WO2021069228A1 - Verfahren zur reduzierung von störeinflüssen in einem radar-system - Google Patents

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transmission
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Michael GOTTINGER
Peter Gulden
Martin Vossiek
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Symeo Gmbh
Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg
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Definitions

  • the invention relates to a method for reducing interference in a radar system according to claim 1, a radar system according to claim 14 and a use of a method according to claim 18.
  • the transceiver units S1, S2 each have a local oscillator as clock source S101, S201, a modulator S103, S203, at least two mixers S104, S105, S204, S205, an analog-to-digital converter S106, S206 and a phase-locked loop S102, S202 on.
  • the clock sources S101 and S201 of the transceiver units S1, S2 influence both the sending of signals and the reception of signals, since, for example, the sampling times of the analog-to-digital converters S106, S206 are determined by the clock sources S101, S201.
  • the clock sources S101, S201 are also used as a reference for the respective phase-locked loops S102, S202, which are designed to supply high-frequency carrier signals produce.
  • the modulators S103, S203 generate digital baseband transmit signals sigTXlb, sigTX2b in the baseband in both transceiver units S1, S2.
  • the two mixers S104, S105, S204, S205 of the respective transceiver units S1, S2 are used to mix up the baseband transmit signals sigTXlb, sigTX2b and to mix down the receive signals sigRXl, sigRX2 to form baseband receive signals sigRXlb, sigRX2b.
  • the baseband received signals sigRXlb, sigRX2b are sampled with the analog-to-digital converters S106, S206.
  • the transceiver units S1, S2 send and receive at (approximately) the same time over an (approximately) the same, (quasi) reciprocal radio channel signals according to a full duplex method received signals is in particular pulse or frequency modulated continuous wave (FMCW) signals.
  • FMCW pulse or frequency modulated continuous wave
  • Orthogonal frequency division multiplexing methods Orthogonal frequency division multiplexing methods
  • OFDM orthogonal frequency divisional multiplexing
  • phase noise A possible interference in communication systems that use signals modulated according to the OFDM method is phase noise.
  • the effect of phase noise in communication systems, for example on the bit error rate of communication systems, is described, for example, in T. Pollet, M. Van Blade, and M. Moeneclaey, “BER Sensitivity of OFDM Systems to Carrier Frequency Offset and Wiener Phase Noise,” IEEE Trans. Commun ., vol. 43, no. 2, pp. 191-193, 1995.
  • phase noise in communication systems that use signals modulated according to the OFDM method can lead to an equal phase shift of the symbols in all sub-carriers, which is called common phase rotation (CPR).
  • CPR common phase rotation
  • phase noise is, in particular, inter-carrier interference (ICI), as a result of which the orthogonality of the subcarriers is disturbed and undesired mutual crosstalk, cross-talk, of the subcarriers can occur.
  • ICI inter-carrier interference
  • the aforementioned compensation method presupposes that the transceiver units are (completely) synchronized, which means that in particular the channel properties, i.e. the transmission time and changes in the transmission time of signals transmitted via the channel, are compensated.
  • the compensation methods used in communication methods are poorly suited for the compensation of phase noise in radar methods, since the compensation methods in particular remove information about the channel properties - transmission times and changes in transmission times. In the case of radar methods, however, information about the channel properties is evaluated in order to calculate distances and / or relative speeds.
  • T. E. Abrudan, A. Haghparast, and V. Koivunen “Time Synchronization and Ranging in OFDM Systems Using Time-Reversal," IEEE Trans. Instrum. Meas., Vol. 62, no. 12, pp. 3276-3290, 2013, describes a radar method with which an attempt is made to compensate for the interference as far as possible.
  • the previously achievable results of the known radar methods remain far below the theoretically achievable limit for the achievable accuracy, as for example in T. Wang, Y. Shen, S. Mazuelas, H. Shin, and MZ Win, "On OFDM Ranging Accuracy in Multipath Channels, "IEEE Syst. J., vol. 8, no. 1, pp. 104-114, 2014.
  • the object is achieved by a method for reducing interference in a radar system according to claim 1, a radar system according to claim 14 and the use of a method according to claim 18.
  • the object is achieved by a method for reducing interference in a radar system, which has at least two, in particular spatially separated, transceiver units, the method comprising the following steps: a transmission step in which a first transmission signal of the first transmission -Receiving unit to a second transceiver unit and a second transmission signal from the second transceiver unit to the first transceiver unit are sent and received via a radio channel, the transmission signals being modulated according to an orthogonal frequency division multiplex method; and a pre-correction step, in which correction values are determined from the received transmission signals, and in particular are exchanged between the transmitting / receiving stations, the received transmission signals preferably being post-processed using the correction values, so that influences of disturbance variables, in particular phase noise and / or a time offset and / or unknown initial phase positions, are reduced, preferably compensated.
  • correction values can be determined in a pre-correction step with which it is possible to post-process (or post-process) the transmitted signals received in the transceiver units, whereby the influence of the disturbance variables, which in particular after an OFDM- Method-modulated signals can include, for example, phase noise and / or a time offset and / or unknown initial phase positions, to which transmission signals received in the transceiver units can be reduced (in particular compensated) with the determined correction values.
  • the determination of the correction values and the post-processing of the received transmission signals can be carried out in a simple manner, and the computational requirements can be relatively low.
  • the correction values and / or comparison values and / or raw data that are determined and / or used in the pre-correction step can be carried out by (approximately) simultaneous (or temporally overlapping) data transmission made possible by the OFDM method between the Transceiver units are exchanged.
  • a (simultaneous) operation of a plurality of spatially distributed transceiver units is made possible by efficient multiplexing, which is achieved through the use of transmit signals (OFDM transmit signals) modulated according to an OFDM method.
  • the various transmit / receive units are preferably divided into different subcarriers of the OFDM transmit signals.
  • phase noise enables, in particular, an increase in accuracy when determining distances and / or Relative speeds between the transmitter / receiver units and of distances and / or angles and / or relative speeds of passive objects.
  • the clock rate of the local oscillators can be adjusted before the transmission, which enables a fast Fourier transform (FFT) to be calculated, even in several dimensions.
  • FFT fast Fourier transform
  • an exact presynchronization of the time offset of the clock sources, which is technically very complex, is not absolutely necessary.
  • a signal such as a transmission signal or a received transmission signal, preferably has an amplitude, a frequency and a phase (and possibly noise).
  • duplex denotes the directional dependency of a transmission channel, with a full duplex channel enabling (approximately) simultaneous or temporally overlapping signal transmission in both directions.
  • the method further comprises a comparison step in which: in the second transceiver unit a comparison signal is formed from a first corrected, received transmission signal and the second transmission signal, the comparison signal from the second transceiver unit to the first transmission Receiving unit is transmitted, in particular communicated; and a comparison signal is formed in the first transceiver unit from a second corrected, received transmission signal and the first transmission signal, the comparison signal being transmitted, in particular communicated, from the first transceiver unit to the second transceiver unit; wherein in a first step deviations in the comparison signals that are caused by systematic deviations in the transceiver units are reduced, preferably compensated, wherein in a second step preferably at least one complex value from a first of the two comparison signals or from a signal that was derived from this first comparison signal, is used to adapt at least one complex value of the second of the two comparison signals or a value of a signal that was derived from this second comparison signal, and thus to form an adapted signal, the adaptation taking place in such a way that
  • a frequency spectrum is calculated in the transceiver unit and in the transceiver unit, in each of which a frequency peak is determined.
  • the frequency peaks are preferably exchanged between the stations, the correction values further preferably being calculated on the basis of the frequency peaks.
  • the correction values can be determined in a simple and rapid manner and / or can be exchanged between the transceiver units.
  • the correction values are calculated as follows: a correction value as division of a frequency peak by the number of subcarriers and multiplication by Pi, a further correction value for each subcarrier as the difference between the frequency peaks, division by the number of subcarriers and multiplication by Pi and a subcarrier number, and a time-dependent correction value as division of the current time by the symbol duration and multiplication by two times pi.
  • the correction values can be calculated in a fast and not computationally intensive way.
  • the correction values can be achieved that after applying the correction values to the received signals, all remaining disturbance variables are complex conjugate to one another and can be further processed with the previously registered method.
  • the method preferably further comprises a reconstruction step in which the distances and / or relative speeds between the at least two transceiver units are determined from the corrected, received transmit signals (in particular after the pre-correction step and / or the comparison step). In this way, a high level of accuracy can be achieved.
  • distances and / or relative speeds and / or angles of passive objects are determined in the reconstruction step, in particular further transceiver units communicating with the at least two transceiver units via transmit signals that are modulated according to the OFDM method.
  • a particularly high level of accuracy can be achieved in this way.
  • each of the transceiver units sends and / or receives at least substantially simultaneously (or temporally overlapping) transmission signals via at least one channel via antenna elements of the transceiver units designed for this purpose.
  • the channel is preferably (at least essentially) reciprocal for the transceiver units.
  • the first transceiver unit and the second transceiver unit have a line of sight to one another, so that interference caused in particular by multipath propagation can be reduced.
  • the method further comprises a synchronization step in which a time offset, a time drift and / or a transmission frequency of clock sources that the transceiver units have, in particular by radio, is / are exchanged, whereby clock offsets and / or the clock rates of the clock sources can be approximated (adjusted) to one another.
  • a simultaneous transmission of user data takes place on subchannels and / or symbols provided for this purpose, whereby data can be exchanged between the transceiver units, which are used in particular for the pre-correction step and / or the reconstruction step and / or the synchronization step.
  • the compressed sensing method for example, not all subcarriers of the OFDM-modulated transmission signals are occupied (but this can be the case).
  • the occupancy of the subcarriers of the OFDM-modulated transmission signals can change in particular over time, for example from symbol to symbol.
  • the compressed sensing method can thus take place in one or more dimensions.
  • the transmit / receive channels are preferably assigned in a time-varying manner, in particular according to a stepped carrier method, whereby the scanning requirements can be reduced.
  • the entire bandwidth of the OFDM-modulated signal is divided up in order to reduce the base bandwidth.
  • Each symbol is preferably divided into a certain number of sub-symbols, each of which has a relatively small bandwidth.
  • a high overall bandwidth may be necessary, so that the sub-symbols are preferably up-converted to different carrier frequencies.
  • the carrier frequencies are increased by the bandwidth of the baseband signal after each formation of the sub-symbol, so that a step pattern is created when the frequency is plotted against time for several sub-symbols.
  • stepped OFDM-modulated (transmit) signal consists of several successive blocks.
