42A，iqref1=0A，kp_cc=4，ki_cc=10。
步骤2.4，根据步骤2.1得到的无附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL，以及步骤2.3得到的无附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud1,uq1，经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换，得到静止坐标系下无附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua1,ub1,uc1；
步骤2.5，根据步骤2.4得到的静止坐标系下无附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua1,ub1,uc1，通过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动保护电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
在本实施例中，步骤3的实现过程如下：预先设定一个谐波有效值计算间隔时间Tonecycle，谐波有效值计算间隔时间Tonecycle到，启动一轮谐波有效值计算，计算滤波电容电压串补谐波有效值VHarRms1和滤波电容电压弱网谐波有效值VHarRms2；
步骤3.1，使用低通滤波器GL(s)和带通滤波器GB(s)处理滤波电容A相电压upcca，得到滤波电容A相低通电压upcca_L和滤波电容A相带通电压upcca_B；
使用低通滤波器GL(s)和带通滤波器GB(s)处理滤波电容A相电压的方程如下：
其中，Tfilter为低通滤波器时间常数，ωB2为带通滤波器右频率点，ωB1为带通滤波器左频率点，s为拉普拉斯算子；
在本实施例中，Tfilter=0.02s，ωB2=2000π，ωB2=400π。
步骤3.2，记并网逆变器采样周期为Ts，每个采样周期内持续记录步骤3.1中得到的滤波电容A相低通电压upcca_L和滤波电容A相带通电压upcca_B，记谐波有效值计算间隔时间Tonecycle内记录次数为N，其中N=Tonecycle/Ts；将第i次记录的滤波电容A相低通电压upcca_L和滤波电容A相带通电压upcca_B记为upcca_L(i)和upcca_B(i)，其中i=1,2,3...N；
在本实施例中，Ts=0.0625ms，N=16000。
步骤3.3，根据步骤3.2中记录的滤波电容A相低通电压和带通电压，计算滤波电容电压串补谐波有效值VHarRms1和滤波电容电压弱网谐波有效值VHarRms2；谐波有效值计算如下：
在本实施例中，步骤6所述电压控制模式步骤如下：
步骤6.1，根据步骤1采样得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到滤波电容αβ轴电压upccα,upccβ；根据步骤1采样得到的滤波电感三相电流iga,igb,igc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到滤波电感αβ轴电流igα,igβ；
步骤6.2，根据步骤6.1得到的滤波电容αβ轴电压upccα,upccβ，以及滤波电感αβ轴电流igα,igβ，经过瞬时功率计算方程得到瞬时有功功率Pe和瞬时无功功率Qe；
瞬时功率计算方程为：
步骤6.3，根据步骤6.2得到的瞬时有功功率Pe，经过有功-频率下垂控制方程得到电压控制模式输出角频率ωv；根据电压控制模式输出角频率ωv得到电压源模式输出角θ，θ=ωv/s，s为拉普拉斯算子；
有功-频率下垂控制方程为：
其中，Pset是有功指令信号，m是有功-频率下垂系数，ωn为系统额定角频率；
在本实施例中，Pset=20kW，m=0.0001413。
步骤6.4，根据步骤6.3得到的电压控制模式输出相角θ，以及步骤1得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc和滤波电感三相电流iga,igb,igc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，得到电压控制模式滤波电容dq轴电压upccd2,upccq2和电压控制模式滤波电感dq轴电流igd2,igq2；
步骤6.5，根据步骤6.2得到的瞬时无功功率Qe，经过无功-电压下垂控制方程得到电压控制模式电压指令信号为udref,uqref；
无功-电压下垂控制方程为：
其中，Vn是电网相电压有效值，Qset是无功指令信号，n是无功-电压下垂系数；
在本实施例中，Vn=220V，Qset=0kW，n=0.0010885。
步骤6.6，根据步骤6.4得到的电压控制模式滤波电感dq轴电流igd2,igq2，和电压控制模式滤波电容dq轴电压upccd2,upccq2，及步骤6.5得到的电压控制模式电压指令信号udref,uqref，通过电压-电流闭环控制方程得到电压源模式dq轴控制信号ud2,uq2；
电压-电流闭环控制方程如下：
其中，kp_cc_v为电压控制模式电流控制PI调节器比例系数，ki_cc_v为电压控制模式电流控制PI调节器积分系数，kp_vc为电压控制模式电压控制PI调节器比例系数，ki_vc为电压控制模式电压控制PI调节器积分系数；
在本实施例中，kp_vc=0.5，ki_vc=120，kp_cc_v=4，ki_cc_v=10。
步骤6.7，根据步骤6.3得到的电压源模式输出角θ，以及步骤6.6得到的电压源模式dq轴控制信号ud2,uq2，经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换，得到静止坐标系下电压源模式三相控制信号ua2,ub2,uc2；
步骤6.8，根据步骤6.7得到的静止坐标系下电压源模式三相控制信号ua2,ub2,uc2，通过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动保护电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
