CN114123206A - 面向电动汽车充电站的谐波治理方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种面向电动汽车充电站的谐波治理方法，包括如下步骤：采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的电流谐波模块进行设计；采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的指令电流跟踪模块进行设计；结合电流谐波模块以及指令电流跟踪模块对所述APF进行改进；使用改进后电动汽车充电站四桥臂APF对电动汽车充电站的谐波进行治理。所述方法能够有效的抑制充电站谐波污染问题，提供充电的稳定性。

Description

面向电动汽车充电站的谐波治理方法
技术领域
本发明涉及电动汽车充电站技术领域，尤其涉及一种面向电动汽车充电站的谐波治理方法。
背景技术
电动汽车的规模化普及和发展，给传统电网带来了诸多挑战。电动汽车充电设施中存在大量电力电子换流器及非线性负载，对配电网谐波产生了不可忽视的影响，同时电动汽车充电过程中也可以支撑电网电压频率。因此，随着电动汽车以及充电设施数据互联互通性的逐步完善，采用实测数据挖掘电动汽车充电过程的电能质量特性规律，并对电动汽车充电站的电能质量进行合理评估，对于车网友好发展具有重要的意义。
目前有关充电站电能质量的分析大多基于仿真模型，缺失实测数据来有效验证充电谐波对电网的冲击，随着电动汽车以及充电设施数据互联互通性质的逐步完善，有必要采用实测数据进行影响分析。另外，现有单一的桩级谐波抑制有时无法满足要求，且现阶段的配电网系统参数复杂，单一的桩级谐波抑制器的特性受其阻抗的影响可能在消除特定次谐波的同时，也会对某些频次谐波产生放大作用，甚至出现谐振现象，为系统带来危害。因此，针对电动汽车聚集性较高的充电站需要借助站级的谐波治理措施。站级谐波治理为被动治理的一种，是在谐波产生之后再对其进行补偿，从而达到减小谐波含量的效果。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是如何提供一种能够有效的抑制充电站谐波污染问题的面向电动汽车充电站的谐波治理方法。
为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：一种面向电动汽车充电站的谐波治理方法，其特征在于包括如下步骤：
采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的电流谐波模块进行设计；
采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的指令电流跟踪模块进行设计；
结合电流谐波模块以及指令电流跟踪模块对所述APF进行改进；
使用改进后电动汽车充电站四桥臂APF对电动汽车充电站的谐波进行治理。
进一步的技术方案在于：所述采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的电流谐波模块进行设计的步骤中：
三相负载电流向量ilabc ilabc经过Clark-Park变换后映射为三相同步电流在旋转坐标系下的三相负载电流向量ildq，经过低通滤波器LPF后得到ildq的基波正序电流分量，再经过反变换Cdq-abc可得基波正序电流的abc轴分量ifabc；在abc轴下轴下将三相负载的电流与基波正序上的电流分量作差便可得到三相谐波电流的检测值：
ihabc＝ilabc-ifabc
正序SAI(nω)的传递函数
Figure BDA0003376743190000021
可以表示为：
Figure BDA0003376743190000022
当ω＝±100πrad/s即频率f＝50Hz时，SAI具有频选特性，在ω＝±100π处出现谐振峰值，而在其他频率处出现衰减，因此需要分别构造正负序SAI(ω)对基波正序电压
Figure BDA0003376743190000023
进行提取；
进一步，锁相环中电压相角的正余弦值可以由分离后的基波正序电压
Figure BDA0003376743190000024
得到：
Figure BDA0003376743190000025
进一步的技术方案在于：所述采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的指令电流跟踪模块进行设计的步骤中：
