CN112838601A - 基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法及系统 - Google Patents

基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法及系统 Download PDF

Info

Publication number
CN112838601A
CN112838601A CN202110239142.3A CN202110239142A CN112838601A CN 112838601 A CN112838601 A CN 112838601A CN 202110239142 A CN202110239142 A CN 202110239142A CN 112838601 A CN112838601 A CN 112838601A
Authority
CN
China
Prior art keywords
axis
phase
frequency
signals
link
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202110239142.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112838601B (zh
Inventor
林磊
韦超
朱建行
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huazhong University of Science and Technology
Original Assignee
Huazhong University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huazhong University of Science and Technology filed Critical Huazhong University of Science and Technology
Priority to CN202110239142.3A priority Critical patent/CN112838601B/zh
Publication of CN112838601A publication Critical patent/CN112838601A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112838601B publication Critical patent/CN112838601B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/24—Arrangements for preventing or reducing oscillations of power in networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/36—Arrangements for transfer of electric power between ac networks via a high-tension dc link
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H02J3/381—Dispersed generators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02E60/60—Arrangements for transfer of electric power between AC networks or generators via a high voltage DC link [HVCD]

Abstract

本发明公开了一种基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法及系统，属于柔性直流输电领域。本发明通过在锁相环比例支路投入包含一阶低通滤波、一阶高通滤波和增益调节系数的复合滤波环节，结合一定的参数配置原则实现柔性直流输电系统高频振荡的抑制。相比较现有的基于端电压前馈低通滤波和基于端电压前馈低通滤波附加基频电流比例支路低通滤波的抑制方案，本方案能够解决现有抑制方案无法改善特定高频振荡工况下系统稳定性的问题。

Description

基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法及系统
技术领域
本发明属于柔性直流输电领域，更具体的，涉及一种基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法及系统。
背景技术
模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter，MMC)作为大容量柔性直流输电系统的重要组成装备，在大规模、远距离电能传输和异步联网工程中具广泛应用。随着柔性直流输电技术的蓬勃发展，电压等级和传输功率都有较快的提升，从±30kV/18MW的南汇直流工程到±350kV/1000MW的鲁西背靠背直流输电工程，再到±800kV/5000MW的乌东德多端混合直流工程，柔性直流输电在大电网中占据极其重要的地位，其安全稳定运行也成为关注的焦点。
由于电力电子设备的快速控制特性，使得MMC并网系统易发生多种振荡问题，包括低频振荡，次超同步振荡以及高频振荡。关于低频和次超同步振荡的报到已经较为普遍，且机理分析及相关抑制措施研究已经较为成熟，而高频振荡问题近年来才有相关报道，包括渝鄂直流输电系统引起的1800Hz高频振荡问题、鲁西背靠背直流输电工程“4.10”1270Hz高频振荡事件和海上风电经MMC送出系统发生的350Hz-800Hz高频振荡问题。MMC并网系统高频振荡问题不仅会降低系统稳定性，引发大范围事故，同时较大的电压电流应力会对电网中装备安全性带来巨大挑战。因此，深入探究MMC并网系统高频振荡的机理，并提出相应抑制措施将会是研究该问题的重点。
