WO2021070295A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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voltage
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シャムセ ムハンマド バニ
一誠 深澤
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東芝三菱電機産業システム株式会社
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Definitions

  • This application relates to a power converter.
  • Non-Patent Document 1 Conventionally, various techniques related to grid interconnection power systems are known, for example, as described in Non-Patent Document 1 below.
  • the grid interconnection power system is operated in interconnection with the power grid.
  • the grid interconnection power system includes a DC power supply that outputs DC power and a power conversion device that converts DC power into AC power.
  • an unbalanced short circuit occurs on the output side of the power converter.
  • Types of unbalanced short circuits include two-phase short circuits that occur in the three phases of UVW and short circuits in which one of the three phases of UVW is ground-faulted.
  • the negative phase output voltage output from the power converter increases. It is preferable to reduce the negative phase output voltage, but the existing technology has not sufficiently elucidated what kind of control should be performed to accurately reduce the negative phase output voltage.
  • the present application has been made to solve the above-mentioned problems, and an object of the present application is to provide a power conversion device capable of appropriately reducing the reverse phase output voltage when an unbalanced short circuit occurs.
  • the power conversion device is a power conversion circuit constructed to convert DC power into three-phase AC power according to a switching control signal, and three-phase AC output voltage and three-phase AC output current of the power conversion circuit. It includes a power conversion control circuit constructed so as to generate the switching control signal based on the above.
  • the power conversion control circuit is constructed so as to calculate a positive phase current command signal based on the positive phase voltage of the three-phase AC output voltage and the positive phase current of the three-phase AC output current.
  • the power conversion control circuit dq-converts each of the measured value of the three-phase AC output voltage and the measured value of the three-phase AC output current to obtain a first-axis reverse-phase voltage value which is a d-axis component of the reverse-phase voltage.
  • the power conversion control circuit calculates a first-axis reverse-phase current command value, which is a d-axis component command in the reverse-phase current, based on the second-axis reverse-phase voltage value, and also calculates a q-axis component command in the reverse-phase current.
  • the second-axis reverse-phase current command value is calculated based on the first-axis reverse-phase voltage value, and the first-axis reverse-phase current command value, the second-axis reverse-phase current command value, and the first-axis reverse It is constructed so as to calculate the reverse phase current command signal based on the phase current value and the second axis reverse phase current value.
  • the power conversion control circuit is constructed so as to generate the switching control signal based on the positive phase current command signal and the negative phase current command signal.
  • the first-axis reverse-phase current command value of the d-axis component command is calculated based on the second-axis reverse-phase voltage value of the q-axis component
  • the second-axis reverse-phase current command value of the q-axis component command is calculated.
  • a novel calculation technique is used in which the calculation is based on the first-axis reverse-phase voltage value of the d-axis component. By using this calculation technique, it is possible to accurately generate a reverse-phase current command signal when the reverse-phase voltage is reduced by injecting a reverse-phase current.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power conversion device 3 according to an embodiment and a grid interconnection power system 1 using the power conversion device 3.
  • the grid interconnection power system 1 according to the embodiment includes a DC power supply 2, a power conversion device 3, a filter reactor 5, a filter capacitor 6, and an interconnection reactor 8.
  • the grid interconnection power system 1 is interconnected with the power system 9.
  • the DC power supply 2 outputs DC power including a DC voltage V dc and a DC current i dc .
  • the power conversion device 3 converts the DC power from the DC power supply 2 into three-phase AC power.
  • the power converter 3 is also referred to as a power conditioner system (PCS).
  • the power conversion device 3 includes a power conversion circuit 3a, a power conversion control circuit 4, and a PLL circuit 7.
  • the power conversion circuit 3a is a three-phase voltage type inverter circuit that outputs a three-phase AC output current io and a three-phase AC output voltage vo.
  • the power conversion circuit 3a is constructed of a plurality of semiconductor switching elements such as IGBTs or MOSFETs.
  • the power conversion circuit 3a is constructed so as to convert DC power into three-phase AC power according to the switching control signal SG_abc. Since the power conversion circuit 3a may be constructed by various known inverter circuits, detailed description thereof will be omitted.
  • Power conversion control circuit 4 based on the phase signal ⁇ g of the power conversion circuit 3a three-phase AC output current output i o and the three-phase AC output voltage v o and the PLL circuit 7, and outputs a switching control signal S G_abc It is built like this.
  • the switching control signal SG_abc is a gate drive signal that drives each of the semiconductor switching elements of the power conversion circuit 3a.
  • the PLL circuit 7 outputs the phase signal ⁇ g.
  • the phase signal ⁇ g is a signal for detecting a phase error with a reference frequency signal and performing phase synchronization.
  • the phase signal ⁇ g is a positive phase phase signal ⁇ g.
  • a negative phase phase signal ( ⁇ g) which is the opposite phase of the positive phase phase signal ⁇ g, is also obtained.
  • the filter reactor 5 is connected to the output end of the power converter 3.
  • the filter reactor 5 has an inductance Lf.
  • One end of the filter capacitor 6 is connected to the other end of the filter reactor 5, and the other end is connected to a reference potential such as a ground potential.
  • the filter capacitor 6 has a capacitance Cf.
  • the interconnection reactor 8 has an inductance Lg.
  • an instrument transformer is provided on the output side of the power conversion device 3.
  • the instrument transformer converts (transforms) the high voltage and the large current of the AC circuit into the low voltage and the small current.
  • Instrument transformer according to the embodiment the current transformer for converting three-phase AC output current i o and (CT), instrument transformer for converting three-phase AC output voltage v o and (VT) Including. Converted current and voltage in these instrument transformer is input to the power conversion control circuit 4, it is treated as a measurement value of the measurement values and the three-phase AC output current i o of the three-phase AC output voltage v o.
  • the hardware configuration in FIG. 1 is an example.
  • the LC AC filter circuit including the filter reactor 5 and the filter capacitor 6 may be housed inside the power conversion device 3.
  • the PLL circuit 7 may be provided outside the power conversion device 3.
  • the grid interconnection power system 1 is an example of a photovoltaic power generation system, and the DC power supply 2 in this case is a solar cell array.
  • Another example of the grid interconnection power system 1 is a power storage system (ESS), and the direct current power source 2 in this case may be a storage battery, a fuel cell, or the like.
  • Another example of the grid interconnection power system 1 is a wind power generation system, in which the DC power source 2 includes a wind power generator and an AC / DC converter circuit (that is, an ADCC converter circuit).
  • the types of the unbalanced short circuit 10 include a two-phase short circuit that occurs in the three phases of UVW and a short circuit in which any one of the three phases of UVW is ground-faulted. Further, there are a plurality of variations in the short circuit between two phases depending on which phase and which phase of the three phases of UVW are short-circuited. Therefore, the types of two-phase short circuits include UV phase short circuits, VW phase short circuits, and UW phase short circuits.
  • the grid configuration includes a transformer, a line, a grid impedance, and the like on the side of the power system 9.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a voltage conversion unit 4a of the power conversion control circuit 4 according to the embodiment.
  • the voltage conversion unit 4a includes a first voltage conversion block 4a1, a second voltage conversion block 4a2, and a third voltage conversion block 4a3.
  • the first voltage conversion block 4a1 performs abc / ⁇ conversion on the measured value of the three-phase AC output voltage vo. As a result, the first voltage conversion block 4a1 converts the three-phase (abc) AC output voltage into an alpha beta two-phase positive phase voltage ( ⁇ + ) and an alpha beta two-phase negative phase voltage ( ⁇ ⁇ ), respectively. ..
