WO2019034760A1 - Antenne plaquée présentant deux modes de rayonnement différents à deux fréquences de travail distinctes, dispositif utilisant une telle antenne - Google Patents

Antenne plaquée présentant deux modes de rayonnement différents à deux fréquences de travail distinctes, dispositif utilisant une telle antenne Download PDF

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WO2019034760A1
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antenna
plate
wire
working frequency
ground
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PCT/EP2018/072288
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Cyril JOUANLANNE
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Sigfox
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Publication date
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    • H01Q1/3275—Adaptation for use in or on road or rail vehicles characterised by the location of the antenna on the vehicle mounted on a horizontal surface of the vehicle, e.g. on roof, hood, trunk

Definitions

  • Plated antenna having two different radiation modes at two different working frequencies, device using such antenna
  • the present invention belongs to the field of antennas.
  • An antenna is a device for radiating (emitting) or capturing (receiving) electromagnetic waves.
  • the invention relates to an antenna whose structure makes it possible to radiate or pick up radio waves at two different working frequencies according to two different radiation modes and with particularly advantageous performances.
  • antennas known to those skilled in the art are already known under the name of "plated antenna”. These antennas are also known as “printed antenna”, or under the Anglicism "antenna patch”.
  • Such an antenna consists of a radiating element corresponding to a metal plate of any shape (rectangular, circular, or other more elaborate forms) generally deposited on the surface of a dielectric substrate which has on the other side a conductive plane, or plane massive.
  • the dielectric substrate which essentially plays a role of mechanical support of the radiating element, can be replaced by a honeycomb structure whose behavior is similar to that of the air, or be removed if the mechanical maintenance of the radiating element can be provided by other means.
  • the antenna power is generally supplied via a feed wire consisting of a coaxial probe which passes through the ground plane and the substrate and is connected to the radiating element, that is, to say to the plate.
  • a plated antenna however, has the disadvantage of having relatively large dimensions, of the order of half the length of the desired working frequency. Indeed, it can be considered as a first approximation that an antenna plated with a rectangular plate behaves as a cavity whose various discrete resonant frequencies correspond to known modes depending on the dimensions of the plate. In particular, for a so-called "fundamental" mode, the antenna resonates at a frequency whose half of the wavelength corresponds to the length of the cavity.
  • the lower the desired working frequencies the greater the size of the radiating element must be so that at least one of the resonant frequencies of the cavity coincides with the working frequency.
  • antennas known to those skilled in the art are also known under the name of "wire-plate antenna".
  • a wire-plate antenna has at least one additional lead connecting the plate to the ground plane. It is a return wire to the active mass and radiating at the working frequency considered.
  • Such a wire-plate antenna is the seat of two resonance phenomena, one relating to a series-type resonance implementing all the constituent elements of the structure of the antenna, and the other relating to a resonance parallel type implementing the only elements due to the ground wire and the capacitor formed by the plate (also sometimes called “capacitive roof”) and the ground plane.
  • the so-called parallel resonance caused by the ground return wire of a wire-plate antenna occurs at a frequency lower than that of the cavity-like fundamental resonant frequency of a plated antenna.
  • a wire-plate antenna has a working frequency lower than a plated antenna.
  • the operation of a wire-plate antenna is very different from the operation of a plated antenna.
  • the resonance that we speak for a plated antenna is of electromagnetic type: resonance of a cavity formed by the ground plane, the plate and the four imaginary "magnetic walls" connecting the four edges of the plate to the plane of mass.
  • the resonance of a wire-plate antenna is itself of electrical type: the resonant elements are localized, comparable to electrical components.
  • an antenna that is capable of operating at several different working frequencies, and with different radiation modes, in order to respond to different functions.
  • These distinct working frequencies may for example belong to discontinuous frequency bands sometimes separated by several hundreds of megahertz from each other.
  • the present invention aims to overcome all or part of the disadvantages of the prior art, including those described above.
  • the present invention relates to an antenna comprising a ground plane, a metal plate arranged facing said ground plane, a feed wire for connecting said plate to a generator or a receiver, a ground return wire connecting the plate to the ground plane, and a capacitive element arranged in series with the wire back to ground between the power wire and the ground plane.
  • the grounding wire is arranged substantially perpendicular to the plate and ground plane and is positioned substantially in the middle of the plate.
  • the antenna not only has a plated antenna resonance (i.e., an electromagnetic type cavity resonance) at a first working frequency, but also a resonance in wire-plate antenna mode (i.e., electric-type resonance) at a second working frequency lower than the first working frequency.
  • the return wire is a radiating element at the second working frequency.
  • the capacitive element makes it possible in particular to optimize the radiation power of the antenna as well as its adaptation in impedance to the two working frequencies considered.
  • the radiation of the antenna at the first working frequency is maximum in a direction perpendicular to the plate, and the radiation of the antenna at the second working frequency is a maximum omnidirectional radiation in a plane. parallel to the ground plane.
  • the invention may further comprise one or more of the following features, taken separately or in any technically possible combination.
  • the antenna plate is a rectangular plate whose two opposite angles of the same diagonal are truncated so that the antenna has a circular polarization at the first working frequency.
  • the capacitive element is a discrete electronic component.
  • the capacitive component is of controllable capacitive value.
  • the capacitive element comprises two electrodes of which an electrode is formed by a metal plate located at one end of the grounding wire and arranged facing the antenna plate or the ground plane. .
  • the metal plate of the capacitive element is located at the end of the grounding wire on the side of the antenna plate, so that the other electrode is formed by the plate. of the antenna.
  • a slot is made in the antenna plate, so that said slot completely surrounds the point connection between the ground return wire and the plate, and the capacitive element comprises two electrodes of which an electrode is formed by a part of the antenna plate which is outside a periphery formed by the slot, and the other electrode is formed by another part of the antenna plate which is inside said periphery formed by the slot.
  • At least one of the ground and power supply son is a metal ribbon cut into the plate of the antenna.
