WO2019087746A1 - 電源切り替え回路、電源ｉｃ及び車載電子制御装置 - Google Patents

Abstract

第２電源の電圧に応じて第１電源と第２電源を切り替えつつ、第１電源を用いて第１電源の電圧に依存しない電圧を出力することができる電源切り替え回路等を提供する。 出力端子ＯＵＴは、第１電源Ｖ１に接続される電流経路と第１電源Ｖ１より低い電圧を供給する第２電源Ｖ２に接続される電流経路とを接続する第１ノード２６に接続される。抵抗２０は、第１電源Ｖ１に接続される。ツェナーダイオード２２は、抵抗２０に直列に接続される。ＮＭＯＳ２３（トランジスタ）は、抵抗２０とツェナーダイオード２２とを接続する第２ノード２７に接続されるゲート（制御電極）を有し、ゲートに印加される電圧に応じて、第１電源Ｖ１と出力端子ＯＵＴの間の電流経路をオン／オフする。第２ダイオード２４は、第２電源Ｖ２と出力端子ＯＵＴの間の電流経路を流れる電流を整流する。

Description

電源切り替え回路、電源ＩＣ及び車載電子制御装置

　本発明は、電源切り替え回路、電源ＩＣ及び車載電子制御装置に関する。

　電子制御装置に搭載される半導体集積回路IC（Integrated Circuit）は高機能化、高集積化が進んでおり、それに伴い消費電力が増大し、損失、発熱が増大している。半導体の発熱が増大すると、その熱を放熱するために高価な低熱抵抗のパッケージが必要となったり、また半導体が実装される基板や筐体の放熱構造や放熱材料の高コスト化を招いたりという課題が発生する。これら放熱対策のためのコストを最小限にするため、半導体の消費電力、発熱の低減が求められている。

　車載電子制御装置においても、搭載されるマイクロコンピュータ（マイコン）やICなどの半導体は高機能化、高集積化が進んでおり消費電力も増大している。その中で、マイコンの電源を生成する電源ICやアクチュエータ負荷を駆動するためのドライバICには、大電流駆動のための大きな消費電力が求められる。

　これらICの消費電力は、マイコンの電源生成やアクチュエータ駆動のための駆動電流による消費電力と、DCDC電源やドライバ回路を駆動、信号処理するための内部電源回路の消費電力に大別できる。

　従来この内部電源回路の消費電力は、IC全体の消費電力に対して割合が小さかったため、内部電源回路の消費電力の削減効果は小さかった。しかし、ICの高機能化、高集積化が進むにつれて、この内部電源回路の消費電力、発熱の割合は増加し、影響が大きくなっている。

　車載電子制御装置では、供給される主な電源としてバッテリがあり、このバッテリ電圧を直接、もしくは降圧、昇圧して制御に必要な所望の電圧を生成している。内部電源回路の消費電力を下げるためには、一般的に印加される電圧か消費する電流を下げることが考えられ、消費電流を一定とすると駆動する電圧を下げることで、消費電力を下げることが可能となる。

　ここで、電源ICの内部電源回路の機能は、IC内部の基準電圧、基準クロックの生成、各DCDC電源、各ドライバ回路の駆動、マイコンとの通信機能等である。そのため、バッテリ電圧からDCDC電源によって降圧した電圧で内部回路を駆動する場合は、まずはバッテリで内部電源回路を駆動する。その後、DCDC電源によって降圧した電圧を内部電源回路に供給する必要があり、バッテリ電圧と降圧した電圧を切り替える回路が必要となる。

　半導体集積回路において、複数の電圧を選択するための電源切り替え技術が知られている。例えば、特許文献１に記載の技術は、Ｆｌｅｘ Ｒａｙ規格のトランシーバＩＣに適用した場合、低消費電力モードであっても余剰な回路電流を必要とせず適切に動作することが出来る。

　図７は、特許文献１に記載の電源切り替え回路の構成図である。Ｆｌｅｘ Ｒａｙ規格のトランシーバＩＣに適用した場合、Ｖ１０２がバッテリ電圧ＶＢＡＴ、Ｖ１０１がＶＣＣ電源電圧に相当する。ＶＣＣ電源電圧が所定の電圧よりも低いときはＰＭＯＳ１０５を活性化することにより、Ｖ１０２から電源が供給される。

　図７の電源回路は、ＰＭＯＳ１０５を活性化させることにより、低消費電力モードであってもトランシーバＩＣに流れる電流以外の電流は流れず、適切に動作する電源切り替え回路を実現している。

特開2012-222844号公報

　電子制御装置に搭載される半導体集積回路の内部電源回路で発生する消費電力、またそれに伴う発熱を低減するため、内部電源回路に接続される電圧をより低電圧で駆動するように切り替える必要がある。

