WO2020126324A1 - Hochfrequenzgenerator - Google Patents

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WO2020126324A1
WO2020126324A1 PCT/EP2019/082411 EP2019082411W WO2020126324A1 WO 2020126324 A1 WO2020126324 A1 WO 2020126324A1 EP 2019082411 W EP2019082411 W EP 2019082411W WO 2020126324 A1 WO2020126324 A1 WO 2020126324A1
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signal
frequency
conductor structure
sine
signals
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PCT/EP2019/082411
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English (en)
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Sören - c/o Continental Teves AG & Co. OHG LEHMANN
Gerhard - c/o Continental Teves AG & Co. OHG FRINGS
Benjamin - c/o Continental Teves AG & Co. OHG HÜTTER
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Continental Teves Ag & Co. Ohg
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Publication date
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    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
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    • G01D5/206—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the mutual induction between two or more coils by a movable non-ferromagnetic conductive element constituting a short-circuiting element
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
    • H03K4/02—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having stepped portions, e.g. staircase waveform

Definitions

  • the invention relates to a high-frequency generator for generating an excitation signal for an inductive sensor.
  • the position or displacement sensor system described below as an example of an inductive sensor is based, at least in part, on the basic sensor structure listed in the document DE 10 2014 219 092 A1.
  • the carrier signal generation in the HF range that is important for the sensor system, taking into account the special requirements for automotive use , which are only mentioned in the above-mentioned publication, but whose implementation options are not explained further.
  • This gap is intended to be closed in a particularly advantageous manner with the present invention.
  • Advantageous embodiments of the invention are the subject of the dependent Expectations. The wording of the claims is made the content of the description by express reference.
  • the high-frequency generator uses resistors of a microcontroller, which form a digital-to-analog converter or are used as part of such a converter.
  • the resistors are electrically conductively connected to a common node and their resistance relationships are designed so that time-delayed square-wave signals from the timer ports of the microcontroller that are supplied in parallel are converted into a sine-interpolated signal at the common node.
  • the interpolation of the sine signal can thus be carried out particularly easily and inexpensively.
  • Fig. 1 is a block diagram of a displacement sensor system with some for
  • FIG. 2 shows an embodiment of the transmitter with a) broadband eddy current damping plate and b) narrowband, resonant parallel resonant circuit with representation of the amplitude and phase response of the transmitter system as a result of a network analysis (b), d)),
  • Fig. 6 shows a basic structure of the simple asymmetrical
  • Fig. 7 shows a basic structure of the symmetrical three-signal
  • FIG. 11 shows a linearity error of the position characteristics from FIG. 10 determined with the 2-point method and cp2 as a parameter
  • Fig. 12 shows a basic structure and design features of the symmetrical
  • Fig. 13 shows a behavior of selected signals @ ... ⁇ in different
  • Fig. 16 shows a symmetrical conductor structure with an enlarged
  • 17 is a schematic diagram of the linear oscillator with AVR
  • Fig. 18 is a schematic diagram of the RF rectangular generator with resonant
  • Fig. 19 a amplitude spectrum of a time-symmetrical rectangular function (for
  • Fig. 21 is a schematic diagram of a sine signal generator according to the
  • Fig. 24 equivalent circuit diagrams for determining the amplitude values within the
  • Fig. 26 shows an amplitude response of the interpolation low-pass filter
  • FIG. 29 shows a standardized sum signal esuM_A, or esuM_B as a function of the standardized position for error-free and faulty operation.
  • FIG. 30 shows a possible design of a fully redundant, purely inductive one
  • FIG. 1 shows the structure of the sensor system under consideration, as it is considered to be useful for the basic function. Security aspects are initially not taken into account here.
  • two signals in the HF range are used to determine the position provided esiA, es2A, which are converted into a lower frequency range in a signal-discreet manner for further processing by means of mixers 21 and 20.
  • the mixing frequency fi_o_A required for this is provided by means of a timer, which in turn is part of the pC 2.
  • the mixer 21 for the signal esi A and the mixer 20 for the signal eS2A each receive the identical mixing frequency fi_o_A for frequency conversion.
  • the gain of the ZF amplifiers is generally quite high, since the input signals esi A and es2 A , coming from the conductor structure, turn out to be quite small and, after passing through the mixer, also experience mixed damping. With the ZF amplifiers it is important to mention that they only have to amplify alternating variables even when the position transmitter 26 is in a stationary, fixed position. In comparison to systems that perform direct mixing according to direct voltage (DC), such as sensors with analog synchronous demodulators, two main advantages can be identified here:
  • An amplifier that is only designed to process low-frequency alternating quantities can usually be made more cost-effectively than a combination amplifier for both direct and alternating quantities.
  • the gain and the constancy of the gain is better and easier to handle when interference is influenced (temperature, aging), since these are usually only determined by passive components with stable properties and less determined by the behavior of the active semiconductor amplifier itself.
  • high-gain DC voltage amplifiers are complex if they are to meet the important requirement of a small DC voltage offset and, in particular, a small DC voltage offset drift. In principle, since they can never be completely avoided, the DC offset quantities generate an additional error component in the position signal, which cannot occur in the concept presented here.
  • An automatic gain control that is only necessary when needed can be done by e.g. acts equally on the gain factor of both ZF amplifiers 18 and 19, automatically compensate for extreme level fluctuations. However, this is only necessary in special cases and should not be considered further here.
  • suitable signal-discretely calculated window functions 13 and 1 1 ensure that, in conjunction with the subsequent Goertzel filters 10 and 9, a pass-through characteristic of the amount-forming Goertzel filters in the Frequency range.
  • the selected window function almost exclusively determines the near-selection behavior of the sensor system, i.e. the ability to suppress interferers located in the immediate vicinity of the ZF range. This also applies accordingly to interferers that have been converted from the HF range to the IF range.
  • interferences acting on both signals to the same extent can be caused to the same extent, caused, for example, by a changed excitation amplitude at the primary winding of the conductor structure 22 or also by changes in the air gap between position transmitter 26 and conductor structure 22, almost completely compensate.
  • equation (1 .1) provides a linearization of the characteristic curve (CC) that arises, in particular when the function curve of the signals e AB si A and e ABS 2 A is non-linear with respect to the reference path. This is due to the fact that the mere subtraction (without standardization) of e AB si A and e ABS 2 A only results in a satisfactory linear characteristic curve if the sum of e AB si A and e ABS 2 A is constant in relation to the reference path is. This is the case, for example, if e AB si A and e ABS 2 A are linear and have an inverse slope to one another.
  • excitation frequency fr_ A and local oscillator frequency f L o_ A for the mixing process.
  • these should be frequency-stable in order to avoid unnecessary errors and should be in a fixed, suitable frequency ratio to one another.
  • This reference frequency is provided by quartz oscillator 3 and the appropriate target frequencies are prepared by means of timers 16 (10_A) and timers 17 ( ⁇ T_A) by frequency division. All other clock frequencies required for digital signal processing can be derived in a similar manner with a fixed frequency with respect to the crystal oscillator 3. While the Mixers 21 and 20 can be controlled directly with rectangular signals of the frequency fi_o_A, the control of the primary winding of the conductor structure 22 requires the sinusoidal shape. This is done with a conversion network 24 to be discussed in conjunction with a simple low-pass filter and driver amplifier 23.
  • the sensor system as a whole is primarily tailored to a mixed circuit structure consisting of discrete units, primarily responsible for analog signal processing, as well as a highly integrated PC for control purposes and digital signal processing. A full integration of all listed units is possible.
  • a mixed circuit structure consisting of discrete units, primarily responsible for analog signal processing, as well as a highly integrated PC for control purposes and digital signal processing.
  • Equation (1.1) is to be used.
  • the metal eddy current damping plate 1 shown in FIG. 2 a consists of electrically conductive material which, in its shape adapted to the respective conductor structure 2, produces an attenuation of the signal at a correspondingly covered point in the conductor structure, so that there is a difference in the Output amplitude to the areas on the conductor structure that are not covered.
  • the excitation of the conductor structure with a high-frequency alternating signal is taken over by the surrounding (primary) field winding 19.
  • Another advantage is the universal application, which can be done regardless of the signal processing method chosen. This is expressed, inter alia, in the frequency characteristics shown by way of example in Fig. 2 b), i.e. Amplitude response 205 (with reference value 203) and in particular phase response 206 (with reference value 208). The transmission ratio of the output signal of the conductor structure in relation to the constant input signal of the excitation winding is shown in each case.
  • phase-sensitive evaluating systems phase-sensitive rectifier
  • a defined phase transmission measure can be assumed at the point of the excitation frequency. Excessive phase shifts, or rather changes in the phase transfer dimension and the associated functional restrictions, are not to be expected.
  • a disadvantage of the metal eddy current damping plate is that this type of position transmitter can, in principle, only produce damping, ie a signal reduction of the energy induced in the conductor structure 202. Depending on the conductor structure used, this signal loss must be compensated for by subsequent amplification in the following signal processing stages.
  • a much more significant disadvantage is the small effective effect, i.e. the degree of damping that the damping plate causes in the conductor structure.
  • this deficit results in significantly higher demands on the mechanical tolerances of the conductor structure / position encoder combination, i.e. the usable air gaps and the tolerable air gap changes will have to be significantly smaller compared to the resonant position transmitter presented below. Since smaller mechanical tolerances always go hand in hand with an increase in costs, the original cost advantage of the metal eddy current damping plate is usually put into perspective if all the cost contributions of the sensor system are considered as a whole.
  • the resonant position transmitter 209 and 210 shown in Fig. 2 c), however, electrically represents a parallel resonant circuit consisting of coil L 217 and capacitor C 218.
  • the coil of the parallel resonant circuit is usually designed as a flat, spiral winding structure 210, to which the necessary capacitor is arranged electrically in parallel.
  • the winding structure 210 is created as a printed, ie etched structure on a circuit board basis, to which the capacitor 209 can then be soldered, for example.
  • the advantages lie in the high reproducibility of the inductance of the parallel resonant circuit and in the well-known standard process that PCB manufacturing represents in industry.
  • the mechanical dimensions of the resonant position transmitter are adapted to the respective conductor structure 202 and, at a correspondingly covered location in the conductor structure, cause an amplification of the signal as a result of the parallel resonant circuit which is resonantly tuned to the excitation frequency.
  • the amplification of the resonant resonant circuit results in a difference in the output amplitude from the areas on the conductor structure are not covered.
  • the excitation of the conductor structure with a high-frequency alternating signal is carried out, as before, by the surrounding (primary) excitation winding 219.
  • the properties of the resonant position transmitter can only be used without interference and reliably in connection with a signal processing method that does not evaluate the phase information, because, as shown in the frequency characteristics shown in FIG. 2 d), ie amplitude response 212 (with reference value 21 1) and phase response 214 (with Reference value 216) can be seen, the phase response in particular has a markedly steep transition in the resonance frequency range.
  • the transmission ratio of the output signal of the conductor structure in relation to the constant input signal of the excitation winding is shown again. This steep phase characteristic curve leads to significant changes in the phase transfer dimension even with small deviations in the resonance point, e.g.
  • phase-sensitive evaluating systems that use, for example, a phase-sensitive rectifier for signal demodulation.
  • Other sensor systems that, for example, only evaluate the amount of secondary voltages and otherwise make no reference to the phase position of the primary signal, as is also implemented in the sensor system described here, can make use of the advantages of the resonant position transmitter:
  • a resonant position transmitter whose resonance frequency is matched to the excitation frequency of the primary winding, shows a significant gain in secondary amplitude, in particular in comparison to the metal eddy current damping plate. In this way, secondary signal processing is significantly simplified since less post-amplification has to be applied.
  • the voltage transmission ratio 204 (damping plate) can be compared with the voltage transmission ratio 213 (resonant position transmitter) in FIG. 2. Under otherwise identical conditions, there is a difference in the transmission factor of more than 20 dB in this example.
  • the resonant position transmitter is particularly important in combination with so-called symmetrical conductor structures, as will be presented in the next section. Due to its property that no signal is generated in the secondary conductor structure when there is no position sensor, the resonant position sensor turns the inductive transmitter into an integrated input band filter, because the transmission characteristics of the resonant position sensor are thus applied to the entire transformer and thus also to its sensitivity to external interference that are outside the excitation frequency range.
  • the selection effect can be read from the amplitude response 212 in FIG. 2. Its effect as a selective pre-filter at the input of the signal chain brings clear advantages with regard to the susceptibility to interference from interfering signals from the environment (EMC) and makes separate (cost-intensive) filter assemblies unnecessary in most cases.
  • the conductor structure of a purely inductive position sensor is particularly important because it significantly influences the properties and robustness of the entire sensor system.
  • the conductor structure should provide two secondary output signals with which a position characteristic curve or the characteristic curve (CC) can be determined using equation (1 .1).
  • Equation (1 .1) is used.
  • a graphical relationship between the degree of modulation and the resulting native characteristic curve slope of the CC characteristic curve is shown in FIG. 4. If the slope of the characteristic curve is less than 100%, the native characteristic curve must be subsequently changed as part of a mathematical characteristic curve correction so that the 100% slope as the expected slope of the curve at the sensor output is reached again. Since the characteristic curve correction is associated with losses, in addition to the increase in the gradient, the disturbances and errors are also increased, the largest possible native gradient should be aimed for. A minimum slope of 80% is expected for this sensor system as a guideline. This corresponds almost to an equivalent degree of modulation of the individual secondary signals of the nrideg ® 90% conductor structure.
  • the output signal of the conductor structure according to FIG. 5 a) is primarily used throughout industry. This amplitude-modulated signal with suppressed carrier, the characteristic of which would be the phase shift in the carrier signal 53, is offered to the amplitude-modulating Goertzel filter, which leads to considerable distortions of the output signals of the Goertzel filter required for the position calculation. A sensible position characteristic cannot be achieved with this signal in combination with the AM demodulating Goertzel filter.
  • the conductor structure should provide two AM signals as output variables via the position measuring path.
  • • IV So that the error compensation properties associated with equation (1 .1) can be used, the conductor structure used must behave with regard to its two output signals in the event of an error, for example due to a change in the air gap in the conductor structure of the position transmitter, so that both signals are proportional behave with regard to the signal change causing the error. This requirement should apply regardless of the reference position that the position encoder has taken. So that the conductor structure can have this property, it must be structurally designed so that it contains a connecting element that can act regardless of the position within the measuring path.
  • Conductor structures for purely inductive sensors are known in various designs. The following are two examples, some of which are already being used industrially, outlined and their properties are presented in relation to the aforementioned minimum requirements.
  • the simple asymmetrical conductor structure sketched in FIG. 6 consists of two (secondary) conductor loops 61 and 62 which are of identical function and are arranged next to one another and are electrically independent.
  • the conductor structure is penetrated by a primary alternating winding 63 with an alternating magnetic field.
  • a position sensor 64 whose length dimension is mechanically based on the length of a conductor loop, an eddy current damping plate as a position sensor in the respective conductor loop results in a reduction (damping) of the secondary output voltage u ai or position sensor 64 proportional to the covering area of the conductor loop 61 or 62 u a 2. If a resonant position transmitter with the same area dimensions is used, a corresponding signal increase can be determined in the secondary output voltage u ai or u a 2.
  • the output variables u ai and u a 2 correspond to requirement III and can therefore be demodulated with the signal processing used here (amount generator).
  • the “symmetrical three-signal conductor structure” consists of three independent conductor structures, which are however arranged one above the other, and which accordingly provide three output voltages u1 ... u3.
  • the conductor structures are distinguished in FIG. 7 by different dashing of the structure boundaries.
  • the three conductor structures are penetrated with a magnetic alternating field by means of primary excitation winding 72.
  • a voltage with a sinusoidal envelope curve is generated by each conductor structure due to its structure design (u1, u2, u3).
  • the envelopes of the voltages u1 -> u2 and u2—> u3 are shifted by a phase angle of 120 ° due to the arrangement of the conductor structures.
  • For recovery (demodulation) The three signals necessary for the calculation of the position always require a phase-sensitive rectifier in this version of the conductor structure.
  • the special design features of the conductor structure as an indicator that indicates this requirement are the electrically isolated crossing zones 73 in FIG.
  • sector A uses the signals u1 and u3, in sector E the signals u2 and u3 would be used to obtain two (out of a total of six) fairly linear sections of the position characteristic (CC).
  • the implemented sector recognition mechanism is important because it determines which signal pair is suitable for calculating the associated position characteristic section.
  • the output signals ui, U2 and U3 cannot be recovered without error using an amount generator, i.e. it is not AM with carrier signals that are required for the signal processing method used here according to requirement III. Associated with this is the need to use an eddy current damping plate, the disadvantages of which have been explained above.
  • Graph 94 also shows the result of the calculation using equation (1 .1).
  • the Graf 94 has been brought into a standardized form:
  • the position characteristic curve 94 obtained cannot be used over the entire period of the input variables sin 1 and sin2 - an ambiguous representation occurs in a partial area of the reference position.
  • This effect is disruptive and in the further course also has an impact on the later conductor structure in such a way that the length of the conductor structure that can be used for determining the position is always smaller than its overall mechanical length.
  • the so-called length efficiency (LE) is defined for this, which describes with reference to FIG. 9 how far the linear, monotonically increasing and thus usable part of the position characteristic extends in relation to the maximum reference position.
  • the practically usable part of the position characteristic curve obtained shown in bold in FIG. 9 as the graph 93, is in each case the partial area which depicts a monotonous course of the function.
  • the length efficiency can be determined by calculation and can be derived from the course of the source functions sin1 and sin2:
  • the length efficiency LE can be derived from the phase angle cp2 of the second sine function sin2.
  • the conductor structures for the individual signals u S ini and u S in2 are based on the example of the part of the figure. @ from the primary excitation winding 1203, with which the actual conductor structure is penetrated with an alternating magnetic field.
  • the actual conductor structure consists of positively wound (+) and also negatively wound (-) surface sections, which have been given their sign of the phase position of the partial voltages created by the flowing current and which arise due to the winding sense of the conductor structure through a certain arrangement of electrical connection points 1204, electrically isolated crossing points 1205 or electrically isolated near points 1206 is determined.
  • a so-called upper part of the conductor structure 1201 (shown in broken lines) and a lower part of the conductor structure 1202 can be defined, which by definition result in a positive winding sense with the upper part 1201 lying above and the lower part 1202 lying below. In the opposite case, there is a negative sense of turn with a corresponding sign of the spanned surface section.
  • the above description is basically also for the partial fig. ⁇ valid, whereby due to the changed phase position of the envelope of the voltage u Sin 2 there is also a changed sequence of the surface sections which are spanned due to the sense of the winding corresponding to the structural parts.
  • the now changed upper part of the conductor structure is named here with position number 1207 and the lower part of the conductor structure with position number 1208.
  • the partial illustration ⁇ in FIG. 12 provides information on the basic overall structure of the complete symmetrical two-signal conductor structure with AM signals as the output variable.
  • the position encoder which is matched to the conductor structure geometry with its length, is shown.
  • the section 1209 shows the usable length of the conductor structure, ie the position transmitter 1211 is allowed to move in this length section in order to generate a practically usable position characteristic curve with a monotonically increasing course without ambiguities.
  • the unique position characteristic is no longer reached in length section 1210, because this is the so-called forbidden area, which, if the position transmitter 1211 is located there, leads to an ambiguous position characteristic!
  • the forbidden area initially appears to be annoying and insignificant, because it ensures a mechanical extension of the conductor structure, which, however, does not (directly) contribute to position detection, because in normal operation the position transmitter will not cover this area.
  • the area 1210 in FIG. 12 is, however, indispensable in order to maintain the symmetry of the conductor structure.
  • the symmetry in the case of symmetrical conductor structures (and distant position transmitter) relates to the surface sections determined and spanned by the winding sense, but in particular to their signs generated by the magnetic alternating flux passing through, or the phase position of the induced partial voltage, expressed by the sign assigned to the surface.
  • the sum of the signed partial areas must be zero. Accordingly, the output voltage u S ini and Usi n 2 is then zero volts or electrically neutral.