  • Each of the three-phase abcs is associated with each of the above-mentioned three-phase UVWs.
  • the second voltage conversion block 4a2 outputs a two-phase positive phase voltage (dq + ) by performing ⁇ / dq conversion on the two-phase positive phase voltage ( ⁇ +) based on the positive phase phase signal ( ⁇ g).
  • the third voltage conversion block 4a3 outputs a two-phase reverse phase voltage (dq ⁇ ) by performing ⁇ / dq conversion on the two-phase reverse phase voltage ( ⁇ ⁇ ) based on the reverse phase phase signal ( ⁇ g). ..
  • the positive phase voltage vo_dq + output by the second voltage conversion block 4a2 is represented by the following equation (1).
  • the positive phase voltage v o_dq + is a signal composed of a pair of v o_d + and v o_q +.
  • v o_d + is a first-axis positive-phase voltage value which is a d-axis component of the positive-phase voltage.
  • v o_q + is a second-axis positive-phase voltage value which is a q-axis component of the positive-phase voltage.
  • the reverse phase voltage vo_dq ⁇ output by the third voltage conversion block 4a3 is also represented by the following equation (2).
  • the reverse phase voltage v o_dq- is a signal composed of a pair of v o_d- and v o_q-.
  • v o_d ⁇ is a first-axis positive- phase voltage value which is a d-axis component of the negative-phase voltage.
  • v o_q + is a second-axis positive-phase voltage value which is a q-axis component of the negative-phase voltage.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a current conversion unit 4b of the power conversion control circuit 4 according to the embodiment.
  • the current conversion unit 4b includes a first current conversion block 4b1, a second current conversion block 4b2, and a third current conversion block 4b3.
  • a first current conversion block 4b1 is subjected to abc / .alpha..beta converting the measurement values of the three-phase AC output current i o.
  • the first current conversion block 4b1 converts the three-phase (abc) AC output current into an alpha beta two-phase positive phase current ( ⁇ + ) and an alpha beta two-phase negative phase current ( ⁇ ⁇ ), respectively.
  • the second current conversion block 4b2 outputs a two-phase positive phase current io_dq + by performing ⁇ / dq conversion on the two-phase positive phase current ( ⁇ +) based on the positive phase phase signal ( ⁇ g).
  • the third current conversion block 4b3 outputs a two-phase reverse-phase current io_dq- by performing ⁇ / dq conversion on the two-phase reverse-phase current ( ⁇ ⁇ ) based on the reverse-phase phase signal ( ⁇ g).
  • the positive phase current io_dq + output by the second current conversion block 4b2 is a signal consisting of a pair of io_d + and io_q + as represented by the following equation (3).
  • i o_d + is a first-axis positive-phase current value which is a d-axis component of the positive-phase current.
  • io_q + is a second-axis positive-phase current value which is a q-axis component of the positive-phase current.
  • reverse-phase current i O_dq- also the third current conversion block 4b3 outputs, as represented by the following formula (3), a signal consisting of a set of the i O_d- and i o_q-.
  • io_d ⁇ is a first-axis reverse-phase current value which is a d-axis component of the reverse-phase current.
  • io_q ⁇ is a second-axis reverse-phase current value which is a q-axis component of the reverse-phase current.
  • the voltage conversion unit 4a and the current conversion unit 4b by dq conversion of each measured value of the three-phase AC output voltage v o measurements and three-phase AC output current i o, Multiple output values ( vo_d + , v o_q + , v o_d- , v o_q- , i o_d + , i o_q + , i o_d- , and i o_q- ) are calculated.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a control signal calculation unit 4c of the power conversion control device according to the embodiment.
  • the control signal calculation unit 4c includes a positive phase control block 4c1, a negative phase control block 4c2, and a gate signal generation block 4c3.
  • Positive control block 4c1 is a voltage conversion unit 4a and the positive-phase voltage and three-phase AC output current i o of the positive phase current Based on the three-phase positive-phase currents of the three-phase AC output voltage v o received from the current conversion unit 4b The command signal if_ref_abc + is calculated.
  • the positive phase control block 4c1 includes an MPPT control block 41, a subtraction block 42, a DC voltage control block 43, a power control block 44, and a first inverse conversion block 45.
  • the MPPT control block 41 implements maximum power point tracking control (Maximum power point tracking) for maximizing the power of the solar cell array which is the DC power source 2.
  • the MPPT control block 41 is provided because it is premised that the DC power supply 2 is a solar cell array, but when the DC power supply 2 is another DC power supply other than the solar cell array, MPPT control is provided.
  • the block 41 may not be provided.
  • the subtraction block 42 calculates the difference between the output signal of the MPPT control block 41 and the DC voltage Vdc of the DC power supply 2.
  • the DC voltage control block 43 performs DC voltage control based on the output signal of the subtraction block 42.
  • Power control block 44 based on the output signal from the output signal and the current conversion unit 4b of the output signal and the reactive power command value Q ref and the voltage conversion unit 4a of the DC voltage control block 43, Nisho positive phase current command The signal if_ref_dq + is calculated.
  • the first inverse conversion block 45 performs two-phase / three-phase conversion (that is, dq / abc conversion) on the two-phase positive-phase current command signal if_ref_dq +.
  • the first inverse conversion block 45 is constructed so as to calculate the three-phase positive-phase current command signal if_ref_abc + by performing this dq / abc conversion.
  • Reverse phase control block 4c2 is a three-phase AC output voltage v o reverse-phase voltages and three-phase AC output current i o reverse-phase current three-phase reverse-phase current based on the the received from the voltage conversion unit 4a and the current conversion unit 4b The command signal if_ref_abc- is calculated.
  • the reverse phase control block 4c2 includes a reverse phase current reference generation block 46, a subtraction block 47, a first feedback control block 48, and a second reverse conversion block 49.
  • the two-phase reverse-phase current reference generation block 46 specifically performs the arithmetic processing defined by the following equations (5) to (7) also described in FIG. 4, thereby performing the two-phase reverse-phase current command signal i. Calculate o_ref_dq- .
  • the two-phase reverse-phase current command signal io_ref_dq- is composed of a set of a first-axis reverse-phase current command value i o_ref_d- and a second-axis reverse-phase current command value i o_ref_q- as shown in the following equation (5).
  • the reverse-phase current reference generation block 46 calculates the first-axis reverse-phase current command value io_ref_d- , which is a d-axis component command for the reverse-phase current, based on the second-axis reverse-phase voltage value vo_q ⁇ . This operation is expressed by the following equation (6).
  • the reverse-phase current reference generation block 46 calculates the second-axis reverse-phase current command value io_ref_q- , which is a q-axis component command in the reverse-phase current, based on the first-axis reverse-phase voltage value vo_d-. This operation is expressed by the following equation (7).
  • the negative phase current command value of the d-axis component is generated from the negative phase voltage value of the q-axis component.
  • the negative phase current command value of the q-axis component is generated from the negative phase voltage value of the d-axis component. It is one of the features of the embodiment that the d-axis component and the q-axis component are associated with each other for the calculation. Further, in the embodiment, there is a difference that the coefficient is minus k in the equation (6), whereas the coefficient is plus k in the equation (7). In addition, this coefficient k is a predetermined coefficient. The coefficient k may be the same value in the equation (6) and the equation (7), and the coefficient k in the equation (6) and the coefficient k in the equation (7) may have different sizes, and one of them may be larger than the other. May be good.