目前抑制柔性直流输电系统高频振荡的方法主要有两种，分别是基于端电压前馈低通滤波的抑制方案和基于端电压前馈低通滤波附加基频电流比例支路低通滤波的抑制方案，前一种抑制方案对系统高频段稳定特性的优化作用较为有限，后一种抑制方案在进行高频段稳定性大幅度优化的同时可能会引入低频段的系统不稳定问题，因此现有抑制方案仍无法改善柔性直流输电系统特定高频振荡工况下的系统稳定性问题。
综上所述，有必要提出一种柔性直流输电系统高频振荡抑制方案弥补现有抑制方案的不足。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法及系统，旨在不增加系统运行成本的条件下，弥补现有抑制方案仍无法改善特定高频振荡工况下系统稳定性的问题。
为实现上述目的，本发明一方面提供了一种基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法，包括以下步骤：
S1.通过采样获得柔性直流输电系统MMC装备交流侧输出电压
Figure BDA0002961485210000021
电流
Figure BDA0002961485210000022
波形数据；
S2.对采样获得的MMC装备交流侧输出电压
Figure BDA0002961485210000023
电流
Figure BDA0002961485210000024
波形数据进行FFT(FastFourier Transform，快速傅里叶变换算法)分析并判断是否包含高频成分，若否则跳转至步骤S6，若是则继续检测交流侧输出电压、电流波形数据所包含的高频成分的幅值和频率是否已经超过设备安全限定数值，若否则跳转至步骤S6，若是则判定系统已经出现高频振荡问题，记录系统高频振荡频率，标记为fz，继续执行步骤S3；
S3.于柔性直流输电系统控制部分的锁相环比例支路投入包含一阶低通滤波、一阶高通滤波和增益调节系数的复合滤波环节，其中滤波器截止频率和增益调节系数结合高频振荡频率fz进行设置，标记为f1、f2、kfilter，将步骤S1中采样获得的MMC装备交流侧输出电压
Figure BDA0002961485210000031
经过Park正坐标变换得到q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000032
q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000033
再经过锁相环输出角度θs，用于Park正坐标变换和Park反坐标变换，将柔性直流输电系统控制部分输出的上下桥臂调制信号
Figure BDA0002961485210000034
作用于MMC装备部分，执行步骤S4；
S4.重复步骤S1-S2，判定系统高频振荡是否继续存在，若否则跳转至步骤S6，若是则执行步骤S5；
S5.在预设参数范围内调节复合滤波环节增益调节系数kfilter、一阶低通滤波器截止频率f1和一阶高通滤波器截止频率f2，执行步骤S3；
S6.完成柔性直流输电系统高频振荡抑制。
优选地，对采样获得的MMC装备交流侧输出电压、电流波形数据进行FFT分析并判断是否包含高频成分。高频成分结合目前实际工程中的高频振荡工况，一般为300Hz及其以上频段。
优选地，本发明所提出的抑制方案为在此原始锁相环基础上于比例支路投入复合滤波环节且滤波器截止频率和增益调节系数结合高频振荡频率fz进行设置，标记为f1、f2、kfilter。复合滤波环节的传递函数Fn为：
Figure BDA0002961485210000035
其中，kfilter为增益调节系数，f1为一阶低通滤波器截止频率，f2为一阶高通滤波器截止频率，s代表复频域算子。且滤波器初始参数可按照如下原则选取：f1＝(fz+100)(Hz)、f2＝(fz-100)(Hz)、kfilter＝20，fz即为记录的系统高频振荡频率，之后可根据抑制效果反馈在一定范围内进行调整。
优选地，q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000036
经过锁相环输出角度θs具体过程可做如下概述：
q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000037
与参考值0做差值处理，再将差值分别经过PI环节比例支路和积分支路，并得到的两路信号相加；
将相加得到的信号再经过一纯积分环节得到输出角度θs。
优选地，对柔性直流输电系统控制部分的上下桥臂调制信号
Figure BDA0002961485210000041
的产生过程做如下说明：
S31.将采样获得的柔性直流输电系统MMC装备交流侧输出电压
Figure BDA0002961485210000042
电流
Figure BDA0002961485210000043
经过Park正坐标变换得到d轴、q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000044
d轴、q轴电流信号
Figure BDA0002961485210000045
其中Park正坐标变换使用了锁相环输出角度θs；
S32.分别将d轴、q轴电流信号
Figure BDA0002961485210000046
与电流信号参考值
Figure BDA0002961485210000047
做差值处理，再将差值经过PI环节比例环节得到d轴、q轴第一路控制信号，将差值经过PI环节积分环节得到d轴、q轴第二路控制信号；
S33.分别将d轴、q轴电流信号
Figure BDA0002961485210000048
乘以基本角频率ω0和MMC装备等效电感Leq的乘积，得到q轴、d轴第三路控制信号；
S34.分别将d轴、q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000049
作为第四路控制信号；
S35.将以上四路控制信号按照控制器符号进行累加，再经过系统等效延时环节e-sTd得到d轴、q轴内电势控制信号
Figure BDA00029614852100000410
S36.将得到的d轴、q轴内电势控制信号
Figure BDA00029614852100000411
再经过Park反坐标变换得到三相静止坐标系下的内电势控制信号
