WO2019065754A1 - 回転機型発電機の出力電力制御回路 - Google Patents

回転機型発電機の出力電力制御回路 Download PDF

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羽田　正二
康寛 松永
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NTN Corp
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    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
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    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to an output power control circuit for controlling the output power of a rotating machine generator in wind power generation, hydroelectric power generation or the like.
  • Patent Documents 1 to 5 describe an apparatus for boosting and improving the power factor of a three-phase AC output of a wind turbine generator.
  • a PWM signal is generally used for switching control of a switching power supply that constitutes a power conversion circuit.
  • the duty ratio of the PWM signal By controlling the duty ratio of the PWM signal, the amount of input current (output current as viewed from the generator) input from the generator to the power conversion circuit can be controlled, thereby controlling the generator output power. be able to.
  • a general PWM IC has at least a control terminal to which a duty ratio control voltage is input and an output terminal to output a PWM signal.
  • the duty ratio of the PWM signal is configured to be proportional to the duty ratio control voltage input to the control terminal.
  • the duty ratio of the PWM signal can be controlled by detecting the output voltage or the number of revolutions of the generator and controlling the duty ratio control voltage input to the control terminal of the PWMIC based thereon, and as a result, the generator output power Can be controlled.
  • the generated voltage is proportional to the wind speed
  • the generated power is proportional to the third power of the wind speed. Therefore, by controlling the PWMIC to take out the generated power in proportion to the third power of the output voltage, power generation efficiently Power can be output.
  • a table method or MPPT (maximum power point tracking) method is used as a control method for controlling the PWMIC.
  • MPPT maximum power point tracking
  • the present invention provides generator output power control of a simple configuration that can control the output power of a rotating machine generator easily and quickly according to the output voltage or rotational speed of the generator.
  • the purpose is to provide a circuit.
  • An aspect of the present invention is a PWM IC that generates the PWM signal to control the output power of the generator by controlling the duty ratio of the PWM signal used for switching control with respect to the output current of the rotary machine type generator.
  • An output voltage detection unit that detects an output voltage or rotation speed of the rotary generator; Control that is proportional to an increase from the cut-in voltage or cut-in rotation speed corresponding to a predetermined cut-in point to the output voltage or rotation speed detected by the output voltage detection unit via a predetermined proportional constant
  • a plurality of control voltage generation units that respectively generate voltages
  • a control voltage selection unit configured to select a control voltage having the largest absolute value among the plurality of control voltages respectively generated by the plurality of control voltage generation units;
  • a duty ratio control voltage is generated based on the control voltage selected by the control voltage selection unit.
  • each or a part of the plurality of control voltage generation units have a first variable resistor for adjusting the magnitude of the proportional constant.
  • each or a part of the plurality of control voltage generation units have a second variable resistor for adjusting the cut-in voltage or the cut-in rotational speed.
  • the cut-in voltage or the cut-in rotation number is respectively determined by the potential at one end of each of the plurality of resistors connected in series to each of the plurality of control voltage generation units to which a DC voltage is applied. It is preferable to be set.
  • the rotary machine type generator is a wind power generator or a hydroelectric power generator.
  • the duty ratio control voltage to be applied to the PWMIC can be easily and quickly generated with a simple configuration according to the output voltage or the number of revolutions of the rotary generator. Therefore, it is possible to control the generator output power input to the power conversion circuit whose switching is controlled by the PWMIC easily and quickly.
  • FIG. 1 is a view schematically and schematically showing a basic configuration of a power conversion system of a rotary generator, including a first embodiment of a generator output power control circuit of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic circuit diagram including an example of the first embodiment of the generator output power control circuit.
  • FIGS. 3A and 3B are graphs for explaining the operation of each of the first control voltage generation unit and the second control voltage generation unit in the circuit of FIG.
  • FIG. 4 is a graph for explaining the operation of the control voltage selection unit in the circuit of FIG.
  • FIG. 5 is a schematic circuit diagram showing the main part of a modification of the embodiment of FIG. 6 is a view similar to FIG. 4 in the circuit of FIG. FIG.
  • FIG. 7 is a view schematically and schematically showing a basic configuration of a power conversion system of a rotary generator, including a second embodiment of a generator output power control circuit according to the present invention.
  • FIG. 8 is a schematic circuit diagram including an example of the second embodiment of the generator output power control circuit.
  • FIG. 9 is a graph for explaining the operation of the control voltage generation unit in the circuit of FIG.
  • FIG. 10 is a graph for illustrating the operation of the control voltage selection unit in the circuit of FIG.
  • FIG. 11 (a) is a schematic circuit diagram of another example of the second embodiment of the generator output power control circuit, and FIG. 11 (b) shows only a part of a plurality of resistors connected in series.
  • FIG. FIG. 12 is a graph for explaining the operation of the control voltage selection unit in the circuit of FIG. 11 (a).
  • FIG. 13 shows an example of a circuit provided at the output stage of the generator output power control circuit.
  • FIG. 1 shows the power of a rotating machine generator including the first embodiment of the generator output power control circuit of the present invention.
  • FIG. 1 schematically and schematically shows the basic configuration of a conversion system.
  • the generator 1 is a rotating machine-type alternating current or direct current generator, for example, a wind power generator.
  • the generator 1 includes a three-phase stator coil Y-connected to a rotor, for example, a permanent magnet.
  • the shaft of the generator 1 is connected to the shaft of the wind turbine via appropriate gears.
  • the rotational speed of the wind turbine is proportional to the wind speed, and the rotational speed of the generator 1 is proportional to the rotational speed of the wind turbine.
  • a three-phase AC voltage is output from the three-phase stator coil.
  • the output voltage is proportional to the number of revolutions of the generator.
  • the output voltage vi of the generator represents the effective value of the phase voltage or line voltage of the three-phase alternating current or a value proportional to these.
  • the present invention is also applicable to, for example, a rotary machine type generator of hydroelectric power generation other than wind power generation. Moreover, it is applicable also to the rotary machine type generator which outputs single phase alternating current and direct current
  • the PWM IC 4 is configured to output, from an output terminal (out), a PWM signal vout having a duty ratio D that is proportional to the duty ratio control voltage Vcs input to the control terminal (cs).
  • a PWM signal vout having a duty ratio D that is proportional to the duty ratio control voltage Vcs input to the control terminal (cs).
  • a high frequency carrier triangular wave voltage and a duty ratio control voltage Vcs are input to a comparator, and an output pulse signal of the comparator is obtained as a PWM signal vout.
  • the power conversion circuit 2 is configured of a switching power supply such as a power factor correction circuit (PFC) and / or a DC / DC converter. Basically, it has a configuration for performing switching control to conduct or cut off the input current Ii.
  • the power conversion circuit 2 has a switching element (not shown) that is controlled to be turned on and off by the PWM signal.
  • the amount of input current Ii absorbed by the power conversion circuit 2 from the generator 1 changes with the duty ratio D of the PWM signal.
  • the input current Ii is an output current when viewed from the generator 1. Therefore, the output power of the generator 1 can be controlled by controlling the duty ratio D of the PWM signal according to the output voltage vi of the generator.
  • the generator output power control circuit 3 has, as main functions, an output voltage detection unit 3A, a first control voltage generation unit 3B1, a second control voltage generation unit 3B2, and a control voltage selection unit 3D.
  • the output voltage detection unit 3A detects the magnitude of the output voltage vi of the generator 1.
  • the output voltage detection unit 3A may detect the rotation speed of the generator 1.
  • the converted voltage signal can be handled equivalently to the output voltage vi of the generator 1 by converting the detected rotational speed of the generator 1 into an appropriate voltage signal proportional thereto.
  • the output voltage detection unit 3A outputs a DC voltage Vi having a magnitude corresponding to the magnitude of the output voltage vi (or the number of revolutions) of the generator 1.
  • the voltage Vi output from the output voltage detection unit 3A will be described by regarding it as the detected output voltage of the generator 1.
  • the first control voltage generation unit 3B1 generates a first control voltage V1 based on the output voltage Vi detected by the output voltage detection unit 3A.
  • the first control voltage V1 is a DC voltage that is proportional to the detected output voltage Vi via a predetermined first proportional constant k1.
  • the second control voltage generation unit 3B2 generates a second control voltage V2 based on the output voltage Vi detected by the output voltage detection unit 3A. For example, in wind power generation, the generated power is generally not taken out while the wind speed is extremely low, and the generated power is taken out in earnest after exceeding a predetermined cut-in point.
  • the second control voltage generation unit 3B2 does not generate the second control voltage V2 in a range in which the detected output voltage Vi is smaller than the cut-in voltage Vcin (or cut-in rotation number) corresponding to the predetermined cut-in point. It is configured.
  • the second control voltage generation unit 3B2 cuts the cut-in voltage Vcin and the output voltage Vi. And a difference between the cut-in voltage Vcin and the output voltage Vi, to generate a second control voltage V2.
  • the second control voltage V2 is a DC voltage proportional to an increase from the cut-in voltage Vcin to the output voltage Vi via a predetermined second proportionality constant k2.
  • the second proportionality constant k2 is set larger than the first proportionality constant k1 described above (k1 ⁇ k2).
  • the control voltage selection unit 3D selects one of the first control voltage V1 generated by the first control voltage generation unit 3B1 and the second control voltage V2 generated by the second control voltage generation unit 3B2. The larger voltage is selected to be selected.
  • the control voltage selection unit 3D generates the duty ratio control voltage Vcs based on the selected first control voltage V1 or the second control voltage V2. The duty ratio control voltage Vcs generated in this manner is input to the control terminal (cs) of the PWM IC 4.
  • the output voltage Vo of the power conversion circuit 2 is fed back to the feedback terminal (fb) of the PWM IC 4.
  • the feedback line is also isolated by a photocoupler or the like.
  • the output voltage Vo of the power conversion circuit 2 is controlled, for example, to maintain a constant voltage.
  • FIG. 2 is a schematic circuit configuration diagram including an example of the first embodiment of the generator output power control circuit.
  • the output voltage vi of the generator 1 is a three-phase alternating current.
  • the output voltage detection unit 3A has a first set of three diodes whose anodes are connected to the respective phase lines R, S and T of three-phase alternating current and whose cathodes are commonly connected, and each phase line R, S, A second set of three diodes, each having its cathode connected to T and its anode connected in common to the ground point, is comprised.
  • the three-phase alternating current output voltage vi is detected by full-wave rectification with these six diodes, and a direct current output voltage Vi is output between the common connection point of the first set of diodes and the ground point.
  • the direct current output voltage Vi is applied to the first control voltage generator 3B1 and the second control voltage generator 3B2.
  • the circuit configuration of the output voltage detection unit 3A for detecting the output voltage Vi (or the number of revolutions) of the rotary generator can be variously considered in addition to the circuit shown in FIG. In FIG. 2, three coils each having one end connected to each phase line R, S, T of three-phase alternating current are an example of the input unit of the power conversion circuit 2 shown in FIG. 1.
  • a resistor R1 and a variable resistor VR1 are connected in series between the input terminal to which the output voltage Vi detected by the output voltage detection unit 3A is applied and the ground point.
  • the variable resistor VR1 has an intermediate terminal.
  • the output voltage Vi is divided by the resistance value obtained by adding the resistances from the resistor R1 to the intermediate terminal of the variable resistor VR1 and the resistance value from the intermediate terminal of the variable resistor VR1 to the ground point. Therefore, the potential of the intermediate terminal of the variable resistor VR1 (ie, the voltage between this intermediate terminal and the ground point) changes in proportion to the output voltage Vi.
  • An npn-type transistor Q is connected to take out the potential of the intermediate terminal of the variable resistor VR1.
  • the transistor Q has a collector connected to an appropriate DC power supply + Vcc, a base connected to the middle terminal of the variable resistor VR1, an emitter connected to the emitter resistor R2, and the other end of the emitter resistor R2 connected to the ground point .
  • the transistor Q constitutes an emitter follower circuit, and the emitter potential thereof changes in accordance with the potential of the intermediate terminal of the variable resistor VR1. That is, the emitter potential of the transistor Q changes in proportion to the output voltage Vi.
  • the proportionality factor in this proportionality relation is the first proportionality constant k1 of FIG.
  • the first proportional constant k1 can be adjusted by changing the position of the intermediate terminal of the variable resistor VR1.
  • the voltage between the emitter of the transistor Q and the ground is the first control voltage V1.
  • the diode D3 is provided to obtain a first control voltage V1 of positive voltage.
  • the circuit configuration of the first control voltage generation unit 3B1 that generates the first control voltage V1 that is proportional to the detected output voltage Vi (or the number of rotations) via the predetermined proportional constant k1 is shown in FIG. There are various possibilities other than the circuit shown.
  • ⁇ Second control voltage generation unit 3B2> In the input stage of the second control voltage generation unit 3B2, the resistor R3 and the resistor R4 are connected in series between the input terminal to which the output voltage Vi detected by the output voltage detection unit 3A is applied and the ground point. The output voltage Vi is divided by the resistors R3 and R4.
  • the second control voltage generation unit 3B2 has an OP amplifier A that constitutes a non-inverting amplifier.
  • the OP amplifier A is supplied with power from the positive power supply + Vcc and the negative power supply -Vcc.
  • the potential at the connection point of the resistors R3 and R4 ie, the voltage between this connection point and the ground point
  • a variable resistor VR2 is connected between the output end of the OP amplifier A and the inverting input end ( ⁇ ).
  • the variable resistor VR2 and the resistor R5 constitute a feedback circuit for amplification.
  • the amplification factor is determined by 1 + VR2 / R5. Therefore, the amplification factor can be adjusted by the variable resistor VR2.
  • the reference potential of the inverting input terminal (-) is the ground potential.
  • a potential higher than the ground point potential is used as the reference potential.
