WO2021009893A1 - 周波数選択板 - Google Patents

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WO2021009893A1
WO2021009893A1 PCT/JP2019/028214 JP2019028214W WO2021009893A1 WO 2021009893 A1 WO2021009893 A1 WO 2021009893A1 JP 2019028214 W JP2019028214 W JP 2019028214W WO 2021009893 A1 WO2021009893 A1 WO 2021009893A1
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WO
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pattern
frequency
conductive pattern
frequency selection
dielectric substrate
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PCT/JP2019/028214
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English (en)
French (fr)
Inventor
豪 伊丹
陽平 鳥海
潤 加藤
Original Assignee
日本電信電話株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/14—Reflecting surfaces; Equivalent structures

Definitions

  • the present invention relates to a frequency selection plate having a structure in which conductor patterns having the same shape are periodically arranged on a dielectric substrate.
  • Information communication equipment is becoming smaller and more sophisticated, and wireless communication services using lines such as wireless LAN and LTE are rapidly becoming widespread.
  • Mobile terminals such as smartphones, tablets, and laptop computers that use wireless communication services have become indispensable for communication.
  • radio waves from wireless communication terminals are transmitted and received over a wide area and frequently, and there is concern about the influence on other surrounding electronic devices.
  • Frequency selection boards can be used for the purpose of controlling the radio wave environment and electromagnetic environment.
  • the frequency selection plate periodically arranges resonators (unit cells) formed of a conductor pattern having dimensions equal to or less than the wavelength, thereby giving frequency dependence to the transmission / reflection characteristics of the incident electromagnetic wave. It is a thing.
  • the frequency selection plate has a resonance structure with various frequency characteristics.
  • those having a band-stop filter characteristic that reflects only a specific frequency mainly have a resonance structure in the conductor portion, such as a ring type, a dipole array type, a tri-hole type, a patch type, and a Jerusalem cross type.
  • Non-Patent Document 1 Non-Patent Document 1
  • the frequency selection plate has a large number of structural parameters to be considered, and the parameters may be related to the increase / decrease of the inductance component and the capacitance component. In addition, its characteristics change depending on how the unit cells are arranged, which is complicated in theory (Non-Patent Document 2).
  • the frequency selection plate designed by the prior art has a wider frequency band to be blocked than the frequency band to be blocked, which may affect the required frequency band. Further, in a frequency selection plate including a pass band and a stop band, it may not be possible to obtain a sufficient transmission amount and attenuation amount when both bands are brought close to each other. That is, the conventional frequency selection plate has a problem that it is difficult to obtain a desired frequency characteristic.
  • the present invention has been made in view of this problem, and an object of the present invention is to provide a frequency selection plate capable of obtaining desired frequency characteristics.
  • the frequency selection plate has a structure in which a first conductive pattern formed on one surface of a dielectric substrate and a second conductive pattern formed on the other surface are periodically arranged.
  • the first conductive pattern is a selection plate, wherein the first conductive pattern is a conductor portion of a horizontal pattern and a vertical pattern forming a cross on the dielectric substrate, and the horizontal pattern and the vertical pattern are stretched by a predetermined length, respectively.
  • Both ends of the second conductor are extended in orthogonal directions, and the extended tip portion includes a tip portion extended from another direction and a electrode plate portion having a shape that faces diagonally at intervals.
  • the pattern has a predetermined width and a predetermined width and length inward from the center of each side of the peripheral conductor portion having a predetermined width constituting the outer edge portion of the square facing the electrode plate portion and the dielectric substrate.
  • the gist is to provide a triangular conductor portion arranged diagonally at a predetermined interval from the diagonal side.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a surface of a part of a frequency selection plate according to the first embodiment of the present invention.
  • the frequency selection plate 100 shown in FIG. 1 includes a first conductive pattern 101 formed on one surface of the dielectric substrate 103 and a second conductive pattern 102 formed on the other surface.
  • Each of the first conductive pattern 101 and the second conductive pattern 102 constitutes a unit cell (resonator), and the unit cells are periodically arranged to form their respective surfaces.
  • the x direction is defined as horizontal
  • the y direction is defined as vertical
  • the z direction is defined as thickness.
  • FIG. 2 is a diagram schematically showing a state in which the frequency selection plate 100 is viewed from the side surface.
  • the first conductive pattern 101 may be formed on the front surface of one dielectric substrate 103, and the second conductive pattern 102 may be formed on the back surface thereof.
  • the first conductive pattern 101 is formed on the surface of one dielectric substrate 103a of the two dielectric substrates, and the second conductive pattern 102 is formed on the surface of the other dielectric substrate 103b. May be formed and the dielectric substrate 103a may be superposed on the second conductive pattern 102.
  • the frequency selection plate 100 may be formed by adhering the surfaces of the dielectric substrates 103a and 103b shown in FIG. 2B on which the conductive pattern is not formed. That is, the first conductive pattern 101 and the second conductive pattern 102 may be overlapped so as not to come into contact with each other.
  • the dielectric substrates 103a and 103b are composed of, for example, a glass epoxy substrate, a polymide film substrate, or the like.
  • the material of the dielectric substrates 103a and 103b may be any dielectric material.
  • the configuration shown in FIG. 2B will be described as an example.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing a plane of a unit cell of the frequency selection plate 100.
  • the first conductive pattern 101 constitutes the unit cell ak xy .
  • the second conductive pattern 102 constitutes the unit cell bk xy .
  • the unit cell ak xy and the unit cell bk xy are overlapped to form a resonator k xy (FIG. 3A).
  • 10 resonators k xy are arranged in each of the x direction and the y direction to form the frequency selection plate 100.
  • the size of one resonator k xy is about 1/3 of the wavelength of the resonance frequency.
  • the signal is input to the frequency selection plate 100 from the ⁇ z direction (back side) and output (transmitted) in the z direction (front side).
  • an electromagnetic wave is input to the frequency selection plate 100, an electric field is generated in the xy plane in which the resonators k xy are arranged, and a current due to the resonance phenomenon flows.
  • the electrode plate portion 12 is also provided on the opposite side of the horizontal pattern 10.
  • Plate portions 21 are provided at both ends of the vertical pattern 20.
  • the shapes and sizes of the electrode plates 12 and 21 are the same.