　上述の特許文献１に記載された切り替え回路の出力電圧は、Ｖ１０１とＶ１０２からそれぞれダイオードの順方向電圧だけ低下した電圧となる。すなわち、この出力電圧は、Ｖ１０１とＶ１０２の電圧に依存し、その電圧差が大きいと切り替わる出力電圧も大きく変動することになる。

　特許文献１に記載された切り替え回路を半導体集積回路の内部電源回路への接続に適用し、バッテリ電圧とＤＣＤＣ電源電圧とを切り替えて駆動すると、切り替わる出力電圧がバッテリ電圧とＤＣＤＣ電源電圧に依存して大きく変動してしまう。

　また、Ｖ１０１が急に電源低下した場合は、抵抗列１１６やＰＭＯＳ１０５のゲート容量などで発生する時定数により、ＰＭＯＳ１０５の活性化が遅れ、切り替わりの瞬間に出力電圧の低下が発生することが考えられる。

　集積回路の内部電源回路は、基準電圧や基準クロックを常時安定して生成する必要がある。しかし、切り替わりにより、電圧が大きく変動したり、瞬間的な電圧の低下が発生したりすると、基準電圧や基準クロックの変動、または内部電源回路出力が低下するなど、切り替り時の安定動作に課題がある。

　本発明の目的は、第２電源の電圧に応じて第１電源と第２電源を切り替えつつ、第１電源を用いて第１電源の電圧に依存しない電圧を出力することができる電源切り替え回路等を提供することにある。

　上記目的を達成するために、本発明は、第１電源に接続される電流経路と前記第１電源より低い電圧を供給する第２電源に接続される電流経路とを接続する第１ノードに接続される出力端子と、前記第１電源に接続される抵抗と、前記抵抗に直列に接続されるツェナーダイオードと、前記抵抗と前記ツェナーダイオードとを接続する第２ノードに接続される制御電極を有し、前記制御電極に印加される電圧に応じて、前記第１電源と前記出力端子の間の電流経路をオン／オフするトランジスタと、前記第２電源と前記出力端子の間の電流経路を流れる電流を整流する第２ダイオードと、を備える。

　本発明によれば、第２電源の電圧に応じて第１電源と第２電源を切り替えつつ、第１電源を用いて第１電源の電圧に依存しない電圧を出力することができる。上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の実施形態１に係る電源切り替え回路図である。 本発明の実施形態１の変形例１に係る電源切り替え回路図である。 本発明の実施形態１の変形例２に係る電源切り替え回路図である。 本発明の実施形態２に係る電源切り替え回路図である。 本発明の実施形態３に係る電源ＩＣの構成図である。 本発明の実施形態３に係る電源ＩＣのタイムチャートである。 特許文献１に記載の電源切り替え回路の構成を示す回路図である。

　以下、添付図面を参照して、本発明の実施形態１～３に係る電源切り替え回路、電源ＩＣ、及び車載電子制御装置の構成を詳細に説明する。なお、各図において、同一符号は同一部分を示す。本実施形態では、電源の切り替え時に、内部電源回路を継続して安定動作させ、電源の切り替えにより内部電源回路の消費電力を低減することを目的とする。

　（実施形態１）
　図１は、本発明の実施形態１に係る電源切り替え回路１２の回路図である。

　図１の電源切り替え回路１２は、ツェナーダイオード２２、抵抗２０、ＮＭＯＳ２３（N-channel Metal Oxide Semiconductor）、および第２ダイオード２４で構成される。

　ここで、出力端子ＯＵＴは、第１電源Ｖ１に接続される電流経路と第１電源Ｖ１より低い電圧を供給する第２電源Ｖ２に接続される電流経路とを接続する第１ノード２６に接続される。抵抗２０は、第１電源Ｖ１に接続される。ツェナーダイオード２２は、抵抗２０に直列に接続される。ＮＭＯＳ２３（トランジスタ）は、抵抗２０とツェナーダイオード２２とを接続する第２ノード２７に接続されるゲート（制御電極）を有し、ゲートに印加される電圧に応じて、第１電源Ｖ１と出力端子ＯＵＴの間の電流経路をオン／オフする。第２ダイオード２４は、第２電源Ｖ２と出力端子ＯＵＴの間の電流経路を流れる電流を整流する。

　まず、第１電源Ｖ１が供給されると、抵抗２０を介して、ツェナーダイオード２２に電流が供給され、第２ノード２７の電圧は、ツェナーダイオード２２の電圧と第２ダイオードの電圧とでバイアスされる。

　第２ノード２７の電圧の上昇によって、ＮＭＯＳ２３が活性化し、ＮＭＯＳ２３のゲート、ソース間電圧に応じて第１ノード２６がバイアスされる。このように、第１電源Ｖ１の供給により、第１ノード２６に電圧が出力される。このとき、第２ダイオード２４は逆流防止の機能となっている。

