WO2020017091A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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紀元 野坂
西川　武男
亘 岡田
聡 岩井
隆章 石井
郡 衞藤
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オムロン株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power converter such as a DC / DC converter.
  • a power conversion device that performs power conversion by performing on / off control of a switching element
  • a switching frequency of 20 kHz or more a high frequency caused by on / off of the switching element is used. Switching noise occurs. As a result, there is a problem that a failure such as a malfunction or a function stop of the electronic device occurs.
  • FIG. 9 shows a configuration of a power conversion device 101 according to Conventional Example 1 disclosed in Patent Document 1.
  • the power conversion device 101 includes a power supply filter circuit 110 and a voltage conversion circuit 120.
  • the power supply filter circuit 110 is configured by connecting a first filter circuit 111 including a capacitor 111a and a second filter circuit 112 including a series circuit of a capacitor 112a and a resistor 112b in parallel.
  • the voltage conversion circuit 120 includes a switching circuit 121 including switching elements 121a and 121b, and a low-pass filter 122 including a coil 122a and a capacitor 122b.
  • the power converter according to Conventional Example 1 shown in FIG. 9 has a first filter circuit 111 including a large-capacity bulk capacitor 111a and a second filter circuit 111 including a small-capacity capacitor 112a for noise suppression. By adding the filter circuit 112, high frequency noise is reduced while stabilizing the drive pulse signal.
  • a high-frequency bypass capacitor and a low-frequency bypass capacitor provided at a subsequent stage of a switching circuit are connected with a relatively small inductance.
  • the operation is performed in a high-frequency region where switching noise is relatively small.
  • JP 2014-103842 A Japanese Patent No. 6207751
  • a parasitic inductance (hereinafter, referred to as a wiring inductance) due to wiring necessarily exists between the high-frequency bypass capacitor and the low-frequency bypass capacitor. Therefore, a resonance phenomenon occurs due to these LC circuits.
  • FIG. 10 is a graph showing the relationship between the resonance frequency fr and the wiring inductance for explaining the problem of the present invention. As shown in FIG. 10, as the resonance frequency fr changes from the switching frequency f SW toward its upper limit frmax, the wiring inductance decreases. However, when the resonance frequency fr matches the switching frequency fSW , there is a problem that the switching noise is further amplified by the resonance phenomenon.
  • An object of the present invention is to solve the above problems and to provide a power converter that can surely reduce switching noise in the power converter as compared with the related art.
  • the power conversion device includes: At least one switching circuit that generates an AC voltage by switching a DC voltage at a predetermined switching frequency (f SW );
  • a power conversion device comprising: a filter circuit that converts an AC voltage from the switching circuit into a DC voltage by performing low-pass filtering and outputs the DC voltage to a load.
  • the filter circuit includes: A first bypass capacitor that bypasses noise of a first frequency component of the AC voltage from the switching circuit; A second bypass capacitor that bypasses noise of a second frequency component lower than the first frequency component of the AC voltage from the switching circuit; At least one inductor inserted between the first bypass capacitor and the second bypass capacitor; The inductance (L) of the inductor is set such that the resonance frequency ( fr ) of the filter circuit is less than a multiple of the switching frequency ( fSW ) by inserting the inductor.
  • the power converter of the present invention it is possible to avoid complication of the circuit configuration, to surely reduce switching noise in the power converter and to operate the power converter with high efficiency as compared with the related art.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a power conversion device according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a configuration example of an asynchronous power converter having a boosting function according to a second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a synchronous power converter having a boosting function according to a third embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a synchronous power converter having a boosting function according to a fourth embodiment.
  • FIG. 15 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a synchronous power converter having a boosting function according to a fifth embodiment.
  • FIG. 4 is a graph showing a simulation result of the power converter of FIG. 3 and showing a frequency characteristic of an efficiency Ef and a ripple Ie of an execution current.
  • Is a simulation result of the power converter of FIG. 3 is a timing chart of each operation signal waveforms when the resonance frequency f r does not match the twice the switching frequency f SW (140kHz).
  • Is a simulation result of the power converter of FIG. 3 is a timing chart of each operation signal waveforms when the resonance frequency f r is matched to twice the switching frequency f SW (140kHz).
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to Conventional Example 1.
  • 5 is a graph illustrating a relationship between a resonance frequency fr and a wiring inductance for explaining a problem of the present invention.
  • 9 is a graph showing frequency characteristics of switching noise showing a problem of the power converter according to Conventional Example 2.
  • 6 is a graph showing frequency characteristics of switching noise, which shows an operation effect obtained by means for solving the problem, according to the present embodiment.
  • FIG. 1A is a circuit diagram illustrating a configuration example of the power conversion device according to the first embodiment. 1A, the power converter according to the first embodiment is inserted between a DC voltage source 11 and a load 15.
