CN103296700B - 微电网谐波和无功电流的无互联线补偿控制的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及微电网和电能质量治理领域，旨在提供一种微电网谐波和无功电流的无互联线补偿控制的方法。该方法是利用微电网内多台多功能并网逆变器的协调控制，来完成微电网内谐波和无功电流的无互联线并联均分补偿控制；每台多功能并网逆变器只根据自身的、可利用的视在功率，向微电网注入适当比例的谐波和无功电流，进而达到微电网内谐波和无功电流在多台多功能并网逆变器之间的无互联线并联均分。本发明能充分利用微电网中已有的、常见的并网逆变器设备，来完成微电网内谐波和无功电流的有效治理，不需要增加微电网额外的硬件投入，降低了系统的投资成本和运行维护成本，提高了系统可靠性。

Description

微电网谐波和无功电流的无互联线补偿控制的方法

技术领域

本发明涉及一种利用并网逆变器实现对微电网内谐波和无功电流的无互联线补偿控制方法，属电气工程、分布式发电、微电网和电能质量治理领域。

背景技术

由于微电网技术不但是可再生能源并网的重要桥梁，还能在一定程度上提高传统电网的稳定性，因此近年来得到了广泛的关注。值得指出的是：微电网内大量的电力电子装置、各种无功和谐波负荷不但严重恶化了微电网并网公共耦合点(Point of Common Coupling, PCC)的电能质量，而且还给微电网的稳定、高效、经济运行带来了不小的挑战。首先，微电网内的谐波会直接影响并网逆变器的电压、电流控制环，影响控制器的稳定性。同时，微电网内的谐波还可能在微电网内形成串联或并联谐振，使并网逆变器无故障脱网。其次，微电网内的谐波和无功，会导致并网逆变器机端电压波形的畸变或幅值偏离其额定值，影响并网逆变器输出电流的质量，降低系统效率。此外，随着电力市场的发展，微电网并网点处电能质量的优劣还将直接影响其上网电价的高低，关系到其运行的经济性。可见，改善微电网的电能质量对于微电网的可靠、安全、高效、经济运行具有十分重要的意义。

为了提高微电网的电能质量，可以安装调谐滤波器、电容器等无源装置，也可以安装有源滤波器、静止无功发生器等有源装置。然而，这些装置都会引入额外的投资，且会增加系统体积和运行维护成本。为了克服这些传统方法的不足，近年来，多功能并网逆变器得到了越来越多的关注。所谓多功能并网逆变器，即是将微电网内已有的常规并网逆变器功能复合化，使其在完成新能源并网发电的同时，对其接入点处的电能质量问题进行治理。这种多功能并网逆变器不需要额外的硬件投入，只要对原有并网逆变器的控制策略加以调整即可使其具有一机多职的功能，从而有效提高并网逆变器的性价比，并克服传统电能治理措施的以上不足之处。

需要指出的是，谐波和无功电流补偿只是多功能并网逆变器的附加功能，其单台设备所能投入的补偿容量往往是有限的；另一方面，一个微电网内往往包含有多台并网逆变器，如何使这些并网逆变器功能复合化，并协调工作以共同完成对微电网电能质量的治理具有十分重要的意义。这就涉及到多功能并网逆变器的并联运行，及其对应的谐波与无功电流均分控制问题。传统的并联运行控制策略主要为：有互联线控制和无互联线控制两大类。由于在有互联线并联控制策略中，互联线的存在使得该类策略难以适应负荷和并网逆变器的增容、频繁投切；且在互联线故障的情况下，系统难以正常工作，降低了系统的可靠性。为了实现微电网对并网逆变器的“在线热插拔”、“即插即用”、“N+1”冗余等功能的需求，无互联线控制策略更加适合于利用多功能并网逆变器来完成对微电网谐波和无功电流的并联均分控制。然而，国内外还未曾见到有关利用具有复合功能的多功能并网逆变器，来实现微电网谐波和无功电流无互联线均分控制的报道。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，针对微电网内无功和谐波的分散治理，基于下垂控制，本发明提出了一种利用多功能并网逆变器来完成对微电网内谐波和无功电流无互联线均分补偿的控制方法。本发明在不增加微电网额外硬件投入的基础上，利用其已有的并网逆变器使其功能复合化和协调控制，来完成对微电网电能质量的治理。本发明能明显降低微电网的投资成本和运行维护成本，显著改善微电网的电能质量，提高微电网运行的安全性、可靠性、经济性和高效性。

