WO2020108814A1 - Verfahren und vorrichtung für nicht-kohärente verteilte radarsysteme mit vollduplexübertragung - Google Patents

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WO2020108814A1
WO2020108814A1 PCT/EP2019/073857 EP2019073857W WO2020108814A1 WO 2020108814 A1 WO2020108814 A1 WO 2020108814A1 EP 2019073857 W EP2019073857 W EP 2019073857W WO 2020108814 A1 WO2020108814 A1 WO 2020108814A1
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signal
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Michael GOTTINGER
Martin Vossiek
Peter Gulden
Igor Bilous
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Symeo Gmbh
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Definitions

  • the invention relates to a radar method and system for signal exchange between at least two non-coherent transceiver units.
  • each transceiver unit 1, 2 typically each have their own clock source 11, 21, for example a local oscillator. Furthermore, each transceiver unit 1, 2 has a high-frequency (HF) generator 12, 22; a mixer or correlator 13, 23; an analog-to-digital (A / D) converter 14, 24 and an RF antenna 15, 25.
  • HF high-frequency
  • WO 2017/118621 A1 describes a measurement method in which two transceiver units send and receive signals over the same reciprocal radio channel in such a way that the transmitted signals overlap in time, at least in one area.
  • WO 2017/118621 A1 uses a time offset between the signals of less than the signal duration (or also half the signal duration).
  • the received signals are mixed with the transmitted signals (down to baseband) and sampled (using an A / D converter), the phase noise of both sampled signals being correlated.
  • the influence of phase noise can be suppressed.
  • Systematic deviations can also be corrected, which ultimately enables a coherent measurement.
  • the spectral efficiency is for a down-conversion to baseband by the different clock rates (or a time drift between the signals ö t) between the clock sources is very low.
  • 2 shows a temporal frequency profile of signals which are received according to the method from WO 2017/118621 A1 and are mixed into the baseband.
  • FMCW Frequency Modulated Continuous Wave
  • Frequency ramps with a positive slope are called up chirps and frequency ramps with a negative slope are called down chirps.
  • the symbols dm, Ar, r 0 and T sw used in FIG. 2 denote the
  • the occupied frequency band B changes with the number of the FMCW chirp.
  • the occupied frequency band B increases over time.
  • correction steps for digital processing include a particularly complex correction of the quadratic phase curve and a shifting of the sampled signals in the time domain.
  • the object is achieved in particular by a radar method according to claim 1, a radar system according to claim 16 and / or the use of a radar method according to claim 18.
  • the object is achieved in particular by a radar method for exchanging signals between at least two non-coherent transceiver units, each of which initially has non-synchronous, in particular controllable, clock sources, the method comprising the following steps: - A synchronization in which clock offsets and / or clock rates
  • a full-duplex measurement method in which a first transmission signal from the first transceiver unit to the second transceiver unit and a second transmission signal from the second transceiver unit to the first transceiver unit are transmitted via a radio channel, with the synchronization before the full duplex -Measuring method is carried out such that a time offset and / or a frequency offset between the
  • Transmitted signals remain at least substantially constant during a transmission time of the full-duplex measurement method.
  • a constant time offset and / or a constant frequency offset is to be understood to mean that the time offset is less than 5ns and / or the frequency offset is less than 5ppm, preferably the time offset is less than 2.5ns and / or the frequency offset is less than 2.5ppm, or particularly preferably the time offset is less than Ins and / or the frequency offset is less than lppm.
  • Full-duplex measurement methods result in a precise measurement of the distance, the relative speed between the transceiver units and / or the phase position between the transmit signals of the transceiver units, which reduces the effort required for digital processing of the received signals. This eliminates several complex correction steps. Furthermore, the amount of data required for a precise measurement of the distance, the relative speed between the transceiver units and / or the phase position between the transmit signals can also be reduced.
  • Clock sources are preferably understood to mean oscillating clock sources which generate a clock signal by means of an oscillation process. If one looks at two clock signals, these can have a clock offset with respect to one another. About that two clock signals can also differ in their clock rate. In the case of spatially separate transceiver units with respective clock sources, a clock offset leads to a time offset or to a different phase position of the transmission signals of the transceiver units. Different clock rates result in a frequency offset between the transmission signals of the transceiver units. Changes in the clock rates, on the other hand, lead to a drifting apart of the frequencies, that is to say a frequency offset that changes over time.
  • non-synchronous clock sources In the case of non-synchronous clock sources, a clock offset and / or different clock rates are available. In the present radar method, non-synchronous clock sources are initially synchronized in one step.
  • a signal such as a transmission signal or a received transmission signal, preferably has an amplitude, a frequency and a phase.
  • duplex denotes the directional dependence of a transmission channel, with an approximate one with a full duplex channel
  • synchronization takes place by radio, in particular via the radio channel, which is preferably reciprocal. It is thereby achieved that the synchronization can be carried out as simply and comfortably as possible before the full-duplex measurement method, in particular via the same radio channel that is used during the full-duplex measurement method.
  • the radio channel is reciprocal, which means that the
  • Channel properties of the radio channel are the same in both directions.
  • the synchronization can also take place by cable. All that is required is a transmission of low-frequency signals, which keeps the technical effort for implementation simple.
  • Exchanged synchronization signals in particular identical synchronization signals, are preferably used for synchronization.
  • a (complete) signal or synchronization signal is characterized in particular by the fact that it contains information about phase, amplitude and frequency or in particular the (complete) ADC data (ie the analog-digital converted signal). In this sense, the transmission of individual parameters, such as a frequency, of the signal is not to be understood as the transmission of a signal.
  • a frequency detuning and / or a frequency drift between the synchronization signals is preferably determined in the transceiver units.
  • Synchronization signals can be determined particularly well.
  • synchronization values in particular individual signal parameters, such as preferably frequency and / or phase values, are transmitted for synchronization.
  • a synchronization value is not to be understood as a (complete) (synchronization) signal (comprising information about phase, amplitude and frequency).
  • synchronization values are values which, for example, describe certain parameters with one or more values, such as frequency values, frequency drift values and the like.
  • the individual synchronization values include a first global time of the first transceiver and / or a second global time of the second transceiver, in particular the first global time being determined on the basis of the second global time and a first local time and / or the second global time based on the first global time and a second local time is determined.
  • the clock sources for example VCXOs; voltage controlled crystal oscillators
  • the clock sources are preferably controlled with corresponding control signals, in particular control voltages, in such a way that the clock rates of the clock sources are matched.
  • the clock source of the first transceiver unit can be matched to the clock source of the second transceiver unit and / or the clock source of the second transceiver unit can be matched to the clock source of the first transceiver unit.
  • a distance and / or a relative speed between the at least two transceiver units are determined from a signal transit time of the transmitted signals via the radio channel in the full duplex measuring method.
