WO2021013443A1 - Kapselbare antennen-einheit - Google Patents

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WO2021013443A1
WO2021013443A1 PCT/EP2020/066985 EP2020066985W WO2021013443A1 WO 2021013443 A1 WO2021013443 A1 WO 2021013443A1 EP 2020066985 W EP2020066985 W EP 2020066985W WO 2021013443 A1 WO2021013443 A1 WO 2021013443A1
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frequency
antenna
shf
planar
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PCT/EP2020/066985
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Thomas Blödt
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Endress+Hauser SE+Co. KG
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    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
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    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/002—Protection against seismic waves, thermal radiation or other disturbances, e.g. nuclear explosion; Arrangements for improving the power handling capability of an antenna

Definitions

  • the invention relates to an antenna unit which can be encapsulated by means of potting, in particular for use in field devices.
  • field devices are often used that are used to determine or influence process variables.
  • Corresponding sensors such as, for example, are used to record the respective process variables
  • field devices are therefore also understood to mean remote I / Os (electrical interfaces) or, in general, devices that are arranged on the field level. A large number of such field devices are manufactured and sold by the Endress + Hauser company.
  • wireless data transmission is increasingly being used in field devices. This is used, for example, to transfer measured values to higher-level control units or to parameterize the
  • Field device by a hand-held device e.g. a tablet PC, smartphone, etc.
  • a hand-held device e.g. a tablet PC, smartphone, etc.
  • Bluetooth in accordance with the IEEE 802.15 standard or a modified variant of the Bluetooth standard, in particular Bluetooth Low Energy.
  • the field devices must be equipped with a suitable wireless transmission standard, in particular for communication with hand-held devices, for example Bluetooth in accordance with the IEEE 802.15 standard or a modified variant of the Bluetooth standard, in particular Bluetooth Low Energy.
  • the field devices must be equipped with a suitable wireless transmission standard
  • Antenna unit be equipped to transmit or receive the corresponding signals.
  • At least certain electronic assemblies of the respective field device must be encapsulated due to their special application conditions. On the one hand, this serves to protect the electronic assemblies from environmental influences such as dust, temperature or moisture. On the other hand, the encapsulation helps ensure that the level measuring device complies with appropriate explosion protection regulations. Explosion protection regulations are defined in Europe by the EN 60079 series of standards. Encapsulation is often used here. In this case, according to the EN 60079 series of standards, the explosion protection type “Ex-m” is used. A thermoplastic or an elastomer, for example Silgel®, can be used to encapsulate electronic components that are attached to a circuit board. In other areas of application, certain assemblies do not include any
  • Encapsulation for example to support the thermal management of individual components, or simply for cost reasons.
  • any encapsulation is associated with expenditure insofar as the individual antennas must be adapted to the respective encapsulation by which the antennas are covered.
  • the corresponding assembly can therefore not be used with different field device types that are intended for different areas of application. It is therefore not possible to design different types of field devices with wireless interfaces based on the platform.
  • the object of the invention is to provide an antenna unit for electronic assemblies of field devices that has the best possible transmit / receive characteristics both with and without encapsulation.
  • the antenna unit for transmitting and / or receiving high-frequency signals which have a defined frequency.
  • the antenna unit comprises a substrate which can be encapsulated by potting with a defined dielectric value. Are on the substrate
  • At least the following components of the antenna unit are arranged:
  • a first planar antenna which is connected to the signal gate and which is tuned to the frequency of the high-frequency signal
  • a second planar antenna which is connected to the signal gate and which is tuned to the frequency of the high frequency signal.
  • planar antennas are designed so that the impedance of the first planar antenna, in particular the real part of the impedance, differs from the impedance of the second planar antenna by a defined factor, which corresponds to the square root of the dielectric value of the potting compound.
  • the antenna unit uses the effect that one of the planar antennas is optimized for encapsulation, while the other planar antenna is designed for free radiation without encapsulation.
  • the impedance difference of VDKverguss between the impedances of the planar antennas means that if the encapsulation is present, the higher-resistance planar antenna is predominantly effective, while the emission / reception at the low-resistance planar antenna is suppressed. In the absence of encapsulation, the reverse is true. So that no signal power is consumed via the respectively inactive planar antenna, a signal splitter can also be arranged between the signal gate and the planar antennae.
  • the signal splitter is to be designed in such a way that the high-frequency signal is received by the one
  • the signal splitter further increases the efficiency when coupling the high-frequency signal out and in.
  • the signal switch can be implemented as follows:
  • Antennas is arranged and has a defined first path length, the first path length being dimensioned corresponding to half of that wavelength which corresponds to the frequency of the high-frequency signal at the dielectric value of the
  • Potting corresponds to, or an integral multiple thereof
  • Signal gate and the second planar antenna is arranged and has a defined second path length
  • the second path length is dimensioned corresponding to half of the wavelength that is the frequency of the high-frequency signal at
  • the signal splitter can be designed to include a defined resistor which is arranged between the first planar antenna and the second planar antenna, the The amount of resistance corresponds in particular to at least the input resistance of the antenna unit at the signal gate.
  • the first signal path or the second signal path can include a defined reflection point for the high-frequency signals or their frequency.
  • the reflection point can be, for example, especially rectangular
  • the reflection point acts as a wavelength-dependent bandpass, so that this in turn increases the sharpness of separation between the planar antennas.
  • the first path length between these two can also be used instead of the total path length
  • Reflection points are dimensioned according to half the wavelength that corresponds to the frequency of the high-frequency signal at the dielectric value of the potting, or an integral multiple thereof.
  • the second signal path In the event that the second signal path has at least two reflection points, the second path length between the two reflection points can be dimensioned to correspond to half of the wavelength that corresponds to the frequency of the
  • High-frequency signal corresponds to the dielectric value of air or vacuum, or an integral multiple thereof.
  • the design of the planar antennas is not fixed in the context of the invention.
  • the first planar antenna and / or the second planar antenna can be designed as a patch antenna or as a linear antenna.