为解决技术问题，本发明采用的技术方案为：

提出一种利用微电网内多台多功能并网逆变器的协调控制，来完成微电网内谐波和无功电流的无互联线并联均分补偿控制方法。每台多功能并网逆变器只需检查其自身的输出电流和其电气上游端的电流，得到多功能并网逆变器电气下游的等效负荷电流，并检查出等效负荷电流中的谐波和无功电流分量（以下称之为补偿电流分量），并计算出补偿电流分量的视在功率（或有效值）。然后，以设定的“补偿电流分量的视在功率（或有效值）与补偿系数之间的下垂特性”为依据，决定该台多功能并网逆变器投入补偿电流分量的比例系数。从而使得每台多功能并网逆变器只根据自身的、可利用的视在功率，向微电网注入适当比例的谐波和无功电流，进而达到微电网内谐波和无功电流在多台多功能并网逆变器之间的无互联线并联均分。

本发明中，所述多功能并网逆变器是在常规并网逆变器的基础上，增强其控制算法，使其具备电能质量治理功能等复合功能的并网逆变器。适用于单相、两相、三相和三相四线制电网中具有类似功能的拓扑和系统。

本发明中，多功能并网逆变器采用三相H桥电路，并在其输出端和电气的上游端加装电流传感器，以分别采样其输出电流和电气上游电流两组电气量，将其电气下游的所有并网逆变器和/或负荷视作等效负荷，利用两组电流采样的结果即可得到电气下游等效的负荷电流。

本发明中，利用电压/电流空间矢量投影理论，检测出电气下游等效负荷电流中的谐波和无功电流补偿分量，并得到补偿电流分量对应的视在功率容量（或与之对应的有效值）。

本发明中，定义多功能并网逆变器实际注入微电网的补偿电流分量与检测到的补偿电流分量之比为补偿系数（0到1之间），微电网内每台多功能并网逆变器都根据各自设定的“补偿电流分量的视在功率（或有效值）与补偿系数之间的下垂特性”，查表得到其真实投入的补偿系数。该补偿系数与实际检测到的补偿电流分量之乘积即为该台多功能并网逆变器需要向微电网注入的补偿电流分量的参考指令（称为并网电流指令1）。从而，实现微电网内补偿电流分量在各多功能并网逆变器之间的无互联线并联均分。

本发明中，为了保证多功能并网逆变器完成对可再生能源并网基本功能的需求，在输出功率给定的情况下，得到并网功率跟踪所用的电流参考指令（称为并网电流指令2）。并网电流指令1和并网电流指令2之和即为多功能并网逆变器总的注入微电网的指令电流。

本发明中，为了保证多功能并网逆变器的输出电流准确地跟踪其指令电流，采用多谐振频率的比例谐振控制保证其良好的动态和静态响应能力。

本发明的有益效果主要体现在：

1、本发明能充分利用微电网中已有的、常见的并网逆变器设备，来完成微电网内谐波和无功电流的有效治理，不需要增加微电网额外的硬件投入，降低了系统的投资成本和运行维护成本，提高了系统可靠性。

2、所提供的基于下垂控制的谐波和无功电流无互联线并联均分补偿控制方案，能实现各台多功能并网逆变器实际投入的补偿容量按其所能投入的补偿容量成比例均分，且该方法具有好的动态、静态响应能力和无互联线并联均分性能。该控制方法同时还适用于其他具有与本发明相似功能拓扑的单相、两相和三相四线制微电网中。