  • a detailed description of a stepped carrier method can be found, for example, in the publication by B. Schweizer, C. Knill, D. Schindler, and C. Waldschmidt, “Stepped Carrier OFDM Radar Processing Scheme to Retrieve High-Resolution Range-Velocity Profile at Low Sampling Rate, "IEEE Trans. Microw. Theory Tech., Vol. 66, no. 3, pp. 1610-1618, 2017.
  • the transceiver units move relative to one another, in particular during the transmission step.
  • the positions and orientations of the transceiver units are preferably recorded.
  • the reconstruction step can be carried out several times in succession. Results of the reconstruction steps can be offset against one another using a synthetic aperture calculation. With the synthetic aperture calculation, particularly good results, in particular particularly high radar image resolutions, can be achieved.
  • the transceiver units move relative to one another, in particular during the transmission step.
  • the positions and orientations of the transceiver units (S1, S2) are preferably recorded.
  • the reconstruction step (in which positions and / or alignments and / or relative speeds of the transceiver units are determined) can be carried out several times in succession. Results of the (respective) reconstruction step can be offset against one another using an inverse synthetic aperture calculation. With the inverse synthetic aperture calculation, particularly good results, in particular a particularly high accuracy of the position and / or alignment and / or relative speed determination, can be achieved, since reflections on passive objects can be suppressed by the relative movement between the transmitter / receiver stations.
  • a radar system for determining a distance and / or a relative speed, in particular for carrying out the above method, having: at least two, in particular spatially separated, transceiver units, which are designed to transmit signals after an orthogonal frequency division multiplexing method, OFDM method, are modulated, to be transmitted and received; a signal processing unit which is designed to determine correction values from the received transmission signals and, based on the correction values, preferably postprocess the received transmission signals so that influences of disturbance variables, in particular phase noise and / or a time offset and / or unknown initial phase positions, are reduced, preferably compensated.
  • a signal processing unit which is designed to determine correction values from the received transmission signals and, based on the correction values, preferably postprocess the received transmission signals so that influences of disturbance variables, in particular phase noise and / or a time offset and / or unknown initial phase positions, are reduced, preferably compensated.
  • the radar system according to the invention has the advantages that have already been described in relation to the method for reducing interference in a radar system.
  • the signal processing unit is preferably also designed to: form a comparison signal from a first corrected, received transmission signal and the second transmission signal, the comparison signal being transmitted, in particular communicated, from the second transmission / reception unit to the first transmission / reception unit; and / or to form a comparison signal from a second corrected, received transmission signal and the first transmission signal, the comparison signal being transmitted, in particular communicated, from the first transmitting / receiving unit to the second transmitting / receiving unit; wherein the signal processing unit is preferably designed to reduce deviations in the comparison signals that are caused by systematic deviations in the transceiver units, to preferably compensate, and in particular to use at least one complex value from a first of the two comparison signals or from a signal derived from this first comparison signal to use at least one complex value of the second of the two comparison signals or a value of a signal that is derived from This second comparison signal was derived to adapt and thus to form an adapted signal, the adaptation preferably being done in such a way that the vector sum or the difference of the complex values is formed by
  • the transceiver units are preferably designed to communicate with a clock unit, the clock unit being designed to provide the transceiver units with a system clock and / or a transmission start point.
  • the system clock and / or transmission start point of the transceiver units can be adjusted (approximated) to one another.
  • each of the transceiver units also has antenna elements which are designed to transmit and receive at least substantially simultaneously (or in a temporally overlapping manner) via at least one channel.
  • the channel is preferably (approximately) reciprocal for the transceiver units.
  • the object of the invention is achieved by using the above method and / or the above system, for mobile devices, preferably for vehicles, in particular unmanned aircraft or preferably passenger vehicles and / or trucks.
  • the transceiver unit also includes one if necessary, physically independent evaluation device which is connected to the transceiver unit.
  • the transceiver unit can be designed as an arrangement of in particular one or more antennas with a few signal-generating or signal-processing components, while further components such as the signal comparison units or an evaluation device are connected to such an arrangement as structurally independent components.
  • components can, as far as technically feasible, be designed as so-called hardware from processing components and / or implemented as signals or data processing steps executed entirely or partially in a processor.
  • the possibly provided evaluation device is, in particular, part of one or more (both) transceiver units or connected to one or more (both) such transceiver units.
  • a physically independent evaluation device can be provided which is connected to the respective transceiver unit or the other components of the respective transceiver unit.
  • the evaluation device can optionally (partially or completely) be integrated into the first and / or the further non-coherent transceiver unit, for example in a common housing and / or as a structural unit.
  • the radar system R has two transceiver units S1, S2, which send and receive modulated transmit signals sigTXl, sigTX2 according to an OFDM method, the transmit signals sigTXl, sigTX2 having several mutually orthogonal subcarriers subCl, subC2.
  • the orthogonal subcarriers are divided up in such a way that the transceiver unit S1 operates on the subcarriers and broadcast
  • Receiving unit S2 on the subcarriers send.
  • the transmission signals sigTXl, sigTX2 with the subcarriers are each received by the other transceiver unit S1, S2, with unoccupied subcarriers can be used for a monostatic radar measurement, i.e. for the detection of passive objects (radar targets).
  • the number of occupied sub-carriers N is a value much greater than 8, such as 1024 or more.
  • both transceiver units S1, S2 can be on the same subcarriers send.
  • the time offset of the transmission signals sigTX1, sigTX2 can be set appropriately to the effect that homodyne and heterodyne radar signals can be separated.
  • some of the sub-carriers can also be used can be used at the same time for communication, which can be advantageous (especially for the exchange of data or signals).
  • time drift which inter-carrier interference (ICI) causes, which disrupts the orthogonality condition between the subcarriers, is or has been corrected.
  • the time drift can lead, on the one hand, to an error in the sampling times and, on the other hand, to a frequency error, since the phase-locked loops S102, S202 multiply the existing system clock.
  • time offset ⁇ can, for example, be a maximum of 1 ⁇ s, preferably 100 ns or in particular less.
  • Both of the aforementioned conditions can be achieved, for example, by a synchronization method, as for example in H. Abdzadeh-Ziabari and M. G. Shayesteh, "Robust Timing and Frequency Synchronization for OFDM Systems," IEEE Trans. Veh. Techno!., Vol. 2, no. 4, pp. 822-839, 2003.
  • T denotes the elementary symbol duration
  • T G corresponds to the duration of a so-called guard interval, or also called a cyclic prefix.
  • the additional time added to each OFDM symbol by the guard interval is preferably used to compensate (or reduce) effects that can arise from multipath propagation.
  • the guard interval in addition to a maximum propagation time in the transmission channel, and the expected time offset ⁇ can be taken into account.
  • the frequency offset ⁇ f of N orthogonal subcarriers applies in particular
  • the individual subcarriers n 1 , n 2 then transmit at the frequencies
  • the times t 1 and t 2 are introduced at the transceiver units S1 and S2.
  • the transmission signals from the two stations S1, S2 can thus be used as can be described, with a total of M consecutive symbols are sent.
  • the rect describes a rectangular window of the duration are the frequency offset between the subcarriers of the transceiver units S1 and S2.
  • the modulation of the subcarriers a 1 and a 2 of the respective other station is preferably known.
  • Known symbols or symbol subcarriers are referred to as pilot symbols or pilot subcarriers.
  • the type of modulation of the transceiver units S1 and S2 is preferably chosen to be identical. In-phase quadrature (IQ) modulation is preferred, with which a sufficiently low peak-to-average power ration (PAPR), the ratio of peak power to average power, can be achieved.
  • IQ In-phase quadrature
  • PAPR peak-to-average power ration
  • the baseband signals are each paired with the high-frequency carriers modulated, which have the carrier frequency f c . Since the clock sources S101, S102 (oscillators) are spatially distributed, the start phases are of symbols different and unknown. Furthermore are the phase noise processes of the two spatially separated transceiver units S1, S2 different and uncorrelated.
  • the two transmission signals can be used as being represented.
  • the time offset between the two send / receive units can be determined by the relationship must be taken into account, where t corresponds to time in the physical sense. It would also be conceivable that the transceiver units S1 to and transceiver unit S2 be operated staggered. After inserting the representation given in equation (7), the following applies to the transmission signals of the two transceiver units S1, S2:
  • the signals shown in equations (8) and (9) are transmitted simultaneously via a radio channel and are each received by the other transceiver unit.
  • transceiver units radar units
  • passive objects radar targets
  • a change in position during the entire transmission sequence can be assumed to be sufficiently small.
  • a running time in the transmission channel can therefore be used as are specified, the relative speed v to a carrier frequency-dependent Doppler shift f D of the received signals of the Transceiver units leads. Since the channel attenuation is assumed to be at least approximately identical in both directions and can be expressed by a complex number, this is neglected in the derivation.
  • the received signals of the sender / receiver units can thus be specified as follows:
  • the received signals are mixed down with the RF signal of the respective transceiver unit S1, S2 in the mixer S105 or S205.
  • an in-phase and quadrature mixer is required on the receiving side.
  • the baseband signals after the mixing process and a suitable low-pass filtering can be used as to be discribed.
  • the phase noise during an OFDM symbol is assumed to be sufficiently small. It is also assumed that the time offset and the transit time in the transmission channel are sufficiently small. The phase noise in both received signals is thus strongly correlated and can be classified as be approximated.
  • the received signal in the transceiver unit S1 can be represented as the following:
  • the signals shown in equations (15) and (17) have the following disturbance variables in particular: temporal offset ⁇ ; unknown phase shift and / or phase noise (fast-time) which are initially corrected.
  • a fast Fourier transformation (FFT) of the received and sampled signals is carried out in the respective transceiver unit S1, S2.
  • the effect of the above-mentioned disturbance variables on the signals received in the transceiver units are first reduced (compensated) in a pre-correction step VS2, the disturbance variables of both transceiver units being approximated (adjusted) to one another.
  • a comparison of the (corrected) signals from the two transceiver units enables a precise estimate of the distance, speed and initial phase.
  • a comparison signal can be generated which has comparable properties, such as, for example, in the case of signals from a homodyne mixing process in homodyne radar systems.
  • the distance between the transceiver units and / or passive objects or the transit time in the transmission channel can be calculated using an FFT using the index n.
  • the result of the FFT is improved so that, in particular, a more precise and non-integer value is obtained in that the result of the FFT is preferably determined by zero padding and parabolic interpolation.
  • the use of a window function can lead to a suppression of secondary maxima in the case of several signals.
  • the accuracy of the results can be increased further, in particular by averaging over several symbols, the time offset ⁇ first having to be determined.