Figure BDA00029614852100000412
其中Park反坐标变换使用了锁相环输出角度θs；
S37.将三相静止坐标系下的内电势控制信号
Figure BDA00029614852100000413
经过桥臂调制信号生成模块得到MMC装备上下桥臂调制信号
Figure BDA00029614852100000414
进一步地，结合该锁相环控制结构下的输出角度θs用于控制系统Park正坐标变换和Park反坐标变换，并将控制系统输出桥臂调制信号作用于MMC装备。这里的Park正、反坐标变换是目前分析同步电动机运行最常用的一种坐标变换，由美国工程师派克(R.H.Park)在1929年提出。Park正坐标变换将a,b,c三相变量投影到旋转的直轴(d轴)，交轴(q轴)与垂直于dq平面的零轴(0轴)上去，即abc坐标系变换到dq坐标系，Park反坐标变换与其过程相反；
结合静止坐标系下的内电势控制信号
Figure BDA00029614852100000415
进一步得到MMC装备上下桥臂调制信号
Figure BDA0002961485210000051
满足计算式2)，其中，
Figure BDA0002961485210000052
为三相上桥臂调制信号，
Figure BDA0002961485210000053
为三相下桥臂调制信号，Udc为直流侧电压：
Figure BDA0002961485210000054
优选地，在预设参数范围内调节复合滤波环节增益调节系数kfilter、一阶低通滤波器截止频率f1和一阶高通滤波器截止频率f2。预设参数范围根据实际工况不同会有所区别，一般可按照如下原则进行调节：kfilter的调整范围为10～200、f1的调整范围为(f2)～(fz+400)(Hz)、f2的调整范围为(fz-250)～(f1)(Hz)，fz即为记录的系统高频振荡频率。
本发明一种基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法所用的系统，由以下几部分组成：
MMC装备模块，包含桥臂子模块SM1～SMn、桥臂电感L、桥臂电阻R、交流电压采样值
Figure BDA0002961485210000055
交流电流采样值
Figure BDA0002961485210000056
以及交流等效网络Znet、Uac，直流等效电源Udc；分为六个桥臂，其中单个桥臂由子模块SM1～SMn、桥臂电感L、桥臂电阻R串联构成，每相桥臂中性点与交流等效网络Znet、Uac连接，直流侧与直流等效电源Udc连接；
Park正坐标变换模块，用于结合锁相环控制结构下的输出角度θs进行交流电压采样值
Figure BDA0002961485210000057
交流电流采样值
Figure BDA0002961485210000058
的坐标变换，得到d轴、q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000059
d轴、q轴电流信号
Figure BDA00029614852100000510
锁相环控制器模块，用于在原始锁相环控制结构基础上于PI环节比例支路投入包含一阶低通滤波、一阶高通滤波和增益调节系数的复合滤波环节，得到用于Park正、反坐标变换的角度θs；
电压电流控制器模块，用于将d轴、q轴电流信号
Figure BDA00029614852100000511
与d轴、q轴电流参考信号
Figure BDA00029614852100000512
做差值处理，经过PI环节比例、积分环节得到第一、第二路控制信号，将d轴、q轴电流信号
Figure BDA0002961485210000061
乘以基本角频率ω0和MMC装备等效电感Leq的乘积，得到q轴、d轴第三路控制信号，将d轴、q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000062
作为第四路控制信号，综合以上四路控制信号，再经过系统等效延时环节e-sTd得到d轴、q轴内电势控制信号
Figure BDA0002961485210000063
Park反坐标变换模块，用于结合锁相环控制结构下的输出角度θs将d轴、q轴内电势控制信号
Figure BDA0002961485210000064
转换到三相静止坐标系下，得到
Figure BDA0002961485210000065
桥臂调制信号生成模块，用于将得到的三相静止坐标系下的内电势控制信号
Figure BDA0002961485210000066
进行变换，得到MMC装备上下桥臂调制信号
Figure BDA0002961485210000067
通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：
1)相比较现有常用的基于控制优化的高频振荡抑制方案：基于端电压前馈低通滤波的抑制方案和基于端电压前馈低通滤波附加基频电流比例支路低通滤波的抑制方案，前一种抑制方案对系统高频段稳定特性的优化作用较为有限，后一种抑制方案在进行高频段稳定性大幅度优化的同时可能会引入低频段的系统不稳定问题，本方案的优势在于可以弥补现有抑制方案仍无法改善柔性直流输电系统特定高频振荡工况下的系统稳定性问题；
2)相比较其他一些通过附加硬件滤波装置的抑制方案，本方案无需增加柔性直流输电装备建造成本。
附图说明
图1是本发明所提出的柔性直流输电系统高频振荡抑制方法的流程图；
图2是本发明所使用柔性直流输电系统的系统框图；
图3是MMC装备及其交直流网络侧等效结构图；
图4是原始锁相环控制器结构图；
图5是本发明所提出的基于锁相环比例支路复合滤波的锁相环控制器结构图；
图6是基频电流控制器结构图；
图7是现有高频振荡抑制方案结构图；
图8是柔性直流输电系统发生高频振荡工况下，对比投入现有高频振荡抑制方案和本发明所提出的高频振荡方案后的系统交流电流波形图，(a)为采用基于端电压前馈低通滤波抑制方案下的波形，(b)为采用基于端电压前馈低通滤波附加基频电流控制器比例支路低通滤波抑制方案下的波形，(c)为采用本发明所提出的抑制方案下的波形。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间不构成冲突就可以相互组合。