  • the first planar antenna should preferably be dimensioned with an (edge) length corresponding to half the wavelength that corresponds to the frequency of the high-frequency signal at the dielectric value of the potting, or an integer multiple thereof.
  • the second planar antenna should preferably be dimensioned with an (edge) length corresponding to half the wavelength that corresponds to the frequency of the high-frequency signal at the dielectric value of air or vacuum, or an integral multiple thereof.
  • planar antennas are designed as a linear antenna, it can be used in
  • Extension of the linear antenna can be connected to a ground connection via a course which is angled in particular at right angles.
  • the right-angled course of the first planar antenna should preferably be dimensioned with a length corresponding to half the wavelength which corresponds to the frequency of the high-frequency signal at the dielectric value of the potting, or an integral multiple thereof.
  • the possible right-angled course of the second planar antenna should in this case preferably be dimensioned with a length corresponding to half the wavelength that corresponds to the frequency of the high-frequency signal at the dielectric value of air or vacuum, or an integral multiple thereof.
  • the signal gate, the planar antennas and / or the signal switch can be implemented as a conductor track structure.
  • a complete electronic assembly for various types of field devices can be arranged on the printed circuit board in addition to the antenna unit.
  • the planar antennas are on it agree that the high-frequency signal has a frequency in the range between 2 GHz and 3 GHz, as used in Bluetooth.
  • the antenna unit can in principle be used in any electronic device that has a wireless interface and its electronic assemblies may be potted.
  • FIG. 1 shows an equivalent circuit diagram of the antenna unit 1 according to the invention.
  • the antenna unit 1 comprises two planar antennas 13, 14 as essential electrical components, which in the embodiment variant shown are connected to a signal gate 12 via a signal switch 15.
  • SHF high-frequency signals
  • the signal port 12 is in turn a
  • Both planar antennas 13, 14 are matched to the frequency f of the high-frequency signal SHF, that is, in the case of Bluetooth, to a frequency between 2 GHz and 3 GHz.
  • the planar antennas 13, 14 are implemented, for example as a linear antenna or as a patch antenna, the
  • planar antennas 13, 14 are also designed so that the real part of the impedance of the first planar antenna 13 differs from the real part of the real part by a defined factor VDKv Impedance of the second planar antenna 14 differs.
  • the factor VDKv corresponds to the root des
  • Dielectric value DKv of any grout Dielectric value DKv of any grout.
  • the dielectric value of thermoplastic or thermosetting potting material is usually in a range between 2 F * nr 1 and 3 F * nr 1 , in rare cases even up to 15 F * nr 1 .
  • both planar antennas 13, 14 are designed for the frequency f of the high-frequency signal SHF.
  • Signal switch 15 further amplified: For this purpose, the signal switch 15 interconnects the signal gate 12 either with the first planar antenna 13 or with the second planar antenna 14, depending on whether the antenna unit 1 is encapsulated or not Signal splitter 15, analogous to planar antennas 13, 14, even with existing potting, through that planar antenna 13, 14 which has the higher impedance with respect to the real part. If there is no potting, the signal splitter 15 accordingly switches through the low-resistance planar antenna 13, 14.
  • a possible implementation variant of the signal switch 15 is shown in FIG.
  • the path length L 151 in the portion of the first signal path 151 is equal to half sized ln those wavelength f the frequency of the high frequency signal SHF when dielectric value DKV of the potting, or in practice an integer due to the short wavelength in the mm range
  • the wavelength lo which corresponds to the frequency f of the high-frequency signal SHF at the dielectric value DKo of air or vacuum, or in turn an integral multiple thereof.
  • the high-frequency signal SHF is either predominantly routed via the first signal path 151 or the second signal path 152, depending on whether the antenna unit 1 is encapsulated or not.
  • the subregions in which the signal paths 151, 152 are dimensioned with the path lengths L 151 , L 152 described above, are delimited in the variant of the signal switch 15 shown in FIG. 2 by two reflection points 16, 153 each. One reflection point 16 of each is designed as a gap 16 towards the signal gate 12.
  • the respective second reflection point 153 is designed in the form of a signal path profile 153 angled at right angles.
  • the implementation of the signal splitter 15 with reflection points 16, 153 offers the advantage that the sharpness of separation between the planar antennas 13, 14 is further improved.
  • the signal paths 151, 152 can also be implemented without reflection points.
  • the path lengths L 151 , L 152 of the entire signal paths 151, 152 are to be dimensioned corresponding to half of the wavelength ln , o which is the frequency f of the high-frequency signal SHF for the dielectric value DKv.o of the potting or for air / vacuum corresponds to, or in turn an integral multiple thereof.
  • planar antennas 13, 14 are designed as linear antennas, the real part of the impedance of the first planar antenna
  • Antenna 13 differs from the real part of the impedance of the second planar antenna 14 in terms of the value by the square root of the dielectric value DKv of the potting compound.
  • the first linear antenna 13 is dimensioned with a length L 13 corresponding to half of the wavelength ln which corresponds to the frequency f of the high-frequency signal (SHF) at the dielectric value (DKv) of the potting, or an integral multiple thereof.
  • the second linear antenna 14 is dimensioned with a length LM corresponding to half of that wavelength lo which corresponds to the frequency f of the high-frequency signal SHF at the dielectric value DKo of air or vacuum, or again an integral multiple thereof. Due to the different length design of the linear antennas 13, 14, the inventive method becomes selective depending on the possible encapsulation
  • planar antennas 13, 14 can also be designed as cuboid patch antennas.
  • the edge lengths of the patch antennas are to be dimensioned analogously to the lengths L, LM of the linear antennas 13, 14 described in connection with FIG.
  • the first linear antenna 13 and the second linear antenna 14 in this embodiment of the antenna unit 1 are in extension of the linear
  • Antennas 13, 14 are connected to a ground connection via a right-angled course 131, 141.
  • the right-angled course 131 of the first planar antenna 13 is dimensioned with a length corresponding to half of that wavelength ln which corresponds to the frequency f of the high-frequency signal SHF at the dielectric value DKv of the potting, or an integral multiple thereof;
  • the right-angled course 141 of the second planar antenna 14 is dimensioned with a length corresponding to half that wavelength lo, which corresponds to the frequency f of the high-frequency signal SHF at the dielectric value DKo of air or vacuum, or an integral multiple thereof.