  • the time offset ⁇ can preferably be determined by comparing the two received signals.
  • the spectral frequency peaks from the sender / receiver unit S1 and the sender / receiver unit S2 can be determined in the frequency spectrum:
  • the third correction value is y 2 independent of the frequency peaks that is, the measured scenario, determinable.
  • the offset of the subcarriers can be corrected in the first transceiver unit S1 with the correction value y 2 from equation (24). This leads with to the following:
  • the signal model from equations (28) and (29) can, if necessary, with further methods, as for example in M. Göttinger, F. Kirsch, P. Gulden, and M. Vossiek, "Coherent Full-Duplex Double-Sided Two-Way Ranging and Velocity Measurement Between Separate Incoherent Radio Units, "IEEE Trans. Microw. Theory Tech., Vo /. 67, no. 5, pp. 2045-2061, 2019, so that any remaining disturbance variables can be compensated or the influence of the disturbance variables can be reduced.
  • a detection of the distance, relative speed and / or a running time-dependent phase between the transceiver units S1 and S2 and / or to passive objects (rada targets) is made possible. List of reference symbols
  • R radar system n 1 subcarriers of the first transceiver unit n 2 subcarriers of the second transceiver unit n u subcarriers that are not used by any transceiver unit radio channel

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Abstract

Die Erfindung beschreibt ein Verfahren zur Reduzierung von Störeinflüssen in einem Radar-System, das mindestens zwei, insbesondere voneinander räumlich getrennte, Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) aufweist, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: - einen Übertragungsschritt (VS1), bei dem ein erstes Sendesignal (sigTX1) der ersten Sende-Empfangseinheit (Si) an eine zweite Sende-Empfangseinheit (S2) und ein zweites Sendesignal (sigTX2) der zweiten Sende-Empfangseinheit (S2) an die erste Sende-Empfangseinheit (S1) über einen Funkkanal (T) gesendet und empfangen werden, wobei die Sendesignale (sigTX1, sigTX2) nach einem orthogonalen Frequenzmultiplexverfahren moduliert sind; und - einen Vorkorrekturschritt (VS2), bei dem Korrekturwerte (y1, y2, y3) aus den empfangenen Sendesignalen (sigRX1, sigRX2) bestimmt werden, und insbesondere zwischen den Sende-Empfangsstationen (S1, S2) ausgetauscht werden, wobei die empfangenen Sendesignale (sigRX1, sigRX2) anhand der Korrekturwerte (y1, y2, y3) nachverarbeitet werden, so dass Einflüsse von Störgrößen, insbesondere von Phasenrauschen und/oder einem zeitlichen Offset und/oder unbekannte Anfangsphasenlagen, reduziert werden, vorzugsweise kompensiert werden. Darüber hinaus beschreibt die Erfindung ein Radar-System gemäß Anspruch 14 sowie eine Verwendung eines Verfahrens gemäß Anspruch 18. Mit der Erfindung wird eine besonders genaue Lokalisierung der Sende- Empfangseinheiten, die Signale der Sende-Empfangseinheiten nach einem orthogonalen Frequenzmodulationsverfahren moduliert werden, und/oder von passiven Objekten erreicht.

Description

Verfahren zur Reduzierung von Störeinflüssen in einem Radar-System
Beschreibung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Reduzierung von Störeinflüssen in einem Radar-System gemäß Anspruch 1, ein Radar-System gemäß Anspruch 14 sowie eine Verwendung eines Verfahrens gemäß Anspruch 18.
Fig. 1 zeigt ein Radar-System R, das zwei räumlich getrennte, nicht-kohärente Sende-Empfangseinheiten S1, S2 umfasst. Die Sende-Empfangseinheiten S1, S2 weisen jeweils einen Lokaloszillator als Taktquelle S101, S201, einen Modulator S103, S203, mindestens zwei Mischer S104, S105, S204, S205, einen analog-zu- digital-Wandler S106, S206 und eine Phasenregelschleife S102, S202 auf.
Die Taktquellen S101 und S201 der Sende-Empfangseinheiten S1, S2 beeinflussen sowohl das Senden von Signalen als auch das Empfangen von Signalen, da beispielsweise die Abtastzeitpunkte der analog-zu-digital-Wandler S106, S206 durch die Taktquellen S101, S201 bestimmt werden. Darüber hinaus werden die Taktquellen S101, S201 auch als Referenz der jeweiligen Phasenregelschleifen S102, S202 verwendet, die dazu ausgebildet sind, hochfrequente Trägersignale zu erzeugen. Die Modulatoren S103, S203 erzeugen in beiden Sende- Empfangseinheiten S1, S2 jeweils digital Basisbandsendesignale sigTXlb, sigTX2b im Basisband.
Die beiden Mischer S104, S105, S204, S205 der jeweiligen Sende- Empfangseinheiten S1, S2 werden zum Heraufmischen der Basisbandsendesignale sigTXlb, sigTX2b und zum Herabmischen der Empfangssignale sigRXl, sigRX2 zu Basisbandempfangssignale sigRXlb, sigRX2b verwendet. Die Basisbandempfangssignale sigRXlb, sigRX2b werden mit den analog-zu-digital- Wandlern S106, S206 abgetastet.
In der Patentanmeldung WO 2017 118 621 Al senden und empfangen die Sende- Empfangseinheiten S1, S2 zur (annähernd) gleichen Zeit über einen (annähernd) gleichen, (quasi) reziproken Funkkanal Signale nach einem Vollduplex-Verfahren, wobei es sich bei den gesendeten und empfangenen Signalen insbesondere um Puls- oder Frequency-Modu/ated-Continuous-Wave- (FMCW-) Signale handelt.
Bei Vollduplex-Verfahren mit einer Vielzahl von Sende-Empfangseinheiten wird insbesondere ein effizientes Multiplexing zwischen den Sende-Empfangseinheiten benötigt. Für ein effizientes Multiplexing eignen sich vorzugsweise orthogonale Frequenzmultiplexverfahren, Orthogonal-Frequency-Dlvisional-Multiplexing- (OFDM-) Verfahren, da OFDM-Verfahren hohe Datenraten und ein effizientes Multiplexing von mehreren Teilnehmern ermöglichen.
Ein möglicher Störeinfluss bei Kommunikationssystemen, die nach dem OFDM- Verfahren modulierte Signale verwenden, ist Phasenrauschen. Die Auswirkung von Phasenrauschen in Kommunikationssystemen, beispielsweise auf die Bitfehlerrate von Kommunikationssystemen wird beispielsweise in T. Pollet, M. Van Blade, and M. Moeneclaey, "BER Sensitivity of OFDM Systems to Carrier Frequency Offset and Wiener Phase Noise," IEEE Trans. Commun., vol. 43, no. 2, pp. 191-193, 1995, analysiert.
Des Weiteren kann Phasenrauschen bei Kommunikationssystemen, die nach OFDM-Verfahren modulierte Signale verwenden, zu einer gleichen Phasenverschiebung der Symbole bei allen Unterträgern, was Common-Phase- Rotation (CPR) genannt wird, führen. Dies wird beispielsweise in A. G. Armada, "Understanding the Effects of Phase Noise in Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)," IEEE Trans. Broadcast, vo!. 47, no. 2, pp. 153-159, 2001, beschrieben.
Eine weitere Auswirkung von Phasenrauschen ist insbesondere Inter-Carrier- Interference (ICI), wodurch die Orthogonalität der Unterträger gestört wird und es zu einem ungewollten gegenseitigen Übersprechen, Cross-Talk, der Unterträger kommen kann.
Bei Kommunikationssystemen kommen typischerweise Kompensationsverfahren zum Einsatz, bei denen die Auswirkungen von Phasenrauschen in Kommunikationssystemen mit Pilotträgern kompensiert werden, wie beispielsweise in F. Munier, T. Eriksson, and A. Svensson, "Receiver Algorithms for OFDM Systems in Phase Noise and AWGN," DOI
10.1109/PIMRC.2004.1368348, no. 3, 2004 und in der Druckschrift von R. Corvaja and A. G. Armada, "Joint Channel and Phase Noise Compensation for OFDM in Fast-Fading Multipath Applications," IEEE Trans. Veh. Techno!., vot. 58, no. 2, pp. 636-643, 2009 beschrieben.
Die zuvor erwähnten Kompensationsverfahren setzten allerdings voraus, dass die Sende-Empfangseinheiten (vollständig) synchronisiert sind, was bedeutet, dass insbesondere die Kanaleigenschaften, also die Übertragungszeit und Änderungen der Übertragungszeit von über den Kanal übertragenen Signalen, kompensiert werden.
Hierdurch sind die bei Kommunikationsverfahren angewendeten Kompensationsverfahren für die Kompensation von Phasenrauschen bei Radar- Verfahren schlecht geeignet, da durch die Kompensationsverfahren insbesondere Informationen über die Kanaleigenschaften - Übertragungszeiten und Änderung der Übertragungszeiten - beseitigt werden. Bei Radar-Verfahren werden allerdings Informationen über die Kanaleigenschaften ausgewertet, um daraus Abstände und/oder Relativgeschwindigkeiten zu berechnen.
Mit den bekannten Radar-Verfahren, bei denen Signale verwenden werden, die nach einem OFDM-Verfahren moduliert werden, werden bisher nur niedrige Genauigkeiten für eine Lokalisierung der Sende-Empfangseinheiten und/oder von passiven Objekten (Radarziele) erreicht, die insbesondere lediglich im Zentimeter- bis Meterbereich liegt.
Beispielweise wird in T. E. Abrudan, A. Haghparast, and V. Koivunen, "Time Synchronization and Ranging in OFDM Systems Using Time-Reversal," IEEE Trans. Instrum. Meas., vol. 62, no. 12, pp. 3276-3290, 2013, ein Radar- Verfahren beschrieben, mit dem versucht wird, die Störeinflüssen wird weitestgehend zu kompensieren. Allerdings bleiben die bisher erreichbaren Ergebnisse der bekannten Radar-Verfahren weit unterhalb der theoretisch erreichbaren Grenze für die erreichbare Genauigkeit, wie beispielsweise in T. Wang, Y. Shen, S. Mazuelas, H. Shin, and M. Z. Win, "On OFDM Ranging Accuracy in Multipath Channels," IEEE Syst. J., vol. 8, no. 1, pp. 104-114, 2014, dargestellt.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein Radar-Verfahren bereitzustellen, mit dem es ermöglicht wird, dass die Signale der Sende-Empfangseinheiten nach einem orthogonalen Frequenzmodulationsverfahren moduliert werden, wobei eine vergleichsweise hohe Genauigkeit für die Lokalisierung der Sende- Empfangseinheiten und/oder von passiven Objekten erreicht wird.