  • the power conversion device includes a switching circuit 10 and a filter circuit 30.
  • the switching circuit 10 generates an AC voltage by switching the DC voltage from the DC voltage source 11 at a predetermined switching frequency (f SW ), and outputs the AC voltage to the filter circuit 30.
  • the filter circuit 30 converts the AC voltage from the switching circuit into a DC voltage by performing low-pass filtering, and outputs the DC voltage to the load 15.
  • the switching circuit 10 includes a switching element for switching a DC voltage, and a control circuit 20 for generating a drive signal for driving the switching element with on / off control at a predetermined duty ratio.
  • the filter circuit 30 includes bypass capacitors 12 and 13 and inductors 14A and 14B.
  • An AC voltage from the switching circuit 10 is applied to both ends of the bypass capacitor 12, one end of the bypass capacitor 12 is connected to one end of the bypass capacitor 13 via the inductor 14A, and the other end of the bypass capacitor 12 is bypassed via the inductor 14B.
  • the bypass capacitor 12 bypasses the switching noise of the first frequency component (relatively high frequency component) of the AC voltage from the switching circuit 10.
  • the bypass capacitor 13 bypasses noise of a second frequency component (relatively low frequency component) lower than the first frequency component in the AC voltage from the switching circuit 10.
  • Inductors 14A, 14B total inductance (L) the resonance frequency f r is an inductor 14A by the filter circuit 30 is set to be less than a multiple of the switching frequency f SW by the insertion of 14B.
  • the capacitance of the bypass capacitor 12 and C 1 when the capacitance of the bypass capacitor 13 and a C 2, are set as follows and the switching frequency f SW and the resonance frequency (f r) .
  • N is an integer of 2 or more or a natural number, that is, a plurality.
  • one of the two inductors 14A and 14B may be omitted.
  • the inductors 14A and 14B may be at least one of a wiring inductor, a mounted inductor, and a mounted coil.
  • the bypass capacitors 12 and 13 are connected to the switching circuit 10 to prevent the DC voltage of the DC voltage source 11 from fluctuating when the power converter operates. It is connected between a power supply line to the load 15 and a ground line.
  • the bypass capacitor 12 has a role of circulating high frequency switching noise components generated from the switching circuit 10
  • the bypass capacitor 13 has a role of circulating low frequency switching noise components.
  • the inductors 14A and 14B have a role of reducing the resonance frequency between the bypass capacitors 12 and 13. Note that a plurality of capacitors may be connected in parallel or in series to satisfy the respective capacitances of the bypass capacitors 12 and 13.
  • the power converter according to the present embodiment it is possible to avoid the complexity of the circuit configuration, reliably reduce the switching noise in the power converter as compared with the related art, and operate the power converter with high efficiency. be able to.
  • a component having a relatively small ripple can be selected as a capacitor to be inserted.
  • an inductor an overcurrent can be suppressed, and the heat radiator of the switching element can be reduced as compared with the conventional technology.
  • the modification of the first embodiment can be applied to the second to fifth embodiments.
  • FIG. 1B is a circuit diagram illustrating a configuration example of a power conversion device according to a modification of the first embodiment.
  • the power converter of FIG. 1B is different from the power converter of FIG. 1A in the following points.
  • (1) instead of one switching circuit 10, a plurality of M switching circuits 10-1 to 10-M are provided.
  • Each of the switching circuits 10-1 to 10-M may separately include control circuits 20-1 to 20-M for generating drive signals for driving the switching elements, or a plurality of switching circuits may be provided by one control circuit.
  • Each switching element of the circuits 10-1 to 10-M may be driven.
  • the power converter according to the modification of the first embodiment configured as described above has the same operation and effect as the power converter according to the first embodiment.
  • FIG. FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of an asynchronous power converter having a boosting function according to the second embodiment.
  • the power converter according to the second embodiment shows the circuit configuration of the switching circuit 10 in detail as compared with the power converter of FIG. 1, and only the differences will be described below.
  • the switching circuit 10 includes a boosting reactor 16, a switching element Q1 including, for example, a MOSFET and an IGBT, a diode D1, and a control circuit 20.
  • the DC voltage from the DC voltage source 11 is applied to both ends of the drain and source of the switching element Q1 via the reactor 16, and the drain of the switching element Q1 is connected to one end of the bypass capacitor 12 via the diode D1.
  • the control circuit 20 generates a drive signal S1 for driving the switching element Q1 with on / off control at a predetermined duty ratio, and applies the driving signal S1 to the gate of the switching element Q1.
  • the power converter according to the second embodiment configured as described above has the same operational effects as the power converter according to the first embodiment except that it has an asynchronous boosting function.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a synchronous power converter having a boosting function according to the third embodiment.