  • the conductor structure used is identical in dimensioning, as is already shown in FIG. 12. Due to the signal distribution, the amplitude-modulated signal with the sin1 envelope can be seen in the oscillogram ⁇ and the AM signal with the sin2 envelope can be seen accordingly in ⁇ . After the amount formation and filtering, this is carried out according to the explanations for FIG. 1 with the Goertzel filter, the demodulated signals ⁇ and ⁇ are available as input variables
  • I p Length of the position encoder in the direction of movement.
  • I s Length of the sensor measuring range.
  • Iki length of the compensation area important for symmetry.
  • the following basic relationships can be used to calculate the other required sizes:
  • This compensation area which differs significantly in shape from the surface part 144 or 145, has the property that the surface area of 144 or 145 is identical to the surface area in 147 or 148, so that the symmetry of the conductor structure is retained.
  • the shape of the surface in this area of the conductor structure is, however, insignificant, since the position sensor 142 does not reach this area of the conductor structure because of the ambiguities of the position characteristic curve that arise.
  • a shape can be selected in 147 and 148, the total area of which corresponds to the area of 144 or 145, but the length of which is significantly smaller, so that ultimately the mechanical length of the conductor structure and thus the resulting costs are lower.
  • the spiral-shaped conductor structure in the area 147 and 148 of FIG. 14 can be mentioned as an example of a possible form of high surface area with a small length.
  • Characteristic of each symmetrical conductor structure is not only limited to the newly developed version with AM signals as an output variable, is the advantageous property in the symmetrized state, e.g. when the position transmitter is removed or the position transmitter is in a corresponding position determined by the conductor structure assumes not to supply a signal (zero volts) as an output variable.
  • this offers optimal conditions for effortlessly a degree of modulation of almost 100% to reach. In practice, slightly smaller degrees of modulation usually occur due to slight asymmetries and crosstalk effects.
  • the symmetrical ladder structure is a prime example of a ladder structure with integrated absolute spatial proportionality.
  • this can be attributed to the fact that both signal-delivering conductor structures are arranged at the same location and, on the other hand, it is irrelevant, in particular in the case of the symmetrical conductor structure, at which position of the position sensor the error phenomenon, e.g. a change in the air gap conductor structure ⁇ -> position sensor is impressed.
  • Due to the connecting element symmetry a correspondingly designed conductor structure ensures that amplitude-changing errors always have a proportional effect in both conductor structures. In conjunction with the calculation rule using equation (1.1), the error can then be virtually completely compensated for, so that the position output variable is changed little or negligibly.
  • FIG. 15 shows a possible further embodiment, which with the same basic construction as in connection with FIG. 12, instead of the sinusoidal one Structural boundaries now used structural boundaries from straight elements.
  • the envelope curve of the output signals U three and U dre 2 is also sinusoidal with a uniform movement of the position transmitter 1511 and at least suitable in conjunction with equation (1.1) to allow a comparable characteristic curve to arise, as was also the case in FIG. 12.
  • a disadvantage of the construction according to FIG. 15 is the smaller enclosed area, which, compared to the sinusoidal structure boundary according to FIG. 12, gives rise to a smaller signal voltage U three and U dre 2.
  • partial figure @ which represents the envelope of the sin 1 signal-producing
  • partial figure ⁇ which represents the envelope of the sin2 signal-producing conductor structure.
  • @ and ⁇ are in practice and in partial illustration ⁇ of the same location, ie they are mounted one above the other in an electrically isolated manner, so that ultimately two output signals U three and U dre 2, whose phase-locked sinusoidal pattern takes the preferred phase positions, are generated as output variables.
  • the components of the conductor structure in FIG. 15 have the following meaning: sin 1 conductor structure (basic illustration).
  • the transmission ratio of the transformer or the conductor structure can be improved by e.g. 16, a plurality of staggered conductor structures for both secondary signals can be arranged within the excitation winding. By connecting n conductor structures in series, based in each case on the secondary signal to be generated, the secondary voltage can then be increased n-fold, assuming a constant primary excitation voltage.
  • the basic construction of the ladder structure with an improved transmission ratio is based on the ladder structure designed in Fig. 12. 16 contains the following elements in detail:
  • 161 sin2 conductor structure, equipped with 4 turns.
  • 162 sin 1 conductor structure, equipped with 4 turns.
  • the sine wave frequency generator in an inductive sensor system provides the high-frequency energy required on the primary side of the conductor structure. With The supplied high-frequency energy, the primary excitation winding can then build up the required magnetic field, the targeted changes of which ultimately give rise to signals in the conductor structure by the position transmitter, which signals can be used to determine the position. Due to the mostly open and unshielded mode of operation of the conductor structure together with the primary excitation winding, the sensor system acts unintentionally as a transmitting device which has to adapt to the relevant automotive requirements with regard to the frequency and size of the radiated energy. In addition, the signal processing strategy used here requires the specific properties with respect to absolute frequency and (relative) frequency constancy required by the signal source in DE 10 2014 219 092 A1. In summary, the following factors are important for the pathogen source:
  • the signal generator should therefore be dimensioned in such a way that its excitation frequency is within a relevantly approved frequency band and, likewise, the radiated energy does not exceed the permitted level with regard to the automotive specifications.
  • the signal generator should therefore, according to the approved voltage ratio, also have a harmonic distance of the generated (distorted) sine signal of at least 50 dBc based on the carrier frequency.
  • ⁇ The purely inductive sensor system as described in connection with FIG. 1 uses a special signal processing method according to DE 10 2014 219 092 A1 with the double frequency conversion by subsampling and digital signal demodulation in the baseband, which also has special requirements for the absolute frequency and the Frequency reference in relation to the other frequencies involved in the signal processing process.
  • the frequency of the floch frequency signal generator should be adjustable according to the requirements in DE 10 2014 219 092 A1.
  • excitation frequency fr_ A local oscillator frequency fi_o_A, and sampling frequency should be coupled to one another without drift and should correspond to the other requirements in DE 10 2014 219 092 A1.
  • the high-frequency sine wave generator should be designed as a constant and specific amplitude voltage source.
  • High-frequency signal generators for controlling the primary field winding of an inductive sensor are known in various designs. Two examples are outlined below and their properties are shown in relation to the minimum requirements required in connection with FIGS. 3 to 5. 17, a so-called power oscillator is outlined in a block diagram, the frequency-determining LC parallel resonant circuit of which also contains the primary excitation winding, with which the energy for supplying the transformer is therefore simultaneously applied 171.
  • AVR integrated automatic gain control
  • part of the HF is Energy decoupled 172, rectified 173 and fed back as control voltage 174, which influences the amplifying element of the oscillator in the amplification. This procedure has two major advantages:
  • the excitation voltage of the primary winding which is also a circuit inductance, is kept constant regardless of external influences.
  • the power oscillator thus meets the requirement @.
  • the oscillator used is free-swinging and its oscillator frequency is essentially determined by the parallel resonant circuit used. The above-mentioned requirement ⁇ is thus initially not met. Coupling the oscillation frequency via a fixed factor with the other system frequencies is possible, but requires that the oscillator 171 e.g. as VCO, i.e. voltage-controlled oscillator and synchronized with the system clock of the sensor system by means of a PLL synthesizer.
  • VCO voltage-controlled oscillator
  • FIG. 18 A completely different approach is taken with this likewise common HF signal generator concept (FIG. 18). It is based on one Rectangle generator 181, the frequency of which is matched to the basic excitation frequency and which controls a series resonant circuit via a power push-pull switch or, for example, a CMOS port of a pC 183.
  • the primary winding of the transformer represents the resonant circuit inductance. Because the resonance frequency of the series resonant circuit is matched to the excitation fundamental frequency, whereby it prefers the fundamental frequency of the drive current 184, while the higher harmonics of the original rectangular current are reduced, an attempt is made to generate a sine signal as the excitation signal.
  • This procedure includes the following advantages:
  • Requirement ⁇ is automatically fulfilled if the square-wave signal 182 in FIG. 18 can be generated, for example, with the timer of a PC, on the basis of which the other frequencies used in the sensor system are also related.
  • this signal generator as an HF energy source for inductive sensors - generally in automotive use - does not appear to be expedient.
  • the interpolated sine function is no longer purely rectangular, but the function curve of each excitation signal period To is approximated to a sine curve, in that discrete equidistantly arranged sine function values, which are held during the constant interpolation time t d , are used sinusoidal curve is generated.
  • This time profile of the interpolated sine signal is shown in FIG. 20, the function graph 202 showing the approximated sine profile and the dashed function profile 201, for illustrative purposes only, depicting the theoretical sine profile if the interpolated signal 202 would have passed through an ideal low-pass filter.
  • the disturbing harmonics in particular also have a proportionally larger distance from the fundamental wave.
  • the interpolation factor of eight chosen here as an example represents in practice a good compromise between effort and benefit.
  • the selected exemplary dimensioning ultimately results in an amplitude spectrum 194 shown in FIG. 19 b), which is weighted with the amount of the gap function 193 shown in broken lines has been.
  • the spectral display does not contain any other filters.
  • DDS direct digital synthesis
  • a digital DDS synthesizer stores digitally stored sine function values from a memory 21 1 of the desired signal frequency is read out cyclically 212 and transferred to a digital to analog converter 213 for conversion to the analog level.
  • the resulting signal 214 at the output of the A / D converter would then correspond to the signal curve shown in FIGS. 19 and 20 with its special properties in the time and frequency domain.
  • the interpolation low-pass filter 215 frees the interpolated sine signal from the remaining higher harmonics and, at 216, provides a mostly satisfactory sine signal, the quality of which is essentially determined by the properties of the A / D converter. If the interpolation factor To / t d is chosen to be sufficiently high, residual harmonics in the output signal are sufficiently suppressed even when the interpolation low-pass filter is kept simple.
  • the use of a DDS synthesizer for sinus synthesis according to the above scheme in the inductive sensor system described here also causes problems. These are particularly noticeable when the output frequency to be generated is high or the interpolation factor is also large. This is precisely the application constellation for the inductive sensor excited with high frequency.
  • the problems are based on the fact that the existing PC has to be included in the process of signal generation mostly for cost reasons. Specifically, the PC usually houses the sine function values in tabular form (function block 21 1 in FIG. 21) and has to provide them continuously and with a high repetition frequency to the A / D converter for conversion via a suitable interface 212. This is a very resource-consuming task for the PC if it is taken into account that the PC also has other important tasks, e.g. the calculation of the position (- see explanations for Fig. 1) has to be done.
  • the novel sine wave generator is conceptually similar to the DDS generator previously described, i.e. the advantages of sine interpolation will also be used and the method used here can also be counted in the broadest sense for the direct digital synthesis of the sine signal.
  • conceptually care was taken to ensure that function blocks that already exist and work independently are used for signal generation in each pC. Together with the small number of peripheral components required, the optimum utilization of the pC which is necessary anyway achieves an economic optimum.
  • the actual signal generator in the left part which in turn consists of three timer ports of the PC, each of which generates a time-symmetrical square-wave signal (ULI ... UI_3) of the excitation frequency fo.
  • the so-called sine-weighted digital to analog converter consisting of three simple but interpolated with the defined resistance ratio to each other, the parallel-supplied time-delayed rectangular signals the timer port to the common node of the resistors to a sinusoidal signal u a are converted precision resistors .
  • FIG. 23 Comparing the resulting interpolated signal Sine signal 232 in FIG. 23 with the graph 202 of FIG. 20, which shows the interpolated sine function generated with the DDS method, so differences over time can be recognized. These are expressed in the form that, on the one hand, the signal from the sine-weighted D / A converter has two amplitude stages less per excitation signal period To and, consequently, in particular in the vertex region of the function curve 232 in FIG. 23, the amplitude value within two successive interpolation time periods t d remains constant.
  • the resulting discrete amplitude values of the sine-interpolated output signal u a can be determined with individual equivalent circuits for the interpolation time periods t d .
  • the equivalent circuits for the time segments O ... Q of FIG. 23 are compiled in FIG. 24, on the basis of which the following potentials u a occur:
  • the method of sine interpolation with a sine-weighted D / A converter has, for example, always been dimensioned for an interpolation factor of eight. Although in many cases this dimensioning represents a good relationship between effort and benefit, the method is of course not restricted to this one interpolation factor.
  • the table below gives dimensioning instructions. With them too
  • the specified values of frequency and amplitude of the first two harmonics, ie the harmonic closest to the fundamental, can be estimated in a simple manner, how complex the interpolation low-pass filter, which is still necessary, has to be designed in order to achieve a certain harmonic distance for the entire signal generator.
  • UB 5 V.
  • the fully dimensioned HF generator circuit shown in FIG. 25, consists of the three timer ports ULI in the left area. . . UL3, which are part of the pC used and generate a signal sequence according to FIG. 23.
  • resistors RN1 -1; R2 and RN1 -2 resulted in a D / A converter with sine weighting and an interpolation factor of eight, which was dimensioned according to the table above.
  • the resistors contained in the standard series have been dimensioned in such a way that, despite the use of standardized values, there is sufficient compliance with the resistance ratios for the sine weighting given in the table above.
  • the interpolation low-pass filter following the sine-weighted D / A converter is a standard circuit. It is a distributed TT-element low-pass filter, the dimensions of which have been taken into account the final input and output resistances.
  • the internal resistance R of the sine-weighted D / A converter is effective as the input resistance and the input resistance of the subsequent amplifier stage functions as the output or load resistance. Both values are to be included in the dimensioning calculation, as they are known to have a lasting effect on the transmission behavior of the filter circuit.
  • FIG. 26 shows the amplitude response of the extracted filter circuit that is of primary interest here. The impedances terminating on the input and output sides are equivalent to those values to which the filter is also exposed in the overall circuit.
  • the final buffer, or driver amplifier is dimensioned inverting in FIG. 25 for a voltage gain of one.
  • the amplifier When connected as a voltage source, the amplifier ensures a low output impedance and thus practically independent of the load for a voltage of constant amplitude at the (primary) excitation winding of the transformer. It is assumed that the amplifier used for the intended application has the necessary properties with regard to rise behavior, amplification bandwidth product, power supply capability, etc.
  • the absolute amplitude u a on the excitation winding is determined by the voltage transmission ratio of the interpolation low-pass filter in the pass band.
  • the voltage transformation ratio is in turn determined by the voltage divider, which is composed of the internal resistance R, the sinusoidal-weighted D / A converter and the input resistance of the amplifier V2.
  • the expected (constant) output amplitude can thus be determined as follows:
  • the excitation frequency is freely adjustable and is derived from the system clock of the PC using a natural divisor factor.
  • Square wave signals operated, which originated from the pC system clock by frequency division.
  • the common time base automatically ensures that the excitation frequency generated is always frequency-synchronized with the other frequencies used in the sensor system via fixed natural factors.
  • the buffer amplifier V2 used which is connected as a low-impedance voltage source, the amplitude of the output voltage always remains at a constant level, almost regardless of the load.
  • the amplifier decouples the low-pass filter from the load, which ensures constant and defined impedance conditions at its input and input Finds output and can therefore assume a very deterministic transmission behavior. This means that the output amplitude to be expected, as is generally the case with signal generators on a digital basis, can be precisely predicted, because, as shown in equation (3.7), it is essentially only determined by a few narrow-tolerance resistors.
  • both methods are to be implemented which ultimately satisfy an application with the highest security standards.
  • the superposition frequencies fi_o_A and fi_o_B are selected so that they are also usually not the same ( ⁇ _o_A F fi_o_ ß ), but in particular are dimensioned such that the resulting intermediate frequencies in path A and path B (ezFiA; ezF2A and ezFiEs; ezF2ß) differ are.
  • Goertzel filter eg with regard to sampling frequency, center frequency and block length 2803; 2804 vs. 2815; 2817 arise, so that acting "single-frequency interferers" that radiate from outside into the sensor system in the analog range lead to recognizable different position output variables in path A 281 1 and path B 2813.
  • Latent errors in the field of digital signal processing are to be systematically detected due to the significantly different parameterization of the two paths, also by resulting different position values (path A compared to path B).
  • error states that are based on mechanical positioning of the redundant but mechanically coupled position transmitters, or their air gap with the stationary conductor structures. Take both air gaps, i.e. Both the air gap conductor structure position transmitter in path A and the air gap conductor structure position transmitter in path B sizes that lie above the maximum air gap for error-free position detection, both position sizes 281 1 and 2813 in Fig. 28 are faulty, a diagnosis, i.e. there is initially no possibility of displaying the error status.
  • the sum signal esu MA of path A or esu M- ⁇ of path B can be used.
  • the size esu MA , or esu MB for the symmetrical conductor structure unlike many magneto-inductive sensors, assumes a value in the event of a fault that is not part of the value range in regular, error-free operation. This has the positive As a result, a simplified procedure for diagnosing the excessively enlarged air gap can be used.
  • the sum signal esuM_A, or esuM_B which is present anyway in the context of the position calculation, is compared according to FIG. 29 with a limit value 293 as a decision threshold, the following then applying to the error state:
  • the diagnostic reserve 297 With the diagnostic reserve 297 compared to the function minimum 292 in FIG. 29, the safety distance of the normal sum signal 291 with respect to an error display is now specified despite regular operation.
  • the diagnostic reserve 296 accordingly shows the safety margin of the normal sum signal with respect to no error display despite the error condition.
  • the diagnostic reserves 296 and 297 should both be as large as possible. Since the two variables are inversely related to each other, a compromise must be made regarding the position of decision threshold 293.
  • the diagnostic capability of the above method is not only limited to the diagnosis of excessively large air gaps in the conductor structure of the position transmitter, but it is also suitable for the diagnosis of any error signal that changes the sum signal. These include, for example, a defect in the primary excitation signal generation (the amplitude is too small) or a defect in the resonant position transmitter (the position transmitter is out of tune with respect to the resonance frequency or is generally defective, so that there is no longer any asymmetry in the conductor structure in the area of the excitation frequency can generate).
  • a defect in the primary excitation signal generation the amplitude is too small
  • a defect in the resonant position transmitter the position transmitter is out of tune with respect to the resonance frequency or is generally defective, so that there is no longer any asymmetry in the conductor structure in the area of the excitation frequency can generate.
  • Symmetrical conductor structure path B (a shortening or optimization of the structure length according to Fig. 14 ⁇ is not taken into account).
  • Basic circuit board as a carrier for components and both conductor structures.

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenzgenerator zur Erzeugung eines Erregersignals für einen induktiven Sensor, umfassend einen Signalgenerator, wobei der Signalgenerator wenigstens drei Timer- Ports eines Mikrocontrollers umfasst, von denen jeder zur Erzeugung eines zeitsymmetrischen Rechtecksignals (uL1...uL3) mit einer Erregerfrequenz (f0) so ausgebildet ist, dass die Rechtecksignale des ersten zum zweiten und die Rechtecksignale des zweiten zum dritten Timer-Port zueinander jeweils eine Zeitverzögerung (td) aufweisen, die einem definierten Bruchteil der Periodendauer des Erregersignals entspricht, wenigstens drei Widerstände (R1; R2; R3) des Mikrocontrollers, die einen Digital-nach-Analog- Umsetzer bilden, wobei die Widerstände (R1; R2; R3) mit einem gemeinsamen Knotenpunkt elektrisch leitend verbunden sind und deren Widerstandsverhältnisse untereinander so ausgebildet sind, dass die parallel zugeführten zeitverzögerten Rechtecksignale der Timer-Ports an dem gemeinsamen Knotenpunkt zu einem sinusinterpolierten Signal (ua) umgeformt werden.

Description

Beschreibung
Hochfrequenzgenerator
Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenzgenerator zur Erzeugung eines Erregersignals für einen induktiven Sensor.