  • the end sides of the respective electrode plate portions 12 and 21 face each other with a predetermined interval from the electrode plate portions 12 and 21 of other adjacent unit cells. That is, the unit cell ak xy is vertically symmetrical with respect to the center line of the horizontal pattern 10. Further, the center line of the vertical pattern 20 is symmetrical (FIG. 1).
  • This characteristic unit cell ak xy constitutes a series resonant circuit through which one resonant current flows.
  • the series resonant circuit is configured in the horizontal direction (x) and the vertical direction (y), respectively.
  • the series resonant circuit will be described in detail later.
  • the unit cell bk xy formed by the second conductive pattern 102 is formed by a circumferential conductor portion 30 having a predetermined width and a circumferential conductor portion 30 forming an outer edge portion of a square facing the electrode plate portion 12 with the dielectric substrate 103 interposed therebetween.
  • a triangular pattern in which the protruding conductor portion 31 protruding inward from the center of each side with a predetermined width and length and the protruding conductor portion 31 are connected to each other and the width up to the front of the diagonal line of the square of the circumferential conductor portion 30 is the base. Is provided with a triangular conductor portion 40 arranged diagonally at a predetermined interval g 2 with the diagonal side of another triangular pattern connected to the protruding conductor portion 31 on the other side.
  • unit cells adjacent to the unit cell bk xy also have the same second conductive pattern 102. That is, the unit cell bk xy is vertically symmetrical with respect to the center line in the left-right direction (x). It is also symmetrical at the center line in the vertical direction (y).
  • This characteristic unit cell bk xy constitutes a parallel resonant circuit.
  • the parallel resonant circuit will be described in detail later.
  • FIG. 4 is a diagram showing a series resonant circuit formed by the unit cell ak xy .
  • 4 (a) is a diagram showing the position of the approximate induction component L S and the capacitance component C S constituting the series resonant circuit is formed schematically.
  • the inducing component L S and the volume component CS are also formed in the vertical direction (y).
  • FIG. 4B is a diagram showing an equivalent circuit of a series resonant circuit.
  • the interval (pitch) p 1 for arranging the unit cells ak xy on a plane is 8 mm
  • the length l 1 of the horizontal pattern 10 is 7.8 mm
  • the width w 1 in the vertical direction (y) of the horizontal pattern is 1.7 mm
  • the electrode plate portion is 7.8 mm
  • the distance g 1 of the tip portions of the 12 is 0.2 mm
  • the length c 1 of the electrode plate portion 12 in the left-right direction (x) is 1 mm.
  • the dielectric substrate 103 was made of a PET material, and its thickness was 0.2 mm. Under these conditions, the frequency transmission characteristics of the unit cell ak xy were analyzed.
  • FIG. 5 shows the analysis result of the frequency transmission characteristic of the unit cell ak xy shown in FIG.
  • the horizontal axis of FIG. 5 is the frequency [GHz], and the vertical axis is the transmission coefficient S 21 [dB] representing the transmission characteristic.
  • the cutoff frequency (stop band) of the unit cell ak xy under the above conditions is about 6.2 GHz. It is possible to block the frequency of about 6.2 GHz by the unit cell ak xy .
  • a series resonant circuit has a bandpass characteristic (transmission frequency).
  • the LC series circuit operates in parallel with the entire equivalent circuit (not shown). Therefore, when the LC series circuit resonates (current flows), the surface of the dielectric substrate 103 conducts and the radio wave is reflected, so that the cutoff frequency becomes.
  • the unit cell ak xy affects the surrounding frequency bands.
  • the 2 GHz band which is the main frequency band of LTE, is attenuated (about -3.3 dB).
  • FIG. 6 is a diagram showing a parallel resonant circuit configured by the unit cell bk xy .
  • FIG. 6A is a diagram schematically showing the approximate positions where the inductive component L p and the capacitive component C p constituting the parallel resonant circuit are formed.
  • FIG. 6B is a diagram showing an equivalent circuit of a parallel resonant circuit.
  • a parallel resonant circuit is formed in each of the first to fourth quadrants having the center of the unit cell bk xy as the origin, with the inductive components L p1 to L p4 and the capacitive component Cp.
  • FIG. 6 only the second quadrant is shown, and the notation of the inducing component and the volume component of the other quadrants is omitted.
  • the interval (pitch) p 2 for arranging the unit cells bk xy on the plane is 7.5 mm
  • the length l 2 of one side of the circumferential lead wire portion 30 is 7 mm
  • the length h 2 in the left-right direction (x) of the protruding lead wire portion 31 It is 0.4 mm
  • the length w 2 in the vertical direction (y) of the protruding lead wire portion 31 is 0.8 mm
  • the predetermined distance g 2 on the diagonal line is 0.2 mm.
  • the dielectric substrate 103 was made of a PET material, and its thickness was 0.2 mm. Under these conditions, the frequency transmission characteristics of the unit cell ak xy were analyzed.
  • FIG. 7 shows the analysis result of the frequency transmission characteristic of the unit cell bk xy shown in FIG.
  • the horizontal axis of FIG. 5 is the frequency [GHz], and the vertical axis is the transmission coefficient S 21 [dB] representing the transmission characteristic.
  • the transmission frequency (pass band) of the unit cell bk xy under the above conditions is about 5.0 GHz.
  • the transmission frequency of the unit cell bk xy and the cutoff frequency of the unit cell ak xy for example, it is possible to prevent the 2 GHz band, which is the main frequency band of LTE, from being attenuated.
  • An interlayer resonance circuit formed by superimposing a unit cell ak xy and a unit cell bk xy in a layered manner provides a transmission frequency band and a cutoff frequency band, for example, transmitting the 2 GHz band and transmitting Wi-Fi (2.4 GHz).
  • the frequency band can be cut off.
  • FIG. 8 is a diagram showing an interlayer resonance circuit when the unit cell ak xy and the unit cell bk xy are superposed in a layered manner.
  • FIG. 8A is a diagram schematically showing the approximate positions of the inducing component L pr and the volume component C pr formed in the unit cell bk xy in that case.
  • FIG. 8B is a diagram showing an equivalent circuit of the interlayer resonance circuit. For convenience of drawing, FIG. 8A shows only the unit cell bk xy .
  • the interlayer resonance circuit when the unit cell ak xy and the unit cell bk xy are superposed in a layered manner has a parallel resonance circuit in the case of the unit cell bk xy alone and a path through which the resonance current flows. different. If the unit cell bk xy is, for example, the first floor and the unit cell ak xy is the second floor, the change in the circuit parameters of the series resonance circuit composed of the unit cell ak xy of the second floor portion is relatively small.