  • FIG. 9 is a graph for explaining the operation of the power conversion device 3 according to the embodiment.
  • FIG. 9 shows a positive phase voltage v o_dq + , and shows that the q-axis component v o_q + is zero.
  • the reference phase is generated by the PLL circuit 7 based on the positive phase voltage vo_dq +
  • both the d-axis component and the q-axis component of the negative phase voltage vo_dq ⁇ have non-zero values. You can see that.
  • the phase ⁇ s of the negative phase voltage v o_dq ⁇ has different values depending on the type of unbalanced short circuit and the grid configuration (see, for example, ⁇ s1 and ⁇ s2 in FIG. 9).
  • the subtraction block 47 calculates the difference between the two-phase reverse-phase current command signal io_ref_dq- and the two-phase reverse-phase current io_dq-. Specifically, the subtraction block 47 calculates the difference between the first-axis reverse-phase current command value io_ref_d- and the first-axis reverse-phase current value io_d-. At the same time, the subtraction block 47 calculates the difference between the second-axis reverse-phase current command value io_ref_q- and the second-axis reverse-phase current value io_q-.
  • the first feedback control block 48 is constructed so as to perform feedback control on the two-phase output signal of the subtraction block 47.
  • the first feedback control block 48 is constructed so as to perform proportional integral control (PI control) as an example in the embodiment.
  • PI control proportional integral control
  • the first feedback control block 48 may perform other known feedback controls such as P control, D control, I control, PD control, and PID control.
  • the second reverse conversion block 49 is two-phase / three with respect to the feedback-controlled two-phase reverse-phase current command signal if_ref_dq- output by the first feedback control block 48 based on the reverse-phase phase signal ( ⁇ g). Phase conversion (that is, dq / abc conversion) is performed.
  • the second reverse conversion block 49 is constructed so as to calculate the three-phase reverse phase current command signal if_ref_abc- by performing this dq / abc conversion.
  • the gate signal generation block 4c3 is constructed so as to generate a switching control signal SG_abc based on the three-phase positive-phase current command signal if_ref_abc + and the three-phase negative-phase current command signal if_ref_abc-.
  • the gate signal generation block 4c3 includes an addition block 50, a subtraction block 51, a second feedback control block 52, and a PWM signal generation block 53.
  • the addition block 50 adds the three-phase positive-phase current command signal if_ref_abc + and the three-phase negative-phase current command signal if_ref_abc- .
  • the subtraction block 51 calculates the difference between the output of the addition block 50 and the three-phase AC output current value if_abc flowing through the filter reactor 5.
  • the three-phase alternating current output current value if_abc is obtained by providing an instrument current transformer (CT) in which the output current value (if ) of the power conversion circuit 3a in FIG. 1 is not shown.
  • CT instrument current transformer
  • the second feedback control block 52 is constructed so as to perform feedback control on the three-phase output signal of the subtraction block 51.
  • the second feedback control block 52 is constructed so as to perform proportional control (P control) as an example in the embodiment.
  • P control proportional control
  • the second feedback control block 52 may implement other known feedback control such as D control, I control, PI control, PD control, and PID control.
  • the PWM signal generation block 53 generates a switching control signal SG_abc as a gate drive signal for each of the semiconductor switching elements of the power conversion circuit 3a based on the three-phase output signal of the second feedback control block 52.
  • the DSP Digital Signal Processor
  • the reverse phase control block 4c2 is provided in order to deal with the above-mentioned unbalanced short circuit.
  • the unique technical idea found by the inventor of the present application is that the d-axis negative-phase current can suppress the q-axis negative-phase voltage and the q-axis negative-phase current can suppress the d-axis negative-phase voltage. ..
  • the first-axis reverse-phase current command value io_ref_d- of the d-axis component command is changed to the second-axis reverse-phase voltage value v o_q- of the q-axis component.
  • a calculation technique is used in which the second-axis reverse-phase current command value io_ref_q- of the q-axis component command is calculated based on the first-axis reverse-phase voltage value v o_d- of the d-axis component.
  • FIG. 5 to 8 are timing diagrams for explaining the effect of the power conversion device according to the embodiment.
  • an unbalanced short circuit 10 also referred to as an unbalanced failure
  • the reverse phase voltage V ⁇ o_dq rises as described in FIG.
  • the positive phase voltage V + o_dq and the negative phase voltage V ⁇ o_dq in FIG. 5 are values calculated by the following equations (8) and (9).
  • the horizontal axis is time
  • the times t1, ta, and t2 indicate the same timing
  • the reverse phase control block 4c2 starts operating at time ta.
  • FIGS. 5 to 8 for convenience, the difference in effect depending on the presence or absence of the anti-phase control block 4c2 is explained by illustrating how the anti-phase control block 4c2 is switched from stop to operation. Therefore, at time ta, the control content is switched from the negative phase control invalid period to the negative phase control valid period.
  • the reverse phase control block 4c2 may always be in operation, whereby the action and effect when "reverse phase control is effective" may be always exhibited.
  • the reverse-phase voltage V by unbalanced short circuits in Figures 5 to 8 at time t1 and time t2 - after O_dq is increased, reverse phase voltage V after a predetermined time has elapsed - O_dq has fallen, but this is This is because it is a simulation waveform for explaining the effect.
  • the out-of-phase voltage V- o_dq increases due to the occurrence of an unbalanced short circuit, the out-of- phase voltage V- o_dq is maintained until the unbalanced short circuit is resolved unless some measures are taken.
  • the reverse phase control block 4c2 when an unbalanced short circuit occurs, the reverse phase control block 4c2 according to the embodiment operates. By operating the reverse phase control block 4c2, the reverse phase currents of the d-axis and the q-axis are injected.
  • the negative phase current is increased by ⁇ i when the negative phase control is enabled as compared with the case where the negative phase control is disabled.
  • the negative phase voltage V ⁇ o_dq is higher than when the negative phase control is disabled. Only ⁇ V can be suppressed.
  • FIG. 6 illustrates a case where the d-axis component and the q-axis component of the reverse phase voltage are positive and negative and the absolute values are different as an example. However, other cases may occur depending on the mode of unbalanced short circuit.
  • FIG. 8 shows a case where the d-axis component and the q-axis component of the reverse-phase current have the same positive and negative values and different absolute values. However, other cases may occur depending on the mode of unbalanced short circuit.
  • the power conversion control circuit 4 executes two types of operations according to the above equations (6) and (7). It is preferable that at least one of the first operation and the second operation is executed. Of the two types of operations, the first operation increases the absolute value of the second-axis reverse-phase current command value io_ref_q- as the first-axis reverse-phase voltage value vo_d- increases according to the above equation (7). Is.
  • the second operation increases the absolute value of the first-axis reverse-phase current command value io_ref_d- as the second-axis reverse-phase voltage value vo_q- increases according to the above equation (6). It is a thing. However, on the right side of the equation (6), the coefficient minus k is multiplied. Therefore, in the equation (6), the value of the first-axis reverse-phase current command value io_ref_d- is set so as to decrease toward zero or increase toward the minus side as the second-axis reverse-phase voltage value vo_q- increases. calculate.
  • the power conversion control circuit 4 the three-phase AC output voltage v o measurements and the measurement value of the three-phase AC output current i o in the case of dq conversion, respectively, to implement "filter operation" Is preferable.
  • the filter calculation is a calculation for suppressing the inclusion of the second harmonic component of the system frequency in the dq-converted signal.