Das nachfolgend beschriebene Positions- bzw. Wegsensorsystem als Beispiel eines induktiven Sensors basiert zumindest in Teilen auf dem grundsätzlichen in der Druckschrift DE 10 2014 219 092 A1 aufgeführten Sensoraufbau. Neben der dort beschriebenen vorteilhaften zweifach Frequenzumsetzung durch Unterabtastung und digitaler Signaldemodulation im Basisband, die hier auch in Verbindung mit einem einfachen pController zur Anwendung kommen soll, ist es insbesondere die für das Sensorsystem wichtige Trägersignalerzeugung im HF Bereich unter Berücksichtigung der für Automotive- Einsatz speziellen Anforderungen, die in der oben genannten Druckschrift nur genannt, deren Umsetzungsmöglichkeiten jedoch nicht weiter ausgeführt werden. Mit der vorliegenden Erfindung soll diese Lücke in besonders vorteilhafter Weise geschlossen werden. In der nachfolgenden Beschreibung sollen zunächst beispielhaft einige Besonderheiten eines vorteilhaften induktiven Sensors erläutert werden, in dem der erfindungsgemäße Hochfrequenzgenerator vorzugsweise Anwendung findet. Abgeschlossen werden soll mit einer Betrachtung zu Sicherheitsaspekten, wobei der dargestellte Aufbau und die spezielle neuartige Gestaltung, das Sensorsystem zur Positionsbestimmung in Automotive- Anwendungen mit höchsten Sicherheitsansprüchen nutzbar werden lassen. Dies ist z.B. in elektro-hydraulischen Bremssystemen der Fall. Weiterhin sei auf die Druckschrift DE 10 2012 215 940 A1 hingewiesen.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Hochfrequenzgenerator zur Erzeugung eines Erregersignals für einen induktiven Sensor anzugeben der einfach, sicher bzw. effizient einsetzbar ist. Diese Aufgabe wird gelöst mit einem Hochfrequenzgenerator mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche. Der Wortlaut der Ansprüche wird durch ausdrückliche Bezugnahme zum Inhalt der Beschreibung gemacht.
Der erfindungsgemäße Hochfrequenzgenerator nutzt Widerstände eines Mikrocontrollers, die einen Digital-nach-Analog-Umsetzer bilden bzw. als Teil eines solchen verwendet werden. Dazu sind die Widerstände mit einem gemeinsamen Knotenpunkt elektrisch leitend verbunden und deren Widerstandsverhältnisse untereinander so ausgebildet, dass parallel zugeführte zeitverzögerte Rechtecksignale der Timer-Ports des Mikrocontrollers an dem gemeinsamen Knotenpunkt zu einem sinus-interpolierten Signal umgeformt werden. Die Interpolation des Sinus-Signals kann somit besonders einfach und kostengünstig durchgeführt werden.
Anhand der Zeichnungen soll die Erfindung näher erläutert werden. Erläuterungen zu dem erfindungsgemäßen Hochfrequenzgenerator sowie zu verschiedenen Ausführungsbeispielen werden hauptsächlich in Zusammenhang mit den Figuren 17 bis 27 gegeben. Dabei zeigen, teilweise stark schematisiert,
Fig. 1 eine Blockdarstellung eines Wegsensorsystems mit einigen für die
Funktion relevanten Strukturelementen,
Fig. 2 eine Ausführung des Übertragers mit a) breitbandigem Wirbelstrom- Dämpfungsplättchen und b) schmalbandigem, resonanten Parallel- Schwingkreis mit Darstellung von Amplituden- und Phasengang des Übertragersystems als Ergebnis einer Netzwerkanalyse (b), d)),
Fig. 3 eine Definition des Modulationsgrads nrideg im Zeitbereich,
Fig. 4 eine Positionskennliniensteigung als Funktion des Modulationsgrads ldeg,
Fig. 5 @ ein AM- Signal mit unterdrücktem Träger und © ein AM-Signal mit
Kennzeichnung der besonderen Eigenschaften,
Fig. 6 einen prinzipiellen Aufbau der einfachen unsymmetrischen
Leiterstruktur,
Fig. 7 einen prinzipiellen Aufbau der symmetrischen Drei- Signal
Leiterstruktur, Fig. 8 Demodulierte Ausgangssignale und Definition der Sektoren
Figure imgf000005_0001
bei Anwendung der symmetrischen Drei- Signal Leiterstruktur,
Fig. 9 Ermittlung der Positionskennlinie aus zwei nichtlinearen
Eingangsgrößen,
Fig. 10 einen Verlauf der Positionskennlinien mit Phasenwinkel cp2 als
Parameter,
Fig. 11 einen Linearitätsfehler der Positionskennlinien aus Fig. 10 ermittelt mit der 2- Punkt Methode und cp2 als Parameter,
Fig. 12 einen Prinzipaufbau und Konstruktionsmerkmale der symmetrischen
Zwei- Signal Leiterstruktur dargestellt diskret in @ für sin 1 und in © für sin2 sowie ortsgleich kombiniert in © als gesamte Leiterstruktur für zwei Signale,
Fig. 13 ein Verhalten ausgewählter Signale @ ... © bei verschiedenen
Positionen O...Q des Positionsgebers über der symmetrischen Leiterstruktur,
Fig. 14 Für die Dimensionierung bedeutsame Maße der © ursprünglichen und
© verkürzten und optimierten Leiterstruktur,
Fig. 15 ein Prinzipaufbau und Konstruktionsmerkmale einer weiteren, mechanisch einfacheren symmetrischen Zwei-Signal-Leiterstruktur dargestellt diskret in @ für sin 1 und in © für sin2 sowie ortgleich kombiniert in © als gesamte Leiterstruktur für zwei Signale,
Fig. 16 eine symmetrische Leiterstruktur mit vergrößertem
Übersetzungsverhältnis durch sekundärseitig vergrößerte Windungszahl,
Fig. 17 eine Prinzipdarstellung des linearen Oszillators mit AVR,
Fig. 18 eine Prinzipdarstellung des HF- Rechteckgenerators mit resonantem
Serienschwingkreis,
Fig. 19 a) Amplitudenspektrum einer zeitsymmetrischen Rechteckfunktion (zur
Unterscheidung mit dßrei+2 dB vergrößertem Pegel) und der interpolierten Sinusfunktion sowie b) Amplitudenspektrum der interpolierten Sinusfunktion mit Flarmonischen-Gewichtung durch Betrag der Spaltfunktion, Fig. 20 Beispielhafte interpolierte Sinusfunktion im Zeitbereich, sowie Sinusfunktion nach idealer Tiefpassfilterung,
Fig. 21 eine Prinzipdarstellung eines Sinussignalgenerators nach dem
DDS-Prinzip,
Fig. 22 eine Grundschaltung des HF- Signal-Generators mit Sinus-
Interpolation sowie sinus- gewichtetem D/A-Umsetzer samt Dimensionierungshinweisen für einen Interpolationsfaktor von acht,
Fig. 23 einen Entstehungsprozess im Zeitbereich des interpolierten
Sinussignals ® aus den zeitverzögerten Rechteck- Quellsignalen @...
©,
Fig. 24 Ersatzschaltbilder zur Ermittlung der Amplitudenwerte innerhalb der
Interpolationszeitabschnitte O...Q (Definition: Fig. 23)
Fig. 25 eine Gesamtschaltung eines HF- Signalgenerators mit Sinus-
Interpolation und sinus-gewichtetem D/A- Umsetzer,
Fig. 26 ein Amplitudengang des Interpolations- Tiefpassfilters der angegeben
Messschaltung,
Fig. 27 ein Amplitudenspektrum des Ausgangssignals ua, normiert auf die
Grundwellenamplitude
Fig. 28 eine Blockdarstellung des betrachteten Sensorsystems in vollredundanter Ausführung mit asymmetrisch gestalteten (Signal-) Parametern,
Fig. 29 ein normiertes Summensignal esuM_A, bzw. esuM_B als Funktion der normierten Position für fehlerfreien und fehlerbehafteten Betrieb Fig. 30 eine mögliche Gestaltung eines vollredundanten rein induktiven
Sensorsystems mit symmetrischer Zwei- Signal-Leiterstruktur.
Zunächst sei ein grundsätzlicher Aufbau des zu Sensorsystems näher erläutert, in dem der Hochfrequenzgenerator vorteilhaft eingesetzt werden kann.
Die Blockdarstellung in Fig. 1 zeigt den Aufbau des betrachteten Sensorsystems, wie er für die grundsätzliche Funktion als sinnvoll erachtet wird. Sicherheitsaspekte seien hier zunächst nicht berücksichtigt. Ausgehend von der Leiterstruktur 22 mit Positionsgeber 26 werden zur Positionsbestimmung zwei Signale im HF Bereich bereitgestellt esiA, es2A, die zur weiteren Verarbeitung mittels Mischer 21 und 20 signaldiskret in einen niederen Frequenzbereich umgesetzt werden. Die hierzu notwendige Mischfrequenz fi_o_A wird mittels eines Timers, der wiederum Teil des pC 2 ist, bereitgestellt. Der Mischer 21 für das Signal esiA und der Mischer 20 für das Signal eS2A erhalten jeweils die identische Mischfrequenz fi_o_A zur Frequenzumsetzung zugeführt. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass sämtliche in diesem Zusammenhang genannten Signale e und damit auch daraus abgeleitete Größen, stets eine Funktion der zu erfassenden Position darstellen, auch wenn dies nicht explizit angegeben ist. Eine Ausnahme hiervon stellt lediglich das konstante Erregersignal QECT_A dar. Die jeweiligen Ausgangssignale von Mischer 21 und 20 QMIC-IA und QMIC2A, die neben sonstigen Misch Produkten u.a. auch die gewünschte 1. Zwischenfrequenz enthalten, durchlaufen wiederum signaldiskret analoge frequenzselektive Zwischenfrequenz- Verstärker 19 und 18 deren Bandfilter auf die gewünschte 1. Zwischenfrequenz abgestimmt ist. Der ZF Verstärker hebt den allgemeinen Pegel so weit an, dass der nachfolgende Analog nach Digital Umsetzer 14 stets optimal ausgesteuert wird. Das Verstärkungsmaß der ZF Verstärker ist im Allgemeinen recht hoch, da die Eingangssignale esiA und es2A von der Leiterstruktur kommend recht klein ausfallen und zudem nach Durchlaufen des Mischers noch eine Mischdämpfung erfahren. Bei den ZF Verstärkern ist es bedeutsam zu erwähnen, dass diese auch bei ruhender, fester Position des Positionsgebers 26 nur Wechselgrößen zu verstärken haben. Hier lassen sich insbesondere im Vergleich zu Systemen, die eine Direktmischung nach Gleichspannung (DC) durchführen, wie z.B. bei Sensoren mit analogen Synchrondemodulatoren, zwei wesentliche Vorteile heraussteilen:
• ein Verstärker, der nur zur Verarbeitung von niederfrequenten Wechselgrößen ausgelegt ist, lässt sich i.d.R preisgünstiger ausführen als ein Kombinationsverstärker für Gleich- als auch Wechselgrößen. Zudem ist das Verstärkungsmaß und die Konstanz des Verstärkungsmaßes bei Einfluss von Störgrößen (Temperatur, Alterung) besser und einfacher zu handhaben, da diese meist nur von passiven, in ihren Eigenschaften stabilen Komponenten festgelegt und weniger vom Verhalten des aktiven Halbleiterverstärkers an sich bestimmt werden. • Hochverstärkende Gleichspannungsverstärker sind demgegenüber aufwendig, wenn diese die wichtige Forderung von kleinem Gleichspannungsoffset und insbesondere kleiner Gleichspannungsoffsetdrift erfüllen sollen. Die Gleichspannungsoffsetgrößen erzeugen prinzipiell, da sie nie vollständig vermieden werden können, eine zusätzliche Fehlerkomponente im Positionssignal, die in dem hier dargestellten Konzept nicht auftreten kann.
Eine nur bei Bedarf notwendige automatische Verstärkungsregelung kann, indem sie z.B. auf den Verstärkungsfaktor beider ZF Verstärker 18 und 19 gleichartig einwirkt, extreme Pegelschwankungen automatisch ausgleichen. Dies ist jedoch nur in Sonderfällen notwendig und soll hier nicht weiter betrachtet werden.
Mit der erfolgten Analog nach Digital Umsetzung 14 geschieht die weitere Verarbeitung auf digitaler Ebene: Geeignete signaldiskret gerechnete Fensterfunktionen 13 und 1 1 sorgen dafür, dass sich im Verbund mit den nachfolgenden Goertzel Filtern 10 und 9 eine für die Anwendung passende Durchlasscharakteristik der betragsbildenden Goertzel Filter im Frequenzbereich einstellt. Die gewählte Fensterfunktion bestimmt praktisch ausschließlich das Nahselektionsverhalten des Sensorsystems, d.h. die Fähigkeit unmittelbar in der Nähe des ZF Bereichs sich befindliche Störer zu unterdrücken. Dies gilt entsprechend auch für Störer, die aus dem HF Bereich in den ZF Bereich umgesetzt wurden.
Die mit den Goertzel Filtern erfolgte selektive Betragsbildung mittels einer inkohärenten Amplitudendemodulation der ursprünglich von der Leiterstruktur 22 gelieferten Signale, ergibt die digitalen Signale eABsiA und eABS2A, aus denen mit einem aus DE 10 2012 215 940 A1 bereits bekannten Verfahren und damit anders als in DE 10 2014 219 092 A1 dargestellt, die eigentliche Weginformation, d.h. die sogenannte Charakteristische Kurve CC gewonnen werden soll: Anstelle der ursprünglich vorgeschlagenen Errechnung des Wegwertes durch Anwendung der Arkustangens Funktion soll stattdessen die bewährte Differenzbildung mit Normierung auf die Summe der Betragssignale eABsiA und eABS2A erfolgen. Gleichung (1 .1 ) stellt den Zusammenhang dar: (1 .1 )
Durch die Normierung auf die Summe der Betragssignale QABXIA und eABS2A lassen sich auf beide Signale in gleichem Maße multiplikativ einwirkende Störungen, verursacht beispielsweise durch eine veränderte Erregeramplitude an der Primärwicklung der Leiterstruktur 22 oder aber auch durch Veränderungen des Luftspaltes zwischen Positionsgeber 26 und Leiterstruktur 22, nahezu vollständig kompensieren.
Darüber hinaus erhält man mit Gleichung (1 .1 ) eine Linearisierung der entstehenden Charakteristischen Kurve (CC) insbesondere dann, wenn der Funktionsverlauf der Signale eABsiA und eABS2A bezogen auf den Referenzweg nichtlinear ist. Dies ist darauf zurückzuführen, dass bei der bloßen Subtraktion (ohne Normierung) von eABsiA und eABS2A nur eine zufriedenstellende lineare Charakteristische Kurve entsteht, wenn die Summe aus eABsiA und eABS2A bezogen auf den Referenzweg konstant ist. Dies ist beispielsweise dann erfüllt, wenn eABsiA und eABS2A linear sind und zueinander eine inverse Steigung aufweisen. In anderen Fällen, in denen eABsiA und eABS2A zueinander nicht zwingend eine inverse Steigung aufweisen und die Funktionen selbst untereinander zwar ähnlich jedoch mehr oder weniger nichtlinear sind, erfolgt eine Linearisierung der Charakteristischen Kurve, indem mittels Gleichung (1 .1 ) jeder Messwert der Differenz aus eABsiA und eABS2A auf den an diesem Messort zugehörigen Summenwert dieser Signale bezogen wird. Eine konstante Summe der beiden Signale ist hierdurch entbehrlich geworden. Die Anwendung von Gleichung (1 .1 ) weist gegenüber der Auswertung mit der Arkustangensfunktion einige Vorteile auf:
• einfache und damit schnell ablaufende Signalverarbeitung bestehend lediglich aus Addition, Subtraktion und Division von digitalen Signalen, bzw. diskreten Zahlenwerten. • Nutzung der in Gleichung (1 .1 ) errechneten Summen- und Differenzwerte zur Plausibilisierung in erweiterten Sicherheitsfunktionen ohne nennenswerten Mehraufwand.
• weitestgehende Unabhängigkeit vom Funktionsverlauf der Eingangsgrößen eABsiA und eABS2A: Während das in DE 10 2014 219 092 A1 verwendete Verfahren, basierend auf der Arkustangensfunktion, angewiesen ist auf Eingangsfunktionen mit möglichst unverzerrtem Sinus- und Kosinusverlauf - leichte Abweichungen führen bereits zu deutlichen Verzerrungen vom angestrebten linearen Verlauf der Wegkennlinie CC - ist dies bei dem hier favorisierten Verfahren, wie oben dargestellt, nicht erforderlich. Hieraus ergibt sich in der Praxis der nennenswerte Vorteil einer höheren Kennliniengenauigkeit bei gleichzeitiger Freiheit in der Gestaltung der Leiterstruktur, die nunmehr nur noch relativ weitgefassten Kriterien entsprechen muss.
Im weiteren Signalverlauf übernehmen die Funktionselemente„Differenzbildung“ 6, „Summenbildung“ 8 und „Quotientenbildung“ 7 die eigentliche Errechnung des Positionswertes gemäß Gleichung (1 .1 ). Nach einer Kennlinien- Linearisierung 4 und einer Aufbereitung gemäß verabredeter Schnittstelle 5, diese sollte um unnötige Umwandlungsverluste zu vermeiden digital ausgeführt sein, steht an 25 das fertige Positionssignal zur Verfügung.
Besonderer Bedeutung kommt der Erzeugung von Erregerfrequenz fr_A und Lokaloszillatorfrequenz fLo_A für den Mischprozess zu. Diese sollen, wie in DE 10 2014 219 092 A1 bereits aufgezeigt, um unnötige Fehler zu vermeiden frequenzstabil sein und in einem festen, geeigneten Frequenzverhältnis zueinander stehen.
Dies wird auf einfache Weise erreicht, indem beide Signale aus einer Bezugsfrequenz synthetisiert werden. Diese Bezugsfrequenz wird von Quarzoszillator 3 bereitgestellt und mittels Timer 16 (1O_A) und Timer 17 (ΪT_A) durch Frequenzteilung die entsprechenden passenden Zielfrequenzen aufbereitet. Alle übrigen für die digitale Signalverarbeitung benötigten Taktfrequenzen lassen sich auf ähnliche Weise frequenzstarr bezüglich Quarzoszillator 3 ableiten. Während die Mischer 21 und 20 direkt mit rechteckförmigen Signalen der Frequenz fi_o_A angesteuert werden können, erfordert die Ansteuerung der Primärwicklung der Leiterstruktur 22 die Sinusform. Dies geschieht mit einem noch zu besprechenden Umwandlungsnetzwerk 24 im Verbund mit einem einfachen Tiefpassfilter und Treiberverstärker 23.
Das Sensorsystem als Ganzes ist vornehmlich auf einen gemischten Schaltungsaufbau bestehend aus diskreten, vornehmlich für die analoge Signalverarbeitung zuständigen Baueinheiten, sowie einem hochintegrierten pC für Steuerungszwecke sowie digitale Signalverarbeitung zugeschnitten. Eine Vollintegration aller aufgeführten Baueinheiten ist möglich. Für das Verständnis der in den nachfolgenden Abschnitten vorgenommenen Bewertung verschiedener Verfahren ist es von Bedeutung zu berücksichtigen, dass vorzugsweise in dem Sensorsystem
• Gleichung (1.1 ) zur Anwendung kommen soll.
• nur zwei verschiedene Signale e aus der Leiterstruktur aus Aufwandsgründen verarbeitet werden sollen.
• die Amplitudendemodulation der umgesetzten Signale e der Leiterstruktur mit Hilfe des Goertzel- Algorithmus“ also einem inkohärenten und damit nicht phasenempfindlichen Demodulationsverfahren durchgeführt werden soll.
Als Positionsgeber für rein- induktive Positionssensoren mit flach ausgeführten Strukturen (z.B. auf Leiterplattenbasis) lassen sich prinzipiell zwei Arten unterscheiden, die auf einer grundlegend unterschiedlichen Wirkungsweise beruhen:
■ Das metallene Wirbelstrom- Dämpfungsplättchen 1 , dargestellt in Fig. 2 a), besteht aus elektrisch leitfähigem Material, das in seiner Form der jeweiligen Leiterstruktur 2 angepasst an entsprechend überdeckter Stelle in der Leiterstruktur eine Bedämpfung des Signals erzeugt, so dass sich ein Unterschied der Ausgangsamplitude zu den Bereichen auf der Leiterstruktur ergibt, die nicht bedeckt sind. Die Erregung der Leiterstruktur mit einem hochfrequenten Wechselsignal wird von der umgebenden (Primär-) Erregerwicklung 19 übernommen.