  • the distance between the supply wire and the return wire to ground is greater than one-tenth of the wavelength of the second working frequency.
  • the invention relates to a transmission device comprising an antenna according to any one of the preceding embodiments and a generator connected to the supply wire, adapted to form an electrical signal at the first working frequency and / or at the second working frequency.
  • the invention relates to a reception device comprising an antenna according to any one of the preceding embodiments and a receiver connected to the supply wire, adapted to receive an electrical signal at the first working frequency and / or at the second working frequency.
  • the invention relates to a transceiver device comprising an antenna according to any one of the preceding embodiments, configured to receive a signal at the first working frequency comprising geolocation information transmitted by a communication system. by satellite and for transmitting to a terrestrial wireless communication system a signal at the second working frequency comprising the geographical position of said device.
  • FIG. 1 a schematic representation, in a perspective view, of a first embodiment of an antenna according to the invention
  • FIG. 2 a schematic representation, in a sectional view in a vertical plane, of the first embodiment of the antenna
  • FIG. 3 a schematic representation of the shape of the plate for the first embodiment of the antenna
  • FIG. 4 a schematic representation of a variant of the first embodiment of the antenna
  • FIG. 5 a schematic representation of the plate for a variant of the first embodiment of the antenna
  • FIG. 6 a diagram representing the reflection coefficient at the input of the antenna for the first embodiment
  • FIG. 7 a radiation diagram according to a vertical sectional plane for the first embodiment of the antenna and for a first working frequency
  • FIG. 8 a radiation diagram according to a vertical sectional plane for the first embodiment of the antenna and for a second working frequency
  • FIG. 9 a diagram representing the antenna input reflection coefficient for different values of a capacitive element
  • FIG. 10 a schematic representation, in a sectional view in a vertical plane, of a second embodiment of FIG. the antenna
  • FIG. 11 a diagram representing the antenna input reflection coefficient for the second embodiment
  • FIG. 12 a radiation diagram according to a vertical section plane for the second embodiment of the antenna and for a first working frequency
  • FIG. 13 a radiation diagram according to a vertical section plane for the second embodiment of the antenna and for a second working frequency
  • - Figure 14 a schematic representation of the antenna plate for a third embodiment
  • FIG. 15 a diagram representing the antenna input reflection coefficient for the third embodiment.
  • identical references from one figure to another designate identical or similar elements. For the sake of clarity, the elements shown are not to scale unless otherwise stated.
  • the present invention relates to an antenna 1 whose structure makes it possible to radiate or pick up electromagnetic waves at two distinct working frequencies according to two different radiation modes and with particularly advantageous performances.
  • an antenna 1 is integrated into a connected object intended to be placed for example on the roof of a motor vehicle and configured to receive a signal from a satellite navigation system (also referred to as the GNSS acronym for Global Navigation Satellite System), such as the Global Positioning System (GPS), to determine its geographical position, and to transmit it, possibly accompanied by other information, to another wireless communication system such as an Internet of Things type of access network, or loT (acronym for "Internet Of Things").
  • GNSS Global Navigation Satellite System
  • GPS Global Positioning System
  • the antenna 1 In order to receive a signal from a satellite geolocation system, the antenna 1 must preferably have a high gain in a vertical direction 18 and upwards relative to the roof of the vehicle at the working frequency of said geolocation system.
  • the working frequency that is the frequency of the radio signals emitted by the GPS satellites
  • the polarization used by the GPS system is a right circular polarization, called RHCP (acronym for Right Hand Circular Polarization).
  • the antenna 1 In order to transmit information to a loT-type wireless communication system, it is advantageous for the antenna 1 to present, at the working frequency of said communication system, an omnidirectional gain which is maximum in a substantially parallel horizontal plane. at the roof of the vehicle.
  • the base stations of an access network of such a wireless communication system are generally located on the sides with respect to the vehicle, and not vertically.
  • Ultra Narrow Band (“Ultra Narrow Band” or UNB in the Anglo-Saxon literature), it is meant that the instantaneous frequency spectrum of the radio signals emitted is of frequency width less than two kilohertz, or even less than one kilohertz.
  • Such UNB wireless communication systems are particularly suitable for loT applications. For example, they can use the ISM ("Industrial, Scientific and Medical") frequency band around 868 MHz in Europe, or the ISM frequency band around 915 MHz in the United States. Straight polarization is generally used in such systems.
  • the antenna 1 according to the invention operates at two distinct working frequencies: a first working frequency close to 1575 MHz corresponding to the frequency of the GPS system, and a second working frequency located in an ISM band supported by the loT-type wireless communication network considered, for example the 868 MHz band or the 915 MHz band.
  • Figure 1 shows schematically, in a perspective view, a first embodiment of such an antenna.
  • the antenna 1 comprises a first radiating element in the form of a square metal plate.
  • the plate 10 could be rectangular, hexagonal, circular, or in any other form.
  • the plate 10 is arranged facing a ground plane 1 1.
  • the plate 10 is flat.
  • the plate 10 may be slightly inclined relative to the ground plane 11.
  • the distance separating the plate 10 from the ground plane 11 is much smaller than the dimensions of the plate 10 and the wavelengths of the working frequencies of the antenna. For example, this distance is at least less than one tenth of the wavelength of the first working frequency.
  • the two metal surfaces corresponding to the plate 10 and the ground plane 1 1 may for example be disposed on either side of a dielectric substrate 14 which then acts as a mechanical support.
  • the dielectric substrate 14 can be replaced by a honeycomb structure whose behavior is close to that of air, or it can be eliminated if the mechanical maintenance of the plate 10 relative to the 1 1 ground plane is provided by other means.
  • the dimensions of the ground plane 1 1 are generally greater than those of the plate 10.
  • the metal roof of the vehicle can also play the role of a ground plane whose dimensions are very large compared to the dimensions of the plate 10. The size of the plate 10 and the ground plane 1 1 dimensions will be discussed later in the description.
  • the plate 10 and the ground plane 1 1 are connected via a wire 12 supply.