Die Aufgabe wird durch ein Verfahren zur Reduzierung von Störeinflüssen in einem Radar-System gemäß Anspruch 1, ein Radar-System gemäß Anspruch 14 sowie eine Verwendung eines Verfahrens gemäß Anspruch 18 gelöst.
Insbesondere wird die Aufgabe durch ein Verfahren zur Reduzierung von Störeinflüssen in einem Radar-System gelöst, das mindestens zwei, insbesondere voneinander räumlich getrennte, Sende-Empfangseinheiten aufweist, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: einen Übertragungsschritt, bei dem ein erstes Sendesignal der ersten Sende-Empfangseinheit an eine zweite Sende-Empfangseinheit und ein zweites Sendesignal der zweiten Sende-Empfangseinheit an die erste Sende-Empfangseinheit über einen Funkkanal gesendet und empfangen werden, wobei die Sendesignale nach einem orthogonalen Frequenzmultiplexverfahren moduliert sind; und einen Vorkorrekturschritt, bei dem Korrekturwerte aus den empfangenen Sendesignalen bestimmt werden, und insbesondere zwischen den Sende- Empfangsstationen ausgetauscht werden, wobei die empfangenen Sendesignale vorzugsweise anhand der Korrekturwerte nachverarbeitet werden, so dass Einflüsse von Störgrößen, insbesondere von Phasenrauschen und/oder einem zeitlichen Offset und/oder unbekannte Anfangsphasenlagen, reduziert werden, vorzugsweise kompensiert werden.
Ein Gedanke der Erfindung beruht darauf, dass in einem Vorkorrekturschritt Korrekturwerte bestimmt werden können, mit denen es möglich ist, die in den Sende-Empfangseinheiten empfangenen Sendesignale nachzuverarbeiten (bzw. nachzubearbeiten), wobei der Einfluss der Störgrößen, die insbesondere bei nach einem OFDM-Verfahren modulierten Signalen beispielsweise Phasenrauschen und/oder einen zeitlichen Offset und/oder unbekannte Anfangsphasenlagen umfassen können, auf die in den Sende-Empfangseinheiten empfangenen Sendesignale mit den bestimmten Korrekturwerten reduziert (insbesondere kompensiert) werden kann.
Insbesondere können die Bestimmung der Korrekturwerte und das Nachverarbeiten der empfangenen Sendesignale dabei auf eine einfache Weise durchgeführt werden, wobei die Rechenanforderungen relativ gering sein können. Darüber hinaus können vorzugsweise die Korrekturwerte und/oder Vergleichswerte und/oder Rohdaten, die in dem Vorkorrekturschritt bestimmt und/oder verwendet werden, durch eine (annähernd) gleichzeitige (oder zeitlich überlappende) Datenübertragung, die durch das OFDM-Verfahren ermöglicht wird, zwischen den Sende-Empfangseinheiten ausgetauscht werden.
Insbesondere wird ein (gleichzeitiger) Betrieb von mehreren räumlich verteilten Sende-Empfangseinheiten durch ein effizientes Multiplexing ermöglicht, das durch die Anwendung von nach einem OFDM-Verfahren modulierten Sendesignalen (OFDM-Sendesignale) erreicht wird. Dabei erfolgt vorzugsweise eine Aufteilung der verschiedenen Sende-Empfangseinheiten auf unterschiedliche Unterträger der OFDM-Sendesignale.
Die Unterdrückung von Phasenrauschen ermöglicht insbesondere eine Genauigkeitssteigerung bei einer Bestimmung von Abständen und/oder Relativgeschwindigkeiten zwischen den Sende-Empfangseinheiten sowie von Abständen und/oder Winkel und/oder Relativgeschwindigkeiten von passiven Objekten.
Darüber hinaus kann bei einer Übertragung mit OFDM-Sendesignalen die Taktrate der Lokaloszillatoren vor der Übertragung angeglichen werden, wodurch die Berechnung einer schnellen Fouriertransformation (FFT), auch in mehreren Dimensionen, ermöglicht werden kann. Außerdem ist eine genaue Vorsynchronisation des zeitlichen Offsets der Taktquellen, die technisch nur sehr aufwendig ist, nicht unbedingt notwendig.
Ein Signal, wie beispielsweise ein Sendesignal oder ein empfangenes Sendesignal, weist vorzugsweise eine Amplitude, eine Frequenz und eine Phase (und ggf. Rauschen) auf.
Insbesondere bezeichnet das Wort Duplex die Richtungsabhängigkeit eines Übertragungskanals, wobei mit einem Vollduplex-Kanal eine (annähernd) gleichzeitige oder zeitlich überlappende Signalübertragung in beide Richtungen möglich ist.
Es ist bevorzugt, dass das Verfahren ferner einen Vergleichsschritt umfasst, bei dem: in der zweiten Sende-Empfangseinheit ein Vergleichssignal aus einem ersten korrigierten, empfangenen Sendesignal und dem zweiten Sendesignal gebildet wird, wobei das Vergleichssignal von der zweiten Sende-Empfangseinheit zu der ersten Sende-Empfangseinheit übertragen, insbesondere kommuniziert wird; und in der ersten Sende-Empfangseinheit ein Vergleichssignal aus einem zweiten korrigierten, empfangenen Sendesignal und dem ersten Sendesignal gebildet wird, wobei das Vergleichssignal von der ersten Sende-Empfangseinheit zu der zweiten Sende-Empfangseinheit übertragen, insbesondere kommuniziert wird; wobei in einem ersten Schritt vorzugsweise Abweichungen der Vergleichssignale die durch systematische Abweichungen in den Sende-Empfangseinheiten hervorgerufen werden, reduziert werden, vorzugsweise kompensiert werden, wobei in einem zweiten Schritt vorzugsweise zumindest ein komplexer Wert aus einem ersten der beiden Vergleichssignale oder aus einem Signal, das aus diesem ersten Vergleichssignal abgeleitet wurde, dazu verwendet wird, zumindest einen komplexen Wert des zweiten der beiden Vergleichssignale oder einen Wert eines Signals, das aus diesem zweiten Vergleichssignal abgeleitet wurde, anzupassen und so ein angepasstes Signal zu bilden, wobei die Anpassung derart geschieht, dass durch eine mathematische Operation die vektorielle Summe oder die Differenz der komplexen Werte gebildet wird oder die Summe oder die Differenz der Phasen der komplexen Werte gebildet wird.
Insbesondere wird bei dem Vorkorrekturschritt in der Sende-Empfangseinheit und in der Sende-Empfangseinheit ein Frequenzspektrum berechnet, in welchem jeweils ein Frequenzpeak bestimmt wird. Vorzugsweise werden die Frequenzpeaks zwischen den Stationen ausgetauscht, wobei die Korrekturwerte weiter vorzugsweise anhand der Frequenzpeaks berechnet werden. Hierdurch können die Korrekturwerte auf eine einfache und schnelle Weise bestimmt und/oder zwischen den Sende-Empfangseinheiten ausgetauscht werden.
In einer konkreten Ausführungsform werden die Korrekturwerte insbesondere wie folgt berechnet: ein Korrekturwert als Division eines Frequenzpeaks durch die Anzahl der Unterträger und Multiplikation mit Pi, ein weiterer Korrekturwert für jeden Unterträger als Differenz der Frequenzpeaks, Division durch die Anzahl der Unterträger und Multiplikation mit Pi und einer Unterträgernummer, und ein zeitabhängiger Korrekturwert als Division der aktuellen Zeit durch die Symboldauer und Multiplikation mit Zwei mal Pi.
Hierduch können die Korrekturwerte auf eine schnelle und nicht rechenintensiven Weise berechnet werden. Darüber hinaus kann durch die Korrekturwerte erreicht werden, dass nach der Anwendung der Korrekturwerte auf die empfangenen Signale, alle verbleibenden Störgrößen zueinander komplex konjugiert sind und mit dem vorher angemeldeten Verfahren weiterverarbeitet werden können.
Vorzugsweise umfasst das Verfahren ferner einen Rekonstruktionsschritt, bei dem Abstände und/oder Relativgeschwindigkeiten zwischen den mindestens zwei Sende-Empfangseinheiten aus den korrigierten, empfangenen Sendesignalen bestimmt werden (insbesondere nach dem Vorkorrekturschritt und/oder dem Vergleichsschritt). Hierdurch kann eine hohe Genauigkeit erreicht werden.
In einer Ausführungsform werden im Rekonstruktionsschritt Abstände und/oder Relativgeschwindigkeiten und/oder Winkel von passiven Objekten bestimmt, wobei insbesondere weitere Sende-Empfangseinheiten über Sendesignale, die nach dem OFDM-Verfahren moduliert sind, mit den mindestens zwei Sende- Empfangseinheiten kommunizieren. Hierdurch kann eine besonders hohe Genauigkeit erreicht werden.
Es wird bevorzugt, dass jede der Sende-Empfangseinheiten zumindest im Wesentlichen zeitgleich (bzw. zeitlich überlappend) über mindestens einen Kanal Sendesignale über dazu ausgebildete Antennenelemente der Sende- Empfangseinheiten sendet und/oder empfängt. Vorzugsweise ist der Kanal (zumindest im Wesentlichen) reziprok für die Sende-Empfangseinheiten.
In einer weiteren Ausführungsform weisen bei dem Übertragungsschritt die erste Sende-Empfangseinheit und die zweite Sende-Empfangseinheit eine Sichtverbindung zueinander auf, so dass insbesondere durch Mehrwegeausbreitungen verursachte Störungen reduziert werden können.
Es wird bevorzugt, dass das Verfahren ferner einen Synchronisationsschritt umfasst, bei dem ein zeitlicher Offset, eine zeitliche Drift und/oder eine Sendefrequenz von Taktquellen, die die Sende-Empfangseinheiten aufweisen, insbesondere per Funk, ausgetauscht wird/werden, wodurch Taktoffsets und/oder die Taktraten der Taktquellen aneinander angenähert (angeglichen) werden können. Insbesondere findet eine gleichzeitige Übertragung von Nutzdaten auf dafür vorgesehenen Unterkanälen und/oder Symbolen statt, wodurch Daten zwischen den Sende-Empfangseinheiten ausgetauscht werden können, die insbesondere für den Vorkorrekturschritt und/oder den Rekonstruktionsschritt und/oder den Synchronisationsschritt verwendet werden.