  • each side of the circumferential lead wire portion 30 in the vertical direction (y) is capacitively coupled (C pr1 , C pr 2 ) to the electrode plate portion 21 of the unit cell ak xy with the dielectric substrate 103 interposed therebetween. Then, a resonance current path composed of the induction components L pr1 and L pr2 formed by the conductive pattern connecting the vertical pattern 20 of the unit cell ak xy and the two triangular conductor portions 40 of the unit cell bk xy is constructed.
  • the inducing component and the volume component of this route are larger than those of the unit cell bk xy alone. Therefore, the transmission frequency of the interlayer resonance circuit is lowered. It should be noted that the inductive component and the volume component can be handled by a lumped constant. Therefore, the thickness of the dielectric substrate 103 should be 1/10 of the wavelength ⁇ .
  • the thickness of the dielectric substrate 103 is a thickness within a range in which the capacitive component formed by the electrode plate portion 21 and the circumferential lead wire portion 30 can be handled by the lumped constant. As a result, the propagation of electromagnetic waves in the thickness direction as a transmission line can be ignored, and the design of the frequency selection plate 100 can be facilitated.
  • FIG. 9 shows the analysis result of the frequency transmission characteristic of the frequency selection plate 100 in which the unit cell ak xy and the unit cell bk xy are superposed.
  • the horizontal axis and the vertical axis are the same as those in FIG.
  • the transmission frequency (pass band) is about 2.3 GHz, which is lower than the transmission frequency in the case of the unit cell bk xy alone, and the Q value is also large.
  • the transmission frequency of the frequency selection plate 100 can be lowered without increasing the size of the unit cell ak xy and the unit cell bk xy .
  • the small unit cells ak xy and bk xy also have the effect of stabilizing the incident angle dependence of radio waves.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the analysis result of the radio wave incident angle dependence of the transmission characteristic of the frequency selection plate 100.
  • FIG. 10 (a) shows the characteristics in the case of TE incidence in which the electric field is always parallel to the incident surface.
  • FIG. 10B shows the characteristics in the case of TM incidence in which the magnetic field is always parallel to the incident surface.
  • the frequency selection plate 100 has excellent characteristics as an electromagnetic shield member.
  • the frequency selection plate 100 cycles the first conductive pattern 101 formed on one surface of the dielectric substrate 103 and the second conductive pattern 102 formed on the other surface, respectively.
  • the first conductive pattern 101 is a frequency selection plate having a structure arranged in a linear manner, and the first conductive pattern 101 includes a conductor portion of a horizontal pattern 10 and a vertical pattern 20 forming a cross on a dielectric substrate 103, and a horizontal pattern 10 and a vertical pattern 20. Both ends of each stretched to a predetermined length are extended (12a, 12b) in orthogonal directions, and the extended tip portion faces the tip portion extended from the other direction at a diagonal interval.
  • the second conductive pattern 102 includes an orbiting conductor portion 30 having a predetermined width and forming an outer edge portion of a square opposite to each other with the electrode plate portion 12 and the dielectric substrate 103 interposed therebetween.
  • the protruding conductor portion 31 protruding inward from the center of each side of the conducting portion 30 with a predetermined width and length is connected to the protruding conductor portion 31, and the width of the circumferential conducting portion 30 up to the front of the square diagonal line is the base.
  • the triangular pattern is provided with a triangular conductor portion 40 arranged diagonally with a predetermined interval g 2 from the oblique side of the other triangular pattern connecting the protruding conductor portion 31 on the other side.
  • FIG. 11 is a diagram schematically showing a flat surface of a part of the frequency selection plate according to the second embodiment of the present invention.
  • the frequency selection plate 200 shown in FIG. 11 has different shapes of the horizontal pattern 10 and the vertical pattern 20 of the unit cell ak xy .
  • Each of the horizontal pattern 210 and the vertical pattern 220 of the frequency selection plate 200 has a meander shape (FIG. 11 (b)).
  • the meander shape is obtained by bending each of the horizontal pattern 10 and the vertical pattern 20 into a crank shape to reduce the planar shape.
  • the shape of the outer edge portion of each of the horizontal pattern 210 and the vertical pattern 220 is a polygonal line shape.
  • the inducing component thereof can be increased. Therefore, it is possible to impart sufficient sharpness to the transmission amount of the pass band and the reflection amount of the stop band.
  • FIG. 12 is a diagram showing the frequency transmission characteristics of the frequency selection plate 200.
  • FIG. 12 shows the characteristics when the horizontal pattern 210 and the vertical pattern 220 have a meander shape (FIG. 11B).
  • the interval between the transmission frequency and the cutoff frequency is very small at 0.5 GHz, but the transmission frequency transmission is -3 dB or more and the cutoff frequency transmission is -40 dB or less, which is a characteristic that ensures sufficient contrast. Shown. In this way, it is possible to obtain the effect of blocking only the 2.4 GHz band, which is the Wi-Fi frequency, while ensuring the radio wave environment in the 2 GHz band, which is the main frequency of LTE.
  • the interlayer resonance circuit can be designed independently for inductive and capacitive. Therefore, it is possible to reduce the mutual influence of the plurality of resonance circuits, and it is possible to simplify the design of the transmission frequency and the cutoff frequency.
  • the frequency selection plates 100 and 200 according to the above embodiment have excellent characteristics. In order to create a desired radio wave environment, it may be necessary to increase the plane size of the frequency selection plates 100 and 200.
  • frequency selection plates 100 and 200 For example, when blocking frequencies in the 2.4 GHz band that enter the room from the outside, it is necessary to attach frequency selection plates 100 and 200 to the entire surface of the windows and walls. Then, the lighting may be deteriorated and the landscape may be deteriorated.
  • a method of forming a mesh of the conductive pattern can be considered. If the conductive pattern is meshed, it is possible to prevent the deterioration of lighting and the deterioration of the landscape while maintaining the desired frequency characteristics.
  • FIG. 13 shows the frequency transmission characteristics of the dipole FSS, which is one of the basic structures of the frequency selection plate.
  • the interval (pitch) p 5 arranged on the plane was 11.04 mm
  • the length l 5 of the conductive pattern was 10.04 mm
  • the width w 5 of the conductive pattern was 2.04 mm.
  • FIG. 14 shows the frequency transmission characteristics when the conductive pattern is meshed while keeping the outer shape of the dipole FSS shown in FIG. 13.