  • This type of grounding of the linear antennas 13, 14 makes it possible, with the same transmission / reception efficiency, to dimension the linear antennas 13, 14 more compactly overall.
  • the substrate 11 shown in FIG. 2, on which the planar antennas 13, 14, the signal splitter and the signal port 12 of the antenna unit 1 are arranged, can be a printed circuit board 11, for example.
  • further electronic components of the respective electronic assembly can also be arranged on this circuit board 11.
  • the signal splitter 15 and the planar antennas 13, 14 can be designed as, for example, copper- or gold-based conductor tracks.
  • the signal port 12 and the ground connection of the angled profiles 131, 141 can, as illustrated in FIG. 2, as electrical

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Antennen-Einheit (1) zum Senden bzw. zum Empfangen von Hochfrequenz-Signalen (SHF), beispielsweise gemäß dem Bluetooth-Standard. Die Antennen-Einheit (1) umfasst ein Substrat (11), das erfindungsgemäß optional durch einen Verguss mit einem definierten Dielektrizitätswert (DKV) kapselbar ist. Auf dem Substrat (11) sind zwei Planar-Antenne (13, 14) angeordnet, die jeweils auf das Hochfrequenz-Signal (SHF) abgestimmt sind. Darüber hinaus sind die Planar-Antennen (13, 14) erfindungsgemäß derart ausgelegt, dass sich die Realteile der Impedanzen der Planar-Antennen (13, 14) vom Wert her um die Wurzel des Dielektrizitätswertes (DKV) des Vergusses unterscheiden. Durch das Bereitstellen der zwei Antennen (13, 14), wobei eine hiervon Impedanz-technisch auf eine etwaige Vergusskapselung angepasst ist, wird die Funktion der Antennen-Einheit unabhängig von einer etwaigen Verguss-Kapselung. Hierdurch können elektronische Baugruppen, die zur Drahtlos-Kommunikation die erfindungsgemäße Antennen-Einheit (1) umfassen, gemäß dem Plattform-Prinzip sowohl in Geräten implementiert werden, die eine Vergusskapselung erfordern, als auch bei Geräten, die nicht zu kapseln sind.

Description

Kapselbare Antennen-Einheit
Die Erfindung betrifft eine mittels Verguss kapselbare Antennen-Einheit, insbesondere zum Einsatz bei Feldgeräten.
In der Prozessautomatisierungstechnik werden vielfach Feldgeräte eingesetzt, die zur Bestimmung oder zur Beeinflussung von Prozessvariablen dienen. Zur Erfassung der jeweiligen Prozessvariablen dienen entsprechende Sensoren, wie beispielsweise
Füllstandsmessgeräte, Durchflussmessgeräte, Druck- und Temperaturmessgeräte, Leitfähigkeitsmessgeräte, die die entsprechenden Prozessvariablen Füllstand,
Durchfluss, Druck, Temperatur bzw. Leitfähigkeit erfassen. Darüber hinaus werden auch solche Geräte als Feldgeräte bezeichnet, die prozessnah eingesetzt werden und prozessrelevante Informationen liefern oder verarbeiten. Im Zusammenhang mit der Erfindung werden unter Feldgeräten daher auch remote I/Os (elektrische Schnittstellen), bzw. allgemein Geräte verstanden, die auf der Feldebene angeordnet sind. Eine Vielzahl solcher Feldgeräte wird von der Firma Endress + Hauser hergestellt und vertrieben.
Neben drahtgebundener Datenübertragung kommt bei Feldgeräten vermehrt drahtlose Datenübertragung zum Einsatz. Genutzt wird dies beispielsweise zur Übertragung von Messwerten an übergeordnete Steuerungs-Einheiten, oder zur Parametrierung des
Feldgerätes durch ein Handgerät, bspw. ein Tablet-PC, Smartphone, etc. Als gängiger Drahtlos-Übertragung-Standard, insbesondere zur Kommunikation mit Handgeräten, kann beispielsweise Bluetooth-gemäß der Norm IEEE 802.15 oder eine abgewandelte Variante des Bluetooth-Standards, insbesondere Bluetooth Low Energy, implementiert werden. Zu einer drahtlosen Datenübertragung müssen die Feldgeräte mit einer geeigneten
Antennen-Einheit ausgestattet sein, um die entsprechenden Signale auszusenden bzw. zu empfangen.
Je nach Einsatzgebiet müssen zumindest gewisse elektronische Baugruppen des jeweiligen Feldgerätes aufgrund ihrer besonderen Einsatzbedingungen gekapselt werden. Dies dient einerseits dem Schutz der elektronischen Baugruppen vor Umwelteinflüssen wie Staub, Temperatur oder Feuchtigkeit. Andererseits trägt die Kapselung dazu bei, dass das Füllstandsmessgerät entsprechende Explosionsschutzvorschriften einhält. Explosionsschutz-Vorschriften werden in Europa unter anderem durch die Normenreihe EN 60079 festgelegt. Hierbei wird oftmals auf Verguss-Kapselung zurückgegriffen. In diesem Fall wird gemäß der Normenreihe EN 60079 von der Explosionsschutzart„Ex- m“ gesprochen. Zum Verguss von elektronischen Bauteilen, die auf einer Leiterplatte angebracht sind, kann ein Thermoplast oder ein Elastomer, beispielsweise Silgel ® verwendet werden. In anderen Einsatzgebieten umfassen gewisse Baugruppe wiederum keine
Vergusskapselung, bspw. um das thermische Management einzelner Bauteile zu unterstützen, oder schlichtweg aus Kostengründen. Insbesondere bei Baugruppen, die eine Antennen-Einheit umfassen, ist eine etwaige Vergusskapselung jedoch insofern mit Aufwand verbunden, als dass die einzelnen Antennen auf die jeweilige Vergusskapselung, von denen die Antennen abgedeckt werden, angepasst werden muss. Die entsprechende Baugruppe kann somit nicht bei verschiedenen Feldgeräte-Typen, die für unterschiedliche Einsatzgebiete vorgesehen sind, eingesetzt werden. Daher ist es nicht möglich, unterschiedliche Feldgeräte-Typen mit Drahtlos-Schnittstelle Plattform-basiert zu konzipieren.