  • the power conversion control circuit 4 may perform the above-mentioned "filter calculation". This is because the second harmonic can be removed by interposing a three-phase / ⁇ conversion.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a voltage conversion unit 4aa of the power conversion control circuit 4 according to a modified example of the embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a current conversion unit 4bb of the power conversion control circuit 4 according to a modified example of the embodiment.
  • the power conversion control circuit 4 may include frequency blocking filters 4aa2 and 4bb2 that perform the above-mentioned "filter calculation".
  • the voltage conversion unit 4aa according to the modified example may include a voltage conversion block 4aa1 and a frequency blocking filter 4aa2.
  • the current conversion unit 4bb according to the modified example may include a current conversion block 4bb1 and a frequency blocking filter 4bb2.
  • the frequency blocking filter 4aa2 and the frequency blocking filter 4bb2 are filters that block the second harmonic of the system voltage frequency.
  • the second harmonic to be blocked is twice the system voltage frequency.
  • the second harmonic to be blocked is, for example, a signal of 100 Hz to 120 Hz if the system voltage frequency is 50 Hz to 60 Hz or the like.
  • 1 grid interconnection power system 2 DC power supply, 3 power conversion device, 3a power conversion circuit, 4 power conversion control circuit, 4a, 4aa voltage conversion unit, 4a1 first voltage conversion block, 4a2 second voltage conversion block, 4a3rd Three-phase voltage conversion block, 4aa1 voltage conversion block, 4aa2 frequency blocking filter, 4b, 4bb current converter, 4b1 first current conversion block, 4b2 second current conversion block, 4b3 third current conversion block, 4bb1 current conversion block, 4bb2 frequency.
  • Block filter, 4c control signal calculation unit 4c1 positive phase control block, 4c2 negative phase control block, 4c3 gate signal generation block, 5 filter reactor, 6 filter capacitor, 7 PLL circuit, 8 interconnection reactor, 9 power system, 10 amps.

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Abstract

電力変換装置は、電力変換回路と、電力変換制御回路とを備える。電力変換制御回路は、三相交流出力電圧の正相電圧および三相交流出力電流の正相電流に基づいて正相電流指令信号を算出し、三相交流出力電圧の計測値および三相交流出力電流の計測値それぞれをｄｑ変換することで、逆相電圧のｄ軸成分である第一軸逆相電圧値と逆相電圧のｑ軸成分である第二軸逆相電圧値と逆相電流のｄ軸成分である第一軸逆相電流値と逆相電流のｑ軸成分である第二軸逆相電流値とを算出し、逆相電流におけるｄ軸成分指令である第一軸逆相電流指令値を第二軸逆相電圧値に基づいて算出するとともに逆相電流におけるｑ軸成分指令である第二軸逆相電流指令値を第一軸逆相電圧値に基づいて算出し、第一軸逆相電流指令値と第二軸逆相電流指令値と第一軸逆相電流値と第二軸逆相電流値とに基づいて逆相電流指令信号を算出し、且つ、正相電流指令信号と逆相電流指令信号とに基づいてスイッチング制御信号を生成する。

Description

電力変換装置
　本出願は、電力変換装置に関するものである。
　従来、例えば下記の非特許文献１に記載されているように、系統連系電力システムに関する各種の技術が知られている。
　系統連系電力システムは、電力系統と連系して運転される。系統連系電力システムは、直流電力を出力する直流電源と、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置とを備えている。
　系統連系電力システムにおいて、電力変換装置の出力側に、アンバランス短絡が発生する。アンバランス短絡の種類には、ＵＶＷの三相のなかで生ずる二相間短絡と、ＵＶＷの三相のいずれかが地絡した短絡と、が含まれる。アンバランス短絡が発生すると、電力変換装置から出力される逆相出力電圧が増大する。逆相出力電圧を低減することが好ましいが、どのような制御を実施すれば的確に逆相出力電圧を減らすことができるかについて既存技術では十分に解明されていなかった。
　本出願は、上述のような課題を解決するためになされたもので、アンバランス短絡の発生時に逆相出力電圧を適切に減らすことができる電力変換装置を提供することを目的とする。
　本出願にかかる電力変換装置は、スイッチング制御信号に従って直流電力を三相交流電力に変換するように構築された電力変換回路と、前記電力変換回路の三相交流出力電圧および三相交流出力電流に基づいて前記スイッチング制御信号を生成するように構築された電力変換制御回路と、を備える。前記電力変換制御回路は、前記三相交流出力電圧の正相電圧および前記三相交流出力電流の正相電流に基づいて正相電流指令信号を算出するように構築される。前記電力変換制御回路は、前記三相交流出力電圧の計測値および前記三相交流出力電流の計測値それぞれをｄｑ変換することで、逆相電圧のｄ軸成分である第一軸逆相電圧値と前記逆相電圧のｑ軸成分である第二軸逆相電圧値と逆相電流のｄ軸成分である第一軸逆相電流値と前記逆相電流のｑ軸成分である第二軸逆相電流値とを算出するように構築される。前記電力変換制御回路は、前記逆相電流におけるｄ軸成分指令である第一軸逆相電流指令値を前記第二軸逆相電圧値に基づいて算出するとともに前記逆相電流におけるｑ軸成分指令である第二軸逆相電流指令値を前記第一軸逆相電圧値に基づいて算出し、前記第一軸逆相電流指令値と前記第二軸逆相電流指令値と前記第一軸逆相電流値と前記第二軸逆相電流値とに基づいて逆相電流指令信号を算出するように構築される。前記電力変換制御回路は、前記正相電流指令信号と前記逆相電流指令信号とに基づいて前記スイッチング制御信号を生成するように構築される。