3、所提供的基于下垂控制的谐波和无功电流无互联线并联均分控制方案，由于没有互联通信线，能明显提高系统的故障容错能力，适应微电网的增容和频繁投切。且能有效地满足微电网中对多功能并网逆变器“即插即用”、“在线热插拔”功能的需求。

4、所提供的基于下垂控制的谐波和无功电流无互联线并联均分控制方案，由于多功能并网逆变器本身在电气上和物理上自然地分散于微电网内，利用多功能并网逆变器对微电网内谐波和无功电流的无互联线均分，能保证微电网内无功和谐波电流的“就地产生”、“就地消纳”，实现微电网电能质量的分散治理，减少其在微电网内的传播，提高微电网内的电能质量。这是传统集中式电能治理方案所望而却步的。

附图说明

图1为浙江大学微电网单线图。

图2为以多功能并网逆变器所在馈线支路为中心的等效简化电路模型。

图3为单台多功能并网逆变器的结构。

图4为单台多功能并网逆变器的控制框图。

图5为单台多功能并网逆变器的指令电流计算框图。

图6为基于电压电流空间矢量投影方法的谐波和无功电流检测原理。

图7为多功能并网逆变器中补偿电流分量与补偿系数之间的下垂控制特性。

图8为DG1和DG2不投入电能质量补偿时公共耦合点处的电压和电流波形。

图9为DG1开机后从不补偿电能质量到补偿电能质量的系统动态。

图10为DG2退出运行时的系统动态。

图11为DG1开机后从不补偿到补偿时DG1的输出电流波形。

图12为DG2退出运行时DG1的输出电流波形。

图13为稳态运行时DG1检测到的补偿电流分量有效值I_c和补偿系数α。

图14为稳态运行时DG1检测到的补偿电流分量i_tdq和实际投入的补偿电流分量i_cdq。

图15为稳态运行时DG2检测到的补偿电流分量有效值I_c和补偿系数α。

图16为稳态运行时DG2检测到的补偿电流分量i_tdq和实际投入的补偿电流分量i_cdq。

图17为在DG1和DG2运行中投入谐波负荷时的动态。

图18为在DG1和DG2运行中投入无功负荷时的动态。

具体实施方式

本发明在图1所示的浙江大学正在建设的一个微电网示范工程上进行了实验验证。该微电网的交流部分主要由6条馈线组成，本发明的方案在第6条馈线（DB C6）上展开。为了分析方便，以DB C6母线为分界点，将该馈线支路外的其他支路和配网等效为一组三相交流电源，可以得到如图2所示的简化接线图。该馈线支路由两台10kVA的三相H桥并网逆变器型分布式发电机(Distributed Generator, DG)（DG1和DG2）和局部的无功、谐波负载构成，部分参数如图2所示。

单台多功能并网逆变器的结构和控制框图如图3和图4所示，其中，直流母线电压U_dc=350V、滤波电感L=0.5mH、直流母线电容C_dc=4400μF。每台多功能并网逆变器都检测其并网点处的电气上游电流i_sabc，以及自身输出的并网电流i_abc，两者之和共同构成电气下游的等效负荷电流i_Labc。然后，根据后面介绍的补偿电流检测方法检测出i_Labc中的谐波和无功电流分量，及由下垂控制得到实际所需投入的谐波和无功补偿电流指令（并网电流指令1）。同时，由新能源并网功率跟踪指令得到并网电流指令2，两者之和共同多功能并网逆变器输出电流指令i_refabc，再根据并网逆变器输出电流i_abc反馈，由多谐振频率的比例谐振（Proportional-resonant, PR）控制器及正弦波脉冲宽度调制（Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM）技术得到逆变器H桥IGBT所需的触发脉冲信号。