  • the power converter according to the third embodiment has the following differences as compared with the power converter of FIG. (1)
  • a switching circuit 10A is provided instead of the switching circuit 10.
  • the switching circuit 10A includes a boost reactor 16, switching elements Q1 and Q2 composed of, for example, MOSFETs and IGBTs, and a control circuit 20A.
  • a DC voltage from a DC voltage source 11 is applied to both ends of a drain and a source of a switching element Q1 via a reactor 16, and a drain of the switching element Q1 is connected to a bypass capacitor 12 via a source and a drain of the switching element Q2.
  • the control circuit 20A generates drive signals S1 and S2 for driving the switching elements Q1 and Q2 with on-off control synchronously with a predetermined duty ratio and different periods, and applies the generated driving signals S1 and S2 to the gate of the switching element Q1. .
  • the power converter according to the third embodiment configured as described above has the same operation and effect as the power converter according to the second embodiment except that it has a synchronous boosting function.
  • FIG. FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a synchronous power converter having a boosting function according to a fourth embodiment.
  • the power converter according to the fourth embodiment has the following differences as compared with the power converter of FIG. (1)
  • a first inductor L1 of a common mode choke (CMC) 17 is provided instead of the inductor 14A.
  • a second inductor L2 of a common mode choke (CMC) 17 is provided instead of the inductor 14B.
  • the common mode choke (CMC) 17 is provided particularly for removing common mode noise.
  • the common mode choke (CMC) 17 two inductors L1 and L2 may be used.
  • the two inductors L1 and L2 may include a common mode choke (CMC) leakage inductor.
  • CMC common mode choke
  • the power converter according to Embodiment 4 configured as described above has the same operation and effect as the power converter according to Embodiment 2 except that it has a synchronous boosting function.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of a synchronous power converter having a boost function according to the fifth embodiment.
  • the power converter according to the fifth embodiment has the following differences as compared with the power converter of FIG. (1) It further includes a bypass capacitor 18 connected in parallel with the DC voltage source 11. (2) The other end of the bypass capacitor 13 is connected to the ground side of the load 15 via a fuse 19 that is cut when a current equal to or more than a predetermined threshold current flows. (3) The other end of the bypass capacitor 18 on the ground side is connected to a connection point between the bypass capacitor 13 and the fuse 19 via the second inductor L2 of the common mode choke (CMC) 17.
  • CMC common mode choke
  • the overcurrent of the bypass capacitors 13, 18 can be suppressed.
  • the provision of the common mode choke (CMC) 17 reduces the resonance frequency of a resonance circuit formed by a combination of the inductors L1 and L2 of the common mode choke (CMC) 17 and the bypass capacitors 12 and 13. Can be.
  • Other functions and effects of this embodiment are the same as those of the fourth embodiment.
  • FIG. 6 is a graph showing the simulation results of the power converter of FIG. 3 and showing the frequency characteristics of the efficiency Ef and the ripple Ie of the effective current.
  • the present inventors performed a simulation for confirming the effect of resonance suppression using a circuit simulator (software name: Simmetrix) using the circuit configuration of the power converter according to Embodiment 3 in FIG. Table 1 below shows the simulation conditions.
  • the resonance frequency fr was changed by changing the total inductance value of the inductors 14A and 14B.
  • the resonant frequency f r by less than a multiple of the switching frequency f SW, reducing ripple Ie, and was confirmed efficiency Ef improve.
  • efficiency Ef improve.
  • FIG. 7 is a simulation result of the power converter of FIG. 3 is a timing chart of each operation signal waveforms when the resonance frequency f r does not match the twice the switching frequency f SW (140kHz).
  • FIG. 8 is a simulation result of the power conversion device of FIG. 3, and is a timing chart showing waveforms of respective operation signals when the resonance frequency fr is equal to twice the switching frequency f SW (140 kHz).
  • the resonance frequency fr coincides with twice the switching frequency f SW (140 kHz)
  • the ripple current and the ripple voltage increase.
  • the resonance frequency fr does not coincide with twice the switching frequency f SW (140 kHz)
  • the ripple current and the ripple voltage are reduced.
  • FIG. 11 is a graph showing frequency characteristics of switching noise showing a problem of the power conversion device according to Conventional Example 1
  • FIG. 12 is a graph of switching noise showing an operation effect obtained by means for solving the problem according to the present embodiment.
  • 5 is a graph showing frequency characteristics.
  • a plurality of IGBTs are used as power switching elements, and the switching frequency is 20 kHz, which is a relatively low frequency.
  • the switching frequency is 20 kHz, which is a relatively low frequency.
  • two bypass capacitors are connected with a relatively low inductor, and the low-inductance inductor is operated in a high-frequency region where a noise level is small.