电流环简化结构在αβγ坐标系下建模，以α轴为例，Gc(s)为控制器等效传递函数，Gd(s)为采样环节与信号调制环节两个环节共同作用下的等效传递函数，可等效为一个延迟环节；L′,R′分别为APF并网侧的输出阻抗，此环节为变流器等效环节；Gc(s)和Gd(s)的传递函数分别如下：
Figure BDA0003376743190000031
Figure BDA0003376743190000032
Gc(s)中，kr表示谐振系数；ω0表示谐振频率；ωc表示谐振峰带宽；Gd(s)中，Td为系统等效延迟时间系数，一般取为开关时间Ts的1.5倍；
为了对不同频次的谐波进行同步跟踪补偿，采用多个指定频次的比例谐振控制器并联的形式，并引入一个比例环节对直流量进行跟踪，变换后的准PR控制器传递函数如下式所示：
Figure BDA0003376743190000033
进一步的技术方案在于：所述电动汽车充电站四桥臂APF中：
uabc为电网二次侧三相电压向量，icabcn为APF输出的补偿电流向量；假设APF输出侧三相支路对称，等效阻抗和滤波电感相等，区别于充电桩模型输入阻抗，分别以R′,L′表示；直流侧稳压电容及其端电压分别用C,udc表示；u′abcn为变流器输出电压向量；
基尔霍夫定律下的主电路电压方程和中性点电流关系可以分别表示为：
Figure BDA0003376743190000034
icn＝-(ica+icb+icc) (2)
当中性线经电抗器连接时，能够有效抑制中线上高次谐波电流的产生；选用中性线经电抗器连接的方式，其中阻感值与主电路取值相同，则有Zn＝R+jωL，式(1)可以转化为式(3)形式：
Figure BDA0003376743190000041
又因为u′abcn与桥臂功率管的通断有关，引入开关函数Sx，因此变流器输出电压可以表示为式(5)所示：
Figure BDA0003376743190000042
u′abcn＝(Sabc-Sn)udc (5)
联立式(5)与式(2)，可得主电路电压关系详细表达式：
Figure BDA0003376743190000043
通过观察(6)可知，uabc之间存在耦合现象，为简化控制器设计，借助abc-αβγ坐标转换来实现；abc-αβγ坐标变换即Clark变换，用Cabc-αβγ表示：
Figure BDA0003376743190000044
经Clark变换后的三相电流电压关系有：
Figure BDA0003376743190000045
Figure BDA0003376743190000046
其中，uα,uβ,uγ和icα,icβ,icγ分别为二次侧三相电压向量uabc及主电路补偿电流icabc的α、β、γ轴分量，Sα,Sβ,Sγ为开关函数在α、β、γ轴的映射分量，并且有
Figure BDA0003376743190000047
采用上述技术方案所产生的有益效果在于：本申请所述方法为了抑制充电站谐波污染问题，建立了电动汽车充电站四桥臂有源滤波器模型，并对其控制系统的检测部分和补偿部分进行了设计改进。针对检测部分法人电流谐波检测模块采用了基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法，针对补偿部分的指令电流跟踪模块采用了基于比例谐振控制器的指令电流跟踪方法，提高了电动汽车充电站有源滤波器的检测与跟踪效率。通过仿真实验验证并运用实测数据所设计四桥臂有源滤波器对谐波治理的改善效果，表明了所提方案的有效性和可行性。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
图1是本发明所述方法中两电平四桥臂APF主电路拓扑图；
图2是本发明传统谐波电流检测方法原理图；
图3是本发明实施例所述方法中正序SAI(nω)结构框图；
图4a-4b是本发明实施例所述方法中正负序SAI(ω)波特图；
图5是本发明实施例所述方法中同步信号提取环节流程图；
图6是本发明实施例所述方法中α轴电流环简化结构图；
图7是本发明实施例所述方法中α轴电流环详细结构图；
图8是本发明实施例所述方法的主流程图；
图9是电动汽车充电站并联型有源滤波器架构图；
图10是电动汽车充电站APF仿真模型结构框图；
图11a是变压器二次侧电流波形图；
图11b是变压器二次侧电流FFT谐波分析图；
图12是A站APF补偿电流波形图；
图13a是图12补偿后电流波形图；
图13b补偿后电流FFT谐波分析图。