  • the reference potential is defined by the potential of the intermediate terminal of the variable resistor VR3 connected between the reference power supply Vref of appropriate size and the ground point.
  • One end of the resistor R5 is not connected to the ground point, but is connected to the middle terminal of the variable resistor VR3.
  • the potential of the intermediate terminal of variable resistor VR3 (ie, the voltage between this intermediate terminal and the ground point) is set to correspond to the cut-in point of generator 1, ie, the cut-in voltage Vcin (or cut-in rotational speed) .
  • the potential at the intermediate terminal of the variable resistor VR3 corresponds to a value obtained by dividing the actual cut-in voltage Vcin by the resistors R3 and R4. Since the potential at the intermediate terminal of the variable resistor VR3 is not the actual cut-in voltage Vcin itself, the potential at the intermediate terminal of the variable resistor VR3 is indicated by Vcin 'in FIG.
  • the setting of the cut-in voltage Vcin of the output voltage Vi can be changed by adjusting the middle terminal of the variable resistor VR3.
  • the OP amplifier A does not output a positive voltage until the input voltage at the non-inverting input terminal (+) exceeds the cut-in voltage Vcin ', and the input voltage at the non-inverting input terminal (+) cuts the cut-in voltage Vcin' If it exceeds, it outputs a positive voltage amplified by amplification factor 1 + VR2 / R5. In that case, the difference between the input voltage at the non-inverting input terminal (+) and the cut-in voltage Vcin ', that is, the increase from the cut-in voltage Vcin' to the input voltage at the non-inverting input terminal (+) is amplified.
  • the OP amplifier A does not output a positive voltage until the output voltage Vi exceeds the cut-in voltage Vcin.
  • a positive voltage is output from the OP amplifier A.
  • a voltage proportional to the increase from the cut-in voltage Vcin to the output voltage Vi at that time is output from the OP amplifier A.
  • the proportionality constant in this proportionality relation is the second proportionality constant k2 of FIG.
  • the second proportional constant k2 can be adjusted by adjusting the amplification factor of the OP amplifier A with the variable resistor VR2.
  • the output voltage of the OP amplifier A becomes the second control voltage V2.
  • the diode D4 is provided to obtain a second control voltage V2 of positive voltage.
  • the circuit configuration of the second control voltage generation unit 3B2 that generates the second control voltage V2 that is proportional via the predetermined proportional constant k2 can be variously considered in addition to the circuit shown in FIG.
  • the second proportional constant k2 can be set to be larger than the first proportional constant k1 (k1 ⁇ k2). , Determine the value of each relevant resistance and variable resistance.
  • the control voltage selection unit 3D has a diode D1 and a diode D2 as two input terminals. One input end is the anode of the diode D1 and is connected to the emitter of the transistor Q of the first control voltage generator 3B1. Therefore, the first control voltage V1 is applied to the anode of the diode D1. The other input end is the anode of the diode D2, and is connected to the output end of the OP amplifier A of the second control voltage generation unit 3B2. Therefore, the second control voltage V2 is applied to the anode of the diode D2.
  • the cathodes of the diode D1 and the diode D2 are connected in common. Therefore, at the cathode connection end of the diode D1 and the diode D2, the higher one of the potentials of the anodes of the diode D1 and the diode D2 appears. That is, the larger one of the first control voltage V1 and the second control voltage V2 is selected.
  • the selected first control voltage V1 or second control voltage V2 is appropriately divided by the resistors 6 and 7.
  • the divided voltage is used as the duty ratio control voltage Vcs.
  • the duty ratio control voltage Vcs is a voltage proportional to the selected first control voltage V1 or the second control voltage V2.
  • the resistor 7 and the capacitor C connected in parallel function as a filter for noise removal.
  • the duty ratio control voltage Vcs generated in this manner is applied to the control end (cs) of the PWM IC 4.
  • the circuit configuration of the control voltage generation unit 3D for selecting the voltage having the larger absolute value among the first control voltage V1 and the second control voltage V2 is not limited to the circuit shown in FIG. There are many possibilities.
  • the reason why “the larger absolute value” is used is that a circuit configuration that generates the first control voltage V1 and the second control voltage V2 not as a positive voltage but as a negative voltage is also possible. In that case, since the duty ratio control voltage Vcs is usually a positive voltage, the selected negative voltage may be inverted to a positive voltage.
  • the PWM IC 4 generates a PWM signal having a duty ratio corresponding to the duty ratio control voltage Vcs inputted to the control terminal (cs), and sends it to the power conversion circuit as shown in FIG.
  • a switching element that is on / off controlled by the PWM signal performs switching on the output current Ii of the generator. As a result, the output power of the generator can be controlled according to the desired characteristic curve.
  • FIG. 3A is a graph for explaining the operation of the first control voltage generator 3B1 in the circuit of FIG.
  • the horizontal axis is the output voltage Vi
  • the vertical axis is the first control voltage V1.
  • the proportionality constant k1 which is the slope of the straight line L1, can be adjusted by changing the position of the intermediate terminal of the variable resistor VR1 (see the straight lines L11 and L12 shown by dotted lines).
  • FIG. 3B is a graph for explaining the operation of the second control voltage generator 3B2 in the circuit of FIG.
  • the horizontal axis is the output voltage Vi
  • the vertical axis is the second control voltage V2.
  • a straight line L2 indicates the relationship between the output voltage Vi and the second control voltage V2 when the variable resistor VR2 and the variable resistor VR3 are set to predetermined values or positions, respectively. This relationship is expressed by the following equation [2].
  • V2 k2 ⁇ (Vi-Vcin) [2]
  • the proportionality constant k2 which is the slope of the straight line L2, can be adjusted by changing the size of the variable resistor VR2 (see straight lines L21 and L22 indicated by dotted lines).
  • the proportionality constant k2 in FIG. 3 (b) is set to be larger (k1 ⁇ k2) than the proportionality constant k1 in FIG. 3 (a). That is, the inclination of the straight line L2 is made larger than the inclination of the straight line L1.
  • the cut-in voltage Vcin at which the straight line L2 intersects with the horizontal axis can be adjusted by changing the position of the intermediate terminal of the variable resistor VR3 (see straight lines L23 and L24 indicated by dotted lines).
  • FIG. 4 is a graph for explaining the operation of the control voltage selection unit 3D in the circuit of FIG.
  • the horizontal axis is the output voltage Vi
  • the vertical axis is the duty ratio control voltage Vcs (or a voltage proportional thereto).
  • the straight line L1 in FIG. 3A showing the relationship between the output voltage Vi and the first control voltage V1
  • the straight line L2 in FIG. 3B showing the relationship between the output voltage Vi and the second control voltage V2. It is shown.
  • a thick line indicates a locus in which the larger one of the first control voltage V1 and the second control voltage V2 is selected with respect to the same value of the output voltage Vi.
  • the straight line L2 is shifted to the positive side by the cut-in voltage Vcin, and the slope k2 of the straight line L2 is larger than the slope k1 of the straight line L1, so the straight line L1 and the straight line L2 intersect at one point P.
  • the first control voltage V1 is selected in a region where the output voltage Vi is smaller than the point P
  • the second control voltage V2 is selected as a duty ratio control voltage Vcs in a region where the output voltage Vi is larger than the point P.
  • the degree of increase of the duty ratio control voltage Vcs is moderate.
  • the degree of increase of the duty ratio control voltage Vcs becomes large.
  • the on period of the PWM signal can be extended to take in a large current, that is, take in a large generated output power.
  • an example of a curve that can obtain the relationship between the output voltage Vi and the ideal generated power is indicated by a curve W of a dashed line.
  • the generated output power control circuit according to the present invention pseudo-implements this ideal curve W with an extremely simple configuration.
  • the straight lines L1 and L2 drawn by the duty ratio control voltage Vcs generated by the circuit of the present invention do not exceed the ideal curve W. This is because, when the straight lines L1 and L2 exceed the ideal curve W, the power conversion circuit takes in power excessively, and for example, in the case of wind power generation, the wind turbine is braked and decelerated.
  • variable resistor VR2 is adjusted to make the slope of the straight line L2 By increasing the amount of power taken by hurrying, the generator overspeed can be suppressed easily and quickly.
  • FIG. 5 schematically shows only the main part of the generator output power control circuit 3a.
  • the diode D4 is removed from the circuit configuration of FIG. 2, and an npn type transistor Q2 and a resistor R8 are added.
  • the transistor Q2 has a collector connected to the connection point between the resistor R1 of the first control voltage generation unit 3B1 and the variable resistor VR1, and an emitter connected to the output terminal of the OP amplifier A of the second control voltage generation unit 3B2.
  • the base is grounded via a resistor R8.
  • the output terminal of the OP amplifier A becomes a negative voltage
  • the transistor Q2 conducts.
  • the connection point between the resistor R1 of the first control voltage generation unit 3B1 and the variable resistor VR1 is substantially zero volts.
  • the control voltage V1 generated by the first control voltage generator 3B1 also becomes zero volts.
  • the OP amplifier A When the output voltage Vi exceeds the cut-in voltage Vcin, the OP amplifier A outputs a positive voltage, and the transistor Q2 is cut off. As a result, a divided voltage of the output voltage Vi appears at the connection point between the resistor R1 of the first control voltage generator 3B1 and the variable resistor VR1, and the first control voltage generator 3B1 generates a predetermined control voltage V1. .
  • FIG. 6 is a view similar to FIG. 4 in the case of the circuit configuration of FIG. As indicated by the thick line, when the output voltage Vi is less than the cut-in voltage Vcin, the control voltage V1 is zero volts, and when the output voltage Vi reaches the cut-in voltage Vcin, the control voltage V1 is generated.
  • FIG. 7 shows the power of a rotary machine type generator including a second embodiment of the generator output power control circuit of the present invention. It is the figure which showed the basic composition of the conversion system roughly and typically.
  • the generator 1, the PWM IC 4 and the power conversion circuit 2 are basically the same as those in the first embodiment described above, and thus the description thereof is omitted.
  • the generator output power control circuit 3b has an output voltage detection unit 3A, a plurality of control voltage generation units, and a control voltage selection unit 3D as main functions.
  • the plurality of control voltage generation units basically have the same circuit configuration and are arranged in parallel in N, first to Nth control voltage generation units 3B1. . It has 3 BN (N is a natural number of 2 or more).
  • the output voltage detection unit 3A detects the magnitude of the output voltage vi of the generator 1.
  • the output voltage detection unit 3A may detect the rotation speed of the generator 1.
  • the converted voltage signal can be handled equivalently to the output voltage vi of the generator 1 by converting the detected rotational speed of the generator 1 into an appropriate voltage signal proportional thereto.
  • the output voltage detection unit 3A outputs a DC voltage Vi having a magnitude corresponding to the magnitude of the output voltage vi (or the number of revolutions) of the generator 1.
  • the voltage Vi output from the output voltage detection unit 3A will be described by regarding it as the detected output voltage of the generator 1.
  • the first control voltage generation unit 3B1 generates a first control voltage V1 based on the output voltage Vi detected by the output voltage detection unit 3A. For example, in wind power generation, the generated power is generally not taken out while the wind speed is extremely low, and the generated power is taken out in earnest after exceeding a predetermined cut-in point.
  • the first control voltage generation unit 3B1 does not generate the first control voltage V1 in a range in which the detected output voltage Vi is smaller than the cut-in voltage Vc1 (or cut-in rotational speed) corresponding to the predetermined cut-in point. It is configured.
  • the first control voltage generation unit 3B1 includes a function for setting the predetermined cut-in voltage Vc1 (or cut-in rotational speed).
  • the first control voltage generation unit 3B1 when the detected output voltage Vi exceeds the cut-in voltage Vc1 (or cut-in rotational speed) corresponding to the predetermined cut-in point, the first control voltage generation unit 3B1 generates the cut-in voltage Vc1 and the output voltage Vi. difference, namely generating a first control voltage V1 based on the increase in the cut-in voltage Vc 1 to the output voltage Vi.
  • the first control voltage V1 is a DC voltage proportional to an increase from the cut-in voltage Vc1 to the output voltage Vi via a predetermined proportionality constant k1.
  • the first control voltage generator 3B1 includes a function to set the predetermined proportional constant k1.
  • N first control voltage generation units 3B1. Each of the N-th control voltage generation units 3BN has basically the same configuration. However, control voltage generation unit 3B1. .
  • a predetermined cut-in voltage Vc1 set in each of 3BN. . VcN and a predetermined proportional constant k1. . kN can be set independently.
  • Control voltage selection unit 3D includes N control voltage generation units 3B1. . N control voltages V1. . The voltage with the largest absolute value is selected among VN. The control voltage selection unit 3D generates the duty ratio control voltage Vcs based on the selected control voltage. The duty ratio control voltage Vcs generated in this manner is input to the control terminal (cs) of the PWM IC 4.
  • FIG. 8 is a schematic circuit configuration diagram including an example of the second embodiment of the generator output power control circuit.
  • the second to the (N-1) th control voltage generators are not shown for simplification.
  • N control voltage generation units 3B1. The illustration of the second to the (N-1) th elements is omitted also for the N elements provided corresponding to 3BN.
  • the output voltage vi of the generator 1 is a three-phase alternating current.
  • the output voltage detection unit 3A has a first set of three diodes whose anodes are connected to the respective phase lines R, S and T of three-phase alternating current and whose cathodes are commonly connected, and each phase line R, S, A second set of three diodes, each having its cathode connected to T and its anode connected in common to the ground point, is comprised.
  • the three-phase AC output voltage vi is detected by full-wave rectification with these six diodes, and a DC voltage Vi is output between the common connection point of the first set of diodes and the ground point.
  • the DC voltage Vi is divided by the resistors R11 and R12 connected in series.