  • the supply wire 12 may for example be, in a conventional manner, a coaxial probe which passes through the ground plane 11 and the dielectric substrate 14 and is connected to the plate 10.
  • the antenna 1 comprises a wire 13 back to ground which connects the plate 10 to the ground plane January 1.
  • this grounding wire 13 acts as a second radiating element at the second working frequency.
  • the feed wire 12 and / or the return wire 13 are arranged substantially perpendicular to the ground plane. In the case where the feed wire 12 and the wire 13 return to the both are perpendicular to the ground plane 1 1 and the plate 10, then they are further arranged substantially parallel between said ground plane 1 1 and said plate 10.
  • wire means a conductor of any section, not necessarily circular.
  • the feed wire 12 and / or the return wire 13 could be a metal ribbon.
  • the antenna 1 converts a voltage or an electric current existing in the feed wire 12 into an electromagnetic field.
  • This power supply is for example provided by a generator 1 6 voltage or current.
  • an electromagnetic field received by the antenna 1 is converted into an electrical signal which can then be amplified.
  • a passive antenna can be modeled by a component having a certain impedance seen at the input of the antenna. It is a complex impedance whose real part corresponds to the "active" part of the antenna, that is to say to a dissipation of the energy by ohmic losses and electromagnetic radiation, and whose part imaginary corresponds to the "reactive" part of the antenna, that is to say to a storage in the form of electrical energy (capacitive behavior) and magnetic (inductive behavior).
  • the antenna is equivalent to a pure resistance, and if the ohmic losses are negligible the power supplied to the antenna is almost entirely radiated. Such behavior is observed if the imaginary part of the antenna is zero.
  • the adaptation makes it possible to cancel the reflection coefficient, conventionally noted Su, at the input of the antenna.
  • the reflection coefficient is the ratio between the wave reflected at the input of the antenna and the incident wave. If the adaptation is not assured, some of the power is returned to the source.
  • the antenna In practice, to ensure a good adaptation impedance, the antenna must have an impedance equal to that of the transmission line, generally 50 ohms.
  • an adaptation circuit 17 which modifies the input impedance of the antenna 1 view from the source and ensures impedance matching.
  • Such an adaptation circuit 17 may for example comprise passive elements such as filters based on inductances and capacitors or transmission lines.
  • the plate 10 and the ground plane 11 can be likened to a resonant cavity which can be considered, at low frequency, as a capacitance which stores charges and in which a uniform electric field is created between the ground plane 1 1 and the plate 10.
  • the electric field is oriented along an axis perpendicular to the horizontal plane containing the ground plane 1 1 .
  • the distribution of the charges on the plate 10 is no longer uniform, and this is also the case for the distribution of the current and that of the electric field. A magnetic field also appears.
  • frequencies F mtn are defined according to the expression below by pairs (m, n) where m and n are integers greater than or equal to 0, at least one of m or n being nonzero, which represent the cavity modes: expression in which:
  • the relative permittivity is close to 1 (for example in the case where the dielectric substrate 14 is replaced by the ambient air), for a mode, said fundamental mode of cavity resonance, for which m is 1 and n is 0, the resonance frequency is such that half of its wavelength corresponds to the length L of the plate.
  • the length L and the width / are both equal to the length of one side of the plate 10 which is square in shape.
  • radiation with an electromagnetic type cavity resonance can for example be obtained for a first working frequency of 1575 MHz using a length of one side of the plate 10 close to 9 cm, or about half the length. wave corresponding to this frequency.
  • Other parameters such as, for example, the distance separating the plate 10 from the ground plane 11 or the value of the permittivity of the dielectric substrate 14 can however affect the length of the plate 10 for which a cavity resonance is obtained.
  • the plate 10 is a 8.5 cm square.
  • the antenna 1 At the first working frequency of 1575 MHz, the antenna 1 then has a behavior close to that of a plated antenna. The impedance matching of such an antenna is generally achieved when the feed wire 12 is positioned at one side of the plate 10 rather than at its central area.
  • the plate 10 and the wire 13 back to earth can act as two elements having a radiating behavior of the electric type.
  • the antenna 1 then has a behavior close to that of a wire-plate antenna.
  • the antenna 1 may in particular be the seat of a parallel type resonance implementing the wire 13 back to the ground and the capacitor formed by the plate 10 and the ground plane 1 1. This so-called parallel resonance caused by the ground return wire 13 takes place at a frequency lower than that of the cavity-type fundamental resonant frequency mentioned above.
  • the shape of the plate 10 is not critical for this type of electric radiation, the value of its surface has an impact on the working frequency.
  • the wire-plate resonance frequency is generally such that one quarter of its wavelength is close to the length of one side of the plate 10, but again other parameters of the Antenna structure 1 can affect the resonance frequency.
  • an electric type of radiation is obtained for a second working frequency of 868 MHz.
  • the two operating modes of the antenna 1 described above are fundamentally different. Indeed, it is a question, at a frequency of 1575 MHz, of a resonance of the electromagnetic type (resonance in plated antenna mode) corresponding to the resonance of a cavity formed by the ground plane 1 1, the plate 10 and the four imaginary "magnetic walls" connecting the four edges of the plate 10 to the ground plane January 1, and secondly, at a frequency of 868 MHz, a resonance of the electric type (resonance in antenna mode wire-plate), that is to say a resonance for which the resonant elements are localized, comparable to electrical components (in particular, the assembly formed by the ground plane 1 1 and the plate 10 is comparable to a capacitance while the wire 13 of return to ground has an inductance).
  • a great difficulty lies in the possibility of adapting the impedance antenna 1 for the two operating modes corresponding to two different radiation modes.
  • the electric current flowing through the wire 13 back to earth at this frequency is as low as possible. This can be promoted by positioning the wire 13 back to ground at a point corresponding to an electric field node at the first working frequency, that is to say at a point where the electric field is particularly low, or even almost zero, at the first working frequency. This is particularly the case in the middle of the plate 10.
