CN110323745B - 一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法 - Google Patents

一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法，该方法首先分析了背景谐波对MMC控制系统和电气系统都产生的影响，提出了背景谐波对MMC的电气量影响和控制量影响的计算方法。基于此分析了MMC‑HVDC的控制系统和电气系统之间的耦合关系，建立了考虑子模块内部电压波动和桥臂环流影响的MMC电气系统等效电路，利用该等效电路可得出背景谐波对MMC另一侧产生影响的解析表达式。

Description

一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法
技术领域
本发明属于柔性直流输电安全运行领域，特别是涉及一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法，用于分析交、直流侧背景谐波通过模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter，MMC)的传播过程，避免交流侧某些频率的谐波将会引起直流网络的谐振，导致系统不稳定，对深入了解MMC的工作原理、谐波传输机理、谐波抑制及稳定性分析具有重要意义。
背景技术
近年来，随着大容量柔性直流电网工程逐渐建立，其潜在的稳定性问题也日益凸显。随着新能源的发展，越来越多的弱系统及新能源电场通过MMC进行系统互联。然而，弱交流和新能源系统易受到谐波扰动和非线性设备的影响，在一些极端情形下，交流侧某些频率的谐波将会引起直流网络的谐振，导致系统不稳定，并通过直流电网传播到其他互联的交流系统中。
一方面，由于MMC桥臂电流、子模块电容电压电流与调制波之间存在复杂的耦合关系，以往的用于两电平VSC的解析方法不适用于MMC谐波传输特性分析。另一方面，MMC桥臂电压将在谐波传输过程中起到重要作用，以往稳态运行解析方法忽略了MMC子模块内部谐波分量或仅考虑二次谐波分量，简化系统分析过程的同时，使分析结果产生很大的误差，不能用于谐波传输的定量分析。因此，提出MMC交流侧与直流侧谐波传播特性的解析方法十分必要。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提出了一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法，因此首先分析了背景谐波对MMC控制系统和电气系统都产生的影响，提出了背景谐波对MMC的电气量影响和控制量影响的计算方法。基于此分析了MMC-HVDC的控制系统和电气系统之间的耦合关系，建立了考虑子模块内部电压波动和桥臂环流影响的MMC 电气系统等效电路，利用该等效电路可得出背景谐波对MMC另一侧产生影响的解析表达式。
本发明采用如下技术方案来实现的：
一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法，包括以下步骤：
步骤一：当MMC交流侧含有背景谐波时，采集交流端口三相交流电压实际值uabc、三相交流电流实际值iabc，包括稳态分量和谐波分量，并进行标幺化；当直流侧含有背景谐波时，采集直流侧电压实际值udc，并进行标幺化；
步骤二：对于三相交流电压实际值uabc和三相交流电流实际值iabc，通过dq变换获取交流电压实际值d轴稳态分量ud、q轴稳态分量uq、d轴小扰动分量
Figure BDA0002147711740000021
和q轴小扰动分量
Figure BDA0002147711740000022
以及交流电流实际值d轴稳态分量id、q轴稳态分量iq、d轴小扰动分量
Figure BDA0002147711740000023
和q轴小扰动分量
Figure BDA0002147711740000024
并计算其经过控制环对控制系统的影响；
步骤三：当MMC交流侧含有背景谐波时，分析背景谐波对MMC电气系统的影响，包括交流侧背景谐波引起的桥臂谐波电流、子模块谐波电压波和桥臂输出电压波动；
步骤四：基于步骤二和步骤三，分析了MMC-HVDC的控制系统和电气系统之间的耦合关系，建立了考虑子模块内部电压波动和桥臂环流影响的MMC电气系统等效电路，利用该等效电路得出背景谐波对MMC另一侧产生影响的解析表达式。
本发明进一步的改进在于，步骤一中，对三相交流电压实际值vabc、三相交流电流实际值 iabc和直流侧电压实际值udc进行标幺化，其基准值分别为：
三相交流线电压峰值VLL、三相交流线电流峰值ILL、额定直流母线电压Udc。