　本出願では、ｄ軸成分指令の第一軸逆相電流指令値をｑ軸成分の第二軸逆相電圧値に基づいて算出するとともに、ｑ軸成分指令の第二軸逆相電流指令値をｄ軸成分の第一軸逆相電圧値に基づいて算出するという新規な算出技術が用いられる。この算出技術を用いることで、逆相電流を注入することで逆相電圧を低減するときに、逆相電流指令信号を精度良く作り出すことができる。
実施の形態にかかる電力変換装置およびこれを用いた系統連系電力システムの構成を示す図である。 実施の形態にかかる電力変換制御装置の電圧変換部の構成を示す図である。 実施の形態にかかる電力変換制御装置の電流変換部の構成を示す図である。 実施の形態にかかる電力変換制御装置の制御信号演算部の構成を示す図である。 実施の形態にかかる電力変換装置の効果を説明するためのタイミング図である。 実施の形態にかかる電力変換装置の効果を説明するためのタイミング図である。 実施の形態にかかる電力変換装置の効果を説明するためのタイミング図である。 実施の形態にかかる電力変換装置の効果を説明するためのタイミング図である。 実施の形態にかかる電力変換装置の動作を説明するためのグラフである。 実施の形態の変形例にかかる電力変換制御装置の電圧変換部の構成を示す図である。 実施の形態の変形例にかかる電力変換制御装置の電流変換部の構成を示す図である。
　図１は、実施の形態にかかる電力変換装置３およびこれを用いた系統連系電力システム１の構成を示す図である。図１に示すように、実施の形態にかかる系統連系電力システム１は、直流電源２と、電力変換装置３と、フィルタリアクトル５と、フィルタキャパシタ６と、連系リアクトル８とを備える。系統連系電力システム１は、電力系統９と連系されている。
　直流電源２は、直流電圧Ｖｄｃと直流電流ｉｄｃとからなる直流電力を出力する。電力変換装置３は、この直流電源２からの直流電力を三相交流電力に変換する。電力変換装置３は、パワーコンディショナシステム（ＰＣＳ）とも称される。電力変換装置３は、電力変換回路３ａと、電力変換制御回路４と、ＰＬＬ回路７とを備えている。
　電力変換回路３ａは、三相交流出力電流ｉｏと三相交流出力電圧ｖｏとを出力する三相電圧型インバータ回路である。電力変換回路３ａは、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴなどの複数の半導体スイッチング素子で構築されている。電力変換回路３ａは、スイッチング制御信号ＳＧ＿ａｂｃに従って直流電力を三相交流電力に変換するように構築されている。電力変換回路３ａは、公知の各種のインバータ回路で構築されればよいので、詳細な説明は省略する。
　電力変換制御回路４は、電力変換回路３ａが出力した三相交流出力電流ｉｏと三相交流出力電圧ｖｏとＰＬＬ回路７の位相信号θｇとに基づいて、スイッチング制御信号ＳＧ＿ａｂｃを出力するように構築されている。スイッチング制御信号ＳＧ＿ａｂｃは、電力変換回路３ａの半導体スイッチング素子それぞれを駆動するゲート駆動信号である。
　ＰＬＬ回路７は、位相信号θｇを出力する。位相信号θｇは、基準となる周波数信号との位相誤差を検出して位相同期を行うための信号である。位相信号θｇは、正相位相信号θｇである。ＰＬＬ回路７の出力からは、正相位相信号θｇの逆相である逆相位相信号（－θｇ）も得られる。
　フィルタリアクトル５は、一端が電力変換装置３の出力端に接続されている。フィルタリアクトル５は、インダクタンスＬｆを持つ。フィルタキャパシタ６は、一端がフィルタリアクトル５の他端に接続し、他端が接地電位などの基準電位に接続されている。フィルタキャパシタ６は、キャパシタンスＣｆを持つ。
　連系リアクトル８の一端は、フィルタリアクトル５とフィルタキャパシタ６との接続点に接続されている。連系リアクトル８の他端は、電力系統９に接続されている。連系リアクトル８は、インダクタンスＬｇを持つ。
　図示は省略されているが、電力変換装置３の出力側には、計器用変成器が設けられている。計器用変成器は、交流回路の高電圧と大電流とを低電圧と小電流とに変換（変成）する。実施の形態にかかる計器用変成器は、三相交流出力電流ｉｏを変換する計器用変流器（ＣＴ）と、三相交流出力電圧ｖｏを変換する計器用変圧器（ＶＴ）とを含む。これらの計器用変成器で変換された電流および電圧は電力変換制御回路４に入力され、三相交流出力電圧ｖｏの計測値および三相交流出力電流ｉｏの計測値として取り扱われる。
　なお、図１のハードウェア構成は一例である。変形例として、フィルタリアクトル５とフィルタキャパシタ６とからなるＬＣ交流フィルタ回路は、電力変換装置３の内部に収納されてもよい。また、ＰＬＬ回路７は、電力変換装置３の外部に設けられていてもよい。
　実施の形態にかかる系統連系電力システム１は一例として太陽光発電システムであり、この場合の直流電源２は、太陽電池アレイである。系統連系電力システム１の他の例は蓄電システム（ＥＳＳ）であり、この場合の直流電源２は、蓄電池あるいは燃料電池などであってもよい。系統連系電力システム１の他の例は風力発電システムであり、この場合の直流電源２は、風力発電機と交直変換回路（つまりＡＣＤＣコンバータ回路）とを含む。
　実施の形態では、系統連系電力システム１において、図１に示すようにアンバランス短絡１０が発生した場合の逆相電圧を抑制する技術が提供される。アンバランス短絡１０の種類には、ＵＶＷの三相のなかで生ずる二相間短絡と、ＵＶＷの三相のいずれかが地絡した短絡と、が含まれる。さらに、二相間短絡には、ＵＶＷの三相のうちどの相とどの相とが短絡したのかで複数のバリエーションがある。よって二相間短絡の種類には、ＵＶ相短絡とＶＷ相短絡とＵＷ相短絡とが含まれる。グリッド構成は、電力系統９の側の変圧器と線路とグリッドインピーダンス等を含む。
　図２は、実施の形態にかかる電力変換制御回路４の電圧変換部４ａの構成を示す図である。電圧変換部４ａは、第一電圧変換ブロック４ａ１と第二電圧変換ブロック４ａ２と第三電圧変換ブロック４ａ３とを備えている。
　図２に示すように、第一電圧変換ブロック４ａ１は、三相交流出力電圧ｖｏの計測値にａｂｃ／αβ変換を施す。これにより、第一電圧変換ブロック４ａ１は、三相（ａｂｃ）の交流出力電圧を、アルファベータ二相正相電圧（αβ＋）とアルファベータ二相逆相電圧（αβ－）とにそれぞれ変換する。なお、三相のａｂｃそれぞれが、上述した三相のＵＶＷそれぞれと対応付けられている。
　第二電圧変換ブロック４ａ２は、正相位相信号（θｇ）に基づいて二相正相電圧（αβ＋）にαβ／ｄｑ変換を施すことで、二相正相電圧（ｄｑ＋）を出力する。
　第三電圧変換ブロック４ａ３は、逆相位相信号（－θｇ）に基づいて二相逆相電圧（αβ－）にαβ／ｄｑ変換を施すことで、二相逆相電圧（ｄｑ－）を出力する。
　図２にも記載したように、第二電圧変換ブロック４ａ２が出力する正相電圧ｖｏ＿ｄｑ＋は、下記の式（１）で表される。正相電圧ｖｏ＿ｄｑ＋は、ｖｏ＿ｄ＋とｖｏ＿ｑ＋との組からなる信号である。ｖｏ＿ｄ＋は、正相電圧のｄ軸成分である第一軸正相電圧値である。ｖｏ＿ｑ＋は、正相電圧のｑ軸成分である第二軸正相電圧値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　また、第三電圧変換ブロック４ａ３が出力する逆相電圧ｖｏ＿ｄｑ－も、下記の式（２）で表される。逆相電圧ｖｏ＿ｄｑ－は、ｖｏ＿ｄ－とｖｏ＿ｑ－との組からなる信号である。ｖｏ＿ｄ－は、逆相電圧のｄ軸成分である第一軸正相電圧値である。ｖｏ＿ｑ＋は、逆相電圧のｑ軸成分である第二軸正相電圧値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図３は、実施の形態にかかる電力変換制御回路４の電流変換部４ｂの構成を示す図である。電流変換部４ｂは、第一電流変換ブロック４ｂ１と第二電流変換ブロック４ｂ２と第三電流変換ブロック４ｂ３とを備えている。