Die Vorteile des metallenen Dämpfungsplättchens sind einerseits bei der ökonomischen Herstellung zu sehen, das gilt zumindest dann, wenn keine höherwertigen Herstellprozesse aufgewendet werden, sondern ein einfacher Stanzvorgang ausreichend ist.
Ein weiterer Vorteil liegt in der universellen Anwendung, die unabhängig von dem gewählten Signalverarbeitungsverfahren erfolgen kann. Dies drückt sich unter anderem in den in Fig. 2 b) beispielhaft dargestellten Frequenzkennlinien, d.h. Amplitudengang 205 (mit Referenzwert 203) und insbesondere Phasengang 206 (mit Referenzwert 208) aus. Dargestellt ist jeweils das Übersetzungsverhältnis des Ausgangssignals der Leiterstruktur im Verhältnis zum konstanten Eingangssignal der Erregerwicklung.
Mit einem zumindest im schmalen Frequenzbereich um die angenommene Erregerfrequenz (in Fig. 2 durch die Markierungen 204 und 207 gekennzeichnet) mit kleiner Steigung nahezu konstant verlaufenden Amplitudengang, insbesondere jedoch einem ebenso konstant verlaufenden Phasengang stellt dieser Verlauf besonders für phasenempfindlich auswertende Systeme (phasenempfindlicher Gleichrichter) keine Einschränkung insofern dar, als dass nennenswerte Änderungen des ursprünglichen Phasenübertragungsmaßes (z.B. durch Veränderung der Umgebungsbedingungen) zu erwarten wären. Aufgrund der kleinen Steigung der Phasenkennlinie 206 kann vielmehr von einem definierten Phasenübertragungsmaß an der Stelle der Erregerfrequenz ausgegangen werden. Übermäßige Phasenverschiebungen oder besser gesagt Änderungen des Phasenübertragungsmaßes und damit verbundene Funktionseinschränkungen sind nicht zu erwarten. Nachteilig am metallenen Wirbelstrom- Dämpfungsplättchen ist, dass diese Art von Positionsgeber prinzipbedingt grundsätzlich nur eine Dämpfung, d.h. eine Signalverringerung der in die Leiterstruktur 202 induzierten Energie erzeugen kann. In Abhängigkeit von der verwendeten Leiterstruktur muss dieser Signalverlust durch Nachverstärkung in den folgenden signalverarbeitenden Stufen wieder aufgefangen werden.
Ein wesentlich bedeutsamerer Nachteil ist jedoch der nur kleine wirksame Effekt, d.h. das Maß der Bedämpfung, den das Dämpfungsplättchen in der Leiterstruktur hervorruft. Dieses Defizit resultiert in der Praxis in deutlich höheren Anforderungen an die mechanischen Toleranzen der Leiterstruktur/Positionsgeber- Kombination, d.h. die nutzbaren Luftspalte und die tolerierbaren Luftspaltänderungen werden im Vergleich zu dem nachfolgend vorgestellten resonanten Positionsgeber, deutlich kleiner ausfallen müssen. Da kleinere mechanische Toleranzen stets mit einer Kostensteigerung einhergehen, relativiert sich meist der ursprüngliche Kostenvorteil des metallenen Wirbelstrom- Dämpfungsplättchens, wenn sämtliche Kostenbeiträge des Sensorsystems im Gesamten betrachtet werden.
Der resonante Positionsgeber 209 und 210, dargestellt in Fig. 2 c) hingegen, stellt elektrisch einen Parallelschwingkreis bestehend aus Spule L 217 und Kondensator C 218 dar. Mechanisch wird zumeist die Spule des Parallelschwingkreises als eine flache, spiralförmige Windungsstruktur 210 ausgebildet, zu welcher der notwendige Kondensator elektrisch parallel angeordnet wird. Vielfach wird die Windungsstruktur 210 als gedruckte, d.h. geätzte Struktur auf Leiterplattenbasis erstellt, auf die sodann der Kondensator 209 z.B. verlötet werden kann. Die Vorteile liegen dabei in der hohen Reproduzierbarkeit der Induktivität des Parallelschwingkreises und in dem weithin bekannten Standard- Prozess, den die Leiterplattenherstellung in der Industrie darstellt. Die mechanischen Abmessungen des resonanten Positionsgebers sind der jeweiligen Leiterstruktur 202 angepasst und rufen an entsprechend überdeckter Stelle in der Leiterstruktur eine Verstärkung des Signals infolge des resonant auf die Erregerfrequenz abgestimmten Parallelschwingkreises hervor. Durch die Verstärkung des resonanten Schwingkreises ergibt sich ein Unterschied der Ausgangsamplitude zu den Bereichen auf der Leiterstruktur, die nicht bedeckt sind. Die Erregung der Leiterstruktur mit einem hochfrequenten Wechselsignal wird wie zuvor auch von der umgebenden (Primär-) Erregerwicklung 219 vorgenommen. Die Eigenschaften des resonanten Positionsgebers können nur störungsfrei und zuverlässig in Verbindung mit einem nicht die Phaseninformation auswertenden Signalverarbeitungsverfahren genutzt werden, denn, wie aus den in Fig. 2 d) dargestellten Frequenzkennlinien, d.h. Amplitudengang 212 (mit Referenzwert 21 1 ) und Phasengang 214 (mit Referenzwert 216) ersichtlich wird, weist insbesondere der Phasengang einen ausgeprägt steilen Übergangsverlauf im Resonanzfrequenzbereich auf. Dargestellt ist jeweils erneut das Übersetzungsverhältnis des Ausgangssignals der Leiterstruktur im Verhältnis zum konstanten Eingangssignal der Erregerwicklung. Diese steile Phasenkennlinie führt bereits bei kleinen Abweichungen des Resonanzpunktes, z.B. bei Veränderung der Umgebungsbedingungen, zu deutlichen Änderungen des Phasenübertragungsmaßes, und damit zu meist nicht tolerierbaren Einschränkungen im Verbund mit phasenempfindlich auswertenden Systemen, die z.B. einen phasenempfindlichen Gleichrichter zur Signaldemodulation einsetzen. Andere Sensorsysteme, die z.B. nur den Betrag der Sekundärspannungen auswerten und sonst keinen Bezug zur Phasenlage des Primärsignals nehmen, so wie es auch im hier beschriebenen Sensorsystem umgesetzt ist, können die Vorteile des resonanten Positionsgebers nutzbar machen:
• Aufgrund des Resonanzeffekts ist mit einem resonanten Positionsgeber, dessen Resonanzfrequenz abgestimmt ist auf die Erregerfrequenz der Primärwicklung, ein deutlicher Zugewinn an Sekundäramplitude insbesondere im Vergleich zum metallenen Wirbelstrom- Dämpfungsplättchen zu verzeichnen. Flierdurch vereinfacht sich die Sekundärsignalaufbereitung deutlich, da weniger Nachverstärkung aufgebracht werden muss. Als typischer Richtwert des Zugewinns im Bereich der primären Erregerfrequenz, Wirbelstrom- Dämpfungsplättchen zu resonantem Positionsgeber, kann das Spannungsübersetzungsverhältnis 204 (Dämpfungsplättchen) mit dem Spannungsübersetzungsverhältnis 213 (resonanter Positionsgeber) in Fig. 2 verglichen werden. Bei sonst gleichen Bedingungen ergibt sich in diesem Beispiel ein Unterschied im Übertragungsmaß von mehr als 20 dB. • Mit der Wirkung der Resonanz stellt sich auch ein merklich ausgeprägter Effekt, d.h. das Maß der Verstärkung, bzw. Signalüberhöhung, den der resonante Positionsgeber in der Leiterstruktur hervorruft, ein. Eine gegenüber dem Wirbelstrom- Dämpfungsplättchen deutlich geringere Abhängigkeit bzgl. mechanischer Toleranzen der Leiterstruktur/Positionsgeber- Kombination, wie sie z.B. die nutzbaren Luftspalte und insbesondere die tolerierbaren Luftspaltänderungen darstellen, sind die positive Folge davon.
• Besondere Bedeutung erlangt der resonante Positionsgeber im Verbund mit sog. symmetrischen Leiterstrukturen, wie sie im nächsten Abschnitt vorgestellt werden. Durch ihre Eigenschaft bei fehlendem Positionsgeber kein Signal in der sekundären Leiterstruktur entstehen zu lassen, macht der resonante Positionsgeber den induktiven Übertrager zum integrierten Eingangsbandfilter, denn die Übertragungscharakteristik des resonanten Positionsgebers wird dadurch auf den gesamten Trafo und damit auch auf seine Empfindlichkeit bzgl. Störungen von außen, die außerhalb des Erregerfrequenzbereichs liegen, übertragen. Die Selektionswirkung lässt sich am Amplitudengang 212 in Fig. 2 ablesen. Seine Wirkung als selektives Vorfilter am Eingang der Signalkette bringt deutliche Vorteile in Bezug auf die Störanfälligkeit gegenüber störenden Signalen der Umgebung (EMV) mit sich und macht separate (kostenintensive) Filterbaugruppen in den meisten Fällen entbehrlich.
Der Leiterstruktur eines rein- induktiven Positionssensors kommt, da sie die Eigenschaften und Robustheit des gesamten Sensorsystems maßgeblich beeinflusst, besondere Bedeutung zu.
Neben allgemeinen und speziellen Anforderungen im Verbund mit der hier verwendeten Signalverarbeitungsstrategie, sollen nachfolgend zwei industrietypische Ausführungen an Leiterstrukturen als Repräsentanten des Stands der Technik, sowie ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen, sämtliche Anforderungen erfüllenden Leiterstruktur vorgestellt werden. Um im Automotive- Umfeld bestehen zu können, sind verschiedene Anforderungen von der Leiterstruktur zu erfüllen, die sich in erster Linie auf das Verhalten der von der Leiterstruktur erzeugten Signale in Bezug auf Veränderung des mechanischen Umfelds, d.h. z.B. Luftspaltänderung zwischen Positionsgeber und Leiterstruktur, bezieht.
Jedoch gibt es auch spezielle Anforderungen an die Leiterstruktur, die auf die gewählte Art und Weise der Signalverarbeitung, welche in diesem hier besprochenen Sensorsystem angewendet wird, zurückzuführen ist. Zusammengefasst sind für eine Leiterstruktur folgende Faktoren von Bedeutung:
• I: Die eingangs vorgestellte prinzipielle Signalverarbeitung geht zur Ermittlung der Position von zwei Ausgangssignalen der Leiterstruktur aus, mit denen sich unter Verwendung von Gleichung (1 .1 ) die Position errechnen lassen soll.
— > Die Leiterstruktur soll zwei sekundäre Ausgangssignale bereitstellen, mit denen sich unter Verwendung von Gleichung (1 .1 ) eine Positionskennlinie, bzw. die Charakteristische Kurve (CC) ermitteln lässt.
• II: Der Modulationsgrad jeder der beiden sekundären Ausgangsgrößen der Leiterstruktur, per Definition und bezogen auf Fig. 3 als der Quotient aus der Differenz von maximaler und minimaler Sekundäramplitude zu der Summe aus maximaler und minimaler Amplitude, sich verändernd über die Referenzposition, beeinflusst in bedeutendem Maße die native Kennliniensteigung, wenn zur Berechnung der Charakteristischen Kurve
Gleichung (1 .1 ) verwendet wird. Für den Modulationsgrad gilt demnach (Fig. 3):
Figure imgf000016_0001
(2.1 )
Einen grafischen Zusammenhang zwischen Modulationsgrad und resultierender nativer Kennliniensteigung der CC-Kennlinie ist in Fig. 4 wiedergegeben. Fällt die Kennliniensteigung kleiner aus als 100%, so muss die native Kennlinie nachträglich im Rahmen einer mathematischen Kennlinienkorrektur so verändert werden, dass die 100% Kennliniensteigung als erwartete Steigung der Kennlinie am Ausgang des Sensors wieder erreicht wird. Da die Kennlinienkorrektur mit Verlusten verbunden ist, neben der Vergrößerung der Steigung werden auch die Störungen und Fehler mit vergrößert, ist eine möglichst große native Steigung anzustreben. Als Richtwert wird für dieses Sensorsystem eine minimale Positionskennliniensteigung von 80 % erwartet. Dies entspricht nahezu einem äquivalenten Modulationsgrad der einzelnen Sekundärsignale der Leiterstruktur von nrideg® 90%.
— > Beide Sekundärsignale der Leiterstruktur sollen über den gesamten Positions-Messweg betrachtet einen Modulationsgrad von mindestens mdeg= 90% aufweisen.
• III: Das mit der in Zusammenhang mit der in Fig. 1 vorgestellten Signalverarbeitung verwendete Demodulationsverfahren, das zur Rückgewinnung der beiden Amplitudeninformationen, der auf einen Träger aufmodulierten Sekundärsignale der Leiterstruktur benötigt wird, ist mit dem Goertzelfilter gemäß Fig. 1 nur in der Lage den Betrag der Sekundärsignale zu bilden, also eine klassische, aber sehr präzise Amplitudendemodulation durchzuführen. Zur Verdeutlichung zeigt Fig. 5 b) im Zeitbereich ein typisches auf einen Träger aufmoduliertes Ausgangssignal der Leiterstruktur (mehrere Positionsperioden sind dargestellt) bei mdeg= 100%. Hierbei entspricht Positionsziffer 54 dem nach der Betragsbildung gewonnenem Signal, das zur Positionsberechnung benötigt wird, während 55 den Trägeranteil zeigt, der zwar zu bestimmten Zeiten null werden darf (für mdeg= 100%), der jedoch nicht zu einem Phasensprung an der Stelle 56 führen darf. Industrieweit vornehmlich eingesetzt ist das Ausgangssignal der Leiterstruktur gemäß Fig. 5 a). Dieses amplitudenmodulierte Signal mit unterdrücktem Träger, dessen Kennzeichen der Phasensprung im Trägersignal 53 ist würde, dem amplitudendemodulierenden Goertzelfilter angeboten, zu erheblichen Verzerrungen der für die Positionsberechnung benötigten Ausgangssignale des Goertzelfilters führen. Eine sinnvolle Positionskennlinie lässt sich mit diesem Signal im Verbund mit dem AM- demodulierenden Goertzelfilter nicht erreichen.
— > Die Leiterstruktur soll über den Positions- Messweg zwei AM- Signale als Ausgangsgrößen zur Verfügung stellen. • IV: Damit die mit Gleichung (1 .1 ) unter anderem verbundenen Fehlerkompensationseigenschaften nutzbar werden, muss die verwendete Leiterstruktur bei einwirkendem Fehler, z.B. durch eine Veränderung des Luftspalts Leiterstruktur Positionsgeber, sich bzgl. seiner beiden Ausgangssignale so verhalten, dass beide Signale sich proportional hinsichtlich der fehlerverursachenden Signalveränderung verhalten. Diese Anforderung soll unabhängig von der Referenzposition, die der Positionsgeber eingenommen hat gelten. Damit die Leiterstruktur diese Eigenschaft aufweisen kann, muss sie konstruktiv i.d.R. so gestaltet sein, dass sie ein verbindendes Element enthält, das unabhängig von der Position innerhalb des Messweges wirken kann.
— > Einwirkende „mechanische“ Störungen sollen sich mit der Leiterstruktur elektrisch so auswirken, dass beide Leiterstrukturausgangssignale ortsunabhängig eine proportionale Änderung erfahren (Ortsproportionalität).
Leiterstrukturen für rein- induktive Sensoren sind in verschiedenen Ausführungen bekannt. Nachfolgend sollen zwei Beispiele, die z.T. auch bereits industriell eingesetzt werden, skizziert und ihre Eigenschaften in Bezug auf die zuvor genannten geforderten Mindestanforderungen dargestellt werden.
Die einfache unsymmetrische Leiterstruktur skizziert in Fig. 6, besteht aus zwei funktionsgleichen nebeneinander angeordneten (sekundären) Leiterschleifen 61 und 62, die elektrisch unabhängig sind. Die Leiterstruktur wird per Primär- Erregerwicklung 63 mit einem magnetischen Wechselfeld durchsetzt. Mit einem Positionsgeber 64, dessen Längenabmessung sich mechanisch an der Länge einer Leiterschleife orientiert, kommt es mit einem Wirbelstrom- Dämpfungsplättchen als Positionsgeber in der jeweiligen Leiterschleife zu einer der Überdeckungsfläche Leiterschleife 61 oder 62 Positionsgeber 64 proportionalen Verringerung (Dämpfung) der Sekundärausgangsspannung uai bzw. ua2. Kommt ein resonanter Positionsgeber mit gleichen Flächenabmessungen zum Einsatz, so wird sich in der Sekundärausgangsspannung uai bzw. ua2 eine entsprechende Signalüberhöhung feststellen lassen.
Mit gleichförmiger Bewegung des Positionsgebers entlang der Positionsmessachse verändern sich die Spannungen uai bzw. ua2 praktisch linear und mit inverser Steigung zueinander, so dass sich mit diesem Verhalten unter Verwendung von Gleichung (1.1 ) eine Position errechnen lässt. Die einfache asymmetrische Leiterstruktur vereint konstruktionsbedingt folgende Vorteile in sich:
• Einfache Strukturgestaltung, da nur einfache geometrische Grundelemente verwendet werden. Die Anzahl der Sekundärwicklungen lassen sich einfach, z.B. spiralförmig, zur Vergrößerung der sekundärseitig induzierten Spannungen uai und Ua2 mit höherer Windungszahl ausrüsten.
• Sehr lineare Charakteristische Kurve (CC), da beide Ausgangsgrößen uai und ua2 sich ebenfalls, bei gleichförmiger Bewegung des Positionsgebers, linear in der Amplitude verändern.
• Die Ausgangsgrößen uai und ua2 entsprechen, da sie sich wie ein AM- Signal mit Träger verhalten, der Anforderung III und sind damit mit der hier verwendeten Signalverarbeitung (Betragsbildner) demodulierbar.
Die einfache unsymmetrische Leiterstruktur hat jedoch auch wenige aber sehr bedeutsame Nachteile:
• Sensorsysteme ausgerüstet mit dieser Leiterstruktur weisen eine erwartungsgemäß niedrige Robustheit bzgl. eingestrahlter elektronmagnetischer Größen auf (EMV), da die unabhängigen Leiterschleifen als Breitband- Antennen wirken. Auch der Einsatz eines resonanten und damit schmalbandigen Positionsgebers verbessert die Situation kaum, da der Einfluss des Positionsgebers, leiterstrukturbedingt, nicht ganzheitlich auf die gesamte Leiterstruktur erfolgen kann. Es wird stets Leiterstrukturteile geben, die positionsabhängig von der resonanten Leiterstruktur unbeeinflusst bleiben.
• Es ist nicht möglich mit dieser Leiterstruktur Modulationgrade zu erzeugen, die auch nur annähernd an die in Anforderung II formulierten Größen (mdeg= 90%) heranreichen. Dies ist darauf zurückzuführen, weil die Leiterstruktur, konstruktionsbedingt, stets mit einem induktiven„Grundfluss“ durchsetzt wird, der stets eine Restspannung uai und ua2 entstehen lässt und die dadurch das Erreichen hoher Modulationsgrade vereitelt.
• Bedingt durch die Unabhängigkeit der Leiterstrukturen 61 und 62 im Verbund damit, dass jede einzelne Leiterstruktur nicht über die gesamte Messweglänge wirksam ist, kann ebenfalls Anforderung IV nicht annähernd erfüllt werden. Die Folge davon ist eine erhebliche Abhängigkeit des errechneten Positionswertes vom Luftspalt Leiterstruktur Positionsgeber. Eine Kompensation dieser mechanischen Störgrößen durch Anwendung der Gleichung (1 .1 ) ist nur in dem seltenen Fall der Mittelstellung des Positionsgebers (beide Leiterschleifen 61 und 62 der Leiterstruktur sind gleichmäßig überdeckt) und ansonsten nur nichtzufriedenstellend möglich!