  • the power conversion device by using a next-generation power semiconductor switching device (SiC or GaN) as a switching element of a switching circuit to generate a high frequency, the power conversion device can be reduced in size and improved in efficiency. it can.
  • the resonance frequency may coincide with the resonance frequency between the bypass capacitors, which leads to an increase in ripple, a deterioration in efficiency, and a reduction in life.
  • the inductors 14A and 14B having a larger inductance than the conventional technology are arranged at a stage preceding the bypass capacitor 13 having a lower resonance frequency than the conventional technology and a large capacity as compared with the conventional technology. Therefore, an effect of suppressing overcurrent can be obtained.
  • the inductance of the inductor is smaller than that of the present embodiment, the overcurrent suppressing effect is small.
  • the resonance frequency fr is set to be more than a plurality of times the switching frequency f SW by reducing the inductance, so that the driving is performed at the switching frequency f SW having a small noise level.
  • the frequency of the power conversion device will be increased by configuring the switching element using the next-generation power device, and the noise level will increase in the high frequency region.
  • the noise can be solved by shifting to a low-frequency region where the level is small.
  • the power conversion device of the present invention it is possible to avoid the complexity of the circuit configuration, reliably reduce the switching noise in the power conversion device as compared with the related art, and operate the power conversion device with high efficiency. be able to.
  • a component having a relatively small ripple can be selected as a capacitor to be inserted.
  • an inductor an overcurrent can be suppressed, and the heat radiator of the switching element can be reduced as compared with the conventional technology.

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Abstract

電力変換装置は、直流電圧を所定のスイッチング周波数でスイッチングすることで交流電圧を発生する少なくとも１つのスイッチング回路と、スイッチング回路からの交流電圧を低域通過ろ波するフィルタ回路とを備える。フィルタ回路は、スイッチング回路からの交流電圧のうち第１の周波数成分のノイズをバイパスする第１のバイパスコンデンサと、スイッチング回路からの交流電圧のうち、第１の周波数成分よりも低い第２の周波数成分のノイズをバイパスする第２のバイパスコンデンサと、第１のバイパスコンデンサと第２のバイパスコンデンサとの間に挿入された少なくとも１つのインダクタとを備える。インダクタのインダクタンスは、フィルタ回路による共振周波数がインダクタの挿入によりスイッチング周波数の複数倍未満になるように設定される。

Description

電力変換装置
　本発明は、例えばＤＣ／ＤＣ変換装置などの電力変換装置に関する。
　スイッチング素子をオン／オフ制御することで電力変換を行う電力変換装置では、一般的に、２０ｋＨｚ以上とされているスイッチング周波数においてスイッチング制御を行うために、スイッチング素子のオン／オフに起因した高い周波数のスイッチングノイズが発生する。これにより、電子機器の誤動作又は機能停止などの障害が発生するという問題があった。