本发明中，多功能并网逆变器补偿的谐波和无功电流检测在dq坐标系下完成；然而，为了实际系统中由滤波电感摄动，以及饱和引起的滤波电感参数不准确给dq轴解耦控制带来的不利影响，并网逆变器输出电流控制在自然坐标系abc下完成。为了保证高精度的电流跟踪，本文采用基波、3/5/7次谐波电流PR控制。进而，可以得到基于任意一相的逆变器控制模型等效框图，如图4所示。其中，K_pwm=U_dc/2为逆变器的等效放大系数，定义为逆变器输出电压u_o与控制器输出的调制信号u_m之比，即K_pwm=u_o/u_m。其中，多谐振PR控制器的数学模型为

$G_{\mathrm{PR}}\left(s\right)=K_p+\underset{h=\mathrm{1,3,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{2K_{\mathrm{rh}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rh}}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ch}}s+{\mathrm{\ω}}_h^2}---\left(1\right)$

其中，ω₁(ω_c1)、ω_h(ω_ch) (h=3, 5, 7)分别为基波和第h次谐波的角频率（滤波截止角频率），K_p为控制器的比例增益，K_rh(h=1, 3, 5, 7)为PR控制器的积分增益。实验平台中，控制器参数取为K_p=2.5，K_rh=20。

指令电流生成算法

多功能并网逆变器的指令电流由并网功率跟踪部分（电流指令2）和谐波/无功电流补偿部分（电流指令1）组成，如图5所示。其中，Park变换C_abc/dq为

$C_{\mathrm{abc}/\mathrm{dq}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中，θ为电网电压同步相位。Park变换的逆变换满足

$C_{\mathrm{dq}/\mathrm{abc}}=C_{\mathrm{abc}/\mathrm{dq}}^{-1}=C_{\mathrm{abc}/\mathrm{dq}}^T---\left(3\right)$

对于谐波和无功电流补偿部分，下面做详细阐释。

对电网电压u_abc和负荷电流i_Labc做Park变换，可以得到其在dq坐标系下的分量u_dq和i_dq。由Park变换理论可知，基波电压和电流分量在dq轴下为常数，可以利用低通滤波器(Low Pass Filter, LPF)从u_dq和i_dq中将其滤出来，那么基波电压和电流矢量满足

$\left\{\begin{array}{c}U={\stackrel{\‾}{u}}_d+j{\stackrel{\‾}{u}}_q\\ I=\stackrel{\‾}{i_d}+j\stackrel{\‾}{i_q}\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，上标“–”表示低通滤波器后的值。由图6所示电压和电流矢量之间的关系，可知负荷基波电流的有功分量I_1p为负荷电流基波矢量I朝着电压基波矢量U的投影。同理，负荷基波电流的无功分量I_1q为I朝U法向的投影，而矢量I和U之间的夹角可以表示为

且该夹角满足

$\sin <U,I>=\sqrt{1-{(\cos <U,I>)}^2}=\frac{|u_q{i}_d-u_d{i}_q|}{\left|U\right|\left|I\right|}---\left(6\right)$

其中，φ_u和φ_i分别表示电压和电流矢量的相角，函数|·|表示取模运算。那么负荷基波电流的有功和无功分量的矢量可以分别表示为

$I_{1p}=i_{\mathrm{pd}}+j{i}_{\mathrm{pq}}=\left|I\right|\cos <U,I>\frac{{\stackrel{\&OverBar;}{u}}_d}{\left|U\right|}+j\left|I\right|\cos <U,I>\frac{{\stackrel{\&OverBar;}{u}}_q}{\left|U\right|}---\left(7\right)$

$I_{1q}=i_{\mathrm{qd}}+j{i}_{\mathrm{qq}}=\left|I\right|\sin <U,I>\frac{{\stackrel{\&OverBar;}{u}}_d}{\left|U\right|}-j\left|I\right|\sin <U,I>\frac{{\stackrel{\&OverBar;}{u}}_q}{\left|U\right|}---\left(8\right)$