　ここで、第１ノード２６の出力端子電圧Ｖ３は、第１電源Ｖ１にほとんど依存せず、ツェナーダイオード２２の電圧Ｖｚ、ＮＭＯＳ２３のゲート、ソース間電圧Ｖｇｓで決まる一定電圧Ｖ３Ａ０＝Ｖｚ－Ｖｇｓとなる。

　この電圧Ｖ３は、内部電源回路１３を駆動するための電圧であり、内部電源回路１３の出力電圧よりも高い電圧である必要がある。電圧Ｖ３の供給により、内部電源回路１３は出力電圧Ｖ４を生成する。

　ここで、第２電源Ｖ２が供給された場合、第２電源Ｖ２が第１電源Ｖ１から供給された電圧Ｖ３Ａ０＝Ｖｚ－Ｖｇｓよりさらに第２ダイオード２４の電圧Ｖｆ２以上となったとき、第２電源Ｖ２から第１ノード２６へ電流が流れる。

　そのとき、第１ノード電圧Ｖ３Ｂは、Ｖ２－Ｖｆ２電圧となり第２電源Ｖ２から供給され、Ｖ３の供給電源が第１電源Ｖ１から第２電源Ｖ２に切り替る。

　第２電源Ｖ２への切り替りのため、Ｖ３Ａ０の電圧は、Ｖ２－Ｖｆ２電圧よりも低く設定する必要がある。

　内部電源回路１３の消費電流を電流Ｉ３とすると、この電源切り替わりにより、消費電力は、第１電源Ｖ１供給時のＶ１×Ｉ３から第２電源Ｖ２供給時のＶ２×Ｉ３となり、第２電源Ｖ２を下げることで内部電源回路の消費電力、およびそれに伴う発熱を低減することが出来る。

　次に、第２電源Ｖ２が低下したときは、Ｖ１からＶ２への切り替りと同様に、Ｖ２－Ｖｆ２電圧がＶ３Ａ０電圧よりも低くなったとき、ＮＭＯＳ２３のゲート、ソース間電圧Ｖｇｓが十分に開くことで、ＮＭＯＳ２３が活性化し、第１電源Ｖ１から電流が供給され電源電圧が切り替る。

　（変形例１）
　図２は、本発明の実施形態１の変形例１に係る電源切り替え回路１２Ａの回路図である。図１に示す電源切り替え回路１２に、第１ノード２６と内部電源回路１３の間に配置される第２コンデンサ２５を追加した構成である。すなわち、出力端子ＯＵＴに第２コンデンサ２５の一端が接続される。

　Ｖ２からＶ１への切り替り時、Ｖ２が急峻に低下した場合を考慮すると、ＮＭＯＳ２３からの電流供給が遅くなり、瞬間的にＶ３の電圧が低下することが考えられる。そのため、第２コンデンサ２５を接続し、急峻な切り替り時は第２コンデンサ２５から電流を供給することで、内部電源回路の安定動作が維持される。

　（変形例２）
　図３は、本発明の実施形態１の変形例２に係る電源切り替え回路１２Ｂの回路図である。図２に示す電源切り替え回路１２Ａに、第２ノード２７とツェナーダイオード２２の間に配置される第１ダイオード２１を追加した構成である。すなわち、第１ダイオード２１は、第２ノード２７に接続されるアノード、及びツェナーダイオード２２のカソードに接続されるカソードを有する。第１ダイオード２１によりＮＭＯＳ２３（トランジスタ）の電圧の負の温度特性がキャンセルされる。

　詳細には、図３の電源切り替え回路１２Ｂは、ツェナーダイオード２２、第１ダイオード２１、抵抗２０、ＮＭＯＳ２３、第２ダイオード２４、および第２コンデンサ２５で構成される。

　まず、第１電源Ｖ１が供給されると、抵抗２０を介して、第１ダイオード２１、ツェナーダイオード２２に電流が供給され、第２ノード２７の電圧は、ツェナーダイオード２２の電圧と第２ダイオードの電圧とでバイアスされる。

　第２ノード２７の電圧の上昇によって、ＮＭＯＳ２３が活性化し、ＮＭＯＳ２３のゲート、ソース間電圧に応じて第１ノード２６がバイアスされる。このように、第１電源Ｖ１の供給により、第１ノード２６に電圧が出力される。このとき、第２ダイオード２４は逆流防止の機能となっている。

　ここで、第１ノード２６の出力端子電圧Ｖ３は、第１電源Ｖ１にほとんど依存せず、ツェナーダイオード２２の電圧Ｖｚ、第１ダイオード２１の電圧Ｖｆ１、ＮＭＯＳ２３のゲート、ソース間電圧Ｖｇｓで決まる一定電圧Ｖ３Ａ＝Ｖｚ＋Ｖｆ１－Ｖｇｓとなる。