  • This relatively large distance between the feed wire 12 and the return wire 13 is one of the elements that distinguishes the antenna 1 according to the invention from conventional wire-plate antennas for which this distance must generally be less than one-tenth. the wavelength of the working frequency considered, which is not the case for the antenna 1 according to the invention.
  • the return wire 13 has a diameter at least four times greater than the diameter of the feed wire 12.
  • FIG. 2 diagrammatically shows in a sectional view in a vertical plane the first embodiment of the antenna 1 described above with reference to FIG. 1.
  • This sectional view makes it possible to observe that the feed wire 12 passes through the ground plane 1 1 to be connected to a generator 1 6 or to a receiver. It should be noted that the feed wire 12 must in this case be isolated from the ground plane January 1 where it passes through.
  • the capacitive element 15a used in this first embodiment is a discrete electronic component, for example a capacitor, connected on one side to the ground plane January 1 and the other side to the wire 13 back to ground.
  • Figure 2 also clarifies what is meant by the vertical direction 18. This is the upward direction perpendicular to the plane containing the ground plane 1 1 which is considered horizontal. An angle ⁇ formed between this vertical direction 18 and another direction can then be defined. This angle will be of interest in particular to define the radiation of the antenna 1 in the different directions of space.
  • FIG. 3 is a schematic representation of the shape of the plate 10 for a particular embodiment of the antenna 1.
  • the polarization of the electric field of the wave emitted by an antenna of a GPS satellite is a right circular polarization (RHCP).
  • RHCP right circular polarization
  • two opposite angles of the same diagonal of the plate 10 are truncated.
  • the truncated portion at each of said angles is an isosceles right triangle whose hypotenuse has a length of 25 mm.
  • FIG. 4 is a schematic representation of a variant of the first embodiment described with reference to FIGS. 1 to 3 for which the grounding wire 13 passes through the ground plane 11.
  • the grounding wire 13 must be isolated from the ground plane 1 1 at the place where it passes through.
  • the capacitive component 15a is then connected on one side to ground and on the other side to the end of the ground wire 13 which has passed through the ground plane 11.
  • the return wire 13 and / or the feed wire 12 can then serve as a mechanical support for the plate 10 relative to the ground plane 11.
  • the plate 10 is a square 8.5 cm side.
  • the distance separating the ground plane 11 from the plate 10 is 10 mm.
  • the dimensions of the ground plane 1 1 are not decisive, but in the example in question they are of the order of three to four times those of the plate 10.
  • the feed wire 12 has a diameter of 1 mm and it is positioned at middle level of one side of the plate 10 at a distance equal to 10 mm of said side.
  • the grounding wire 13 has a diameter of 4 mm and is positioned at the center of the plate 10. The distance separating the wire 12 from the feed 13 to the ground is therefore about 32.5 mm.
  • the value of the capacitive component 15a is 21.3 pF.
  • the matching circuit 17 is a series / parallel circuit (so-called "L") circuit involving an inductance of 12.6 nH and a capacitor of 2 pF.
  • FIG. 5 is a schematic representation in perspective of the plate 10 of the antenna 1 for a variant of the embodiment described with reference to FIG. 4.
  • the feed wire 12 and the wire 13 return to FIG. the mass are two metal strips cut into the plate 10 and folded perpendicularly to the plate.
  • the dimensions of the slots corresponding to the recesses due to the cuts in the plate 10 are sufficiently small (for example about 3 mm wide) to have no effect on the performance of the antenna.
  • a particularly interesting aspect of this variant is to simplify the manufacture of the antenna since it is no longer necessary to connect wires to the plate 10.
  • the metal ribbons play indeed the role of the wire 12 and the power supply. wire 13 back to the ground and they are integral with the plate 10.
  • the metal ribbons since they are rigid by nature, can also play the role of mechanical support for the plate 10 relative to the ground plane January 1.
  • FIG. 6 is a diagram which represents the reflection coefficient at the input of the antenna 1 for the first embodiment described above with reference to FIGS. 1 to 4.
  • the reflection coefficient conventionally denoted Su and expressed in dB is the ratio between the wave reflected at the input of an antenna and the incident wave. It depends on the input impedance of the antenna and the impedance of the transmission line that connects the generator to the antenna.
  • Curve 20 represents the evolution of the reflection coefficient Su of the first embodiment of antenna 1 as a function of frequency.
  • a resonance frequency corresponding to the first working frequency of 1575 MHz is indicated by triangular marker No. 3.
  • Another resonant frequency corresponding to the second working frequency of 868 MHz is indicated by triangular marker # 2.
  • Each resonance frequency corresponds to a minimum of the reflection coefficient Su. It takes a value close to -13 dB for resonance at 1575 MHz, and a value close to -1 6 dB for resonance at 868 MHz.
  • a minimum value of the reflection coefficient generally corresponds to a frequency for which the antenna is impedance matched.
  • a typical criterion is, for example, to have a reflection coefficient of less than -10 dB on the bandwidth of the antenna, that is to say on the frequency band for which the energy transfer from the power supply to the antenna (or antenna to the receiver) is maximum
  • the curve 20 thus confirms that with the characteristics previously listed for the first embodiment described with reference to Figures 1 to 4, the antenna 1 is adapted impedance at the two working frequencies considered.
  • Figure 7 shows a radiation pattern in a vertical sectional plane for the first embodiment of the antenna 1 for the first working frequency of 1575 MHz. It represents the variations of the power radiated by the antenna 1 in different directions of space. It indicates in particular the directions of the space in which the radiated power is maximum.
  • the maximum gain is about 10 dBi, and a 3 dB aperture angle of about 60 ° is observed.
  • the antenna 1 is thus particularly performing in RHCP polarization at the first working frequency of 1575 MHz in this vertical direction 18 and upwards. It is therefore very suitable for receiving signals from satellites of the GPS system.
  • Figure 8 shows a radiation pattern in a vertical sectional plane for the first embodiment of the antenna 1 for the second 868 MHz working frequency.