  • the line width of the mesh was 40 ⁇ m, and the spacing between the meshes was 0.2-1 mm.
  • the meshed transmission frequency is 10.7 GHz with respect to 10.4 GHz of the conductive pattern.
  • the meshing of the conductive pattern does not significantly affect the frequency characteristics.
  • FIG. 15 shows the frequency transmission characteristics when the conductive pattern of the frequency selection plate 100 (FIG. 1) is meshed.
  • FIG. 15 shows only the first conductive pattern 101, and the notation of the second conductive pattern 102 is omitted.
  • the transmission frequency is almost the same.
  • the cutoff frequency has dropped by about 0.4GHz, and the amount of transmission has deteriorated from -56dB to 3db. In this way, the sharpness of the transmission frequency and the cutoff frequency is slightly reduced, but it is within the adjustable range.
  • FIG. 16 shows the frequency transmission characteristics when the conductive pattern of the frequency selection plate 200 (the unit cell shown in FIG. 11 is developed on the surface) is meshed.
  • FIG. 16 also shows only the first conductive pattern 101 as in FIG.
  • the sharpness of the transmission frequency and the cutoff frequency is slightly reduced as in the frequency selection plate 100, but it is within the adjustable range.
  • each of the first conductive pattern 101 and the second conductive pattern 102 may be meshed inside while keeping the outer shape. This makes it possible to prevent the deterioration of daylighting and the deterioration of the landscape due to the frequency selection plate.
  • the frequency selection plate it is possible to simultaneously assign both a transmission frequency and a cutoff frequency to one frequency selection plate. As a result, the influence on the frequency band around the cutoff frequency band can be reduced as compared with the conventional frequency selection plate. For example, it is possible to obtain an effect of being able to receive LTE radio waves without being affected by the indoor wireless LAN while preventing it from leaking to the outside.
  • the frequency blocking and transmission effect can be exhibited even in cases other than frontal incident. Therefore, the blocking and transmission effects can be obtained even in a place away from the wireless access point.
  • the Wi-Fi frequency band can be used at 2.4GHz when LTE is used at 2GHz. Therefore, the usage scene can be expanded.
  • the reception sensitivity can be attenuated to -82 dB or less in an environment where the normal Wi-Fi reception sensitivity is -42 dB or less, so security is provided on the physical layer. Can be improved.
  • the planar shape of the frequency selection plate shown in the above embodiment is an example, and the shapes of the first conductive pattern 101 and the second conductive pattern 102 are not limited thereto.
  • the width of the conductive pattern bonded to the electrode plate portion of another adjacent resonator may be narrower or wider than the width shown in the figure.
  • Frequency selection plate 101 First conductive pattern 102: Second conductive pattern 103, 103a, 103b: Dielectric substrate 10: Horizontal pattern (conductor portion) 20: Vertical pattern (lead wire part) 12, 12a, 12b, 21: Plate portion 30: Circular conductor portion 31: Protruding conductor portion 40: Triangular conductor portion l 1 : Horizontal direction (x) length w 1 : Horizontal pattern vertical direction (y) Width c 1 : Length of the electrode plate in the left-right direction (x) g 1 : Spacing of the tip of the electrode plate l 2 : Length of one side of the circumferential conductor 30 h 2 : Left-right direction of the protruding conductor ( x) Length w 2 : Length in the vertical direction (y) of the protruding conductor g 2 : Spacing between the diagonal sides of the triangular conductor

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Abstract

第１導電パターン１０１は、誘電体基板１０３の上に十字を形成する横パターン１０と縦パターン２０の導線部と、横パターン１０と縦パターン２０が所定の長さ延伸されたそれぞれの両端部は、直交する方向にそれぞれ延長（１２ａ，１２ｂ）され、延長された先端部分は他方向から延長された先端部分と対角線上に間隔を空けて対向する形状の極板部１２とを備え、第２導電パターン１０２は、極板部１２と誘電体基板１０３を挟んで対向する正方形の外縁部を構成する所定の幅の周回導線部３０と、周回導線部３０の各辺の中心から内側に所定の幅と長さで突出する突出導線部３１と、突出導線部３１とそれぞれ接続し、正方形の対角線の手前までの幅を底辺とする三角形パターンが他の辺の突出導線部３１と接続する三角形パターンの斜辺と対角線上に所定の間隔ｇ２を空けて配置される三角導体部４０とを備える。

Description

周波数選択板
　本発明は、同一形状の導体パターンを、誘電体基板の上に周期的に配列した構造の周波数選択板に関する。
　情報通信機器の小型化、高機能化が進み、無線ＬＡＮやＬＴＥ等の回線を使った無線通信サービスが急速に普及している。無線通信サービスを利用するスマートフォン、タブレット、及びノートパソコン等のモバイル端末はコミュニケーションに必要不可欠な存在になっている。これに伴い、無線通信端末からの電波の送受信が広域かつ頻繁に行われるようになり、周囲の他の電子機器への影響が懸念されている。
　懸念される影響としては、無線環境の劣化、通信障害、及びセキュリティへの脅威などが考えられる。これらの影響を抑制する技術が求められている。
　電波環境及び電磁環境を制御する目的で周波数選択板（ＦＳＳ：Frequency Selective Surfaces）を用いることができる。周波数選択板は、波長と同程度以下の寸法の導体パターンで形成された共振器（単位セル）を周期的に配列することで、入射する電磁波の透過特性／反射特性に周波数依存性を持たせたものである。
　周波数選択板には、様々な周波数特性を持つ共振構造が存在する。例えば、特定の周波数のみを反射するバンドストップフィルタ特性を持つものは、導体部を共振構造としたものが主であり、リング型、ダイポールアレイ型、トライホール型、パッチ型、及びエルサレムクロス型などがある（非特許文献１）。
　周波数選択板は、考慮すべき構造パラメータの数が多く、パラメータがインダクタンス成分とキャパシタンス成分の増減に相反して関係する場合もある。また、単位セルの配列の仕方によってもその特性は変化し、理論として複雑である（非特許文献２）。
牧野　滋、「[チュートリアル講演]周波数選択板の基礎と応用」、信学技法、A・P 2015-5, Apl. 2015. BEN A. MUNK,"Frequency Selective Surfaces Theory and Design",2000.