在本实施例中，步骤7所述附加阻尼电流控制模式步骤如下：
步骤7.1，根据步骤1采样得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到附加阻尼电流控制模式滤波电容dq轴电压upccd3,upccq3；将upccq3经过锁相环锁相得到附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R；
附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R的锁相计算公式为：
其中，ωn为系统额定角频率，kp_PLL_R为附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器比例调节系数，ki_PLL_R为附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器积分调节系数，ωn为系统额定角频率。
在本实施例中，ωn=100π，Kp_PLL_R=0.2776，Ki_PLL_R=11.9882。
步骤7.2，根据步骤7.1得到的附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，将滤波电感三相电流iga,igb,igc转化为附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd3,igq3；
步骤7.3，根据步骤7.1得到的附加阻尼电流控制模式滤波电容dq轴电压upccd3,upccq3，计算得到附加阻尼dq轴电流指令矫正信号Δidref,Δiqref；计算公式如下：
其中，Rv是附加阻尼电阻值；GBPF(s)是带通滤波器，GBPF(s)具体如下：
其中，ωc1是带通滤波器GBPF(s)通带左频率点，ωc2是带通滤波器GBPF(s)通带右频率点；
在本实施例中，Rv=0.3Ω，ωc1=30π，ωc2=200π。
步骤7.4，设置附加阻尼电流控制模式电流指令信号为idref3,iqref3，并根据步骤7.2得到的附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd3,igq3，以及步骤7.3得到的附加阻尼dq轴电流指令矫正信号Δidref,Δiqref，通过附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程得到附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud3,uq3；
附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程如下：
其中，kp_cc_R为附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数，ki_cc_R为附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器积分系数；
在本实施例中，idref3=42A,iqref3=0A，kp_cc_R=4，ki_cc_R=10。
步骤7.5，根据步骤7.1得到的附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R，以及步骤7.4得到的附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud3,uq3，经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换，转化为静止坐标系下附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua3,ub3,uc3；
步骤7.6，根据步骤7.5得到的静止坐标系下附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua3,ub3,uc3，通过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动保护电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
为了佐证本发明的有益效果，对本发明进行了MATLAB/simulink仿真。
图3为采用本发明方法时并网逆变器在SCR从5变化为2时滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc和滤波电感三相电流iga,igb,igc的波形以及控制模式图。图4为采用本发明方法时并网逆变器在系统串补度从0变化为0.6时滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc和滤波电感三相电流iga,igb,igc的波形以及控制模式图。该2张图的横坐标均为时间（秒），纵坐标分别为电压（V）、电流（A）和控制模式。
如图3所示，采用本发明方法时并网逆变器在SCR从5变化为2时能够从无附加阻尼电流控制模式切换为电压控制模式，从而稳定运行；如图4所示，采用本发明方法时并网逆变器在系统串补度从0变化为0.6时能够从无附加阻尼电流控制模式切换为附加阻尼电流控制模式，从而稳定运行。

Claims (5)

1.一种并网逆变器多模型控制方法，应用该方法的并网逆变器的拓扑包括直流侧电源、三相全桥逆变电路、LC滤波器、电网阻抗和三相电网，所述三相全桥逆变电路、LC滤波器、电网阻抗依顺序串联后接入三相电网；所述LC滤波器包括滤波电感、滤波电容和阻尼电阻；
其特征在于，所述控制方法的具体步骤如下：
步骤1，分别采样滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，采样滤波电感三相电流iga,igb,igc；
步骤2，设置并网逆变器运行在无附加阻尼电流控制模式；
步骤3，持续计算得到滤波电容电压串补谐波有效值VHarRms1和滤波电容电压弱网谐波有效值VHarRms2；
步骤4，将系统短路容量比记为SCR，启动系统短路容量比SCR估算法；具体步骤如下：