Aufgrund der vergleichsweise geringen nativen Kennliniensteigung der Positionskennlinie, insbesondere jedoch wegen der Nichterfüllung von Anforderung IV ist schon bei kleinen mechanischen Toleranzen mit großen Positionsfehlern in der Praxis zu rechnen, die zusammengefasst den Einsatz der einfachen unsymmetrischen Leiterstruktur nicht nur nicht zweckmäßig, sondern geradezu unbrauchbar im Praxiseinsatz macht.
Die „symmetrische Drei- Signal Leiterstruktur“ besteht gemäß Fig. 7 aus drei unabhängigen, jedoch ortsgleich übereinander angeordneten Leiterstrukturen, die entsprechend drei Ausgangsspannungen u1 ...u3 bereitstellen. Die Unterscheidung der Leiterstrukturen erfolgt in Fig. 7 durch unterschiedliche Strichlierung der Strukturgrenzen.
Die drei Leiterstrukturen werden mittels Primär- Erregerwicklung 72 mit einem magnetischen Wechselfeld durchsetzt. Mit gleichförmiger Bewegung des Positionsgebers 71 entlang der Positions- Messachse wird von jeder Leiterstruktur, aufgrund deren Strukturgestaltung, eine Spannung mit sinusähnlichem Hüllkurvenverlauf erzeugt (u1 , u2, u3). Die Hüllkurven der Spannungen u1 — > u2 und u2— > u3 sind aufgrund der Anordnung der Leiterstrukturen zueinander um einen Phasenwinkel von 120° verschoben. Für die Rückgewinnung (Demodulation) der für die Berechnung der Position notwendigen drei Signale ist bei dieser Ausführung der Leiterstruktur stets ein phasenempfindlicher Gleichrichter vonnöten.
Die besonderen Konstruktionsmerkmale der Leiterstruktur als Kennzeichen, die auf diese Anforderung hinweist, sind die elektrisch isolierten Kreuzungszonen 73 in Fig.
7 zu sehen, die in jeder der drei Leiterstrukturen vorhanden sind. Sobald die für die Positionsberechnung erforderlichen Signale mit einem geeigneten Demodulator zurückgewonnen worden sind, ist gemäß Fig. 8 von dem eingesetzten Positions- Berechnungsalgorithmus, der stets alle drei Signale auswertet, jedoch nur jeweils zwei Signale zur Wegberechnung heranzieht, zunächst eine Aufteilung des Positions-Amplituden Kennlinienfeldes in Sektoren A - F vorgenommen. Die in Fig.
8 in den jeweiligen Sektoren fett dargestellten Signalpaare werden unter Verwendung von Gleichung (1 .1 ) zur Positionsberechnung herangezogen.
Als Beispiel bezogen auf Fig. 8 verwendet Sektor A die Signale u1 und u3, in Sektor E würden die Signale u2 und u3 verwendet werden um zwei (von insgesamt sechs) recht lineare Teilstücke der Positionskennlinie (CC) zu erhalten. Bedeutsam ist hierbei der implementierte Sektor Erkennungsmechanismus, denn dieser bestimmt welches jeweilige Signalpaar geeignet ist, um das zugehörige Positionskennlinien- Teilstück zu berechnen.
Indem der Positionsgeber den gesamten Messweg durchläuft, sind letztlich sechs Positionskennlinien- Segmente zusammenzufügen, so dass sich unter Berücksichtigung segmentindividueller Steigungs- und Offsetkorrekturen die vollständige Charakteristische Kurve ergibt. Mit der symmetrischen Drei- Signal Leiterstruktur ergeben sich zusammengefasst folgende Vorteile:
• Als Ausgangsgröße des Positions- Berechnungsalgorithmus“ erhält man recht lineare Positionskennlinien, deren Steigung das Kriterium aus Anforderung II erfüllen.
• Die mechanische Länge der Leiterstruktur kann vollständig zur Positionsbestimmung verwendet werden. Ungenutzte Bereiche treten nicht auf. Die symmetrische Drei- Signal Leiterstruktur beinhaltet jedoch auch, insbesondere im Zusammenhang mit der hier angewendeten Signalverarbeitung, zahlreiche Nachteile:
• Für die Ermittlung der eigentlichen Position müssen drei Signale erzeugt und verarbeitet werden. Damit ist die zuvor formulierte Anforderung I nicht erfüllt, die von zwei Signalen ausgeht.
• Ungenaue oder fehlerhafte Erkennung, bzw. Zuordnung der Sektoren, führt zu Sprüngen in der Positionskennlinie, da die für den jeweiligen Sektor zur Auswahl kommenden Signalpaare falsch sind.
• Die Ausgangssignale ui, U2 und U3 (Fig. 7) lassen sich nicht fehlerfrei mit einem Betragsbildner rückgewinnen, d.h. es handelt sich nicht um AM mit Träger Signale, die gemäß Anforderung III für das hier verwendete Signalverarbeitungsverfahren erforderlich sind. Damit verbunden ist die Notwendigkeit des Einsatzes eines Wirbelstrom-Dämpfungsplättchens dessen Nachteile zuvor erläutert wurden.
Mit der Kenntnis der Defizite der vorangegangenen beispielhaften Leiterstrukturen, aber auch unter Berücksichtigung der erweiterten Möglichkeiten, die sich durch Anwendung von Gleichung (1 .1 ) zur Positionsbestimmung ergeben, soll nachfolgend erarbeitet werden wie die Leiterstruktur eines erfindungsgemäßen Sensors ausgebildet sein sollte, die sämtliche zuvor genannte Anforderungen erfüllt. Dabei soll in der Signalkette der Fig. 1 rückwärts vorgegangen werden, d.h. es sollen zunächst die notwendigen Signalformen der beiden Signale eABsiA und eABS2A (Fig. 1 ) als Eingangsgröße für den Positionsberechnungsalgorithmus (Gleichung (1 .1 )) gefunden werden, aus denen sodann rückwirkend die erforderliche Leiterstruktur erarbeitet werden kann.
Bereits in Zusammenhang mit der Drei-Signal-Leiterstruktur wurde ersichtlich, dass sich auch mit sinusähnlichen Eingangsgrößen zur Positionsberechnung eine, wenn auch nur abschnittweise, Positionsberechnung ausreichender Güte durchführen lässt. Grund hierfür ist die mit Gleichung (1 .1 ) formulierte Rechenvorschrift, deren ausgesprochen vorteilhafte Eigenschaften dafür sorgen, dass für eine Positionskennlinie mit hinreichender Steigung und Linearität nicht zwingend auch linear verlaufende Eingangsgrößen erforderlich sind. Man erhält selbst bei stark nichtlinearen Eingangsgrößen QABXIA und eABS2A eine monoton verlaufende native, d.h. noch nicht einer Kennlinienkorrektur ausgesetzte Positionskennlinie mit zumeist guter Linearität.
Die Motivation sich mit nichtlinearen Eingangsgrößen zur Positionsberechnung auseinander zu setzen lässt sich damit begründen, dass die noch zu erarbeitende Leiterstruktur von symmetrischer Grundstruktur sein soll und die Ausgangsgrößen symmetrischer Leiterstrukturen grundsätzlich nichtlinear sind.
Besonders störend an der Lösung der beschriebenen Drei-Signal-Leiterstruktur war, dass für die Positions-bestimmung drei Signale benötigt wurden und diese damit im Verbund mit der hier verwendeten Signalverarbeitung nicht eingesetzt werden kann. Dass man bei näherer Betrachtung auch mit zwei nichtlinearen, in diesem Falle rein sinusförmigen, Eingangssignalen unter Verwendung der Gleichung (1 .1 ) eine monoton verlaufende Positionskennlinie erhalten kann, zeigt Fig. 9 am Beispiel zweier gleichfrequenter Sinusfunktionen von denen jeweils eine volle Periode dargestellt ist und deren Funktionswerte beispielhaft im Intervall [0,1 ] für eine normierte Darstellung erscheinen sollen. Die Sinusfunktion 91 (sin1 ) sei mit einem konstanten Phasenwinkel fi= -90° und die Sinusfunktion 92 (sin2) mit einem konstanten Phasenwinkel q>2= -10° beaufschlagt. Als Eingangsgrößen für Gleichung (1 .1 ) zur Berechnung einer Position gilt folgende Äquivalenz:
sin1 ^ eABsiA und sin2 ^ eABS2A. Die Benennung der Signale nach Sinusfunktionen ist an dieser Stelle jedoch anschaulicher.
Ebenfalls dargestellt ist mit Graf 94 das Ergebnis der Rechnung unter Verwendung von Gleichung (1 .1 ). Aus Gründen der Darstellung in einem Diagramm mit den Quellsignalen 91 und 92, ist der Graf 94 in eine normierte Form gebracht worden:
CC + 1
Bei der Darstellung in Fig. 9 gilt demnach für Graf 94= CCd= 2
Erkennbar ist, dass die gewonnene Positionskennlinie 94 nicht über die gesamte Periodendauer der Eingangsgrößen sin 1 und sin2 nutzbar ist - in einem Teilbereich der Referenzposition kommt es zu einer mehrdeutigen Darstellung. Dieser Effekt ist störend und hat im weiteren Verlauf auch Auswirkungen auf die spätere Leiterstruktur in der Form, dass die für die Positionsermittlung nutzbare Länge der Leiterstruktur stets kleiner ist, als deren im gesamten aufzuwendende mechanische Länge. Da die Effizienz der Längenausnutzung eingeschränkt ist, sei hierfür die sog. Längeneffizienz (LE) definiert, die bezogen auf Fig. 9 beschreibt, wie weit sich der lineare, monoton steigende und damit nutzbare Teil der Positions-kennlinie im Verhältnis zur Maximalreferenzposition erstreckt. Der praktisch nutzbare Teil der gewonnenen Positionskennlinie, in Fig. 9 fett als Graf 93 dargestellt, ist jeweils der Teilbereich, der einen monotonen Funktionsverlauf abbildet. Die Längeneffizienz ist rechnerisch bestimmbar und aus dem Verlauf der Quellfunktionen sin1 und sin2 ableitbar:
Bei konstant gehaltenem Phasenwinkel cp1 = -90° der Funktion sin1 lässt sich die Längeneffizienz LE aus dem Phasenwinkel cp2 der zweiten Sinusfunktion sin2 ableiten.
Hierbei ist der Umstand zu berücksichtigen, dass das Ende des sinnvoll nutzbaren Intervalls der normierten Wegkennlinie per Definition die Längeneffizienz LE angibt, sofern die normierte Referenzposition Werte im Intervall [0,1 ] annehmen kann. Weiterhin ist bezeichnend, dass das relative Minimum der sin2 Funktion, aufgrund von Gleichung (1 .1 ), gerade auch diesem Referenzpositionswert entspricht.
Mit dem relativen Minimum bei x= 270° der allgemeinen Sinusfunktion y= sin(x+cp) und cp= 0, stellt sich entsprechend für
Figure imgf000024_0001
0 das relative Minimum als Funktion von f folgendermaßen ein: x= 270°- <p Die Normierung des Ortes vom Winkel im Gradmaß auf das hier betrachtete Intervall [0,1] führt schließlich zur Längeneffizienz LE:
LE _ 270° - cp2 _ 3 cp2
360° 4 360°
(2.2)
Eine genauere Betrachtung in Bezug auf die Abhängigkeiten von Linearität und Längeneffizienz mit dem Ziel ein Optimum zu finden für die Linearität der Kennlinie im sinnvoll nutzbaren Intervall, bzw. die zugehörige Längeneffizienz, das sodann als Konstruktionsgröße für die spätere symmetrische Leiterstruktur verwendet werden kann, sei nachfolgend dargestellt. Hierzu ist in Fig. 10 als Kurvenschar der jeweils monoton steigende Teil der Positionskennlinie individuell normiert dargestellt, bei welcher der Phasenwinkel q>2 der sin2 Quellfunktion als Parameter variiert wurde. fi ist mit fi= -90° konstant gehalten. Die jeweils sich ergebende Längeneffizienz LE, hier aufgrund der individuell normierten Darstellung nicht grafisch sichtbar, ist ebenfalls unter Verwendung von Gleichung (2.2) mit angegeben.
Aus der Darstellung in Fig. 10 kann man bereits grob ablesen, dass sich das Linearitätsoptimum im Bereich -15° < y2 < -5°, bzw. 0,764 < LE < 0,792 befindet. Noch anschaulicher wird es mit der Darstellung des Linearitätsfehlers e_ph der Grafen aus Fig. 10 in Fig. 11 , die den Phasenwinkel um y2= -10° als
Linearitätsoptimum ausweisen. Der Linearitätsfehler wurde hierbei mit der 2- Punkt Geradenmethode ermittelt, wobei die zwei Punkte der Vergleichsgeraden mit den jeweiligen Extremwerten der Positionskennlinie zusammenfallen. Aufgrund des relativ betrachtet vorteilhaft niedrigen Linearitätsfehlers um y2= -10°, soll dieser Wert als Konstruktions- Richtwert für die nachfolgend zu gestaltende symmetrische Leiterstruktur herangezogen werden.
Weiter Rückwärts gehend in der Signalkette der Fig. 1 erreicht man nun den analogen Bereich mit der Leiterstruktur und den Signalen esiA und es2A, die geeignet für die dargestellte Signalverarbeitung zur Verfügung gestellt werden müssen, um nach der betragsbildenden Demodulation die Quellsignale entstehen zu lassen, die in Zusammenhang mit Fig. 9 - 1 1 besprochen wurden. Hierzu soll aus verschiedenen im Folgenden noch erläuterten Gründen eine sogenannte symmetrische Leiterstruktur verwendet werden. Eine neuartige symmetrische Leiterstruktur, mit welcher die erforderlichen Signale erzeugt werden können, ist als Prinzipdarstellung in Fig. 12 dargestellt. Aus Anschauungsgründen sind mit Teilabbildung @ , welche die Hüllkurve der sin 1 Signal erzeugenden und Teilabbildung ©, welche die Hüllkurve der sin2 Signal erzeugenden Leiterstruktur dargestellt, die Leiterstrukturen separat aufgeführt.
@ und © sind in der Praxis und in Teilabbildung © ortsgleich, d.h. elektrisch isoliert übereinander montiert, so dass schlussendlich als Ausgangsgrößen zwei phasenstarr verkoppelte Signale uSini und uSin2, dessen sinusförmige Hüllkurve die bevorzugten Phasenlagen einnimmt, erzeugt werden.
Die Leiterstrukturen für die einzelnen Signale uSini und uSin2 bestehen dabei am Beispiel der Teilabb. @ aus der primären Erregerwicklung 1203, mit der die eigentliche Leiterstruktur mit einem magnetischen Wechselfeld durchsetzt wird. Die eigentliche Leiterstruktur besteht aus positiv gewundenen (+) sowie auch negativ gewundenen (-) Flächenabschnitten, die ihr Vorzeichen von der Phasenlage der dort durch den durchströmenden Fluss entstehenden Teilspannungen erhalten haben und die entstehen indem der Windungssinn der Leiterstruktur durch eine bestimmte Anordnung von elektrischen Verbindungsstellen 1204, elektrisch isolierten Kreuzungspunkten 1205 oder elektrisch isolierten Nahstellen 1206 bestimmt wird. Weiterhin definieren lässt sich ein sogenannter oberer Teil der Leiterstruktur 1201 (strichliert dargestellt) und ein unterer Teil der Leiterstruktur 1202, die per Definition bei obenliegendem oberen Teil 1201 und untenliegendem unteren Teil 1202 einen positiven Windungssinn ergeben. Im umgekehrten Fall ergibt sich entsprechend ein negativer Windungssinn mit entsprechendem Vorzeichen des aufgespannten Flächenabschnitts. Die obige Beschreibung ist grundsätzlich auch für die Teilabb. © gültig, wobei sich aufgrund der veränderten Phasenlage der Hüllkurve der Spannung uSin2 auch eine veränderte Abfolge der Flächenabschnitte, die aufgrund des den Strukturteilen entsprechenden Windungssinns aufgespannt werden, ergibt. Der nun veränderte obere Teil der Leiterstruktur wird hier mit Positionsziffer 1207 und der untere Teil der Leiterstruktur mit Positionsziffer 1208 benannt.
Die Teilabbildung © in Fig. 12 informiert über den prinzipiellen Gesamtaufbau der vollständigen symmetrischen Zwei- Signal Leiterstruktur mit AM- Signalen als Ausgangsgröße. Hier ist noch mit 1211 der mit seiner Länge auf die Leiterstrukturgeometrie abgestimmte Positionsgeber dargestellt. Die Strecke 1209 zeigt die nutzbare Länge der Leiterstruktur auf, d.h. in diesem Längenabschnitt darf sich der Positionsgeber 1211 bewegen, um eine praktisch nutzbare Positionskennlinie mit monoton steigendem Verlauf ohne Uneindeutigkeiten zu erzeugen. Die eindeutige Positionskennlinie wird in Längenabschnitt 1210 nicht mehr erreicht, denn dies ist der sogenannte verbotene Bereich, der, sofern sich der Positionsgeber 1211 dort befindet, zu einer mehrdeutigen Positionskennlinie führt! Der verbotene Bereich erscheint zunächst als störend und unbedeutsam, denn er sorgt für eine mechanische Verlängerung der Leiterstruktur, die jedoch zur Positionserfassung nicht (direkt) beiträgt, denn im Regelbetrieb wird der Positionsgeber diesen Bereich nicht überdecken. Der Bereich 1210 in Fig. 12 ist jedoch unverzichtbar um die Symmetrie der Leiterstruktur aufrecht zu erhalten. Die Symmetrie bei symmetrischen Leiterstrukturen (und entferntem Positionsgeber) bezieht sich auf die vom Windungssinn bestimmten und aufgespannten Flächenabschnitte, insbesondere jedoch auf deren vom durchtretenden magnetischen Wechselfluss erzeugten Vorzeichen, bzw. die Phasenlage der induzierten Teilspannung, ausgedrückt durch das der Fläche zugewiesene Vorzeichen. Hierbei gilt, dass die Summe der vorzeichenbehafteten Teilflächen null ergeben muss. Dementsprechend ist sodann auch die Ausgangsspannung uSini und Usin2 null Volt, bzw. elektrisch neutral.
Wird nun jedoch der Positionsgeber 1211 in Eingriff gebracht, so wird die ursprüngliche Symmetrie (definiert) gestört. Die Ausgangsspannung ist sodann nur in solchen Fällen null Volt, wenn die überdeckten Flächenabschnitte, die je nach Positionsgebertyp eine Bedämpfung oder eine Verstärkung erfahren, vorzeichenrichtig zusammenaddiert wieder die Fläche null ergeben. In allen übrigen Situationen ergibt die Leiterstruktur eine von null Volt abweichende Ausgangswechselspannung.
Eine detaillierte, qualitative Übersicht der Signalabläufe und Signalzustände bei verschiedenen Positionen ©...© des Positionsgebers, ist in Fig. 13 gegeben. Dabei können die im rechten Teil dargestellten Signale folgendermaßen den Signalen aus der Blockdarstellung in Fig. 1 zugeordnet werden:
@: OSIA; ©: 0S2A; ©: OABS-IA; @: OABS2A; ©: epos_A
Die verwendete Leiterstruktur ist identisch in der Dimensionierung, wie sie in Fig. 12 bereits dargestellt ist. Aufgrund der Signalaufteilung ist im Oszillogramm © das amplitudenmodulierte Signal mit der sin1 Hüllkurve und in © entsprechend das AM- Signal mit sin2 Hüllkurve zu sehen. Nach der Betragsbildung und Filterung, dies wird gemäß den Erläuterungen zu Fig. 1 mit dem Goertzel- Filter durchgeführt, stehen die demodulierten Signale © und © als Eingangsgrößen zur
Positionsberechnung mit Gleichung (1 .1 ) zur Verfügung. Funktionsgraf © zeigt die resultierende Charakteristische Kurve (CC), bzw. Positionskennlinie.