  • transmission signals are exchanged, which in particular comprise a sequence of alternating up and down chirps, a sequence of only up chirps or a sequence of only down chirps.
  • the distance and / or the relative speed can thereby be determined particularly precisely.
  • a comparison signal is preferably generated in each transceiver unit in that received signals
  • Transmit signals are each mixed and / or correlated with the corresponding transmit signals, and the comparison signals are exchanged between the transceiver units, the following steps being carried out in particular in at least one of the two transceiver units:
  • a comparison signal is preferably generated in each transceiver unit in that received signals
  • Transmit signals are each mixed and / or correlated with the corresponding transmit signals, and evaluation parameters in the respective transceiver unit, which are exchanged between the transceiver units, are determined from the comparison signals, in particular spectral ones. This in particular reduces the amount of data that is exchanged between the transceiver units in the full-duplex measurement method.
  • a comparison spectrum of the comparison signal is generated for each signal chirp, the
  • Evaluation parameters include a frequency value of the maximum in the comparison spectrum and a phase value of the maximum in the comparison spectrum. This allows the amount of data that is between the transceiver at
  • Full duplex measurement method is exchanged, reduced to two values per chirp.
  • a two-dimensional comparison signal spectrum is generated in each transceiver station, the evaluation parameters being two
  • Frequency values per transceiver include the frequency values of a maximum along each dimension of the two-dimensional
  • Comparison signal spectrum are. As a result, the amount of data that is exchanged between the transceiver units in the full-duplex measurement method can be further reduced to two values.
  • a radar system preferably a secondary radar system, for determining a distance and / or a relative speed, in particular for carrying out the above-mentioned method, comprising: at least two, preferably spatially separate, non-coherent transceiver units , each initially not have synchronous, in particular controllable, clock sources; a
  • Synchronization device for performing a synchronization in which clock offsets and / or clock rates of the clock sources of the at least two transceiver units are adjusted; the transceiver units being designed to carry out a full-duplex measurement method in which a first transmission signal from the first transceiver unit is transmitted to the second transceiver unit and a second transmission signal from the second transceiver unit to the first transceiver unit via a radio channel
  • the synchronization device is designed to carry out the synchronization before the full-duplex measurement method in such a way that a time offset and / or a frequency offset between the transmission signals remains at least substantially constant during a transmission time of the full-duplex measurement method.
  • the clock sources are preferably in particular controllable, preferably voltage-controlled, oscillators, in particular quartz oscillators (voltage controlled crystal oscillators, VCXOs). This allows the clock rates to be adapted particularly well (adaptively).
  • an additional circuit preferably a delay circuit, modifies the clock signals that are generated by the clock sources, in particular delayed them, so that the clock signals are matched to one another.
  • the above-mentioned object is achieved by using the radar method described above and / or the radar system described above for mobile devices, preferably for vehicles,
  • unmanned aerial vehicles or preferably passenger and / or trucks.
  • Fig. 1 two transceiver units, as in the prior art io
  • Fig. 2 frequency curves in the baseband for non-synchronized clock sources
  • Fig. 3 frequency curves in the baseband for synchronized clock sources
  • the same reference numbers are used for the same and equivalent parts.
  • the clock sources, or local oscillators are adjusted before the actual measurement, the full-duplex measurement method.
  • the temporal drift can, for example, first be determined by measurement and then an adjustment of the
  • phase of the transmission signals for two transceiver units can be mathematically used as a reference signal for the mixing process describe, where f c and B correspond to the carrier frequency and the bandwidth of the RF signal.
  • f c and B correspond to the carrier frequency and the bandwidth of the RF signal.
  • the variables ® ak and Y o ⁇ represent the unknown
  • the associated complex time signals can be expressed as A a exp
  • Both signals are transmitted over a transmission channel with the transit time r (f) to the other transceiver unit and received there.
  • the latter influences the phase position from chirp to chirp, but only to a small extent the resulting sampling frequency.
  • the phase position of these received signals can therefore be represented as a time-delayed variant of the transmission signals.
  • the phases of the signals after the mixing process IQ mixing or I mixing and subsequent Hilbert transformation
  • phase position of both signals is influenced equally by the disturbance variables.
  • the influence of the runtime or the change in the runtime results in a complex conjugate phase change. Since sampling of the mixed signals at time t cannot be carried out, the
  • a time-delayed version of the mixed signals which can also be represented as a phase shift by g i or g 2 for a monofrequency signal.
  • Such a shift can, for example, with the help of a
  • the division may lead to a phase jump of 4 * e / p with / e Z, which can be corrected by unwrapping (with the exception of the phase “of the first chirp).
  • the remaining phase noise during an FMCW may lead to a phase jump of 4 * e / p with / e Z, which can be corrected by unwrapping (with the exception of the phase “of the first chirp).
  • Phase noise is necessarily much smaller than the amplitude of the carrier signal.
  • the required amount of data to be transferred and the number of required Calculation steps can also be reduced as follows: for each FMCW chirp, the beat frequency of the maximum is determined in all transmitting / receiving units. The calculation of these maxima by both transceiver units
  • the distance and relative speed can be transmitted with the transmission of 2 real values per transceiver unit
  • High frequency generator (HF) of the second transceiver mixer of the second transceiver of the second transceiver

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Radar-Verfahren zum Signalaustausch zwischen mindestens zwei nicht-kohärenten Sende-Empfangseinheiten, die jeweils zunächst nicht- synchrone, insbesondere ansteuerbare, Taktquellen aufweisen, das folgende Schritte aufweist: eine Synchronisation, bei der Taktoffsets und/oder Taktraten der Taktquellen der mindestens zwei Sende-Empfangseinheiten angeglichen werden; ein Vollduplex-Messverfahren, bei dem ein erstes Sendesignal der ersten Sende- Empfangseinheit an die zweite Sende-Empfangseinheit und ein zweites Sendesignal der zweiten Sende-Empfangseinheit an die erste Sende-Empfangseinheit über einen Funkkanal, übertragen werden, wobei die Synchronisation vor dem Vollduplex- Messverfahren derart durchgeführt wird, dass ein Zeitversatz und/oder ein Frequenzversatz zwischen den Sendesignalen während einer Übertragungszeit des Vollduplex-Messverfahrens zumindest im Wesentlichen konstant bleibt/en.

Description

Verfahren und Vorrichtung für nicht-kohärente verteilte Radarsysteme mit
Vollduplexübertragung
Beschreibung
Die Erfindung betrifft ein Radar-Verfahren und -System zum Signalaustausch zwischen mindestens zwei nicht-kohärenten Sende-Empfangseinheiten.