　図３に示すように、第一電流変換ブロック４ｂ１は、三相交流出力電流ｉｏの計測値にａｂｃ／αβ変換を施す。これにより、第一電流変換ブロック４ｂ１は、三相（ａｂｃ）の交流出力電流をアルファベータ二相正相電流（αβ＋）とアルファベータ二相逆相電流（αβ－）とにそれぞれ変換する。
　第二電流変換ブロック４ｂ２は、正相位相信号（θｇ）に基づいて二相正相電流（αβ＋）にαβ／ｄｑ変換を施すことで、二相正相電流ｉｏ＿ｄｑ＋を出力する。
　第三電流変換ブロック４ｂ３は、逆相位相信号（－θｇ）に基づいて二相逆相電流（αβ－）にαβ／ｄｑ変換を施すことで、二相逆相電流ｉｏ＿ｄｑ－を出力する。
　図３にも記載したように、第二電流変換ブロック４ｂ２が出力する正相電流ｉｏ＿ｄｑ＋は、下記の式（３）で表されるように、ｉｏ＿ｄ＋とｉｏ＿ｑ＋との組からなる信号である。ｉｏ＿ｄ＋は、正相電流のｄ軸成分である第一軸正相電流値である。ｉｏ＿ｑ＋は、正相電流のｑ軸成分である第二軸正相電流値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　また、第三電流変換ブロック４ｂ３が出力する逆相電流ｉｏ＿ｄｑ－も、下記の式（３）で表されるように、ｉｏ＿ｄ－とｉｏ＿ｑ－との組からなる信号である。ｉｏ＿ｄ－は、逆相電流のｄ軸成分である第一軸逆相電流値である。ｉｏ＿ｑ－は、逆相電流のｑ軸成分である第二軸逆相電流値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　図２および図３からわかるように、電圧変換部４ａおよび電流変換部４ｂは、三相交流出力電圧ｖｏの計測値および三相交流出力電流ｉｏの計測値それぞれをｄｑ変換することで、複数の出力値（ｖｏ＿ｄ＋、ｖｏ＿ｑ＋、ｖｏ＿ｄ－、ｖｏ＿ｑ－、ｉｏ＿ｄ＋、ｉｏ＿ｑ＋、ｉｏ＿ｄ－、およびｉｏ＿ｑ－）を算出する。
　図４は、実施の形態にかかる電力変換制御装置の制御信号演算部４ｃの構成を示す図である。制御信号演算部４ｃは、正相制御ブロック４ｃ１と逆相制御ブロック４ｃ２とゲート信号生成ブロック４ｃ３とを備える。
　正相制御ブロック４ｃ１は、電圧変換部４ａおよび電流変換部４ｂから受け取った三相交流出力電圧ｖｏの正相電圧および三相交流出力電流ｉｏの正相電流に基づいて三相正相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ＋を算出する。正相制御ブロック４ｃ１は、ＭＰＰＴ制御ブロック４１と減算ブロック４２と直流電圧制御ブロック４３と電力制御ブロック４４と第一逆変換ブロック４５とを備える。
　ＭＰＰＴ制御ブロック４１は、直流電源２である太陽電池アレイの電力を最大限に引き出すための最大電力点追従制御（Ｍａｘｉｍｕｍ　ｐｏｗｅｒ　ｐｏｉｎｔ　ｔｒａｃｋｉｎｇ）を実施するものである。実施の形態では直流電源２が太陽電池アレイであることを前提としているためＭＰＰＴ制御ブロック４１が設けられているが、直流電源２が太陽電池アレイではない他の直流電源である場合にはＭＰＰＴ制御ブロック４１が設けられなくともよい。
　減算ブロック４２は、ＭＰＰＴ制御ブロック４１の出力信号と直流電源２の直流電圧Ｖｄｃとの差分を演算する。直流電圧制御ブロック４３は、減算ブロック４２の出力信号に基づいて直流電圧制御を実施する。
　電力制御ブロック４４は、直流電圧制御ブロック４３の出力信号と無効電力指令値Ｑｒｅｆと電圧変換部４ａからの出力信号および電流変換部４ｂからの出力信号とに基づいて、二相正相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ｄｑ＋を算出する。
　第一逆変換ブロック４５は、二相正相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ｄｑ＋に対して二相／三相変換（つまりｄｑ／ａｂｃ変換）を施す。第一逆変換ブロック４５は、このｄｑ／ａｂｃ変換を行うことで三相正相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ＋を算出するように構築されている。
　逆相制御ブロック４ｃ２は、電圧変換部４ａおよび電流変換部４ｂから受け取った三相交流出力電圧ｖｏの逆相電圧および三相交流出力電流ｉｏの逆相電流に基づいて三相逆相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ－を算出する。逆相制御ブロック４ｃ２は、逆相電流基準生成ブロック４６と減算ブロック４７と第一フィードバック制御ブロック４８と第二逆変換ブロック４９とを備えている。
　逆相電流基準生成ブロック４６は、具体的には図４にも記載した下記の式（５）～式（７）で定められた演算処理を実施することで、二相逆相電流指令信号ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｄｑ－を算出する。二相逆相電流指令信号ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｄｑ－は、下記の式（５）のとおり第一軸逆相電流指令値ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｄ－と第二軸逆相電流指令値ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｑ－との組からなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　逆相電流基準生成ブロック４６は、第二軸逆相電圧値ｖｏ＿ｑ－に基づいて、逆相電流におけるｄ軸成分指令である第一軸逆相電流指令値ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｄ－を算出する。この演算は、下記の式（６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　さらに、逆相電流基準生成ブロック４６は、第一軸逆相電圧値ｖｏ＿ｄ－に基づいて、逆相電流におけるｑ軸成分指令である第二軸逆相電流指令値ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｑ－を算出する。この演算は、下記の式（７）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　上記の式（６）では、ｄ軸成分の逆相電流指令値が、ｑ軸成分の逆相電圧値から生成されている。その一方で、式（７）では、ｑ軸成分の逆相電流指令値が、ｄ軸成分の逆相電圧値から生成されている。このようにｄ軸成分とｑ軸成分とを互いに関連付けて演算を行っていることが、実施の形態の特徴の一つである。また、実施の形態では、式（６）では係数がマイナスｋなのに対し、式（７）では係数がプラスｋであるという違いがある。なお、この係数ｋは予め定めた係数である。式（６）と式（７）とで係数ｋを同じ数値にしてもよく、式（６）の係数ｋと式（７）の係数ｋを違う大きさとして、一方を他方よりも大きくしてもよい。
　図９は、実施の形態にかかる電力変換装置３の動作を説明するためのグラフである。図９には、正相電圧ｖｏ＿ｄｑ＋が図示されており、そのｑ軸成分ｖｏ＿ｑ＋がゼロである様子が図示されている。図９を参照すると、基準位相はＰＬＬ回路７によって正相電圧ｖｏ＿ｄｑ＋に基づいて生成されるので、逆相電圧ｖｏ＿ｄｑ－のｄ軸成分とｑ軸成分とが両方ともゼロではない値を持つことがわかる。逆相電圧ｖｏ＿ｄｑ－の位相θｓはアンバランス短絡種類とグリッド構成とに応じて異なる値となる（例えば図９のθｓ１とθｓ２参照）。