本发明进一步的改进在于，步骤二具体包括：
MMC处于定功率模式下时，h-次背景谐波将通过功率控制外环耦合出h-+2次调制波，因此分别分析h-次背景谐波产生的h-次调制波和h-+2次调制波，即分析背景谐波对控制系统的影响。
本发明进一步的改进在于，步骤三具体包括：
当MMC交流侧含有背景谐波时，分析背景谐波对MMC电气系统的影响，交流侧背景谐波引起的桥臂谐波电流将通过子模块开关作用耦合到子模块电容；子模块电容流经谐波电流时将产生相应频次的谐波电压，子模块电容谐波电流乘以相应频次的子模块电容阻抗可得出相应频次的子模块电容波动电压；子模块电容波动电压将通过开关动作耦合到子模块输出端口，将所有处于投入状态的子模块的端口电压相加得到桥臂输出电压波动。
本发明进一步的改进在于，步骤四具体包括：MMC的控制系统和电气系统互相耦合，即，电气系统稳态量和控制系统小扰动分量互相耦合，控制系统系统稳态量和电气系统小扰动分量互相耦合，考虑以上的耦合关系即可分析出背景谐波对MMC内部动态特性的影响，建立考虑子模块内部电压波动和桥臂环流影响的MMC电气系统等效电路。
本发明具有如下有益的技术效果：
模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter，MMC)具备易扩展和模块化设计等特点，可以有效地实现高电压等级下的电能变换，是目前柔性直流输电领域最受关注的换流器拓扑结构。随着新能源的发展，越来越多的弱系统及新能源电场通过MMC进行系统互联。然而，弱交流和新能源系统易受到谐波扰动和非线性设备的影响，在一些极端情形下，交流侧某些频率的谐波将会引起直流网络的谐振，导致系统不稳定，并通过直流电网传播到其他互联的交流系统中。由于MMC桥臂电流、子模块电容电压电流与调制波之间存在复杂的耦合关系，以往的用于两电平VSC的解析方法不适用于MMC谐波传输特性分析。另一方面， MMC桥臂电压将在谐波传输过程中起到重要作用，以往稳态运行解析方法忽略了MMC子模块内部谐波分量或仅考虑二次谐波分量，简化系统分析过程的同时，使分析结果产生很大的误差。
通过本发明所构思的以上技术方案，首先分析了背景谐波对MMC控制系统和电气系统都产生的影响，提出了背景谐波对MMC的电气量影响和控制量影响的计算方法。基于此分析了MMC-HVDC的控制系统和电气系统之间的耦合关系，建立了考虑子模块内部电压波动和桥臂环流影响的MMC电气系统等效电路，利用该等效电路可得出背景谐波对MMC另一侧产生影响的解析表达式。
附图说明
图1为MMC主电路拓扑图；
图2为MMC定功率控制d-q解耦控制示意图；
图3为MMC等效回路图；
图4为谐波电流经过外环对控制系统的影响过程示意图；
图5为MMC直流侧谐波计算等效电路图；
图6为阻抗的幅频特性和相频特性图；
图7为MMC网侧谐波电流解析值与仿真值对比图；
图8为MMC控制系统中5次调制波解析值与仿真值对比图；
图9为MMC控制系统中7次调制波解析值与仿真值对比图；
图10为MMC等效电路图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明提供的一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法，包括如下步骤：
步骤一：采集柔性直流电网中定功率站的并网点三相交流电压实际值vabc、三相交流电流实际值iabc和直流侧电压实际值udc，并进行标幺化；
图1示出了MMC主电路拓扑图；图中换流站的三相交流电压实际值vabc、三相交流电流实际值iabc，是与本发明实施例相关的需要采集的信号，并需要进行标幺化；其中基准值分别为三相交流线电压峰值VLL、三相交流线电流峰值ILL和额定直流母线电压Udc。
步骤二：对于所述三相交流电压实际值uabc和所述三相交流电流实际值iabc，通过dq变换获取交流电压实际值d轴稳态分量ud、q轴稳态分量uq、d轴小扰动分量
Figure BDA0002147711740000051
和q轴小扰动分量
Figure BDA0002147711740000052
以及交流电流实际值d轴稳态分量id、q轴稳态分量iq、d轴小扰动分量
Figure BDA0002147711740000053
和q轴小扰动分量
Figure BDA0002147711740000054
并计算其经过控制环对控制系统的影响。
1、图2为MMC定功率控制d-q解耦控制示意图，以定功率控制为例，要计算ud、uq、
Figure BDA0002147711740000055
id、iq、
Figure BDA0002147711740000056