其中，i_pd（i_qd）、i_pq（i_qq）分别为基波电流有功（无功）分量在dq坐标系上的投影。图5中的变换矩阵T₂即式（7）和式（8）。

为了消除负序分量i_ndq对谐波电流检测带来的干扰，引入二次谐波的陷波器，因为负序分量在dq坐标系下表现为2倍频分量。选择的二次陷波器为采用广义二阶积分器，即

$D\left(s\right)=\frac{k\left(2{\mathrm{\&omega;}}_1\right)s}{s^2+k\left(2{\mathrm{\&omega;}}_1\right)s+{\left(2{\mathrm{\&omega;}}_1\right)}^2}---\left(9\right)$

由于参数k越大，陷波器的带宽越大，适应电网频率波动的能力越强，但对高次谐波分量的抑制能力越弱，折中取k=1。综上，可以得到谐波电流i_hdq的检测结果

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{hd}}=i_d-i_{\mathrm{pd}}-i_{\mathrm{qd}}-i_{\mathrm{nd}}\\ i_{\mathrm{hq}}=i_q-i_{\mathrm{pq}}-i_{\mathrm{qq}}-i_{\mathrm{nq}}\end{array}\right.---\left(10\right)$

对于并网功率跟踪部分，若其并网功率跟踪指令值为P、Q，那么并网功率跟踪电流分量i_gdq可计算为

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{gd}}\\ i_{\mathrm{gq}}\end{array}\right]=T_1\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\&OverBar;}{u}}_d\\ {\stackrel{\&OverBar;}{u}}_q\end{array}\right]=\frac{1}{{\stackrel{\&OverBar;}{u}}_d^2+{\stackrel{\&OverBar;}{u}}_q^2}\left[\begin{array}{cc}P& Q\\ -Q& P\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\&OverBar;}{u}}_d\\ {\stackrel{\&OverBar;}{u}}_q\end{array}\right]---\left(11\right)$

式（11）即图5中的变换矩阵T₁。

如图5所示，检测出的谐波电流i_hdq和无功电流i_qdq之和i_tdq乘以由下一部分介绍的下垂控制策略得到的补偿系数α共同构成了电能质量补偿部分的参考值i_cdq，该部分与并网功率跟踪部分的指令电流i_gdq共同构成多功能并网逆变器的电流跟踪指令i_refdq。最后，由反Park变换即可得到自然坐标系下的指令电流i_refabc。

谐波和无功电流分享的下垂控制策略

本发明提出如图7所示的谐波和无功电流的无线分享控制策略。其中，S_c（或I_c）为多功能并网逆变器所检测到的流过其并网点的谐波和无功电流分量的视在功率（或有效值）。α为该多功能并网逆变器根据自身所能投入补偿容量而确定的谐波和无功电流补偿系数。以补偿电流分量的有效值为例，补偿系数可以根据下垂控制策略定为

$\mathrm{\&alpha;}=\left\{\begin{array}{cc}1& I_c\&le;I_{c0}\\ 1-k(I_c-I_{c0})& I_c>I_{c0}\end{array}\right.---\left(12\right)$

下垂系数k的选择

$k=\frac{1}{I_{c\max }-I_{c0}}---\left(13\right)$

其中，I_c0为下垂特性转折点处的电流值，I_cmax为该DG补偿电流幅值的极限。依据图7所示S_c（I_c）与α之间的下垂特性，不同补偿容量的多功能并网逆变器具有不同的下垂系数k₁和k₂，它们可以实现对谐波和无功电流的按补偿容量分享。且补偿系数的概念使得多功能并网逆变器不会引入新的谐波，因为多功能并网逆变器所投入的谐波和无功补偿电流都是与其所检测到的待补偿电流成比例的，补偿后的仍剩余的谐波和无功电流分量只会和补偿前的电流分量成比例，在波形上不会出现畸变。这种基于下垂的控制策略，不会引入新的谐波电流，即各DG都是按照一定的比例对所检测到的谐波和无功电流进行补偿，相当于从电气上游的DG看来，电气下游DG降低了谐波和无功负载的大小。由以上分析可知，多功能并网逆变器实际投入的补偿电流分量可以表示为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cd}}=\mathrm{\&alpha;}{i}_{\mathrm{td}}=\mathrm{\&alpha;}(i_{\mathrm{hd}}+i_{\mathrm{qd}})\\ i_{\mathrm{cq}}=\mathrm{\&alpha;}{i}_{\mathrm{tq}}=\mathrm{\&alpha;}(i_{\mathrm{hq}}+i_{\mathrm{qq}})\end{array}\right.---\left(14\right)$