Bei bekannten Radar-Verfahren, insbesondere Sekundärradar-Verfahren, kommunizieren herkömmlicherweise mindestens zwei, räumlich getrennte, nichtkohärente Sende-Empfangseinheiten miteinander. In Fig. 1 ist ein herkömmliches Sekundärradar 4 mit zwei Sende-Empfangseinheiten 1, 2 abgebildet, wobei die Sende-Empfangseinheiten 1, 2 miteinander kommunizieren. Die Sende- Empfangseinheiten 1, 2 weisen typischerweise jeweils eine eigene Taktquelle 11, 21 auf, beispielsweise einen Lokaloszillator. Ferner weist jede Sende- Empfangseinheit 1, 2 einen Hochfrequenz-(HF-)Generator 12, 22; einen Mischer oder Korrelator 13, 23; einen Analog-zu-Digital-(A/D-)Wandler 14, 24 und eine HF-Antenne 15, 25 auf.
Aufgrund der räumlichen Trennung der Sende-Empfangseinheiten 1, 2 ist eine direkte, kohärente Messung, nicht möglich. In WO 2017/118621 Al wird beispielsweise ein Messverfahren beschrieben, bei dem zwei Sende-Empfangseinheiten über einen gleichen, reziproken Funkkanal Signale derart senden und empfangen, dass sich die gesendeten Signale zumindest in einem Bereich zeitlich überlappen. Es wird in WO 2017/118621 Al ein Zeitversatz zwischen den Signalen von kleiner als der Signaldauer (oder auch der halben Signaldauer) verwendet.
In jeder Sende-Empfangseinheit werden die empfangenen Signale jeweils mit den gesendeten Signalen (abwärts ins Basisband) gemischt und (mittels A/D-Wandler) abgetastet, wobei das Phasenrauschen beider abgetasteten Signale korreliert ist. Nach aufwendigen Korrekturschritten sowie einer synthetischen Mischung beider abgetasteter Signale kann der Einfluss des Phasenrauschens unterdrückt werden. Auch systematische Abweichungen können korrigiert werden, wodurch schließlich eine kohärente Messung ermöglicht wird.
Als nachteilig hat es sich erwiesen, dass für eine Schätzung des Abstands, der Relativgeschwindigkeit und des Phasenwerts, eine Übertragung des gesamten abgetasteten Signals von mindestens einer Sende-Empfangseinheit zur anderen Sende-Empfangseinheit notwendig ist.
Darüber hinaus, ist die spektrale Effizienz nach einer Abwärtsmischung ins Basisband durch die unterschiedlichen Taktraten (bzw. einen zeitlichen Drift öt zwischen den Signalen) zwischen den Taktquellen sehr gering. In Fig. 2 ist ein zeitlicher Frequenzverlauf von Signalen abgebildet, die nach dem Verfahren aus WO 2017/118621 Al empfangen und ins Basisband gemischt werden. Als Signale werden Frequency Modulated Continuous Wave (FMCW)-Signale mit mehreren Frequenzrampen verwendet, die auch als Chirps bezeichnet werden .
Frequenzrampen mit positiver Steigung werden als Up-Chirps bezeichnet und Frequenzrampen mit negativer Steigung werden als Down-Chirps bezeichnet. Die in Fig. 2 verwendeten Symbole d m, Ar, r0 und Tsw bezeichnen den
Frequenzversatz, die Sweeprate, den Zeitversatz, die Laufzeit im Kanal und die Sweepdauer. Aus den in Fig. 2 abgebildeten Frequenzverläufen wird deutlich, dass das belegte Frequenzband B sich mit der Nummer des FMCW-Chirps ändert. Insbesondere nimmt das belegte Frequenzband B mit der Zeit zu. Des Weiteren kommt es zu Frequenzänderungen jedes FMCW-Chirps, die nachfolgend mit einer aufwendigen Signalverarbeitung korrigiert werden müssen.
In der Signalverarbeitung sind viele, aufwendige Korrekturschritte zur digitalen Aufarbeitung (auch Post-Processing genannt) der abwärtsgemischten und abgetasteten Signale notwendig. Insbesondere beinhalten die Korrekturschritte eine besonders aufwendige Korrektur des quadratischen Phasenverlaufs und ein Verschieben der abgetasteten Signale im Zeitbereich.
Ein Betrieb mit mehreren Radarstationen sowie ein effizientes Multiplexing gestaltet sich durch die oben diskutierten Nachteile schwierig. Bei einer annähernd gleichzeitigen Messung mit allen Radareinheiten müssten hohe Anforderungen an die A/D-Wandler gestellt werden, da im Basisband eine hohe Bandbreite erforderlich ist (es wird ein breites Frequenzband von jeder
Radareinheit belegt und durch die zeitliche Änderung werden breite
Frequenzabstände zwischen den Frequenzbändern der Radarstationen benötigt).
Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Radar-Verfahren und ein Radar-System bereitzustellen, das eine vergleichsweise einfache Messung erlaubt und es insbesondere ermöglicht, aufwendige Korrekturschritte in der digitalen
Aufarbeitung der übertragenen Signale zu reduzieren bzw. zu vermeiden.
Die Aufgabe wird insbesondere durch ein Radar-Verfahren nach Anspruch 1, ein Radar-System nach Anspruch 16 und/oder eine Verwendung eines Radar- Verfahrens nach Anspruch 18 gelöst.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird die Aufgabe insbesondere durch ein Radar-Verfahren zum Signalaustausch zwischen mindestens zwei nichtkohärenten Sende-Empfangseinheiten gelöst, die jeweils zunächst nichtsynchrone, insbesondere ansteuerbare, Taktquellen aufweisen, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: - eine Synchronisation, bei der Taktoffsets und/oder Taktraten der
Taktquellen der mindestens zwei Sende-Empfangseinheiten angeglichen werden;
- ein Vollduplex-Messverfahren, bei dem ein erstes Sendesignal der ersten Sende-Empfangseinheit an die zweite Sende-Empfangseinheit und ein zweites Sendesignal der zweiten Sende-Empfangseinheit an die erste Sende-Empfangseinheit über einen Funkkanal, übertragen werden, wobei die Synchronisation vor dem Vollduplex-Messverfahren derart durchgeführt wird, dass ein Zeitversatz und/oder ein Frequenzversatz zwischen den
Sendesignalen während einer Übertragungszeit des Vollduplex-Messverfahrens zumindest im Wesentlichen konstant bleibt/en.
Insbesondere ist unter einem konstanten Zeitversatz und/oder einem konstanten Frequenzversatz zu verstehen, dass der Zeitversatz kleiner als 5ns und/oder der Frequenzversatz kleiner als 5ppm, vorzugsweise der Zeitversatz kleiner als 2,5ns und/oder der Frequenzversatz kleiner als 2,5ppm ist, oder besonders bevorzugt der Zeitversatz kleiner als Ins und/oder der Frequenzversatz kleiner als lppm ist.