本发明提供了一种基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法，如图1所示，包括以下步骤：
S1.通过采样获得柔性直流输电系统MMC装备交流侧输出电压
Figure BDA0002961485210000071
电流
Figure BDA0002961485210000072
波形数据；
S2.对采样获得的MMC装备交流侧输出电压
Figure BDA0002961485210000073
电流波形
Figure BDA0002961485210000074
数据进行FFT分析并判断是否包含高频成分，若否则跳转至步骤S6，若是则继续检测交流侧输出电压、电流波形数据所包含的高频成分的幅值和频率是否已经超过设备安全限定数值，若否则跳转至步骤S6，若是则判定系统已经出现高频振荡问题，记录系统高频振荡频率，标记为fz，继续执行步骤S3；
S3.于柔性直流输电系统控制部分的锁相环比例支路投入包含一阶低通滤波、一阶高通滤波和增益调节系数的复合滤波环节，其中滤波器截止频率和增益调节系数结合高频振荡频率fz进行设置，标记为f1、f2、kfilter，将步骤S1中采样获得的MMC装备交流侧输出电压
Figure BDA0002961485210000081
经过Park正坐标变换得到q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000082
q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000083
再经过锁相环输出角度θs，用于Park正坐标变换和Park反坐标变换，将柔性直流输电系统控制部分输出的上下桥臂调制信号
Figure BDA0002961485210000084
作用于MMC装备部分，执行步骤S4；
S4.重复步骤S1-S2，判定系统高频振荡是否继续存在，若否则跳转至步骤S6，若是则执行步骤S5；
S5.在预设参数范围内调节复合滤波环节增益调节系数kfilter、一阶低通滤波器截止频率f1和一阶高通滤波器截止频率f2，执行步骤S3；
S6.完成柔性直流输电系统高频振荡抑制。
具体的，对MMC交流侧输出电压、电流进行FFT分析并检测高频成分，FFT特指快速傅里叶变换算法，且高频成分结合目前实际工程中的高频振荡工况，一般为300Hz及其以上频段。
具体的，本发明所提出的抑制方案为在此原始锁相环基础上于比例支路投入复合滤波环节且滤波器截止频率和增益调节系数结合高频振荡频率fz进行设置，标记为f1、f2、kfilter。复合滤波环节的传递函数Fn满足公式：
Figure BDA0002961485210000085
其中，kfilter为增益调节系数、f1为一阶低通滤波器截止频率，f2为一阶高通滤波器截止频率，s代表复频域算子。且滤波器初始参数可按照如下原则选取：f1＝(fz+100)(Hz)、f2＝(fz-100)(Hz)、kfilter＝20，fz即为记录的系统高频振荡频率。
具体的，对本发明提出的一种基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方案做如下说明：
q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000086
经过锁相环输出角度θs具体过程可做如下概述：
q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000087
与参考值0做差值处理，再将差值分别经过PI环节比例支路和积分支路，并得到的两路信号相加；
将相加得到的信号再经过一纯积分环节得到输出角度θs。
优选地，对柔性直流输电系统控制部分的上下桥臂调制信号
Figure BDA0002961485210000091
的产生过程做如下说明：
柔性直流输电系统控制部分的上下桥臂调制信号
Figure BDA0002961485210000092
的产生过程做如下概述：
S31.将采样获得的柔性直流输电系统MMC装备交流侧输出电压
Figure BDA0002961485210000093
电流
Figure BDA0002961485210000094
经过Park正坐标变换得到d轴、q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000095
d轴、q轴电流信号
Figure BDA0002961485210000096
其中Park正坐标变换使用了锁相环输出角度θs；
S32.分别将d轴、q轴电流信号
Figure BDA0002961485210000097
与电流信号参考值
Figure BDA0002961485210000098
做差值处理，再将差值经过PI环节比例环节得到d轴、q轴第一路控制信号，将差值经过PI环节积分环节得到d轴、q轴第二路控制信号；
S33.分别将d轴、q轴电流信号
Figure BDA0002961485210000099
乘以基本角频率ω0和MMC装备等效电感Leq的乘积，得到q轴、d轴第三路控制信号；
S34.分别将d轴、q轴电压信号
Figure BDA00029614852100000910
作为第四路控制信号；
S35.将以上四路控制信号按照控制器符号进行累加，再经过系统等效延时环节e-sTd得到d轴、q轴内电势控制信号
Figure BDA00029614852100000911
S36.将得到的d轴、q轴内电势控制信号
Figure BDA00029614852100000912
再经过Park反坐标变换得到三相静止坐标系下的内电势控制信号
Figure BDA00029614852100000913
其中Park反坐标变换使用了锁相环输出角度θs；
S37.将三相静止坐标系下的内电势控制信号
Figure BDA00029614852100000914
经过桥臂调制信号生成模块得到MMC装备上下桥臂调制信号
Figure BDA00029614852100000915