　例えば、特許文献１に開示された従来例１に係る電力変換装置１０１の構成を図９に示す。図９において、電力変換装置１０１は、電源フィルタ回路１１０と、電圧変換回路１２０とを備えて構成される。ここで、電源フィルタ回路１１０は、コンデンサ１１１ａからなる第１のフィルタ回路１１１と、コンデンサ１１２ａと抵抗１１２ｂの直列回路からなる第２のフィルタ回路１１２とが並列に接続されて構成される。また、電圧変換回路１２０は、スイッチング素子１２１ａ，１２１ｂからなるスイッチング回路１２１と、コイル１２２ａとコンデンサ１２２ｂからなるローパスフィルタ１２２とを備えて構成される。
　従来技術に係る電力変換装置において、寄生インダクタンスの影響により、出力に高周波リンギングノイズ（１００ＭＨｚ～数１００ＭＨｚ）が周波数帯域で発生することが知られている。図９の従来例１に係る電力変換装置では、高周波ノイズを低減するために、大容量のバルクコンデンサ１１１ａからなる第１のフィルタ回路１１１と、ノイズ対策用の小容量コンデンサ１１２ａを有する第２のフィルタ回路１１２とを付加することで、駆動パルス信号の安定化を図りつつ、高周波ノイズを低減している。
　また、特許文献２に開示された従来例２に係る電力変換装置では、スイッチング回路の後段に設けられた高周波用バイパスコンデンサと低周波用バイパスコンデンサとの間を比較的小さいインダクタンスで接続し、これにより、スイッチングノイズの比較的小さい高周波領域で動作させることを特徴としている。
特開２０１４－１０３８４２号公報 特許第６２０７７５１号公報
　しかしながら、従来例２では、高周波用バイパスコンデンサと低周波用バイパスコンデンサとの間に必然的に配線による寄生インダクタンス（以下、配線インダクタンスという）が存在する。このため、これらＬＣ回路により共振現象が発生する。
　図１０は本発明の課題を説明するための共振周波数ｆｒと配線インダクタンスとの関係を示すグラフである。図１０に示すように、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆＳＷからその上限ｆｒｍａｘに向かって変化するにつれて、配線インダクタンスが低下する。しかし、当該共振周波数ｆｒとスイッチング周波数ｆＳＷとが一致した場合に、スイッチングノイズが共振現象によりさらに増幅されるという問題点があった。
　また、今後、次世代パワーデバイスにより高周波化が進み、高周波領域でのノイズレベルがさらに増加することが予測される。
　本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して、電力変換装置におけるスイッチングノイズを確実に低減することができる電力変換装置を提供することにある。
　本発明の一態様に係る電力変換装置は、
　直流電圧を所定のスイッチング周波数（ｆＳＷ）でスイッチングすることで交流電圧を発生する少なくとも１つのスイッチング回路と、
　前記スイッチング回路からの交流電圧を低域通過ろ波することで直流電圧に変換して負荷に出力するフィルタ回路とを備えた電力変換装置において、
　前記フィルタ回路は、
　前記スイッチング回路からの交流電圧のうち第１の周波数成分のノイズをバイパスする第１のバイパスコンデンサと、
　前記スイッチング回路からの交流電圧のうち、前記第１の周波数成分よりも低い第２の周波数成分のノイズをバイパスする第２のバイパスコンデンサと、
　前記第１のバイパスコンデンサと前記第２のバイパスコンデンサとの間に挿入された少なくとも１つのインダクタとを備え、
　前記インダクタのインダクタンス（Ｌ）は、前記フィルタ回路による共振周波数（ｆｒ）が前記インダクタの挿入により前記スイッチング周波数（ｆＳＷ）の複数倍未満になるように設定されたことを特徴とする。
　従って、本発明に係る電力変換装置によれば、回路構成の複雑化を回避し、従来技術に比較して電力変換装置におけるスイッチングノイズを確実に低減しかつ高い効率で動作させることができる。
実施形態１に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。 実施形態１の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。 実施形態２に係る昇圧機能を有する非同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。 実施形態３に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。 実施形態４に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。 実施形態５に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。 図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、効率Ｅｆ及び実行電流のリップルＩｅの周波数特性を示すグラフである。 図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致しないときの各動作信号波形を示すタイミングチャートである。 図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致したときの各動作信号波形を示すタイミングチャートである。 従来例１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明の課題を説明するための共振周波数ｆｒと配線インダクタンスとの関係を示すグラフである。 従来例２に係る電力変換装置の課題を示すスイッチングノイズの周波数特性を示すグラフである。 本実施形態に係る、課題を解決する手段により得られる作用効果を示すスイッチングノイズの周波数特性を示すグラフである。