　従来技術で設計された周波数選択板は、遮断される周波数帯が遮断したい周波数帯よりも広く、必要な周波数帯に影響を与えてしまう場合がある。また、パスバンドとストップバンドを含む周波数選択板では、両バンドを近接させると十分な透過量と減衰量を得ることができない場合がある。つまり、従来の周波数選択板は、所望の周波数特性を得ることが困難であるという課題がある。
　本発明は、この課題に鑑みてなされたものであり、所望の周波数特性が得られる周波数選択板を提供することを目的とする。
　本発明の一態様に係る周波数選択板は、誘電体基板の一方の表面に形成される第１導電パターンと他方の表面に形成される第２導電パターンとをそれぞれ周期的に配列した構造の周波数選択板であって、前記第１導電パターンは、前記誘電体基板の上に十字を形成する横パターンと縦パターンの導線部と、前記横パターンと前記縦パターンが所定の長さ延伸されたそれぞれの両端部は、直交する方向にそれぞれ延長され、延長された先端部分は他方向から延長された先端部分と対角線上に間隔を空けて対向する形状の極板部とを備え、前記第２導電パターンは、前記極板部と前記誘電体基板を挟んで対向する正方形の外縁部を構成する所定の幅の周回導線部と、前記周回導線部の各辺の中心から内側に所定の幅と長さで突出する突出導線部と、前記突出導線部とそれぞれ接続し、前記正方形の対角線の手前までの幅を底辺とする三角形パターンが他の辺の前記突出導線部と接続する他の三角形パターンの斜辺と対角線上に所定の間隔を空けて配置される三角導体部とを備えることを要旨とする。
　本発明によれば、所望の周波数特性が得られる周波数選択板を提供することができる。
本発明の第１実施形態に係る周波数選択板の一部の表面を模式的に示す図である。 図１に示す第１導電パターンと第２導電パターンを積層させた様子を模式的に示す図である。 図１に示す周波数選択板の単位セルの平面を模式的に示す図である。 第１導電パターンの平面形状と等価回路を示す図である。 図４に示す単位セルを平面上に配列した周波数選択板の周波数透過特性の解析結果を示す図である。 第２導電パターンの平面形状と等価回路を示す図である。 図６に示す単位セルを平面上に配列した周波数選択板の周波数透過特性の解析結果を示す図である。 第１導電パターンと積層した場合の第２導電パターンの誘導成分と容量成分の凡その位置を模式的に示す図である。 図１に示す周波数選択板の周波数透過特性の例を示す図である。 図１に示す周波数選択板の電波入射角度依存性の解析例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る周波数選択板の単位セルの平面を模式的に示す図である。 図１１に示す単位セルを配列した周波数選択板の周波数透過特性の例を示す図である。 周波数選択板の基本構造の一つであるダイポールＦＳＳの周波数透過特性の例を示す図である。 図１３に示すダイポールＦＳＳを網目で構成した物の周波数透過特性の例を示す図である。 図１に示す周波数選択板を網目で構成した場合の周波数透過特性の例を示す図である。 図９に示す単位セルで構成した周波数選択板の導電パターンを網目化した場合の周波数透過特性の例を示す図である。
　以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。複数の図面中同一のものには同じ参照符号を付し、説明は繰り返さない。
　〔第１実施形態〕
　図１は、本発明の第１実施形態に係る周波数選択板の一部の表面を模式的に示す図である。図１に示す周波数選択板１００は、誘電体基板１０３の一方の表面に形成される第１導電パターン１０１と他方の表面に形成される第２導電パターン１０２を備える。そして、第１導電パターン１０１と第２導電パターン１０２のそれぞれは単位セル（共振器）を構成し、その単位セルが周期的に配置されてそれぞれの面を構成する。図１においてｘ方向を横、ｙ方向を縦、ｚ方向を厚さと定義する。
　図２は、周波数選択板１００を側面から見た様子を模式的に示す図である。図２（ａ）に示すように、一つの誘電体基板１０３の表面に第１導電パターン１０１、裏面に第２導電パターン１０２をそれぞれ形成しても良い。
　又は、図２（ｂ）に示すように、二つの誘電体基板の一方の誘電体基板１０３ａの表面に第１導電パターン１０１を形成し、他方の誘電体基板１０３ｂの表面に第２導電パターン１０２を形成し、第２導電パターン１０２の上に誘電体基板１０３ａを重ねても良い。
　又は、図２（ｂ）に示す誘電体基板１０３ａと１０３ｂの導電パターンが形成されていない誘電体基板の表面同士を接着して周波数選択板１００を構成しても良い。つまり、第１導電パターン１０１と第２導電パターン１０２が接触しないように重ねれば良い。
　誘電体基板１０３ａ，１０３ｂは、例えば、ガラスエポキシ基板、ポリミイドフィルム基板等で構成される。誘電体基板１０３ａ，１０３ｂの材質は、誘電体材料であれば何でも構わない。以降は、例えば図２（ｂ）の構成を例に説明する。
　図３は、周波数選択板１００の単位セルの平面を模式的に示す図である。図３（ｂ）に示すように、第１導電パターン１０１は単位セルａｋｘｙを構成する。また、図３（ｃ）に示すように、第２導電パターン１０２は単位セルｂｋｘｙを構成する。
　そして、図２に示すように単位セルａｋｘｙと単位セルｂｋｘｙは重ねられて共振器ｋｘｙを構成する（図３（ａ））。共振器ｋｘｙは、例えば、ｘ方向とｙ方向にそれぞれ１０個並べられて周波数選択板１００を構成する。１つの共振器ｋｘｙの大きさは、共振周波数の波長に対して1/3程度の大きさである。
　信号は、周波数選択板１００に対して－ｚ方向（裏側）から入力され、ｚ方向（表側）に出力（透過）される。周波数選択板１００に電磁波が入力されると、共振器ｋｘｙが配列されたｘｙ平面に電界が生じ共振現象による電流が流れる。
　（第１導電パターン）