　すなわち、ツェナーダイオード２２と第１ダイオード２１によって生成される基準電圧がＮＭＯＳ２３（トランジスタ）のゲート（制御電極）に印加されることにより、出力端子ＯＵＴは、第１電源Ｖ１の電圧に依存しない一定電圧Ｖ３Ａ＝Ｖｚ＋Ｖｆ１－Ｖｇｓ（第１電圧）を第１電源Ｖ１からＮＭＯＳ２３（トランジスタ）を介して出力する。

　温度特性についても、第１ダイオード２１が負の温度特性を持つが、ＮＭＯＳ２３のゲート、ソース電圧も負の温度特性であるため温度依存性を打ち消し合う。温度依存性の小さいツェナーダイオード２２を使用することで、温度依存性の小さい第１ノード２６に電圧Ｖ３を出力することが出来る。

　この電圧Ｖ３は、内部電源回路１３を駆動するための電圧であり、内部電源回路１３の出力電圧よりも高い電圧である必要がある。電圧Ｖ３の供給により、内部電源回路１３は出力電圧Ｖ４を生成する。

　ここで、第２電源Ｖ２が供給された場合、第２電源Ｖ２が第１電源Ｖ１から供給された電圧Ｖ３Ａ＝Ｖｚ＋Ｖｆ１－Ｖｇｓよりさらに第２ダイオード２４の電圧Ｖｆ２以上となったとき、第２電源Ｖ２から第１ノード２６へ電流が流れる。

　そのとき、第１ノード電圧Ｖ３Ｂは、Ｖ２－Ｖｆ２電圧となり第２電源Ｖ２から供給され、Ｖ３の供給電源が第１電源Ｖ１から第２電源Ｖ２に切り替る。

　すなわち、出力端子ＯＵＴは、第２電源Ｖ２の電圧が所定電圧（Ｖｚ＋Ｖｆ１－Ｖｇｓ＋Ｖｆ２）より高い場合、第２電圧（Ｖ２－Ｖｆ２）を第２電源Ｖ２から第２ダイオード２４を介して出力する。

　第２電源Ｖ２への切り替りのため、Ｖ３Ａの電圧は、Ｖ２－Ｖｆ２電圧よりも低く設定する必要がある。

　内部電源回路１３の消費電流を電流Ｉ３とすると、この電源切り替わりにより、消費電力は、第１電源Ｖ１供給時のＶ１×Ｉ３から第２電源Ｖ２供給時のＶ２×Ｉ３となり、第２電源Ｖ２を下げることで内部電源回路の消費電力、およびそれに伴う発熱を低減することが出来る。

　次に、第２電源Ｖ２が低下したときは、Ｖ１からＶ２への切り替りと同様に、Ｖ２－Ｖｆ２電圧がＶ３Ａ電圧よりも低くなったとき、ＮＭＯＳ２３のゲート、ソース間電圧Ｖｇｓが十分に開くことで、ＮＭＯＳ２３が活性化し、第１電源Ｖ１から電流が供給され電源電圧が切り替る。

　すなわち、出力端子ＯＵＴは、第２電源Ｖ２の電圧が所定電圧（Ｖｚ＋Ｖｆ１－Ｖｇｓ＋Ｖｆ２）より低い場合、一定電圧Ｖ３Ａ＝Ｖｚ＋Ｖｆ１－Ｖｇｓ（第１電圧）を第１電源Ｖ１からＮＭＯＳ２３（トランジスタ）を介して出力する。

　（実施形態１のまとめ）
　以上のように、本発明の実施形態１に係る電源切り替え回路は、Ｖ２電圧が所望の電圧以上となると、出力電圧Ｖ３を第１電源Ｖ１から第２電源Ｖ２に切り替えることが出来る。これにより、Ｖ２電圧をＶ１電圧より低電圧と設定することで、Ｖ３に接続される内部電源回路１３の消費電力、発熱を低減することが出来る。また、第２電源の電圧に応じて第１電源と第２電源を切り替えつつ、第１電源を用いて第１電源の電圧に依存しない電圧を出力することができる。

　（実施形態２）
　図４は、本発明の実施形態２に係る電源切り替え回路１２Ｃの回路図である。電源切り替え回路１２に、第１ノード２６とＮＭＯＳ２３の間に配置される第３ダイオード２９を追加した構成である。すなわち、第３ダイオード２９は、ＮＭＯＳ２３（トランジスタ）のソースに接続されるアノード、及び第１ノード２６に接続されるカソードを有する。これにより、Ｖ２電圧がＶ１電圧よりも高くなっても、第１電源Ｖ１への電流の逆流を防ぐことが出来る。