　以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
実施形態１．
　図１Ａは実施形態１に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。図１Ａにおいて、実施形態１に係る電力変換装置は、直流電圧源１１と、負荷１５との間に挿入される。当該電力変換装置は、スイッチング回路１０と、フィルタ回路３０とを備えて構成される。スイッチング回路１０は、直流電圧源１１からの直流電圧を所定のスイッチング周波数（ｆＳＷ）でスイッチングすることで交流電圧を発生してフィルタ回路３０に出力する。次いで、フィルタ回路３０は、スイッチング回路からの交流電圧を低域通過ろ波することで直流電圧に変換して負荷１５に出力する。
　スイッチング回路１０は、直流電圧をスイッチングするスイッチング素子と、スイッチング素子を所定のデューティ比でオン／オフ制御で駆動するための駆動信号を発生する制御回路２０とを備えて構成される。
　フィルタ回路３０は、バイパスコンデンサ１２，１３と、インダクタ１４Ａ，１４Ｂとを備えて構成される。スイッチング回路１０からの交流電圧はバイパスコンデンサ１２の両端に印加され、バイパスコンデンサ１２の一端はインダクタ１４Ａを介してバイパスコンデンサ１３の一端に接続され、バイパスコンデンサ１２の他端はインダクタ１４Ｂを介してバイパスコンデンサ１３の他端に接続される。ここで、バイパスコンデンサ１２は、スイッチング回路１０からの交流電圧のうち第１の周波数成分（比較的高い周波数成分）のスイッチングノイズをバイパスする。バイパスコンデンサ１３は、スイッチング回路１０からの交流電圧のうち、前記第１の周波数成分よりも低い第２の周波数成分（比較的低い周波数成分）のノイズをバイパスする。インダクタ１４Ａ，１４Ｂの合計インダクタンス（Ｌ）は、フィルタ回路３０による共振周波数ｆｒがインダクタ１４Ａ，１４Ｂの挿入によりスイッチング周波数ｆＳＷの複数倍未満になるように設定される。
　すなわち、本実施形態では、バイパスコンデンサ１２のキャパシタンスをＣ１とし、バイパスコンデンサ１３のキャパシタンスをＣ２としたとき、スイッチング周波数ｆＳＷと共振周波数（ｆｒ）とは次式のように設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、Ｎは２以上の整数又は自然数であり、すなわち、複数である。本実施形態において、２つのインダクタ１４Ａ，１４Ｂのうちの１つのインダクタを削除してもよい。また、インダクタ１４Ａ，１４Ｂは、配線インダクタと、実装インダクタと、実装コイルとのうちの少なくとも１つであってもよい。
　以上のように構成された電力変換装置において、バイパスコンデンサ１２，１３は、電力変換装置が動作するときに、直流電圧源１１の直流電圧が変動することを回避することを目的として、スイッチング回路１０負荷１５との間の電源ラインと、グラウンドラインとの間に接続される。ここで、バイパスコンデンサ１２はスイッチング回路１０から発生する高周波スイッチングノイズ成分を還流させる役割を有し、バイパスコンデンサ１３は低周波スイッチングノイズ成分を還流させる役割を有する。インダクタ１４Ａ，１４Ｂは、バイパスコンデンサ１２，１３間の共振周波数を低減させる役割を有する。なお、バイパスコンデンサ１２，１３はそれぞれ容量を満足するために、複数のコンデンサを並列、または直列接続してもよい。
　以上説明したように、本実施形態に係る電力変換装置によれば、回路構成の複雑化を回避し、従来技術に比較して電力変換装置におけるスイッチングノイズを確実に低減しかつ高い効率で動作させることができる。ここで、挿入するコンデンサとして比較的小さいリップルの部品を選択することができ、また、インダクタを挿入することで過電流を抑制でき、スイッチング素子の放熱体を従来技術に比較して小さくできる。
　なお、実施形態１の変形例は、実施形態２～５にも適用できる。
実施形態１の変形例．
　図１Ｂは実施形態１の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。図１Ｂの電力変換装置は、図１Ａの電力変換装置に比較して、以下の点が異なる。
（１）１個のスイッチング回路１０に代えて、複数Ｍ個のスイッチング回路１０－１～１０－Ｍを備える。各スイッチング回路１０－１～１０－Ｍはそれぞれ、スイッチング素子を駆動する駆動信号を発生する制御回路２０－１～２０－Ｍをそれぞれ別々に備えてもよいし、１つの制御回路で複数のスイッチング回路１０－１～１０－Ｍの各スイッチング素子を駆動してもよい。
　以上のように構成された実施形態１の変形例に係る電力変換装置は、実施形態１に係る電力変換装置と同様の作用効果を有する。
実施形態２．
　図２は実施形態２に係る昇圧機能を有する非同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。実施形態２に係る電力変換装置は、図１の電力変換装置に比較して、スイッチング回路１０の回路構成を詳細に示すものであり、相違点のみを以下に説明する。
　図２において、スイッチング回路１０は、昇圧用リアクトル１６と、例えばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等で構成されるスイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、制御回路２０とを備えて構成される。直流電圧源１１からの直流電圧はリアクトル１６を介してスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソースの両端に印加され、スイッチング素子Ｑ１のドレインはダイオードＤ１を介してバイパスコンデンサ１２の一端に接続される。制御回路２０は、スイッチング素子Ｑ１を所定のデューティ比でオン／オフ制御で駆動するための駆動信号Ｓ１を発生してスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加する。