Vorzugsweise wird nur eine bestimmte Auswahl an Sende-Empfangskanälen verwendet, wobei insbesondere bei dem Rekonstruktionsschritt ein Compressed- Sensing-Verfahren angewendet wird, wodurch die Rechenanforderungen reduziert werden können.
Bei dem Compressed-Sensing-Verfahren werden beispielsweise nicht alle Unterträger der OFDM-modulierten Sendesignale belegt (was aber der Fall sein kann). Außerdem kann sich die Belegung der Unterträger der OFDM-modulierten Sendesignale insbesondere zeitlich, beispielsweise von Symbol zu Symbol verändern. Insbesondere kann somit das Compressed-Sensing-Verfahren in einer oder mehreren Dimensionen erfolgen.
Ferner werden die Sende-Empfangskanäle vorzugsweise zeitlich variierend vergeben, insbesondere nach einem Stepped-Carrier-Verfahren, wodurch die Abtastanforderungen reduziert werden können.
Bei dem Stepped-Carrier-Verfahren wird die gesamte Bandbreite des OFDM- modulierten Signals aufgeteilt, um die Basisbandbreite zu reduzieren. Jedes Symbol wird vorzugsweise in eine bestimmte Anzahl von Subsymbolen unterteilt, von denen jedes einzelne eine relativ geringe Bandbreite aufweist. Für eine hohe Messbereichsauflösung kann allerdings eine hohe Gesamtbandbreite nötig sein, so dass die Subsymbole vorzugsweise auf verschiedene Trägerfrequenzen hochkonvertiert werden. Die Trägerfrequenzen werden ausführungsgemäß jeweils um die Bandbreite des Basisbandsignals nach jeder Bildung des Subsymbols erhöht, so dass ein Treppenmuster entsteht, wenn man die Frequenz über der Zeit für mehrere Subsymbole aufträgt. Die Kombination von einer bestimmten Anzahl an Subsymbolen ist als ein Block definiert und das gestufte-OFDM- modulierte (Sende-) Signal besteht aus mehreren aufeinanderfolgenden Blöcken. Eine detaillierte Beschreibung eines Stepped-Carrier-Verfahren ist beispielsweise in der Druckschrift von B. Schweizer, C. Knill, D. Schindler, and C. Waldschmidt, "Stepped-Carrier OFDM-Radar Processing Scheme to Retrieve High-Resolution Range-Velocity Profile at Low Sampling Rate," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 66, no. 3, pp. 1610-1618, 2017, zu finden.
In einer Ausführungsform bewegen sich die Sende-Empfangseinheiten, insbesondere während dem Übertragungsschritt, relativ zueinander. Vorzugsweise werden dabei Positionen und Ausrichtungen der Sende-Empfangseinheiten erfasst. Der Rekonstruktionsschritt kann mehrmals nacheinander durchgeführt werden. Ergebnisse der Rekonstruktionsschritte können miteinander anhand einer synthetischen Apertur-Berechnung verrechnet werden. Mit der synthetischen Apertur- Berechnung können besonders gute Ergebnisse, insbesondere besonders hohe Radarbildauflösungen erreicht werden.
In einer weiteren Ausführungsform bewegen sich die Sende-Empfangseinheiten, insbesondere während des Übertragungsschrittes, relativ zueinander. Vorzugsweise werden dabei Positionen und Ausrichtungen der Sende- Empfangseinheiten (S1, S2) erfasst werden. Der Rekonstruktionsschritt (in dem Positionen und/oder Ausrichtungen und/oder Relativgeschwindigkeiten der Sende- Empfangseinheiten bestimmt werden) kann mehrmals nacheinander durchgeführt werden. Ergebnisse des (jeweiligen) Rekonstruktionsschrittes können miteinander anhand einer inversen synthetischen Apertur-Berechnung verrechnet werden. Mit der inversen synthetischen Apertur-Berechnung können besonders gute Ergebnisse, insbesondere eine besonders hohe Genauigkeit der Positionsund/oder Ausrichtungs- und/oder Relativgeschwindigkeitsbestimmung erreicht werden, da durch die relative Bewegung zwischen den Sende-Empfangsstationen Reflexionen an passiven Objekten unterdrückt werden können.
Darüber hinaus wird die Aufgabe der Erfindung durch ein Radar-System, insbesondere Sekundärradar-System, zur Bestimmung eines Abstands und/oder einer Relativgeschwindigkeit gelöst, insbesondere zur Durchführung des obigen Verfahrens, aufweisend: mindestens zwei, insbesondere voneinander räumlich getrennte, Sende- Empfangseinheiten, die dazu ausgebildet sind, Sendesignale, die nach einem orthogonalen Frequenzmultiplexverfahren, OFDM-Verfahren, moduliert sind, zu senden und zu empfangen; eine Signalverarbeitungseinheit, die dazu ausgebildet ist, Korrekturwerte aus den empfangenen Sendesignalen zu bestimmen, und anhand der Korrekturwerte vorzugsweise die empfangenen Sendesignale nachzuverarbeiten, so dass Einflüsse von Störgrößen, insbesondere von Phasenrauschen und/oder einem zeitlichen Offset und/oder unbekannte Anfangsphasenlagen, reduziert, vorzugsweise kompensiert, werden.
Das erfindungsgemäße Radar-System weist die Vorteile auf, die bereits in Bezug auf das Verfahren zur Reduzierung von Störeinflüssen in einem Radar-System beschrieben wurden.
Die in dem Zusammenhang mit dem Verfahren zur Reduzierung von Störeinflüssen in einem Radar-System beschriebenen Merkmale und damit verbundenen Vorteile sind auch mit dem erfindungsgemäßen Radar-System kombinierbar und können insbesondere als entsprechende Konfiguration des Systems, insbesondere der Signalverarbeitungseinheit, umgesetzt sein.
Vorzugsweise ist die Signalverarbeitungseinheit ferner dazu ausgebildet: ein Vergleichssignal aus einem ersten korrigierten, empfangenen Sendesignale und dem zweiten Sendesignal zu bilden, wobei das Vergleichssignal von der zweiten Sende-Empfangseinheit zu der ersten Sende-Empfangseinheit übertragen, insbesondere kommuniziert wird; und/oder ein Vergleichssignal aus einem zweiten korrigierten, empfangenen Sendesignal und dem ersten Sendesignal zu bilden, wobei das Vergleichssignal von der ersten Sende-Empfangseinheit zu der zweiten Sende-Empfangseinheit übertragen, insbesondere kommuniziert wird; wobei die Signalverarbeitungseinheit vorzugsweise dazu ausgebildet ist, Abweichungen der Vergleichssignale die durch systematische Abweichungen in den Sende-Empfangseinheiten hervorgerufen werden, zu reduzieren, vorzugsweise zu kompensieren, und insbesondere zumindest einen komplexen Wert aus einem ersten der beiden Vergleichssignale oder aus einem Signal, das aus diesem ersten Vergleichssignal abgeleitet wurde, dazu zu verwenden, zumindest einen komplexen Wert des zweiten der beiden Vergleichssignale oder einen Wert eines Signals, das aus diesem zweiten Vergleichssignal abgeleitet wurde, anzupassen und so ein angepasstes Signal zu bilden, wobei die Anpassung vorzugsweise derart geschieht, dass durch eine mathematische Operation die vektorielle Summe oder die Differenz der komplexen Werte gebildet wird oder die Summe oder die Differenz der Phasen der komplexen Werte gebildet wird.
Vorzugsweise sind die Sende-Empfangseinheiten dazu ausgebildet, mit einer Takteinheit zu kommunizieren, wobei die Takteinheit dazu ausgebildet ist, den Sende-Empfangseinheiten einen Systemtakt und/oder einen Sendestartpunkt zur Verfügung zu stellen. Mit einer Takteinheit kann der Systemtakt und/oder Sendestartpunkt der Sendeempfangseinheiten aneinander angeglichen (angenähert) werden.
In einer Ausführungsform weist jede der Sende-Empfangseinheiten ferner Antennenelemente auf, die dazu ausgebildet sind, zumindest im Wesentlichen zeitgleich (bzw. zeitlich überlappend) über mindestens einen Kanal zu senden und zu empfangen. Vorzugsweise ist der Kanal (annähernd) reziprok für die Sende- Empfangseinheiten.
Ferner wird die Aufgabe der Erfindung durch Verwendung des obigen Verfahrens und/oder des obigen Systems gelöst, für mobile Einrichtungen, vorzugsweise für Fahrzeuge, insbesondere unbemannte Luftfahrzeuge oder vorzugsweise Personen- und/oder Lastkraftwagen.
Wiederum sind sämtliche Merkmale und damit verbundene Vorteile, die in Zusammenhang mit dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Reduzierung von Störeinflüssen in einem Radar-System und dem erfindungsgemäßen Radar-System beschrieben wurden, auf die erfindungsgemäße Verwendung des Verfahrens anwendbar und übertragbar.
Soweit in der (jeweiligen) Sende-Empfangseinheit Berechnungen, Auswertungen oder sonstige Verfahrensschritte durchgeführt werden, fällt darunter auch eine ggfs, körperlich eigenständige Auswerteeinrichtung, welche an der Sende- Empfangseinheit angeschlossen ist. Beispielsweise kann die Sende- Empfangseinheit so als eine Anordnung aus insbesondere einer oder mehreren Antennen mit einigen wenigen signalerzeugenden oder signalverarbeitenden Komponenten ausgebildet sein, während weitere Komponenten wie die Signalvergleichseinheiten oder eine Auswerteeinrichtung als konstruktiv eigenständige Komponenten an eine solche Anordnung angeschlossen sind. Soweit Komponenten eingesetzt werden können diese, soweit technisch realisierbar, als sogenannte Hardware aus verarbeitenden Komponenten ausgebildet sein und/oder als ganz oder teilweise in einem Prozessor ausgeführte Signal bzw. Datenverarbeitungsschritte umgesetzt werden.
Im Allgemeinen ist die ggf. vorgesehene Auswerteeinrichtung insbesondere Bestandteil einer oder mehrerer (beider) Sende-Empfangseinheiten oder an einer oder mehreren (beiden) solcher Sende-Empfangseinheiten angeschlossen. Ggf. kann eine körperlich eigenständige Auswerteeinrichtung vorgesehen sein, die an die jeweilige Sende-Empfangseinheit bzw. die übrigen Komponenten der jeweiligen Sende-Empfangseinheit angeschlossen ist. Alternativ kann die Auswerteeinrichtung ggf. (teilweise oder vollständig) in die erste und/oder die weitere nicht-kohärente Sende-Empfangseinheit, beispielsweise in einem gemeinsamen Gehäuse und/oder als Baueinheit, integriert sein.