　しかし、実施形態１の構成と比較して、低電圧での下限の動作電圧範囲が第３ダイオードの順方向電圧のＶｆ３だけ高くなるという点がある。

　電源が切り替るためのＶ２電圧は、Ｖ２－Ｖｆ２＞Ｖｚ＋Ｖｆ１－Ｖｇｓ－Ｖｆ３となる電圧である。

　（実施形態２のまとめ）
　以上のように、本発明の実施形態２に係る電源切り替え回路は、実施形態１と同様に、Ｖ２電圧が所望の電圧以上となると、出力電圧Ｖ３を第１電源Ｖ１から第２電源Ｖ２に切り替えることが出来る。これにより、Ｖ２電圧をＶ１電圧より低電圧と設定することで、Ｖ３に接続される内部電源回路１３の消費電力、発熱を低減することが出来る。また、Ｖ２電圧がＶ１電圧よりも高くなる場合があっても、第１電源Ｖ１への電流が逆流することを防止できる。

　（実施形態３）
　図５は、本発明の実施形態３に係る電源ＩＣ１１を備えた車載電子制御装置３１の構成図である。電源ＩＣ１１は、電源切り替え回路１２（又は１２Ａ～１２Ｃ）、内部電源回路１３、降圧スイッチングレギュレータ１４、シリーズ電源１５、ドライバ回路１６を内蔵する。

　この電源ＩＣ１１では、電源切り替え回路１２の第１電源Ｖ１にはバッテリ１０が接続され、第２電源Ｖ２には降圧スイッチングレギュレータ１４のスイッチング出力をインダクタ１７と第１コンデンサ１８で平滑した出力電圧Ｖ５が接続される。すなわち、第１電源Ｖ１は、バッテリ１０（バッテリ電源）であり、第２電源Ｖ２は、降圧スイッチングレギュレータ１４である。また、出力端子電圧Ｖ３には内部電源回路１３が接続される。

　内部電源回路１３の出力電圧Ｖ４は、降圧スイッチングレギュレータ１４、各シリーズ電源１５、ドライバ回路１６に接続され、各回路を駆動するための電源電圧となる。降圧スイッチングレギュレータ１４は、バッテリ１０に接続され、バッテリ１０から降圧してシリーズ電源１５に必要な電圧Ｖ５を生成する。また電圧Ｖ５は降圧スイッチングレギュレータ１４の負帰還電圧となっている。

　次にシリーズ電源１５により、マイコン３０に必要な複数の電源電圧Ｖ６、Ｖ７や車両制御に必要な情報を検出するための各種センサ３４用の電源電圧Ｖ８がＶ５電圧から降圧されて生成される。また、ドライバ回路１６により、車両に搭載された複数のアクチュエータ負荷３２、３３が駆動される。

　まず、内部電源回路１３に流れるＶ３の消費電流をＩ３とすると、電源切り替え回路１２のＶ１電圧から電源が供給されている場合、バッテリ１０からの消費電力Ｐ０はＶ０×Ｉ３となる。

　次に、電源切り替え回路１２によって、Ｖ１電圧より低いＶ２電圧が所望の電圧以上に上昇することで、内部電源回路１３にＶ５電圧が接続される。これにより、実施形態１での説明のように、より低いＶ２電圧で駆動される内部電源回路１３の消費電力Ｐ１はＶ５×Ｉ３と低減される。

　ここで、電源ＩＣ１１の消費電力を考えると、内部電源回路１３の電流Ｉ３が新たにＶ５を介して供給されるため、降圧スイッチングレギュレータ１４の消費電力は増加することになる。

　降圧スイッチングレギュレータ１４の効率をＫ、内部電源回路１３の消費電力Ｐ１とすると、バッテリ１０から消費される電力Ｐ０’は、Ｐ１/Ｐ０’＝Ｋの関係で電力変換される。すなわち、バッテリ１０から流れる電流をＩ０’とすると、（Ｖ５×Ｉ３）/（Ｖ０×Ｉ０’）＝Ｋとなる。

　ここで、バッテリ１０電圧を１４Ｖ、Ｖ５電圧を６Ｖ、変換効率を９０％とすると、Ｉ０’＝Ｖ５/Ｖ０×Ｉ３×１/Ｋ＝Ｉ３×０．４７６となり、電源切り替え後の電源ＩＣの消費電力Ｐ０’＝Ｖ０×Ｉ０’＝ Ｖ０×Ｉ３×０．４７６＝Ｐ０×０．４７６となる。すなわち、電源切り替えにより、内部電源回路１３の消費電力をおよそ半分に低減することが出来る。