　以上のように構成された実施形態２に係る電力変換装置は、非同期型昇圧機能を有することを除き、実施形態１に係る電力変換装置と同様の作用効果を有する。
実施形態３．
　図３は実施形態３に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。実施形態３に係る電力変換装置は、図２の電力変換装置に比較して、以下の相違点を有する。
（１）スイッチング回路１０に代えて、スイッチング回路１０Ａを備える。
（２）スイッチング回路１０Ａは、昇圧用リアクトル１６と、例えばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等で構成されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、制御回路２０Ａとを備えて構成される。
　図３において、直流電圧源１１からの直流電圧はリアクトル１６を介してスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソースの両端に印加され、スイッチング素子Ｑ１のドレインはスイッチング素子Ｑ２のソース及びドレインを介してバイパスコンデンサ１２の一端に接続される。制御回路２０Ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を所定のデューティ比でかつ互いに異なる期間で同期してオン／オフ制御で駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２を発生してスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加する。
　以上のように構成された実施形態３に係る電力変換装置は、同期型昇圧機能を有することを除いて、実施形態２に係る電力変換装置と同様の作用効果を有する。
実施形態４．
　図４は実施形態４に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。実施形態４に係る電力変換装置は、図３の電力変換装置に比較して、以下の相違点を有する。
（１）インダクタ１４Ａに代えて、コモンモードチョーク（ＣＭＣ）１７の第１のインダクタＬ１を備える。
（２）インダクタ１４Ｂに代えて、コモンモードチョーク（ＣＭＣ）１７の第２のインダクタＬ２を備える。
　ここで、コモンモードチョーク（ＣＭＣ）１７は特にコモンモードノイズを除去するために設けられる。なお、コモンモードチョーク（ＣＭＣ）１７に代えて、２つのインダクタＬ１，Ｌ２であってもよい。また、２つのインダクタＬ１，Ｌ２は、コモンモードチョーク（ＣＭＣ）の漏れインダクタを含んでもよい。
　以上のように構成された実施形態４に係る電力変換装置は、同期型昇圧機能を有することを除いて、実施形態２に係る電力変換装置と同様の作用効果を有する。
実施形態５．
　図５は実施形態５に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。実施形態５に係る電力変換装置は、図４の電力変換装置に比較して、以下の相違点を有する。
（１）直流電圧源１１と並列に接続されたバイパスコンデンサ１８をさらに備える。
（２）バイパスコンデンサ１３の他端は、所定のしきい値電流以上の電流が流れたときに切断されるヒューズ１９を介して負荷１５の接地側に接続される。
（３）バイパスコンデンサ１８の接地側他端は、コモンモードチョーク（ＣＭＣ）１７の第２のインダクタＬ２を介して、バイパスコンデンサ１３とヒューズ１９の接続点に接続される。
　以上のように構成された電力変換装置において、ヒューズ１９を追加することで、バイパスコンデンサ１３，１８の過電流を抑制することができる。コモンモードチョーク（ＣＭＣ）１７を設けることで、当該コモンモードチョーク（ＣＭＣ）１７に係るインダクタＬ１，Ｌ２と、各バイパスコンデンサ１２，１３との組み合わせで構成される共振回路の共振周波数を低減させることができる。本実施形態のその他の作用効果は、実施形態４と同様である。
　図６は図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、効率Ｅｆ及び実行電流のリップルＩｅの周波数特性を示すグラフである。本発明者らは、図３の実施形態３に係る電力変換装置の回路構成を用いて、回路シミュレータ（ソフト名：Ｓｉｍｅｔｒｉｘ）を用いて共振抑制の効果を確認するためのシミュレーションを行った。以下の表１にそのシミュレーション条件を示す。
［表１］
――――――――――――――――――――――――――――――
　　項目　　　　　　　　　　　数値
――――――――――――――――――――――――――――――
直流電圧源１１の電圧　　　　１００Ｖ
スイッチング周波数ｆＳＷ　　　７０ｋＨｚ
バイパスコンデンサ１２　　　２．２μＦ
バイパスコンデンサ１３　　　１３１μＦ
インダクタ１４Ａ，１４Ｂ　　０．２１～２８．８μＨ（可変）
負荷１５　　　　　　　　　　６８．２Ω
――――――――――――――――――――――――――――――
　インダクタ１４Ａ，１４Ｂの合計インダクタンス値を変更することで、共振周波数ｆｒを変更した。共振周波数ｆｒをスイッチング周波数ｆＳＷの複数倍未満にすることで、リップルＩｅの低減、及び効率Ｅｆの向上の確認を行った。図７から明らかなように、ｆｒ＝ｆＳＷのときは、効率Ｅｆが低下し、実効電流のリップルＩｅが増大していることがわかり、ｆｒ＜ｆＳＷにすることで、ｆｒ＝ｆＳＷのときに比較して、効率Ｅｆが向上し、実効電流のリップルＩｅが低下していることがわかる。