　第１導電パターン１０１が構成する単位セルａｋｘｙは、誘電体基板１０３の上に十字を構成する横パターン１０と縦パターン２０の導線部と、横パターン１０と縦パターンが所定の長さ延伸されたそれぞれの両端部は、直交する方向にそれぞれ延長（１２ａ，１２ｂ）され、延長された先端部分は他方向から延長された先端部分と対角線上に間隔ｇ１を空けて対向する形状の極板部１２とを備える（図３（ｂ））。
　極板部１２は、横パターン１０の反対側にも設けられる。縦パターン２０の両端部には極板部２１が設けられる。極板部１２と２１の形状及び大きさは同じである。それぞれの極板部１２，２１は、隣接する他の単位セルの極板部１２，２１と所定の間隔を空けて端辺が対向する。つまり、単位セルａｋｘｙは、横パターン１０の中心線で上下対称である。また、縦パターン２０の中心線で左右対称である（図１）。
　この特徴的な単位セルａｋｘｙは、1つの共振電流が流れる直列共振回路を構成する。直列共振回路は、左右方向（ｘ）及び上下方向（ｙ）にそれぞれ構成される。直列共振回路について詳しくは後述する。
　（第２導電パターン）
　第２導電パターン１０２が構成する単位セルｂｋｘｙは、極板部１２と誘電体基板１０３を挟んで対向する正方形の外縁部を構成する所定の幅の周回導線部３０と、周回導線部３０の各辺の中心から内側に所定の幅と長さで突出する突出導線部３１と、突出導線部３１とそれぞれ接続し、周回導線部３０の正方形の対角線の手前までの幅を底辺とする三角形パターンが他の辺の突出導線部３１と接続する他の三角形パターンの斜辺と対角線上に所定の間隔ｇ２を空けて配置される三角導体部４０とを備える。
　単位セルｂｋｘｙと隣接する他の単位セルも同じ第２導電パターン１０２を備える。つまり、単位セルｂｋｘｙは、左右方向（ｘ）の中心線で上下対称である。また上下方向（ｙ）の中心線で左右対称である。
　この特徴的な単位セルｂｋｘｙは並列共振回路を構成する。並列共振回路について詳しくは後述する。
　（直列共振回路）
　図４は、単位セルａｋｘｙが構成する直列共振回路を示す図である。図４（ａ）は、直列共振回路を構成する誘導成分ＬＳと容量成分ＣＳが形成される凡その位置を模式的に示す図である。誘導成分ＬＳと容量成分ＣＳは、上下方向（ｙ）にも形成される。図４（ｂ）は、直列共振回路の等価回路を示す図である。
　単位セルａｋｘｙを平面上に配置する間隔（ピッチ）ｐ１を8mm、横パターン１０の長さｌ１を7.8mm、横パターンの上下方向（ｙ）の幅ｗ１を1.7mm、極板部１２の先端部分の間隔ｇ１を0.2mm、極板部１２の左右方向（ｘ）の長さｃ１を1mmとする。誘電体基板１０３はＰＥＴ材で構成し、その厚さは0.2mmとした。この条件で単位セルａｋｘｙの周波数透過特性の解析を行った。
　図５は、図４に示す単位セルａｋｘｙの周波数透過特性の解析結果を示す。図５の横軸は周波数[GHz]、縦軸は透過特性を表す透過係数Ｓ２１[dB]である。
　図５に示すように、上記の条件の単位セルａｋｘｙの遮断周波数（ストップバンド）は約6.2GHzである。単位セルａｋｘｙによって約6.2GHzの周波数の遮断は可能である。なお、一般的に直列共振回路はバンドパス特性（透過周波数）を持つ。しかし、本実施形態においてＬＣ直列回路は、全体の等価回路（図示せず）に並列に作用する。したがって、ＬＣ直列回路が共振（電流が流れる）すると誘電体基板１０３の面上が導通して電波が反射するので遮断周波数となる。
　単位セルａｋｘｙは、周辺の周波数帯に影響を与えてしまう。例えば、ＬＴＥの主要周波数帯である2GHz帯は減衰（約-3.3dB）してしまう。
　そこで、単位セルａｋｘｙの直列共振回路に、単位セルｂｋｘｙの並列共振回路を組み合わせることで、遮断周波数による例えば2GHz帯の透過量の影響を少なくすることができる。
　（並列共振回路）
　図６は、単位セルｂｋｘｙが構成する並列共振回路を示す図である。図６（ａ）は、並列共振回路を構成する誘導成分Ｌｐと容量成分Ｃｐが形成される凡その位置を模式的に示す図である。図６（ｂ）は、並列共振回路の等価回路を示す図である。
　図６（ａ）に示すように、単位セルｂｋｘｙの中心を原点とする第１～第４象限のそれぞれに、誘導成分Ｌｐ１～Ｌｐ４と容量成分Ｃｐによる並列共振回路が形成される。図６では第２象限のみを示し、他の象限の誘導成分と容量成分の表記は省略している。
　単位セルｂｋｘｙを平面上に配置する間隔（ピッチ）ｐ２を7.5mm、周回導線部３０の一辺の長さｌ２を7mm、突出導線部３１の左右方向（ｘ）の長さｈ２を0.4mm、突出導線部３１の上下方向（ｙ）の長さｗ２を0.8mm、対角線上の所定の間隔ｇ２を0.2mmとする。誘電体基板１０３はＰＥＴ材で構成し、その厚さは0.2mmとした。この条件で単位セルａｋｘｙの周波数透過特性の解析を行った。
　図７は、図６に示す単位セルｂｋｘｙの周波数透過特性の解析結果を示す。図５の横軸は周波数[GHz]、縦軸は透過特性を表す透過係数Ｓ２１[dB]である。
　図７に示すように、上記の条件の単位セルｂｋｘｙの透過周波数（パスバンド）は約5.0GHzである。単位セルｂｋｘｙの透過周波数と単位セルａｋｘｙの遮断周波数を組み合わせることで、例えば、ＬＴＥの主要周波数帯である2GHz帯が減衰しないようにすることが可能である。
　単位セルａｋｘｙと単位セルｂｋｘｙを層状に重ね合わせることで形成される層間共振回路によって、透過周波数帯と遮断周波数帯を備え、例えば2GHz帯を透過させ、且つＷｉ－Ｆｉ（2.4GHz）の周波数帯を遮断することができる。
　（層間共振回路）
　図８は、単位セルａｋｘｙと単位セルｂｋｘｙを層状に重ね合わせ場合の層間共振回路を示す図である。図８（ａ）は、その場合の単位セルｂｋｘｙで形成される誘導成分Ｌｐｒと容量成分Ｃｐｒの凡その位置を模式的に示す図である。図８（ｂ）は、層間共振回路の等価回路を示す図である。作図の都合により、図８（ａ）は単位セルｂｋｘｙのみを表記している。
　図８（ｂ）に示すように、単位セルａｋｘｙと単位セルｂｋｘｙを層状に重ね合わせた場合の層間共振回路は、単位セルｂｋｘｙ単体の場合の並列共振回路と共振電流の流れる経路が異なる。単位セルｂｋｘｙを例えば一階、単位セルａｋｘｙを二階に例えると、二階部分の単位セルａｋｘｙで構成される直列共振回路の回路パラメータの変化は比較的小さい。