  • the potential at the connection point of the resistor R11 and the resistor R12 (ie, the voltage between this connection point and the ground point) is input to the non-inverting input terminal (+) of the OP amplifier A1 that constitutes a voltage follower (amplification factor of 1). Ru.
  • the voltage output to the output terminal of the OP amplifier A1 is proportional to the DC voltage Vi.
  • the OP amplifier A1 is provided to output a sufficient current to the subsequent stage.
  • the resistor R13 is provided to stabilize the voltage follower.
  • the OP amplifier A1 is driven by the positive power supply + Vcc and the negative power supply -Vcc (the same applies to the following OP amplifiers).
  • the circuit configuration of the output voltage detection unit 3A for detecting the output voltage Vi (or the number of revolutions) of the rotary generator can be variously considered in addition to the circuit shown in FIG. In FIG. 8, three coils each having one end connected to each phase line R, S, T of three-phase alternating current are an example of the input unit of the power conversion circuit 2 shown in FIG. 7.
  • the first control voltage generation unit 3B1 has an OP amplifier A21 that constitutes an inverting amplifier.
  • the output voltage of the OP amplifier A1 is input to the inverting input terminal (-) of the OP amplifier A21 via the resistor R41.
  • a variable resistor VRt1 is connected between the output end of the OP amplifier A21 and the inverting input end ( ⁇ ).
  • the variable resistor VRt1 and the resistor R41 constitute a feedback circuit for amplification.
  • the amplification factor is determined by -VRt1 / R41. Therefore, the amplification factor can be adjusted by the variable resistor VRt1. Since the diode D41 connected in series to the variable resistor VRt1 blocks the reverse current, the OP amplifier A21 outputs only a negative voltage.
  • the reference potential of the non-inverting input terminal (+) is the ground potential.
  • a potential higher than the ground point potential is used as the reference potential.
  • the reference potential is defined by the potential of the intermediate terminal of the variable resistor VRc1 connected between the reference power supply Vref of appropriate size and the ground point.
  • the non-inverted input terminal (+) is connected to the middle terminal of the variable resistor VRc1 instead of the ground point via the resistor R51.
  • the potential of the intermediate terminal of variable resistor VRc1 (that is, the voltage between this intermediate terminal and the ground point) is set to correspond to the cut-in point of generator 1, that is, cut-in voltage Vc1 (or cut-in rotational speed) .
  • the potential at the intermediate terminal of the variable resistor VRc1 corresponds to a value obtained by dividing the actual cut-in voltage Vc1 by the resistors R11 and R12. Therefore, since the potential at the intermediate terminal of the variable resistor VRc1 is not the actual cut-in voltage Vc1 itself, in FIG. 8, the potential at the intermediate terminal of the variable resistor VRc1 is indicated by Vc1 '.
  • the setting of the cut-in voltage Vc1 of the output voltage Vi can be changed by adjusting the middle terminal of the variable resistor VRc1.
  • the OP amplifier A21 has an output voltage of zero volts until the input voltage Vi 'to the input end of the resistor R41 exceeds the cut-in voltage Vc1'.
  • the input voltage Vi ′ exceeds the cut-in voltage Vc1 ′, it outputs a negative voltage amplified by the amplification factor ⁇ VRt 1 / R41.
  • the difference between the input voltage Vi ′ and the cut-in voltage Vc1 ′ that is, the increase from the cut-in voltage Vc1 ′ to the input voltage Vi ′ is amplified.
  • the actual output voltage Vi will be described.
  • the voltage is not output from the OP amplifier A21 until the output voltage Vi exceeds the cut-in voltage Vc1.
  • a negative voltage is output from the OP amplifier A21.
  • a voltage V1 proportional to an increase from the cut-in voltage Vc1 to the output voltage Vi is output from the OP amplifier A21.
  • the proportionality constant in this proportionality relation is the proportionality constant k1 of FIG.
  • the proportional constant k1 can be adjusted by adjusting the amplification factor of the OP amplifier A21 with the variable resistor VRt1.
  • the output voltage V1 of the OP amplifier A21 is the first control voltage generated by the first control voltage generator 3B1.
  • the circuit configuration of the first control voltage generation unit 3B1 that generates the first control voltage V1 proportional to the absolute value through the predetermined proportional constant k1 can be variously considered in addition to the circuit shown in FIG. Although this embodiment is configured with an inverting amplifier, it may be configured with a non-inverting amplifier (see, for example, the first embodiment).
  • N control voltage generation units 3B1. The circuit configuration of each of 3BN is basically the same, but the variable resistor VRt1. . Each value of VRtN, variable resistor VRc1. . The value of each of VRcN, the value of the other resistance, etc. can be different.
  • the control voltage selection unit 3D has N diodes D11. . It has D1N. N diodes D11. . Each of D1N has its cathode at N control voltage generation units 3B1. . Each 3 OP op amp A21. . It is connected to the output of A2N. Therefore, the diode D11. . The first to Nth control voltages V1. . Each of VN is applied respectively.
  • the anodes of D1N are commonly connected. Therefore, the diode D11. .
  • the lowest potential of the cathode potential of each of D1N appears. In other words, only the diode with the lowest cathode potential is forward biased and conducts. That is, the first to Nth control voltages V1. .
  • the largest voltage appears in absolute value. Thereby, the first to Nth control voltages V1. .
  • the control voltage with the largest absolute value is selected.
  • the selected control voltage is inverted and amplified by the OP amplifier A3 constituting the inverting amplifier.
  • the amplification factor is determined by -R17 / R16 by the resistors R16 and R17.
  • the OP amplifier A3 outputs a positive voltage.
  • the voltage at the output terminal of the OP amplifier A3 is used as the duty ratio control voltage Vcs.
  • the duty ratio control voltage Vcs is a voltage proportional to the selected control voltage.
  • the capacitor C is for smoothing, and the zener diode ZD is for output voltage limitation.
  • the duty ratio control voltage Vcs generated in this manner is applied to the control end (cs) of the PWM IC 4.
  • the first to Nth control voltages V1. The circuit configuration of the control voltage generation unit 3D for selecting the control voltage having the largest absolute value in VN can be variously considered other than the circuit shown in FIG.
  • the PWM IC 4 generates a PWM signal having a duty ratio corresponding to the duty ratio control voltage Vcs inputted to the control terminal (cs), and sends it to the power conversion circuit as shown in FIG.
  • a switching element that is on / off controlled by the PWM signal performs switching on the output current Ii of the generator. As a result, the output power of the generator can be controlled according to the desired characteristic curve.
  • FIG. 9 is a graph for explaining the operation of the first control voltage generator 3B1 in the circuit of FIG.
  • the horizontal axis of the output voltage Vi, the vertical axis represents the first absolute value of the control voltage V 1.
  • Straight line L1 shows the variable resistor VRt1 and the variable resistor Vrc1 1 each when set to a predetermined size or position, the relationship between the absolute value of the output voltage Vi and the first control voltage V1. This relationship is expressed by the following equation.
  • k1 ⁇ (Vi ⁇ Vc1)
  • the proportionality constant k1, which is the slope of the straight line L1, can be adjusted by changing the magnitude of the variable resistor VRt1 (see the straight lines L11 and L12 indicated by dotted lines).
  • the cut-in voltage Vc1 at which the straight line L1 intersects the horizontal axis can be adjusted by changing the position of the intermediate terminal of the variable resistor VRc1 (see straight lines L13 and L14 indicated by dotted lines).
  • FIG. 10 is a graph for explaining the operation of the control voltage selection unit 3D in the circuit of FIG.
  • N 3.
  • the horizontal axis is the output voltage Vi
  • the vertical axis is the duty ratio control voltage Vcs (or a voltage proportional thereto).
  • a straight line L1, a straight line L2, and a straight line L3 indicating the relationship between the output voltage Vi and the first control voltage V1, the second control voltage V2, and the third control voltage V3 are shown by dotted lines.
  • the intersections with the horizontal axes of the respective straight lines correspond to the set cut-in voltages Vc1, Vc2, and Vc3.
  • the inclination of each straight line is also set to a predetermined value.
  • a thick line indicates a locus in which the control voltage having the largest absolute value is selected for the same value of the output voltage Vi.
  • the straight line L1 and the straight line L2 intersect at a point Pa, and the straight line L2 and the straight line L3 intersect at a point Pb.
  • the point Pa and the point Pb are turning points at which one straight line is shifted to the other straight line.
  • the first control voltage V1 is selected in a region where the output voltage Vi is small, the second control voltage V2 in a middle region, and the third control voltage V3 in a large region as the duty ratio control voltage Vcs.
  • the conditions under which such a transition point is formed are as follows. Vc1 ⁇ Vc2 ⁇ Vc3, and k1 ⁇ k2 ⁇ k3
  • the duty ratio control voltage Vcs is zero volts. That is, no power is taken from the generator.
  • the output voltage Vi exceeds the cut-in voltage Vc 1
  • the duty ratio control voltage Vcs according straight line L1 is generated, the slope is gradual.
  • duty ratio control voltage Vcs is generated according to straight line L2 having a larger inclination than straight line L1
  • duty ratio control voltage is generated according to straight line L3 having a larger inclination than straight line L2.
  • Vcs is generated.
  • the relationship between the output voltage Vi and the ideal generated power can be obtained by a curve W of a dashed line.
  • the duty ratio control voltage Vcs along the ideal curve W usually, in order to generate the duty ratio control voltage Vcs along the ideal curve W, complicated circuits and programs are required.
  • the generated output power control circuit according to the present invention pseudo-implements this ideal curve W with an extremely simple configuration.
  • the straight lines L1, L2, and L3 drawn by the duty ratio control voltage Vcs generated by the circuit of the present invention do not exceed the ideal curve W. This is because, for example, in the case of wind power generation, the wind turbine is braked and decelerates because the power conversion circuit takes in excess power when the straight lines L1, L2, L3 exceed the ideal curve W. .
  • the control voltage generation unit selected at that time By adjusting the variable resistance VRt3 of 3B3 to make the inclination of the straight line L3 steep to increase the amount of power taken in, it is possible to suppress the over-rotation of the generator easily and quickly.
  • FIG. 11A is a schematic circuit configuration diagram of another example of the second embodiment of the generator output power control circuit.
  • FIG. 11 (b) shows only a part of the circuit of (a).
  • each of the output voltage detection unit 3A, the first control voltage generation unit 3B1, the Nth control voltage generation unit 3BN, and the control voltage selection unit 3D shown in FIG. Portions substantially corresponding to are each surrounded by a dotted line.
  • the third to the (N-1) th control voltage generators are not shown for the sake of simplicity.
  • the illustration of the third to the (N-1) th elements is omitted also for the N elements provided corresponding to 3BN.
  • the output voltage detection unit 3A shows only a portion behind the DC voltage Vi obtained by full-wave rectification of the three-phase AC output voltage shown in FIG. In the circuit example of FIG. 11A, this DC voltage Vi is applied to the resistor R11 and the variable resistor VR12 connected in series, and the middle terminal of the variable resistor VR12 is input to the non-inverting input terminal (+) of the OP amplifier A1. doing.
  • the voltage division ratio of the DC voltage Vi is fixed. However, in the circuit of FIG. 11A, the voltage division ratio can be adjusted according to the maximum voltage of the output voltage Vi. Thus, the fluctuation range of the input voltage to the OP amplifier A1 can be set to be the same regardless of the maximum voltage of the output voltage Vi.
  • the OP amplifier A1 is a voltage follower. The output voltage of the OP amplifier A1 is denoted by Vi 'as in the circuit of FIG.
  • the first control voltage generation unit 3B1 includes an OP amplifier A21 configured as an inverting amplifier as in the circuit of FIG.
  • the output voltage of the OP amplifier A1 is input to the inverting input terminal (-) of the OP amplifier A21 via the resistor R41.
  • the variable resistor VRt1 and the light emitting diode D11 are connected in series between the output end of the OP amplifier A21 and the inverting input end ( ⁇ ).
  • the diode 41 in the circuit of FIG. 8 is replaced with a light emitting diode D11.
  • the amplification factor of the OP amplifier A21 can be adjusted by the variable resistor VRt1.
  • the light emitting diode D11 in the circuit of FIG. 11A also serves as the diode in the control voltage selection unit 3D (the diode D11 in the circuit of FIG. 8). Therefore, in the circuit of FIG. 11A, the configuration is simplified.
  • the circuit of FIG. 11 (a) differs from the circuit of FIG. Here, as shown in FIG. 11 (b), N resistors Rc1, Rc2. . RcN is connected in series, and one end of RcN is further connected to a positive power supply + Vcc via a terminal resistor Re. Thereby, the N resistors Rc1 and Rc2. . A predetermined DC voltage is applied across RcN.
  • the non-inverting input terminal (+) of the OP amplifier A21 of the first control voltage generation unit 3B1 is connected to one end (a connection point with the resistor Rc2) on the high potential side of the resistor Rc1 via the resistor R51.
  • the potential at this point is the potential Vc1 'corresponding to the actual cut-in voltage Vc1.
  • the non-inverting input terminal (+) of the OP amplifier A2N of the Nth control voltage generation unit 3BN is connected to one end (a connection point with the resistor Re) of the high potential side of the resistor RcN via the resistor R5N. There is. The potential at this point is the potential VcN 'corresponding to the actual cut-in voltage VcN.
  • the non-inverting input terminals of the respective OP amplifiers in the second to (N-1) th control voltage generation units are also connected in order to one end on the high potential side of the corresponding resistance.
  • the cut-in voltage of the first control voltage generation unit 3B1 is set to zero volts (similar to the first embodiment) .
  • each control voltage generation unit is the same as the circuit of FIG. 8 except that the cut-in voltage of each control voltage generation unit is fixed.