具体的，本发明中所提到的Park正、反坐标变换是目前分析同步电动机运行最常用的一种坐标变换，由美国工程师派克(R.H.Park)在1929年提出。Park正坐标变换将a,b,c三相变量投影到旋转的直轴(d轴)，交轴(q轴)与垂直于dq平面的零轴(0轴)上去，即abc坐标系变换到dq坐标系，Park反坐标变换与其相反，结合Park反坐标变换得到的三相内电势控制信号
Figure BDA0002961485210000101
进一步可得MMC装备桥臂调制信号，满足计算式2)，其中，
Figure BDA0002961485210000102
为三相上桥臂调制信号，
Figure BDA0002961485210000103
为三相下桥臂调制信号，Udc为直流侧电压：
Figure BDA0002961485210000104
具体的，复合滤波环节参数的调整范围一般可设定如下：kfilter的调整范围为10～200、f1的调整范围为(f2)～(fz+400)(Hz)、f2的调整范围为(fz-250)～(f1)(Hz)，fz即为记录的系统高频振荡频率。
具体的，本发明所提出的一种基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法所用的系统的结构框图如图2所示，由6部分组成，包括：
实际MMC装备模块，如图3所示，包含桥臂子模块SM1～SMn、桥臂电感L、桥臂电阻R、交流电压采样值
Figure BDA0002961485210000105
交流电流采样值
Figure BDA0002961485210000106
以及交流等效网络Znet、Uac，直流等效电源Udc；分为六个桥臂，其中单个桥臂由子模块SM1～SMn、桥臂电感L、桥臂电阻R串联构成，每相桥臂中性点与交流等效网络Znet、Uac连接，直流侧与直流等效电源Udc连接；
Park正坐标变换模块，用于结合锁相环控制结构下的输出角度θs进行交流电压采样值
Figure BDA0002961485210000107
交流电流采样值
Figure BDA0002961485210000108
的坐标变换，得到d轴、q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000109
d轴、q轴电流信号
Figure BDA00029614852100001010
锁相环控制器模块，如图4、5所示，图四为原始锁相环结构，图5为在原始锁相环控制结构基础上于PI环节比例支路投入包含一阶低通滤波、一阶高通滤波和增益调节系数的复合滤波环节，得到用于Park正、反坐标变换的角度θs；
电压电流控制器模块，以基频电流控制器为例进行说明，如图6所示，将d轴、q轴电流信号
Figure BDA00029614852100001011
与d轴、q轴电流参考信号
Figure BDA00029614852100001012
做差值处理，经过PI环节比例、积分环节得到第一、第二路控制信号，将d轴、q轴电流信号
Figure BDA0002961485210000111
乘以基本角频率ω0和MMC装备等效电感Leq的乘积，得到q轴、d轴第三路控制信号，将d轴、q轴电压信号
Figure BDA0002961485210000112
作为第四路控制信号，综合以上四路控制信号，再经过系统等效延时环节e-sTd得到d轴、q轴内电势控制信号
Figure BDA0002961485210000113
Park反坐标变换模块，结合锁相环控制结构下的输出角度θs将d轴、q轴内电势控制信号
Figure BDA0002961485210000114
转换到三相静止坐标系下，得到
Figure BDA0002961485210000115
桥臂调制信号生成模块，将得到的三相静止坐标系下的内电势控制信号
Figure BDA0002961485210000116
进行变换，得到MMC装备上下桥臂调制信号
Figure BDA0002961485210000117
本发明通过在锁相环比例支路上附加包含一阶低通滤波、一阶高通滤波及增益调节系数的复合滤波环节，对柔性直流输电系统高频振荡进行抑制，相比较现有常用的两种软件抑制方案：基于端电压前馈低通滤波的抑制方案和基于端电压前馈低通滤波附加基频电流比例支路低通滤波的抑制方案，本方案的优势在于可以弥补现有抑制方案仍无法改善柔性直流输电系统特定高频振荡工况下的系统稳定性问题。
最后，结合MATLAB/Simulink仿真对本发明所提出的一种基于锁相环比例支路复合滤波的柔性直流输电系统高频振荡抑制方案效果进行验证。
图7为现有常用的两种软件抑制方案结构图：基于端电压前馈低通滤波的抑制方案和基于端电压前馈低通滤波附加基频电流比例支路低通滤波的抑制方案的结构图，分别在端电压前馈环节增设级联的一阶低通滤波器Filter_u和基频电流控制器比例支路增设级联的一阶低通滤波器Filter_i，需要指出的是一阶低通滤波器的截止频率和级联阶数可根据实际工况进行调整，本发明对比实例中设定Filter_u的截止频率、级联阶数分别为150Hz、3级，Filter_i的截止频率、级联阶数分别为150Hz、2级，且结合理论分析已经明确本工况下改变Filter_u和Filter_i的截止频率、级联阶数，系统稳定性改善结果无本质变化。
图8为柔性直流输电系统在某一高频振荡工况下投入现有抑制方案和本发明所提出的抑制方案后的交流电流波形。(a)为t＝2.0s投入系统等效延时环节后产生高频振荡，检测得到交流电流波形中高频振荡频率为611Hz，于t＝2.4s投入Filter_u，系统高频振荡并没有得到抑制，交流电流振荡频率为371Hz；(b)为系统相同高频振荡工况下投入Filter_u和Filter_i后的结果，系统稳定性并没有得到根本改善，引入了较低频段的振荡问题；(c)为在锁相环比例支路投入复合滤波环节后的交流电流波形，系统高频振荡得到迅速抑制，且没有引入其余不稳定问题，通过参数调节对复合滤波环节参数设定如下：kfilter＝30、f1＝600(Hz)、f2＝400(Hz)。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1.通过采样获得柔性直流输电系统MMC装备交流侧输出电压
Figure FDA0002961485200000011
电流
Figure FDA0002961485200000012
波形数据；
S2.对采样获得的MMC装备交流侧输出电压