Die erfindungsgemäße (präzise) Synchronisation der Taktquellen vor dem
Vollduplex-Messverfahren führt dazu, dass eine präzise Messung des Abstands, der Relativgeschwindigkeit zwischen den Sende-Empfangseinheiten und/oder der Phasenlage zwischen den Sendesignalen der Sende-Empfangseinheiten ermöglicht wird, wobei sich der Aufwand an digitaler Aufarbeitung der empfangenen Signale reduziert. Mehrere aufwendige Korrekturschritte entfallen hierdurch. Ferner kann auch die Menge an Daten, die für eine präzise Messung des Abstands, der Relativgeschwindigkeit zwischen den Sende-Empfangseinheiten und/oder der Phasenlage zwischen den Sendesignalen Sende-Empfangseinheiten benötigt werden, reduziert werden.
Unter Taktquellen werden vorzugsweise oszillierende Taktquellen verstanden, die durch einen Schwingprozess ein Taktsignal erzeugen. Betrachtet man zwei Taktsignale, so können diese zueinander einen Taktoffset aufweisen. Darüber können sich zwei Taktsignale auch in ihrer Taktrate unterscheiden. Bei räumlich voneinander getrennten Sende-Empfangseinheiten mit jeweiligen Taktquellen, führt ein Taktoffset zu einem Zeitversatz oder auch zu einer unterschiedlichen Phasenlage der Sendesignale der Sende-Empfangseinheiten. Unterschiedliche Taktraten führen dazu, dass ein Frequenzversatz zwischen den Sendesignalen der Sende-Empfangseinheiten entsteht. Änderungen der Taktraten führen hingegen zu einem Auseinanderdriften der Frequenzen, also einen sich zeitlich ändernden Frequenzversatz.
Bei nicht-synchronen Taktquellen ist/sind insbesondere ein Taktoffset und/oder jeweils unterschiedliche Taktraten vorhanden. Im vorliegenden Radar-Verfahren werden zunächst nicht-synchrone Taktquellen in einem Schritt synchronisiert.
Dies bedeutet, dass der Taktoffset und/oder die Taktraten der Taktquellen aneinander angeglichen werden. Nach der Synchronisation ist/sind der Taktoffset und/oder die Taktraten insbesondere aneinander anglichen.
Ein Signal, wie beispielsweise ein Sendesignal oder ein empfangenes Sendesignal, weist vorzugsweise eine Amplitude, eine Frequenz und eine Phase auf.
Insbesondere bezeichnet das Wort Duplex die Richtungsabhängigkeit eines Übertragungskanals, wobei mit einem Vollduplex-Kanal eine annähernd
gleichzeitige Signalübertragung in beide Richtungen möglich ist.
In einer bevorzugten Ausführungsform erfolgt die Synchronisation per Funk, insbesondere über den Funkkanal, der vorzugsweise reziprok ist. Dadurch wird erreicht, dass die Synchronisation möglichst einfach und komfortabel vor dem Vollduplex-Messverfahren, insbesondere über denselben Funkkanal, der während des Vollduplex-Messverfahren verwendet wird, ausgeführt werden kann.
Vorzugsweise ist der Funkkanal reziprok, was bedeutet, dass die
Kanaleigenschaften des Funkkanals in beiden Richtungen gleich sind. Alternativ und/oder zusätzlich kann die Synchronisation auch per Kabel erfolgen. Hierfür ist lediglich eine Übertragung von niederfrequenten Signalen notwendig, wodurch der technische Aufwand für eine Realisierung einfach gehalten wird. Vorzugsweise werden zur Synchronisation ausgetauschte Synchronisationssignale, insbesondere gleichartige Synchronisationssignale, herangezogen.
Ein (vollständiges) Signal bzw. Synchronisationssignal ist insbesonere dadurch gekennzeichnet, dass es Informationen über Phase, Amplitude und Frequenz bzw. insbesondere die (vollständigen) ADC-Daten (also das analog-digital-konvertierte Signal) enthält. In diesem Sinne ist die Übermittelung einzelner Parameter, wie beispielsweise einer Frequenz, des Signals nicht als Übermittelung eines Signales zu verstehen.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform sind die ausgetauschten
Synchronisationssignale mit einer gleichartigen Frequenzmodulation,
insbesondere einer FMCW-Modulation oder einer FSK-Modulation, moduliert, wobei in den Sende-Empfangseinheiten vorzugsweise eine Frequenzverstimmung und/oder ein Frequenzdrift zwischen den Synchronisationssignalen bestimmt wird. Durch die Verwendung einer gleichartigen Frequenzmodulation kann eine
Frequenzverstimmung und/oder ein Frequenzdrift zwischen den
Synchronisationssignalen besonders gut bestimmt werden.
Insbesondere werden zur Synchronisation einzelne Synchronisationswerte, insbesondere einzelne Signalparameter, wie vorzugsweise Frequenz- und/oder Phasenwerte, übermittelt. Insbesondere ist unter einem Synchronisationswert kein (vollständiges) (Synchronisations-)Signal (umfassend Information über Phase, Amplitude und Frequenz) zu verstehen. Synchronisationswerte sind hingegen Werte, die beispielsweise bestimmte Parameter mit einem oder mehreren Werten beschreiben, wie Frequenzwerte, Frequenzdriftwerte und dergleichen.
Insbesondere umfassen die einzelnen Synchronisationswerte eine erste globale Uhrzeit der ersten Sende-Empfangseinheit und/oder eine zweite globale Uhrzeit der zweiten Sende-Empfangseinheit, wobei insbesondere die erste globale Uhrzeit anhand der zweiten globalen Uhrzeit und einer ersten lokalen Uhrzeit bestimmt wird und/oder die zweite globale Uhrzeit anhand der ersten globalen Uhrzeit und einer zweiten lokalen Uhrzeit bestimmt wird. Dadurch wird eine Synchronisation der Sende-Empfangseinheiten besonders gut erreicht, wobei die Synchronisation in jeder Sende-Empfangseinheit dezentral durchgeführt werden kann. Alternativ wird zur Synchronisation ein zeitlicher Drift zwischen den Taktraten der
Taktquellen bestimmt und zwischen den mindestens zwei Sende- Empfangseinheiten ausgetauscht.
Vorzugsweise werden zur Synchronisation die Taktquellen (z. B. VCXOs; voltage controlled crystal oscillators) mit entsprechenden Steuersignalen, insbesondere Steuerspannungen, derart angesteuert, dass die Taktraten der Taktquellen angeglichen werden. Dadurch wird es ermöglicht, die Taktquellen direkt aneinander anzugleichen. Des Weiteren kann die Taktquelle der ersten Sende- Empfangseinheit an die Taktquelle der zweiten Sende-Empfangseinheit und/oder die Taktquelle der zweiten Sende-Empfangseinheit an die Taktquelle der ersten Sende-Empfangseinheit angeglichen werden.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform werden im Vollduplex-Messverfahren ein Abstand und/oder eine Relativgeschwindigkeit zwischen den mindestens zwei Sende-Empfangseinheiten aus einer Signallaufzeit der Sendesignale über den Funkkanal bestimmt. Insbesondere werden beim Vollduplex-Messverfahren gleichartige, insbesondere FMCW-, Sendesignale ausgetauscht, die insbesondere eine Abfolge von abwechselnden Up- und Down-Chirps, eine Abfolge von nur Up- Chirps oder eine Abfolge von nur Down-Chirps umfassen. Dadurch kann der Abstand und/oder die Relativgeschwindigkeit besonders präzise bestimmt werden.