  • the curve 21 corresponds in particular to the radiation of the antenna 1 at this frequency according to a rectilinear polarization along the vertical 18. It is significant of an omnidirectional radiation of the monopolar type (that is to say corresponding to the radiation of a monopole ). One can notably observe a symmetrical lobe of revolution.
  • the position of the wire 13 back to the ground in the middle of the plate 10 advantageously allows to promote this omnidirectional radiation monopolar type with a linear polarization inscribed in a plane containing the wire 13 back to ground (the electric field of the electromagnetic wave radiated or received by the antenna keeps a fixed direction along the axis of the wire 13 back to the ground, that is to say according to the vertical 18).
  • the antenna 1 is thus particularly efficient in rectilinear polarization at the second working frequency of 868 MHz in predominantly horizontal directions. It is therefore entirely suitable for transmitting signals to a loT type access network operating around this frequency.
  • the radiation patterns of Figures 7 and 8 show radiation only in the space above the ground plane 1 1 of the antenna 1 (-90 ° ⁇ ⁇ 90 °). This is because the dimensions of the ground plane 11 are sufficiently large compared to the dimensions of the plate 10 to reflect the waves emitted by the antenna upwards. For example, the dimensions of the ground plane 11 are at least ten times greater than those of the plate 10, this is particularly the case when the roof of the motor vehicle plays the role of ground plane.
  • FIG. 9 represents the reflection coefficient Su at the input of the antenna 1 for different values of the capacitive component 15a.
  • Curve 23 represents the reflection coefficient Su for a first capacitance value of 21.3 pF for which an electric-type resonance is obtained for a second working frequency close to 868 MHz (which belongs, for example, to an ISM frequency band. in Europe for the loT network under consideration).
  • the triangular marker # 4 indicates a minimum value of Su less than -1 6 dB for this frequency.
  • Curve 24 represents the reflection coefficient Su for a second capacitance value of 17 pF for which an electric-type resonance is obtained for a second working frequency close to 893 MHz (which belongs, for example, to an ISM frequency band in the states United States for the loT network considered).
  • Triangular marker No. 3 indicates a minimum value of Su of the order of -15 dB for this frequency.
  • Curve 25 represents the reflection coefficient Su for a third capacitance value of 13.8 pF for which an electric-type resonance is obtained for a second working frequency close to 923 MHz (which belongs, for example, to an ISM frequency band in Australia. or in Japan for the loT network).
  • the triangular marker # 1 indicates a minimum value of Su of the order of -14 dB for this frequency.
  • Triangular marker # 2 indicates a minimum value of Su of the order of -14 dB for this frequency.
  • an antenna 1 it is very easy to adapt the manufacture of an antenna 1 according to the geographical area in which it is intended to operate. It suffices to change the capacitive value of the capacitive component 15a to obtain a value of the second working frequency corresponding to the operating frequency of the loT type access network for the geographical area considered. It is also conceivable to use a capacitive component 15a whose capacitive value is controllable, for example a variable capacitor, a varicap diode (of the English “variable capacitor”, a component DTC (acronym for "Digitally Tunable Capacitor”) or a switch to different capabilities, so that one and the same antenna 1 can operate in different geographical areas where different working frequencies of the loT type access network are used.
  • a capacitive component 15a whose capacitive value is controllable, for example a variable capacitor, a varicap diode (of the English “variable capacitor”, a component DTC (acronym for "Digitally Tunable Capacitor”) or a switch to different capabilities
  • FIG. 10 is a schematic representation, in a sectional view in a vertical plane, of a second embodiment of the antenna 1.
  • the capacitive element 15b comprises two electrodes of which one electrode is a metal plate 19 placed opposite the plate 10 which corresponds to the other electrode.
  • the capacitive element 15b is therefore again placed in series with the wire 13 back to earth between the feed wire 12 and the ground plane 1 January.
  • the plate 19 is placed at the end of the grounding wire 13 which is on the side of the plate 10, but nothing would prevent, according to a another example, to place at the other end of the wire 13 back to the ground which is on the side of the ground plane 1 1 (in this case, it is the ground plane 1 1, and not the plate 10, which corresponds to the other electrode of the capacitive element 15b).
  • the plate 19 is a disc with a diameter of 10 mm and the distance between the plate 19 and the plate 10 is 0.1 mm.
  • the impedance matching of the antenna 1 is performed only by playing on the various parameters of the structure of said antenna.
  • the adaptation circuit 17 of the first embodiment described with reference to FIGS. 1 to 4 is thus eliminated.
  • FIGS. 11, 12 and 13 respectively represent the reflection coefficient and the radiation patterns of the antenna 1 according to this second embodiment at a first working frequency of 1575 MHz and at a second working frequency close to 988 MHz .
  • Curve 25 of FIG. 11 represents the reflection coefficient of antenna 1.
  • the curve 27 represents its 1575 MHz radiation pattern according to an RHCP polarization while the curve 28 represents its LHCP polarization pattern.
  • Curve 26 of FIG. 13 represents, for its part, the radiation pattern of antenna 1 at 988 MHz in a vertical rectilinear polarization.
  • FIGS. 12 and 13 show a radiation throughout the space, even under the horizontal plane containing the ground plane 1 1 of the antenna 1 (90 ° ⁇ ⁇ 270 °). This is because for the second embodiment, the dimensions of the ground plane 1 1 are not large enough to those of the plate 10 so that it completely reflects the waves emitted by the antenna upwards.
  • the roof of the vehicle would play the role of an infinite mass plane, and the radiation observed would be exclusively in the space located at above the ground plane.
  • the antenna has a coefficient Su of about -
  • Figure 14 shows a third embodiment of the antenna 1.
  • the part a) of Figure 14 is a schematic representation of the plate 10 of the antenna 1 for this third embodiment.
  • a slot 30 is formed in the plate 10 so that it completely surrounds the point of connection between the grounding wire 13 and the plate 10.
  • a capacitive element 15c then appears: a its electrodes is formed by the part 10a of the plate 10 which is outside the periphery formed by the slot 30, and its other electrode is formed by the part 10b of the plate 10 which is inside said formed periphery by the slot 30.