  • the OP amplifiers A21 to A2N constituting the inverting amplifier have an output voltage of zero volts until the input voltage Vi 'exceeds the set cut-in voltage (for example, Vc1'), and the input voltage Vi 'is a cut-in voltage. When it exceeds, it outputs a negative voltage amplified at a predetermined amplification factor. In that case, an increase from the cut-in voltage to the input voltage Vi 'is amplified.
  • Control voltage selection unit 3D The control voltage selector 3D in the circuit of FIG. 11 (a) has N light emitting diodes D11. . It has D1N. Light emitting diode D11. . The common anode connection end of D1N is connected to the inverting input end (-) of the OP amplifier A3 via a resistor and connected to the positive power supply + Vcc via a constant current diode CD in order to make the diode current constant. ing.
  • D1N The function of D1N is the same as that of the N diodes D11. . Same as D1N. Therefore, the light emitting diode D11. .
  • the lowest of the respective cathode potentials appears at the common anode connection end of D1N. That is, the first to Nth control voltages V1. . Among VN, the largest voltage appears in absolute value. Thereby, the first to Nth control voltages V1. . Among VN, the control voltage with the largest absolute value is selected. Then, only the light emitting diode corresponding to the selected control voltage is forward biased and emits light, whereby the rotational state of the generator can be easily visually observed.
  • the OP amplifier A3 constituting the inverting amplifier is similar to the circuit of FIG.
  • the voltage at the output terminal of the OP amplifier A3 is used as the duty ratio control voltage Vcs.
  • the upper limit of the absolute value of the control voltage V3 corresponding to the maximum output Vmax of the generator can be adjusted by the variable resistor VR12. Even when adjustment is made to the maximum output Vmax, the locus of the control voltage Vcs indicated by a thick line changes in a similar manner, and the shape along the ideal curve W can be maintained.
  • the other points are as described in FIG.
  • each of the N control voltage generation units has basically the same circuit configuration. However, it is not essential that the control voltage generation units have the same circuit configuration. In principle, each control voltage generation unit generates a predetermined proportional constant for an increase from the set cut-in voltage or cut-in rotation speed to the output voltage or rotation speed detected by the output voltage detection unit. A function to generate a proportional control voltage may be provided. Therefore, an embodiment in which each of the N control voltage generation units has a different circuit configuration is also included in the present invention.
  • each of the N control voltage generation units has a first variable resistor for adjusting a proportional constant, and a second variable resistor for adjusting a cut-in point.
  • a normal one having a constant resistance value respectively A resistor may be used.
  • the cut-in point and the slope of the control voltage generated by the control voltage generation unit are fixed to one set value.
  • straight line L2 in the graph of FIG. 10 is fixed and straight line L1 and straight line Only L3 is variable.
  • FIG. 13 shows an example of a circuit provided in the output stage of the generator output power control circuit.
  • the circuit of FIG. 13 has three PWMICs 4r, 4s, 4t to control a three-phase power conversion circuit (not shown).
  • Three photocouplers PC1, PC2 and PC3 are disposed between the generator output power control circuit and the three PWMICs, and the generator output power control circuit and the PWMIC are isolated from each other.
  • the light emitting diodes on the input side of the photocouplers PC1, PC2 and PC3 are connected in series.
  • the control voltage Vcs output from the generator output power control circuit is applied to the anode of the light emitting diode of the photocoupler PC1, and the cathode of the light emitting diode of the photocoupler PC3 is grounded.
  • the phototransistor on the output side of each of the photocouplers PC1, PC2, PC3 is connected to the PWMIC 4r, 4s, 4t via a general additional circuit, respectively.
  • Each output terminal of PWMIC 4r, 4s, 4t outputs a PWM signal having a duty ratio corresponding to control voltage Vcs, to switching elements Qr, Qs, Qt in each of the three-phase power conversion circuits.

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Abstract

回転機型発電機の出力電力を、発電機の出力電圧又は回転数に応じて容易にかつ迅速に制御することができる簡易な構成の発電機出力電力制御回路を提供する。 ＰＷＭＩＣに与えるデューティ比制御電圧を生成する発電機出力電力制御回路が、出力電圧又は回転数を検知する出力電圧検知部と、所定のカットイン点に対応するカットイン電圧又はカットイン回転数から、前記出力電圧検知部により検知された前記出力電圧又は回転数までの増加分に対し、所定の比例定数を介して比例する制御電圧をそれぞれ生成する複数の制御電圧生成部と、前記複数の制御電圧生成部によりそれぞれ生成された複数の制御電圧のうち絶対値が最も大きい電圧が選択されるように構成された制御電圧選択部と、を有し、前記制御電圧選択部により選択された前記制御電圧を基にデューティ比制御電圧を生成する。

Description

回転機型発電機の出力電力制御回路
　本発明は、風力発電や水力発電等における回転機型発電機の出力電力を制御するための出力電力制御回路に関する。
　発電機出力である交流は、電力変換回路を介して直流に変換される。電力変換回路は、力率改善回路（ＰＦＣ）及び／又はＤＣ／ＤＣコンバータ等のスイッチング電源で構成される（特許文献１～５）。特許文献４、５には、風力発電の回転機型発電機の三相交流出力に対して昇圧と力率改善を行う装置が記載されている。
　電力変換回路を構成するスイッチング電源のスイッチング制御には、一般的にＰＷＭ信号が用いられる。ＰＷＭ信号のデューティ比を制御することにより、発電機から電力変換回路に入力する入力電流（発電機から視ると出力電流）の量を制御することができ、それにより発電機出力電力を制御することができる。
　ＰＷＭ信号の生成には、ＰＷＭＩＣが広く用いられている。一般的なＰＷＭＩＣは、デューティ比制御電圧が入力される制御端子とＰＷＭ信号を出力する出力端子とを少なくとも具備する。ＰＷＭ信号のデューティ比は、制御端子に入力されるデューティ比制御電圧に比例するように構成されている。
　発電機出力電力の最適な制御は、発電機の出力電圧又は回転数に対して適切な発電機出力電流を設定することによって可能となる。よって、発電機の出力電圧又は回転数を検知し、それに基づいてＰＷＭＩＣの制御端子に入力するデューティ比制御電圧を制御することにより、ＰＷＭ信号のデューティ比を制御でき、その結果、発電機出力電力を制御することが可能となる。
特開２００５－２１８２２４号公報 特開２００７－３７２９７号公報 特開２００８－１３８６３６号公報 特開２０１３－１２８３７９号公報 特開２０１４－２３２８６号公報
　風力発電では、発電電圧は風速に比例し、発電電力は風速の三乗に比例するため、出力電圧の三乗に比例して発電電力を取り出すようにＰＷＭＩＣを制御することにより、効率的に発電電力を出力することができる。このためにＰＷＭＩＣを制御する制御方式として、テーブル方式やＭＰＰＴ（最大電力点追従）方式が用いられているが、風況が激しく変化する小型風力発電では応答速度が遅いために追従できない問題や、プログラミングが複雑であるという問題があった。
　以上の問題点に鑑み本発明は、回転機型発電機の出力電力を、発電機の出力電圧又は回転数に応じて容易にかつ迅速に制御することができる簡易な構成の発電機出力電力制御回路を提供することを目的とする。
　上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・　本発明の態様は、回転機型発電機の出力電流に対するスイッチング制御に用いるＰＷＭ信号のデューティ比を制御することにより該発電機の出力電力を制御するために、該ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭＩＣに与えるデューティ比制御電圧を生成する発電機出力電力制御回路において、