Figure FDA0002961485200000013
电流
Figure FDA0002961485200000014
波形数据进行FFT分析并判断是否包含高频成分，若否则跳转至步骤S6，若是则继续检测交流侧输出电压、电流波形数据所包含的高频成分的幅值和频率是否已经超过设备安全限定数值，若否则跳转至步骤S6，若是则判定系统已经出现高频振荡问题，记录系统高频振荡频率，标记为fz，继续执行步骤S3；
S3.于柔性直流输电系统控制部分的锁相环比例支路投入包含一阶低通滤波、一阶高通滤波和增益调节系数的复合滤波环节，其中滤波器截止频率和增益调节系数结合高频振荡频率fz进行设置，标记为f1、f2、kfilter，将步骤S1中采样获得的MMC装备交流侧输出电压
Figure FDA0002961485200000015
经过Park正坐标变换得到q轴电压信号
Figure FDA0002961485200000016
q轴电压信号
Figure FDA0002961485200000017
再经过锁相环输出角度θs，用于Park正坐标变换和Park反坐标变换，输出的上下桥臂调制信号
Figure FDA0002961485200000018
Figure FDA0002961485200000019
作用于MMC装备部分，执行步骤S4；
S4.重复步骤S1-S2，判定系统高频振荡是否继续存在，若否则跳转至步骤S6，若是则执行步骤S5；
S5.在预设参数范围内调节复合滤波环节增益调节系数kfilter、一阶低通滤波器截止频率f1和一阶高通滤波器截止频率f2，执行步骤S3；
S6.完成柔性直流输电系统高频振荡抑制。
2.根据权利要求1所述的基于锁相环比例支路复合滤波的柔直输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，锁相环比例支路投入包含一阶低通滤波、一阶高通滤波和增益调节系数的复合滤波环节，复合滤波环节的传递函数Fn为：
Figure FDA0002961485200000021
其中，kfilter为增益调节系数，f1为一阶低通滤波器截止频率，f2为一阶高通滤波器截止频率，s代表复频域算子。
3.根据权利要求1所述的基于锁相环比例支路复合滤波的柔直输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，q轴电压信号
Figure FDA0002961485200000022
经过锁相环输出角度θs具体包括：
q轴电压信号
Figure FDA0002961485200000023
与参考值0做差值处理，再将差值分别经过PI环节比例支路和积分支路，并得到的两路信号相加；
将相加得到的信号再经过一纯积分环节得到输出角度θs。
4.根据权利要求1所述的基于锁相环比例支路复合滤波的柔性直流输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，上下桥臂调制信号
Figure FDA0002961485200000024
的输出过程具体包括：
S31.将采样获得的柔性直流输电系统MMC装备交流侧输出电压
Figure FDA0002961485200000025
电流
Figure FDA0002961485200000026
分别经过Park正坐标变换得到d轴、q轴电压信号
Figure FDA0002961485200000027
d轴、q轴电流信号
Figure FDA0002961485200000028
S32.分别将d轴、q轴电流信号
Figure FDA0002961485200000029
与电流信号参考值
Figure FDA00029614852000000210
做差值处理，再将差值经过PI环节比例环节得到d轴、q轴第一路控制信号，将差值经过PI环节积分环节得到d轴、q轴第二路控制信号；
S33.分别将d轴、q轴电流信号
Figure FDA00029614852000000211
乘以角频率ω0和MMC装备等效电感Leq的乘积，得到q轴、d轴第三路控制信号；
S34.分别将d轴、q轴电压信号
Figure FDA00029614852000000212
作为第四路控制信号；
S35.将以上四路控制信号按照控制器符号进行累加，再经过系统等效延时环节e-sTd得到d轴、q轴内电势控制信号
Figure FDA00029614852000000213
S36.将得到的d轴、q轴内电势控制信号
Figure FDA00029614852000000214
再经过Park反坐标变换得到三相静止坐标系下的内电势控制信号
Figure FDA0002961485200000031
S37.将三相静止坐标系下的内电势控制信号
Figure FDA0002961485200000032
经过桥臂调制信号生成模块得到MMC装备上下桥臂调制信号
Figure FDA0002961485200000033
5.根据权利要求4所述的基于锁相环比例支路复合滤波的柔直输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，结合静止坐标系下的内电势控制信号
Figure FDA0002961485200000034
Figure FDA0002961485200000035
进一步得到MMC装备上下桥臂调制信号
Figure FDA0002961485200000036
满足如下计算式：
Figure FDA0002961485200000037
其中，
Figure FDA0002961485200000038
为三相上桥臂调制信号，
Figure FDA0002961485200000039
为三相下桥臂调制信号，Udc为直流侧电压。
6.一种基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制系统，其特征在于，包括：
MMC装备模块，包含桥臂子模块SM1～SMn、桥臂电感L、桥臂电阻R以及交流等效网络Znet、Uac，直流等效电源Udc；分为六个桥臂，其中单个桥臂由子模块SM1～SMn、桥臂电感L、桥臂电阻R串联构成，每相桥臂中性点与交流等效网络Znet、Uac连接，直流侧与直流等效电源Udc连接；