具体实施方式
下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
如图8和图9所示，本发明实施例公开了一种面向电动汽车充电站的谐波治理方法，包括如下步骤：
采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的电流谐波模块进行设计；
采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的指令电流跟踪模块进行设计；
结合电流谐波模块以及指令电流跟踪模块对所述APF进行改进；
使用改进后电动汽车充电站四桥臂APF对电动汽车充电站的谐波进行治理。
充电站用以补偿谐波电流应用最广泛的装置是并联型APF。从原理上看，并联型APF的电流谐波补偿装置的功能由指令电流运算电路与补偿谐波电流发生电路共同设计和实现。指令电流对线路电流实现实时监控跟踪，通过分离负载电流的基波与谐波分量实现谐波电流的提取，最后产生与负载谐波电流等幅、反极性的补偿电流，实现原系统的谐波补偿与无功优化。
为了补偿中性线电流，采用四桥臂有源滤波器，所述方法选取实际应用中大多采用的两电平四桥臂APF进行说明，其主电路拓扑结构如图1所示，开关管选用全控器件IGBT。
其中，uabc为电网二次侧三相电压向量，icabcn为APF输出的补偿电流向量；假设APF输出侧三相支路对称，等效阻抗和滤波电感相等，区别于充电桩模型输入阻抗，分别以R′,L′表示；直流侧稳压电容及其端电压分别用C,udc表示；u′abcn为变流器输出电压向量；一般仿真情况下，非线性负载多为由三相不控整流器构造的不平衡负载，本申请具体为不控整流型充电桩并联构成的充电站。
基尔霍夫定律下的主电路电压方程和中性点电流关系可以分别表示为：
Figure BDA0003376743190000071
icn＝-(ica+icb+icc) (2)
当中性线经电抗器连接时，能够有效抑制中线上高次谐波电流的产生。因此本申请选用中性线经电抗器连接的方式，其中阻感值与主电路取值相同，则有Zn＝R+jωL，式(1)可以转化为式(3)形式：
Figure BDA0003376743190000072
又因为u′abcn与桥臂功率管的通断有关，引入开关函数Sx，因此变流器输出电压可以表示为式(5)所示：
Figure BDA0003376743190000073
u′abcn＝(Sabc-Sn)udc (5)
联立式(5)与式(2)，可得主电路电压关系详细表达式：
Figure BDA0003376743190000074
通过观察(6)可知，uabc之间存在耦合现象，为简化控制器设计，借助abc-αβγ坐标转换来实现。abc-αβγ坐标变换即Clark变换，用Cabc-αβγ表示：
Figure BDA0003376743190000081
经Clark变换后的三相电流电压关系有：
Figure BDA0003376743190000082
Figure BDA0003376743190000083
其中，uα,uβ,uγ和icα,icβ,icγ分别为二次侧三相电压向量uabc及主电路补偿电流icabc的α、β、γ轴分量，Sα,Sβ,Sγ为开关函数在α、β、γ轴的映射分量，并且有
Figure BDA0003376743190000084
进一步的，基于SAI-PLL的谐波电流检测方法建立过程表示如下：
传统谐波电流检测方法原理图如图2所示，其中的Clark-Park变换依赖于锁相环(Phase Locked Loop,PLL)对于电网基波正序电压向量的相位提取。PLL中以同步坐标系锁相环SRF-PLL(Synchronous Reference Frame-PLL)的应用最广泛，它在电网电压三相对称的情况下，虽然能够准确提取基波正序电压的信号，但当三相电压不对称时，由于基波负序分量的变化而影响，将会导致锁相失准，谐波电流检测的准确度大幅度地下降。
图2中，三相负载电流向量ilabc ilabc经过Clark-Park变换后映射为三相同步电流在旋转坐标系下的三相负载电流向量ildq，经过低通滤波器(Low-pass Filter,LPF)后得到ildq的基波正序电流分量，再经过反变换Cdq-abc可得基波正序电流的abc轴分量ifabc。在abc轴下轴下将三相负载的电流与基波正序上的电流分量作差便可得到三相谐波电流的检测值：
ihabc＝ilabc-ifabc (10)