　降圧スイッチングレギュレータ１４の代わりにバッテリ１０からシリーズ電源でＶ５電圧を生成した場合、内部電源回路１３で消費される電流Ｉ３は、結局、バッテリ１０から同じ電流が流れることになり、電源ＩＣ１１としての消費電力は電源切り替え回路１２のＶ１を介した場合と変わらないため、消費電力の削減効果はない。そのため、第２電源を内蔵する電源ＩＣ１１に電源切り替え回路１２を適用するには、電力変換ロスの少ない降圧スイッチングレギュレータ１４の構成が必要となる。

　つぎに、電源ＩＣ１１の電源終了時の動作を説明する。電源ＩＣ１１はマイコン３０を駆動する複数の電源を生成しており、複数の電源が正常に終了した後に、内部電源回路１３を終了する必要がある。

　すなわち、終了シーケンスの中で、Ｖ５電圧が所望の電圧よりも低下したときに、電源切り替え回路１２の動作により、Ｖ０電圧から内部電源回路１３が安定的に駆動されることにより、電源ＩＣ１１は確実に終了シーケンスを完了することが可能となる。

　また、通常動作時にも、何らかの要因で意図せずＶ５電圧が低下した際も、電源切り替え回路１２の動作により、Ｖ０電圧から内部電源回路１３が安定的に駆動される。またＶ５電圧が正常電圧に回復した際は、Ｖ５電圧で内部電源回路１３が駆動され、同様に消費電力が削減される。

　図６は実施形態３に係る電源ＩＣのタイムチャートである。ｔ０は、起動信号が入力されたタイミングを示す。ｔ０からｔ１までは、電源ＩＣ１１に搭載される内部電源回路１３、降圧スイッチングレギュレータ１４および各シリーズ電源１５が起動する起動期間である。

　この起動期間において、まず電源切り替え回路１２の内部電圧Ｖ３Ａ＝Ｖｚ＋Ｖｆ1－Ｖｇｓがバッテリ電圧Ｖ０から供給される。Ｖ３が供給されることによって、内部電源回路１３がＶ４電圧を起動する。内部電源回路１３の起動により、内部基準電圧、内部クロックの生成が完了すると、降圧スイッチングレギュレータ１４が起動し、出力電圧Ｖ５が立上る。

　ここで、Ｖ５電圧が所望の電圧Ｖｚ＋Ｖｆ1－Ｖｇｓ＋Ｖｆ2を超えると、電源切り替え回路１２の動作により、Ｖ５から内部電源回路１３への電源が供給され、電源ＩＣ１１の消費電力が低減される。この時、Ｖ３電圧はＶ３Ｂ＝Ｖ５－Ｖｆ２となる。

　すなわち、起動シーケンスにおいて、一定電圧Ｖ３Ａ＝Ｖｚ＋Ｖｆ１－Ｖｇｓ（第１電圧）により内部電源回路１３が起動し、内部電源回路１３から供給されるＶ４電圧（第３電圧）により降圧スイッチングレギュレータ１４が起動した後、降圧スイッチングレギュレータ１４は内部電源回路１３へ出力電圧Ｖ５を供給する。

　ｔ１からｔ２は、電源ＩＣ１１の通常動作期間を示す。この期間では、マイコンを含めた車載電子制御装置が通常動作を継続し、電源ＩＣ１１の消費電力は最も大きくなる。その期間で常時Ｖ５電圧が出力され、内部電源回路１３の消費電力がおよそ半分に削減されることで、電源ＩＣ１１の消費電力は抑えられ、その発熱も低減される効果がある。

　ｔ２からｔ３は、電源ＩＣ１１の終了期間を示す。起動信号の立下りにより、降圧スイッチングレギュレータ１４、各シリーズ電源１５がシャットオフし、最後に内部電源回路がオフする終了シーケンスが開始される。

　電源ＩＣ１１の終了期間中に、Ｖ５電圧が所望の電圧Ｖｚ＋Ｖｆ1－Ｖｇｓ＋Ｖｆ2よりも下がると、電源切り替え回路１２の動作により、内部電源回路１３はバッテリ電源Ｖ０からの駆動に切り替り、安定動作を継続することが可能となる。すなわち、終了シーケンスにおいて、降圧スイッチングレギュレータ１４から内部電源回路１３へ供給される電圧が所定電圧（Ｖｚ＋Ｖｆ１－Ｖｇｓ＋Ｖｆ２）より低い場合、電源切り替え回路１２は、Ｖ３Ａ（第１電圧）をバッテリ１０（バッテリ電源）からＮＭＯＳ２３（トランジスタ）を介して出力する。

　この時、内部電源回路１３の消費電力の低減効果はなくなるが、電源ＩＣ１１は終了期間の動作となっており、マイコンによる車載制御装置の動作は停止しているため電源ＩＣ１１全体の消費電力は十分に低いため発熱などへの影響はない。