　回転機型発電機の出力電圧又は回転数を検知する出力電圧検知部と、
　所定のカットイン点に対応するカットイン電圧又はカットイン回転数から、前記出力電圧検知部により検知された前記出力電圧又は回転数までの増加分に対し、所定の比例定数を介して比例する制御電圧をそれぞれ生成する複数の制御電圧生成部と、
　前記複数の制御電圧生成部によりそれぞれ生成された複数の制御電圧のうち絶対値が最も大きい制御電圧が選択されるように構成された制御電圧選択部と、を有し、
　前記制御電圧選択部により選択された前記制御電圧を基にデューティ比制御電圧を生成することを特徴とする。
・　上記態様において、前記複数の制御電圧生成部の各々又は一部が、前記比例定数の大きさを調整するための第１の可変抵抗を有することが、好適である。
・　上記態様において、前記複数の制御電圧生成部の各々又は一部が、前記カットイン電圧又はカットイン回転数を調整するための第２の可変抵抗を有することが、好適である。
・　上記態様において、前記複数の制御電圧生成部の各々が、両端に直流電圧を印加される直列接続された複数の抵抗の各々の一端における電位により、それぞれ前記カットイン電圧又はカットイン回転数を設定されることが、好適である。
・　上記態様において、前記回転機型発電機が風力発電又は水力発電の発電機であることを特徴とする。
　本発明によれば、回転機型発電機の出力電圧又は回転数に応じて、ＰＷＭＩＣに与えるデューティ比制御電圧を簡易な構成により容易にかつ迅速に生成することができる。従って、ＰＷＭＩＣによりスイッチング制御される電力変換回路に入力される発電機出力電力を容易にかつ迅速に制御することを実現できる。
図１は、本発明の発電機出力電力制御回路の第１の実施形態を含む、回転機型発電機の電力変換システムの基本的構成を概略的かつ模式的に示した図である。 図２は、発電機出力電力制御回路の第１の実施形態の実施例を含む概略的な回路構成図である。 図３（ａ）及び（ｂ）は、図２の回路における第１制御電圧生成部及び第２制御電圧生成部のそれぞれの動作を説明するためのグラフである。 図４は、図２の回路における制御電圧選択部の動作を説明するためのグラフである。 図５は、図２の実施例の変形形態の主要部を示す概略的な回路構成図である。 図６は、図５の回路における、図４と同様の図である。 図７は、本発明の発電機出力電力制御回路の第２の実施形態を含む、回転機型発電機の電力変換システムの基本的構成を概略的かつ模式的に示した図である。 図８は、発電機出力電力制御回路の第２の実施形態の一実施例を含む概略的な回路構成図である。 図９は、図８の回路における制御電圧生成部の動作を説明するためのグラフである。 図１０は、図８の回路における制御電圧選択部の動作を説明するためのグラフである。 図１１（ａ）は、発電機出力電力制御回路の第２の実施形態の別の実施例の概略的な回路構成図であり、（ｂ）は直列接続された複数の抵抗の部分のみを示した図である。 図１２は、図１１（ａ）の回路における制御電圧選択部の動作を説明するためのグラフである。 図１３は、発電機出力電力制御回路の出力段に設けられる回路の一例を示す。
　以下、図面を参照しつつ、本発明による、回転機型発電機の発電機出力電力制御回路の実施形態について説明する。
（１）第１の実施形態
（１－１）第１の実施形態の基本構成
　図１は、本発明の発電機出力電力制御回路の第１の実施形態を含む、回転機型発電機の電力変換システムの基本的構成を概略的かつ模式的に示した図である。
　発電機１は、回転機型の交流又は直流の発電機であり、例えば風力発電の発電機である。発電機１は、例えば永久磁石であるロータとＹ結線された三相のステータコイルを備えている。発電機１の軸は風車の軸と適宜のギアを介して連結されている。風車の回転数は風速に比例し、発電機１の回転数は風車の回転数に比例する。発電機１の軸が回転すると、三相のステータコイルから三相交流電圧が出力される。出力電圧は、発電機の回転数に比例する。ここでは、発電機の出力電圧ｖiは、三相交流の相電圧若しくは線間電圧の実効値又はこれらに比例する値を表している。なお、本発明は、風力発電以外の、例えば水力発電の回転機型発電機にも適用できる。また、単相交流や直流を出力する回転機型発電機にも適用できる。
　ＰＷＭＩＣ４は、制御端子（ｃｓ）に入力されたデューティ比制御電圧Ｖcsに比例するデューティ比ＤをもつＰＷＭ信号ｖoutを出力端子（ｏｕｔ）から出力するように構成されている。例えば、一般的な三角波比較方式では、高周波搬送三角波電圧とデューティ比制御電圧Ｖcsを比較器に入力し、比較器の出力パルス信号をＰＷＭ信号ｖoutとして得る。ＰＷＭ信号ｖoutは、数ｋＨｚ～数百ｋＨｚの高周波のパルス信号であり、一周期をＴとし、オン期間をＴonとすると、デューティ比Ｄは、Ｄ＝Ｔon／Ｔで表される。デューティ比制御電圧Ｖcsとデューティ比Ｄが比例することから、デューティ比制御電圧Ｖcsを変化させることにより、デューティ比Ｄを変化させることができる。
　電力変換回路２は、力率改善回路（ＰＦＣ）及び／又はＤＣ／ＤＣコンバータ等のスイッチング電源により構成されている。基本的に、入力電流Ｉｉを導通又は遮断するスイッチング制御を行う構成を備えている。このために、電力変換回路２は、ＰＷＭ信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子（図示せず）を有する。電力変換回路２が発電機１から吸い込む入力電流Ｉｉの量は、ＰＷＭ信号のデューティ比Ｄによって変化する。入力電流Ｉｉは、発電機１から視ると出力電流である。よって、発電機の出力電圧ｖｉに応じてＰＷＭ信号のデューティ比Ｄを制御することにより、発電機１の出力電力を制御することができる。
　発電機出力電力制御回路３は、主な機能として、出力電圧検知部３Ａと、第１制御電圧生成部３Ｂ１と、第２制御電圧生成部３Ｂ２と、制御電圧選択部３Ｄとを有する。
　出力電圧検知部３Ａは、発電機１の出力電圧ｖiの大きさを検知する。なお、発電機１の出力電圧ｖｉは発電機１の回転数に比例するので、出力電圧検知部３Ａは、発電機１の回転数を検知してもよい。その場合、検知した発電機１の回転数を、それに比例する適宜の電圧信号に変換することにより、その変換された電圧信号を発電機１の出力電圧ｖｉと同等に取り扱うことができる。出力電圧検知部３Ａは、発電機１の出力電圧ｖｉ（又は回転数）の大きさに対応する大きさをもつ直流電圧Ｖｉを出力する。以下、出力電圧検知部３Ａから出力される電圧Ｖｉを、発電機１の検知された出力電圧とみなして説明する。
　第１制御電圧生成部３Ｂ１は、出力電圧検知部３Ａにより検知された出力電圧Ｖｉを基に第１の制御電圧Ｖ１を生成する。第１の制御電圧Ｖ１は、検知された出力電圧Ｖｉに対し、所定の第１の比例定数ｋ１を介して比例する直流電圧である。
　第２制御電圧生成部３Ｂ２は、出力電圧検知部３Ａにより検知された出力電圧Ｖｉを基に第２の制御電圧Ｖ２を生成する。例えば風力発電においては、通常、風速が極めて小さい間は発電電力の取り出しをほとんど行わず、所定のカットイン点を超えてから本格的に発電電力の取り出しを行う。第２制御電圧生成部３Ｂ２は、検知された出力電圧Ｖｉが所定のカットイン点に対応するカットイン電圧Ｖcin（又はカットイン回転数）より小さい範囲では第２の制御電圧Ｖ２を生成しないように構成されている。
　そして、第２制御電圧生成部３Ｂ２は、検知された出力電圧Ｖｉが所定のカットイン点に対応するカットイン電圧Ｖcin（又はカットイン回転数）を超えると、そのカットイン電圧Ｖcinと出力電圧Ｖｉとの差、すなわちカットイン電圧Ｖcinから出力電圧Ｖｉまでの増加分を基に第２の制御電圧Ｖ２を生成する。第２の制御電圧Ｖ２は、カットイン電圧Ｖcinから出力電圧Ｖｉまでの増加分に対し、所定の第２の比例定数ｋ２を介して比例する直流電圧である。ここで、第２の比例定数ｋ２は、上述した第１の比例定数ｋ１より大きく設定する（ｋ１＜ｋ２）。
　制御電圧選択部３Ｄは、第１制御電圧生成部３Ｂ１により生成された第１の制御電圧Ｖ１と、第２制御電圧生成部３Ｂ２により生成された第２の制御電圧Ｖ２のうち、いずれか絶対値の大きい方の電圧が選択されるように構成されている。制御電圧選択部３Ｄは、選択された第１の制御電圧Ｖ１又は第２の制御電圧Ｖ２を基にデューティ比制御電圧Ｖcsを生成する。このようにして生成されたデューティ比制御電圧Ｖcsが、ＰＷＭＩＣ４の制御端子（ｃｓ）に入力される。
　なお、電力変換回路２の出力電圧Ｖｏは、ＰＷＭＩＣ４のフィードバック端子（ｆｂ）にフィードバックされる。電力変換回路２が絶縁型の場合は、フィードバックラインもフォトカプラ等により絶縁される。電力変換回路２の出力電圧Ｖｏは、例えば一定電圧を維持するように制御される。
（１－２）第１の実施形態の実施例の回路構成
　図２は、発電機出力電力制御回路の第１の実施形態の一実施例を含む概略的な回路構成図である。図２の回路では、図１に示した出力電圧検知部３Ａ、第１制御電圧生成３Ｂ１、第２制御電圧生成部３Ｂ２及び制御電圧選択部３Ｄの各々にほぼ相当する部分を、それぞれ点線で囲んで示している。
＜出力電圧検知部３Ａ＞
　本例では、発電機１の出力電圧ｖｉは三相交流である。出力電圧検知部３Ａは、三相交流の各相線Ｒ、Ｓ、Ｔにそれぞれアノードが接続されかつカソードが共通接続された３つのダイオードからなる第１の組と、各相線Ｒ、Ｓ、Ｔにそれぞれカソードが接続されかつアノードが接地点に共通接続された３つのダイオードからなる第２の組により構成されている。三相交流の出力電圧ｖｉはこれらの６つのダイオードにより全波整流されることによって検知され、第１の組のダイオードの共通接続点と接地点の間に直流の出力電圧Ｖｉが出力される。この直流の出力電圧Ｖｉは、第１制御電圧生成部３Ｂ１及び第２制御電圧生成部３Ｂ２へそれぞれ与えられる。
　なお、回転機型発電機の出力電圧Ｖｉ（又は回転数）を検知する出力電圧検知部３Ａの回路構成は、図２に示した回路以外にも多様に考えられる。図２において、三相交流の各相線Ｒ、Ｓ、Ｔにそれぞれ一端が接続されている３つのコイルは、図１に示した電力変換回路２の入力部の一例である。
＜第１制御電圧生成部３Ｂ１＞
　第１制御電圧生成部３Ｂ１の入力段は、出力電圧検知部３Ａにより検知された出力電圧Ｖｉが印加される入力端と接地点との間に、抵抗Ｒ１と可変抵抗ＶＲ１が直列接続されている。可変抵抗ＶＲ１は中間端子を有する。出力電圧Ｖｉは、抵抗Ｒ１と可変抵抗ＶＲ１の中間端子までの抵抗を加算した抵抗値と、可変抵抗ＶＲ１の中間端子から接地点までの抵抗値とにより分圧される。従って、可変抵抗ＶＲ１の中間端子の電位（すなわちこの中間端子と接地点との間の電圧）は、出力電圧Ｖｉに比例して変化する。
　可変抵抗ＶＲ１の中間端子の電位を取り出すためにｎｐｎ型のトランジスタＱが接続されている。トランジスタＱは、コレクタが適宜の直流電源＋Ｖｃｃに接続され、ベースが可変抵抗ＶＲ１の中間端子に接続され、エミッタがエミッタ抵抗Ｒ２に接続され、エミッタ抵抗Ｒ２の他端は接地点に接続されている。トランジスタＱは、エミッタフォロワ回路を構成しており、そのエミッタ電位は、可変抵抗ＶＲ１の中間端子の電位に従って変化する。すなわち、出力電圧Ｖｉに比例してトランジスタＱのエミッタ電位が変化する。この比例関係における比例係数が、図１の第１の比例定数ｋ１である。第１の比例定数ｋ１は、可変抵抗ＶＲ１の中間端子の位置を変えることにより調整可能である。トランジスタＱのエミッタと接地点の間の電圧が、第１の制御電圧Ｖ１となる。ダイオードＤ３は、正電圧の第１の制御電圧Ｖ１を得るために設けている。
　なお、検知された出力電圧Ｖｉ（又は回転数）に対し、所定の比例定数ｋ１を介して比例する第１の制御電圧Ｖ１を生成する第１制御電圧生成部３Ｂ１の回路構成は、図２に示した回路以外にも多様に考えられる。
＜第２制御電圧生成部３Ｂ２＞
　第２制御電圧生成部３Ｂ２の入力段は、出力電圧検知部３Ａにより検知された出力電圧Ｖｉが印加される入力端と接地点との間に、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４が直列接続されている。出力電圧Ｖｉは、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４により分圧される。
　第２制御電圧生成部３Ｂ２は、非反転増幅器を構成するＯＰアンプＡを有する。図示の例では、ＯＰアンプＡは正電源＋Ｖｃｃと負電源－Ｖｃｃから電源供給されている。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の接続点の電位（すなわちこの接続点と接地点の間の電圧）は、非反転入力端（＋）に入力される。ＯＰアンプＡの出力端と反転入力端（－）の間に可変抵抗ＶＲ２が接続されている。可変抵抗ＶＲ２と抵抗Ｒ５が、増幅作用のための帰還回路を構成する。増幅率は、１＋ＶＲ２／Ｒ５で決定される。従って、増幅率は可変抵抗ＶＲ２により調整可能である。
　通常の非反転増幅器の場合、反転入力端（－）の基準電位は接地点電位である。しかしながら、本回路では、接地点電位よりも高い電位を基準電位としている。基準電位は、適宜の大きさの参照電源Ｖrefと接地点の間に接続された可変抵抗ＶＲ３の中間端子の電位により規定される。抵抗Ｒ５の一端は、接地点ではなく、可変抵抗ＶＲ３の中間端子に接続されている。
　可変抵抗ＶＲ３の中間端子の電位（すなわちこの中間端子と接地点の間の電圧）は、発電機１のカットイン点すなわちカットイン電圧Ｖcin（又はカットイン回転数）に対応するように設定される。可変抵抗ＶＲ３の中間端子の電位は、実際のカットイン電圧Ｖcinを抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４で分圧した値に相当する。可変抵抗ＶＲ３の中間端子の電位は、実際のカットイン電圧Ｖcinそのものではないので、図２では、可変抵抗ＶＲ３の中間端子の電位をＶcin’で示している。可変抵抗ＶＲ３の中間端子を調整することにより、出力電圧Ｖｉのカットイン電圧Ｖcinの設定を変えることができる。