  • the capacitive element 15c is made from a slot 30 in the plate 10 at the end of the wire 13 back to ground which is in contact with the plate 10.
  • Part (b) of FIG. 14 is an enlargement of the particular shape of the slot 30.
  • the slot 30 is inscribed in a side square of length L equal to 10.2 mm, and the thickness of the slot 30 is 0.2 mm.
  • the particular shape of the slot 30 maximizes the value of the capacity for a given surface (sometimes referred to in this case as "interdigitated capacity").
  • the dimensions of the slot 30 could vary depending on the dielectric substrate 14 used. Also, it is possible to vary the shape of the slot 30 to obtain different capacitance values. It is important to note that the capacitive element 15c made from the slot 30 in this third embodiment distinguishes the antenna 1 from certain wire-plate antennas of the prior art for which slots are also made in the plate .
  • the slot 30 corresponds to a capacitive element 15c placed in series with the wire 13 back to ground between the feed wire 12 and the ground plane January 1.
  • the slot 30 completely surrounds the point of connection between the wire 13 back to the ground and the plate 10.
  • FIG. 15 represents the reflection coefficient at the input of the antenna for this third embodiment. It contains the two resonance frequencies for which the antenna 1 is impedance matched.
  • marker No. 1 indicates the second resonance frequency around 982 MHz and marker No. 2 indicates the first resonance frequency at 1575 MHz.
  • the invention also relates to a transmission device comprising an antenna 1 according to any of the embodiments described above and a generator 1 6 connected to the feed wire 12, adapted to form an electrical signal to the first working frequency and / or at the second working frequency.
  • the generator 1 6 applies a voltage or an electric current to the first working frequency and / or the second working frequency in the supply wire 12, thereby generating an electromagnetic field radiated by the antenna 1.
  • the transmission device could also comprise two generators connected to the antenna 1, for example via a duplexer.
  • the invention also relates to a receiving device comprising an antenna 1 according to any one of the embodiments described above and a receiver connected to the feed wire 12, adapted to receive an electrical signal at the first working frequency. and / or at the second working frequency.
  • the receiver extracts a signal at the first working frequency and / or at the second working frequency from variations of a voltage or an electric current induced in the feed wire 12 by the electric field of an electromagnetic wave picked up by the antenna 1.
  • the invention relates to a transceiver device comprising an antenna 1 according to any of the embodiments described above and for receiving, at the first working frequency of the antenna 1, a radio signal comprising geolocation information transmitted by a satellite communication system, and transmitting to a terrestrial wireless communication system, at the second working frequency of the antenna 1, a radio signal including the geographical position of said device possibly accompanied other information.
  • These devices comprise, in a conventional manner, one or more microcontrollers, and / or programmable logic circuits (of the FPGA, PLD, etc. type), and / or specialized integrated circuits (ASIC), and / or a set of components.
  • discrete electronics, and a set of means considered as known to those skilled in the art to do signal processing (analog or digital filter, amplifier, analog / digital converter, sampler, modulator, demodulator, oscillator, mixer, etc. .).
  • these devices may or may not include a matching circuit 17 between the transmission line carrying the radio frequency signal and the antenna.
  • a matching circuit 17 between the transmission line carrying the radio frequency signal and the antenna.
  • the present invention achieves the objectives set.
  • the antenna 1 according to the invention allows operation at two distinct frequencies according to two different radiation modes and with very satisfactory performance obtained thanks to a good impedance matching at each of the two working frequencies considered.
  • the invention offers the possibility of easily adjusting to least one of the working frequencies by varying the value of the capacitive element (15a, 15b, 15c).
  • the mechanical structure of the antenna 1 according to the invention facilitates its manufacture and reduces its size compared to the solutions of the prior art. The manufacturing cost of such an antenna 1 is also reduced.
  • different working frequencies can be obtained by varying certain parameters of the antenna such as, for example, the dimensions of the plate 10, the diameter and / or the position of the feed wire 12 and the wire 13 of return to the mass, the value of the dielectric substrate 14, the distance between the plate 10 and the ground plane 11, the value of the capacitive element 15a, 15b, 15c, etc.
  • the invention finds a particularly advantageous application for a device intended to receive signals from GPS satellites and to transmit information to a wireless communication system of the loT type, but it could have to other applications, for example for communication systems using other frequency bands. Also, nothing would prevent a device using an antenna 1 according to the invention is configured to transmit and receive on each of the two working frequencies of the antenna.

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Abstract

L'invention concerne une antenne (1) comprenant un plan de masse (11), une plaque (10) métallique agencée en regard dudit plan de masse (11), un fil (12) d'alimentation permettant de relier ladite plaque (10) à un générateur (16) ou un récepteur, de sorte que ladite antenne (1) présente une première fréquence de résonance en mode antenne plaquée. L'antenne (1) comporte en outre un fil (13) de retour à la masse reliant la plaque (10) au plan de masse (11), et un élément capacitif (15a, 15b, 15c) agencé en série avec le fil (13) de retour à la masse entre le fil (12) d'alimentation et le plan de masse (11), de sorte que l'antenne (1) présente en outre une deuxième fréquence de résonance en mode antenne fil-plaque.

Description

Antenne plaquée présentant deux modes de rayonnement différents à deux fréquences de travail distinctes, dispositif utilisant une telle antenne
DOMAINE TECHNIQUE
La présente invention appartient au domaine des antennes. Une antenne est un dispositif permettant de rayonner (émetteur) ou de capter (récepteur) les ondes électromagnétiques. Notamment, l'invention concerne une antenne dont la structure permet de rayonner ou de capter des ondes radioélectriques à deux fréquences de travail distinctes selon deux modes de rayonnement différents et avec des performances particulièrement avantageuses. ÉTAT DE LA TECHNIQUE
Dans le domaine des antennes compactes utilisées pour les télécommunications, on connaît déjà les antennes connues de l'homme du métier sous le nom d' « antenne plaquée ». Ces antennes sont également connues sous le nom d' « antenne imprimée », ou bien sous l'anglicisme « antenne patch ».