Vorzugsweise wird beim Vollduplex-Messverfahren in jeder Sende- Empfangseinheit ein Vergleichssignal dadurch erzeugt, dass empfangene
Sendesignale jeweils mit den entsprechenden Sendesignalen gemischt und/oder korreliert werden, und die Vergleichssignale zwischen den Sende- Empfangseinheiten ausgetauscht werden, wobei insbesondere in zumindest einer der zwei Sende-Empfangseinheiten folgende Schritte durchgeführt werden :
Bestimmen und Korrigieren einer Mittenfrequenz; Korrigieren einer
Phasenverschiebung; und Überlagern zu einem synthetischen Empfangssignal. Die Anzahl der Verfahrensschritte in jeder Sende-Empfangseinheit kann hierdurch reduziert werden.
Vorzugsweise wird beim Vollduplex-Messverfahren in jeder Sende- Empfangseinheit ein Vergleichssignal dadurch erzeugt, dass empfangene
Sendesignale jeweils mit den entsprechenden Sendesignalen gemischt und/oder korreliert werden, und aus den Vergleichssignalen, insbesondere spektrale, Auswerteparameter in der jeweiligen Sende-Empfangseinheit bestimmt werden, die zwischen den Sende-Empfangseinheiten ausgetauscht werden. Dadurch wird insbesondere die Datenmenge, die zwischen den Sende-Empfangseinheiten beim Vollduplex-Messverfahren ausgetauscht wird, reduziert.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform wird ein Vergleichsspektrum des Vergleichssignals für jeden Signal-Chirp erzeugt, wobei die
Auswerteparameter einen Frequenzwert des Maximums im Vergleichsspektrum und einen Phasenwert des Maximums im Vergleichsspektrum umfassen. Dadurch kann die Datenmenge, die zwischen den Sende-Empfangseinheiten beim
Vollduplex-Messverfahren ausgetauscht wird, auf zwei Werte pro Chirp reduziert werden.
Insbesondere wird ein zweidimensionales Vergleichssignalspektrum in jeder Sende-Empfangsstation erzeugt, wobei die Auswerteparameter zwei
Frequenzwerte pro Sende-Empfangsstation umfassen, die die Frequenzwerte eines Maximums entlang jeder Dimension des zweidimensionalen
Vergleichssignalspektrums sind. Dadurch kann die Datenmenge, die zwischen den Sende-Empfangseinheiten beim Vollduplex-Messverfahren ausgetauscht werdn, weiter auf zwei Werte reduziert werden.
Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere durch ein Radar-System, vorzugsweise Sekundärradar- System, zur Bestimmung eines Abstands und/oder einer Relativgeschwindigkeit gelöst, insbesondere zur Durchführung des obengenannten Verfahrens, umfassend: mindestens zwei, vorzugsweise räumlich getrennte, nicht-kohärente Sende-Empfangseinheiten, die jeweils zunächst nicht- synchrone, insbesondere ansteuerbare, Taktquellen aufweisen; eine
Synchronisationseinrichtung zur Durchführung einer Synchronisation, bei der Taktoffsets und/oder Taktraten der Taktquellen der mindestens zwei Sende- Empfangseinheiten angeglichen werden; wobei die Sende-Empfangseinheiten ausgebildet sind, ein Vollduplex-Messverfahren durchzuführen, bei dem ein erstes Sendesignal der ersten Sende-Empfangseinheit an die zweite Sende- Empfangseinheit und ein zweites Sendesignal der zweiten Sende-Empfangseinheit an die erste Sende-Empfangseinheit über einen Funkkanal, übertragen werden, wobei die Synchronisationseinrichtung ausgebildet ist, die Synchronisation vor dem Vollduplex-Messverfahren derart durchzuführen, dass ein Zeitversatz und/oder ein Frequenzversatz zwischen den Sendesignalen während einer Übertragungszeit des Vollduplex-Messverfahrens zumindest im Wesentlichen konstant bleibt/en.
Vorzugsweise sind die Taktquellen insbesondere steuerbare, vorzugsweise spannungsgesteuerte, Oszillatoren, insbesondere Quarzoszillatoren (voltage controlled crystal oscillators, VCXOs). Dadurch lassen sich die Taktraten besonders gut (adaptiv) anpassen. Alternativ wäre es auch denkbar, dass eine zusätzliche Schaltung, vorzugsweise eine Verzögerungsschaltung die Taktsignale, die durch die Taktquellen erzeugt werden, modifiziert, insbesondere verzögert, so dass die Taktsignale aneinander angeglichen sind.
Weiterhin wird die obengenannte Aufgabe durch die Verwendung des oben beschriebenen Radar-Verfahrens und/oder des oben beschriebenen Radar- Systems für mobile Einrichtungen gelöst, vorzugsweise für Fahrzeuge,
insbesondere unbemannte Luftfahrzeuge oder vorzugsweise Personen- und/oder Lastkraftwagen.
Weitere Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen. In der nachfolgenden Beschreibung, werden auch unter Bezugnahme auf beiliegende Figuren, weitere Grundlagen, Aspekte und Ausführungsformen der Erfindung beschrieben. Hierbei zeigt:
Fig. 1 zwei Sende-Empfangseinheiten, wie sie im Stand der Technik zu io
finden sind;
Fig. 2 Frequenzverläufe im Basäsband für nicht-synchronisierte Taktquellen
der Sende-Empfangseinheiten, wie sie im Stand der Technik vorzufinden sind; und
Fig. 3 Frequenzverläufe im Basisband für synchronisierte Taktquellen der
Sende-Empfangseinheiten.
In der nachfolgenden Beschreibung werden für gleiche und gleichwirkende Teile dieselben Bezugsziffern verwendet. Im erfindungsgemäßen Radar-Verfahren geschieht ein Angleichen der Taktquellen, oder auch Lokaioszillatoren, vor der eigentlichen Messung, dem Vollduplex-Messverfahren.
Zum Angleichen der Taktquellen kann der zeitliche Drift beispielsweise zunächst per Messung ermittelt werden und anschließend wird ein Angleichen der
Taktquellen der einzelnen Radareinheiten durchgeführt.
Ergänzend sei hier erwähnt, dass die Reduktion des Drifts auch durch die Wahl von sehr hochwertigen Oszillatoren (z.B. Atomuhren) erreicht werden könnte.