Park正坐标变换模块，用于结合锁相环输出角度θs进行交流电压采样值
Figure FDA00029614852000000310
交流电流采样值
Figure FDA00029614852000000311
的坐标变换，得到d轴、q轴电压信号
Figure FDA00029614852000000312
d轴、q轴电流信号
Figure FDA00029614852000000313
锁相环控制器模块，用于在原始锁相环控制结构基础上于PI环节比例支路投入包含一阶低通滤波、一阶高通滤波和增益调节系数的复合滤波环节，得到用于Park正、反坐标变换的锁相环输出角度θs；
电压电流控制器模块，用于将d轴、q轴电流信号
Figure FDA00029614852000000314
与d轴、q轴电流参考信号
Figure FDA00029614852000000315
做差值处理，经过PI环节比例、积分环节得到第一、第二路控制信号，将d轴、q轴电流信号
Figure FDA0002961485200000041
乘以角频率ω0和MMC装备等效电感Leq的乘积，得到q轴、d轴第三路控制信号，将d轴、q轴电压信号
Figure FDA0002961485200000042
作为第四路控制信号，综合以上四路控制信号，再经过系统等效延时环节e-sTd得到d轴、q轴内电势控制信号
Figure FDA0002961485200000043
Park反坐标变换模块，用于结合锁相环输出角度θs将d轴、q轴内电势控制信号
Figure FDA0002961485200000044
转换到三相静止坐标系下，得到
Figure FDA0002961485200000045
桥臂调制信号生成模块，用于将得到的三相静止坐标系下的内电势控制信号
Figure FDA0002961485200000046
进行变换，得到MMC装备上下桥臂调制信号
Figure FDA0002961485200000047
7.根据权利要求6所述的基于锁相环比例支路复合滤波的柔直输电系统高频振荡抑制系统，其特征在于，锁相环比例支路投入包含一阶低通滤波、一阶高通滤波和增益调节系数的复合滤波环节，复合滤波环节的传递函数Fn为：
Figure FDA0002961485200000048
其中，kfilter为增益调节系数，f1为一阶低通滤波器截止频率，f2为一阶高通滤波器截止频率，s代表复频域算子。
8.根据权利要求6所述的基于锁相环比例支路复合滤波的柔直输电系统高频振荡抑制系统，其特征在于，MMC装备上下桥臂调制信号
Figure FDA0002961485200000049
Figure FDA00029614852000000410
满足如下计算式：
Figure FDA00029614852000000411
其中，
Figure FDA00029614852000000412
为三相上桥臂调制信号，
Figure FDA00029614852000000413
为三相下桥臂调制信号，Udc为直流侧电压。
CN202110239142.3A 2021-03-04 2021-03-04 基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法及系统 Active CN112838601B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110239142.3A CN112838601B (zh) 2021-03-04 2021-03-04 基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法及系统

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110239142.3A CN112838601B (zh) 2021-03-04 2021-03-04 基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法及系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112838601A true CN112838601A (zh) 2021-05-25
CN112838601B CN112838601B (zh) 2022-10-14

Family

ID=75934512

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110239142.3A Active CN112838601B (zh) 2021-03-04 2021-03-04 基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法及系统

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112838601B (zh)

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107579529A (zh) * 2017-09-22 2018-01-12 中国南方电网有限责任公司 一种基于并网变换器锁相环优化的同步机次同步抑制方法
CN109217371A (zh) * 2018-10-31 2019-01-15 国网山西省电力公司电力科学研究院 考虑锁相环影响的电压源型变流器并网系统稳定性分析方法、装置及系统
CN109698509A (zh) * 2019-01-19 2019-04-30 中国矿业大学 一种用于逆变器的锁相环改进方法及其检验方法
CN111313438A (zh) * 2020-03-31 2020-06-19 中国南方电网有限责任公司 一种柔性直流输电系统高频振荡抑制方法及其系统
CN111668856A (zh) * 2020-03-31 2020-09-15 中国南方电网有限责任公司 基于电流控制的柔性直流输电系统高频振荡抑制方法及系统
CN111884252A (zh) * 2020-07-27 2020-11-03 天津大学 一种基于阻抗重塑的新能源发电系统并网逆变器控制方法