　同様に、電源ＩＣ１１の起動期間中も、内部電源回路１３の消費電力は低減されないが電源ＩＣ全体の消費電力は十分小さいため発熱などへの影響はない。

　ここで、内部電源回路１３は、入力電圧であるＶ３Ａ＝Ｖｚ＋Ｖｆ１－Ｖｇｓ（第１電圧）又はＶ３Ｂ＝Ｖ５－Ｖｆ２（第２電圧）から一定の出力電圧Ｖ４（第３電圧）を生成する。内部電源回路１３は、出力電圧Ｖ４を降圧スイッチングレギュレータ１４へ供給する。

　（実施形態３のまとめ）
　以上のように、電源ＩＣ１１に電源切り替え回路１２を適用すると、降圧スイッチングレギュレータ出力電圧Ｖ５が所望の電圧以上となることで、内部電源回路１３の電源がバッテリ１０の電圧Ｖ０から降圧スイッチングレギュレータ出力電圧Ｖ５に切り替り、内部電源回路１３の消費電力を低減することが出来る。また、電源ＩＣの起動期間や、終了期間において、Ｖ５電圧の変化に伴い内部電源回路１３の電源が切り替った際も、内部電源回路１３が動作を安定して継続できる。

　なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

　上記実施形態では、降圧スイッチングレギュレータ１４は、電源ＩＣ１１の内部に設けられるが、電源ＩＣ１１の外部に設けられてもよい。

　上記実施形態では、トランジスタとしてＮＭＯＳ２３を用いているが、ＮＰＮバイポーラトランジスタを用いてもよい。

　なお、本発明の実施形態は、以下の態様であってもよい。

　（１）．第１電源からＮＭＯＳトランジスタを介して供給される電流経路と、第２電源から整流用ダイオードを介して供給される電流経路が接続される出力端子を具備し、第１電源には、電流制限用の抵抗と、温度特性補正用のダイオード、基準電圧生成用のツェナーダイオードが接続され、ツェナー電圧とダイオードの順方向電圧によって生成された基準電圧がＮＭＯＳトランジスタのゲートに接続されることによって、第１電源電圧に依存しない電圧を第１電源から出力端子に供給し、第２電源電圧が第１電源から出力端子に供給された所望の電圧よりも高いときに、第２電源から出力端子に電流が供給されることを特徴とする電源切り替え回路。

　（２）．（１）に記載の電源切り替え回路において、前記第２電源電圧が第１電源から出力端子に供給された所望の電圧よりも低いときに、前記第１電源からＮＭＯＳトランジスタを介して第１電源電圧に依存しない電圧を出力端子に供給することを特徴とする電源切り替え回路。

　（３）．（１）又は（２）に記載の電源切り替え回路において、前記第１電源は、バッテリ電源であり、前記第２電源は、降圧スイッチングレギュレータを特徴とする電源切り替え回路。

　（４）．（１）から（３）のいずれかに記載の電源切り替え回路において、前記出力端子は、ＩＣ内の内部電源回路に接続される特徴とする電源切り替え回路。

　（５）．（１）から（４）のいずれかに記載の電源切り替え回路において、前記第１電源に逆流防止用のダイオードを設けたことを特徴とする電源切り替え回路。

　（６）．（１）から（５）のいずれかに記載の電源切り替え回路を含む車載電子制御装置において、前記電源切り替え回路は、電源ＩＣに搭載されることを特徴とする車載電子制御装置。

　（７）．（１）から（５）のいずれかに記載の電源切り替え回路を含む車載電子制御装置において、起動時にはバッテリ電圧を用いて内部電源を駆動し、前記降圧スイッチングレギュレータが起動した後に、前記降圧スイッチングレギュレータの電圧を前記内部電源に印加する電源ＩＣを備えることを特徴とする車載電子制御装置。

　（８）．（１）から（５）のいずれかに記載の電源切り替え回路を含む車載電子制御装置において、停止時には、前記内部電源を駆動していた前記降圧スイッチングレギュレータの電圧が所定の電圧以下となった場合に、前記バッテリ電圧に切り替る前記電源ＩＣを備えることを特徴とする車載電子制御装置。

　（１）～（８）によれば、電圧変動を小さく、安定的に内部電源回路への電源を切り替えることが出来る。車載電子制御装置に適用する場合、バッテリ電圧と降圧スイッチングレギュレータ出力電圧との切り替えにより、内部電源回路の消費電力を低減し、ＩＣの発熱を低減することが出来る。また、ＩＣの発熱低減により比較的熱抵抗の大きな低コストパッケージを選択でき、ＩＣの発熱を最終的に放熱するための車載制御装置の筐体の放熱構造の簡素化、放熱材料の低コスト化につながるなど、車載制御装置の低コスト化となる効果がある。