为了验证所提的基于下垂控制的多功能并网逆变器谐波和无功电流分享控制策略，在图1和图2所示的微电网DB C6馈线支路，利用两台10kVA多功能并网逆变器进行了实验验证。多功能并网逆变器的控制器芯片选用TI公司的DSP TMS320F2812，采样频率20kHz，IGBT的开关频率为10kHz。PCC处电网相电压有效值和频率分别为110V和50Hz。DG1和DG2的额定并网有功/无功功率分别为：7kW/0VAR、8kW/0VAR。由于DG1投入的补偿容量稍大，下垂特性中取：I_cmax=15A、I_c0=5A，由式（13）可知其下垂系数可选定为

$k_1=\frac{1}{I_{c\max }-I_{c0}}=\frac{1}{15-5}=0.1/A---\left(15\right)$

同理，DG2投入的补偿容量稍小，取I_cmax=6A，I_c0=2A=0.02，可知

$k_2=\frac{1}{I_{c\max }-I_{c0}}=\frac{1}{6-2}=0.25/A---\left(16\right)$

实施例1：

图8给出了DG1和DG2按前述并网功率指令并网，且不投入电能质量治理功能时，PCC处并网电流的波形，由Wavestar计算表明：电流总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）为13.156%，功率因数为 0.9744。可见在没有电能质量治理的情况下，微电网PCC处的电能质量较差。

在DG2实施补偿的情况下，图9给出了DG1并网功率指令为7kW/0VAR，从不补偿到补偿时系统的动态响应过程。由Wavestar计算表明：DG1投入运行，DG1不补偿时，PCC处并网电流的THD为6.647%，功率因数为0.96759；DG1补偿时，PCC处并网电流的THD为6.342%，较DG1不补偿的情况略有降低，功率因数为0.99075，得到了巨大改善。可见，在DG1不投入补偿时，DG2按照自身设定的补偿容量及其下垂特性对微电网内的无功和谐波电流进行了一定的补偿，能明显降低PCC处并网电流的THD。但是，由于无功负荷在DG2的上游，DG2无法对其进行补偿。当DG1投入补偿后，DG1按照自身设定的补偿特性对微电网内该支路的谐波电流进行了进一步的补偿，进一步降低了PCC处的THD含量。同时，由于无功负荷也处于DG1的补偿能力范围之内，于是DG1投入了一定容量的无功补偿能力，使得PCC的功率因数得到了很大程度的提高。

图10出了DG2退出运行时，DG1做谐波和无功电流分担的动态响应波形。可见，在DG2退出运行时，DG1能自动地分担更多补偿能力，完成对微电网内谐波电流的补偿。同时不难发现，这种补偿电流的切换过程具有较好的动态性能，在一个周波内即可完成。

图11给出了DG1开机后从不补偿到开始补偿的动态响应波形，计算表明：DG1从不补偿到补偿切换后其输出电流的THD从3.55%增加到9.13%；相反，其输出电流的功率因数从0.9999降低到0.9824，以向微电网注入谐波和无功电流补偿微电网内的电能质量。相应地，DG2在补偿过程中输出电流的THD和功率因数分别为13.89%、0.9994。图12给出了DG2停机过程中DG1输出电流的动态响应情况，当DG2退出运行后，DG1的输出电流THD从9.13%进一步提高到了12.92%，即分担了更多的谐波电流。由于谐波电流输出增大，DG1并网电流的功率因数也进一步降低到0.9795。可见，所提的无互联线谐波和无功电流均分控制方法能很好地适应并网逆变器的投切过程。