Weitere Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von nicht einschränkenden Ausführungsbeispielen unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen weiter erläutert. Hierbei zeigen:
Fig. 1 zwei Sende-Empfangseinheiten, wie sie im Stand der Technik zu finden sind;
Fig. 2 Frequenzverläufe im Basisband für nicht-synchronisierte Taktquellen der Sende-Empfangseinheiten, wie sie im Stand der Technik vorzufinden sind;
Herleituno des Sionalmodells Im Folgenden wird das Signalmodell anhand eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Radar-Systems R hergeleitet. In diesem Ausführungsbeispiel weist das Radar-Systems R zwei Sende-Empfangseinheiten S1, S2 auf, die nach einem OFDM-Verfahren modulierte Sendesignale sigTXl, sigTX2 senden und empfangen, wobei die Sendesignale sigTXl, sigTX2 mehrere zueinander orthogonale Unterträger subCl, subC2 aufweisen. Die orthogonalen Unterträger werden in diesem Ausführungsbeispiel derart aufgeteilt, dass die Sende- Empfangseinheit S1 auf den Unterträgern
Figure imgf000016_0001
und Sende-
Empfangseinheit S2 auf den Unterträgern
Figure imgf000016_0002
senden.
Die Sendesignale sigTXl, sigTX2 mit den Unterträgern
Figure imgf000016_0003
werden jeweils von der anderen Sende-Empfangseinheit S1, S2 empfangen, wobei nicht belegte Unterträger
Figure imgf000016_0004
für eine monostatische Radarmessung, also zur Detektion von passiven Objekten (Radarzielen), verwendet werden können.
In Fig. 2 ist die Belegung dieses Ausführungsbeispiels dargestellt, wobei die Anzahl der belegten Unterkanäle zur besseren Anschauung N = 8 ist. In der Praxis beträgt die Anzahl der belegten Unterträger N einen wesentlich größeren Wert als 8, wie beispielsweise 1024 oder mehr.
Darüber hinaus ist es auch möglich, dass beide Sende-Empfangseinheiten S1, S2 auf den gleichen Unterträgern
Figure imgf000016_0005
senden. Hierbei kann der zeitliche Offset der Sendesignale sigTXl, sigTX2 dahingehend passend eingestellt werden, dass homodyne und heterodyne Radarsignale trennbar sind. Des Weiteren kann auch ein Teil der Unterträger
Figure imgf000016_0006
zeitgleich zur Kommunikation verwendet werden, was von Vorteil sein kann (insbesondere für den Austausch von Daten bzw. Signalen).
Vor der eigentlichen Radarmessung wird vorzugsweise vorausgesetzt, dass die zeitliche Drift, welche Inter-Carrier-Interference (ICI) verursacht, wodurch die Orthogonalitätsbedingung zwischen den Unterträgern gestört wird, korrigiert wird bzw. wurde. Die zeitliche Drift kann einerseits zu einem Fehler bei den Abtastzeitpunkten und andererseits zu einem Frequenzfehler führen, da die Phasenregelschleifen S102, S202 den vorhandenen Systemtakt vervielfachen.
Darüber hinaus wird vorzugsweise angenommen, dass der zeitliche Offset
Figure imgf000016_0007
hinreichend klein ist, was insbesondere bedeutet, dass der Eindeutigkeitsbereich einer Abstandsmessung, unter Berücksichtigung des zeitlichen Offsets
Figure imgf000017_0005
nicht überschritten wird. Der zeitliche Offset Δτ kann beispielsweise maximal 1μs, vorzugsweise 100ns oder insbesondere weniger betragen.
Beide vorher genannten Bedingungen können beispielsweise durch ein Synchronisationsverfahren erreicht werden, wie beispielsweise in H. Abdzadeh- Ziabari and M. G. Shayesteh, "Robust Timing and Frequency Synchronization for OFDM Systems," IEEE Trans. Veh. Techno!., vol. 2, no. 4, pp. 822-839, 2003, beschrieben.
Darüber hinaus gilt vorzugsweise für die Sendedauer eines OFDM-Symbols
Figure imgf000017_0001
wobei T die elementare Symboldauer bezeichnet und TG der Dauer eines sogenannten Guard-Intervals, oder auch Cyclic-Prefix genannt, entspricht.
Die zusätzliche Zeit, die durch das Guard-Interval (Cyclic-Prefix) jedem OFDM- Symbol hinzugefügt wurde, dient vorzugsweise dazu, Effekte, die durch Mehrwegeausbreitung entstehen können, zu kompensieren (bzw. zu reduzieren). Insbesondere bei einer groben Vorsynchronisation kann das Guard-Interval, zusätzlich zu einer maximalen Ausbreitungszeit im Übertragungskanal, und der erwartete zeitliche Offset Δτ , berücksichtigt werden.
Des Weiteren gilt für den Frequenzversatz Δf von N orthogonalen Unterträgern insbesondere
Figure imgf000017_0003
Die einzelnen Unterträger n1, n2 senden dann bei den Frequenzen
Figure imgf000017_0004
Um einen möglichen Synchronisationsfehler zu berücksichtigen, werden die Zeitpunkte t1 und t2 an den Sende-Empfangseinheiten S1 und S2 eingeführt. Im Basisband können die Sendesignale der beiden Stationen S1, S2 somit als
Figure imgf000017_0002
beschrieben werden, wobei insgesamt M aufeinander folgende Symbole gesendet werden. Die Funktion rect
Figure imgf000018_0006
beschreibt ein Rechteckfenster der Zeitdauer
Figure imgf000018_0005
sind der Frequenzversatz zwischen den Unterträgern der Sende-Empfangseinheiten S1 und S2.
Im Gegensatz zu einer Kommunikationsanwendung oder einem homodynen Radar-System zur Erkennung von passiven Objekten (Radarzielen) ist die Modulation der Unterträger a1 und a2 der jeweils anderen Station vorzugsweise bekannt. Bekannte Symbole bzw. Symbol unterträger werden als Pilotsymbole bzw. Pilotunterträger bezeichnet. Die Modulationsart der Sende- Empfangseinheiten S1 und S2 wird bevorzugt identisch gewählt. Bevorzugt wird eine In-Phasen-Quadratur- (IQ-) Modulation, mit der ein hinreichend geringes Peak-to-Average Power Ration (PAPR), das Verhältnis von Spitzenleistung zu der durchschnittlichen Leistung, erreicht werden kann.
Zur Übertragung über einen Funkkanal werden die Basisbandsignale jeweils mit den hochfrequenten Trägern
Figure imgf000018_0002
moduliert, welche die Trägerfrequenz fc aufweisen. Da es sich um räumlich verteilte Taktquellen S101, S102 (Oszillatoren) handelt, sind die Startphasen
Figure imgf000018_0004
der Symbole unterschiedlich und unbekannt. Weiterhin sind die Phasenrauschprozesse
Figure imgf000018_0003
der beiden räumlich getrennten Sende-Empfangseinheiten S1, S2 unterschiedlich und unkorreliert. Nach der sendeseitigen Modulation mit den hochfrequenten (HF) Trägern können die beiden Sendesignale als
Figure imgf000018_0001
dargestellt werden. Der zeitliche Offset zwischen den beiden Sende- Empfangseinheiten kann über den Zusammenhang
Figure imgf000019_0001
berücksichtigt werden, wobei hierbei t der Zeit im physikalischen Sinn entspricht. Ebenfalls denkbar wäre, dass Sende-Empfangseinheiten S1 um
Figure imgf000019_0004
und Sende-Empfangseinheit S2 um
Figure imgf000019_0003
versetzt betrieben werden. Nach Einsetzen der in Gleichung (7) gegebenen Darstellung, gilt für die Sendesignale der beiden Sende-Empfangseinheiten S1, S2 folgendes:
Figure imgf000019_0002
Die in den Gleichungen (8) und (9) dargestellten Signale werden zeitgleich über einen Funkkanal gesendet und jeweils von der anderen Sende-Empfangseinheit empfangen.
Hierbei wird angenommen, dass es genau einen, bzw. zumindest einen dominanten, Signalpfad gibt. Wird ein beliebiges Szenario mit zufälligen Ausbreitungspfaden untersucht, ist an jeder Sende-Empfangseinheit S1, S2 ein Antennenelement notwendig, das gleichzeitig zum Senden und Empfangen verwendet wird.
Weiterhin wird angenommen, dass sich die Sende-Empfangseinheiten (Radareinheiten) oder die passiven Objekte (Radarziele) mit konstanter Geschwindigkeit bewegen.
Eine Positionsänderung während der gesamten Sendesequenz kann als hinreichend klein angenommen werden. Eine Laufzeit im Übertragungskanal kann also als
Figure imgf000019_0005
angegeben werden, wobei die Relativgeschwindigkeit v zu einer trägerfrequenzabhängigen Dopplerverschiebung fD der Empfangssignale der Sende-Empfangseinheiten führt. Da die Kanaldämpfung in beide Richtungen als zumindest annähernd identisch angenommen wird und durch eine komplexe Zahl ausgedrückt werden kann, wird diese in der Herleitung vernachlässigt. Somit lassen sich die Empfangssignale der Sende-Empfangseinheiten als folgendes angeben:
Figure imgf000020_0002
Die empfangenen Signale werden mit dem HF-Signal der jeweiligen Sende- Empfangseinheit S1, S2 im Mischer S105 bzw. S205 heruntergemischt. Hierzu ist empfangsseitig ein In-Phase- und Quadratur-Mischer notwendig. Die Basisbandsignale nach dem Mischvorgang und einer geeigneten Tiefpassfilterung können als
Figure imgf000020_0001
beschrieben werden. Das Phasenrauschen während eines OFDM-Symbols wird als hinreichend klein angenommen. Ferner wird angenommen, dass der zeitliche Offset und die Laufzeit im Übertragungskanal hinreichend klein sind. Somit ist das Phasenrauschen in beiden Empfangssignalen stark korreliert und kann als
Figure imgf000021_0001
angenähert werden. Unter Verwendung dieser Näherung lässt sich das Empfangssignal in der Sende-Empfangseinheit S1 als das Folgende darstellen:
Figure imgf000021_0002
Darüber hinaus wurde in Gleichung (15) die Differenz der Startphasen durch die Variable
Figure imgf000021_0003
abgekürzt dargestellt. Für das Empfangssignal der Sende-Empfangseinheit S2 wird zusätzlich berücksichtigt, dass die Abtastung ebenfalls zeitverzögert ist, was durch die (Rück-)T ransformation
Figure imgf000021_0005
ausgedrückt werden kann. Der Einfluss dieser Zeitverzögerung auf die Dopplerverschiebung wird als praktisch vernachlässigbar angenommen und das Phasenrauschen ebenfalls angenähert, was zu
Figure imgf000021_0004
führt. Die in den Gleichungen (15) und (17) beschriebenen Signale werden nun abgetastet, wobei für die Abtastfrequenz fs =T/N gelten soll. Vorkorrekturschritt
Die in den Gleichungen (15) und (17) dargestellten Signale weisen insbesondere folgende Störgrößen auf: zeitlicher Offset Δτ ; unbekannte Phasenverschiebung
Figure imgf000022_0001
und/oder Phasenrauschen (fast-time)
Figure imgf000022_0002
die zunächst korrigiert werden. Zunächst wird eine schnelle Fouriertransformation (FFT) der empfangenen und abgetasteten Signale in der jeweiligen Sende- Empfangseinheit S1, S2 vorgenommen.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel werden zunächst in einem Vorkorrekturschritt VS2 die Auswirkung der oben genannten Störgrößen auf die in den Sende-Empfangseinheiten empfangenen Signale reduziert (kompensiert), wobei die Störgrößen beider Sende-Empfangseinheiten aneinander angenähert (angeglichen) werden.