经过控制环对控制系统的影响，首先要分析ud、uq、
Figure BDA0002147711740000057
id、iq、
Figure BDA0002147711740000058
经过瞬时功率计算公式后，其相位和幅值的变化，其次分析ud、uq、
Figure BDA0002147711740000059
id、iq、
Figure BDA00021477117400000510
经功率外环PI控制器、电流内环PI控制器、解耦环节后的幅值和相位变化，并最终对控制系统产生影响。
具体来说，对于所述三相交流电压实际值uabc和所述三相交流电流实际值iabc，通过dq 变换获取的交流电压实际值d轴稳态分量ud、q轴稳态分量uq、d轴小扰动分量
Figure BDA00021477117400000511
和q轴小扰动分量
Figure BDA00021477117400000512
以及交流电流实际值d轴稳态分量id、q轴稳态分量iq、d轴小扰动分量
Figure BDA00021477117400000513
和q轴小扰动分量
Figure BDA00021477117400000514
Figure BDA00021477117400000515
Figure BDA00021477117400000516
Figure BDA00021477117400000520
Figure BDA00021477117400000521
其中，I1为网侧基频电流幅值，
Figure BDA00021477117400000519
为网侧基频电流相位，U1为网侧基频电压幅值，θA为网侧基频电压相位，
Figure BDA0002147711740000061
为网侧背景谐波电流幅值，
Figure BDA0002147711740000062
为网侧背景谐波电流相位，
Figure BDA0002147711740000063
为网侧谐波电压幅值，
Figure BDA0002147711740000064
为网侧基频电压相位，
Figure BDA0002147711740000065
为网侧谐波电流幅值，
Figure BDA0002147711740000066
为网侧谐波电流相位。
MMC运行于定功率控制方式时，根据瞬时功率理论，MMC发出瞬时有功功率和瞬时无功功率可表示为：
Figure BDA0002147711740000067
由交流背景谐波产生的有功功率和无功功率小信号可表示为：
Figure BDA0002147711740000068
将电网背景谐波引起的电压电流小扰动dq分量和稳态分量dq分量带入瞬时有功功率和瞬时无功功率小信号公式中，可以得出谐波电压和电流通过功率外环对abc三相调制波的影响，如下式所示。
Figure BDA00021477117400000613
Figure BDA0002147711740000069
Figure BDA00021477117400000610
其中，Ginner和Gouter分别为内环控制器和外环控制器的增益，θinner和θouter为分别为小信号通过内环控制器和外环控制器的相移。
通过上式可以看出，h-次谐波经过功率外环会耦合出h-+2次调制波，因此也需要对h-+2次谐波调制波进行探究。
图4示出了MMC等效回路图，其中Vg和
Figure BDA00021477117400000611
为网侧电压的幅值和相位，Vconv和
Figure BDA00021477117400000612
为MMC等效输出电压，为下桥臂输出电压减上桥臂输出电压后除以2。Zn为MMC等效输出端口与电网之间的等效阻抗，如下：
Figure BDA0002147711740000071
其中，L和R分别为桥臂电感和电阻。
根据MMC交流等效回路图，可求出h-+2次调制波引起的h-+2次谐波电流。
Figure BDA0002147711740000072
其中，N为桥臂子模块个数，Uc子模块电容直流电压，
Figure BDA0002147711740000073
和
Figure BDA0002147711740000074
为h-+2次谐波电流的幅值和初相。
当h-次谐波耦合出h-+2次调制波后，MMC会产生相应频次的谐波电流，谐波电流通过功率外环和电流内环也会产生新的h-+2次调制波，其影响过程如图5所示。因此最终的h-+2次调制波为h-次背景谐波耦合出h-+2次调制波、h-+2次谐波电流通过功率外环产生的调制波和h-+2 次谐波电流通过电流内环产生的调制波三部分的叠加，如下式所示。
Figure BDA0002147711740000075
其中，
Figure BDA0002147711740000076