１０…バッテリ
１１…電源IC
１２、１２Ａ、１２Ｂ…電源切り替え回路
１３…内部電源回路
１４…降圧スイッチングレギュレータ
１５…シリーズ電源（外部駆動電源）
１６…ドライバ回路
１７…インダクタ
１８…第１コンデンサ
２０…抵抗
２１…第１ダイオード
２２…ツェナーダイオード
２３…ＮＭＯＳ
２４…第２ダイオード
２５…第２コンデンサ
２６…第１ノード
２７…第２ノード
２８…Ｉ３電流
２９…第３ダイオード
３０…マイコン
３１…車載電子制御装置
３２、３３…アクチュエータ負荷
３４…センサ

Claims (12)

1. 　第１電源に接続される電流経路と前記第１電源より低い電圧を供給する第２電源に接続される電流経路とを接続する第１ノードに接続される出力端子と、
   　前記第１電源に接続される抵抗と、
   　前記抵抗に直列に接続されるツェナーダイオードと、
   　前記抵抗と前記ツェナーダイオードとを接続する第２ノードに接続される制御電極を有し、前記制御電極に印加される電圧に応じて、前記第１電源と前記出力端子の間の電流経路をオン／オフするトランジスタと、
   　前記第２電源と前記出力端子の間の電流経路を流れる電流を整流する第２ダイオードと、
   　を備えることを特徴とする電源切り替え回路。
2. 　請求項１に記載の電源切り替え回路であって、
   　前記出力端子に一端が接続されるコンデンサをさらに備える
   　ことを特徴とする電源切り替え回路。
3. 　請求項２に記載の電源切り替え回路であって、
   　前記第２ノードに接続されるアノード、及び前記ツェナーダイオードのカソードに接続されるカソードを有する第１ダイオードをさらに備える
   　ことを特徴とする電源切り替え回路。
4. 　請求項３に記載の電源切り替え回路であって、
   　前記トランジスタに接続されるアノード、及び前記第１ノードに接続されるカソードを有する第３ダイオードをさらに備える
   　ことを特徴とする電源切り替え回路。
5. 　請求項３に記載の電源切り替え回路であって、
   　前記出力端子は、
   　前記ツェナーダイオードと前記第１ダイオードによって生成される基準電圧が前記トランジスタの制御電極に印加されることにより、前記第１電源の電圧に依存しない第１電圧を前記第１電源から前記トランジスタを介して出力し、
   　前記第２電源の電圧が所定電圧より高い場合、第２電圧を前記第２電源から前記第２ダイオードを介して出力する
   　ことを特徴とする電源切り替え回路。
6. 　請求項５に記載の電源切り替え回路であって、
   　前記出力端子は、
   　前記第２電源の電圧が前記所定電圧より低い場合、前記第１電圧を前記第１電源から前記トランジスタを介して出力する
   　ことを特徴とする電源切り替え回路。
7. 　請求項５に記載の電源切り替え回路であって、
   　前記第１電源は、
   　バッテリ電源であり、
   　前記第２電源は、
   　降圧スイッチングレギュレータである
   　ことを特徴とする電源切り替え回路。
8. 　請求項３に記載の電源切り替え回路であって、
   　前記第１ダイオードは、
   　前記トランジスタの電圧の負の温度特性をキャンセルする
   　ことを特徴とする電源切り替え回路。
9. 　請求項７に記載の電源切り替え回路を含む電源ＩＣであって、
   　前記降圧スイッチングレギュレータと、
   　前記第１電圧又は前記第２電圧から第３電圧を生成する内部電源回路と、をさらに備え、
   　前記内部電源回路は、
   　前記第３電圧を前記降圧スイッチングレギュレータへ供給する
   　ことを特徴とする電源ＩＣ。
10. 　請求項９に記載の電源切り替え回路を含む電源ＩＣであって、
    　起動シーケンスにおいて、前記第１電圧により前記内部電源回路が起動し、前記内部電源回路から供給される前記第３電圧により前記降圧スイッチングレギュレータが起動した後、前記降圧スイッチングレギュレータは前記内部電源回路へ電圧を供給する
    　ことを特徴とする電源ＩＣ。
11. 　請求項９に記載の電源切り替え回路を含む電源ＩＣであって、
    　終了シーケンスにおいて、前記電源切り替え回路は、前記降圧スイッチングレギュレータから前記内部電源回路へ供給される電圧が前記所定電圧より低い場合、前記第１電圧を前記バッテリ電源から前記トランジスタを介して出力する
    　ことを特徴とする電源ＩＣ。
12. 　請求項７に記載の電源切り替え回路を含む車載電子制御装置であって、
    　前記降圧スイッチングレギュレータと、
    　前記第１電圧又は前記第２電圧から第３電圧を生成する内部電源回路と、をさらに備え、
    　前記内部電源回路は、
    　前記第３電圧を前記降圧スイッチングレギュレータへ供給する
    　ことを特徴とする車載電子制御装置。

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