Die Dimensionierung einer symmetrischen Zwei- Signal Leiterstruktur mit AM- Signalen als Ausgangsgröße wird mit den in Fig. 14 @ dargestellten Maßdefinitionen und den nachfolgend angegebenen Größengleichungen auf einfache Weise möglich gemacht. Dabei wird stets von den als bekannt vorausgesetzten Größen Messweg (IMW) und Längeneffizienz (LE) ausgegangen. Folgende Längen lassen sich daraus ableiten: loW: Länge einer offenen Windung. Grundsätzlich gilt: l0w=1/2· lp.
Ip: Länge des Positionsgebers in Bewegungsrichtung.
Is: Länge des Sensormessbereichs.
Iki : Länge des für die Symmetrie bedeutsamen Kompensationsbereichs. Für die Berechnung der übrigen benötigten Größen, können folgende Grundbeziehungen herangezogen werden:
Figure imgf000029_0001
Hiermit lassen sich sodann die Größen lp; ls und IM bestimmen:
Berechnung von lp:
Figure imgf000029_0003
Berechnung von lki :
Figure imgf000029_0002
lki - |s - 2 ' Lw (2.7)
Bei der oben beschriebenen Konstruktion und Dimensionierung der Leiterstruktur unter Zuhilfenahme der Fig. 13 @ war es störend, dass der zur Symmetrieerhaltung notwendige Längenbereich IM einen merklichen, jedoch nicht direkt nutzbaren Teil zur mechanisch aufzubringenden Gesamtlänge der Leiterstruktur beiträgt. Dieser Störfaktor lässt sich vermindern, indem gemäß Fig. 13 © bei sonst gleichen Maßen für ls; lp und l0w, der von der Länge her deutlich kürzere Kompensationsbereich 2 mit den in Fig. 14 dargestellten Kompensationsflächen 147 für die sin1 und 148 für die sin2 Leiterstruktur, eingeführt wird. Dieser von der Form deutlich gegenüber dem Flächenteil 144 oder 145 abweichende Kompensationsbereich hat die Eigenschaft, dass der Flächeninhalt von 144 oder 145 identisch ist zu dem Flächeninhalt in 147, bzw. 148, so dass die Symmetrie der Leiterstruktur erhalten bleibt. Die Ausformung der Fläche in diesem Bereich der Leiterstruktur ist jedoch unbedeutend, da der Positionsgeber 142 diesen Bereich der Leiterstruktur wegen der entstehenden Uneindeutigkeiten der Positionskennlinie nicht erreicht. Flierdurch kann in 147 und 148 eine Form gewählt werden, deren Gesamtfläche zwar dem Flächeninhalt von 144 oder 145 entspricht, dessen Längenausprägung jedoch deutlich kleiner ausfällt, so dass letztendlich die mechanische Länge der Leiterstruktur und somit auch die entstehenden Kosten geringer ausfallen. Als Beispiel für eine mögliche Form hohen Flächeninhalts bei kleiner Längenausprägung kann die spiralförmig ausgeführte Leiterstruktur im Flächenbereich 147 und 148 der Fig. 14 © genannt werden.
Die vollständig dimensionierte symmetrische Zwei- Signal Leiterstruktur mit AM- Signalen als Ausgangsgröße soll abschließend noch in Bezug auf die eingangs gestellten Anforderungen I ... IV überprüft werden.
I: Die erarbeitete Leiterstruktur liefert zwei Ausgangsgrößen mit denen sich unter Anwendung von Gleichung (1 .1 ) eine eindeutige Positionskennlinie ableiten lässt.
II: Kennzeichen einer jeden symmetrischen Leiterstruktur, die Eigenschaft ist nicht nur auf die erarbeitete neuartige Version mit AM- Signalen als Ausgangsgröße beschränkt, ist die vorteilhafte Eigenschaft im symmetrierten Zustand, z.B. wenn der Positionsgeber entfernt wird oder der Positionsgeber eine von der Leiterstruktur bestimmte entsprechende Position einnimmt, kein Signal (null Volt) als Ausgangsgröße zu liefern. Dies bietet gemäß der Definition in Gleichung (2.1 ) optimale Voraussetzungen um mühelos einen Modulationsgrad von nahezu 100 % zu erreichen. In der Praxis kommt es infolge von leichten Unsymmetrien und Übersprecheffekten meist zu etwas kleineren Modulationsgraden. Die geforderten mdeg= 90 % und die daraus resultierende native Kennliniensteigung von 80 % der Optimalsteigung, stellen in der Regel für eine symmetrische Leiterstruktur keine Herausforderung dar.
IILMit der Darstellung der Signale @ und © in Fig. 13 als Repräsentanten der von der symmetrischen Leiterstruktur erzeugten Signalverläufe ist aufgezeigt worden, dass die Signalform in Abhängigkeit von der Referenzposition dem geforderten amplitudenmodulierten Signal (in diesem Fall mit mdeg= 100 %) entspricht. Die Demodulation der Signale mit jeweils einem Betragsbildner ist ohne Einschränkungen möglich.
IV:Die symmetrische Leiterstruktur ist ein Musterbeispiel für eine Leiterstruktur mit integrierter absoluter Ortsproportionalität. Dies lässt sich zum einen darauf zurückführen, dass beide signalliefernden Leiterstrukturen am gleichen Ort angeordnet sind und zum anderen ist es insbesondere bei der symmetrischen Leiterstruktur unerheblich bei welcher Position des Positionsgebers die Fehlererscheinung, z.B. eine Veränderung des Luftspalts Leiterstruktur <-> Positionsgeber eingeprägt wird. Durch das verbindende Element Symmetrie sorgt eine entsprechend gestaltete Leiterstruktur dafür, dass amplitudenverändernde Fehler sich stets proportional in beiden Leiterstrukturen auswirken. Im Verbund mit der Rechenvorschrift durch Gleichung (1.1 ), kann sodann eine praktisch vollständige Kompensation des Fehlers erfolgen, so dass die Positionsausgangsgröße kaum oder vernachlässigbar wenig verändert wird.
In Anlehnung an die in Zusammenhang mit Fig. 12 erarbeitete Leiterstruktur lassen sich ähnliche symmetrische Leiterstrukturen finden, die auf einfacheren geometrischen Grundstrukturen basierend, z.B. Vorteile in der vereinfachten Konstruktion der Leiterstruktur beinhalten.
Fig. 15 zeigt eine mögliche weitere Ausführung, die bei sonst gleicher Grundkonstruktion wie in Zusammenhang mit Fig. 12, anstelle der sinusförmigen Strukturgrenzen nun Strukturgrenzen aus Geradenelementen verwendet. Die Hüllkurve der Ausgangssignale Udrei und Udre2 ist bei gleichförmiger Bewegung des Positionsgebers 1511 auch sinusähnlich und zumindest dafür geeignet in Verbindung mit Gleichung (1.1 ) eine vergleichbare Charakteristische Kurve entstehen zu lassen, wie dies auch bei Fig. 12 der Fall war. Nachteilig an der Konstruktion gemäß Fig. 15 ist die kleinere eingeschlossene Fläche, die im Vergleich zur sinusförmigen Strukturgrenze nach Fig. 12 eine kleinere Signalspannung Udrei und Udre2 entstehen lässt.
Aus Anschauungsgründen sind erneut mit Teilabbildung @, welche die Hüllkurve der sin 1 Signal erzeugenden und Teilabbildung ©, welche die Hüllkurve der sin2 Signal erzeugenden Leiterstruktur darstellt, die Leiterstrukturen separat aufgeführt. @ und © sind in der Praxis und in Teilabbildung © ortsgleich, d.h. elektrisch isoliert übereinander montiert, so dass schlussendlich als Ausgangsgrößen zwei phasenstarr verkoppelte Signale Udrei und Udre2, dessen sinusförmige Hüllkurve die bevorzugten Phasenlagen einnimmt, erzeugt werden. Die Komponenten der Leiterstruktur in Fig. 15 haben folgende Bedeutung: sin 1 Leiterstruktur (Prinzipdarstellung).
©: sin2 Leiterstruktur (Prinzipdarstellung).
©: sin 1 und sin2 in überlagerter Darstellung.
1501 , 1507: Oberer Teil der sinl und sin2 Leiterstruktur.
1502, 1508: Unterer Teil der sinl und sin2 Leiterstruktur.
1503: Primäre Erregerwicklung.
1504: Elektrische Verbindungsstelle.
1505: Elektrisch isolierter Kreuzungspunkt.
1506: Elektrisch isolierte Nahstelle.
1509: Sinnvoll nutzbare Strukturlänge.
1510: Verbotener Bereich - Führt zu einer mehrdeutigen Positionskennlinie.
1511 : Positionsgeber. Die bisher betrachteten symmetrischen Leiterstrukturen in verschiedenen Varianten sind, da es sich um prinzipielle Darstellungen handelte, nur mit einer durchgehenden „Windung“, d.h. einem durchgehenden Leiterstrukturzug pro Ausgangssignal ausgerüstet gewesen. Obwohl diese Leiterstrukturen, z.B. aus Fig .12, sämtliche Anforderungen erfüllen, ist die entstehende Ausgangsamplitude der beiden Sekundärspannungen meist dann recht klein, wenn die von oberer- und unterer Leiterstruktur eingeschlossenen Flächen aufgrund begrenzter Baugröße auch klein ausfallen müssen.
Das Übersetzungsverhältnis des Übertragers, bzw. der Leiterstruktur lässt sich dadurch verbessern, indem z.B. gemäß Fig. 16 mehrere versetzt aufgebrachte Leiterstrukturen für beide Sekundärsignale innerhalb der Erregerwicklung angeordnet werden. Durch Reihenschaltung von n Leiterstrukturen, bezogen jeweils auf das zu erzeugende Sekundärsignal, lässt sich sodann bei angenommener konstanter Primär-Erregerspannung, die Sekundärspannung um das n-fache vergrößern. Die grundsätzliche Konstruktion der Leiterstruktur mit verbessertem Übersetzungsverhältnis orientiert sich an der in Fig.12 entworfenen Leiterstruktur. Die Fig. 16 beinhaltet im Detail folgende Elemente:
161 : sin2 Leiterstruktur, ausgerüstet mit 4 Windungen.
162: sin 1 Leiterstruktur, ausgerüstet mit 4 Windungen.
163: Primäre Erregerwicklung.
164: Elektrische Verbindung.
165: Elektrisch isolierter Kreuzungspunkt.
166: Elektrisch isolierte Nahstelle.
167: Positionsgeber.
Nachfolgend wird auf die mögliche Ausgestaltung eines automotivegerechten Sinus-Flochfrequenzgenerators als Erregerquelle für induktive Positionssensoren eingegangen.
Der Sinus- Flochfrequenzgenerator in einem induktiven Sensorsystem stellt die an der Leiterstruktur primärseitig benötigte Hochfrequenzenergie zur Verfügung. Mit der zugeführten Hochfrequenzenergie kann die Primär- Erregerwicklung sodann das benötigte magnetische Feld aufbauen, dessen gezielte Veränderungen durch den Positionsgeber letztlich in der Leiterstruktur Signale entstehen lassen, die zur Positionsbestimmung verwendet werden können. Aufgrund der meist offenen und ungeschirmten Betriebsweise der Leiterstruktur nebst Primär- Erregerwicklung, fungiert das Sensorsystem ungewollt als Sendeeinrichtung, die bzgl. Frequenz und Größe der abgestrahlten Energie, sich den einschlägigen Automotive- Anforderungen anzupassen hat. Darüber hinaus erfordert die hier angewendete Signalverarbeitungsstrategie die in DE 10 2014 219 092 A1 von der Signalquelle geforderten spezifischen Eigenschaften bzgl. Absolutfrequenz und (relativer) Frequenzkonstanz. Zusammengefasst sind für die Erregerquelle folgende Faktoren von Bedeutung:
• @: Im Automotive- Bereich sind die zugelassenen abgestrahlten Energien begrenzt und auf wenige ausgewiesene Frequenzbänder beschränkt.
— > Der Signalgenerator soll daher so dimensioniert sein, dass seine Erregerfrequenz sich innerhalb eines einschlägig zugelassenen Frequenzbandes befindet und gleichermaßen die abgestrahlte Energie das zugelassene Maß bzgl. der Automotive- Vorgaben nicht überschreitet.
• (b) : Die übrigen in ® nicht genannten Frequenzbereiche sind im Automotive- Bereich sehr stark bzgl. der abgestrahlten Energie reglementiert, d.h. die zugelassenen abgestrahlten Energien sind erheblich geringer. Mit der Annahme, dass die abgestrahlte Energie in ® bereits maximal ist, so gilt als Richtwert für das Verhältnis der abgestrahlten Spannungen des Hochfrequenz- Signalgenerators: @/©> 50 dB.
Bei der Erregerquelle sind hiervon in erster Linie die harmonischen Verzerrungsprodukte betroffen, denn diese fallen in der Regel in diese stark reglementierten Frequenzbereiche.
— > Der Signalgenerator soll daher, entsprechend dem zugelassenen Spannungs verhältnis, ebenfalls einen Harmonischenabstand des erzeugten (verzerrten) Sinus-signals von mindestens 50 dBc bezogen auf die Trägergrundfrequenz aufweisen. • ©: Das rein induktive Sensorsystem wie es in Zusammenhang mit Fig. 1 beschrieben ist, verwendet mit der zweifach Frequenzumsetzung durch Unterabtastung und digitaler Signaldemodulation im Basisband ein spezielles Signalverarbeitungsverfahren gemäß DE 10 2014 219 092 A1 , das ebenso spezielle Anforderungen an die Absolutfrequenz und den Frequenzbezug in Relation zu den übrigen am Signalverarbeitungsprozess beteiligten Frequenzen stellt.
— > Die Frequenz des Flochfrequenz- Signalgenerators soll gemäß den Erfordernissen in DE 10 2014 219 092 A1 einstellbar sein. Insbesondere sollen Erregerfrequenz fr_A, Lokaloszillatorfequenz fi_o_A, und Abtastfrequenz driftfrei miteinander verkoppelt sein sowie den übrigen Erfordernissen in DE 10 2014 219 092 A1 entsprechen.
• @ : Die absolute Amplitude des Sinus- Hochfrequenzgenerators hat aufgrund der Verwendung von Gleichung (1 .1 ) im Signalverarbeitungsprozess zunächst keinen direkten Einfluss auf die errechnete Positionsgröße. Dennoch ist eine Erregerquelle als Spannungsquelle konstanter Amplitude vorteilhaft, sorgt sie doch dafür, dass sich in der gesamten analogen Signalverarbeitungskette bei deterministischen Pegeln ein besseres Aussteuerverhalten einstellen lässt, ohne dass die Gefahr einer Übersteuerung entsteht. Ein insgesamt besserer Signal / Rauschabstand der Analogstufen und eine bessere Aussteuerung des Analog / Digital- Umsetzers sind die positive Folge.
— > Der Sinus- Hochfrequenzgenerator soll als Spannungsquelle konstanter und bestimmter Amplitude ausgeführt sein.
Hochfrequenzsignalgeneratoren zur Ansteuerung der primären Erregerwicklung eines induktiven Sensors sind in verschiedenen Ausführungen bekannt. Nachfolgend sollen zwei Beispiele skizziert und ihre Eigenschaften in Bezug auf die in Zusammenhang mit Fig. 3 bis 5 geforderten Mindestanforderungen dargestellt werden. In Fig. 17 ist ein sogenannter Leistungsoszillator in Blockdarstellung skizziert, dessen frequenzbestimmender L-C Parallelschwingkreis zugleich die primäre Erregerwicklung beinhaltet, mit dem also gleichzeitig die Energie zur Speisung des Übertragers aufgebracht wird 171. Im Rahmen einer integrierten automatischen Verstärkungsregelung (AVR) wird ein Teil der HF Energie ausgekoppelt 172, gleichgerichtet 173 und als Regelspannung 174, die das verstärkende Element des Oszillators in der Verstärkung beeinflusst, zurückgekoppelt. Durch diese Vorgehensweise ergeben sich zwei wesentliche Vorteile:
• Die Erregerspannung der Primärwicklung, die gleichzeitig Kreisinduktivität ist, wird unabhängig von äußeren Einflüssen konstant gehalten. Der Leistungsoszillator entspricht damit der Anforderung @.
• Dank des AVR Regelkreises wird der Verstärker des Oszillators stets in seinem optimalen linearen Arbeitspunkt betrieben. Hervorragende Verzerrungseigenschaften, welche die Anforderung (b) auch im Praxiseinsatz mühelos erfüllen, sind die positive Folge daraus.
Das beschrieben Konzept hat jedoch auch Nachteile:
• Der verwendete Oszillator ist freischwingend und dessen Oszillatorfrequenz wird im Wesentlichen von dem verwendeten Parallelschwingkreis bestimmt. Damit ist die oben genannte Anforderung © zunächst nicht erfüllt. Eine Kopplung der Oszillationsfrequenz über einen festen Faktor mit den übrigen Systemfrequenzen ist möglich, erfordert jedoch, dass der Oszillator 171 z.B. als VCO, d.h. spannungsgesteuerter Oszillator ausgeführt und mittels eines PLL Synthesizers an den Systemtakt des Sensorsystems synchronisiert wird.
Angesichts des immensen Aufwands insbesondere bei diskreter Umsetzung, wird das Oszillatorkonzept für dieses Sensorsystem aus ökonomischen Gründen als nicht zweckmäßig angesehen.
Ein gänzlich anderer Weg wird bei diesem ebenfalls gängigen HF Signalgeneratorkonzept eingeschlagen (Fig. 18). Es basiert auf einem Rechteckgenerator 181 , dessen Frequenz auf die Erregergrundfrequenz abgestimmt ist, und der über einen Leistungsgegentaktschalter, bzw. z.B. einen CMOS- Port eines pC 183 einen Serienschwingkreis ansteuert. Die Primärwicklung des Übertragers stellt dabei die Schwingkreisinduktivität dar. Dadurch dass die Resonanzfrequenz des Serienschwingkreises auf die Erregergrundfrequenz abgestimmt ist, wodurch dieser die Grundfrequenz des Ansteuerstromes 184 bevorzugt, während die höheren Harmonischen des ursprünglichen Rechteckstromes vermindert werden, wird versucht ein Sinussignal als Erregersignal zu erzeugen. Diese Vorgehensweise beinhaltet u.a. folgende Vorteile:
• Sehr einfacher und kostengünstiger Aufbau, wenn die Funktionsblöcke 181 und 183 als Teil eines pC mitverwendet werden können.
• Anforderung © ist automatisch dann erfüllt, wenn das Rechtecksignal 182 in Fig. 18 beispielsweise mit dem Timer eines pC erzeugt werden kann, auf dessen Zeitbasis auch die übrigen in dem Sensorsystem verwendeten Frequenzen bezogen sind.
Die bedeutsamen Nachteile des Konzepts lassen sich auf zwei wesentliche Punkte zusammenfassen:
Trotz des verwendeten Serienresonanzkreises, sind in dem Signalgemisch an der energieübertragenden Primärwicklung, bzw. Induktivität L (Fig. 18) noch merklich vorhandene Harmonischen- Energien zu finden, die über die Primärwicklung abgestrahlt werden. Dies ist in erster Linie auf die begrenzte Güte des Resonanzkreises, die sich in der Praxis nur realisieren lässt zurückzuführen. Zudem ist es problematisch die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 185 in der Praxis stets optimal auf die Grundfrequenz des Generators 181 abzustimmen, da diese außer von den Grundkomponenten L und C 185 auch von (metallenen) Bauelementen der näheren Umgebung beeinflusst wird. Aufgrund dieses Verhaltens kann die Anforderung © in der Praxis zumeist mit Abstand nicht erfüllt werden. Durch die Ungenauigkeit des auf Nennfrequenz abgestimmten Resonanzpunktes wird auch die Grundfrequenz der Erregeramplitude beeinflusst, woraus sich eine gewisse Unsicherheit bzgl. der primärseitig verfügbaren Erregerspannung ergibt. Eine Ansteuerung mit einer Spannung konstanter Amplitude, wie in Anforderung @ gefordert, bietet dieses Generatorkonzept nicht.