　一方、一階部分の単位セルｂｋｘｙで形成される並列共振回路の回路パラメータは、大きく変化する。この場合、周回導線部３０の上下方向（ｙ）のそれぞれの辺は、誘電体基板１０３を挟んで単位セルａｋｘｙの極板部２１と容量結合（Ｃｐｒ１，Ｃｐｒ２）する。そして、単位セルａｋｘｙの縦パターン２０と単位セルｂｋｘｙの2つの三角導体部４０を結ぶ導電パターンが形成する誘導成分Ｌｐｒ１とＬｐｒ２とから成る共振電流の経路が構成される。
　この経路の誘導成分と容量成分は、単位セルｂｋｘｙ単体の場合よりも大きくなる。よって、層間共振回路の透過周波数は低下する。なお、誘導成分と容量成分は集中定数で扱えるものとする。よって、誘電体基板１０３の厚みは波長λの1/10下にすると良い。
　つまり、誘電体基板１０３の厚さは、極板部２１と周回導線部３０とによって形成される容量成分が集中定数で扱える範囲の厚さである。これにより、厚さ方向における電磁波の伝送線路的な伝搬を無視することができ、周波数選択板１００の設計を容易にすることができる。
　図９は、上記の単位セルａｋｘｙと単位セルｂｋｘｙを重ね合わせた周波数選択板１００の周波数透過特性の解析結果を示す。横軸と縦軸は図５等と同じである。
　図９に示すように透過周波数（パスバンド）は約2.3GHzで、単位セルｂｋｘｙ単体の場合の透過周波数よりも下がり、且つＱ値も大きい。このように、単位セルａｋｘｙと単位セルｂｋｘｙを大型化せずに周波数選択板１００の透過周波数を下げることができる。小型の単位セルａｋｘｙ，ｂｋｘｙは、電波の入射角依存性を安定化させる効果も奏する。
　図１０は、周波数選択板１００の透過特性の電波入射角度依存性の解析結果の例を示す図である。図１０（ａ）は、電界が入射面に対して常に平行なＴＥ入射の場合の特性である。図１０（ｂ）は、磁界が入射面に対して常に平行なＴＭ入射の場合の特性である。
　図１０に示すように、ＴＥ入射、ＴＭ入射のどちらでも入射角度を0°、15°、30°、45°、60°、75°に変化させても透過特性は安定していることが分かる。このように、周波数選択板１００は、電磁シールド用部材として優れた特性を備える。
　以上説明したように本実施形態に係る周波数選択板１００は、誘電体基板１０３の一方の表面に形成される第１導電パターン１０１と他方の表面に形成される第２導電パターン１０２とをそれぞれ周期的に配列した構造の周波数選択板であって、第１導電パターン１０１は、誘電体基板１０３の上に十字を形成する横パターン１０と縦パターン２０の導線部と、横パターン１０と縦パターン２０が所定の長さ延伸されたそれぞれの両端部は、直交する方向にそれぞれ延長（１２ａ，１２ｂ）され、延長された先端部分は他方向から延長された先端部分と対角線上に間隔を空けて対向する形状の極板部１２とを備え、第２導電パターン１０２は、極板部１２と誘電体基板１０３を挟んで対向する正方形の外縁部を構成する所定の幅の周回導線部３０と、周回導線部３０の各辺の中心から内側に所定の幅と長さで突出する突出導線部３１と、突出導線部３１とそれぞれ接続し、周回導線部３０の正方形の対角線の手前までの幅を底辺とする三角形パターンが他の辺の突出導線部３１と接続する他の三角形パターンの斜辺と対角線上に所定の間隔ｇ２を空けて配置される三角導体部４０とを備える。
　これにより、所望の周波数特性が得られる周波数選択板を提供することができる。また、単位セルを小型化できるので、電波の入射角依存性を安定化することができる。
　〔第２実施形態〕
　図１１は、本発明の第２実施形態に係る周波数選択板の一部の平面を模式的に示す図である。図１１に示す周波数選択板２００は、単位セルａｋｘｙの横パターン１０と縦パターン２０の形状が異なる。
　周波数選択板２００の横パターン２１０と縦パターン２２０のそれぞれはメアンダ形状である（図１１（ｂ））。メアンダ形状は、横パターン１０及び縦パターン２０のそれぞれをクランク状に折り曲げて平面形状を小さくしたものである。横パターン２１０と縦パターン２２０のそれぞれの外縁部の形状は、折れ線形状になる。
　このように横パターン２１０及び縦パターン２２０をメアンダ形状にすると、その誘導成分を大きくすることができる。よって、パスバンドの透過量とストップバンドの反射量とに十分なメリハリを付与することができる。
　図１２は、周波数選択板２００の周波数透過特性を示す図である。図１２は、横パターン２１０と縦パターン２２０をメアンダ形状（図１１（ｂ））にした場合の特性である。
　図１２に示すように、透過周波数と遮断周波数の間隔が0.5GHzと非常に小さいが、透過周波数の透過は-3dB以上、遮断周波数の透過は-40dB以下と十分なコントラストが確保された特性を示している。このように、ＬＴＥの主要周波数である2GHz帯の電波環境を確保しつつ、Ｗｉ-Ｆｉの周波数である2.4GHz帯のみを遮断する作用効果が得られる。
　層間共振回路は、誘導性と容量性を独立して設計できる。よって、複数の共振回路の相互的な影響を低減することが可能であり、透過周波数と遮断周波数の設計を簡易化することができる。
　〔第３実施形態〕
　上記の実施形態に係る周波数選択板１００，２００は、優れた特性を持つ。所望の電波環境を作るためには、周波数選択板１００，２００の平面サイズを大きくしなければならない場合がある。
　例えば、外部から部屋に侵入する2.4GHz帯の周波数を遮断する場合は、窓及び壁の全面に周波数選択板１００，２００を貼る必要がある。そうすると、採光の悪化及び景観の悪化を招く場合がある。
　そこで、導電パターンを網目（メッシュ）化する方法が考えられる。導電パターンを網目化すれば所望の周波数特性を維持したまま採光の悪化及び景観の悪化を防ぐことができる。
　図１３は、周波数選択板の基本構造の一つであるダイポールＦＳＳの周波数透過特性を示す。ダイポールＦＳＳの形状は、平面上に配置する間隔（ピッチ）ｐ５を11.04mm、導電パターンの長さｌ５を10.04mm、導電パターンの幅ｗ５を2.04mmとした。