　ＯＰアンプＡは、非反転入力端（＋）の入力電圧がカットイン電圧Ｖcin’を超えるまでは正の電圧を出力せず、非反転入力端（＋）の入力電圧がカットイン電圧Ｖcin’を超えると、増幅率１＋ＶＲ２／Ｒ５で増幅された正の電圧を出力する。その場合、非反転入力端（＋）の入力電圧とカットイン電圧Ｖcin’との差、すなわちカットイン電圧Ｖcin’から非反転入力端（＋）の入力電圧までの増加分が増幅される。
　実際の出力電圧Ｖｉに関して説明する。出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖcinを超えるまでは、ＯＰアンプＡから正の電圧が出力されない。出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖcinを超えると、ＯＰアンプＡから正の電圧が出力されるようになる。その場合、カットイン電圧Ｖcinからそのときの出力電圧Ｖｉまでの増加分に比例する電圧がＯＰアンプＡから出力される。この比例関係における比例定数が、図１の第２の比例定数ｋ２である。第２の比例定数ｋ２は、可変抵抗ＶＲ２によりＯＰアンプＡの増幅率を調整することにより調整可能である。ＯＰアンプＡの出力電圧が、第２の制御電圧Ｖ２となる。ダイオードＤ４は、正電圧の第２の制御電圧Ｖ２を得るために設けている。
　なお、検知された出力電圧Ｖｉ（又は回転数）に対し、所定のカットイン点に対応するカットイン電圧（又はカットイン回転数）から出力電圧Ｖｉ（又は回転数）までの増加分に対し、所定の比例定数ｋ２を介して比例する第２の制御電圧Ｖ２を生成する第２制御電圧生成部３Ｂ２の回路構成は、図２に示した回路以外にも多様に考えられる。
　また、第１制御電圧生成部３Ｂ１及び第２制御電圧生成部３Ｂ２の回路設計においては、第２の比例定数ｋ２を第１の比例定数ｋ１よりも大きく（ｋ１＜ｋ２）設定可能であるように、関係する各抵抗及び可変抵抗の値を決定する。
＜制御電圧選択部３Ｄ＞
　制御電圧選択部３Ｄは、２つの入力端としてダイオードＤ１とダイオードＤ２を有する。一方の入力端は、ダイオードＤ１のアノードであり、第１制御電圧生成部３Ｂ１のトランジスタＱのエミッタに接続されている。従って、ダイオードＤ１のアノードには第１の制御電圧Ｖ１が印加される。もう一方の入力端は、ダイオードＤ２のアノードであり、第２制御電圧生成部３Ｂ２のＯＰアンプＡの出力端に接続されている。従って、ダイオードＤ２のアノードには第２の制御電圧Ｖ２が印加される。
　ダイオードＤ１とダイオードＤ２のカソードは共通接続されている。従って、ダイオードＤ１とダイオードＤ２のカソード接続端には、ダイオードＤ１とダイオードＤ２の各々のアノードの電位のうち高い方の電位が現れる。すなわち、第１の制御電圧Ｖ１と第２の制御電圧Ｖ２のうち大きい方の電圧が選択されることになる。選択された第１の制御電圧Ｖ１又は第２の制御電圧Ｖ２は、抵抗６及び抵抗７により適宜分圧される。この分圧された電圧がデューティ比制御電圧Ｖcsとして用いられる。デューティ比制御電圧Ｖcsは、選択された第１の制御電圧Ｖ１又は第２の制御電圧Ｖ２に比例する電圧である。並列接続された抵抗７とコンデンサＣは、ノイズ除去のためのフィルターとして機能する。このようにして生成されたデューティ比制御電圧Ｖcsは、ＰＷＭＩＣ４の制御端（ｃｓ）に与えられる。
　なお、第１の制御電圧Ｖ１と第２の制御電圧Ｖ２のうちいずれか絶対値の大きい方の電圧を選択するための制御電圧生成部３Ｄの回路構成は、図２に示した回路以外にも多様に考えられる。「絶対値が大きい方」とした理由は、第１の制御電圧Ｖ１と第２の制御電圧Ｖ２を、正電圧ではなく負電圧として生成する回路構成も可能だからである。その場合、デューティ比制御電圧Ｖcsは通常正電圧であるから、選択されたその負電圧を正電圧に反転すればよい。
　ＰＷＭＩＣ４は、制御端子（ｃｓ）に入力されたデューティ比制御電圧Ｖcsに対応するデューティ比をもつＰＷＭ信号を生成し、図１に示したように電力変換回路に送る。電力変換回路では、ＰＷＭ信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子が、発電機の出力電流Ｉｉに対するスイッチングを行う。その結果、発電機の出力電力を所望する特性曲線に従って制御することができる。
（１－３）第１の実施形態の実施例の回路動作
　図３及び図４を参照して、図２に示した実施例の回路の動作を説明する。
　図３（ａ）は、図２の回路における第１制御電圧生成部３Ｂ１の動作を説明するためのグラフである。横軸は出力電圧Ｖｉを、縦軸は第１制御電圧Ｖ１である。直線Ｌ１は、可変抵抗ＶＲ１の中間端子を所定の位置に設定したときの出力電圧Ｖｉと第１制御電圧Ｖ１の関係を示す。この関係は、以下の式で表される。
　　Ｖ１＝ｋ１・Ｖｉ
　直線Ｌ１の傾きである比例定数ｋ１は、可変抵抗ＶＲ１の中間端子の位置を変えることにより調整することができる（点線で示す直線Ｌ１１、Ｌ１２参照）。
　図３（ｂ）は、図２の回路における第２制御電圧生成部３Ｂ２の動作を説明するためのグラフである。横軸は出力電圧Ｖｉを、縦軸は第２制御電圧Ｖ２である。直線Ｌ２は、可変抵抗ＶＲ２と可変抵抗ＶＲ３をそれぞれ所定の大きさ又は位置に設定したときの出力電圧Ｖｉと第２制御電圧Ｖ２の関係を示す。この関係は、以下の式［２］で表される。
　　Ｖ２＝ｋ２・（Ｖｉ－Ｖcin）　　　　［２］
　直線Ｌ２の傾きである比例定数ｋ２は、可変抵抗ＶＲ２の大きさを変えることにより調整することができる（点線で示す直線Ｌ２１、Ｌ２２参照）。
　なお、図３（ｂ）における比例定数ｋ２は、図３（ａ）における比例定数ｋ１より大きく（ｋ１＜ｋ２）なるように設定する。すなわち、直線Ｌ２の傾きが、直線Ｌ１の傾きより大きくなるようにする。
　また、直線Ｌ２が横軸と交わる点であるカットイン電圧Ｖcinは、可変抵抗ＶＲ３の中間端子の位置を変えることにより調整することができる（点線で示す直線Ｌ２３、Ｌ２４参照）。
　図４は、図２の回路における制御電圧選択部３Ｄの動作を説明するためのグラフである。横軸は出力電圧Ｖｉを、縦軸はデューティ比制御電圧Ｖcs（又はこれに比例する電圧）である。このグラフには、出力電圧Ｖｉと第１制御電圧Ｖ１の関係を示す図３（ａ）の直線Ｌ１、及び、出力電圧Ｖｉと第２制御電圧Ｖ２の関係を示す図３（ｂ）の直線Ｌ２が示されている。そして、同じ出力電圧Ｖｉの値に対し、第１制御電圧Ｖ１と第２制御電圧Ｖ２のうちいずれか絶対値の大きい方を選択した軌跡を太線で示している。
　直線Ｌ２はカットイン電圧Ｖcinだけ正側にシフトしておりかつ直線Ｌ２の傾きｋ２は直線Ｌ１の傾きｋ１より大きいので、直線Ｌ１と直線Ｌ２は１つの点Ｐで交わる。点Ｐより出力電圧Ｖｉが小さい領域では第１制御電圧Ｖ１が、点Ｐより出力電圧Ｖｉが大きい領域では第２制御電圧Ｖ２が、デューティ比制御電圧Ｖcsとして選択される。
　図４の太線から判るように、出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖcin近傍より小さい領域では、デューティ比制御電圧Ｖcsの増加の程度が緩やかである。これにより、出力電圧Ｖｉが小さい間はＰＷＭ信号のオン期間を短くすることによって、発電機からの過剰な電流の吸い込みを抑制することができる。また、出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖcin近傍を越えると、デューティ比制御電圧Ｖcsの増加の程度が大きくなる。出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖcin近傍を越えるとＰＷＭ信号のオン期間を長くして大きな電流を取り込む、すなわち大きな発電出力電力を取り込むことができる。
　なお、図４のグラフには、出力電圧Ｖｉと理想的な発電電力との関係（例えば三乗曲線）が得られる曲線の例を、鎖線の曲線Ｗで示している。通常、この理想的な曲線Ｗに沿うようにデューティ比制御電圧Ｖcsを生成するためには、複雑な回路やプログラムが必要である。本発明による発電出力電力制御回路は、極めて簡易な構成によってこの理想的な曲線Ｗを擬似的に実現している。なお、本発明の回路により生成されるデューティ比制御電圧Ｖcsが描く直線Ｌ１、Ｌ２が、理想曲線Ｗを超えないことが、好適である。これは、直線Ｌ１、Ｌ２が理想曲線Ｗを超えた場合、電力変換回路が電力を過剰に取り込むことになるため、例えば風力発電の場合は風車にブレーキがかかり減速してしまうからである。
　また、発電機の稼働中、最大出力時Ｖmax近傍又はこれを超えた領域において、発電機が過回転状態となり出力電圧Ｖｉが過大となった場合は、可変抵抗ＶＲ２を調整して直線Ｌ２の傾きを急にすることによって取り込む電力量を増加させることにより、容易にかつ迅速に発電機の過回転を抑制することができる。
　なお、本発明の第１の実施形態の原理を適用した具体的な回路構成は、上述した図２の実施例に限られず、多様に構成することができる。
（２）第１の実施形態の変形例
　風力発電においては、風速が極めて小さい間は発電電力の取り出しを行わないことが好ましい。この目的のために図２の回路を一部変更した発電機出力電力制御回路３ａを図５に示す。図５は、発電機出力電力制御回路３ａの主要部のみを概略的に示している。図５の回路では、図２の回路構成からダイオードＤ４を取り除き、ｎｐｎ型のトランジスタＱ２と抵抗Ｒ８を追加している。トランジスタＱ２は、コレクタが第１制御電圧生成部３Ｂ１の抵抗Ｒ１と可変抵抗ＶＲ１との接続点に接続され、エミッタが第２制御電圧生成部３Ｂ２のＯＰアンプＡの出力端に接続されている。そのベースは、抵抗Ｒ８を介して接地されている。
　ＯＰアンプＡの非反転入力端（＋）の電位が反転入力端（－）の電位より低い場合、すなわち出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖcinより小さい場合、ＯＰアンプＡの出力端は負電圧となり、トランジスタＱ２は導通する。このとき、第１制御電圧生成部３Ｂ１の抵抗Ｒ１と可変抵抗ＶＲ１との接続点はほぼ零ボルトとなる。この結果、第１制御電圧生成部３Ｂ１により生成される制御電圧Ｖ１も零ボルトとなる。
　出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖcinを超えると、ＯＰアンプＡが正電圧を出力するようになり、トランジスタＱ２は遮断される。この結果、第１制御電圧生成部３Ｂ１の抵抗Ｒ１と可変抵抗ＶＲ１との接続点に出力電圧Ｖｉの分圧が現れ、第１制御電圧生成部３Ｂ１は所定の制御電圧Ｖ１を生成するようになる。
　図６は、図５の回路構成の場合の図４と同様の図である。太線で示すように、出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖcin以下のときは制御電圧Ｖ１は零ボルトであり、出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖcinに到達すると、制御電圧Ｖ１を生成するようになる。
（３）第２の実施形態
（３－１）第２の実施形態の基本構成
　図７は、本発明の発電機出力電力制御回路の第２の実施形態を含む、回転機型発電機の電力変換システムの基本構成を概略的かつ模式的に示した図である。
　発電機１、ＰＷＭＩＣ４及び電力変換回路２については、基本的に上述した第１の実施形態と同じであるので説明を省略する。
　第２の実施形態の発電機出力電力制御回路３ｂは、主な機能として、出力電圧検知部３Ａと、複数の制御電圧生成部と、制御電圧選択部３Ｄとを有する。本例においては、複数の制御電圧生成部は、基本的に同じ回路構成を有して並列配置されたＮ個の、第１～第Ｎの制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮ（Ｎは２以上の自然数）を有する。
　出力電圧検知部３Ａは、発電機１の出力電圧ｖiの大きさを検知する。なお、発電機１の出力電圧ｖｉは発電機１の回転数に比例するので、出力電圧検知部３Ａは、発電機１の回転数を検知してもよい。その場合、検知した発電機１の回転数を、それに比例する適宜の電圧信号に変換することにより、その変換された電圧信号を発電機１の出力電圧ｖｉと同等に取り扱うことができる。出力電圧検知部３Ａは、発電機１の出力電圧ｖｉ（又は回転数）の大きさに対応する大きさをもつ直流電圧Ｖｉを出力する。以下、出力電圧検知部３Ａから出力される電圧Ｖｉを、発電機１の検知された出力電圧とみなして説明する。
　第１制御電圧生成部３Ｂ１は、出力電圧検知部３Ａにより検知された出力電圧Ｖｉを基に第１の制御電圧Ｖ１を生成する。例えば風力発電においては、通常、風速が極めて小さい間は発電電力の取り出しをほとんど行わず、所定のカットイン点を超えてから本格的に発電電力の取り出しを行う。第１制御電圧生成部３Ｂ１は、検知された出力電圧Ｖｉが所定のカットイン点に対応するカットイン電圧Ｖｃ１（又はカットイン回転数）より小さい範囲では第１の制御電圧Ｖ１を生成しないように構成されている。第１制御電圧生成部３Ｂ１は、この所定のカットイン電圧Ｖｃ１（又はカットイン回転数）を設定するための機能を含む。
　さらに第１制御電圧生成部３Ｂ１は、検知された出力電圧Ｖｉが所定のカットイン点に対応するカットイン電圧Ｖｃ１（又はカットイン回転数）を超えると、そのカットイン電圧Ｖｃ１と出力電圧Ｖｉとの差、すなわちカットイン電圧Ｖｃ１から出力電圧Ｖｉまでの増加分を基に第１の制御電圧Ｖ１を生成する。第１の制御電圧Ｖ１は、カットイン電圧Ｖｃ１から出力電圧Ｖｉまでの増加分に対し、所定の比例定数ｋ１を介して比例する直流電圧である。第１制御電圧生成部３Ｂ１は、この所定の比例定数ｋ１を設定するための機能を含む。
　Ｎ個の第１制御電圧生成部３Ｂ１．．第Ｎ制御電圧生成部３ＢＮの各々は、基本的に同じ構成を有する。但し、制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮの各々おいてそれぞれ設定される所定のカットイン電圧Ｖｃ１．．ＶｃＮ及び所定の比例定数ｋ１．．ｋＮは、独立して設定可能である。
　制御電圧選択部３Ｄは、Ｎ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮにより生成されたＮ個の制御電圧Ｖ１．．ＶＮのうち、最も絶対値の大きい電圧が選択されるように構成されている。制御電圧選択部３Ｄは、選択された制御電圧を基にデューティ比制御電圧Ｖcsを生成する。このようにして生成されたデューティ比制御電圧Ｖcsが、ＰＷＭＩＣ４の制御端子（ｃｓ）に入力される。