Aufgrund der genannten Nachteile erscheint zusammengefasst die Anwendung dieses Signalgenerators als HF- Energiequelle für induktive Sensoren - generell im Automotive- Einsatz - als nicht zweckmäßig.
Bei dem HF- Generator der Fig. 18 hat unter anderem die Kombination aus einfachem, wenig frequenzselektivem Filter durch den Einsatz nur eines einzelnen Schwingkreises, in Kombination mit insbesondere den grundwellennahen und hoch-energetischen Harmonischen im Amplitudenspektrum des eingesetzten Rechteckgenerators dazu geführt, dass die grundlegenden Ansprüche gemäß Anforderung © nicht erfüllbar waren. Hierzu ist in Fig. 19 a) das typische Amplitudenspektrum einer zeitsymmetrischen Rechteckfunktion mit der beispielhaften Grundfrequenz fo= 2 MHz durch Positionsziffer 191 mit dünnen Spektrallinien dargestellt. Deutlich einfacher wäre es, unter Beibehaltung eines einfachen Filters, wenn anstatt des Amplitudenspektrums 191 das Spektrum 192 mit fetten Spektrallinien in Fig. 19 a) zu verarbeiten ist. Mit unterdrückten grundwellennahen Harmonischen und deutlich energiereduzierten Harmonischen allgemein, liefert es die wesentlichen Voraussetzungen dafür, dass auch mit einfachem Filteraufwand die zuvor genannte Anforderung © zu erfüllen erscheint.
Möglich macht dieses harmonischenbefreite und offenbar vorgefilterte Amplitudenspektrum die sogenannte Sinus- Interpolation, die in dem nachfolgend vorgestellten neuartigen HF- Generator für induktive Sensoren ausschließlich zur Anwendung kommen soll.
Im Zeitbereich ist die interpolierte Sinusfunktion nun nicht mehr rein rechteckförmig, sondern der Funktionsverlauf jeder Erregersignalperiode To ist angenähert an einen Sinusverlauf, indem durch diskrete äquidistant angeordnete Sinusfunktionswerte, die während der konstanten Interpolationszeit td gehalten werden, ein sinusähnlicher Verlauf erzeugt wird. Dieser Zeitverlauf des interpolierten Sinussignals ist in Fig. 20 dargestellt, wobei der Funktionsgraf 202 den angenäherten Sinusverlauf zeigt und der strichlierte Funktionsverlauf 201 , nur zu Anschauungszwecken, den theoretischen Sinusverlauf abbildet, wenn das interpolierte Signal 202 ein ideales Tiefpassfilter durchlaufen hätte.
Wird bei der Sinus- Interpolation die Interpolationszeit td bezogen auf die Sinusperiodendauer konstant gehalten (td= const.) und weiterhin dafür gesorgt, dass stets eine natürlichzahlige Anzahl von Sinusfunktionswerten mit jeweils konstanter Haltezeit td innerhalb einer Sinusperiode To enthalten ist (To/td e N), so entstehen auf das zugehörige Amplitudenspektrum übertragen dadurch die ersten beiden und zur Grundwelle nächsten Harmonischen bei:
Figure imgf000039_0001
Zudem sind sämtliche entstehenden Harmonischen des Amplitudenspektrums vorgefiltert (gewichtet) und damit reduziert gemäß dem Betrag der Spaltfunktion:
Figure imgf000039_0002
(3-3)
Erkennbar ist, dass mit steigendem Interpolationsfaktor To/td als Verhältnis von Sinusperiodendauer To zu Interpolationszeit td, neben einer feineren Zeit- und Amplitudenauflösung insbesondere auch die störenden Harmonischen einen proportional größeren Abstand zur Grundwelle einnehmen. Der hier beispielhaft gewählte Interpolationsfaktor von acht, stellt in der Praxis einen guten Kompromiss zwischen Aufwand und Nutzen dar. Mit der gewählten beispielhaften Dimensionierung ergibt sich schlussendlich ein in Fig. 19 b) dargestelltes Amplitudenspektrum 194, das mit dem strichliert dargestellten Betrag der Spaltfunktion 193 gewichtet wurde. Die Spektraldarstellung beinhaltet sonst keine weiteren Filter. Eine bekannte Möglichkeit ein Signal nach dem Verfahren der Sinus- Interpolation zu erzeugen, stellt die sogenannte Direkte Digitale Synthese (DDS) dar. Hierbei werden entsprechend der Prinzipdarstellung in Fig. 21 bei einem DDS Synthesizer in seiner einfachsten Form, digital abgespeicherte Sinusfunktionswerte aus einem Speicher 21 1 der gewünschten Signalfrequenz entsprechend zyklisch ausgelesen 212 und einem Digital nach Analog Umsetzer 213 zur Umsetzung in die Analogebene übergeben. Das entstandene Signal 214 am Ausgang des A/D Umsetzers entspräche sodann dem in Fig. 19 und 20 aufgezeigten Signalverlauf mit seinen besonderen Eigenschaften im Zeit- wie auch Frequenzbereich. Das Interpolations- Tiefpassfilter 215 befreit das interpolierte Sinussignal noch von den restlichen höheren Harmonischen und stellt mit 216 ein meist zufriedenstellendes Sinussignal zur Verfügung, dessen Qualität im Wesentlichen von den Eigenschaften des A/D Umsetzers bestimmt wird. Bei ausreichend hoch gewähltem Interpolationsfaktor To/td sind restliche Harmonische im Ausgangssignal auch bei einfach gehaltenem Interpolations- Tiefpassfilter ausreichend unterdrückt.
Der Einsatz eines DDS Synthesizers zur Sinussynthese nach obigem Schema in dem hier beschriebenen induktiven Sensorsystem verursacht jedoch auch Probleme. Diese treten insbesondere dann hervor, wenn die zu erzeugende Ausgangsfrequenz hoch, bzw. zusätzlich der Interpolationsfaktor groß ausfällt. Dies ist gerade die Anwendungskonstellation für den mit Hochfrequenz erregten induktiven Sensor. Die Probleme beruhen darauf, dass in den Prozess der Signalerzeugung zumeist, aus Kostengründen, der vorhandene pC mit eingebunden werden muss. Konkret beherbergt der pC üblicherweise die Sinusfunktionswerte in Tabellenform (Funktionsblock 21 1 in Fig. 21 ) und muss diese kontinuierlich und mit hoher Wiederholfrequenz über eine geeignete Schnittstelle 212 dem A/D Umsetzer zur Umwandlung bereitstellen. Dies ist eine für den pC sehr ressourcenzehrende Aufgabe wenn berücksichtigt wird, dass der pC auch noch andere wichtige Aufgaben, wie z.B. die Berechnung der Position (— vgl. Erläuterungen zu Fig. 1 ) zu erledigen hat.
Aus diesem Grund beschränkt sich der Einsatz obigen Verfahrens auf die seltenen Fälle, in denen der pC mit für die Aufgabe zugeschnittenen und autonom arbeitenden Funktionsblöcken ausgerüstet ist, durch die dann die Belastung des Hauptprogramms vernachlässigbar klein ausfällt.
Mit einem als Erregerquelle für induktive Sensoren gänzlich neuartigen Konzept sollen die Defizite der vorhergegangen Signalgeneratoren beseitigt, sowie die bezüglich des Sinus-Hochfrequenzgenerators grundsätzlich formulierten Anforderungen vollumfänglich erfüllt werden. Der neuartige Sinusgenerator hat konzeptionelle Ähnlichkeit mit dem zuvor beschriebenen DDS Generator, d.h. es werden ebenfalls die Vorzüge der Sinus- Interpolation zur Anwendung kommen und das hier angewendete Verfahren kann im weitesten Sinne auch zur Direkten Digitalen Synthese des Sinussignals gezählt werden. Anders als bei dem Verfahren betreffend Fig. 18 ist konzeptionell hierbei jedoch darauf geachtet worden, dass zur Signalerzeugung in jedem pC bereits vorhandene und unabhängig arbeitende Funktionsblöcke zur Anwendung kommen. Zusammen mit der kleinen Anzahl an notwendigen peripheren Bauelementen wird durch die optimale Ausnutzung des ohnehin notwendigen pC ein ökonomisches Optimum erreicht.
Die Schaltung des HF- Signalgenerators basiert im Wesentlichen auf einer bestimmten Anzahl an Timer- Ports des pC und auf Widerständen, die in bestimmtem Widerstands-verhältnis zueinander stehen. In Fig. 22 sind die Details abgebildet, die benötigt werden um ein sinusinterpoliertes Signal zu erzeugen, dessen Amplitudenspektrum der Spektraldarstellung in Fig. 19 b) entspricht, wobei der Interpolationsfaktor bespielhaft erneut mit To/td= 8 dimensioniert wurde - auf eine Prinzipdarstellung wird aufgrund der Einfachheit des Generators verzichtet.
Der beispielhaft mit To/td= 8 dimensionierte Generator in Fig. 22 besteht dabei aus zwei Grundelementen:
• dem eigentlichen Signalgenerator im linken Teil, der wiederum aus drei Timer- Ports des pCs besteht, von denen jeder ein zeitsymmetrisches Rechtecksignal (ULI . .. UI_3) der Erregerfrequenz fo erzeugt. Die Rechtecksignale der Ports uu0^ und UL2°,UL3 weisen zueinander eine definierte Zeitverzögerung td von einem Achtel der Periodendauer des Erregersignals (td= To/8) auf. • dem sogenannten sinus- gewichteten Digital nach Analog Umsetzer, bestehend aus drei einfachen, aber präzisen Widerständen, mit deren definiertem Widerstandsverhältnis untereinander die parallel zugeführten zeitverzögerten Rechtecksignale der Timer- Ports an dem gemeinsamen Knotenpunkt der Widerstände zu einem sinus- interpolierten Signal ua umgeformt werden. Im Gegensatz zu dem in Fig. 21 verwendeten D/A-Umsetzer für allgemeine Anwendung, bei dem die analoge Signalform am Ausgang von den in einer Tabelle hinterlegten Digitalwerten bestimmt wurde - andere Signalformen als die Sinusform sind nach Austausch der Tabelle möglich - ist hier bei dem verwendeten Sinus gewichtetem D/A- Umsetzer die Signalform durch Aufbau und Dimensionierung des D/A- Umsetzers vorbestimmt und kann nicht einfach durch Ändern der digitalen Eingangsgröße verändert werden. Dass der D/A Umsetzer in diesem und den nachfolgenden Beispielen fest auf die Sinusform als Ausgangsgröße konfiguriert ist, stellt für die hier betrachtete Anwendung jedoch keinen Nachteil dar. Denn schließlich ist es ein spektral möglichst reines, bzw. unverzerrtes Sinussignal, das die Anforderungen zu erfüllen überhaupt erst ermöglicht.
Den zeitlichen Entstehungsprozess basierend auf der Schaltung nach Fig. 22, ausgehend von den drei Timer- Port Signalen (Zeitverlauf @,® und ©) bis zum interpolierten Sinussignal (Zeitverlauf ®) zeigt auf grafisch anschauliche Weise Fig. 23. Vergleicht man das entstandene interpolierte Sinussignal 232 in Fig. 23 mit dem Grafen 202 der Fig. 20, das die interpolierte Sinusfunktion, generiert mit der DDS- Methode zeigt, so lassen sich Unterschiede im Zeitverlauf erkennen. Diese äußern sich in der Form, dass zum einen das Signal aus dem sinus- gewichteten D/A- Umsetzer zwei Amplitudenstufen weniger pro Erregersignalperiode To aufweist und daraus folgend insbesondere im Scheitelbereich des Funktionsverlaufs 232 in Fig. 23 innerhalb zweier aufeinanderfolgender Interpolationszeitabschnitte td der Amplitudenwert konstant bleibt. Aufgrund dieser deutlichen Abweichung im Zeitverlauf gegenüber dem Verlauf in Fig. 20 kommt es unweigerlich zu zusätzlichen Verzerrungen und demnach einem schlechteren Flarmonischenabstand im Amplitudenspektrum im Vergleich zur Spektraldarstellung in Fig. 19 b) (Graf 194), wenn die diskreten äquidistant angeordneten Funktionswerte der interpolierten Sinusfunktion weiterhin, wie zuvor, der Sinusfunktion entsprächen. Dies ist jedoch hier nicht der Fall. Die diskreten Funktionswerte des mit sinus- gewichteten D/A- Umsetzer entstandenen Funktionsverlaufs, sind stattdessen bewusst und definiert so verändert, bzw. vor- verzerrt worden, dass dem veränderten Zeitverlauf Rechnung getragen wurde und schließlich trotz unterschiedlicher Zeitverläufe (Fig. 21 gegenüber Fig. 22, 23) sich ein einheitliches, d.h. identisches Amplitudenspektrum ergibt. Die Spektraldarstellung 202 in Fig. 20 behält also auch bei dem Verfahren der Sinus- Interpolation mit sinus- gewichtetem D/A- Umsetzer seine volle Gültigkeit.
Die sich einstellenden diskreten Amplituden werte des sinus- interpolierten Ausgangssignals ua, bei gegebenen Widerstandswerten des Sinus- Gewichtungs- Netzwerks gemäß Schaltung in Fig. 22, lassen sich mit für die Interpolationszeitabschnitte td individuellen Ersatzschaltungen ermitteln. Hierzu sind in Fig. 24 die Ersatzschaltungen für die Zeitabschnitte O...Q der Fig. 23 zusammengestellt auf deren Basis sich folgende Potenziale ua einstellen:
Ersatzschaltung Zeitabschnitt O und Q:
Sämtliche Widerstände R1 , R2 und R3 liegen auf Massepotenzial. Damit nimmt auch die Ausgangsspannung Massepotenzial an: ua= 0
Ersatzschaltung Zeitabschnitt Q und ©:
Mit der einfachen Spannungsteilerbeziehung ergibt sich:
Figure imgf000043_0001
ua = 0,293 · uL1
Ersatzschaltung Zeitabschnitt Q und ©:
Mit der einfachen Spannungsteilerbeziehung und ULI = ui_2= UL (R1 und R2 liegen jeweils einseitig an gleichem Potenzial UL) ergibt sich wiederum:
Figure imgf000044_0001
(3-5)
1,414 - R2
Ua = 1,414 - R2 . R2 ' UL 1,414 - R2 . 2,414
Figure imgf000044_0002
1,414 - R2 + R2 1,414 - R2 + 1,414 - R2 - 2,414 L ua = 0,707 · uL Ersatzschaltung Zeitabschnitt © und Q:
Sämtliche Widerstände R1 , R2 und R3 liegen auf logischem Einspotenzial UL. Es gilt: ULI = UL2= UL3= UL. Damit nimmt auch die Ausgangsspannung Einspotenzial an: ua= UL. Die ermittelten Potenziale sind als normierte Größe bereits in Fig. 23 ® berücksichtigt worden.
Das Verfahren der Sinus- Interpolation mit sinus- gewichtetem D/A- Umsetzer ist bisher beispielhaft stets für einen Interpolationsfaktor von acht dimensioniert worden. Obwohl diese Dimensionierung in vielen Fällen ein gutes Verhältnis zwischen Aufwand und Nutzen darstellt, ist das Verfahren natürlich nicht auf diesen einen Interpolationsfaktor beschränkt. Für einzelne abweichende Interpolationsfaktoren, sowie für eine allgemeine, beliebige Dimensionierung, gibt die Tabelle nachfolgend Dimensionierungshinweise. Mit den ebenfalls angegebenen Werten von Frequenz und Amplitude der ersten beiden, d.h. der Grundwelle nächsten Harmonischen, kann auf einfache Weise abgeschätzt werden, wie aufwändig das noch stets notwendige Interpolations- Tiefpassfilter gestaltet werden muss, um einen bestimmten Harmonischenabstand für den gesamten Signalgenerator zu erreichen.
Die nachfolgende Tabelle zeigt eine Übersicht der Grundbeziehungen zur Dimensionierung des sinus- gewichteten D/A-Umsetzers:
Figure imgf000045_0001
Nachfolgend soll nun ein Beispiel für eine vollständige Erregersignalquelle, bestehend aus einer Signalquelle, die nach dem Verfahren der Sinus- Interpolation mit sinus- gewichtetem D/A- Umsetzer arbeiten soll, Interpolationstiefpass und einem geeigneten Treiberverstärker, der durch seine Beschaltung der Gegenkopplung die formulierte Anforderung nach einer Spannungsquelle konstanter Amplitude (Anforderung @) mit niederimpedantem Quellwiderstand sicherstellt, aufgezeigt werden. Die Erregerquelle soll für eine Arbeitsfrequenz fr_A= 2 MHz (vgl. Fig. 1 ) dimensioniert werden und die Betriebsspannung für sämtliche Schaltungsteile ist identisch und beträgt UB= 5 V. Im Übrigen sollen sämtliche bezüglich des HF-Generators eingangs angegebenen Anforderungen
Figure imgf000046_0001
ausnahmslos erfüllt werden. Zum Ende wird diesbezüglich eine Bilanz gezogen werden.
Die vollständig dimensionierte HF- Generatorschaltung, dargestellt in Fig. 25, besteht im linken Bereich aus den drei Timer- Ports ULI . . . UL3, die Teil des verwendeten pCs sind und eine Signalfolge gemäß Fig. 23 erzeugen.
Mit den Widerständen RN1 -1 ; R2 und RN1 -2 ist ein gemäß der zuvor aufgeführten Tabelle dimensionierter D/A- Umsetzer mit Sinus- Gewichtung und einem Interpolationsfaktor von acht entstanden. Die in Normreihen enthaltenen Widerstände sind so dimensioniert worden, dass trotz der Verwendung standardisierter Werte eine hinreichend gute Einhaltung der in der Tabelle zuvor angegebenen Widerstandsverhältnisse für die Sinus- Gewichtung gegeben ist. Obwohl prinzipiell nur die Widerstandsverhältnisse untereinander bedeutsam sind, so sind in der Praxis hinsichtlich des zu wählenden Impedanzniveaus aller drei Widerstände zusammengenommen noch folgende Dinge zu beachten:
• Die Innenwiderstände der Timer- Ports liegen typischerweise in einem Bereich von 10 W...100 W und können sich mit den Umgebungsbedingungen auch verändern. Damit der Einfluss des Innenwiderstands der Ports vernachlässigbar bzgl. der Sinus-Gewichtungs- Widerstände und insbesondere hinsichtlich des Verhältnisses zueinander bleibt, sind die Einzelwiderstände RN1 -1 ; R2; RN1 -2 jeweils mindestens um den Faktor 30 größer als der größte Innenwiderstand der Ports zu wählen. Als Richtgröße ist hier demnach Rmin= 3 kD für jeden der Sinus- Gewichtungs- Widerstände angesetzt.
• Der Innenwiderstand R, des sinus- gewichteten D/A- Umsetzers bezogen auf den Knotenpunkt 251 in Fig. 25, in dem die Gewichtungswiderstände zusammengeschaltet sind, ergibt sich aus der Parallelschaltung der Einzelwiderstände, so dass in dieser Schaltung gilt:
Figure imgf000047_0001
Veranschaulichen lässt sich diese Beziehung, indem der Zustand aller drei Ports betrachtet wird: Die Ports sind zu beliebigen Zeiten entweder auf 0- Potenzial (Masse) oder 1 -Potenzial (Betriebsspannung UB des pC) geschaltet. Da diese Potenziale bzgl. der erzeugten Wechselgröße von f= 2 MHz gleichwertig sind, bestimmt sich der äquivalente Innenwiderstand entsprechend mit Gleichung (3.6) als Parallelschaltung aller Einzelwiderstände des Sinusfunktionsnetzwerks. Der Innenwiderstand R, sollte angesichts der zu erzeugenden Frequenz nicht zu groß ausfallen, da hierdurch bereits Schaltkapazitäten sich eventuell amplitudenverfälschend auswirken können. Zudem ist die Dimensionierung des nachfolgenden Interpolationsfilters mit steigendem Innenwiderstand problematischer werdend. In der Praxis ist es daher zweckmäßig, dass die Einzelwiderstände so dimensioniert werden, dass sie grob die oben genannten Mindestwerte aufweisen.
Das auf den sinus- gewichteten D/A- Umsetzer folgende Interpolations-Tiefpassfilter stellt eine Standard- Schaltung dar. Es handelt sich um einen versteilerten TT- Glied Tiefpass dessen Dimensionierung unter Berücksichtigung der abschließenden Eingangs- und Ausgangswiderstände erfolgt ist. Als Eingangswiderstand ist hierbei der Innenwiderstand R, des sinus gewichteten D/A- Umsetzers wirksam und als Ausgangs- bzw. Lastwiderstand fungiert der Eingangswiderstand der nachfolgenden Verstärkerstufe. Beide Werte sind in die Dimensionierungsrechnung mit einzubeziehen, denn sie beeinflussen bekanntlich das Übertragungsverhalten der Filterschaltung nachhaltig. In Fig. 26 ist der hier vorrangig interessierende Amplitudengang der herausgelösten Filterschaltung dargestellt. Die Eingangs- und Ausgangsseitig abschließenden Impedanzen sind hierbei äquivalent zu jenen Größen, denen das Filter auch in der Gesamtschaltung ausgesetzt ist. Der abschließende Puffer, bzw. Treiberverstärker ist in Fig. 25 invertierend für eine Spannungsverstärkung von eins dimensioniert. Der Verstärker sorgt als Spannungsquelle beschältet für eine niedrige Ausgangsimpedanz und somit praktisch lastunabhängig für eine Spannung konstanter Amplitude an der (primären) Erregerwicklung des Übertragers. Es wird angenommen, dass der eingesetzte Verstärker für den angestrebten Einsatzzweck die notwendigen Eigenschaften hinsichtlich Anstiegsverhalten, Verstärkungs- Bandbreite- Produkt, Stromlieferfähigkeit, etc. aufweist. Der Verstärker kann an seinem Ausgang bis an die Betriebsspannungsgrenzen ausgesteuert werden, d.h. im Extremfall kann bei UB= +5 V Betriebsspannung eine Amplitude von 5 Vss erzeugt werden. In der Praxis wird jedoch eine Aussteuerreserve vorgehalten, wodurch die tatsächliche Ausgangsamplitude geringer ausfällt. In dieser Schaltung wird die absolute Amplitude ua an der Erregerwicklung vom Spannungsübersetzungsverhältnis des Interpolations- Tiefpassfilters im Durchlassbereich bestimmt. Das Spannungsübersetzungsverhältnis wiederum wird bestimmt durch den Spannungsteiler, der sich aus dem Innenwiderstand R, des sinus- gewichtetem D/A- Umsetzers und dem Eingangswiderstand des Verstärkers V2 zusammensetzt. Die zu erwartende (konstante) Ausgangsamplitude lässt sich somit wie folgt ermitteln:
UB
Ua
RN1, + 1
- 3 (3-7)
Das Einsetzen der bekannten Größen bei UB= +5 V Betriebsspannung liefert eine Ausgangsspannung von ua= 3,86 Vss. Bei einer gemeinsamen Betriebsspannung aller Schaltungsteile von UB= +5 V erhält man die Aussteuerreserve:
Figure imgf000048_0001
die sich nach Einsetzen der Größen zu AAmax= 2,23 dB ergibt.
Trotz des bereits sehr einfachen Aufbaus des Signalgenerators, wurde bei der Dimensionierung der Bauelemente auch der ökonomische Aspekt berücksichtigt. So konnte durch geschickte Dimensionierung erreicht werden, ohne die Leistungsfähigkeit der Schaltung zu beeinträchtigen, dass vier Widerstände den gleichen Wert annehmen und somit physisch zusammenfassbar sind. Konkret wird für RN1 -1 ...RN1-4 anstelle von vier Einzelwiderständen, ein 4- fach Widerstandsarray eingesetzt.
— > Ersparnis: 3 zu bestückende Widerstände.
Die Anzahl der zu bestückenden Bauelemente ist hierdurch minimiert und die Fertigung der Baugruppe vereinfacht worden.
Der vollständig betriebsfertige HF- Signalgenerator soll abschließend noch in Bezug auf die gestellten Anforderungen @...® überprüft werden.
Die Erregerfrequenz ist frei einstellbar und leitet sich per natürlichzahligem Teilerfaktor aus dem Systemtakt des pC ab. Die beispielhaft gewählte Erregerfrequenz ίt_A= 2 MHz ist jedoch international freigegeben.
©: Von der Ausgangsspannung des vollständigen HF- Signalgenerators gemäß Fig. 25 wurde eine Spektralanalyse angefertigt (Fig. 27). Mit über 60 dBc Harmonischenabstand wird nicht nur die Anforderung erfüllt. Es stellt sich darüber hinaus noch eine Reserve von über 10 dB ein, die in der Praxis nützlich ist um Parameterschwankungen (Toleranzen) zu begegnen.
©: Der mit Sinus- Interpolation arbeitende Signalgenerator wird mit
Rechtecksignalen betrieben, die ursprünglich aus dem pC Systemtakt durch Frequenzteilung entstanden sind. Durch die gemeinsame Zeitbasis ist automatisch sichergestellt, dass die erzeugte Erregerfrequenz über feste natürlichzahlige Faktoren stets frequenzsynchron zu den übrigen im Sensorsystem verwendeten Frequenzen ist.
Aufgrund des eingesetzten Pufferverstärkers V2, der als niederimpedante Spannungsquelle beschältet ist, bleibt die Amplitude der Ausgangsspannung nahezu unabhängig von der Last stets auf konstantem Niveau. Darüber hinaus sorgt der Verstärker für eine Entkopplung des Tiefpassfilters von der Last, das dadurch stets konstante und definierte Impedanzverhältnisse an seinem Ein- und Ausgang vorfindet und somit ein sehr deterministisches Übertragungsverhalten annehmen kann. Damit ist auch die zu erwartende Ausgangsamplitude, wie bei Signalgeneratoren auf digitaler Basis generell, präzise vorhersagbar, denn sie wird wie Gleichung (3.7) zeigt, im Wesentlichen nur von wenigen engtolerierten Widerständen bestimmt.
Nachfolgend werden Maßnahmen zur Sicherheit für einen Positionssensor mit höchstem Sicherheitsanspruch erörtert.
An Sensoren für höchste Sicherheitsansprüche wird die Anforderung erhoben in der Lage zu sein, in praktisch jeder nur erdenklichen Fehlersituation, die zu einer Veränderung der Sensorausgangsgröße in Relation zur tatsächlich zu sensierenden Größe führt, den Fehlerzustand anzuzeigen, so dass übergeordnete, das Sensorsignal weiterverarbeitende Systeme entsprechende Maßnahmen daraus ableiten können.
Problematisch eine sichere Erkennbarkeit der Fehlerzustände nachzuweisen und in der Praxis das Sensorsystem auch sicher erkennbar zu gestalten, sind die sogenannten „Fehler gleichen Ursprungs“, bei denen eine Fehlerursache das Sensorsignal verändert, ohne dass der Sensor in der Lage ist, diese zur Anzeige zu bringen. Diesem Fehlertypus kann man auf verschiedene Art begegnen:
• Durch vielfache Ausführung des Sensorsystems, bei dem zwei oder mehr Sensorpfade eine Vergleichsgröße für den jeweils anderen Pfad darstellen (Redundanz).
• Durch Anreicherung des Sensorsystems mit geeigneten unabhängigen Fehlerdiagnoseverfahren.
In dem hier diskutierten Sensorsystem, sollen vorzugsweise beide Methoden implementiert werden, die schlussendlich einer Anwendung mit höchstem Sicherheitsanspruch genügen.
Eine einfache, wenn auch unter ökonomischen Gesichtspunkten nicht unbedingt die vorteilhafteste Methode einen Großteil der„Fehler gemeinsamen Ursprungs“ erkennbar zu machen, ist die zweipfadige, vollredundante Ausführung des Sensorsystems, wie sie in Fig. 28 skizziert ist. Im Prinzip steht hierdurch bei einem einwirkenden Einzelfehler stets ein Referenzsensorpfad zur Verfügung, der zur Fehlerplausibilisierung durch Vergleich der beiden Sensorausgangsgrößen herangezogen werden kann. Dabei ist die bloße Einführung von Redundanz im Sinne von mehrpfadiger Vervielfältigung absolut identischer Sensorsysteme für höchste Sicherheitsansprüche nicht ausreichend. Dies ist darauf zurückzuführen, dass prinzipiell von im Sensorsystem enthaltenen latenten Fehlern ausgegangen werden muss, die, sofern sie in Erscheinung treten, bei identisch gestalteten Pfaden auch einen gleichen Fehlerzustand in Bezug auf die zu vergleichende Ausgangsgröße erzeugen und ein Vergleich dann nicht mehr sinnvoll ist.
Ein anderer Grund sind Einzelfehler die „global“, d.h. gleichmäßig in beide in sämtlichen Parametern identisch gestalteten Pfade einwirken und dadurch auch ein identisches Fehlerbild bzgl. der Ausgangsgröße, das unerkannt bleibt, erzeugen (EMV). Trotz vollredundanter Ausführung, ist in solchen Fällen das Entstehen von unerkannten „Fehlern gleichen Ursprungs“, nicht vermeidbar. Diesen Erscheinungen soll in diesem Sensorsystem begegnet werden, indem zwar grundsätzlich das Mittel der Redundanz zum Einsatz kommt, jedoch zusätzlich eine Asymmetrie in der Dimensionierung der Parameter, bezogen auf Fig. 28, zwischen Pfad A und Pfad B eingeführt wird.
Konkret sind sämtliche erzeugten direkten und in dem Signalpfad abgeleiteten Frequenzen davon betroffen. Dies äußert sich dadurch, dass zunächst die beiden Erreger-Trägerfrequenzen fr_A und fr_B ungleich dimensioniert werden (fr_A F fr_B), was bei resonantem Positionsgeber unmittelbar zu hinsichtlich der Resonanzfrequenz unterschiedlich dimensionierten Positionsgebern 2812 und 2824 (die Resonanzfrequenz ist jeweils abgestimmt auf die pfadbezogene Erregerfrequenz) führt. Weiterhin sind die Überlagerungsfrequenzen fi_o_A und fi_o_B so ausgewählt, dass diese in der Regel ebenfalls ungleich (ή_o_A F fi_o_ß) insbesondere jedoch so dimensioniert sind, dass die sich ergebenden Zwischenfrequenzen in Pfad A und Pfad B (ezFiA; ezF2A und ezFiEs; ezF2ß) unterschiedlich sind. Daraus sollen in der Folge auch unterschiedlich parametrierte Goertzel Filter, z.B. in Bezug auf Abtastfrequenz, Mittenfrequenz und Blocklänge 2803; 2804 gegenüber 2815; 2817 entstehen, so dass einwirkende„Ein- Frequenz- Störer“, die von außen in das Sensorsystem in den analogen Bereich einstrahlen, zu erkennbar unterschiedlichen Positionsausgangsgrößen in Pfad A 281 1 und Pfad B 2813 führen. Latente Fehler im Bereich der digitalen Signalverarbeitung sollen systematisch infolge der deutlich unterschiedlichen Parametrierung der beiden Pfade ebenfalls durch resultierende unterschiedliche Positionswerte (Pfad A gegenüber Pfad B) aufgedeckt werden.
Trotz der stark asymmetrisch redundanten Auslegung können in der Praxis restliche „Fehler gemeinsamen Ursprungs“ verbleiben, die von der Systemauslegung nach Fig. 28 nicht unbedingt aufgefangen werden. Hierzu gehören beispielsweise Fehlerzustände, die auf eine mechanische Positionierung der redundanten jedoch mechanisch verkoppelten Positionsgeber, bzw. deren Luftspalts zu den ortsfest angebrachten Leiterstrukturen beruhen. Nehmen beide Luftspalte, d.h. sowohl der Luftspalt Leiterstruktur Positionsgeber im Pfad A als auch der Luftspalt Leiterstruktur Positionsgeber im Pfad B Größen an, die oberhalb des Maximalluftspalts für fehlerfreie Positionserfassung liegen, so sind beide Positionsgrößen 281 1 und 2813 in Fig. 28 fehlerhaft, wobei eine Diagnose, d.h. eine Anzeigemöglichkeit des Fehlerzustands zunächst ausbleibt.
Unter der Annahme, dass eine symmetrische Zwei- Signal Leiterstruktur, z.B. gemäß Fig. 12 zur Anwendung kommt, kann auf das Summensignal esuM-A des Pfades A, bzw. esuM-ß des Pfades B zurückgegriffen werden. Das Summensignal, dargestellt als normierter Funktionsverlauf über der normierten Referenzposition 298 in Fig. 29, zeigt bei konstanter primärer Erregerspannungsamplitude (QECT_A= const., bzw. bEct_B= const.) einen deterministischen Verlauf im regulären, d.h. fehlerfreien Betrieb (Graf 294), und, dank der symmetrischen Leiterstruktur, einen deutlich kleineren Funktionswert esuM-A, bzw. esuM-B, wenn der Luftspalt Leiterstruktur Positionsgeber übermäßig groß geworden ist (Graf 295). Somit nimmt die Größe esuM-A, bzw. esuM-B bei der symmetrischen Leiterstruktur, anders als bei vielen Magneto- Induktiven Sensoren, im Fehlerfalle einen Wert an, der nicht Teil des Wertebereichs im regulären, fehlerfreien Betrieb ist. Dies hat die positive Folge, dass ein vereinfachtes Verfahren zur Diagnose des übermäßig vergrößerten Luftspalts zur Anwendung kommen kann. Hierzu wird das ohnehin im Rahmen der Positionsberechnung vorliegende Summensignal esuM_A, bzw. esuM_B gemäß Fig. 29 mit einem Grenzwert 293 als Entscheiderschwelle verglichen, wobei sodann bzgl. des Fehlerzustandes gilt:
• Das Summensignal esuM_A, bzw. esuM_B ist größer als der Grenzwert der Entscheiderschwelle 293 — > Das Sensorsystem befindet sich im regulären, fehlerfreien Betriebszustand.
• Das Summensignal esuM_A, bzw. esuM_B ist kleiner als der Grenzwert der Entscheiderschwelle 293— > Das Sensorsystem befindet sich im Fehlerzustand.
Mit der Diagnose- Reserve 297 gegenüber dem Funktionsminimum 292 in Fig. 29 wird nun der Sicherheitsabstand des norm. Summensignals 291 bzgl. einer Fehleranzeige trotz regulärem Betriebs angegeben. Die Diagnose- Reserve 296 zeigt entsprechend den Sicherheitsabstand des norm. Summensignals bzgl. keiner Fehleranzeige trotz Fehlerzustands auf.
Für eine möglichst robuste Arbeitsweise dieses Diagnoseverfahrens sollten die Diagnose-Reserven 296 und 297 beide möglichst groß ausfallen. Da sich beide Größen invers zueinander verhalten, ist ein Kompromiss bzgl. der Lage der Entscheiderschwelle 293 einzugehen.
Die Diagnosefähigkeit des obigen Verfahrens beschränkt sich nicht nur auf die Diagnose übermäßig großer Luftspalte Leiterstruktur Positionsgeber, sondern es ist auch für die Diagnose eines jedweden summensignalverändernden Fehlerzustands geeignet. Hierzu gehören z.B. ein Defekt in der Primär- Erregersignalerzeugung (die Amplitude ist zu klein) oder auch ein Defekt des resonanten Positionsgebers (der Positionsgeber ist bzgl. der Resonanzfrequenz verstimmt oder allgemein defekt, so dass er im Bereich der Erregerfrequenz keine Unsymmetrie mehr in der Leiterstruktur erzeugen kann). In Anlehnung an die oben dargestellten Ausführungen, sei, rein beispielhaft, der mögliche schematische Aufbau eines derartigen Sensorsystems aufgezeigt. In Fig. 30 sind hierzu die folgenden wesentlichen Komponenten dargestellt: 301 : Symmetrische Leiterstruktur Pfad A (eine Verkürzung, bzw. Optimierung der
Strukturlänge nach Fig.14 © ist nicht berücksichtigt).
302: Elektrischer Steckverbinder.
303:Symmetrische Leiterstruktur Pfad B (eine Verkürzung, bzw. Optimierung der Strukturlänge nach Fig.14 © ist nicht berücksichtigt).
304:Positionsgeber Pfad B.
305: Basisleiterplatte als Träger für Bauelemente und beide Leiterstrukturen.
306:Positionsgeber Pfad A.

Claims

Patentansprüche
1 . Hochfrequenzgenerator zur Erzeugung eines Erregersignals für einen induktiven Sensor, umfassend
- einen Signalgenerator, wobei der Signalgenerator wenigstens zwei Timer-Ports eines Mikrocontrollers umfasst, von denen jeder zur Erzeugung eines
zeitsymmetrischen Rechtecksignals (ULI . . . UL3) mit einer Erregerfrequenz (fo) so ausgebildet ist, dass die Rechtecksignale des ersten zum zweiten und die
Rechtecksignale des zweiten zum dritten Timer-Port zueinander jeweils eine Zeitverzögerung (td) aufweisen, die einem definierten Bruchteil der Periodendauer des Erregersignals entspricht,
- wenigstens zwei Widerstände (RN1 -1 ; R2; RN1 -2) des Mikrocontrollers, die einen Digital-nach-Analog-Umsetzer bilden, wobei die Widerstände (RN1 -1 ; R2; RN1 -2) mit einem gemeinsamen Knotenpunkt elektrisch leitend verbunden sind und deren Widerstandsverhältnisse untereinander so ausgebildet sind, dass die parallel zugeführten zeitverzögerten Rechtecksignale der Timer-Ports an dem
gemeinsamen Knotenpunkt zu einem sinus-interpolierten Signal (ua) umgeformt werden.
2. Hochfrequenzgenerator gemäß Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Signalgenerator und die Widerstände des Mikrocontrollers so ausgebildet sind, dass das sinus-interpolierte Signal (ua) durch diskrete, zeitlich äquidistant angeordnete Funktionswerte gebildet wird, die jeweils gegenüber der angenäherten Sinusfunktion zeitlich verschoben bzw. verzerrt sind, insbesondere um
grundwellennahe Harmonische zu unterdrücken.
3. Hochfrequenzgenerator gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalgenerator dazu ausgebildet ist, die
Rechtecksignale an den Timer-Ports zu bilden indem diese aus dem Systemtakt des Mikrocontrollers durch Frequenzteilung abgeleitet werden.
4. Hochfrequenzgenerator gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer ganzzahligen Anzahl von n unterschiedlichen Stufen pro Erregersignalperiode (TO) zur Bildung des sinus-interpolierten Signals (ua) der Wert des ganzzahligen Interpolationsfaktors (TO/td), der das Verhältnis der Erregersignalperiode (TO) zur Zeitverzögerung (td) beschreibt, den doppelten Wert von n einnimmt.
5. Hochfrequenzgenerator gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die ohmschen Widerstandswerte der einzelnen Widerstände (RN1 -1 ; R2; RN1 -2) jeweils mindestens um den Faktor 30 größer sind als der größte Innenwiderstand der jeweiligen Timer-Ports.
6. Hochfrequenzgenerator gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen dem Digital-nach-Analog-Umsetzer nachgeschalteten Interpolations-Tiefpassfilter.
7. Hochfrequenzgenerator gemäß Anspruch 6, gekennzeichnet durch einen dem
Interpolations-Tiefpassfilter nachgeschalteten Puffer- bzw. Treiberverstärker, der insbesondere als niederimpedante Spannungsquelle beschältet ist.
8. Hochfrequenzgenerator gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere Widerstände jeweils den gleichen Wert einnehmen und in einem Widerstandsarray zusammengefasst sind.
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