Une telle antenne consiste en un élément rayonnant correspondant à une plaque métallique de forme quelconque (rectangulaire, circulaire, ou autres formes plus élaborées) généralement déposée sur la surface d'un substrat diélectrique qui présente sur l'autre face un plan conducteur, ou plan de masse. Le substrat diélectrique, qui joue essentiellement un rôle de support mécanique de l'élément rayonnant, peut être remplacé par une structure en nid d'abeille dont le comportement est voisin de celui de l'air, ou encore être supprimé si le maintien mécanique de l'élément rayonnant peut être assuré par d'autres moyens. L'alimentation de l'antenne s'effectue généralement par l'intermédiaire d'un fil d'alimentation constitué d'une sonde coaxiale qui traverse le plan de masse et le substrat et est connecté à l'élément rayonnant, c'est-à-dire à la plaque.
Une antenne plaquée a cependant l'inconvénient de présenter des dimensions relativement importantes, de l'ordre de la moitié de la longueur d'onde de la fréquence de travail souhaitée. En effet, on peut considérer en première approximation qu'une antenne plaquée avec une plaque rectangulaire se comporte comme une cavité dont les diverses fréquences de résonance discrètes correspondent à des modes connus dépendant des dimensions de la plaque. En particulier, pour un mode dit « fondamental » l'antenne entre en résonance à une fréquence dont la moitié de la longueur d'onde correspond à la longueur de la cavité. Ainsi, plus les fréquences de travail souhaitées sont basses, et plus les dimensions de l'élément rayonnant doivent être grandes pour qu'au moins une des fréquences de résonance de la cavité coïncide avec la fréquence de travail.
Pour pallier ce problème et réduire la taille des antennes, on connaît également les antennes connues de l'homme du métier sous le nom d' « antenne fil-plaque ». Par rapport à une antenne plaquée, une antenne fil- plaque possède au moins un fil conducteur supplémentaire reliant la plaque au plan de masse. Il s'agit d' un fil de retour à la masse actif et rayonnant à la fréquence de travail considérée.
Une telle antenne fil-plaque est le siège de deux phénomènes de résonance, l'un relatif à une résonance de type série mettant en œuvre l'ensemble des éléments constitutifs de la structure de l'antenne, et l'autre relatif à une résonance de type parallèle mettant en œuvre les seuls éléments dus au fil de masse et au condensateur formé par la plaque (aussi appelée parfois « toit capacitif ») et le plan de masse. C'est pourquoi on parle parfois de « double résonance » pour les antennes de type fil-plaque. La résonance dite parallèle provoquée par le fil de retour à la masse d'une antenne fil-plaque a lieu à une fréquence inférieure à celle de la fréquence de résonance fondamentale de type cavité d'une antenne plaquée. Ainsi, pour des dimensions de plaque données, une antenne fil-plaque présente une fréquence de travail inférieure à une antenne plaquée.
Il est à noter que le fonctionnement d'une antenne fil-plaque est très différent du fonctionnement d'une antenne plaquée. En effet, la résonance dont on parle pour une antenne plaquée est de type électromagnétique : résonance d'une cavité formée par le plan de masse, la plaque et les quatre « murs magnétiques » imaginaires reliant les quatre bords de la plaque au plan de masse. La résonance d'une antenne fil-plaque est quant à elle de type électrique : les éléments résonants sont localisés, assimilables à des composants électriques.
Il est cependant parfois souhaitable de disposer d'une antenne qui soit capable de fonctionner à plusieurs fréquences de travail distinctes, et avec des modes de rayonnement différents, afin de répondre à différentes fonctions. Ces fréquences de travail distinctes peuvent par exemple appartenir à des bandes de fréquences discontinues parfois éloignées par plusieurs centaines de mégahertz l'une de l'autre.
Dans ce but, il est connu de combiner plusieurs antennes sur une structure unique. Par exemple, il est connu de superposer plusieurs antennes de type fil-plaque, ou bien de superposer une antenne de type plaquée et une antenne de type fil-plaque, afin d'obtenir un comportement d'antenne qui serait équivalent à celui de plusieurs antennes distinctes. Ces solutions présentent cependant plusieurs inconvénients, notamment un encombrement de l'antenne, une complexité mécanique qui augmente son coût de fabrication, ainsi que des difficultés à adapter l'antenne aux différentes fréquences de travail, ce qui entraîne des performances dégradées de l'antenne. EXPOSÉ DE L'INVENTION
La présente invention a pour objectif de remédier à tout ou partie des inconvénients de l'art antérieur, notamment ceux exposés ci-avant.
A cet effet, et selon un premier aspect, la présente invention concerne une antenne comprenant un plan de masse, une plaque métallique agencée en regard dudit plan de masse, un fil d'alimentation permettant de relier ladite plaque à un générateur ou un récepteur, un fil de retour à la masse reliant la plaque au plan de masse, ainsi qu'un élément capacitif agencé en série avec le fil de retour à la masse entre le fil d'alimentation et le plan de masse. Le fil de retour à la masse est agencé sensiblement perpendiculairement à la plaque et au plan de masse et il est positionné sensiblement au milieu de la plaque.
Avec de telles dispositions, l'antenne présente non seulement une résonance en mode antenne plaquée (c'est-à-dire une résonance de cavité de type électromagnétique) à une première fréquence de travail, mais aussi une résonance en mode antenne fil-plaque (c'est-à-dire une résonance de type électrique) à une deuxième fréquence de travail inférieure à la première fréquence de travail. Le fil de retour à la masse est un élément rayonnant à la deuxième fréquence de travail. A chacune de ces deux résonances correspond un mode de rayonnement particulier. L'élément capacitif permet notamment d'optimiser la puissance de rayonnement de l'antenne ainsi que son adaptation en impédance aux deux fréquences de travail considérées.