和
Figure BDA0002147711740000077
为h-+2次调制波的幅值和初相。联立以上两个公式，可求出交流背景谐波对MMC电气量的小扰动
Figure BDA0002147711740000078
和
Figure BDA0002147711740000079
控制量小扰动
Figure BDA00021477117400000710
和
Figure BDA00021477117400000711
h-次调制波为h-次背景谐波为h-次谐波电流通过功率外环产生的调制波和h-次谐波电流通过电流内环产生的调制波两部分的叠加，如下式所示。
Figure BDA0002147711740000081
因此交流系统谐波对控制系统的影响可表示为
Figure BDA0002147711740000082
Figure BDA0002147711740000083
Figure BDA0002147711740000084
步骤三：当MMC交流侧含有背景谐波时，分析背景谐波对MMC电气系统的影响，包括交流侧背景谐波引起的桥臂谐波电流、子模块谐波电压波和桥臂输出电压波动；当MMC 交流侧含有背景谐波时，分析背景谐波对MMC电气系统的影响，交流侧背景谐波引起的桥臂谐波电流将通过子模块开关作用耦合到子模块电容；子模块电容流经谐波电流时将产生相应频次的谐波电压，子模块电容谐波电流乘以相应频次的子模块电容阻抗可得出相应频次的子模块电容波动电压；子模块电容波动电压将通过开关动作耦合到子模块输出端口，将所有处于投入状态的子模块的端口电压相加得到桥臂输出电压波动。
更进一步地，步骤三具体包括：
以a相为例，当交流侧含有h-次负序电压扰动时，MMC上下桥臂电流分别为
Figure BDA0002147711740000085
式中：Ia为换流器交流侧基频电流幅值，Ia0为桥臂直流电流分量，Ia2为桥臂二次环流分量，
Figure BDA0002147711740000086
为交流侧h-次背景谐波在上下桥臂引起的h-次谐波电流，
Figure BDA0002147711740000087
为交流侧h-次背景谐波在上下桥臂引起的h-+2次谐波电流。
根据平均开关函数理论，子模块的平均开关状态可以表示为:
Figure BDA0002147711740000091
Mau和Mad分别为上桥臂调制函数和下桥臂调制函数。
采用平均开关函数计算上桥臂子模块平均电容电流和下桥臂子模块平均电容电流，分别如下式所示。其中，iave_u为上桥臂子模块平均电容电流，iave_d为下桥臂子模块平均电容电流。
iave_u(t)＝Mau×iau
iave_d(t)＝Mad×iad
子模块平均电容电流乘以相应频次的阻抗可得出子模块平均电容电压，如下式所示。
Figure BDA0002147711740000092
Figure BDA0002147711740000093
…
Figure BDA0002147711740000094
以上过程分析了交流背景谐波对MMC电气系统的影响。
步骤四：基于步骤二和步骤三，分析了MMC-HVDC的控制系统和电气系统之间的耦合关系，建立了考虑子模块内部电压波动和桥臂环流影响的MMC电气系统等效电路，利用该等效电路可得出背景谐波对MMC另一侧产生影响的解析表达式。
更进一步地，步骤四具体包括：
将某一相的上桥臂或下桥臂所有处于投入状态的子模块的端口电压相加后，可得此相桥臂输出电压，其中上桥臂输出电压为
Figure BDA0002147711740000101
下桥臂输出电压为
Figure BDA0002147711740000102
由此可看出MMC桥臂输出电压由各个频次的电压分量叠加而成，因此可建立MMC等效电路，如图10所示。
上下桥臂间的差模零序电压会互相抵消，abc三相之间的正序共模电压和负序共模电压形成的电流会在相间流动，只有桥臂零序共模电压产生的电流才会流入直流侧。桥臂零序分量表达式如下式所示。
Figure BDA0002147711740000103
综上分析，当桥臂电流中含有h次负序谐波时，会在桥臂上产生h-+1次零序共模电压，其解析表达式如下式所示。
Figure BDA0002147711740000104
由此得出由交流背景谐波引起的MMC直流侧谐波计算等效电路，如图5所示。
因此由交流系统谐波引起的直流侧谐波电流的表达式为
Figure BDA0002147711740000111
其中L为桥臂电感，Zdc为MMC直流侧阻抗。
为了更进一步的说明本发明实施例提供的模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法的有效性，现结合附图以及实例仿真进行详细描述如下：