步骤4.1，设置系统短路容量比切换边界为Sm，设置滤波电容电压弱网谐波有效值限值为VLimit2；记无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数为kp_cc；记无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数切换边界为kp_cc_m，具体为系统短路容量比SCR=Sm情况下，能使VHarRms2=VLimit2的电流控制PI调节器比例系数；
步骤4.2，设置kp_cc初始值kp_cc_0，并持续增加kp_cc，激发滤波电容电压谐波；直至VHarRms2=VLimit2，停止增加kp_cc；记录此时kp_cc并记为无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数探测值kp_cc_n；
步骤4.3，做如下判断：
当kp_cc_n＜kp_cc_m时，则当前系统短路容量比SCR＜Sm；
当kp_cc_n=kp_cc_m时，则当前系统短路容量比SCR=Sm；
当kp_cc_n＞kp_cc_m时，则当前系统短路容量比SCR＞Sm；
步骤4.4，将无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数kp_cc恢复至初始值kp_cc_0；
步骤5，将系统串补度记为Kc，启动系统串补度Kc估计算法，具体步骤如下：
步骤5.1，设置系统串补度切换边界为Cm；设置滤波电容电压串补谐波有效值限值为VLimit1，记无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽为fbw_PLL；记无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽切换边界为fbw_PLL_m，具体为系统串补度Kc=Cm情况下，能使VHarRms1=VLimit1的锁相环带宽；
步骤5.2，设置fbw_PLL初始值fbw_PLL_0，并持续增加fbw_PLL，激发滤波电容电压谐波；直至VHarRms1=VLimit1，停止增加fbw_PLL；记录此时fbw_PLL并记为无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽探测值fbw_PLL_n；
步骤5.3，做如下判断：
当fbw_PLL_n＜fbw_PLL_m时，则当前系统串补度Kc＞Cm；
当fbw_PLL_n=fbw_PLL_m时，则当前系统串补度Kc=Cm；
当fbw_PLL_n＞fbw_PLL_m时，则当前系统串补度Kc＜Cm；
步骤5.4，将无附加阻尼电流控制模式锁相环带宽fbw_PLL恢复至初始值fbw_PLL_0；
步骤6，对系统短路容量比SCR进行如下判断：
若SCR≤Sm，并网逆变器切换至电压控制模式，并结束本控制流程；
若SCR＞Sm，进入步骤7；
步骤7，对系统串补度Kc进行如下判断：
若Kc＞Cm，并网逆变器切换至附加阻尼电流控制模式，并结束本控制流程；
若Kc≤Cm，并网逆变器保持运行在无附加阻尼电流控制模式，并结束本控制流程。
2.根据权利要求1所述的一种并网逆变器多模型控制方法，其特征在于，步骤2所述的无附加阻尼电流控制模式的实现过程如下：
步骤2.1，根据步骤1采样得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，得到无附加阻尼电流控制模式滤波电容dq轴电压upccd1,upccq1；将upccq1经过锁相环得到无附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL，其锁相计算式为：
其中，ωn为系统额定角频率，kp_PLL为无附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器比例调节系数，ki_PLL为无附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器积分调节系数；
步骤2.2，根据步骤2.1得到的无附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程，将滤波电感三相电流iga,igb,igc转化为无附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd1,igq1；
步骤2.3，设置无附加阻尼电流控制模式电流指令信号为idref1,iqref1，并根据步骤2.2得到的无附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd1,igq1，通过无附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程得到无附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud1,uq1；
无附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程如下：
其中，kp_cc为无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数，ki_cc为无附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器积分系数；
步骤2.4，根据步骤2.1得到的无附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL，以及步骤2.3得到的无附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud1,uq1，经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换，得到静止坐标系下无附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua1,ub1,uc1；