　減算ブロック４７は、二相逆相電流指令信号ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｄｑ－と二相逆相電流ｉｏ＿ｄｑ－との差分を演算する。具体的には、減算ブロック４７は、第一軸逆相電流指令値ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｄ－と第一軸逆相電流値ｉｏ＿ｄ－との差分を演算する。これとともに、減算ブロック４７は、第二軸逆相電流指令値ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｑ－と第二軸逆相電流値ｉｏ＿ｑ－との差分を演算する。
　第一フィードバック制御ブロック４８は、減算ブロック４７の二相出力信号にフィードバック制御を施すように構築されている。第一フィードバック制御ブロック４８は実施の形態では一例として比例積分制御（ＰＩ制御）を施すように構築されている。なお、変形例として、第一フィードバック制御ブロック４８が、Ｐ制御、Ｄ制御、Ｉ制御、ＰＤ制御、ＰＩＤ制御などの他の公知のフィードバック制御を行うものであってもよい。
　第二逆変換ブロック４９は、逆相位相信号（－θｇ）に基づいて第一フィードバック制御ブロック４８が出力したフィードバック制御後の二相逆相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ｄｑ－に対して二相／三相変換（つまりｄｑ／ａｂｃ変換）を施す。第二逆変換ブロック４９は、このｄｑ／ａｂｃ変換を行うことで三相逆相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ－を算出するように構築されている。
　ゲート信号生成ブロック４ｃ３は、三相正相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ＋と三相逆相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ－とに基づいてスイッチング制御信号ＳＧ＿ａｂｃを生成するように構築されている。ゲート信号生成ブロック４ｃ３は、加算ブロック５０と減算ブロック５１と第二フィードバック制御ブロック５２とＰＷＭ信号生成ブロック５３とを備えている。
　加算ブロック５０は、三相正相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ＋と三相逆相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ－とを加算する。減算ブロック５１は、加算ブロック５０の出力から、フィルタリアクトル５を流れる三相交流出力電流値ｉｆ＿ａｂｃとの差分を演算する。三相交流出力電流値ｉｆ＿ａｂｃは、図１における電力変換回路３ａの出力電流値（ｉｆ）を図示しない計器用変流器（ＣＴ）を設けることで取得される。
　第二フィードバック制御ブロック５２は、減算ブロック５１の三相出力信号にフィードバック制御を施すように構築されている。第二フィードバック制御ブロック５２は、実施の形態では一例として比例制御（Ｐ制御）を施すように構築されている。なお、変形例として、第二フィードバック制御ブロック５２は、Ｄ制御、Ｉ制御、ＰＩ制御、ＰＤ制御、ＰＩＤ制御などの他の公知のフィードバック制御を実施するものであってもよい。
　ＰＷＭ信号生成ブロック５３は、第二フィードバック制御ブロック５２の三相出力信号に基づいて、電力変換回路３ａの半導体スイッチング素子それぞれのゲート駆動信号としてのスイッチング制御信号ＳＧ＿ａｂｃを生成する。
　バッテリシステムのない太陽光発電用電力変換装置の場合には、有効電力は電力系統側へ流れるのみであり、その逆方向には流れないことが通常である。また、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ソフトは、正相電流のみ制御する正相制御ブロック４ｃ１のみを備えている場合が多い。
　実施の形態では、前述したアンバランス短絡に対処するために、逆相制御ブロック４ｃ２が設けられている。本願発明者が見出した独特の技術的思想は、ｄ軸逆相電流がｑ軸逆相電圧を抑制できるとともに、ｑ軸逆相電流がｄ軸逆相電圧を抑制することができるというものである。
　この独特の技術的思想に基づいて、実施の形態における装置構成では、ｄ軸成分指令の第一軸逆相電流指令値ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｄ－をｑ軸成分の第二軸逆相電圧値ｖｏ＿ｑ－に基づいて算出するとともに、ｑ軸成分指令の第二軸逆相電流指令値ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｑ－をｄ軸成分の第一軸逆相電圧値ｖｏ＿ｄ－に基づいて算出するという算出技術が用いられる。この算出技術を用いることで、逆相電流を注入することで逆相電圧を低減するときに、三相逆相電流指令信号ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ－を精度良く作り出すことができる。
　図５～図８は、実施の形態にかかる電力変換装置の効果を説明するためのタイミング図である。図１に記載したように系統連系電力システム１にアンバランス短絡１０（不平衡故障ともいう）が発生すると、図５に記載したように逆相電圧Ｖ－ ｏ＿ｄｑが上昇する。なお、図５の正相電圧Ｖ＋ ｏ＿ｄｑと逆相電圧Ｖ－ ｏ＿ｄｑは、下記の式（８）および式（９）で算出される値としている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　図５～図８において横軸が時間であり、時刻ｔ１，ｔａ，ｔ２はそれぞれ同じタイミングを示しており、時刻ｔａにおいて逆相制御ブロック４ｃ２が作動開始している。
　図５～図８では、便宜上、逆相制御ブロック４ｃ２を停止から作動に切り替える様子を図示することで逆相制御ブロック４ｃ２の有無による効果の違いを説明している。よって、時刻ｔａにおいて逆相制御無効期間から逆相制御有効期間へと制御内容が切り替わっている。
　実施の形態では逆相制御ブロック４ｃ２は常に作動していてもよく、それにより「逆相制御有効」のときの作用効果が常に発揮されていてもよい。なお、図５～図８では時刻ｔ１と時刻ｔ２それぞれでアンバランス短絡発生により逆相電圧Ｖ－ ｏ＿ｄｑが増大した後、一定時間経過後に逆相電圧Ｖ－ ｏ＿ｄｑが立ち下がっているが、これは効果説明のためのシミュレーション波形だからである。実際には、アンバランス短絡発生により逆相電圧Ｖ－ ｏ＿ｄｑが増大した後、何らかの対策が施されない限りはアンバランス短絡が解消するまで逆相電圧Ｖ－ ｏ＿ｄｑが維持される。
　実施の形態では、アンバランス短絡が発生すると実施の形態にかかる逆相制御ブロック４ｃ２が作動する。逆相制御ブロック４ｃ２が作動することで、ｄ軸およびｑ軸の逆相電流が注入される。
　逆相制御ブロック４ｃ２により逆相電流が注入された結果、図７に示すように、逆相制御有効のときには逆相制御無効のときよりもΔｉだけ逆相電流が増大させられる。図７の逆相制御有効においてΔｉという大きさの逆相電流が注入されることにより、図５に示すように逆相制御有効のときには逆相制御無効のときよりも逆相電圧Ｖ－ ｏ＿ｄｑをΔＶだけ抑制することができる。
　アンバランス短絡により逆相電圧が増大すると、三相交流出力電圧ｖｏにおけるそれぞれの相の振幅が互いに大きく相違する三相間電圧アンバランスが起きる問題がある。実施の形態ではアンバランス短絡発生時に逆相電圧を抑制できるので、このような三相間電圧アンバランスを抑制することができる。
　なお、図６では一例として逆相電圧のｄ軸成分とｑ軸成分とが正負逆であり且つ絶対値が異なる場合を図示している。しかしアンバランス短絡のモードによってはこれ以外の場合も生じうる。同様に、図８では逆相電流のｄ軸成分とｑ軸成分とが正負同一であり且つ絶対値が異なる場合を図示している。しかしアンバランス短絡のモードによってはこれ以外の場合も生じうる。