为进一步提高锁相环对电网复杂情况的适应能力，本申请主要探讨研究一种基于正弦幅值积分器锁相环(Sinusoidal Amplitude Integrator-PLL,SAI-PLL)同步坐标正负序分离的设计方法。
正序SAI(nω)的传递函数
Figure BDA0003376743190000091
可以表示为：
Figure BDA0003376743190000092
其传递函数可由图3实现：
当ω＝±100πrad/s即频率f＝50Hz时，绘制基波正负序SAI的波特图如图4所示。由图4a-4b可知，SAI具有频选特性，在ω＝±100π处出现谐振峰值，而在其他频率处出现衰减，因此需要分别构造正负序SAI(ω)对基波正序电压
Figure BDA0003376743190000093
进行提取，提取环节框图如图5所示。
进一步，锁相环中电压相角的正余弦值可以由分离后的基波正序电压
Figure BDA0003376743190000094
得到：
Figure BDA0003376743190000095
进一步的，基于准PR控制器的指令电流跟踪方法建立过程表示如下：
传统电流跟踪控制常采用滞环电流控制、PI控制策略，其存在跟踪误差大，无法准确跟踪多频次谐波，动态响应时间长等不足。
电流跟踪控制的目的是控制补偿电流实际值实时跟踪补偿电流参考值，其跟踪准确性对APF补偿能力其决定性作用。本申请电流环简化结构在αβγ坐标系下建模，以α轴为例，其结构如图6所示。
其中，Gc(s)为控制器等效传递函数，为了对指令电流进行等效无静差跟踪，本申请选用比例谐振(Proportional Resonant,PR)控制器。Gd(s)为采样环节与信号调制环节两个环节共同作用下的等效传递函数，可等效为一个延迟环节。L′,R′分别为APF并网侧的输出阻抗，此环节为变流器等效环节。Gc(s)和Gd(s)的传递函数分别如下：
Figure BDA0003376743190000101
Figure BDA0003376743190000102
Gc(s)中，kr表示谐振系数；ω0表示谐振频率；ωc表示谐振峰带宽。Gd(s)中，Td为系统等效延迟时间系数，一般取为开关时间Ts的1.5倍。
为了对不同频次的谐波进行同步跟踪补偿，采用多个指定频次的比例谐振控制器并联的形式，并引入一个比例环节对直流量进行跟踪，变换后的准PR控制器传递函数如式(15)所示，进一步可得电流环详细控制结构如图7所示。
Figure BDA0003376743190000103
使用MATLAB中的Simulink模块搭建了如图2所示的电动汽车充电站四桥臂APF拓扑，其中PR控制器相关参数参考文献，值得注意的是，实测站点变压器接线为星型，因而实际标称相电压为231V而非220V。
表1四桥臂APF仿真模型主要参数
Figure BDA0003376743190000104
图10是电动汽车充电站APF仿真模型结构框图,将充电站现场采集到的实际谐波电流作为APF检测端输入数据，选取时长为0.25s，验证本章所设计的APF对谐波的抑制效果。当充电站正常工作时，变压器二次侧电流波形及其FFT分析如图11a-11b所示，可以观察到充电站电流波形畸变严重，其中5,7,11,13,17次谐波较大，电流总谐波畸变率THDi＝11.5％。
采用本申请提出的APF结构对充电站谐波进行整理，其中PR控制器采用7级并联的形式，选取较为严重的谐振频次分别为3、5、7、11、13、17次的谐波进行跟踪补偿。投入APF后，补偿电流的波形如图12所示，A站投入的变压器二次侧电流波形及其FFT频谱分析结果如图13a-13b所示。可以观察到补偿后的THDi＝6.40％，电流波形得到明显改善。

Claims (4)

1.一种面向电动汽车充电站的谐波治理方法，其特征在于包括如下步骤：
采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的电流谐波模块进行设计；
采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的指令电流跟踪模块进行设计；
结合电流谐波模块以及指令电流跟踪模块对所述APF进行改进；
使用改进后电动汽车充电站四桥臂APF对电动汽车充电站的谐波进行治理。
2.如权利要求1所述的面向电动汽车充电站的谐波治理方法，其特征在于：所述采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的电流谐波模块进行设计的步骤中：