　図１４は、図１３に示すダイポールＦＳＳの外形はそのままで導電パターンを網目化した場合の周波数透過特性を示す。網目の線幅は40μm、網目の間隔は0.2-1mmとした。
　図１３と図１４を対比することで明らかなように、導電パターンの10.4GHzに対して網目化した透過周波数は10.7GHzである。このように導電パターンの網目化は、周波数特性に大きく影響しない。
　図１５は、周波数選択板１００（図１）の導電パターンを網目化した場合の周波数透過特性を示す。図１５は、第１導電パターン１０１のみを示し、第２導電パターン１０２の表記は省略している。
　周波数選択板１００の周波数透過特性（図９）と比較すると、透過周波数はほぼ同じである。遮断周波数は約0.4GHz低下し、その透過量は-56dBから3dbほど悪化している。このように、透過周波数と遮断周波数のメリハリはやや低下するが、調整可能な範囲である。
　図１６は、周波数選択板２００（図１１に示す単位セルを面に展開）の導電パターンを網目化した場合の周波数透過特性を示す。図１６も図１５と同様に第１導電パターン１０１のみを示す。
　周波数選択板２００の周波数透過特性（図１２）と比較すると、周波数選択板１００と同様に透過周波数と遮断周波数のメリハリはやや低下するが、調整可能な範囲である。
　このように、周波数選択板１００，２００の導電パターンを網目化しても周波数特性は大きく変化せず調整可能な範囲であることが分かる。したがって、第１導電パターン１０１と第２導電パターン１０２のそれぞれは、外形はそのままで内側を網目化すると良い。これにより、周波数選択板による採光の悪化及び景観の悪化を防止することができる。
　以上説明したように本実施形態に係る周波数選択板によれば、一つの周波数選択板に透過周波数と遮断周波数の二つを同時に付与することができる。その結果、従来の周波数選択板よりも遮断周波数帯周辺の周波数帯への影響を低減することができる。例えば、屋内無線ＬＡＮが屋外に漏洩するのを防ぎつつ、その影響を受けずにＬＴＥの電波を受信できる作用効果が得られる。
　また、電波の入射角依存性が小さいので正面入射以外の場合でも周波数の遮断及び透過効果を発揮することができる。したがって、無線のアクセスポイントから外れた場所においても遮断及び透過効果を得ることができる。
　また、透過周波数帯と遮断周波数帯が近い場合でもそれぞれの特性にメリハリを持たせることができる。その結果、ＬＴＥが2GHzで使用されている場合に、Ｗｉ-Ｆｉの周波数帯を2.4GHzで使用することができる。したがって、利用シーンを拡大させることができる。
　また、40dB以上の減衰量が得られることから、通常時のＷｉ-Ｆｉ受信感度が-42dB以下の環境であれば受信感度を-82dB以下まで減衰させることができるので、物理層上でセキュリティを向上させることができる。
　また、導電パターンを網目化することで採光の悪化及び景観の悪化を防ぐことができる。その結果、周波数選択板の導入を促進することができる。また、遠くから導電パターンを視認するのが困難になるので、傍受リスクを低減させることもできる。
　なお、上記の実施形態で示した周波数選択板の平面形状は、一例であり第１導電パターン１０１及び第２導電パターン１０２の形状はこれらに限定されない。例えば、隣接する他の共振器の極板部と接合する導電パターンの幅は、図に示す幅よりも細くても良いし、太くても良い。このように、本発明はここでは記載していない様々な実施形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。
１００，２００：周波数選択板
１０１：第１導電パターン
１０２：第２導電パターン
１０３、１０３ａ、１０３ｂ：誘電体基板
１０：横パターン（導線部）
２０：縦パターン（導線部）
１２、１２ａ、１２ｂ、２１：極板部
３０：周回導線部
３１：突出導線部
４０：三角導体部
ｌ１：横パターンの左右方向（ｘ）長さ
ｗ１：横パターンの上下方向（ｙ）の幅
ｃ１：極板部の左右方向（ｘ）の長さ
ｇ１：極板部の先端部分の間隔
ｌ２：周回導線部３０の一辺の長さ
ｈ２：突出導線部の左右方向（ｘ）の長さ
ｗ２：突出導線部の上下方向（ｙ）の長さ
ｇ２：三角導体部の斜辺同士の間隔

Claims (4)

  1. 　誘電体基板の一方の表面に形成される第１導電パターンと他方の表面に形成される第２導電パターンとをそれぞれ周期的に配列した構造の周波数選択板であって、
    　前記第１導電パターンは、
    　前記誘電体基板の上に十字を形成する横パターンと縦パターンの導線部と、
    　前記横パターンと前記縦パターンが所定の長さ延伸されたそれぞれの両端部は、直交する方向にそれぞれ延長され、延長された先端部分は他方向から延長された先端部分と対角線上に間隔を空けて対向する形状の極板部とを備え、
    　前記第２導電パターンは、
    　前記極板部と前記誘電体基板を挟んで対向する正方形の外縁部を構成する所定の幅の周回導線部と、
    　前記周回導線部の各辺の中心から内側に所定の幅と長さで突出する突出導線部と、
    　前記突出導線部とそれぞれ接続し、前記正方形の対角線の手前までの幅を底辺とする三角形パターンが他の辺の前記突出導線部と接続する他の三角形パターンの斜辺と対角線上に所定の間隔を空けて配置される三角導体部とを備える周波数選択板。
  2. 　前記横パターンと前記縦パターンのそれぞれはメアンダ形状である
    　ことを特徴とする請求項１に記載の周波数選択板。
  3. 　前記第１導電パターンと前記第２導電パターンのそれぞれは、外形はそのままで内側を網目化する
    　ことを特徴とする請求項１又は２に記載の周波数選択板。
  4. 　前記誘電体基板の厚さは、前記極板部と前記周回導線部とによって形成される容量成分が集中定数で扱える範囲の厚さである
    　ことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の周波数選択板。
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