Dies ist allerdings für den Anwendungsfall hinsichtlich der Größe, der
Komplexität, des Energieverbrauchs und des Preises von Atomuhren, meistens nicht möglich.
In Fig. 3 ist die Momentanfrequenz der herabgemischten Signale nach der Synchronisation (einem Angleichen der Taktquellen) dargestellt. Hierbei bezeichnet /shift = Af + mAt die unbekannte Mittenfrequenz, welche sich aus einem Frequenzversatz Af und dem Produkt aus Sweeprate und Zeitversatz mAt zusammensetzt. Die beide Momentanfrequenzen sind konstant und zueinander um 2 T0 verschoben, also um zweimal die Laufzeit im Übertragungskanal. Herleitung des Signalmodells
Im Folgenden werden Signale mit s k d x(t) bezeichnet, wobei die hochgestellte
Bezeichnung u/d entweder Up- oder Down-Chirp, die tiefgestellten
Bezeichnungen a die Nummer der Sende-Empfangseinheit (Radarstation),
Figure imgf000013_0001
die Nummer des FMCW-Chirps und x den Typ des Signals
(Sendessignal - tx, Empfangssignal - rx, Mischsignal - mix und Beatsignal - beat ), wobei als Beatsignal das digitalisierte (zeit- und wertediskrete) Mischsignal bezeichnet.
Die Phasen der Sendesignale für zwei Sende-Empfangseinheiten lassen sich mathematisch, welche auch als Referenzsignal für den Mischprozess dienen, als
Figure imgf000013_0002
beschreiben, wobei fc und B der Trägerfrequenz und der Bandbreite des HF- Signals entsprechen. Die Variablen ®ak und Yoί( stellen die unbekannten
Startphasen und das Phasenrauschen während eines FMCW-Chirps von Sende- Empfangseinheit a dar. Prinzipiell sind alle FMCW-Chirps um At in der Zeit verschoben und die Trägerfrequenz der beiden Sende-Empfangseinheiten unterscheidet sich um Af.
Die zugehörigen komplexen Zeitsignale können als Aa exp
Figure imgf000013_0003
beschrieben werden. Beide Signale werden über einen Übertragungskanal mit der Laufzeit r(f) zu der jeweils anderen Sende-Empfangseinheit ausgesendet und dort empfangen. Die Laufzeit zk = T0 + T im Übertragungskanal setzt sich hierbei aus einer Startzeit r0 und einer kleinen Änderung rk zusammen. Hieraus können Abstand und
Geschwindigkeit über xk = c0rk = x0 + kvTvi berechnet werden. Letztere beeinflusst die Phasenlage von Chirp zu Chirp, jedoch nur in geringem Maß die resultierende Abtastfrequenz. Die Phasenlage dieser Empfangssignale lässt sich daher als zeitverzögerte Variante der Sendesignale darstellen. Wie allgemein bekannt ist, lassen sich die Phasen der Signale nach dem Mischvorgang (IQ-Mischung oder I-Mischung und anschließender Hilberttransformation) und anschließender Filterung mit einem Tiefpassfilter als
Figure imgf000014_0001
und F* * (0 = Fϊ„ ( - 2 u ( (4) darstellen. Durch Einsetzen von (1) und (2) in (4) ergeben sich die Mischsignale
Figure imgf000014_0003
wobei ersichtlich ist, dass die Phasenlage beider Signale durch die Störgrößen gleichermaßen beeinflusst wird. Der Einfluss durch die Laufzeit oder die Änderung der Laufzeit hat eine komplex konjugierte Phasenänderung zur Folge. Da ein Abtasten der Mischsignale zum Zeitpunkt t nicht durchführbar ist, sind die
Beatsignale und
Figure imgf000014_0002
eine zeitverzögerte Version der Mischsignale, was für ein monofrequentes Signal auch als Phasenverschiebung um gi bzw. g2 dargestellt werden kann.
Das Vollduplex-Messverfahren
Wenn eine Schätzung des Abstands und der Geschwindigkeit durchgeführt werden soll, können beispielsweise nur Up-Chirps gesendet und empfangen werden.
Vorteilhaft ist hierbei, dass sich der Eindeutigkeitsbereich der detektierbaren Geschwindigkeit verdoppelt. Analog ist dieses Ausführungsbeispiel auch mit Down-Chirps möglich. Nach einer Fouriertransformation T{·} in Abstandsrichtung können die Spektren der abgetasteten Signale als beschrieben werden. Für die Fensterfunktion im Spektralbereich und das
Phasenrauschen wurde die Notation W(f), Yrh 1A (/) = Y1A (/) - Y2A (/ - rA) und
Figure imgf000015_0001
Austausch der Sendesignale und Überlagerung der Sendesignale:
Nun ist es möglich, die abgetasteten Signale komplett auszutauschen. Hierbei vereinfacht sich die Berechnung im Vergleich zu Verfahren des Stands der Technik. Zunächst lässt sich aus (8) und (9) feststellen, dass beide abgetasteten Signale um eine virtuelle Mittenfrequenz /shift angeordnet sind. Diese berechnet sich über eine Suche nach den beiden Peaks zu
Figure imgf000015_0002
Im nächsten Schritt wird diese Verschiebung korrigiert, was zu
^ü,be ti/) ~ A {/-mtϋ} * Y (/) * F jexp{j p (/)}} -exp{j ,}
(11) exp{j(2K(/c -5/2)r, + ®lk -©2A )} und
Figure imgf000015_0003
führt. Eine solche Verschiebung kann beispielsweise mit Hilfe einer
Fouriertransformation durchgeführt werden. Beide Signale befinden sich nun um die Beatfrequenz zentriert, welche einem Abstand von 0 m (bzw. einer
Beatfrequenz von 0 Hz) entspricht. Anschließend werden für jeden Chirp die Phasen des Maximums ermittelt und durch zwei geteilt = (arg{max{ 5“. beat (/)}} + arg { max { S"k at (/)} } ) / 2
(13)
Figure imgf000016_0001
Durch die Division tritt möglicherweise ein Phasensprung um 4* e /p mit / e Z auf, welcher durch Unwrapping korrigiert werden kann (mit Ausnahme der Phase “ des ersten Chirps). Das verbleibende Phasenrauschen während eines FMCW
Chirps kann durch T
Figure imgf000016_0002
angenähert werden, was einer
Taylorreihen-Entwicklung bis zum linearen Glied sk (t) entspricht. Diese Näherung trifft in der praktischen Anwendung sehr gut zu, da das Niveau des
Phasenrauschens notwendigerweise wesentlich kleiner als die Amplitude des Trägersignals ist. Nach Korrektur der Phasenwerte pro FMCW-Chirp mit (13) erhält man die Signale
^u.beat (/) * Ad { / - mt0 } * W (/) * F { 1 + j ek ( t )} exp { j “ }
(14) exp { j(fi ~ Y2 )/2} exP {j2rc(/c - B/2) rk } und
Figure imgf000016_0003
deren Phasenverschiebung durch Störgrößen nun exakt komplex konjugiert ist. Abschließend wird das zu (15) gehörige Zeitsignal komplex konjugiert und eine Überlagerung zum synthetischen Beatsignal
Figure imgf000016_0004
durchgeführt. Falls die Relativgeschwindigkeit ermittelt werden soll, kann dies recheneffizient über eine Fouriertransformation von (16) entlang der
Chirpnummer k erfolgen, womit die relative Geschwindigkeit bestimmt werden kann.