步骤2.5，根据步骤2.4得到的静止坐标系下无附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua1,ub1,uc1，通过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动保护电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
3.根据权利要求1所述的一种并网逆变器多模型控制方法，其特征在于，步骤3的实现过程如下：预先设定一个谐波有效值计算间隔时间Tonecycle，谐波有效值计算间隔时间Tonecycle到，启动一轮谐波有效值计算，计算滤波电容电压串补谐波有效值VHarRms1和滤波电容电压弱网谐波有效值VHarRms2；
步骤3.1，使用低通滤波器GL(s)和带通滤波器GB(s)处理滤波电容A相电压upcca，得到滤波电容A相低通电压upcca_L和滤波电容A相带通电压upcca_B；
使用低通滤波器GL(s)和带通滤波器GB(s)处理滤波电容A相电压的方程如下：
其中，Tfilter为低通滤波器时间常数，ωB2为带通滤波器右频率点，ωB1为带通滤波器左频率点，s为拉普拉斯算子；
步骤3.2，记并网逆变器采样周期为Ts，每个采样周期内持续记录步骤3.1中得到的滤波电容A相低通电压upcca_L和滤波电容A相带通电压upcca_B，记谐波有效值计算间隔时间Tonecycle内记录次数为N，其中N=Tonecycle/Ts；将第i次记录的滤波电容A相低通电压upcca_L和滤波电容A相带通电压upcca_B记为upcca_L(i)和upcca_B(i)，其中i=1,2,3...N；
步骤3.3，根据步骤3.2中记录的滤波电容A相低通电压和带通电压，计算滤波电容电压串补谐波有效值VHarRms1和滤波电容电压弱网谐波有效值VHarRms2；谐波有效值计算如下：
。
4.根据权利要求1所述的一种并网逆变器多模型控制方法，其特征在于，步骤6所述电压控制模式步骤如下：
步骤6.1，根据步骤1采样得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到滤波电容αβ轴电压upccα,upccβ；根据步骤1采样得到的滤波电感三相电流iga,igb,igc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到滤波电感αβ轴电流igα,igβ；
步骤6.2，根据步骤6.1得到的滤波电容αβ轴电压upccα,upccβ，以及滤波电感αβ轴电流igα,igβ，经过瞬时功率计算方程得到瞬时有功功率Pe和瞬时无功功率Qe；
瞬时功率计算方程为：
步骤6.3，根据步骤6.2得到的瞬时有功功率Pe，经过有功-频率下垂控制方程得到电压控制模式输出角频率ωv；根据电压控制模式输出角频率ωv得到电压源模式输出角θ，θ=ωv/s，s为拉普拉斯算子；
有功-频率下垂控制方程为：
其中，Pset是有功指令信号，m是有功-频率下垂系数，ωn为系统额定角频率；
步骤6.4，根据步骤6.3得到的电压控制模式输出相角θ，以及步骤1得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc和滤波电感三相电流iga,igb,igc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，得到电压控制模式滤波电容dq轴电压upccd2,upccq2和电压控制模式滤波电感dq轴电流igd2,igq2；
步骤6.5，根据步骤6.2得到的瞬时无功功率Qe，经过无功-电压下垂控制方程得到电压控制模式电压指令信号为udref,uqref；
无功-电压下垂控制方程为：
其中，Vn是电网相电压有效值，Qset是无功指令信号，n是无功-电压下垂系数；
步骤6.6，根据步骤6.4得到的电压控制模式滤波电感dq轴电流igd2,igq2，和电压控制模式滤波电容dq轴电压upccd2,upccq2，及步骤6.5得到的电压控制模式电压指令信号udref,uqref，通过电压-电流闭环控制方程得到电压源模式dq轴控制信号ud2,uq2；
电压-电流闭环控制方程如下：
其中，kp_cc_v为电压控制模式电流控制PI调节器比例系数，ki_cc_v为电压控制模式电流控制PI调节器积分系数，kp_vc为电压控制模式电压控制PI调节器比例系数，ki_vc为电压控制模式电压控制PI调节器积分系数；
步骤6.7，根据步骤6.3得到的电压源模式输出角θ，以及步骤6.6得到的电压源模式dq轴控制信号ud2,uq2，经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换，得到静止坐标系下电压源模式三相控制信号ua2,ub2,uc2；
步骤6.8，根据步骤6.7得到的静止坐标系下电压源模式三相控制信号ua2,ub2,uc2，通过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动保护电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
5.根据权利要求1所述的一种并网逆变器多模型控制方法，其特征在于，步骤7所述附加阻尼电流控制模式步骤如下：
步骤7.1，根据步骤1采样得到的滤波电容三相电压upcca,upccb,upccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到附加阻尼电流控制模式滤波电容dq轴电压upccd3,upccq3；将upccq3经过锁相环锁相得到附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R；
附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R的锁相计算公式为：
其中，ωn为系统额定角频率，kp_PLL_R为附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器比例调节系数，ki_PLL_R为附加阻尼电流控制模式锁相环PI调节器积分调节系数，ωn为系统额定角频率；