图13和图14分别给出了DG1稳态运行过程中，检测到电气下游的等效负荷电流中补偿分量的有效值I_c和由下垂特性得到的下垂系数α的瞬时值，以及检测到的补偿分量i_tdq与实际投入补偿分量i_cdq之间的瞬时值。类似地，图15和图16给出了DG2的情况。从中不难发现，两台多功能并网逆变器根据自身并网点处电气下游补偿电流分量的有效值I_c投入适当比例的补偿电流分量，以完成对微电网电能质量的无互联线均分补偿控制。同时，注意到逆变器实际注入微电网的补偿电流分量总是与所检测到的相应分量成比例，故不会在微电网内引入更加复杂的谐波成分。

实施例2：

图17和图18分别给出了图1和图2所示系统中，分别投谐波和无功负载的动态响应情况。从中不难发现，无论是在微电网投入谐波负荷还是无功负荷，所提的无互联线并联均分控制策略，都能很好地适应负荷的动态，并平滑地过渡到新的稳态运行点，不会出现明显的暂态过程。可见，所提的控制策略能很好地适应负荷的动态过程。

Claims (1)

1.微电网谐波和无功电流的无互联线补偿控制方法，其特征在于，该方法是利用微电网内多台多功能并网逆变器的协调控制，来完成微电网内谐波和无功电流的无互联线并联均分补偿控制，具体包括以下内容：

A、每台多功能并网逆变器只需检查其自身的输出电流和其电气上游端的电流，得到多功能并网逆变器电气下游的等效负荷电流；

B、检测出等效负荷电流中的谐波和无功电流分量，经Park变换，在dq坐标系下利用电压/电流空间矢量投影方法，检测出电气下游等效负荷电流中的基波电流有功分量在dq坐标系上的投影为i_pd、i_pq，以及无功分量在dq坐标系上的投影为i_qd、i_qq；为消除负序电流i_ndq对谐波电流检测带来的干扰，采用广义二阶积分器作为二次谐波的陷波器，得到谐波电流i_hdq的检测结果如式(1)表示：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{hd}}=i_d-i_{\mathrm{pd}}-i_{\mathrm{qd}}-i_{\mathrm{nd}}\\ i_{\mathrm{hq}}=i_q-i_{\mathrm{pq}}-i_{\mathrm{qq}}-i_{\mathrm{nq}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中i_hd为谐波电流的d轴分量，i_hq为谐波电流的q轴分量，i_d为等效负荷电流的d轴分量，i_q为等效负荷电流的q轴分量，i_nd为负序电流i_ndq的d轴分量，i_nq为负序电流i_ndq的q轴分量；

C、将检测出的谐波电流i_hdq和无功电流i_qdq之和i_tdq乘以下垂控制策略得到的补偿系数α共同构成电能质量补偿部分的参考值i_cdq，该参考值i_cdq与并网功率跟踪部分的指令电流i_gdq共同构成多功能并网逆变器的电流跟踪指令i_refdq；

D、为避免实际系统中由滤波电感摄动，以及饱和引起的滤波电感参数不准确给dq轴解耦控制带来的不利影响，并网逆变器输出电流控制在自然坐标系abc下完成，将多功能并网逆变器的电流跟踪指令i_refdq经反Park变换即得到自然坐标系下的指令电流i_refabc；为了保证高精度的电流跟踪，采用基波、3/5/7次谐波电流比例谐振控制；

多功能并网逆变器投入补偿电流分量的比例系数α，α在0到1之间；α根据与补偿电流有效值相关的下垂控制策略分段定义，如式(2)：

$\mathrm{\&alpha;}=\left\{\begin{array}{cc}1& I_c\&le;I_{c0}\\ 1-k(I_c-I_{c0})& I_c>I_{c0}\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，I_c0为设置的下垂特性转折点处的电流值，I_c为计算得到的谐波与无功补偿电流分量的有效值；k的定义如式(3)所示：

$k=\frac{1}{I_{c\max }-I_{c0}}---\left(3\right)$

其中I_cmax为分布式发电机补偿电流幅值的极限。