　実施の形態にかかる電力変換制御回路４は、上記の式（６）および式（７）に従って二種類の演算を実行している。この第一演算と第二演算とのうち少なくとも一方の演算が実行されることが好ましい。二種類の演算のうち第一演算は、上記式（７）に従って、第一軸逆相電圧値ｖｏ＿ｄ－が増大するほど第二軸逆相電流指令値ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｑ－の絶対値を増大させるものである。
　上記二種類の演算のうち第二演算は、上記式（６）に従って、第二軸逆相電圧値ｖｏ＿ｑ－が増大するほど第一軸逆相電流指令値ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｄ－の絶対値を増大させるものである。ただし、式（６）の右辺では、係数マイナスｋが乗算されている。よって、式（６）は、第二軸逆相電圧値ｖｏ＿ｑ－が増大するほど、ゼロに向けて低減またはマイナス側へ増大するように第一軸逆相電流指令値ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｄ－の値を算出する。
　実施の形態では、電力変換制御回路４は、三相交流出力電圧ｖｏの計測値と三相交流出力電流ｉｏの計測値とをそれぞれｄｑ変換する場合に、「フィルタ演算」を実施することが好ましい。フィルタ演算は、ｄｑ変換された信号に系統周波数の第二次高調波成分が含まれることを抑制する演算である。
　実施の形態では、三相交流出力電圧ｖｏの計測値と三相交流出力電流ｉｏの計測値とをそれぞれαβ変換することでαβ軸逆相成分を抽出した後にαβ軸逆相成分をｄｑ変換することで、電力変換制御回路４が上記の「フィルタ演算」を実施してもよい。三相／αβ変換を介在させることで第二次高調波を除去できるからである。
　図１０は、実施の形態の変形例にかかる電力変換制御回路４の電圧変換部４ａａの構成を示す図である。図１１は、実施の形態の変形例にかかる電力変換制御回路４の電流変換部４ｂｂの構成を示す図である。
　電力変換制御回路４は、上記の「フィルタ演算」を実施する周波数阻止フィルタ４ａａ２、４ｂｂ２を含んでもよい。図１０に示すように、変形例にかかる電圧変換部４ａａは、電圧変換ブロック４ａａ１および周波数阻止フィルタ４ａａ２を備えてもよい。図１１に示すように、変形例にかかる電流変換部４ｂｂは、電流変換ブロック４ｂｂ１および周波数阻止フィルタ４ｂｂ２を備えてもよい。
　周波数阻止フィルタ４ａａ２および周波数阻止フィルタ４ｂｂ２は、系統電圧周波数の第二次高調波を阻止するフィルタである。阻止されるべき第二次高調波は、系統電圧周波数の二倍の周波数である。具体的には、阻止されるべき第二次高調波は、系統電圧周波数が５０Ｈｚ～６０Ｈｚなどであれば、例えば１００Ｈｚ～１２０Ｈｚの信号である。
１　系統連系電力システム、２　直流電源、３　電力変換装置、３ａ　電力変換回路、４　電力変換制御回路、４ａ、４ａａ　電圧変換部、４ａ１　第一電圧変換ブロック、４ａ２　第二電圧変換ブロック、４ａ３　第三電圧変換ブロック、４ａａ１　電圧変換ブロック、４ａａ２　周波数阻止フィルタ、４ｂ、４ｂｂ　電流変換部、４ｂ１　第一電流変換ブロック、４ｂ２　第二電流変換ブロック、４ｂ３　第三電流変換ブロック、４ｂｂ１　電流変換ブロック、４ｂｂ２　周波数阻止フィルタ、４ｃ　制御信号演算部、４ｃ１　正相制御ブロック、４ｃ２　逆相制御ブロック、４ｃ３　ゲート信号生成ブロック、５　フィルタリアクトル、６　フィルタキャパシタ、７　ＰＬＬ回路、８　連系リアクトル、９　電力系統、１０　アンバランス短絡、４１　ＭＰＰＴ制御ブロック、４２、４７、５１　減算ブロック、４３　直流電圧制御ブロック、４４　電力制御ブロック、４５　第一逆変換ブロック、４６　逆相電流基準生成ブロック、４８　第一フィードバック制御ブロック、４９　第二逆変換ブロック、５０　加算ブロック、５２　第二フィードバック制御ブロック、５３　ＰＷＭ信号生成ブロック、ｉｆ＿ａｂｃ　三相交流出力電流値、ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ＋　三相正相電流指令信号、ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ－　三相逆相電流指令信号、ｉｆ＿ｒｅｆ＿ａｂｃ＋　三相正相電流指令信号、ｉｆ＿ｒｅｆ＿ｄｑ＋　二相正相電流指令信号、ｉｆ＿ｒｅｆ＿ｄｑ－　二相逆相電流指令信号、ｉｏ　三相交流出力電流、ｉｏ＿ｄｑ＋　二相正相電流、ｉｏ＿ｄｑ－　二相逆相電流、ｉｏ＿ｄ＋　第一軸正相電流値、ｉｏ＿ｑ＋　第二軸正相電流値、ｉｏ＿ｄ－　第一軸逆相電流値、ｉｏ＿ｑ－　第二軸逆相電流値、ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｄｑ－　逆相電流指令信号、ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｄ－　第一軸逆相電流指令値、ｉｏ＿ｒｅｆ＿ｑ－　第二軸逆相電流指令値、ＳＧ＿ａｂｃ　スイッチング制御信号、Ｖｄｃ　直流電圧、ｖｏ　三相交流出力電圧、ｖｏ＿ｄｑ＋　正相電圧、ｖｏ＿ｄｑ－　逆相電圧、ｖｏ＿ｄ＋　第一軸正相電圧値、ｖｏ＿ｑ＋　第二軸正相電圧値、ｖｏ＿ｄ－　第一軸逆相電圧値、ｖｏ＿ｑ－　第二軸逆相電圧値、θｇ　正相位相信号、－θｇ　逆相位相信号、θｓ　位相

Claims (5)

  1. 　スイッチング制御信号に従って直流電力を三相交流電力に変換するように構築された電力変換回路と、
    　前記電力変換回路の三相交流出力電圧および三相交流出力電流に基づいて前記スイッチング制御信号を生成するように構築された電力変換制御回路と、
    　を備え、
    　前記電力変換制御回路は、
    　前記三相交流出力電圧の正相電圧および前記三相交流出力電流の正相電流に基づいて正相電流指令信号を算出し、
    　前記三相交流出力電圧の計測値および前記三相交流出力電流の計測値それぞれをｄｑ変換することで、逆相電圧のｄ軸成分である第一軸逆相電圧値と前記逆相電圧のｑ軸成分である第二軸逆相電圧値と逆相電流のｄ軸成分である第一軸逆相電流値と前記逆相電流のｑ軸成分である第二軸逆相電流値とを算出し、
    　前記逆相電流におけるｄ軸成分指令である第一軸逆相電流指令値を前記第二軸逆相電圧値に基づいて算出するとともに前記逆相電流におけるｑ軸成分指令である第二軸逆相電流指令値を前記第一軸逆相電圧値に基づいて算出し、前記第一軸逆相電流指令値と前記第二軸逆相電流指令値と前記第一軸逆相電流値と前記第二軸逆相電流値とに基づいて逆相電流指令信号を算出し、且つ、
    　前記正相電流指令信号と前記逆相電流指令信号とに基づいて前記スイッチング制御信号を生成するように構築された電力変換装置。
  2. 　前記電力変換制御回路は、第一演算と第二演算とのうち少なくとも一方の演算を実行するように構築され、
    　前記第一演算は、前記第一軸逆相電圧値が増大するほど前記第二軸逆相電流指令値の絶対値を増大させるものであり、
    　前記第二演算は、前記第二軸逆相電圧値が増大するほど前記第一軸逆相電流指令値の絶対値を増大させるものである請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記電力変換制御回路は、前記三相交流出力電圧の計測値と前記三相交流出力電流の計測値とをそれぞれｄｑ変換する場合に、前記ｄｑ変換された信号に系統周波数の第二次高調波成分が含まれることを抑制するフィルタ演算を実施するように構築された請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記電力変換制御回路は、前記三相交流出力電圧の計測値と前記三相交流出力電流の計測値とをそれぞれαβ変換することでαβ軸逆相成分を抽出した後に前記αβ軸逆相成分をｄｑ変換することで、前記フィルタ演算を実施するように構築された請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電力変換制御回路は、前記フィルタ演算を実施する周波数阻止フィルタを含む請求項３に記載の電力変換装置。
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