Dementsprechend besteht die Aufgabe der Erfindung darin, eine Antennen-Einheit für elektronische Baugruppen von Feldgeräten bereitzustellen, die sowohl mit, als auch ohne Vergusskapselung eine möglichst gute Sende-/Empfangs-Charakteristik aufweist.
Gelöst wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch eine Antennen-Einheit zum Senden und/oder zum Empfang von Hochfrequenz-Signalen, die eine definierte Frequenz aufweisen. Dabei umfasst die Antennen-Einheit ein Substrat, das durch einen Verguss mit einem definierten Dielektrizitätswert kapselbar ist. Auf dem Substrat sind
erfindungsgemäß zumindest folgende Komponenten der Antennen-Einheit angeordnet:
Ein Signaltor, über welches das elektrische Hochfrequenz-Signal ein- und auskoppelbar ist,
eine erste Planar-Antenne, die an das Signaltor angeschlossen ist und die auf die Frequenz des Hochfrequenz-Signals abgestimmt ist,
eine zweite Planar-Antenne, die an das Signaltor angeschlossen ist und die auf die Frequenz des Hochfrequenz-Signals abgestimmt ist.
Dabei sind die Planar-Antennen so ausgelegt, dass sich die Impedanz der ersten Planar- Antenne, insbesondere der Realteil der Impedanz, um einen definierten Faktor, welcher der Wurzel des Dielektrizitätswertes des Vergusses entspricht, von der Impedanz der zweiten Planar-Antenne unterscheidet.
Durch den erfindungsgemäßen Aufbau mit zwei Impedanz-technisch unterschiedlich ausgelegten Antennen nutzt die Antennen-Einheit den Effekt, dass eine der Planar- Antennen für Vergusskapselung optimiert ist, während die andere Planar-Antenne auf freie Abstrahlung ohne Vergusskapselung ausgelegt ist. Dabei bewirkt die Impedanz- Differenz von VDKverguss zwischen den Impedanzen der Planar-Antennen, dass bei vorhandener Vergusskapselung vorwiegend die höherohmige Planar-Antenne wirkt, während das Abstrahlen/Empfangen an der niederohmigen Planar-Antenne unterdrückt wird. Bei nicht-vorhandener Vergusskapselung verhält es sich genau umgekehrt herum. Damit über die jeweils inaktive Planar-Antenne keine Signal-Leistung verbraucht wird, kann zwischen dem Signaltor und den Planar-Antennen zusätzlich eine Signalweiche angeordnet werden. Diese dient dazu, um das Hochfrequenz-Signal bei derjenigen Wellenlänge, die der Frequenz des Hochfrequenz-Signals beim Dielektrizitätswert des Vergusses entspricht, der ersten Planar-Antenne zuzuführen. Korrespondierend hierzu ist die Signalweiche so auszulegen, um das Hochfrequenz-Signal bei derjenigen
Wellenlänge, die der Frequenz des Hochfrequenz-Signals beim Dielektrizitätswert von Luft oder Vakuum entspricht, der zweiten Planar-Antenne zuzuführen. Durch die
Selektierung der jeweils aktiven Planar-Antenne wird mittels der Signalweiche die Effizienz beim Aus- und Einkoppeln des Hochfrequenz-Signals weiter erhöht.
Im Rahmen der Erfindung ist es nicht fest vorgeschrieben, wie eine etwaige Signalweiche aufgebaut sein muss, um das Hochfrequenz-Signal selektiv zur jeweiligen Antenne zu führen. Beispielsweise kann die Signalweiche folgendermaßen realisiert werden:
- Mit einem ersten Signalpfad, der zwischen dem Signaltor und den Planar-
Antennen angeordnet ist und eine definierte erste Pfadlänge aufweist, wobei die erste Pfadlänge entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge bemessen ist, die der Frequenz des Hochfrequenz-Signals beim Dielektrizitätswert des
Vergusses entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen hiervon, und
- mit einem zweiten Signalpfad, der parallel zum ersten Signalpfad zwischen dem
Signaltor und der zweiten Planar-Antenne angeordnet ist und eine definierte zweite Pfadlänge aufweist,
wobei die zweite Pfadlänge entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge bemessen ist, die der Frequenz des Hochfrequenz-Signals beim
Dielektrizitätswert von Luft oder Vakuum entspricht, oder einem ganzzahligen
Vielfachen hiervon.
Gemäß dem Funktionsprinzip eines Wilkinson-Teilers, jedoch mit erfindungsgemäß ungleichen Impedanzen bzw. ungleichen Leitungslängen, kann die Signalweiche dahingehend ausgelegt werden, dass sie einen definierten Widerstand umfasst, der zwischen der ersten Planar-Antenne und der zweiten Planar-Antenne angeordnet ist, wobei der Betrag des Widerstandes insbesondere mindestens dem Eingangswiderstand der Antennen-Einheit am Signaltor entspricht. Alternativ oder zusätzlich kann der erste Signalpfad bzw. der zweite Signalpfad eine definierte Reflexionsstelle für die Hochfrequenz-Signale bzw. deren Frequenz umfassen. Dabei kann die Reflexionsstelle beispielsweise als insbesondere rechtwinklig
abgewinkelter Verlauf oder als Spalt ausgebildet sein. Die Reflexionsstelle wirkt dabei als Wellenlängen-abhängiger Bandpass, so dass hierdurch wiederum die Trennschärfe zwischen den Planar-Antennen erhöht wird. Für den Fall, dass der erste Signalpfad zumindest zwei Reflexionsstellen aufweist, kann anstelle der Gesamt-Pfadlänge auch die erste Pfadlänge zwischen diesen zwei
Reflexionsstellen entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge bemessen werden, die der Frequenz des Hochfrequenz-Signals beim Dielektrizitätswert des Vergusses entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen hiervon. Gleiches gilt für den zweiten Signalpfad: Für den Fall, dass der zweite Signalpfad zumindest zwei Reflexionsstellen aufweist, kann die zweite Pfadlänge zwischen den zwei Reflexionsstellen entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge bemessen werden, die der Frequenz des
Hochfrequenz-Signals beim Dielektrizitätswert von Luft bzw. Vakuum entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen hiervon.