　図７は図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致しないときの各動作信号波形を示すタイミングチャートである。また、図８は図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致したときの各動作信号波形を示すタイミングチャートである。図８から明らかなように、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致したとき、リップル電流及びリップル電圧が増大していることが分かる。これに対して、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致しないとき、リップル電流及びリップル電圧が減少していることが分かる。
従来例１との比較．
　図１１は従来例１に係る電力変換装置の課題を示すスイッチングノイズの周波数特性を示すグラフであり、図１２は本実施形態に係る、課題を解決する手段により得られる作用効果を示すスイッチングノイズの周波数特性を示すグラフである。
　図１１の従来例１に係る電力変換装置では、パワースイッチング素子に、複数のＩＧＢＴを使用しており、スイッチング周波数は２０ｋＨｚであって比較的低周波である。従来例１では、２つのバイパスコンデンサ間を比較的低インダクタで接続し、当該低インダクタンスのインダクタによりノイズレベルの小さい高周波領域で動作させている。
　しかしながら、従来例１に係る電力変換装置において、スイッチング回路のスイッチング素子として、次世代パワー半導体スイッチング素子（ＳｉＣ又はＧａＮ）を用いて高周波することで、電力変換装置の小型化及び高効率化を実現できる。しかし、高周波化に伴い、バイパスコンデンサ間の共振周波数と一致する可能性があり、リップルの増加、効率の悪化、寿命の低減につながる。
　特に、スイッチング回路１０Ａ，１０Bにおいて、スイッチング回路１０内のスイッチング素子が誤動作した場合、バイパスコンデンサ１２，１３から過電流が流れる可能性がある。本実施形態では、従来技術に比較して共振周波数が低く従来技術に比較して大容量のバイパスコンデンサ１３の前段において、従来技術に比較して大きなインダクタンスを有するインダクタ１４Ａ，１４Ｂを配置しているため、過電流抑制の効果が得られる。これに対して、従来例では、インダクタのインダクタンスは本実施形態に比較して小さいため過電流抑制効果は小さい。
　これに対して、実施形態１～４によれば、図１２に示すように、インダクタのインダクタンスの増加により共振周波数ｆｒをスイッチング周波数ｆＳＷの複数倍未満にすることで、スイッチングノイズが発生しないスイッチング周波数ｆＳＷで駆動させることができる。これに対して、従来例２では、インダクタンスの減少により共振周波数ｆｒをスイッチング周波数ｆＳＷの複数倍より大きくすることで、ノイズレベルの小さいスイッチング周波数ｆＳＷで駆動している。今後、次世代パワーデバイスを用いてスイッチング素子を構成することにより電力変換装置の高周波化が進み、高周波領域においてノイズレベルが増大するが、本実施形態の構成を用いることで、将来的に、ノイズレベルの小さい低周波領域へ移行することでこれらの課題を解決できる。
　以上詳述したように、本発明に係る電力変換装置によれば、回路構成の複雑化を回避し、従来技術に比較して電力変換装置におけるスイッチングノイズを確実に低減しかつ高い効率で動作させることができる。ここで、挿入するコンデンサとして比較的小さいリップルの部品を選択することができ、また、インダクタを挿入することで過電流を抑制でき、スイッチング素子の放熱体を従来技術に比較して小さくできる。
１０，１０－１～１０－Ｍ，１０Ａ　スイッチング回路
１１　直流電圧源
１２，１３　バイパスコンデンサ
１４Ａ，１４Ｂ　インダクタ
１５　負荷
１６　インダクタ
１７　コモンモードチョーク（ＣＭＣ）
１８　バイパスコンデンサ
１９　ヒューズ
２０，２０－１～２０－Ｍ，２０Ａ　制御回路
３０，３０Ａ，３０Ｂ　フィルタ回路
Ｄ１　ダイオード
Ｌ１，Ｌ２　インダクタ
Ｑ１～Ｑ４　スイッチング素子

Claims (4)

  1. 　直流電圧を所定のスイッチング周波数（ｆＳＷ）でスイッチングすることで交流電圧を発生する少なくとも１つのスイッチング回路と、
    　前記スイッチング回路からの交流電圧を低域通過ろ波することで直流電圧に変換して負荷に出力するフィルタ回路とを備えた電力変換装置において、
    　前記フィルタ回路は、
    　前記スイッチング回路からの交流電圧のうち第１の周波数成分のノイズをバイパスする第１のバイパスコンデンサと、
    　前記スイッチング回路からの交流電圧のうち、前記第１の周波数成分よりも低い第２の周波数成分のノイズをバイパスする第２のバイパスコンデンサと、
    　前記第１のバイパスコンデンサと前記第２のバイパスコンデンサとの間に挿入された少なくとも１つのインダクタとを備え、
    　前記インダクタのインダクタンス（Ｌ）は、前記フィルタ回路による共振周波数（ｆｒ）が前記インダクタの挿入により前記スイッチング周波数（ｆＳＷ）の複数倍未満になるように設定されたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記第１のバイパスコンデンサのキャパシタンスをＣ１とし、
    　前記第２のバイパスコンデンサのキャパシタンスをＣ２とし、
    　前記スイッチング周波数（ｆＳＷ）と前記共振周波数（ｆｒ）とは、複数Ｎとして次式のように設定される
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記インダクタは、配線インダクタと、実装インダクタと、実装コイルとのうちの少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記インダクタは、コモンモードチョーク（ＣＭＣ）の漏れインダクタ、又は、コモンモードチョーク（ＣＭＣ）を構成する少なくとも２つのインダクタを含むことを特徴とする請求項１～３のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
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