In einem Rekonstruktionsschritt VS4 werden durch einen Vergleich der (korrigierten) Signale der beiden Sende-Empfangseinheiten eine genaue Schätzung von Abstand, Geschwindigkeit und Anfangsphase möglich.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel kann ein Vergleichssignal erzeugt werden, welches vergleichbare Eigenschaften aufweist, wie beispielsweise bei Signalen aus einem homodynen Mischprozess in homodynen Radar-Systemen.
Zur Berechnung der Störgrößen wird zunächst eine FFT der Signale aus den Gleichungen (15) und (17) berechnet. Die erweiterten Sendesymbole, also der Cyclic-Prefix, werden entfernt. Es ergeben sich an beiden Sende- Empfangseinheiten S1 und S2, unter Vernachlässigung von
Figure imgf000022_0004
n und
Figure imgf000022_0005
die diskreten Signale
Figure imgf000022_0003
Figure imgf000023_0001
Eine Auswirkung des Dopplereffekts wird als klein angenommen, was dazu führt, dass die hierdurch verursachte Phasenverschiebung nur aufeinander folgende Symbole betrifft. Falls diese Annahme nicht zutrifft, führt die Dopplerverschiebung insbesondere zu ICI. Kompensationsmethoden für die durch Dopplerverschiebung entstandenen ICI finden sich in J. Lim, S. R. Kim, and D. J. Shin, "Two-Step Doppler Estimation Based on Intercarrier Interference Mitigation for OFDM Radar," IEEE Antennas WireL Propag. Lett., vol. 14, pp. 1726-1729, 2015, sowie von G. Hakobyan and B. Yang, "A Novel Intercarrier-Interference Free Signal Processing Scheme for OFDM Radar," IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 67, no. 6, pp. 5158-5167, 2018, wobei allerdings letzteres Verfahren keine bestimmte Kodierung erfordert, wodurch dieses vorzugsweise in einem Ausführungsbeispiel mit dem erfindungsgemäßen Verfahren kombiniert werden kann.
Durch eine FFT über den Index n kann insbesondere der Abstand zwischen den Sende-Empfangseinheiten und/oder passiven Objekten bzw. die Laufzeit im Übertragungskanal berechnet werden.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel wird das Ergebnis der FFT verbessert, so dass insbesondere ein genauer und nicht-ganzzahliger Wert erhalten wird, indem das Ergebnis der FFT vorzugsweise durch Zero-Padding und parabolischer Interpolation ermittelt wird. Ferner kann die Verwendung einer Fensterfunktion bei mehreren Signalen zu einer Unterdrückung von Nebenmaxima führen.
Darüber hinaus kann die Genauigkeit der Ergebnisse insbesondere durch Mittelung über mehrere Symbole weiter gesteigert werden, wobei zunächst der zeitliche Offset Δτ bestimmt werden muss. Das Bestimmen des zeitlichen Offsets Δτ kann vorzugsweise über einen Vergleich von beiden empfangenen Signalen ermöglicht werden.
Nachdem die FFT der empfangenen Signale berechnet wurde, können in dem Frequenzspektrum die spektralen Frequenzpeaks von der Sende-Empfangseinheit S1 und der Sende-Empfangseinheit S2 bestimmt werden:
Figure imgf000024_0001
Aus den zuvor bestimmten Frequenzpeaks
Figure imgf000024_0005
können nachfolgend zwei Korrekturwerte
Figure imgf000024_0004
bestimmt werden:
Figure imgf000024_0002
Da die Sende-Empfangseinheit S2 in diesem Ausführungsbeispiel auf den ungeraden Unterträgern n2 sendet, ist der dritte Korrekturwert y2
Figure imgf000024_0003
unabhängig von den Frequenzpeaks
Figure imgf000024_0006
also dem gemessenen Szenario, bestimmbar. Mit den Korrekturwerte
Figure imgf000024_0007
werden die empfangenen Sendesignale, die in den Gleichungen (15) und (17) angegeben sind, nun korrigiert:
Zuerst kann beispielsweise der Versatz der Unterträger in der ersten Sende- Empfangseinheit S1 mit dem Korrekturwert y2 aus Gleichung (24) korrigiert werden. Dies führt mit
Figure imgf000024_0008
zu dem Folgenden:
Figure imgf000025_0001
Die beiden weiteren Korrekturwerte
Figure imgf000025_0007
aus den Gleichungen (22) und (23) können nun auf das Signal aus Gleichung (25) angewendet werden. Dies führt zu dem Folgenden:
Figure imgf000025_0002
Wenn die Korrekturwerte
Figure imgf000025_0006
auf das empfangene Signal der zweiten Sende-Empfangseinheit S2 angewendet werden, führt dies zu dem Folgenden:
Figure imgf000025_0003
In den beiden letzten Gleichungen wurden die bekannten Datensymbole
Figure imgf000025_0004
durch a ersetzt. Nach dem Anwenden der zuvor bestimmten Korrekturwerte
Figure imgf000025_0005
ist der Vorkorrekturschritt abgeschlossen. Aus den Gleichungen (26) und (27) wird ersichtlich, dass die nun in den korrigierten enthaltenen Störterme komplex konjugiert zueinander sind und alle von
Figure imgf000026_0003
und fD abhängigen Terme gleichphasig sind.
Rekonstruktionsschritt
In einem Rekonstruktionsschritt können weitere Berechnungen mit den korrigierten Signalen
Figure imgf000026_0002
aus den Gleichungen (26) und (27) erfolgen, wobei die diskrete zeitliche Abtastung mit fs = T/N dazu führt, dass die Zeitvariable t jeweils durch
Figure imgf000026_0004
ersetzt wird. Abtastwerte (Daten) der Sende- Empfangseinheiten S1 und Sende-Empfangseinheiten S2 nach einer diskreten Fouriertransformation (DFT) bzw. einer FFT, können als
Figure imgf000026_0001
dargestellt werden. Das Phasenrauschen kann einerseits zu einem konstanten Phasenoffset pro Symbol, der durch die Variable
Figure imgf000026_0005
ausgedrückt wird, und andererseits zu ICI führen, die durch die Variable dargestellt ist.
Figure imgf000026_0006
Das Signalmodell aus den Gleichungen (28) und (29) kann ggfs, mit weiteren Verfahren, wie beispielsweise in M. Göttinger, F. Kirsch, P. Gulden, and M. Vossiek, "Coherent Full-Duplex Double-Sided Two-Way Ranging and Velocity Measurement Between Separate Incoherent Radio Units," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vo/. 67, no. 5, pp. 2045-2061, 2019, weiterverarbeitet werden, so dass etwaige verbleibende Störgrößen zu kompensieren bzw. der Einfluss der Störgrößen reduziert werden kann. Eine Detektion von Abstand, Relativgeschwindigkeit und/oder einer laufzeitabhängigen Phase zwischen den Sende-Empfangseinheiten S1 und S2 und/oder zu passiven Objekten (Radazielen) wird ermöglicht. Bezugszeichenliste
S1 erste Sende-Empfangseinheit
S2 zweite Sende-Empfangseinheit
S101 Taktquelle (Lokaloszillator) der ersten Sende-Empfangseinheit
S201 Taktquelle (Lokaloszillator) der zweiten Sende-Empfangseinheit
S102 Phasenregelschleife (PLL) der ersten Sende-Empfangseinheit
S202 Phasenregelschleife (PLL) der zweiten Sende-Empfangseinheit
S103 Modulator der ersten Sende-Empfangseinheit
S203 Modulator der zweiten Sende-Empfangseinheit S104, S105 Mischer der ersten Sende-Empfangseinheit S204, S205 Mischer der zweiten Sende-Empfangseinheit
S106 Analog-zu-Digital-(A/D-)Wandler der ersten Sende-Empfangseinheit
S206 Analog-zu-Digital-(A/D-)Wandler der zweiten Sende-Empfangseinheit sigRXl Sendesignal der ersten Sende-Empfangseinheit sigRX2 Sendesignal der zweiten Sende-Empfangseinheit sigRXl Empfangssignal der ersten Sende-Empfangseinheit sigRX2 Empfangssignal der zweiten Sende-Empfangseinheit sigTXlb Basisbandsendesignal der ersten Sende-Empfangseinheit sigTX2b Basisbandsendesignal zweiten Sende-Empfangseinheit sigRXlb Basisbandempfangssignale der ersten Sende-Empfangseinheit sigRX2b Basisbandempfangssignale der ersten Sende-Empfangseinheit
Al HF-Antenne der ersten Sende-Empfangseinheit
A2 HF-Antenne der zweiten Sende-Empfangseinheit
R Radar-System n1 Unterträger der ersten Sende-Empfangseinheit n2 Unterträger der zweiten Sende-Empfangseinheit nu Unterträger, die von keiner Sende-Empfangseinheit genutzt werden Funkkanal

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zur Reduzierung von Störeinflüssen in einem Radar-System, das mindestens zwei, insbesondere voneinander räumlich getrennte, Sende- Empfangseinheiten (S1, S2) aufweist, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: einen Übertragungsschritt (VS1), bei dem ein erstes Sendesignal (sigTXl) der ersten Sende-Empfangseinheit (S1) an eine zweite Sende- Empfangseinheit (S2) und ein zweites Sendesignal (sigTX2) der zweiten Sende-Empfangseinheit (S2) an die erste Sende-Empfangseinheit (S1) über einen Funkkanal (T) gesendet und empfangen werden, wobei die Sendesignale (sigTXl, sigTX2) nach einem orthogonalen Frequenzmultiplexverfahren moduliert sind; und einen Vorkorrekturschritt (VS2), bei dem Korrekturwerte (γΐ, yn, y2) aus den empfangenen Sendesignalen (sigRXl, sigRX2) bestimmt werden, und insbesondere zwischen den Sende-Empfangsstationen (S1, S2) ausgetauscht werden, wobei die empfangenen Sendesignalen (sigRXl, sigRX2) anhand der Korrekturwerte (γΐ, γn, γ2) nachverarbeitet werden, so dass Einflüsse von Störgrößen, insbesondere von Phasenrauschen und/oder einem zeitlichen Offset und/oder unbekannte Anfangsphasenlagen, reduziert werden, vorzugsweise kompensiert werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, das ferner einen Vergleichsschritt (VS3) umfasst, bei dem: in der zweiten Sende-Empfangseinheit (S2) ein Vergleichssignal (sigC21) aus einem ersten korrigierten, empfangenen Sendesignal (sigCORl) und dem zweiten Sendesignal (sigTX2) gebildet wird, wobei das Vergleichssignal (sigC21) von der zweiten Sende- Empfangseinheit (S2) zu der ersten Sende-Empfangseinheit (S1) übertragen, insbesondere kommuniziert wird; und in der ersten Sende-Empfangseinheit (S1) ein Vergleichssignal (sigC12) aus einem zweiten korrigierten, empfangenen Sendesignal (sigCOR2) und dem ersten Sendesignal (sigTXl) gebildet wird, wobei das Vergleichssignal (sigC12) von der ersten Sende- Empfangseinheit (S1) zu der zweiten Sende-Empfangseinheit (S2) übertragen, insbesondere kommuniziert wird; wobei in einem ersten Schritt (VS31) Abweichungen der Vergleichssignale (sigC21, sigC12) die durch systematische Abweichungen in den Sende- Empfangseinheiten (S2, S1) hervorgerufen werden, reduziert werden, vorzugsweise kompensiert werden, wobei in einem zweiten Schritt (VS32) zumindest ein komplexer Wert aus einem ersten der beiden Vergleichssignale oder aus einem Signal, das aus diesem ersten Vergleichssignal abgeleitet wurde, dazu verwendet wird, zumindest einen komplexen Wert des zweiten der beiden Vergleichssignale oder einen Wert eines Signals, das aus diesem zweiten Vergleichssignal abgeleitet wurde, anzupassen und so ein angepasstes Signal (sigCC) zu bilden, wobei die Anpassung derart geschieht, dass durch eine mathematische Operation die vektorielle Summe oder die Differenz der komplexen Werte gebildet wird oder die Summe oder die Differenz der Phasen der komplexen Werte gebildet wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei bei dem Vorkorrekturschritt (VS2), in der Sende-Empfangseinheit (S1) und in der Sende-Empfangseinheit (S2) ein Frequenzspektrum berechnet wird, in welchem jeweils ein Frequenzpeak (k1, k2) bestimmt wird, und vorzugsweise die Frequenzpeaks (k1, k2) zwischen den Stationen ausgetauscht werden, wobei die Korrekturwerte (γ1, γn, γ2) anhand der Frequenzpeaks (k1, k2) berechnet werden.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 3, wobei die Korrekturwerte (γ1, γn, γ2) wie folgt berechnet werden: ein Korrekturwert (γ1) als Division des Frequenzpeaks kl durch die Anzahl der Unterträger (N) und Multiplikation mit Pi; ein weiterer Korrekturwert (γn) für jeden Unterträger (n) als Differenz der Frequenzpeaks (k1, k2), Division durch die Anzahl der Unterträger (N) und Multiplikation mit Pi und einer Unterträgernummer (n); und ein zeitabhängiger Korrekturwert (γ2) als Division der aktuellen Zeit durch die Symboldauer und Multiplikation mit 2*Pi.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das ferner einen Rekonstruktionsschritt (VS4) umfasst, bei dem Abstände und/oder Relativgeschwindigkeiten und/oder Phasenlagen zwischen den mindestens zwei Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) aus den empfangenen Sendesignalen (sigRXl, sigRX2) bestimmt werden.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei im Rekonstruktionsschritt (VS4) Abstände und/oder Relativgeschwindigkeiten und/oder Phasenlagen und/oder Winkel von passiven Objekten bestimmt werden, wobei insbesondere weitere Sende-Empfangseinheiten (S3) über Sendesignale (sigTX3), die nach dem OFDM-Verfahren moduliert sind, mit den mindestens zwei Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) kommunizieren.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jede der Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) zumindest im Wesentlichen zeitgleich über mindestens einen Kanal Sendesignale (sigTXl, sigTX2) über dazu ausgebildete Antennenelemente (A1, A2) der Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) sendet und/oder empfängt.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei bei dem Übertragungsschritt (VS1) die erste Sende-Empfangseinheit (S1) und die zweite Sende-Empfangseinheit eine Sichtverbindung zueinander aufweisen.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das ferner einen Synchronisationsschritt (VSSync) umfasst, bei dem ein zeitlicher Offset, eine zeitlicher Drift und/oder eine Sendefrequenz von Taktquellen (S11, S21), die die Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) aufweisen, insbesondere per Funk, ausgetauscht wird/werden.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei eine gleichzeitige Übertragung von Nutzdaten auf dafür vorgesehenen Unterkanälen und/oder Symbolen stattfindet.
11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei nur eine bestimmte Auswahl an Sende-Empfangskanälen verwendet wird, wobei insbesondere bei dem Rekonstruktionsschritt (VS3) ein Compressed-Sensing-Verfahren angewendet wird.
12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Sende-Empfangskanäle zeitlich variierend vergeben werden, insbesondere nach einem Stepped-Carrier-Verfahren.
13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 6, wobei sich die Sende-Empfangseinheiten (S1, S2), insbesondere während des Übertragungsschrittes (VS1), relativ zueinander bewegen und dabei Positionen und Ausrichtungen der Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) erfasst werden, wobei der Rekonstruktionsschritt (VS4) mehrmals nacheinander durchgeführt wird, so dass anhand einer synthetischen Apertur- Berechnung eine Radarbildauflösung des Rekonstruktionsschritt (VS4) erhöht wird.
14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 5, wobei sich die Sende-Empfangseinheiten (S1, S2), insbesondere während dem Übertragungsschritt (VS1), relativ zueinander bewegen und dabei Positionen und Ausrichtungen der Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) erfasst werden, wobei der Rekonstruktionsschritt (VS3) mehrmals nacheinander durchgeführt wird, so dass anhand einer inversen synthetischen Apertur- Berechnung eine Genauigkeit von den erfassten Positionen und/oder Ausrichtungen der Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) erhöht wird.
15. Radar-System, insbesondere Sekundärradar-System, zur Bestimmung eines Abstands und/oder einer Relativgeschwindigkeit, insbesondere zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 14, aufweisend: mindestens zwei, insbesondere voneinander räumlich getrennter, Sende-Empfangseinheiten (S1, S2), die dazu ausgebildet sind, Sendesignale (sigTXl, sigTX2), die nach einem orthogonalen Frequenzmultiplexverfahren, OFDM-Verfahren, moduliert sind, zu senden und zu empfangen; eine Signalverarbeitungseinheit, die dazu ausgebildet ist, Korrekturwerte (y1, yn, y2) aus den empfangenen Sendesignalen (sigRXl, sigRX2) zu bestimmen, und anhand der Korrekturwerte (y1, yn, y2) die empfangenen Sendesignalen (sigRXl, sigRX2) nachzuverarbeiten, so dass Einflüsse von Störgrößen, insbesondere von Phasenrauschen und/oder einem zeitlichen Offset und/oder unbekannte Anfangsphasenlagen, reduziert, vorzugsweise kompensiert, werden.
16. Radar-System nach Anspruch 15, wobei die Signalverarbeitungseinheit ferner dazu ausgebildet ist: ein Vergleichssignal (sigC21) aus einem ersten korrigierten, empfangenen Sendesignal (sigCORl) und dem zweiten Sendesignal (sigTX2) zu bilden, wobei das Vergleichssignal (sigC21) von der zweiten Sende- Empfangseinheit (S2) zu der ersten Sende-Empfangseinheit (S1) übertragen, insbesondere kommuniziert wird; und ein Vergleichssignal (sigC12) aus einem zweiten korrigierten, empfangenen Sendesignal (sigCOR2) und dem ersten Sendesignal (sigTXl) zu bilden, wobei das Vergleichssignal (sigC12) von der ersten Sende- Empfangseinheit (S1) zu der zweiten Sende-Empfangseinheit (S2) übertragen, insbesondere kommuniziert wird; wobei die Signalverarbeitungseinheit dazu ausgebildet ist, Abweichungen der Vergleichssignale (sigC21, sigC12) die durch systematische Abweichungen in den Sende-Empfangseinheiten (S2, S1) hervorgerufen werden, zu reduzieren, vorzugsweise zu kompensieren, und zumindest einen komplexen Wert aus einem ersten der beiden Vergleichssignale oder aus einem Signal, das aus diesem ersten Vergleichssignal abgeleitet wurde, dazu zu verwenden, zumindest einen komplexen Wert des zweiten der beiden Vergleichssignale oder einen Wert eines Signals, das aus diesem zweiten Vergleichssignal abgeleitet wurde, anzupassen und so ein angepasstes Signal (sigCC) zu bilden, wobei die Anpassung derart geschieht, dass durch eine mathematische Operation die vektorielle Summe oder die Differenz der komplexen Werte gebildet wird oder die Summe oder die Differenz der Phasen der komplexen Werte gebildet wird.
17. Radar-System nach Anspruch 15 oder 16, wobei die Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) dazu ausgebildet sind, mit einer Takteinheit zu kommunizieren, wobei die Takteinheit dazu ausgebildet ist, den Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) einem Systemtakt und/oder einen Sendestartpunkt zur Verfügung zu stellen.
18. Radar-System nach einem der Ansprüche 15 bis 17, wobei jede der Sende-Empfangseinheiten (S1, S2) ferner Antennenelemente (A1, A2) aufweist, die dazu ausgebildet sind, zumindest im Wesentlichen zeitgleich über mindestens einen Kanal zu senden und zu empfangen.
19. Verwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 14 und/oder des Systems nach einem der Ansprüche 15 bis 18, für mobile Einrichtungen, vorzugsweise für Fahrzeuge, insbesondere unbemannte Luftfahrzeuge oder vorzugsweise Personen- und/oder Lastkraftwagen.
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