Prinzipiell ist die Auslegung der Planar-Antennen im Rahmen der Erfindung nicht fest vorgegeben. Beispielsweise können die erste Planar-Antenne und/oder die zweite Planar- Antenne als Patch-Antenne oder als Linear-Antenne ausgelegt sein. Dabei ist die erste Planar-Antenne vorzugsweise mit einer (Kanten-) Länge entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge zu bemessen, die der Frequenz des Hochfrequenz-Signals beim Dielektrizitätswert des Vergusses entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen davon. Korrespondierend hierzu ist die zweite Planar-Antenne vorzugsweise mit einer (Kanten-) Länge entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge zu bemessen, die der Frequenz des Hochfrequenz-Signals beim Dielektrizitätswert von Luft oder Vakuum entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen davon.
Sofern eine der Planar-Antennen als Linear-Antenne ausgelegt ist, kann diese in
Verlängerung der Linear-Antenne über einen insbesondere rechtwinklig abgewinkelten Verlauf mit einem Masse-Anschluss verbunden sein. In diesem Fall ist der rechtwinklig abgewinkelte Verlauf der ersten Planar-Antenne vorzugsweise mit einer Länge entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge zu bemessen, welche der Frequenz des Hochfrequenz-Signals beim Dielektrizitätswert des Vergusses entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen davon. Analog hierzu ist der etwaige rechtwinklig abgewinkelte Verlauf der zweiten Planar-Antenne in diesem Fall vorzugsweise mit einer Länge entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge zu bemessen, welche der Frequenz des Hochfrequenz-Signals beim Dielektrizitätswert von Luft oder Vakuum entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen davon. Als Substrat für die erfindungsgemäße Antennen-Einheit kann beispielsweise ein
Leiterplattensubstrat fungieren. Dementsprechend kann das Signaltor, die Planar- Antennen und/oder Signalweiche als Leiterbahnstruktur realisiert werden. Somit kann auf der Leiterplatte neben der Antennen-Einheit eine komplette elektronische Baugruppe für verschiedene Feldgeräte-Typen angeordnet sein. Um als Antennen-Einheit zur Bluetooth- basierten Kommunikation fungieren zu können, sind die Planar-Antennen darauf abzustimmen, dass das Hochfrequenz-Signal eine Frequenz im Bereich zwischen 2 GHz und 3 GHz aufweist, wie es bei Bluetooth verwendet wird.
Es versteht sich von selbst, dass nicht nur Feldgeräte eine erfindungsgemäße Antennen- Einheit nach zumindest einer der zuvor beschriebenen Ausführungsvarianten umfassen können: Vielmehr kann die Antennen-Einheit prinzipiell in jedem elektronischen Gerät eingesetzt werden, dass eine Drahtlos-Schnittstelle aufweist, und deren elektronische Baugruppen gegebenenfalls vergossen werden.
Anhand der nachfolgenden Figuren wird die Erfindung näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 : Ein Ersatzschaltbild der erfindungsgemäßen Antennen-Einheit, und
Fig. 2: eine Draufsicht auf eine mögliche Ausführungsvariante der Antennen-Einheit.
Zum allgemeinen Verständnis ist in Fig. 1 ein Ersatzschaltbild der erfindungsgemäßen Antennen-Einheit 1 gezeigt. Wie dargestellt ist, umfasst die Antennen-Einheit 1 als wesentliche elektrische Komponenten zwei Planar-Antennen 13, 14, die bei der gezeigten Ausführungsvariante über eine Signalweiche 15 mit einem Signaltor 12 verbunden sind. Zum Aussenden und zum Empfang von Hochfrequenz-Signalen SHF, die beispielsweise dem Bluetooth-Standard entsprechen, ist an das Signaltor 12 wiederum eine
entsprechend ausgelegte Signalerzeugungs-Einheit bzw. Signal-Auswertungs-Einheit anzuschließen.
Beide Planar-Antennen 13, 14 sind auf die Frequenz f des Hochfrequenz-Signals SHF abgestimmt, also im Falle von Bluetooth auf eine Frequenz zwischen 2 GHz und 3 GHz. Je nachdem, nach welchem Antennen-Typ die Planar-Antennen 13, 14 implementiert sind, beispielsweise als Linear-Antenne oder als Patch-Antenne, richtet sich die
Impedanz wiederum nach den jeweiligen geometrischen Abmessungen der Planar- Antennen 13, 14. Erfindungsgemäß sind die Planar-Antennen 13, 14 darüber hinaus jedoch so ausgelegt, dass sich der Realteil der Impedanz der ersten Planar-Antenne 13 um einen definierten Faktor VDKv vom Realteil der Impedanz der zweiten Planar-Antenne 14 unterscheidet. Dabei entspricht der Faktor VDKv erfindungsgemäß der Wurzel des
Dielektrizitätswertes DKv des etwaigen Vergusses. Dabei liegt der Dielektrizitätswert von thermoplastischem oder duroplastischem Vergussmaterial in der Regel in einem Bereich zwischen 2 F*nr1 und 3 F*nr1 , in seltenen Fällen auch bis 15 F*nr1. Somit sind zwar beide Planar-Antennen 13, 14 auf die Frequenz f des Hochfrequenz- Signals SHF ausgelegt. Die Ausbreitungsgeschwindigkeit cv, Co des Hochfrequenz-Signals SHF in den Planar-Antennen 13, 14 hängt jedoch von demjenigen Medium ab, dass die Planar-Antennen 13, 14 in Abstrahlungsrichtung umgibt, also im Rahmen der Erfindung entweder ein Verguss oder Luft bzw. Vakuum. Dementsprechend ergibt sich trotz gleicher Frequenz f des Hochfrequenz-Signals SHF je nachdem, ob ein Verguss die Antennen- Einheit 1 abschirmt oder nicht, gemäß dem Zusammenhang
Cv,o = ln,0 * f eine vom Verguss abhängige Wellenlänge ln,o in den Planar-Antennen 13, 14. Aufgrund der erfindungsgemäßen Impedanz-Differenz zwischen den Planar-Antennen 13, 14 transmittiert bei vorhandenem Verguss dementsprechend vorwiegend diejenige der Planar-Antennen 13, 14 das Hochfrequenz-Signal SHF, welche bezüglich des Realteils die höhere Impedanz aufweist bzw. am besten auf die Ausgangs-Impedanz der am Signaltor angeschlossenen Einheit angepasst ist. Bei Verguss-freier Auslegung der Antennen- Einheit 1 bzw. der Baugruppe verhält es sich dementsprechend genau entgegengesetzt:
In diesem Fall transmittiert vorwiegend diejenige der Planar-Antennen 13, 14 das Hochfrequenz-Signal SHF, welche vom Realteil her die niedrigere Impedanz aufweist. Hierdurch wird das Hochfrequenz-Signal SHF also in Abhängigkeit des etwaig
vorhandenen Vergusses quasi selektiv von derjenigen der Planar-Antennen 13, 14 ausgesendet bzw. empfangen, deren Impedanz hierauf besser abgestimmt ist.