（３－２）第２の実施形態の実施例１
（３－２－１）実施例１の回路構成
　図８は、発電機出力電力制御回路の第２の実施形態の一実施例を含む概略的な回路構成図である。図８の回路では、図７に示した出力電圧検知部３Ａ、第１制御電圧生成部３Ｂ１、第Ｎ制御電圧生成部３ＢＮ、及び制御電圧選択部３Ｄの各々にほぼ相当する部分を、それぞれ点線で囲んで示している。図８では、Ｎ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮのうち、第２～第Ｎ－１の制御電圧生成部については、簡略化のため図示を省略している。同様に、Ｎ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮに対応してＮ個設けられる素子についても、第２～第Ｎ－１の素子については図示を省略している。
＜出力電圧検知部３Ａ＞
　本例では、発電機１の出力電圧ｖｉは三相交流である。出力電圧検知部３Ａは、三相交流の各相線Ｒ、Ｓ、Ｔにそれぞれアノードが接続されかつカソードが共通接続された３つのダイオードからなる第１の組と、各相線Ｒ、Ｓ、Ｔにそれぞれカソードが接続されかつアノードが接地点に共通接続された３つのダイオードからなる第２の組により構成されている。三相交流の出力電圧ｖｉはこれらの６つのダイオードにより全波整流されることによって検知され、第１の組のダイオードの共通接続点と接地点の間に直流電圧Ｖｉが出力される。この直流電圧Ｖｉは、直列接続された抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２により分圧される。
　抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の接続点の電位（すなわちこの接続点と接地点の間の電圧）は、ボルテージフォロワ（増幅率１倍）を構成するＯＰアンプＡ１の非反転入力端（＋）に入力される。ＯＰアンプＡ１の出力端に出力される電圧は、直流電圧Ｖｉに比例している。ＯＰアンプＡ１は、後段に十分な電流を出力するために設けている。抵抗Ｒ１３はボルテージフォロワの安定化のために設けている。ＯＰアンプＡ１は、正電源＋Ｖｃｃ及び負電源－Ｖｃｃにより駆動される（以下のＯＰアンプについても同じ）。
　なお、回転機型発電機の出力電圧Ｖｉ（又は回転数）を検知する出力電圧検知部３Ａの回路構成は、図８に示した回路以外にも多様に考えられる。図８において、三相交流の各相線Ｒ、Ｓ、Ｔにそれぞれ一端が接続されている３つのコイルは、図７に示した電力変換回路２の入力部の一例である。
＜第１制御電圧生成部３Ｂ１．．第Ｎ制御電圧生成部３ＢＮ＞
　出力電圧検知部３ＡのＯＰアンプＡ１の出力電圧は、Ｎ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮにそれぞれ入力される。Ｎ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮを代表して、第１制御電圧生成部３Ｂ１の回路構成を説明する。
　第１制御電圧生成部３Ｂ１は、反転増幅器を構成するＯＰアンプＡ２１を有する。ＯＰアンプＡ１の出力電圧は、抵抗Ｒ４１を介してＯＰアンプＡ２１の反転入力端（－）に入力される。ＯＰアンプＡ２１の出力端と反転入力端（－）の間に可変抵抗ＶＲｔ１が接続されている。可変抵抗ＶＲｔ１と抵抗Ｒ４１が、増幅作用のための帰還回路を構成する。増幅率は、－ＶＲｔ１／Ｒ４１で決定される。従って、増幅率は可変抵抗ＶＲｔ１により調整可能である。可変抵抗ＶＲｔ１と直列接続されたダイオードＤ４１が逆方向電流を阻止することにより、ＯＰアンプＡ２１は負電圧のみを出力する。
　通常の反転増幅器の場合、非反転入力端（＋）の基準電位は接地点電位である。しかしながら、本回路では、接地点電位よりも高い電位を基準電位としている。基準電位は、適宜の大きさの参照電源Ｖrefと接地点の間に接続された可変抵抗ＶＲｃ１の中間端子の電位により規定される。非反転入力端（＋）は抵抗Ｒ５１を介して、接地点ではなく、可変抵抗ＶＲｃ１の中間端子に接続されている。
　可変抵抗ＶＲｃ１の中間端子の電位（すなわちこの中間端子と接地点の間の電圧）は、発電機１のカットイン点すなわちカットイン電圧Ｖｃ１（又はカットイン回転数）に対応するように設定される。可変抵抗ＶＲｃ１の中間端子の電位は、実際のカットイン電圧Ｖｃ１を抵抗Ｒ１１とＲ１２で分圧した値に相当する。従って、可変抵抗ＶＲｃ１の中間端子の電位は、実際のカットイン電圧Ｖｃ１そのものではないので、図８では、可変抵抗ＶＲｃ１の中間端子の電位をＶｃ１’で示している。可変抵抗ＶＲｃ１の中間端子を調整することにより、出力電圧Ｖｉのカットイン電圧Ｖｃ１の設定を変えることができる。
　ＯＰアンプＡ２１は、抵抗Ｒ４１の入力端への入力電圧Ｖｉ’がカットイン電圧Ｖｃ１’を超えるまでは、出力電圧が零ボルトである。入力電圧Ｖｉ’がカットイン電圧Ｖｃ１’を超えると、増幅率－ＶＲｔ１／Ｒ４１で増幅された負電圧を出力する。その場合、入力電圧Ｖｉ’とカットイン電圧Ｖｃ１’との差、すなわちカットイン電圧Ｖｃ１’から入力電圧Ｖｉ’までの増加分が増幅される。
　実際の出力電圧Ｖｉに関して説明する。出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖｃ１を超えるまでは、ＯＰアンプＡ２１から電圧が出力されない。出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖｃ１を超えると、ＯＰアンプＡ２１から負電圧が出力されるようになる。その場合、カットイン電圧Ｖｃ１から出力電圧Ｖｉまでの増加分に比例する電圧Ｖ１が、ＯＰアンプＡ２１から出力される。但し、本例ではＯＰアンプＡ２１の出力電圧Ｖ１は負電圧であるので、正確には、ＯＰアンプＡ２１の出力電圧Ｖ１の絶対値が比例する。この比例関係における比例定数が、図７の比例定数ｋ１である。比例定数ｋ１は、可変抵抗ＶＲｔ１によりＯＰアンプＡ２１の増幅率を調整することにより調整可能である。ＯＰアンプＡ２１の出力電圧Ｖ１が、第１制御電圧生成部３Ｂ１により生成された第１制御電圧となる。
　なお、検知された出力電圧Ｖｉ（又は回転数）に対し、所定のカットイン点に対応するカットイン電圧Ｖｃ１（又はカットイン回転数）から出力電圧Ｖｉ（又は回転数）までの増加分に対し、所定の比例定数ｋ１を介して絶対値において比例する第１制御電圧Ｖ１を生成する第１制御電圧生成部３Ｂ１の回路構成は、図８に示した回路以外にも多様に考えられる。本例では反転増幅器で構成したが、非反転増幅器（例えば、第１の実施形態参照）で構成することもできる。
　また、Ｎ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮの各々の回路構成は、基本的に同じであるが、必要に応じて、可変抵抗ＶＲｔ１．．ＶＲｔＮの各々の値、可変抵抗ＶＲｃ１．．ＶＲｃＮの各々の値、その他の抵抗の値等を異なるものとすることができる。
＜制御電圧選択部３Ｄ＞
　制御電圧選択部３Ｄは、入力端としてＮ個のダイオードＤ１１．．Ｄ１Ｎを有する。Ｎ個のダイオードＤ１１．．Ｄ１Ｎの各々は、そのカソードがＮ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮの各ＯＰアンプＡ２１．．Ａ２Ｎの出力端と接続されている。従って、ダイオードＤ１１．．Ｄ１Ｎの各々のカソードには、第１～第Ｎの制御電圧Ｖ１．．ＶＮの各々がそれぞれ印加される。
　Ｎ個のダイオードＤ１１．．Ｄ１Ｎのアノードは共通接続されている。従って、ダイオードＤ１１．．Ｄ１Ｎのアノード接続端には、ダイオードＤ１１．．Ｄ１Ｎの各々のカソード電位のうち最も低い電位が現れる。言い換えると、カソード電位が最も低いダイオードのみが順バイアスとなり導通する。すなわち、第１～第Ｎの制御電圧Ｖ１．．ＶＮのうち、絶対値において最も大きい電圧が現れる。これにより、第１～第Ｎの制御電圧Ｖ１．．ＶＮのうち、絶対値において最も大きい制御電圧が選択されることになる。
　選択された制御電圧は、反転増幅器を構成するＯＰアンプＡ３により反転増幅される。増幅率は、抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７により、－Ｒ１７／Ｒ１６で決まる。これにより、ＯＰアンプＡ３は、正電圧を出力する。ＯＰアンプＡ３の出力端の電圧が、デューティ比制御電圧Ｖcsとして用いられる。デューティ比制御電圧Ｖcsは、選択された制御電圧に比例する電圧である。コンデンサＣは平滑用であり、ツェナーダイオードＺＤは出力電圧制限用である。このようにして生成されたデューティ比制御電圧Ｖcsは、ＰＷＭＩＣ４の制御端（ｃｓ）に与えられる。
　なお、第１～第Ｎの制御電圧Ｖ１．．ＶＮのうち、絶対値において最も大きい制御電圧を選択するための制御電圧生成部３Ｄの回路構成は、図２に示した回路以外にも多様に考えられる。
　ＰＷＭＩＣ４は、制御端子（ｃｓ）に入力されたデューティ比制御電圧Ｖcsに対応するデューティ比をもつＰＷＭ信号を生成し、図７に示したように電力変換回路に送る。電力変換回路では、ＰＷＭ信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子が、発電機の出力電流Ｉｉに対するスイッチングを行う。その結果、発電機の出力電力を所望する特性曲線に従って制御することができる。
（３－２－２）実施例１の回路動作
　図９及び図１０を参照して、図８に示した実施例の回路の動作を説明する。
　図９は、図８の回路における第１制御電圧生成部３Ｂ１の動作を説明するためのグラフである。横軸は出力電圧Ｖｉを、縦軸は第１制御電圧Ｖ１の絶対値である。直線Ｌ１は、可変抵抗ＶＲｔ１と可変抵抗ＶＲｃ１１をそれぞれ所定の大きさ又は位置に設定したときの、出力電圧Ｖｉと第１制御電圧Ｖ１の絶対値との関係を示す。この関係は、以下の式で表される。
　　｜Ｖ１｜＝ｋ１・（Ｖｉ－Ｖｃ１）
　直線Ｌ１の傾きである比例定数ｋ１は、可変抵抗ＶＲｔ１の大きさを変えることにより調整することができる（点線で示す直線Ｌ１１、Ｌ１２参照）。
　また、直線Ｌ１が横軸と交わる点であるカットイン電圧Ｖｃ１は、可変抵抗ＶＲｃ１の中間端子の位置を変えることにより調整することができる（点線で示す直線Ｌ１３、Ｌ１４参照）。
　図１０は、図８の回路における制御電圧選択部３Ｄの動作を説明するためのグラフである。本例ではＮ＝３とする。横軸は出力電圧Ｖｉを、縦軸はデューティ比制御電圧Ｖcs（又はこれに比例する電圧）である。このグラフには、出力電圧Ｖｉと、第１制御電圧Ｖ１、第２制御電圧Ｖ２、第３制御電圧Ｖ３との関係をそれぞれ示す直線Ｌ１、直線Ｌ２、直線Ｌ３が点線で示されている。各直線の横軸との交点が、設定されたカットイン電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３に対応する。各直線の傾きもそれぞれ所定の値に設定されている。そして、同じ出力電圧Ｖｉの値に対し、絶対値の最も大きい制御電圧を選択した軌跡を太線で示している。
　直線Ｌ１と直線Ｌ２は点Ｐａで交わり、直線Ｌ２と直線Ｌ３は点Ｐｂで交わる。点Ｐａ及び点Ｐｂは、一方の直線から他方の直線へと移行する転換点である。出力電圧Ｖｉが小さい領域では第１制御電圧Ｖ１が、中間領域では第２制御電圧Ｖ２が、大きい領域では第３制御電圧Ｖ３が、デューティ比制御電圧Ｖcsとして選択される。このような移行点が形成される条件は、次の通りである。
　　Ｖｃ１＜Ｖｃ２＜Ｖｃ３、かつ、
　　ｋ１＜ｋ２＜ｋ３
　この条件を、Ｎ個の制御電圧生成部を有する場合について一般化すると、次の通りとなる。
　　Ｖｃ１＜Ｖｃ２＜．．＜ＶｃＮ
　　ｋ１＜ｋ２＜．．＜ｋＮ
　図１０の太線から判るように、出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖｃ１より小さい領域では、デューティ比制御電圧Ｖcsは零ボルトである。すなわち、発電機からの電力取り出しは行われない。出力電圧Ｖｉがカットイン電圧Ｖｃ１を超えると、直線Ｌ１に従ってデューティ比制御電圧Ｖcsが生成されるが、その傾きは緩やかである。これにより、出力電圧Ｖｉが小さい間はＰＷＭ信号のオン期間を短くすることによって、発電機からの過剰な電流の吸い込みを抑制することができる。
　出力電圧Ｖｉが次第に増加していくと、直線Ｌ１より傾きの大きい直線Ｌ２に従ってデューティ比制御電圧Ｖcsが生成され、さらに出力電圧Ｖｉが増加すると、直線Ｌ２より傾きが大きい直線Ｌ３に従ってデューティ比制御電圧Ｖcsが生成される。これにより、出力電圧Ｖｉが増加するにつれて、ＰＷＭ信号のオン期間を長くして大きな電流を取り込む、すなわち大きな発電出力電力を取り込むことができる。
　なお、図１０のグラフには、出力電圧Ｖｉと理想的な発電電力が得られる関係を、鎖線の曲線Ｗで示している。通常、この理想的な曲線Ｗに沿うようにデューティ比制御電圧Ｖcsを生成するためには、複雑な回路やプログラムが必要である。本発明による発電出力電力制御回路は、極めて簡易な構成によってこの理想的な曲線Ｗを擬似的に実現している。
　なお、本発明の回路により生成されるデューティ比制御電圧Ｖcsが描く直線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３が、理想曲線Ｗを超えないことが、好適である。これは、直線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３が理想曲線Ｗを超えた場合、電力変換回路が電力を過剰に取り込むことになるため、例えば風力発電の場合は風車にブレーキがかかり減速してしまうからである。
　また、発電機の稼働中、最大出力時Ｖmax近傍又はこれを超えた領域において、発電機が過回転状態となり出力電圧Ｖｉが過大となった場合は、その時点で選択されている制御電圧生成部３Ｂ３の可変抵抗ＶＲｔ３を調整して直線Ｌ３の傾きを急にすることによって取り込む電力量を増加させることにより、容易にかつ迅速に発電機の過回転を抑制することができる。