CN112436537A (zh) * 2020-11-11 2021-03-02 许继电气股份有限公司 一种海上风电场经柔性直流送出系统宽频振荡抑制方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107579529A (zh) * 2017-09-22 2018-01-12 中国南方电网有限责任公司 一种基于并网变换器锁相环优化的同步机次同步抑制方法
CN109217371A (zh) * 2018-10-31 2019-01-15 国网山西省电力公司电力科学研究院 考虑锁相环影响的电压源型变流器并网系统稳定性分析方法、装置及系统
CN109698509A (zh) * 2019-01-19 2019-04-30 中国矿业大学 一种用于逆变器的锁相环改进方法及其检验方法
CN111313438A (zh) * 2020-03-31 2020-06-19 中国南方电网有限责任公司 一种柔性直流输电系统高频振荡抑制方法及其系统
CN111668856A (zh) * 2020-03-31 2020-09-15 中国南方电网有限责任公司 基于电流控制的柔性直流输电系统高频振荡抑制方法及系统
CN111884252A (zh) * 2020-07-27 2020-11-03 天津大学 一种基于阻抗重塑的新能源发电系统并网逆变器控制方法
CN112436537A (zh) * 2020-11-11 2021-03-02 许继电气股份有限公司 一种海上风电场经柔性直流送出系统宽频振荡抑制方法

Non-Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
DONGYE DU: "Optimal Design for Low-Pass Filter to Suppress High Frequency Resonance of Modular Multilevel Converter", 《2020 10TH INTERNATIONAL CONFERENCE ON POWER AND ENERGY SYSTEMS (ICPES)》 *
JIANHANG ZHU: "high frequency oscollation mechanism analysis and supperssion method of VSC-HVDC", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 *
JIANHANG ZHU: "Modeling and Analysis of MMC in AC Current Control Timescale Considering PLL Dynamics", 《2019 IEEE POWER & ENERGY SOCIETY GENERAL MEETING (PESGM)》 *
郭贤珊等: "柔性直流输电系统高频振荡特性分析及抑制策略研究", 《中国电机工程学报》 *
黄方能: "基于谐波状态空间模型的MMC系统高频振荡分析", 《电网技术》 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN112838601B (zh) 2022-10-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111313438B (zh) 一种柔性直流输电系统高频振荡抑制方法及其系统
WO2021233190A1 (zh) 基于双分裂变压器的多逆变器系统双模式组合控制方法
CN108429281B (zh) 一种lcl型并网逆变器并联虚拟阻抗控制方法
CN106849135B (zh) 微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法
CN108847669B (zh) 基于多同步旋转坐标系的多功能并网逆变器谐波治理方法
CN108599165B (zh) 基于复合控制策略的三电平有源滤波器、其应用系统及方法
CN107895966B (zh) 弱电网下基于阻抗自适应的电压前馈滞后补偿控制方法
CN111371337B (zh) 二极管箝位型三电平逆变器的中性点电位平衡控制方法
CN112532096B (zh) 一种适应弱电网的lcl型逆变器并网装置及方法
WO2021169666A1 (zh) 一种差异化相位校正的谐振控制方法
CN113839388B (zh) 一种基于混合负载的有源电力滤波器电流双环控制方法
CN106786738A (zh) 基于svpwm和模糊pi的z源逆变器并网控制方法
CN112600234B (zh) 一种改善柔性直流换流器等效阻抗的控制方法和装置
CN111030139A (zh) 基于虚拟同步发电机的串补电网谐振抑制方法
CN108306332A (zh) 一种lcl型并网逆变系统及电流跟踪控制方法
CN112600235A (zh) 一种柔性直流换流器等效阻抗的优化控制方法和装置
CN110429603A (zh) 六开关七电平有源电力滤波器及补偿方法
CN107565564A (zh) 基于快速重复控制的有源电力滤波器及其快速复合控制方法
CN116961116A (zh) 基于自适应q轴电压反馈的构网逆变器暂态稳定提升方法
Wang et al. Robustness evaluation for harmonic suppression of LCL-type converter based on converter-side current feedback strategy under weak and distorted grid
CN112838601B (zh) 基于锁相优化的柔直输电系统高频振荡抑制方法及系统
CN107221931A (zh) 基于有源电力滤波器的z源逆变器并网控制方法
CN110277798A (zh) 一种基于lcl型光伏逆变器的pir优化控制方法
CN114123206A (zh) 面向电动汽车充电站的谐波治理方法
CN114865680A (zh) 一种模块化多电平换流器的特定谐振频率抑制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant