WO2020022003A1 - 電子制御装置 - Google Patents

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load
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泰志 杉山
純之 荒田
隆介 佐原
祐輔 山本
駿太 戸松
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Hitachi Automotive Systems Ltd
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/06—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps

Definitions

  • the present invention relates to an electronic control unit (Electronic Control Unit: hereinafter referred to as ECU).
  • ECU Electronic Control Unit
  • a circuit configuration in which a DCDC converter is mounted between a battery and an internal load of an ECU to reduce current consumption.
  • a current of several hundred mA can flow, but in the engine stopped state, the DCDC converter driving element is operated intermittently to reduce current consumption.
  • the voltage ripple requirement does not change between the engine stopped state and the operating state, and the obtained frequency reduction effect is reduced even if the intermittent operation is used.
  • a large-sized semiconductor element such as a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) must be used, and a large driving current is required.
  • Patent Literature 1 by combining the series regulator circuit and the charge pump circuit, power efficiency is optimized at low cost even when power supply fluctuation occurs.
  • the MOSFET used in the series regulator control is turned on to supply power only by conduction loss, and the input voltage is lower than the load allowable voltage. If it is too high, operate as a series regulator.
  • the charge pump circuit is used for generating a gate drive voltage of the MOSFET in any state.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide an electronic control device capable of reducing a current supplied from a battery while an engine is stopped.
  • an electronic control device includes a DCDC converter provided between a power supply terminal and a load, and the DCDC converter does not perform a switching operation in an engine operating state and does not perform the switching operation. And when the engine is stopped, a voltage is applied to the load based on a switching operation.
  • an electronic control device capable of reducing the current supplied from the battery while the engine is stopped.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the electronic control device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the DCDC converter of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing waveforms at the time of switching between the battery connection and the switching operation of the DCDC converter of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing waveforms during the switching operation of the DCDC converter of FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of a DCDC converter applied to the electronic control device according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing waveforms at the time of switching between the regulator operation and the switching operation of the DCDC converter of FIG.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of an electronic control device according to the third embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the electronic control device according to the first embodiment.
  • the ECU 2 includes a power supply terminal 3, an IC control power supply 4, a DCDC converter 5, and a load 6.
  • the power supply terminal 3 is connected to the battery 1.
  • the battery voltage Vbat of the battery 1 is, for example, 12V.
  • the DCDC converter 5 is connected between the power supply terminal 3 and the load 6. At this time, the input side of the DCDC converter 5 is connected to the power supply terminal 3 and the IC control power supply 4, and the output side of the DCDC converter 5 is connected to the load 6.
  • the ECU 2 electronically controls on-vehicle devices of the vehicle.
  • the on-vehicle device is, for example, a power device, a steering device, a braking device, or a transmission.
  • An engine or an electric motor can be used as a vehicle power unit.
  • the vehicle-mounted device may be a headlight, a power window, a door lock, an electric seat, an instrument panel, or the like.
  • the IC control power supply 4 detects the battery voltage Vbat of the battery 1 and controls the drive of the DCDC converter 5.
  • the DCDC converter 5 applies a voltage to the load 6 without performing a switching operation in the engine operating state, and applies a voltage to the load 6 based on the switching operation in the engine stopped state. For example, in the engine operating state, the DCDC converter 5 applies the battery voltage Vbat to the load 6.
  • the driving frequency of the switching operation when the engine is stopped is 300 Hz or less. Particularly preferably, the driving frequency of the switching operation when the engine is stopped is in the range of 100 to 300 Hz. Further, the output voltage Vout of the DCDC converter has a higher ripple in the engine stop state than in the engine operation state. At this time, the ripple of the output voltage Vout in the engine stopped state is in the range of 1 to 2V. The ripple frequency of the output voltage Vout is equal to the driving frequency of the switching operation. As the DCDC converter 5, a step-down charge pump can be used.
  • the type and form of the load 6 are not specified.
  • the load 6 may be an internal load of the ECU 2, or may be an external load of the ECU 2.
  • FIG. 1 shows an example in which the load 6 includes a communication wake-up unit 7, series regulators 8, 10, a RAM backup power supply 9, and a timer 11.
  • the communication wake-up unit 7 activates a communication function such as CAN.
  • the RAM backup power supply 9 backs up the RAM power supply.
  • the RAM backup power supply 9 operates at, for example, 5V.
  • the timer 11 measures the engine stop time.
  • the timer 11 operates at, for example, 3.3V.
  • the series regulator 8 lowers the battery voltage Vbat to the operation guarantee voltage of the RAM backup power supply 9.
  • the series regulator 10 lowers the battery voltage Vbat to the operation guarantee voltage of the timer 11.
  • the DCDC converter 5 can reduce the current Ibat supplied from the battery 1 while the engine is stopped by applying a voltage to the load 6 based on the switching operation when the engine is stopped. For this reason, even when the battery 1 cannot be charged while the engine is stopped, it is possible to prevent the occurrence of a trouble in starting the vehicle due to the dead battery. Further, the DCDC converter 5 can reduce the loss and noise accompanying the switching operation by applying the voltage to the load 6 without performing the switching operation in the engine operating state.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the DCDC converter of FIG. 2, the DCDC converter 5 includes terminals N1 to N4, switching elements SW1 to SW4, a charge pump control unit 12, and a voltage detection circuit 13.
  • the switching elements SW1 to SW4 MOSFETs or bipolar transistors can be used.
  • the switching elements SW1 to SW4 may be IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors).
  • the charge pump control unit 12 switches between the operation of applying the battery voltage Vbat to the load 6 and the switching operation of the switching elements SW1 to SW4 based on the ignition key signal Sig and the detection value of the voltage detection circuit 13.
  • each of the switching elements SW1 to SW4 is switched on and off based on the threshold value Vth.
  • Voltage detection circuit 13 detects output voltage Vout of DCDC converter 5.
  • the voltage detection circuit 13 can use a comparator that detects only the low threshold of the output voltage Vout.
  • the switching element SW1 is connected to the terminal N1.
  • the switching element SW3 is connected to the switching element SW1.
  • the switching element SW2 is connected to the switching element SW3.
  • the switching element SW4 is connected to the switching element SW2.
  • connection point of the switching elements SW1 and SW3 is connected to the terminal N2.
  • the connection point between the switching elements SW2 and SW4 is connected to the terminal N3.
  • the connection point between the switching elements SW2 and SW3 is connected to the terminal N4.
  • the capacitor C1 is connected between the terminals N2 and N3.
  • the capacitor C2 and the load 6 are connected to the terminal N4.
  • the capacitors C1 and C2 can be externally connected to the DCDC converter 5.
  • the charge pump control unit 12 turns on the switching elements SW1 and SW3 and turns off the switching elements SW2 and SW4.
  • the battery 1 of FIG. 1 and the load 6 are directly connected via the DCDC converter 5, and the battery voltage Vbat of the battery 1 is applied to the load 6.
  • a current path L1 of the terminal N1, the switching element SW1, the switching element SW3, and the terminal N4 is formed in the DCDC converter 5.
  • the switching elements SW1 to SW4 do not perform the switching operation, it is possible to reduce the loss and noise accompanying the switching operation.
  • the charge pump control unit 12 alternately turns on the switching elements SW1 and SW2 and turns off the switching elements SW3 and SW4, and turns on the switching elements SW1 and SW2 and turns on the switching elements SW3 and SW4. repeat. In this case, the voltage generated based on the charge pump operation of DCDC converter 5 is applied to load 6.
  • DC-DC converter is a switching regulator using an inductor.
  • a large inductance value is required in order to reduce current ripple, resulting in an increase in cost.
  • a circuit using a charge pump which is one of the forms of the DCDC converter 5 suitable for applications having a small output current, can be used, and cost can be reduced.
  • the switching elements SW1 to SW4 can have a sufficiently high on-resistance that the power consumption does not exceed the allowable loss in the engine operating state and the switching operation failure due to the voltage drop does not occur in the engine stopped state.
  • the on-resistance of the switching elements SW1 to SW4 can be set in the range of 100 to 300 ⁇ .
  • the size of a semiconductor switch such as a MOSFET used for the switching elements SW1 to SW4 can be reduced, and the current required for gate drive can be reduced.
  • FIG. 3 is a diagram showing waveforms at the time of switching between the battery connection and the switching operation of the DCDC converter of FIG.
  • the charge pump control unit 12 connects the battery 1 and the load 6 by turning on the switching elements SW1 and SW3 and turning off the switching elements SW2 and SW4.
  • the output voltage Vout of the DCDC converter 5 becomes substantially equal to the battery voltage Vbat.
  • the output voltage Vout of the DCDC converter 5 has a value obtained by subtracting the voltage drop due to the ON resistance of the switching elements SW1 and SW3 from the battery voltage Vbat.
  • the battery voltage Vbat is equal to the battery voltage Vfull at the time of full charge.
  • the DCDC converter 5 performs a switching operation to reduce the current consumption of the battery 1. At this time, the output voltage Vout of the DCDC converter 5 becomes the voltage Vsw obtained by lowering the battery voltage Vbat by the step-down charge pump operation of the DCDC converter 5. A ripple LP due to the step-down charge pump operation of the DCDC converter 5 occurs in the output voltage Vout of the DCDC converter 5.
  • the battery current Ibat alternates between the output current Iop and the offset current Iof.
  • the offset current Iof is a current supplied to the IC control power supply 4 in FIG. Therefore, assuming that the battery current Ibat in the engine operating state is Idc, the current supplied from the battery 1 to the load 6 in the engine stopped state is smaller by Idc-Iop than in the engine operating state.
  • the charge pump control unit 12 connects the battery 1 and the load 6 by turning on the switching elements SW1 and SW3 and turning off the switching elements SW2 and SW4, and shifts to a mode in which the standby of the load 6 is continued. In this case, an alarm signal can be transmitted to inform the user that the battery voltage Vbat has significantly deteriorated.
  • the battery current Ibat in the engine stopped state is not only reduced by the switching operation of the DCDC converter 5, but also a small-sized MOSFET is used and the comparator for detecting the low voltage threshold is used.
  • the drive current and the control current can be reduced, and the battery current Ibat can be further reduced.
  • the size of the MOSFET is set to a value such that the voltage drop does not fall below the guaranteed voltage of the load 6 even when the battery current Ibat flows in the engine operating state. Specifically, when the load current in the engine operating state is 5 mA and the guaranteed voltage of the load 6 is 4.5 V, the on-resistance of the MOSFET that can operate even when the battery voltage Vbat drops to 6 V is 300 ⁇ in series. Therefore, the MOSFET size is set so that the on-resistance becomes 300 ⁇ at the maximum.
  • the MOSFET size varies depending on the use conditions, but it is sufficient if the drive current is sufficiently smaller than the load current. Further, by switching the driving of the DCDC converter 5 according to the vehicle state, it is possible to continue supplying power to the load 6.
  • FIG. 4 is a diagram showing waveforms during the switching operation of the DCDC converter of FIG.
  • switching of the switching elements SW1 to SW4 is performed by detecting a low voltage of the output voltage Vout in order to suppress current consumption required for controlling the charge pump.
  • the threshold value of the low voltage detection is set to Vth.
  • the battery 1 in FIG. 1 charges the capacitors C1 and C2.
  • the capacitor C1 charges the capacitor C2 by turning off the switching elements SW1 and SW2 and turning on the switching elements SW3 and SW4. I do.
  • the charge pump control unit 12 can keep the output voltage Vout constant by repeating this control. However, a ripple LP occurs in the output voltage Vout.
  • the ripple voltage Vripple of the output voltage Vout can be calculated by Expression (1).
  • Vripple (Cout ⁇ Vout + Cin ⁇ (Vbat ⁇ Vout)) / (Cin + Cout) (1)
  • the ripple frequency f calculated from the equation (2) in the ECU 2 is a very small value of about several hundred Hz.
  • the ripple voltage Vripple also has a large value of about 1 V.
  • the function is originally connected to the battery voltage.
  • the output current Iout of the DCDC converter 5 can be reduced by reducing the ripple frequency f. Therefore, the DCDC converter 5 can reduce the output current Iout of the DCDC converter 5 by driving the switching operation at a low frequency of 300 Hz or less.
  • the DCDC converter 5 applies the battery voltage Vdat to the load 6 without performing the switching operation. This allows the DCDC converter 5 to keep the ripple voltage Vripple low without driving the high frequency of 300 to 400 kHz in the engine operating state.
  • the switching operation of the DCDC converter 5 is performed when the engine is stopped, and the battery 1 and the load 6 are directly connected via the DCDC converter 4 when the engine is operating.
  • the wake-up function which is one of the loads 6, enters a standby state with a 5V power supply instead of the battery power supply 1 to reduce current consumption.
  • the switching elements SW1 and SW3 of the DCDC converter 5 are used as a series regulator.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of a DCDC converter applied to the electronic control device according to the second embodiment.
  • the DCDC converter 15 includes a converter internal control unit 14 instead of the charge pump control unit 12 of the DCDC converter 5 of FIG.
  • Converter internal control section 14 includes charge pump control section 12A and regulator control section 12B.
  • the charge pump control unit 12A performs switching operation of the switching elements SW1 to SW4 based on the ignition key signal Sig and the detection value of the voltage detection circuit 13. In the switching operation of the switching elements SW1 to SW4, each of the switching elements SW1 to SW4 is switched on and off based on the threshold value Vth.
  • the regulator control unit 12B causes the switching elements SW1 and SW3 to operate as a series regulator based on the ignition key signal Sig and the detection value of the voltage detection circuit 13.
  • the semiconductor switches used for the switching elements SW1 and SW3 are turned on half.
  • Half-on is a state in which the channel of the semiconductor switch is maintained at an intermediate potential between on and off.
  • the regulator control unit 12B causes the DCDC converter 15 to operate as a series regulator by half-turning on the switching elements SW1 and SW3 and turning off the switching elements SW2 and SW4. In the series regulator operation, the regulator control unit 12B may turn on the switching element SW1, turn on the switching element SW3 half-on, or turn on the switching element SW1 and turn on the switching element SW3.
  • the battery 1 of FIG. 1 and the load 6 are connected via the switching elements SW1 and SW3, and a voltage obtained by subtracting the voltage drop by the switching elements SW1 and SW3 from the battery voltage Vbat of the battery 1 is applied to the load 6. .
  • a current path L1 of the terminal N1, the switching element SW1, the switching element SW3, and the terminal N4 is formed in the DCDC converter 15.
  • the charge pump control unit 12A operates in the same manner as the charge pump control unit 12 in FIG.
  • the DCDC converter 15 can always be operated to supply a 5 V voltage to the load 6, but the DCDC converter 5 is required to reduce the power consumption of the control circuit.
  • the output voltage Vout is controlled by detecting a low voltage, so that a large ripple voltage is generated.
  • the battery voltage Vbat is not constant during the operation of the vehicle.
  • the ripple voltage Vripple of the output voltage Vout increases to 16 V or more, and the load 6 This may cause device destruction.
  • the cost of the DCDC converter 15 can be reduced. If the ignition key is turned off, the vehicle is at a stop, and no power fluctuation occurs.
  • FIG. 6 is a diagram showing waveforms at the time of switching between the regulator operation and the switching operation of the DCDC converter of FIG.
  • the regulator control unit 12B controls the switching elements SW1 and SW3 as a series regulator and supplies power to the load 6.
  • the output voltage Vout of the DCDC converter 5 is set to the regulator voltage Vreg.
  • the regulator voltage Vreg can be set to the operation guarantee voltage of the load 6.
  • the battery current Ibat in the engine operating state is the sum of the offset current Iof supplied to the IC control power supply 4 in FIG. 1 and the current supplied to the load 6 when the DCDC converter 5 operates the regulator.
  • the DCDC converter 5 performs a switching operation to reduce the current consumption of the battery 1.
  • the regulator control unit 12B controls the switching elements SW1 and SW3 as a series regulator, connects the battery 1 to the load 6 via the switching elements SW1 and SW3, and shifts to a mode in which the standby of the load 6 is continued. In this case, an alarm signal can be transmitted to inform the user that the battery voltage Vbat has significantly deteriorated.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of an electronic control device according to the third embodiment.
  • the ECU 2A has an output terminal 16 added to the ECU 2 of FIG.
  • the output terminal 16 is connected to the output of the DCDC converter 5.
  • the output terminal 16 is connected to the ECUs 2B and 2C.
  • the ECUs 2B and 2C can omit the IC control power supply and the DCDC converter. At this time, power can be supplied to the ECUs 2B and 2C from the DCDC converter 6 of the ECU 2A.
  • the control current of the DCDC converter 5 can be reduced.
  • the ratio of the offset current to the output current is large, the effect of reducing the current consumption is reduced.
  • the ratio of the offset current to the output current can be reduced, and the battery can be reduced in current consumption at low cost.

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Abstract

エンジン停止中にバッテリから供給される電流を低減させることが可能な電子制御装置を提供する。エンジン動作状態では、スイッチング素子（ＳＷ１）、スイッチング素子（ＳＷ３）をオン、スイッチング素子（ＳＷ２）、スイッチング素子（ＳＷ４）をオフし、ＤＣＤＣコンバータ（５）を介し、バッテリ（１）と負荷（６）を直接接続し、バッテリ（１）のバッテリ電圧（Ｖｂａｔ）を負荷（６）に印加し、エンジン停止状態では、スイッチング素子（ＳＷ１）、スイッチング素子（ＳＷ２）をオン、スイッチング素子（ＳＷ３）、スイッチング素子（ＳＷ４）をオフした状態と、スイッチング素子（ＳＷ１）、スイッチング素子（ＳＷ２）をオフ、スイッチング素子（ＳＷ３）、スイッチング素子（ＳＷ４）をオンした状態とを交互に繰り返し、ＤＣＤＣコンバータ（５）のチャージポンプ動作に基づいて生成された電圧を負荷（６）に印加する。

Description

電子制御装置
　本発明は、電子制御装置（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ：以下、ＥＣＵと言う）に関する。
　自動車業界では、環境および排気規制の強化に対応するため、車両の電子制御化が進んでおり、車両に搭載される制御装置の数も増加している。ところで、ＥＣＵに要求される仕様において、エンジン停止中でも動作を継続しなければならない機能がある。例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　ａｃｃｅｓｓ　ｍｅｍｏｒｙ）を用いたバックアップ機能、ＣＡＮ（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ　Ａｒｅａ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）通信を用いたウェイクアップ機能およびタイマカウンタ機能が挙げられる。
　これらの電力は車載バッテリから供給されるが、エンジン停止中はバッテリの充電ができない。このため、消費電流の総和が大きいと、バッテリ上がりに起因する車両始動不具合発生が懸念される。このような事象を防止するため、エンジン停止状態でのバッテリ消費電流の低減が求められている。
　一般的に、バッテリとＥＣＵの内部負荷の間にＤＣＤＣコンバータを搭載し、消費電流を低減させる回路構成が用いられている。エンジン動作状態では、数１００ｍＡの電流を流せるが、エンジン停止状態では、ＤＣＤＣコンバータ駆動素子を間欠動作させ、消費電流の低減を実現している。
　このような回路構成の場合、エンジン停止状態と動作状態で電圧リプル要求が変化せず、間欠動作を用いても、得られる周波数低減効果が少なくなる。また、数１００ｍＡの電流を流すために、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのサイズの大きな半導体素子を用いなければならず、大きな駆動電流を必要とする。
　特許文献１に記載された技術によれば、シリーズレギュレータ回路とチャージポンプ回路を組み合わせることで、電源変動が発生しても、低コストで電力効率の最適化を実現している。特許文献１に記載された技術では、入力電圧が負荷許容電圧よりも低い場合は、シリーズレギュレータ制御で用いるＭＯＳＦＥＴをオンさせることで、導通損失のみで電力を供給し、入力電圧が負荷許容電圧よりも高い場合は、シリーズレギュレータとして動作させる。チャージポンプ回路は、いずれの状態においても、ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動電圧を生成するために用いる。
特開２００３－１０８２４３号公報
　しかしながら、特許文献１に記載された技術では、電源変動が発生しても、電力効率を最適化できるが、エンジン停止中のバッテリの低消費電流化のような着想はなかった。
　本発明は、上記事情に鑑みなされたものであり、その目的は、エンジン停止中にバッテリから供給される電流を低減させることが可能な電子制御装置を提供することにある。
　上記目的を達成するため、第１の観点に係る電子制御装置は、電源端子と負荷との間に設けられたＤＣＤＣコンバータを備え、前記ＤＣＤＣコンバータは、エンジン動作状態ではスイッチング動作せずに前記負荷に電圧を印加し、エンジン停止状態ではスイッチング動作に基づいて前記負荷に電圧を印加する。
　本発明によれば、エンジン停止中にバッテリから供給される電流を低減させることが可能な電子制御装置を提供することができる。
図１は、第１実施形態に係る電子制御装置の構成を示すブロック図である。 図２は、図１のＤＣＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。 図３は、図１のＤＣＤＣコンバータのバッテリ接続とスイッチング動作の切替時の波形を示す図である。 図４は、図１のＤＣＤＣコンバータのスイッチング動作時の波形を示す図である。 図５は、第２実施形態に係る電子制御装置に適用されるＤＣＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。 図６は、図５のＤＣＤＣコンバータのレギュレータ動作とスイッチング動作の切替時の波形を示す図である。 図７は、第３実施形態に係る電子制御装置の構成を示すブロック図である。
　実施形態について、図面を参照して説明する。なお、以下に説明する実施形態は特許請求の範囲に係る発明を限定するものではなく、また、実施形態の中で説明されている諸要素およびその組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
　図１は、第１実施形態に係る電子制御装置の構成を示すブロック図である。
　図１において、ＥＣＵ２は、電源端子３、ＩＣ制御電源４、ＤＣＤＣコンバータ５および負荷６を備える。
　電源端子３は、バッテリ１に接続されている。エンジン動作状態では、バッテリ１のバッテリ電圧Ｖｂａｔは、例えば、１２Ｖである。ＤＣＤＣコンバータ５は、電源端子３と負荷６との間に接続されている。この時、ＤＣＤＣコンバータ５の入力側は、電源端子３およびＩＣ制御電源４に接続され、ＤＣＤＣコンバータ５の出力側は、負荷６に接続される。
　ＥＣＵ２は、車両の車載機器を電子制御する。車載機器は、例えば、動力装置、操舵装置、制動装置または変速装置である。車両の動力装置として、エンジンまたは電動機を用いることができる。車載機器は、ヘッドライト、パワーウィンドウ、ドアロック、電動シート、インストルメントパネルなどであってもよい。
　ＩＣ制御電源４は、バッテリ１のバッテリ電圧Ｖｂａｔを検出したり、ＤＣＤＣコンバータ５を駆動制御したりする。ＤＣＤＣコンバータ５は、エンジン動作状態ではスイッチング動作せずに負荷６に電圧を印加し、エンジン停止状態ではスイッチング動作に基づいて負荷６に電圧を印加する。例えば、エンジン動作状態では、ＤＣＤＣコンバータ５は、バッテリ電圧Ｖｂａｔを負荷６に印加する。
　エンジン停止状態でのスイッチング動作の駆動周波数は３００Ｈｚ以下である。特に好ましくは、エンジン停止状態でのスイッチング動作の駆動周波数は１００～３００Ｈｚの範囲内である。また、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔは、エンジン動作状態に対して、エンジン停止状態の方が高リプルである。この時、エンジン停止状態の出力電圧Ｖｏｕｔのリプルは、１～２Ｖの範囲内である。出力電圧Ｖｏｕｔのリプル周波数は、スイッチング動作の駆動周波数と等しい。ＤＣＤＣコンバータ５は、降圧チャージポンプを用いることができる。
　負荷６に関して、その種別および形態は特定されない。負荷６は、ＥＣＵ２の内部負荷であってもよいし、ＥＣＵ２の外部負荷であってもよい。図１では、負荷６は、通信ウェイクアップ部７、シリーズレギュレータ８、１０、ＲＡＭバックアップ電源９およびタイマ１１を備える例を示した。
　通信ウェイクアップ部７は、ＣＡＮなどの通信機能を起動する。ＲＡＭバックアップ電源９は、ＲＡＭ電源のバックアップを行う。ＲＡＭバックアップ電源９は、例えば、５Ｖで動作する。タイマ１１は、エンジン停止時間を測定する。タイマ１１は、例えば、３．３Ｖで動作する。シリーズレギュレータ８は、バッテリ電圧ＶｂａｔをＲＡＭバックアップ電源９の動作保証電圧まで降下させる。シリーズレギュレータ１０は、バッテリ電圧Ｖｂａｔをタイマ１１の動作保証電圧まで降下させる。
　ここで、ＤＣＤＣコンバータ５は、エンジン停止状態ではスイッチング動作に基づいて負荷６に電圧を印加することにより、エンジン停止中にバッテリ１から供給される電流Ｉｂａｔを低減させることができる。このため、エンジン停止中にバッテリ１の充電ができない場合においても、バッテリ上がりに起因する車両始動の不具合の発生を防止することができる。また、ＤＣＤＣコンバータ５は、エンジン動作状態ではスイッチング動作せずに負荷６に電圧を印加することにより、スイッチング動作に伴う損失やノイズを低減することができる。
　図２は、図１のＤＣＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
　図２において、ＤＣＤＣコンバータ５は、端子Ｎ１～Ｎ４、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４、チャージポンプ制御部１２および電圧検出回路１３を備える。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４は、ＭＯＳＦＥＴもしくはバイポーラトランジスタを用いることができる。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であってもよい。
　チャージポンプ制御部１２は、イグニッションキー信号Ｓｉｇおよび電圧検出回路１３の検出値に基づいて、負荷６へのバッテリ電圧Ｖｂａｔの印加動作と、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のスイッチング動作とを切り替える。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のスイッチング動作では、しきい値Ｖｔｈに基づいて、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のオンとオフとを切り替える。電圧検出回路１３は、ＤＣＤＣコンバータ５の出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。電圧検出回路１３は、出力電圧Ｖｏｕｔの低スレッショルド検出のみのコンパレータを用いることができる。
　スイッチング素子ＳＷ１は、端子Ｎ１に接続されている。スイッチング素子ＳＷ３は、スイッチング素子ＳＷ１に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２は、スイッチング素子ＳＷ３に接続されている。スイッチング素子ＳＷ４は、スイッチング素子ＳＷ２に接続されている。
　スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３の接続点は、端子Ｎ２に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４の接続点は、端子Ｎ３に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３の接続点は、端子Ｎ４に接続されている。端子Ｎ２、Ｎ３間には、コンデンサＣ１が接続されている。端子Ｎ４には、コンデンサＣ２および負荷６が接続されている。コンデンサＣ１、Ｃ２は、ＤＣＤＣコンバータ５に外付けすることができる。
　イグニッションキーがオンすると、イグニッションキー信号Ｓｉｇはハイレベルになり、エンジン動作状態になる。この時、チャージポンプ制御部１２は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をオン、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４をオフする。この場合、ＤＣＤＣコンバータ５を介し、図１のバッテリ１と負荷６が直接接続され、バッテリ１のバッテリ電圧Ｖｂａｔが負荷６に印加される。この時、端子Ｎ１→スイッチング素子ＳＷ１→スイッチング素子ＳＷ３→端子Ｎ４という電流経路Ｌ１がＤＣＤＣコンバータ５に形成される。この場合、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４はスイッチング動作しないので、スイッチング動作に伴う損失やノイズを低減することができる。
　イグニッションキーがオフすると、イグニッションキー信号Ｓｉｇはロウレベルになり、エンジン停止状態になる。この時、チャージポンプ制御部１２は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２をオンかつスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４をオフした状態と、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２をオフかつスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４をオンした状態とを交互に繰り返す。この場合、ＤＣＤＣコンバータ５のチャージポンプ動作に基づいて生成された電圧が負荷６に印加される。この時、端子Ｎ１→スイッチング素子ＳＷ１→端子Ｎ２→コンデンサＣ１→端子Ｎ３→スイッチング素子ＳＷ２→端子Ｎ４という電流経路Ｌ２と、スイッチング素子ＳＷ４→端子Ｎ３→コンデンサＣ１→端子Ｎ２→スイッチング素子ＳＷ３→端子Ｎ４という電流経路Ｌ３とがＤＣＤＣコンバータ５に交互に形成される。これにより、図１のバッテリ１から供給される電流Ｉｂａｔを低減させることができ、エンジン停止中にバッテリ１の充電ができない場合においても、バッテリ上がりに起因する車両始動の不具合の発生を防止することができる。
　なお、ＤＣＤＣコンバータの形態のひとつに、インダクタを用いたスイッチングレギュレータがあるが、電流リプルを小さくするために、大きなインダクタンス値が必要となり、コストアップが発生する。これに対して、本実施形態では、出力電流が小さい用途に適したＤＣＤＣコンバータ５の形態の一つであるチャージポンプを用いた回路を用いることができ、コストダウンを図ることができる。
　スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４は、エンジン動作状態では消費電力が許容損失をオーバーせず、エンジン停止状態では電圧降下に伴うスイッチング動作不良が発生しない十分に高いオン抵抗を持たせることができる。例えば、想定している負荷電流が２００～３００μＡの場合、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のオン抵抗を１００～３００Ωの範囲内に設定することができる。これにより、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４に用いられるＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチのサイズを小さくすることができ、ゲート駆動に必要な電流を低減することができる。
　図３は、図１のＤＣＤＣコンバータのバッテリ接続とスイッチング動作の切替時の波形を示す図である。
　図３において、イグニッションキー信号Ｓｉｇがハイレベル時のエンジン動作状態では、負荷６の消費電流が大きいため、チャージポンプ制御部１２の動作周波数の増加に伴う損失やノイズの増加が懸念される。このため、チャージポンプ制御部１２は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をオン、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４をオフすることで、バッテリ１と負荷６を接続させる。この時、ＤＣＤＣコンバータ５の出力電圧Ｖｏｕｔは、バッテリ電圧Ｖｂａｔとほぼ等しくなる。具体的には、ＤＣＤＣコンバータ５の出力電圧Ｖｏｕｔは、バッテリ電圧Ｖｂａｔからスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３のオン抵抗による電圧降下分を引いた値になる。なお、エンジン動作状態では、バッテリ電圧Ｖｂａｔは、フル充電時のバッテリ電圧Ｖｆｕｌと等しくなる。
　イグニッションキー信号Ｓｉｇがロウレベル時のエンジン停止状態では、ＤＣＤＣコンバータ５をスイッチング動作させ、バッテリ１の低消費電流化を図る。この時、ＤＣＤＣコンバータ５の出力電圧Ｖｏｕｔは、ＤＣＤＣコンバータ５の降圧チャージポンプ動作によりバッテリ電圧Ｖｂａｔを降下させた電圧Ｖｓｗになる。ＤＣＤＣコンバータ５の出力電圧Ｖｏｕｔには、ＤＣＤＣコンバータ５の降圧チャージポンプ動作に起因するリップルＬＰが発生する。
　また、エンジン停止状態では、バッテリ電流Ｉｂａｔは、出力電流Ｉｏｐとオフセット電流Ｉｏｆを交互に繰り返す。オフセット電流Ｉｏｆは、図１のＩＣ制御電源４に供給される電流である。このため、エンジン動作状態のバッテリ電流ＩｂａｔをＩｄｃとすると、エンジン停止状態では、エンジン動作状態に比べて、バッテリ１から負荷６に供給される電流がＩｄｃ－Ｉｏｐだけ減少する。
　エンジン停止状態が長期間続く場合、バッテリ１に接続された負荷６の総リーク電流に起因して、バッテリ電圧Ｖｂａｔが、ＤＣＤＣコンバータ５のスイッチング動作に必要な最低電圧Ｖｂｌ以下になる。この時、チャージポンプ制御部１２は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をオン、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４をオフすることで、バッテリ１と負荷６を接続させ、負荷６のスタンバイを継続させるモードに移行させる。この場合、アラーム信号を発信し、バッテリ電圧Ｖｂａｔが著しく劣化したことをユーザに伝えることも可能である。
　このように、上述した第１実施形態によれば、エンジン停止状態のバッテリ電流Ｉｂａｔを、ＤＣＤＣコンバータ５のスイッチング動作で低減させるだけでなく、サイズの小さなＭＯＳＦＥＴを用い、低電圧閾値検出のコンパレータで制御させることで、駆動電流と制御電流を小さくし、さらなるバッテリ電流Ｉｂａｔの低減を図ることができる。
　ＭＯＳＦＥＴのサイズに関しては、エンジン動作状態のバッテリ電流Ｉｂａｔが流れても、電圧降下が負荷６の保証電圧以下とならない値に設定する。具体的には、エンジン動作状態の負荷電流が５ｍＡ、負荷６の保証電圧が４．５Ｖの場合、バッテリ電圧Ｖｂａｔが６Ｖまで低下しても動作可能なＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は直列で３００Ωとなる。従って、オン抵抗が最大で３００ΩとなるＭＯＳＦＥＴサイズに設定する。ＭＯＳＦＥＴサイズは、使用条件に従って異なるが、負荷電流に対し、駆動電流が十分小さい構成となっていればよい。また、車両状態に応じてＤＣＤＣコンバータ５の駆動を切り替えることで、負荷６に電力を供給し続けることが可能となる。
　図４は、図１のＤＣＤＣコンバータのスイッチング動作時の波形を示す図である。
　図４において、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４の切り替えは、チャージポンプの制御に必要な消費電流を抑制するため、出力電圧Ｖｏｕｔの低電圧検出で行う。低電圧検出のしきい値をＶｔｈとする。
　図２のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２をオン、スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４をオフすると、図１のバッテリ１がコンデンサＣ１、Ｃ２を充電する。負荷６がコンデンサＣ１、Ｃ２から電流を引き出し、出力電圧Ｖｏｕｔがしきい値Ｖｔｈに到達すると、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２をオフ、スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４をオンすることで、コンデンサＣ１がコンデンサＣ２に充電する。
　以下、チャージポンプ制御部１２は、この制御を繰り返すことで、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つことが可能である。ただし、出力電圧ＶｏｕｔにはリップルＬＰが発生する。
　ＤＣＤＣコンバータ５の出力電圧をＶｏｕｔ、出力電流をＩｏｕｔ、コンデンサＣ１の容量をＣｉｎ、コンデンサＣ２の容量をＣｏｕｔとした場合、出力電圧Ｖｏｕｔのリプル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅは式（１）で算出できる。
Ｖｒｉｐｐｌｅ＝（Ｃｏｕｔ×Ｖｏｕｔ＋Ｃｉｎ×（Ｖｂａｔ－Ｖｏｕｔ））／
　　　　　　　　（Ｃｉｎ＋Ｃｏｕｔ）　　　・・・（１）
　また、コンデンサＣ２の充電時間が無視できるほど小さいとすると、出力電圧Ｖｏｕｔのリプル周波数ｆは、式（２）で算出できる。
ｆ＝（（Ｃｉｎ＋Ｃｏｕｔ）×Ｉｏｕｔ）／Ｖｒｉｐｐｌｅ・・・（２）
　コンデンサＣ１、Ｃ２の容量および出力電流Ｉｏｕｔなどの条件によって値は変化するが、ＥＣＵ２において、（２）式から算出されるリプル周波数ｆは、数１００Ｈｚ程度と非常に小さい値となる。この時、リプル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅも１Ｖ程度の大きな値になるが、例えば、ウェイクアップ機能を備えたＣＡＮトランシーバＩＣの場合、元来バッテリ電圧に接続する機能のため、問題にはならない。
　ここで、（２）式から判るように、リプル周波数ｆを小さくすることにより、ＤＣＤＣコンバータ５の出力電流Ｉｏｕｔを小さくすることができる。このため、ＤＣＤＣコンバータ５は、スイッチング動作の駆動周波数を３００Ｈｚ以下とした低周波駆動することにより、ＤＣＤＣコンバータ５の出力電流Ｉｏｕｔを小さくすることができる。
　一方、スイッチング動作の駆動周波数を小さくすると、リプル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅが大きくなる。エンジン動作状態においてＥＣＵ２を安定して動作させるには、リプル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅを数十ｍＶ以下に抑える必要がある。リプル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅを数十ｍＶにするには、スイッチング動作の駆動周波数を３００～４００ｋＨｚの範囲内に設定する必要がある。
　これに対して、本実施形態のエンジン動作状態では、ＤＣＤＣコンバータ５は、スイッチング動作することなくバッテリ電圧Ｖｄａｔを負荷６に印加する。これにより、ＤＣＤＣコンバータ５は、エンジン動作状態では、３００～４００ｋＨｚの高周波駆動させることなく、リプル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅを低く抑えることができる。
　第１実施形態では、エンジン停止状態ではＤＣＤＣコンバータ５をスイッチング動作させ、エンジン動作状態ではＤＣＤＣコンバータ４を介してバッテリ１と負荷６を直接接続させる。一方で、負荷６の一つであるウェイクアップ機能に関して、低消費電流化のため、バッテリ電源１ではなく、５Ｖ電源でスタンバイ状態となる例がある。この場合、第１実施形態のバッテリ１と負荷６の直接接続が使用できないため、第２実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ５のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をシリーズレギュレータとして用いる。
　図５は、第２実施形態に係る電子制御装置に適用されるＤＣＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
　図５において、ＤＣＤＣコンバータ１５は、図２のＤＣＤＣコンバータ５のチャージポンプ制御部１２の代わりにコンバータ内部制御部１４を備える。コンバータ内部制御部１４は、チャージポンプ制御部１２Ａおよびレギュレータ制御部１２Ｂを備える。
　チャージポンプ制御部１２Ａは、イグニッションキー信号Ｓｉｇおよび電圧検出回路１３の検出値に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４をスイッチング動作させる。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のスイッチング動作では、しきい値Ｖｔｈに基づいて、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のオンとオフとを切り替える。
　レギュレータ制御部１２Ｂは、イグニッションキー信号Ｓｉｇおよび電圧検出回路１３の検出値に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をシリーズレギュレータ動作させる。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３のシリーズレギュレータ動作では、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３に用いられる半導体スイッチをハーフオンさせる。ハーフオンは、半導体スイッチのチャネルがオンとオフの間の中間電位に維持された状態である。
　エンジン動作状態では、レギュレータ制御部１２Ｂは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をハーフオン、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４をオフすることで、ＤＣＤＣコンバータ１５をシリーズレギュレータ動作させる。なお、シリーズレギュレータ動作では、レギュレータ制御部１２Ｂは、スイッチング素子ＳＷ１をオン、スイッチング素子ＳＷ３をハーフオンさせてもよいし、スイッチング素子ＳＷ１をハーフオン、スイッチング素子ＳＷ３をオンさせてもよい。
　この場合、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３を介し、図１のバッテリ１と負荷６が接続され、バッテリ１のバッテリ電圧Ｖｂａｔからスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３による電圧降下分を引いた電圧が負荷６に印加される。この時、端子Ｎ１→スイッチング素子ＳＷ１→スイッチング素子ＳＷ３→端子Ｎ４という電流経路Ｌ１がＤＣＤＣコンバータ１５に形成される。
　エンジン停止状態では、チャージポンプ制御部１２Ａは、図２のチャージポンプ制御部１２と同様に動作する。
　ここで、イグニッションキーのオンおよびオフに関わらず、ＤＣＤＣコンバータ１５を常時動作させて、負荷６に５Ｖ電圧を供給することも可能だが、制御回路の低消費電力化を図るため、ＤＣＤＣコンバータ５は、出力電圧Ｖｏｕｔの低電圧検出で制御しているため、大きなリプル電圧が発生する。バッテリ電圧Ｖｂａｔは、車両動作において一定ではなく、特に、ダンプサージのような大きな電圧変動が発生した場合、式（２）から、出力電圧Ｖｏｕｔのリプル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅは１６Ｖ以上に増加し、負荷６の素子破壊を引き起こすことがある。レギュレータ制御部１２Ｂを追加し、ＤＣＤＣコンバータ５の回路を流用することで、ＤＣＤＣコンバータ１５の低コスト化を図ることができる。イグニッションキーがオフであれば、車両が停止しているので、電源変動は発生しない。
　図６は、図５のＤＣＤＣコンバータのレギュレータ動作とスイッチング動作の切替時の波形を示す図である。
　図６において、イグニッションキー信号Ｓｉｇがハイレベル時のエンジン動作状態では、オルタネータ駆動に伴ってバッテリ消費電流低減の要求がなく、バッテリ１の電圧変動が大きい。このため、レギュレータ制御部１２Ｂは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をシリーズレギュレータとして制御し、負荷６に電力を供給する。この時、ＤＣＤＣコンバータ５の出力電圧Ｖｏｕｔは、レギュレータ電圧Ｖｒｅｇに設定する。レギュレータ電圧Ｖｒｅｇは、負荷６の動作保証電圧に設定することができる。エンジン動作状態のバッテリ電流Ｉｂａｔは、図１のＩＣ制御電源４に供給されるオフセット電流Ｉｏｆと、ＤＣＤＣコンバータ５のレギュレータ動作時に負荷６に供給される電流との和になる。
　イグニッションキー信号Ｓｉｇがロウレベル時のエンジン停止状態では、ＤＣＤＣコンバータ５をスイッチング動作させ、バッテリ１の低消費電流化を図る。
　エンジン停止状態が長期間続く場合、バッテリ１に接続された負荷６の総リーク電流に起因して、バッテリ電圧Ｖｂａｔが、ＤＣＤＣコンバータ５のスイッチング動作に必要な最低電圧Ｖｂｌ以下になる。この時、レギュレータ制御部１２Ｂは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をシリーズレギュレータとして制御し、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３を介してバッテリ１と負荷６を接続させ、負荷６のスタンバイを継続させるモードに移行させる。この場合、アラーム信号を発信し、バッテリ電圧Ｖｂａｔが著しく劣化したことをユーザに伝えることも可能である。
　上述した第１実施形態および第２実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ５の出力を内部負荷に接続した構成について説明したが、ＤＣＤＣコンバータ５の出力を外部負荷に接続し、車両全体の低消費電流化を図るようにしてもよい。
　図７は、第３実施形態に係る電子制御装置の構成を示すブロック図である。
　図７において、ＥＣＵ２Ａは、図２のＥＣＵ２に出力端子１６が追加されている。出力端子１６は、ＤＣＤＣコンバータ５の出力に接続されている。また、出力端子１６は、ＥＣＵ２Ｂ、２Ｃに接続されている。ＥＣＵ２Ｂ、２Ｃは、ＩＣ制御電源およびＤＣＤＣコンバータを省略することができる。この時、ＥＣＵ２Ｂ、２Ｃには、ＥＣＵ２ＡのＤＣＤＣコンバータ６から電源を供給することができる。
　上述した第１実施形態および第２実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ５の制御電流を低減できるが、出力電流に対するオフセット電流の割合が大きいと、消費電流低減効果が小さくなる。ＥＣＵ２Ａの外部のＥＣＵ２Ｂ、２ＣにもＤＣＤＣコンバータ５から電源を供給することで、出力電流に対するオフセット電流の割合を低減させることができ、低コストでバッテリ低消費電流化を図ることができる。
　以上で説明した各実施の形態や各種の変化例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されない。
　１　バッテリ、２　ＥＣＵ、３　電源端子、４　ＩＣ制御電源、５　ＤＣＤＣコンバータ、６　負荷、７　通信ウェイクアップ部、８、１０　シリーズレギュレータ、９　ＲＡＭバックアップ電源、１１　タイマ

Claims (15)

  1. 　電源端子と負荷との間に設けられたＤＣＤＣコンバータを備え、
    　前記ＤＣＤＣコンバータは、エンジン動作状態ではスイッチング動作せずに前記負荷に電圧を印加し、エンジン停止状態ではスイッチング動作に基づいて前記負荷に電圧を印加する電子制御装置。
  2. 　前記スイッチング動作の駆動周波数は３００Ｈｚ以下である請求項１に記載の電子制御装置。
  3. 　前記ＤＣＤＣコンバータは、前記エンジン動作状態ではバッテリ電圧を前記負荷に印加する請求項１に記載の電子制御装置。
  4. 　前記ＤＣＤＣコンバータは、降圧チャージポンプである請求項１に記載の電子制御装置。
  5. 　前記降圧チャージポンプが備えるスイッチング素子は、前記エンジン動作状態では消費電力が許容損失をオーバーせず、前記エンジン停止状態では電圧降下に伴うスイッチング動作不良が発生しないオン抵抗を有する請求項４に記載の電子制御装置
  6. 　前記降圧チャージポンプは、前記エンジン停止状態においてバッテリ電圧がしきい値以下に低下した場合、前記バッテリ電圧を前記負荷に印加する請求項４に記載の電子制御装置。
  7. 　前記ＤＣＤＣコンバータは、前記エンジン動作状態ではシリーズレギュレータ動作に基づいて降下させたバッテリ電圧を前記負荷に印加する請求項１に記載の電子制御装置。
  8. 　前記ＤＣＤＣコンバータが備える半導体スイッチをハーフオンさせることで、前記ＤＣＤＣコンバータを前記シリーズレギュレータ動作させる請求項７に記載の電子制御装置。
  9. 　前記半導体スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）もしくはバイポーラトランジスタである請求項８に記載の電子制御装置。
  10. 　前記ＤＣＤＣコンバータの出力は、他の電子制御装置に接続されている請求項１に記載の電子制御装置。
  11. 　前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧は、前記エンジン動作状態に対して、前記エンジン停止状態の方が高リプルである請求項１に記載の電子制御装置。
  12. 　前記エンジン停止状態の出力電圧のリプルは、１～２Ｖの範囲内である請求項１１に記載の電子制御装置。
  13. 　前記ＤＣＤＣコンバータは、
    　第１スイッチング素子と、
    　第２スイッチング素子と、
    　第３スイッチング素子と、
    　第４スイッチング素子とを備え、
    　前記第１スイッチング素子は前記電源端子に接続され、
    　前記第３スイッチング素子は前記第１スイッチング素子に接続され、
    　前記第２スイッチング素子は前記第３スイッチング素子に接続され、
    　前記第４スイッチング素子は前記第２スイッチング素子に接続され、
    　前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子との接続点と、前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点との間には第１コンデンサが接続され、
    　前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子との接続点には第２コンデンサおよび前記負荷が接続されている請求項１に記載の電子制御装置。
  14. 　前記ＤＣＤＣコンバータは、
    　前記エンジン動作状態では、
    　前記第１スイッチング素子および前記第３スイッチング素子をオン、前記第２スイッチング素子および前記第４スイッチング素子をオフした第１状態を継続し、
    　前記エンジン停止状態では、
    　前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子をオン、前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子をオフした第２状態と、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子をオフ、前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子をオンした第３状態とを交互に繰り返す請求項１３に記載の電子制御装置。
  15. 　前記ＤＣＤＣコンバータは、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧がしきい値以下に低下した場合、前記第３状態から前記第２状態に切り替える請求項１４に記載の電子制御装置。
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