Bestimmung von Frequenzwert und Phasenwert pro Chirp:
Die benötigte Menge der zu übertragenden Daten und die Anzahl der benötigten Rechenschritte können auch wie folgt reduziert werden: pro FMCW-Chirp wird jeweils in allen Sende- Empfangseinheiten die Beatfrequenz des Maximums bestimmt. Die Verrechnung dieser Maxima von beiden Sende-Empfangseinheiten über
Figure imgf000017_0001
führt unmittelbar auf die Laufzeit im Übertragungskanal. Da sich der Abstand während der kompletten Sendesequenz nur (sehr) geringfügig ändert, kann über die Mittelung
Figure imgf000017_0002
eine deutliche Steigerung der Genauigkeit einer Laufzeitmessung (bzw.
Abstandsmessung) erzielt werden. Ebenfalls ist es möglich, die Phasenänderung durch eine Detektion der Phase der Maxima in beiden Radaren über k = arg {max { S^i beat (/)} } - arg {max { S2 U, beat (/)}} = 4 (fc -B/2)t, +fϋ (19) zu schätzen. Über diese Phasenänderung kann die Änderung der Länge der Übertragungsstrecke sehr präzise ermittelt und Geschwindigkeiten gemessen werden. Die Variable f0 stellt eine unbekannte Startphase dar, welche keinen
Einfluss auf die Messung hat. Somit ist die Übertragung von 2 K reellen Werten für eine Chirp-Sequenz mit K FMCW Chirps notwendig.
Bestimmung eines zweidimensionalen Spektrums pro Sende- Empfangseinheit:
Bei diesem Ausführungsbeispiel lassen sich Abstand und Relativgeschwindigkeit mit der Übertragung von 2 reellen Werten pro Sende-Empfangseinheit
(unabhängig von der Länge der Chirp-Sequenz) schätzen. Angenommen wird hierzu, dass systematische Störeinflüsse dominant sind (Phasenrauschen hat vergleichsweise geringen Einfluss). Das bedeutet, dass die Taktfrequenzen der beiden Sende-Empfangseinheiten nicht exakt übereinstimmen und somit der zeitliche Drift nicht genau zu Null gesetzt wurde. Dies hat eine lineare Phasenänderung pro FMCW-Chirp zur Folge, was durch einen Frequenzoffset Af2 entlang der Geschwindigkeitsachse ausgedrückt werden kann und gleich in beiden Sende-Empfangseinheiten auftritt. Somit lassen sich die beiden 2D
Fouriertransformationen T2{·} entlang der FMCW Chirps als
Si'aD(f,f ) Ab{f -(Af + m(t„+At))} *Y(/)* ΐ \ΐ {l + (i)}}
Figure imgf000018_0001
beschreiben, wobei g\ und g2 unbekannte und irrelevante Phasenwerte
darstellen. Die Störung durch die 2D Fouriertransformation des PhasenrauschensF2{ F{1 + j £fc(t)}} ist in beiden Stationen quasi identisch und hebt sich auf. Die Verrechnung der Maxima entlang der Abstands- und Geschwindigkeitsachse (Laufzeit und Änderung der Laufzeit) von der ersten Sende-Empfangseinheit und der zweiten Sende-Empfangseinheiten ergibt nun unmittelbar die zu ermittelnden Messgrößen ) )
Figure imgf000018_0002
Bezuqszeichenliste
1 erste Sende-Empfangseinheit
2 zweite Sende-Empfangseinheit
4 Radar-System
11 Taktquelle der ersten Sende-Empfangseinheit
12 Hochfrequenzgenerator (HF) der ersten Sende-Empfangseinheit
13 Mischer der ersten Sende-Empfangseinheit
14 Analog-zu-Digital-(A/D-)Wandler der ersten Sende-Empfangseinheit HF-Antenne der ersten Sende-Empfangseinheit
Taktquelle der zweiten Sende-Empfangseinheit
Hochfrequenzgenerator (HF) der zweiten Sende-Empfangseinheit Mischer der zweiten Sende-Empfangseinheit
Analog-zu-Digital-(A/D-)Wandler der zweiten Sende- Empfangseinheit
HF-Antenne der zweiten Sende-Empfangseinheit
Funkkanal

Claims

Verfahren und Vorrichtung für nicht-kohärente verteilte Radarsysteme mit Volldupiexübertragung Ansprüche
1. Radar-Verfahren zum Signalaustausch zwischen mindestens zwei nicht kohärenten Sende-Empfangseinheiten (1, 2), die jeweils zunächst nichtsynchrone, insbesondere ansteuerbare, Taktquellen (11, 21) aufweisen, das folgende Schritte aufweist:
- eine Synchronisation (VS1), bei der Taktoffsets und/oder Taktraten der Taktquellen (11, 21) der mindestens zwei Sende-Empfangseinheiten (1, 2) angeglichen werden;
- ein Vollduplex-Messverfahren (VS2), bei dem ein erstes Sendesignal (stxl ) der ersten Sende-Empfangseinheit (1) an die zweite Sende- Empfangseinheit (2) und ein zweites Sendesignal (stx2) der zweiten Sende-Empfangseinheit (2) an die erste Sende-Empfangseinheit (1) über einen Funkkanal (T), übertragen werden,
wobei die Synchronisation (VS1) vor dem Vollduplex-Messverfahren (VS2) derart durchgeführt wird, dass ein Zeitversatz und/oder ein Frequenzversatz zwischen den Sendesignalen (stxl, st 2) während einer Übertragungszeit des Vollduplex-Messverfahrens
(VS2) zumindest im Wesentlichen konstant bleibt/en.
2. Verfahren nach Anspruch 1,
wobei die Synchronisation (VS1) per Funk, insbesondere über den
Funkkanal (T), der vorzugsweise reziprok ist, oder insbesondere per Kabel, erfolgt.
3. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei zur Synchronisation (VS1) ausgetauschte Synchronisationssignale, insbesondere gleichartige Synchronisationssignale, herangezogen werden.
4. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei die ausgetauschten Synchronisationssignale mit einer gleichartigen Frequenzmodulation, insbesondere einer FMCW-Modulation oder einer FSK- Modulation, moduliert sind, wobei in den Sende-Empfangseinheiten (1, 2) vorzugsweise eine Frequenzverstimmung und/oder eine Frequenzdrift zwischen den Synchronisationssignalen bestimmt wird.
5. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei zur Synchronisation (VS1) einzelne Synchronisationswerte, insbesondere einzelne Signalparameter, wie vorzugsweise Frequenz- und/oder Phasenwerte, übermittelt werden.
6. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, insbesondere nach
Anspruch 5,
wobei die einzelnen Synchronisationswerte eine erste globale Uhrzeit (gtl) der ersten Sende-Empfangseinheit (1) und/oder eine zweite globale Uhrzeit (gt2) der zweiten Sende-Empfangseinheit (2) umfassen, wobei insbesondere die erste globale Uhrzeit (gtl) anhand der zweiten globalen Uhrzeit (gt2) und einer ersten lokalen Uhrzeit (Stl) bestimmt wird und/oder
die zweite globale Uhrzeit (gt2) anhand der ersten globalen Uhrzeit (gtl) und einer zweiten lokalen Uhrzeit (It2) bestimmt wird.
7. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei zur Synchronisation (VS1) ein zeitlicher Drift zwischen den Taktraten der Taktquellen (11, 22) bestimmt und zwischen den mindestens zwei Sende-Empfangseinheiten (1, 2) ausgetauscht wird.
8. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei zur Synchronisation (VS1) die Taktquellen (11, 21) mit
entsprechenden Steuersignalen, insbesondere Steuerspannungen, derart angesteuert werden, dass die Taktraten der Taktquellen (11, 21) angeglichen werden .
9. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei im Vollduplex-Messverfahren (VS2) ein Abstand und/oder eine Relativgeschwindigkeit zwischen den mindestens zwei Sende- Empfangseinheiten (1, 2) aus einer Signallaufzeit der Sendesignale (stxl, stx2) über den Funkkanal (T) bestimmt werden.
10. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei beim Vollduplex-Messverfahren (VS2) gleichartige, insbesondere FMCW-, Sendesignale (stxl, Stx2) ausgetauscht werden, die insbesondere eine Abfolge von abwechselnden Up- und Down-Chirps, eine Abfolge von nur Up-Chirps oder eine Abfolge von nur Down-Chirps umfassen.
11. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei beim Vollduplex-Messverfahren (VS2) in jeder Sende- Empfangseinheit (1, 2) ein Vergleichssignal (svl, sv2) dadurch erzeugt wird, dass empfangene Sendesignale (srxl, srx2) jeweils mit den entsprechenden Sendesignalen (stxl, stx2) gemischt und/oder korreliert werden, und
die Vergleichssignale (svl, sv2) zwischen den Sende-Empfangseinheiten (1, 2) ausgetauscht werden,
wobei insbesondere in zumindest einer der zwei Sende-Empfangseinheiten (1, 2) folgende Schritte durchgeführt werden :
- Bestimmen und Korrigieren einer Mittenfrequenz;
- Korrigieren einer Phasenverschiebung;
- Überlagern zu einem synthetischen Empfangssignal.
12. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei beim Vollduplex-Messverfahren (VS2) in jeder Sende- Empfangseinheit (1, 2) ein Vergleichssignal (svl, sv2) dadurch erzeugt wird, dass empfangene Sendesignale (srxl, srx2) jeweils mit den
entsprechenden Sendesignalen (stxl, stx2) gemischt und/oder korreliert werden, und
aus den Vergleichssignalen (svl, sv2), insbesondere spektrale,
Auswerteparameter in der jeweiligen Sende-Empfangseinheit (1, 2) bestimmt werden, die zwischen den Sende-Empfangseinheiten (1, 2) ausgetauscht werden.
13. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, insbesondere nach
Anspruch 12,
wobei ein Vergleichsspektrum (sVkl, sVk2) des Vergleichssignals für jeden Signal-Chirp erzeugt wird, und
die Auswerteparameter einen Frequenzwert des Maximums im
Vergieichsspektrum (sVkl, sVk2) und einen Phasenwert des Maximums im Vergleichsspektrum (sVkl, sVk2) umfassen.
14. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, insbesondere nach
Anspruch 12,
wobei ein zweidimensionales Vergleichssignalspektrum (Sv,2dl, Sv,2d2) in jeder Sende-Empfangsstation (1, 2) erzeugt wird, und die Auswerteparameter zwei Frequenzwerte pro Sende-Empfangsstation (1, 2) umfassen, die die Frequenzwerte eines Maximums entlang jeder
Dimension des zweidimensionalen Vergleichssignalspektrums sind.
15. Radar-System, insbesondere Sekundärradar-System, zur Bestimmung eines Abstands und/oder einer Relativgeschwindigkeit, insbesondere zur
Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 14, umfassend:
mindestens zwei, vorzugsweise räumlich getrennte, nicht-kohärente Sende- Empfangseinheiten (1, 2), die jeweils zunächst nicht-synchrone,
insbesondere ansteuerbare, Taktquellen (11, 21) aufweisen;
eine Synchronisationseinrichtung zur Durchführung einer Synchronisation (VS1), bei der Taktoffsets und/oder Taktraten der Taktquellen (11, 21) der mindestens zwei Sende-Empfangseinheiten (1, 2) angeglichen werden; wobei die Sende-Empfangseinheiten (1, 2) ausgebildet sind, ein Vollduplex- Messverfahren (VS2) durchzuführen, bei dem ein erstes Sendesignal (stxl) der ersten Sende-Empfangseinheit (1) an die zweite Sende- Empfangseinheit (2) und ein zweites Sendesignal (stx2) der zweiten Sende- Empfangseinheit (2) an die erste Sende-Empfangseinheit (1) über einen Funkkanal (T), übertragen werden,
wobei die Synchronisationseinrichtung ausgebildet ist, die Synchronisation (VS1) vor dem Vollduplex-Messverfahren (VS2) derart durchzuführen, dass ein Zeitversatz und/oder ein Frequenzversatz zwischen den Sendesignalen (stxl, stx2) während einer Übertragungszeit des Vollduplex-Messverfahrens (VS2) zumindest im Wesentlichen konstant bleibt/en.
16. Radar-System nach Anspruch 15,
wobei die Taktquellen (11, 21) insbesondere steuerbare, vorzugsweise spannungsgesteuerte, Oszillatoren, insbesondere Quarzoszillatoren, sind.
17. Verwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 14 und/oder des Systems einem der Ansprüche 15 oder 16, für mobile Einrichtungen, vorzugsweise für Fahrzeuge, insbesondere unbemannte Luftfahrzeuge oder vorzugsweise Personen- und/oder Lastkraftwagen.
PCT/EP2019/073857 2018-11-26 2019-09-06 Verfahren und vorrichtung für nicht-kohärente verteilte radarsysteme mit vollduplexübertragung WO2020108814A1 (de)

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