　なお、本発明の第２の実施形態の原理を適用した具体的な回路構成は、上述した図８の実施例に限られず、多様に構成することができる。
（３－３）第２の実施形態の実施例２
（３－３－１）実施例２の回路構成
　図１１（ａ）は、発電機出力電力制御回路の第２の実施形態の別の実施例の概略的な回路構成図である。図１１（ｂ）は（ａ）の回路の一部のみを抽出して示している。
　図１１（ａ）の発電機出力電力制御回路３ｂでは、図７に示した出力電圧検知部３Ａ、第１制御電圧生成部３Ｂ１、第Ｎ制御電圧生成部３ＢＮ、及び制御電圧選択部３Ｄの各々にほぼ相当する部分を、それぞれ点線で囲んで示している。図１１（ａ）では、Ｎ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮのうち、第３～第Ｎ－１の制御電圧生成部については、簡略化のため図示を省略している。同様に、Ｎ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮに対応してＮ個設けられる素子についても、第３～第Ｎ－１の素子については図示を省略している。 
＜出力電圧検知部３Ａ＞
　出力電圧検知部３Ａは、図８に示した三相交流の出力電圧を全波整流して得られる直流電圧Ｖｉより後段の部分のみを示している。図１１（ａ）の回路例では、この直流電圧Ｖｉを、直列接続された抵抗Ｒ１１と可変抵抗ＶＲ１２に印加し、可変抵抗ＶＲ１２の中間端子をＯＰアンプＡ１の非反転入力端（＋）に入力している。
　図８の回路では、直流電圧Ｖｉの分圧比が固定されていたが、図１１（ａ）の回路では、出力電圧Ｖｉの最大電圧に応じて分圧比を調整することができる。これにより、出力電圧Ｖｉの最大電圧に関わらず、ＯＰアンプＡ１への入力電圧の変動範囲が同じになるように設定することができる。ＯＰアンプＡ１はボルテージフォロワである。ＯＰアンプＡ１の出力電圧を、図８の回路と同じくＶｉ’で示す。
＜第１制御電圧生成部３Ｂ１．．第Ｎ制御電圧生成部３ＢＮ＞
　出力電圧検知部３ＡのＯＰアンプＡ１の出力電圧は、Ｎ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮにそれぞれ入力される。Ｎ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮを代表して、第１制御電圧生成部３Ｂ１の回路構成を説明する。
　第１制御電圧生成部３Ｂ１は、図８の回路と同様に反転増幅器として構成されたＯＰアンプＡ２１を有する。ＯＰアンプＡ１の出力電圧は、抵抗Ｒ４１を介してＯＰアンプＡ２１の反転入力端（－）に入力される。ＯＰアンプＡ２１の出力端と反転入力端（－）の間に可変抵抗ＶＲｔ１と発光ダイオードＤ１１が直列接続されている。図１１（ａ）の回路では、図８の回路におけるダイオード４１が発光ダイオードＤ１１に置き換えられている。ＯＰアンプＡ２１の増幅率は、可変抵抗ＶＲｔ１により調整可能である。
　さらに、図１１（ａ）の回路の発光ダイオードＤ１１は、制御電圧選択部３Ｄにおけるダイオード（図８の回路におけるダイオードＤ１１）の機能を兼ねている。従って、図１１（ａ）回路では、構成が簡素化されている。
　図１１（ａ）の回路では、ＯＰアンプＡ２１の非反転入力端（＋）の基準電位を与える構成が、図８の回路とは異なる。ここでは、図１１（ｂ）に示すように、接地電位と正電源＋Ｖｃｃとの間において、Ｎ個の抵抗Ｒｃ１、Ｒｃ２．．ＲｃＮが直列接続され、さらにＲｃＮの一端が末端抵抗Ｒｅを介して正電源＋Ｖｃｃと接続されている。これにより、直列接続されたＮ個の抵抗Ｒｃ１、Ｒｃ２．．ＲｃＮの両端に所定の直流電圧が印加される。
　第１制御電圧生成部３Ｂ１のＯＰアンプＡ２１の非反転入力端（＋）は、抵抗Ｒ５１を介して、抵抗Ｒｃ１の高電位側の一端（抵抗Ｒｃ２との接続点）に接続されている。この点の電位が、実際のカットイン電圧Ｖｃ１に対応する電位Ｖｃ１’である。
　同様に、第Ｎ制御電圧生成部３ＢＮのＯＰアンプＡ２Ｎの非反転入力端（＋）は、抵抗Ｒ５Ｎを介して、抵抗ＲｃＮの高電位側の一端（抵抗Ｒｅとの接続点）に接続されている。この点の電位が、実際のカットイン電圧ＶｃＮに対応する電位ＶｃＮ’である。第２～第Ｎ－１の制御電圧生成部における各ＯＰアンプの非反転入力端も、対応する各抵抗の高電位側の一端にそれぞれ順番に接続されている。
　このように、Ｎ個の制御電圧生成部３Ｂ１．．３ＢＮの各々におけるカットイン電圧に対応する電位は、所定の直流電圧を両端に印加される直列接続されたＮ個の抵抗Ｒｃ１、Ｒｃ２．．ＲｃＮの各々の一端の電位によってそれぞれ設定される。従って、各設定電位は、Ｎ個の抵抗の両端に印加される直流電圧と各抵抗の値とによってそれぞれ決定される。例えば、Ｎ＝５、Ｖｃｃ＝１２Ｖ、Ｒ１～Ｒ５及びＲｅの６個の抵抗の値が同じである場合、５個の抵抗Ｒ１～Ｒ５の各々には２Ｖの電圧が印加される。このとき、Ｖｃ１’＝２Ｖ、Ｖｃ２’＝４Ｖ、．．、Ｖｃ５’＝１０Ｖとなる。
　図１１（ａ）の回路では、直列接続されたＮ個の抵抗に印加する直流電圧を得るために正電源＋Ｖｃｃを用いたが、別の直流電圧を用いてもよく、直流電圧の大きさは必要に応じて設定される。また、直列接続されたＮ個の抵抗Ｒｃ１、Ｒｃ２．．ＲｃＮの各々の値が等しくなくともよく、必要に応じて異なる値の抵抗が混在してもよい。図１１（ａ）の回路では、図８の回路と異なり、各制御電圧生成部のカットイン電圧がそれぞれ固定されるが、回路構成がシンプルとなり調整操作が不要となる。
　また特殊な場合として、Ｒｃ１＝０とした場合（すなわちＲ５１を接地点に接続）は、第１制御電圧生成部３Ｂ１のカットイン電圧が零ボルトに設定される（第１の実施形態と同様）。
　各制御電圧生成部のカットイン電圧がそれぞれ固定されている点を除いて、各制御電圧生成部の回路動作は図８の回路と同じである。反転増幅器を構成する各ＯＰアンプＡ２１～Ａ２Ｎは、入力電圧Ｖｉ’が設定されたカットイン電圧（例えばＶｃ１’）を超えるまでは出力電圧が零ボルトであり、入力電圧Ｖｉ’がカットイン電圧を超えると、所定の増幅率で増幅された負電圧を出力する。その場合、カットイン電圧から入力電圧Ｖｉ’までの増加分が増幅される。
＜制御電圧選択部３Ｄ＞
　図１１（ａ）の回路における制御電圧選択部３Ｄは、入力端としてＮ個の発光ダイオードＤ１１．．Ｄ１Ｎを有する。発光ダイオードＤ１１．．Ｄ１Ｎの共通のアノード接続端は、抵抗を介してＯＰアンプＡ３の反転入力端（－）に接続されると共に、ダイオード電流を一定とするために定電流ダイオードＣＤを介して正電源＋Ｖｃｃに接続されている。
　これらの発光ダイオードＤ１１．．Ｄ１Ｎの機能は、図８の回路のＮ個のダイオードＤ１１．．Ｄ１Ｎと同じである。従って、発光ダイオードＤ１１．．Ｄ１Ｎの共通のアノード接続端には、各々のカソード電位のうち最も低い電位が現れる。すなわち、第１～第Ｎの制御電圧Ｖ１．．ＶＮのうち、絶対値において最も大きい電圧が現れる。これにより、第１～第Ｎの制御電圧Ｖ１．．ＶＮのうち、絶対値において最も大きい制御電圧が選択されることになる。そして、選択された制御電圧に対応する発光ダイオードのみが順バイアスとなり発光することにより、発電機の回転状態を容易に目視することができる。
　反転増幅器を構成するＯＰアンプＡ３は、図８の回路と同様である。ＯＰアンプＡ３の出力端の電圧が、デューティ比制御電圧Ｖcsとして用いられる。
（３－３－２）実施例２の回路動作
　図１２は、図１１（ａ）の回路における制御電圧選択部３Ｄの動作を説明するためのグラフであり、図１０と同様のグラフである。図１１（ａ）の回路において、本例では、Ｎ＝３とし、カットイン電圧を設定する３個の同じ値の抵抗Ｒｃ１、Ｒｃ２、Ｒｃ３を設けているものとする。従って、横軸上のカットイン電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３は等間隔に設定される。
　なお、図１１（ａ）の回路では、発電機の最大出力Ｖmaxに対応する制御電圧Ｖ３の絶対値の上限を、可変抵抗ＶＲ１２により調整することができる。最大出力Ｖmaxに対する調整を行った場合も、太線で示す制御電圧Ｖｃｓの軌跡は相似形で変化し、理想曲線Ｗに沿う形状を維持することができる。その他の点に関しては、図１０において説明した通りである。
（４）第２の実施形態の変形例
　上述した第２の実施形態の各実施例において、第１制御電圧生成部３Ｂ１と第２制御電圧生成部３Ｂ２のみを設け（Ｎ＝２）、第１制御電圧生成部３Ｂ１のカットイン電圧Ｖｃ１’を零ボルトとなるように設定又は構成した場合、上述した第１の実施形態と同じ動作を実現できる。上述した通り、実際のカットイン電圧Ｖｃ１は、零ボルトではない所定の電圧に設定することが好適であるが、第２の実施形態は、実際のカットイン電圧Ｖｃ１を零ボルトとする場合も含む。よって、第２の実施形態は、第１の実施形態を含む上位概念である。
　上述した第２の実施形態では、Ｎ個の制御電圧生成部の各々が基本的に同じ回路構成を有する。しかしながら、各制御電圧生成部が同じ回路構成を有することは、必須ではない。原理的には、各制御電圧生成部が、設定されたカットイン電圧又はカットイン回転数から、出力電圧検知部により検知された出力電圧又は回転数までの増加分に対し、所定の比例定数を介して比例する制御電圧を生成する機能を備えていればよい。従って、Ｎ個の制御電圧生成部の各々が異なる回路構成を有する実施形態も、本発明に含まれる。
　上述した第２の実施形態では、Ｎ個の制御電圧生成部の各々が、比例定数を調整するための第１の可変抵抗を有し、カットイン点を調整するための第２の可変抵抗を有する。しかしながら、別の実施形態として、Ｎ個の制御電圧生成部のうちの一部又は全部において、第１の可変抵抗及び／又は第２の可変抵抗に替えて、それぞれ一定の抵抗値をもつ通常の抵抗を用いてもよい。その場合、当該制御電圧生成部の生成する制御電圧のカットイン点と傾きは、一つの設定値に固定されることとなる。例えば、第２実施形態においてＮ＝３の場合、第２制御電圧生成部における調整用の２つの可変抵抗を通常の抵抗に替えると、図１０のグラフにおける直線Ｌ２は固定され、直線Ｌ１と直線Ｌ３のみが可変となる。
（５）発電機出力電力制御回路とＰＷＭＩＣとの接続回路の例
　図１３は、発電機出力電力制御回路の出力段に設けられる回路の一例を示す。図１３の回路は、三相の電力変換回路（図示せず）を制御するために３つのＰＷＭＩＣ４ｒ、４ｓ、４ｔを有する。発電機出力電力制御回路と３つのＰＷＭＩＣとの間には、３つのフォトカプラＰＣ１、ＰＣ２、ＰＣ３が配置され、これらにより発電機出力電力制御回路とＰＷＭＩＣとが互いに絶縁される。
　フォトカプラＰＣ１、ＰＣ２、ＰＣ３の入力側の発光ダイオードは直列接続されている。フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードのアノードに、発電機出力電力制御回路から出力された制御電圧Ｖｃｓが印加され、フォトカプラＰＣ３の発光ダイオードのカソードは接地されている。フォトカプラＰＣ１、ＰＣ２、ＰＣ３の各々の出力側のフォトトランジスタは、それぞれ一般的な付加的回路を介してＰＷＭＩＣ４ｒ、４ｓ、４ｔに接続されている。ＰＷＭＩＣ４ｒ、４ｓ、４ｔの各々の出力端子は、三相の電力変換回路の各々におけるスイッチング素子Ｑｒ、Ｑｓ、Ｑｔに対して、制御電圧Ｖｃｓに対応するデューティ比を有するＰＷＭ信号をそれぞれ出力する。
　１　発電機
　２　電力変換装置
　３　発電機出力電力制御回路
　３Ａ　出力電圧検知部
　３Ｂ１　第１制御電圧生成部
　３Ｂ２　第２制御電圧生成部
　３Ｄ　制御電圧選択部
　３Ｂ１．．３ＢＮ　第１制御電圧生成部．．第Ｎ制御電圧生成部
　４　ＰＷＭＩＣ
　Ｑ　トランジスタ
　Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７　抵抗
　Ｒ１１、Ｒ１２、１３、Ｒ４１、Ｒ５１、Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８　抵抗
　ＶＲ１、ＶＲ２、ＶＲ３　可変抵抗
　ＶＲｔ１．．ＶＲｔＮ　可変抵抗
　ＶＲｃ１．．ＶＲｃＮ　可変抵抗
　Ｒｃ１．．ＲｃＮ　抵抗
　Ｄ１、Ｄ２　ダイオード
　Ｄ１１．．Ｄ１Ｎ　ダイオード、発光ダイオード
　Ｃ　コンデンサ

Claims (5)

  1. 　　回転機型発電機の出力電力を制御するために、電力変換回路のスイッチング制御を行うＰＷＭＩＣに与えるデューティ比制御電圧を生成する発電機出力電力制御回路において、
    　回転機型発電機の出力電圧又は回転数を検知する出力電圧検知部と、
    　所定のカットイン点に対応するカットイン電圧又はカットイン回転数から、前記出力電圧検知部により検知された前記出力電圧又は回転数までの増加分に対し、所定の比例定数を介して比例する制御電圧をそれぞれ生成する複数の制御電圧生成部と、
    　前記複数の制御電圧生成部によりそれぞれ生成された複数の制御電圧のうち絶対値が最も大きい制御電圧が選択されるように構成された制御電圧選択部と、を有し、
    　前記制御電圧選択部により選択された前記制御電圧を基にデューティ比制御電圧を生成することを特徴とする
    　発電機出力電力制御回路。
  2. 　前記複数の制御電圧生成部の各々又は一部が、前記比例定数の大きさを調整するための第１の可変抵抗を有することを特徴とする請求項１に記載の発電機出力電力制御回路。
  3. 　前記複数の制御電圧生成部の各々又は一部が、前記カットイン電圧又はカットイン回転数を調整するための第２の可変抵抗を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の発電機出力電力制御回路。
  4. 　前記複数の制御電圧生成部の各々が、両端に直流電圧を印加される直列接続された複数の抵抗の各々の一端における電位により、それぞれ前記カットイン電圧又はカットイン回転数を設定されることを特徴とする請求項１又は２に記載の発電機出力電力制御回路。
  5. 　前記回転機型発電機が風力発電又は水力発電の発電機であることを特徴とする請求項１～４のいずれかに記載の発電機出力電力制御回路。
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