Dieses erfindungsgemäß selektive Aussenden und Empfangen des Hochfrequenz- Signals SHF über vorwiegend eine der beiden Planar-Antennen 13, 14 wird bei der in Fig.
1 und Fig. 2 gezeigten Ausführungsvariante der Antennen-Einheit 1 durch die
Signalweiche 15 weiter verstärkt: Hierzu verschaltet die Signalweiche 15 je nachdem, ob die Antennen-Einheit 1 durch einen Verguss gekapselt ist oder nicht, das Signaltor 12 entweder mit der ersten Planar-Antenne 13 oder mit der zweiten Planar-Antenne 14. Dabei schaltet die Signalweiche 15 analog zu den Planar-Antennen 13, 14 selbst bei vorhandenem Verguss diejenige Planar-Antenne 13, 14 durch, welche bezüglich des Realteils die höhere Impedanz aufweist. Bei nicht vorhandenem Verguss schaltet die Signalweiche 15 entsprechend die niederohmige Planar-Antenne 13, 14 durch. Eine mögliche Realisierungsvariante der Signalweiche 15 ist in Fig. 2 dargestellt: Sie umfasst einen ersten Signalpfad 151 , der zwischen dem Signaltor 12 und der ersten Planar-Antenne 13 angeordnet ist, sowie einen zweiten Signalpfad 152, der zwischen dem Signaltor 12 und der zweiten Planar-Antenne 14 angeordnet ist. Dabei weisen beide Signalpfade 151 , 152 in definierten Teilbereichen unterschiedliche Pfadlängen L151 , L152 auf: Die Pfadlänge L151 im Teilbereich des ersten Signalpfades 151 ist entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge ln bemessen, die der Frequenz f des Hochfrequenz-Signals SHF beim Dielektrizitätswert DKv des Vergusses entspricht, bzw. in der Praxis aufgrund der kurzen Wellenlänge im mm-Bereich einem ganzzahligen
Vielfachen hiervon. Analog hierzu ist die Pfadlänge L152 im korrespondierenden
Teilbereich des zweiten Signalpfades 152 entsprechend der Hälfte derjenigen
Wellenlänge lo bemessen, die der Frequenz f des Hochfrequenz-Signals SHF beim Dielektrizitätswert DKo von Luft oder Vakuum entspricht, oder wiederum einem ganzzahligen Vielfachen hiervon. Durch diese Dimensionierung der Pfadlängen L151 , L152 wird das Hochfrequenz-Signal SHF je nachdem, ob die Antennen-Einheit 1 durch einen Verguss gekapselt ist oder nicht, entweder vorwiegend über den ersten Signalpfad 151 oder den zweiten Signalpfad 152 geführt. Die Teilbereiche, in denen die Signalpfade 151 , 152 mit den zuvor beschriebenen Pfadlängen L151 , L152 bemaßt sind, werden bei der in Fig. 2 gezeigten Variante der Signalweiche 15 durch jeweils zwei Reflexionsstellen 16, 153 begrenzt. Davon ist jeweils eine Reflexionsstelle 16 als Spalt 16 zum Signaltor 12 hin ausgelegt. Die jeweils zweite Reflexionsstelle 153 ist in Form eines rechtwinklig abgewinkelten Signalpfad-Verlaufs 153 ausgestaltet. Die Realisierung der Signalweiche 15 mit Reflexionsstellen 16, 153 bietet den Vorteil, dass die Trennschärfe zwischen den Planar-Antennen 13, 14 weiter verbessert wird. Im Gegensatz zu der gezeigten Darstellung können die Signalpfade 151 , 152 auch ohne Reflexionsstellen realisiert werden. In diesem Fall sind die Pfadlängen L151 , L152 der gesamten Signalpfade 151 , 152 entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge ln,o zu bemessen, die der Frequenz f des Hochfrequenz-Signals SHF beim Dielektrizitätswert DKv.o des Vergusses bzw. bei Luft/Vakuum entspricht, oder wiederum einem ganzzahligen Vielfachen hiervon.
Bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsvariante sind die Planar-Antennen 13, 14 als Linear-Antennen ausgelegt, wobei sich der Realteil der Impedanz der ersten Planar-
Antenne 13 vom Wert her um Wurzel des Dielektrizitätswertes DKv des Vergusses vom Realteil der Impedanz der zweiten Planar-Antenne 14 unterscheidet. Hierzu ist die erste Linear-Antenne 13 mit einer Länge L13 entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge ln bemessen, die der Frequenz f des Hochfrequenz-Signals (SHF) beim Dielektrizitätswert (DKv) des Vergusses entspricht, bzw. einem ganzzahligen Vielfachen davon. Analog hierzu ist die zweite Linear-Antenne 14 mit einer Länge LM entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge lo bemessen, die der Frequenz f des Hochfrequenz-Signals SHF beim Dielektrizitätswert DKo von Luft oder Vakuum entspricht, oder wiederum einem ganzzahligen Vielfachen davon. Durch die unterschiedliche Längenauslegung der Linear-Antennen 13, 14 wird somit das erfindungsgemäße, in Abhängigkeit vom etwaigen Verguss selektive
Aussenden/Empfangen des Hochfrequenz-Signals SHF erreicht. Im Gegensatz zu der gezeigten Ausführungsvariante können die Planar-Antennen 13, 14 auch als Quader- förmige Patch-Antennen ausgelegt werden. In diesem Fall sind die Kantenlängender Patch-Antennen analog zu den Längen L , LM der in Zusammenhang mit Fig. 2 beschriebenen Linear-Antennen 13, 14 zu bemessen.
Wie in Fig. 2 gezeigt ist, sind die erste Linear-Antenne 13 und die zweite Linear-Antenne 14 in dieser Ausführungsvariante der Antennen-Einheit 1 in Verlängerung der Linear-
Antennen 13, 14 über einen rechtwinklig abgewinkelten Verlauf 131 , 141 mit einem Masse-Anschluss verbunden. Analog zu den Linear-Antennen 13, 14 ist auch der rechtwinklig abgewinkelte Verlauf 131 der ersten Planar-Antenne 13 mit einer Länge entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge ln bemessen, die der Frequenz f des Hochfrequenz-Signals SHF beim Dielektrizitätswert DKv des Vergusses entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen davon; Der rechtwinklig abgewinkelte Verlauf 141 der zweiten Planar-Antenne 14 ist mit einer Länge entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge lo bemessen, die der Frequenz f des Hochfrequenz-Signals SHF beim Dielektrizitätswert DKo von Luft oder Vakuum entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen davon. Durch diese Art der Erdung der Linear-Antennen 13, 14 ist es bei gleicher Sende-/Empfangs-Effizienz möglich, die Linear-Antennen 13, 14 insgesamt kompakter zu dimensionieren.
Bei dem in Fig. 2 dargestellten Substrat 1 1 , auf dem die Planar-Antennen 13, 14, die Signalweiche und das Signaltor 12 der Antennen-Einheit 1 angeordnet sind, kann es sich beispielsweise um eine Leiterplatte 1 1 handeln. Dabei kann auf dieser Leiterplatte 1 1 neben der Antennen-Einheit 1 auch weitere elektronische Komponenten der jeweiligen elektronischen Baugruppe angeordnet sind. Dementsprechend können die Signalweiche 15 und die Planar-Antennen 13, 14 als beispielsweise Kupfer- oder Gold-basierte Leiterbahnen ausgelegt sein. Das Signaltor 12 und der Masse-Anschluss der abgewinkelten Verläufe 131 , 141 können, wie in Fig. 2 illustriert, als elektrische
Durchführung durch die Leiterplatte 1 1 realisiert werden. Durch die planare Auslegung der Komponenten 12, 13, 14, 15 kann die Antennen-Einheit 1 somit je nach Anwendung auf der Oberfläche der Leiterplatte 1 1 durch einen entsprechend dünnen (vollflächigen) Verguss gekapselt werden. Bezugszeichenliste
I Antennen-Einheit
I I Substrat
12 Signaltor
13 Erste Planar-Antenne
14 Zweite Planar-Antenne
15 Signalweiche
16 Spalt
131 Rechtwinklig abgewinkelter Verlauf
141 Rechtwinklig abgewinkelter Verlauf
151 Erster Signalpfad der Signalweiche
152 Zweiter Signalpfad der Signalweiche
153 Abgewinkelter Verlauf im Signalpfad
cv,o Ausbreitungsgeschwindigkeit des Hochfrequenz-Signals
DKv Dielektrizitätswert des Vergusses
DKo Dielektrizitätswert von Luft/Vakuum
f Frequenz des Hochfrequenz-Signals
L , 14 Längen der Planar-Antennen
Li 51 ,152 Pfadlängen der Signalpfade der Signalweiche
SHF Hochfrequenz-Signal
ln Wellenlänge des Hochfrequenz-Signals im Verguss lo Wellenlänge des Hochfrequenz-Signals in Luft/Vakuum

Claims

Patentansprüche
1 . Antennen-Einheit zum Senden und/oder zum Empfang von Hochfrequenz-Signalen (SHF), die eine definierte Frequenz (f) aufweisen, wobei die Antennen-Einheit (1 ) ein Substrat (1 1) umfasst, das durch einen Verguss mit einem definierten Dielektrizitätswert (DKv) kapselbar ist, und wobei auf dem Substrat (1 1 ) folgende Komponenten angeordnet sind:
Ein Signaltor (12), über welches das elektrische Hochfrequenz-Signal (SHF) ein- und auskoppelbar ist,
- eine erste Planar-Antenne (13), die an das Signaltor (12) angeschlossen ist und die auf die Frequenz (f) des Hochfrequenz-Signals (SHF) abgestimmt ist, eine zweite Planar-Antenne (14), die an das Signaltor (12) angeschlossen ist und die auf die Frequenz (f) des Hochfrequenz-Signals (SHF) abgestimmt ist, wobei die Planar-Antennen (13, 14) derart ausgelegt sind, dass sich die Impedanz der ersten Planar-Antenne (13), insbesondere der Realteil der Impedanz, um einen definierten Faktor (VDKv), welcher der Wurzel des Dielektrizitätswertes (DKv) des Vergusses entspricht, von der Impedanz der zweiten Planar-Antenne (14) unterscheidet.
2. Antennen-Einheit nach Anspruch 1 , wobei zwischen dem Signaltor (12) und den Planar-Antennen (13, 14) eine Signalweiche (15) angeordnet ist, und wobei die
Signalweiche (15) ausgelegt ist, um das Hochfrequenz-Signal (SHF) bei derjenigen Wellenlänge (ln), die der Frequenz (f) des Hochfrequenz-Signals (SHF) beim
Dielektrizitätswert (DKv) des Vergusses entspricht, der ersten Planar-Antenne (13) zuzuführen.