当交流系统含有5次负序谐波电压时，对MMC进行阻抗建模，阻抗的幅频特性和相频特性如图6所示。
根据阻抗建模结果，250Hz的阻抗为50.16∠59.8°。在Simulink中搭建的仿真模型中进行扫频，阻抗值为51.36∠60.0°。以a相为例，当a相的交流系统谐波电压的幅值和相位为4000∠0°，通过阻抗建模值，得出理论相电流为79.75∠-59.8°，通过Simulink的傅里叶分析功能，得到的仿真相电流值为77.88∠-60°。图7示出了MMC网侧谐波电流解析值与仿真值对比，通过对比发现，通过阻抗建模方法求得的理论电流值和仿真电流值吻合度很高。图8示出了MMC 控制系统中5次调制波解析值与仿真值对比图，图9示出了MMC控制系统中7次调制波解析值与仿真值对比图，仿真值与理论值吻合，验证了所提背景谐波对控制系统影响的解析方法的有效性。
根据以上分析，5次交流背景谐波会在桥臂上产生6次零序共模电压分量，即：
Figure BDA0002147711740000112
图9为桥臂共模输出电压的理论值与仿真值对比，理论结果与仿真结果一致，验证了所提的桥臂共模输出电压解析表达式的正确性及所提结论的正确性。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤一：当MMC交流侧含有背景谐波时，采集交流端口三相交流电压实际值uabc、三相交流电流实际值iabc，包括稳态分量和谐波分量，并进行标幺化；当直流侧含有背景谐波时，采集直流侧电压实际值udc，并进行标幺化；
步骤二：对于三相交流电压实际值uabc和三相交流电流实际值iabc，通过dq变换获取交流电压实际值d轴稳态分量ud、q轴稳态分量uq、d轴小扰动分量
Figure FDA0002598883370000011
和q轴小扰动分量
Figure FDA0002598883370000012
以及交流电流实际值d轴稳态分量id、q轴稳态分量iq、d轴小扰动分量
Figure FDA0002598883370000013
和q轴小扰动分量
Figure FDA0002598883370000014
并计算其经过控制环对控制系统的影响；
步骤三：当MMC交流侧含有背景谐波时，分析背景谐波对MMC电气系统的影响，包括交流侧背景谐波引起的桥臂谐波电流、子模块谐波电压波动和桥臂输出电压波动；
步骤四：基于步骤二和步骤三，分析了MMC-HVDC的控制系统和电气系统之间的耦合关系，建立了考虑子模块内部电压波动和桥臂环流影响的MMC电气系统等效电路，利用该等效电路得出背景谐波对MMC另一侧产生影响的解析表达式。
2.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法，其特征在于，步骤一中，对三相交流电压实际值vabc、三相交流电流实际值iabc和直流侧电压实际值udc进行标幺化，其基准值分别为：
三相交流线电压峰值VLL、三相交流线电流峰值ILL、额定直流母线电压Udc。
3.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法，其特征在于，步骤二具体包括：
MMC处于定功率模式下时，h-次背景谐波将通过功率控制外环耦合出h-+2次调制波，因此分别分析h-次背景谐波产生的h-次调制波和h-+2次调制波，即分析背景谐波对控制系统的影响。
4.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法，其特征在于，步骤三具体包括：
当MMC交流侧含有背景谐波时，分析背景谐波对MMC电气系统的影响，交流侧背景谐波引起的桥臂谐波电流将通过子模块开关作用耦合到子模块电容；子模块电容流经谐波电流时将产生相应频次的谐波电压，子模块电容谐波电流乘以相应频次的子模块电容阻抗可得出相应频次的子模块电容波动电压；子模块电容波动电压将通过开关动作耦合到子模块输出端口，将所有处于投入状态的子模块的端口电压相加得到桥臂输出电压波动。
5.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器交直流侧谐波传输特性的解析方法，其特征在于，步骤四具体包括：MMC的控制系统和电气系统互相耦合，即，电气系统稳态量和控制系统小扰动分量互相耦合，控制系统系统稳态量和电气系统小扰动分量互相耦合，考虑以上的耦合关系即可分析出背景谐波对MMC内部动态特性的影响，建立考虑子模块内部电压波动和桥臂环流影响的MMC电气系统等效电路。
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