步骤7.2，根据步骤7.1得到的附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，将滤波电感三相电流iga,igb,igc转化为附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd3,igq3；
步骤7.3，根据步骤7.1得到的附加阻尼电流控制模式滤波电容dq轴电压upccd3,upccq3，计算得到附加阻尼dq轴电流指令矫正信号Δidref,Δiqref；计算公式如下：
其中，Rv是附加阻尼电阻值；GBPF(s)是带通滤波器，GBPF(s)具体如下：
其中，ωc1是带通滤波器GBPF(s)通带左频率点，ωc2是带通滤波器GBPF(s)通带右频率点；
步骤7.4，设置附加阻尼电流控制模式电流指令信号为idref3,iqref3，并根据步骤7.2得到的附加阻尼电流控制模式滤波电感dq轴电流igd3,igq3，以及步骤7.3得到的附加阻尼dq轴电流指令矫正信号Δidref,Δiqref，通过附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程得到附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud3,uq3；
附加阻尼电流控制模式电流闭环控制方程如下：
其中，kp_cc_R为附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器比例系数，ki_cc_R为附加阻尼电流控制模式电流控制PI调节器积分系数；
步骤7.5，根据步骤7.1得到的附加阻尼电流控制模式滤波电容电压相角θPLL_R，以及步骤7.4得到的附加阻尼电流控制模式dq轴控制信号ud3,uq3，经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换，转化为静止坐标系下附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua3,ub3,uc3；
步骤7.6，根据步骤7.5得到的静止坐标系下附加阻尼电流控制模式三相控制信号ua3,ub3,uc3，通过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动保护电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
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Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103944190A (zh) * 2014-04-30 2014-07-23 湖南大学 一种三相双模式逆变器的稳态控制方法
CN110021959A (zh) * 2019-04-02 2019-07-16 合肥工业大学 弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法
CN111030139A (zh) * 2019-12-18 2020-04-17 合肥工业大学 基于虚拟同步发电机的串补电网谐振抑制方法
CN111030174A (zh) * 2019-12-18 2020-04-17 合肥工业大学 并网逆变器vsg模式和电流源模式无扰动切换控制方法
CN114499257A (zh) * 2022-02-21 2022-05-13 浙江大学杭州国际科创中心 一种低短路比下提高并网逆变器稳定性的控制方法
CN116979621A (zh) * 2023-08-02 2023-10-31 广西大学 一种并网逆变器虚拟串联补偿控制方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103944190A (zh) * 2014-04-30 2014-07-23 湖南大学 一种三相双模式逆变器的稳态控制方法
CN110021959A (zh) * 2019-04-02 2019-07-16 合肥工业大学 弱电网下基于短路比的并网逆变器双模式控制方法
CN111030139A (zh) * 2019-12-18 2020-04-17 合肥工业大学 基于虚拟同步发电机的串补电网谐振抑制方法
CN111030174A (zh) * 2019-12-18 2020-04-17 合肥工业大学 并网逆变器vsg模式和电流源模式无扰动切换控制方法
CN114499257A (zh) * 2022-02-21 2022-05-13 浙江大学杭州国际科创中心 一种低短路比下提高并网逆变器稳定性的控制方法
CN116979621A (zh) * 2023-08-02 2023-10-31 广西大学 一种并网逆变器虚拟串联补偿控制方法

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Adaptive control method for enhancing the stability of grid-connected inverters under very weak grid condition;Jinming Xu等;《2018 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC)》;全文 *
Impedance Adaptive Dual-Mode Control of Grid-Connected Inverters With Large Fluctuation of SCR and Its Stability Analysis Based on D-Partition Method;Ming Li等;《IEEE Transactions on Power Electronics》;全文 *
基于阻抗视角的新能源发电系统宽频振荡抑制技术综述;张东辉等;《中国电机工程学报》;全文 *
王杨.并网逆变器多模式运行稳定性分析及其多模型控制研究.《中国优秀博硕士学位论文全文数据库(硕士) 工程科技Ⅱ辑》.2022,全文. *

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