3. Antennen-Einheit nach Anspruch 2, wobei die Signalweiche (15) ausgelegt ist, um das Hochfrequenz-Signal bei derjenigen Wellenlänge (lo), die der Frequenz (f) des
Hochfrequenz-Signals (SHF) beim Dielektrizitätswert (DKo) von Luft oder Vakuum entspricht, der zweiten Planar-Antenne (14) zuzuführen.
4. Antennen-Einheit nach Anspruch 2 oder 3, wobei die Signalweiche (15) folgende Komponenten umfasst:
Einen ersten Signalpfad (151), der zwischen dem Signaltor (12) und der ersten Planar-Antenne (13) angeordnet ist und eine definierte erste Pfadlänge (L151) aufweist,
wobei die erste Pfadlänge (L151) entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge (ln) bemessen ist, die der Frequenz (f) des Hochfrequenz-Signals (SHF) beim Dielektrizitätswert (DKv) des Vergusses entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen hiervon, einen zweiten Signalpfad (152), der parallel zum ersten Signalpfad (151) zwischen dem Signaltor (12) und der zweiten Planar-Antenne (14) angeordnet ist und eine definierte zweite Pfadlänge (L152) aufweist,
wobei die zweite Pfadlänge (L152) entsprechend der Hälfte derjenigen
Wellenlänge (lo) bemessen ist, die der Frequenz (f) des Hochfrequenz-Signals
(SHF) beim Dielektrizitätswert (DKo) von Luft oder Vakuum entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen hiervon.
5. Antennen-Einheit nach Anspruch 4, wobei die Signalweiche (15) einen definierten Widerstand umfasst, der zwischen der ersten Planar-Antenne (13) und der zweiten
Planar-Antenne (14) angeordnet ist, wobei der Betrag des Widerstandes insbesondere mindestens dem Eingangswiderstand der Antennen-Einheit am Signaltor (12) entspricht.
6. Antennen-Einheit nach Anspruch 4 oder 5, wobei der erste Signalpfad (151) und/oder der zweite Signalpfad (152) zumindest eine definierte Reflexionsstelle (16, 153) für die
Hochfrequenz-Signale (SHF) umfassen/umfasst.
7. Antennen-Einheit nach Anspruch 6, wobei für den Fall, dass der erste Signalpfad (151) zumindest zwei Reflexionsstellen (16, 153) aufweist, die erste Pfadlänge (L151) zwischen den zwei Reflexionsstellen (16, 153) entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge (ln) bemessen ist, die der Frequenz (f) des Hochfrequenz-Signals (SHF) beim
Dielektrizitätswert (DKv) des Vergusses entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen hiervon, und/oder
wobei für den Fall, dass der zweite Signalpfad (152) zumindest zwei Reflexionsstellen (16, 153) aufweist, die zweite Pfadlänge (L152) zwischen den zwei Reflexionsstellen (16,
153) entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge (ln) bemessen ist, die der
Frequenz (f) des Hochfrequenz-Signals (SHF) beim Dielektrizitätswert (DKo) von Luft bzw. Vakuum entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen hiervon.
8. Antennen-Einheit nach Anspruch 6 oder 7, wobei die zumindest eine Reflexionsstelle als insbesondere rechtwinklig abgewinkelter Verlauf (153) oder als Spalt (16) ausgebildet ist.
9. Antennen-Einheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die erste Planar- Antenne (13) und/oder die zweite Planar-Antenne (14) als Patch-Antenne ausgelegt sind/ist.
10. Antennen-Einheit nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Planar-Antennen (13, 14) als Linear-Antennen ausgelegt sind, wobei die erste Planar-Antenne (13) mit einer Länge (Ln) entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge (ln) bemessen ist, die der Frequenz (f) des Hochfrequenz-Signals (SHF) beim Dielektrizitätswert (DKv) des Vergusses entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen davon, und
wobei die zweite Planar-Antenne (14) mit einer Länge (LM) entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge (lo) bemessen ist, die der Frequenz (f) des Hochfrequenz-Signals (SHF) beim Dielektrizitätswert (DKo) von Luft oder Vakuum entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen davon.
1 1 . Antennen-Einheit nach Anspruch 10, wobei die erste Planar-Antenne (13) und/oder die zweite Planar-Antenne (14) in Verlängerung der Linear-Antenne über einen rechtwinklig abgewinkelten Verlauf (131 , 141) mit einem Masse-Anschluss verbunden sind/ist,
wobei der rechtwinklig abgewinkelte Verlauf (131) der ersten Planar-Antenne (13) mit einer Länge entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge (ln) bemessen ist, die der Frequenz (f) des Hochfrequenz-Signals (SHF) beim Dielektrizitätswert (DKv) des
Vergusses entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen davon, beziehungsweise wobei der rechtwinklig abgewinkelte Verlauf (141) der zweiten Planar-Antenne (14) mit einer Länge entsprechend der Hälfte derjenigen Wellenlänge (lo) bemessen ist, die der Frequenz (f) des Hochfrequenz-Signals (SHF) beim Dielektrizitätswert (DKo) von Luft oder Vakuum entspricht, oder einem ganzzahligen Vielfachen davon.
12. Antennen-Einheit nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Substrat (1 1) als Leiterplattensubstrat ausgelegt ist, und
wobei das Signaltor (12), die Planar-Antennen (13, 14) und/oder Signalweiche (15) als Leiterbahnstruktur realisiert sind.
13. Antennen-Einheit nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Planar-Antennen (13, 14) darauf abgestimmt sind, dass das Hochfrequenz-Signal (SHF) eine Frequenz (f) im Bereich von 300 MHz und 6 GHz aufweist.
14. Feldgerät, umfassend eine Antennen-Einheit nach zumindest einem der
vorhergehenden Ansprüche.
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