三相负载电流向量ilabc ilabc经过Clark-Park变换后映射为三相同步电流在旋转坐标系下的三相负载电流向量ildq，经过低通滤波器LPF后得到ildq的基波正序电流分量，再经过反变换Cdq-abc可得基波正序电流的abc轴分量ifabc；在abc轴下轴下将三相负载的电流与基波正序上的电流分量作差便可得到三相谐波电流的检测值：
ihabc＝ilabc-ifabc
正序SAI(nω)的传递函数
Figure FDA0003376743180000011
可以表示为：
Figure FDA0003376743180000012
当ω＝±100πrad/s即频率f＝50Hz时，SAI具有频选特性，在ω＝±100π处出现谐振峰值，而在其他频率处出现衰减，因此需要分别构造正负序SAI(ω)对基波正序电压
Figure FDA0003376743180000013
进行提取；
进一步，锁相环中电压相角的正余弦值可以由分离后的基波正序电压
Figure FDA0003376743180000014
得到：
Figure FDA0003376743180000015
3.如权利要求1所述的面向电动汽车充电站的谐波治理方法，其特征在于：所述采用基于正弦幅值积分器的谐波电流检测方法对电动汽车充电站四桥臂APF中的指令电流跟踪模块进行设计的步骤中：
电流环简化结构在αβγ坐标系下建模，以α轴为例，Gc(s)为控制器等效传递函数，Gd(s)为采样环节与信号调制环节两个环节共同作用下的等效传递函数，可等效为一个延迟环节；L′,R′分别为APF并网侧的输出阻抗，此环节为变流器等效环节；Gc(s)和Gd(s)的传递函数分别如下：
Figure FDA0003376743180000021
Figure FDA0003376743180000022
Gc(s)中，kr表示谐振系数；ω0表示谐振频率；ωc表示谐振峰带宽；Gd(s)中，Td为系统等效延迟时间系数，一般取为开关时间Ts的1.5倍；
为了对不同频次的谐波进行同步跟踪补偿，采用多个指定频次的比例谐振控制器并联的形式，并引入一个比例环节对直流量进行跟踪，变换后的准PR控制器传递函数如下式所示：
Figure FDA0003376743180000023
4.如权利要求1所述的面向电动汽车充电站的谐波治理方法，其特征在于：所述电动汽车充电站四桥臂APF中：
uabc为电网二次侧三相电压向量，icabcn为APF输出的补偿电流向量；假设APF输出侧三相支路对称，等效阻抗和滤波电感相等，区别于充电桩模型输入阻抗，分别以R′,L′表示；直流侧稳压电容及其端电压分别用C,udc表示；u′abcn为变流器输出电压向量；
基尔霍夫定律下的主电路电压方程和中性点电流关系可以分别表示为：
Figure FDA0003376743180000024
icn＝-(ica+icb+icc) (2)
当中性线经电抗器连接时，能够有效抑制中线上高次谐波电流的产生；选用中性线经电抗器连接的方式，其中阻感值与主电路取值相同，则有Zn＝R+jωL，式(1)可以转化为式(3)形式：
Figure FDA0003376743180000031
又因为u′abcn与桥臂功率管的通断有关，引入开关函数Sx，因此变流器输出电压可以表示为式(5)所示：
Figure FDA0003376743180000032
u′abcn＝(Sabc-Sn)udc (5)
联立式(5)与式(2)，可得主电路电压关系详细表达式：
Figure FDA0003376743180000033
通过观察(6)可知，uabc之间存在耦合现象，为简化控制器设计，借助abc-αβγ坐标转换来实现；abc-αβγ坐标变换即Clark变换，用Cabc-αβγ表示：
Figure FDA0003376743180000034
经Clark变换后的三相电流电压关系有：
Figure FDA0003376743180000035
Figure FDA0003376743180000036
其中，uα,uβ,uγ和icα,icβ,icγ分别为二次侧三相电压向量uabc及主电路补偿电流icabc的α、β、γ轴分量，Sα,Sβ,Sγ为开关函数在α、β、γ轴的映射分量，并且有
Figure FDA0003376743180000037
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