Dans des modes particuliers de réalisation, le rayonnement de l'antenne à la première fréquence de travail est maximal dans une direction perpendiculaire à la plaque, et le rayonnement de l'antenne à la deuxième fréquence de travail est un rayonnement omnidirectionnel maximal dans un plan parallèle au plan de masse.
Dans des modes particuliers de réalisation, l'invention peut comporter en outre l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles.
Dans des modes particuliers de réalisation, la plaque de l'antenne est une plaque rectangulaire dont deux angles opposés d'une même diagonale sont tronqués de sorte que l'antenne présente une polarisation circulaire à la première fréquence de travail.
Dans des modes particuliers de réalisation, l'élément capacitif est un composant électronique discret.
Dans des modes particuliers de réalisation, le composant capacitif est de valeur capacitive contrôlable.
Dans des modes particuliers de réalisation, l'élément capacitif comprend deux électrodes dont une électrode est formée par une plaque métallique située à une extrémité du fil de retour à la masse et agencée en regard de la plaque de l'antenne ou du plan de masse.
Dans des modes particuliers de réalisation, la plaque métallique de l'élément capacitif est située à l'extrémité du fil de retour à la masse du côté de la plaque de l'antenne, de sorte que l'autre électrode est formée par la plaque de l'antenne.
Dans des modes particuliers de réalisation, une fente est réalisée dans la plaque de l'antenne, de sorte que ladite fente entoure complètement le point de connexion entre le fil de retour à la masse et la plaque, et l'élément capacitif comprend deux électrodes dont une électrode est formée par une partie de la plaque de l'antenne qui est à l'extérieur d'un pourtour formé par la fente, et l'autre électrode est formée par une autre partie de la plaque de l'antenne qui est à l'intérieure dudit pourtour formé par la fente.
Dans des modes particuliers de réalisation, l'un au moins des fils de retour à la masse et d'alimentation est un ruban métallique découpé dans la plaque de l'antenne.
Dans des modes particuliers de réalisation, la distance entre le fil d'alimentation et le fil de retour à la masse est supérieure au dixième de la longueur d'onde de la deuxième fréquence de travail.
Selon un deuxième aspect, l'invention concerne un dispositif d'émission comprenant une antenne selon l'un quelconque des modes de réalisation précédents et un générateur relié au fil d'alimentation, adapté à former un signal électrique à la première fréquence de travail et/ou à la deuxième fréquence de travail.
Selon un troisième aspect, l'invention concerne un dispositif de réception comprenant une antenne selon l'un quelconque des modes de réalisation précédents et un récepteur relié au fil d'alimentation, adapté à recevoir un signal électrique à la première fréquence de travail et/ou à la deuxième fréquence de travail.
Selon un quatrième aspect, l'invention concerne un dispositif émetteur- récepteur comprenant une antenne selon l'un quelconque des modes de réalisation précédents, configuré pour recevoir un signal à la première fréquence de travail comportant des informations de géolocalisation émis par un système de communication par satellite et pour émettre à un système de communication sans fil terrestre un signal à la deuxième fréquence de travail comportant la position géographique dudit dispositif. PRÉSENTATION DES FIGURES
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description suivante, donnée à titre d'exemple nullement limitatif, et faite en se référant aux figures 1 à 15 qui représentent : Figure 1 : une représentation schématique, selon une vue en perspective, d'un premier mode de réalisation d'une antenne selon l'invention,
Figure 2 : une représentation schématique, selon une vue en coupe dans un plan vertical, du premier mode de réalisation de l'antenne,
Figure 3 : une représentation schématique de la forme de la plaque pour le premier mode de réalisation de l'antenne,
Figure 4: une représentation schématique d'une variante du premier mode de réalisation de l'antenne,
Figure 5 : une représentation schématique de la plaque pour une variante du premier mode de réalisation de l'antenne,
Figure 6 : un diagramme représentant le coefficient de réflexion en entrée de l'antenne pour le premier mode de réalisation,
Figure 7 : un diagramme de rayonnement selon un plan de coupe vertical pour le premier mode de réalisation de l'antenne et pour une première fréquence de travail,
Figure 8 : un diagramme de rayonnement selon un plan de coupe vertical pour le premier mode de réalisation de l'antenne et pour une deuxième fréquence de travail,
Figure 9 : un diagramme représentant le coefficient de réflexion en entrée de l'antenne pour différentes valeurs d'un élément capacitif, Figure 10 : une représentation schématique, selon une vue en coupe dans un plan vertical, d'un deuxième mode de réalisation de l'antenne,
Figure 1 1 : un diagramme représentant le coefficient de réflexion en entrée de l'antenne pour le deuxième mode de réalisation, Figure 12 : un diagramme de rayonnement selon un plan de coupe vertical pour le deuxième mode de réalisation de l'antenne et pour une première fréquence de travail,
Figure 13 : un diagramme de rayonnement selon un plan de coupe vertical pour le deuxième mode de réalisation de l'antenne et pour une deuxième fréquence de travail, - Figure 14 : une représentation schématique de la plaque de l'antenne pour un troisième mode de réalisation,
- Figure 15 : un diagramme représentant le coefficient de réflexion en entrée de l'antenne pour le troisième mode de réalisation, Dans ces figures, des références identiques d'une figure à une autre désignent des éléments identiques ou analogues. Pour des raisons de clarté, les éléments représentés ne sont pas à l'échelle, sauf mention contraire.
DESCRIPTION DÉTAILLÉE DE MODES DE RÉALISATION
Tel qu'indiqué précédemment, la présente invention concerne une antenne 1 dont la structure permet de rayonner ou de capter des ondes électromagnétiques à deux fréquences de travail distinctes selon deux modes de rayonnement différents et avec des performances particulièrement avantageuses.
Dans la suite de la description, on se place à titre d'exemple et de manière nullement limitative, dans le cas où une telle antenne 1 est intégrée dans un objet connecté destiné à être placé par exemple sur le toit d'un véhicule automobile et configuré pour recevoir un signal d'un système de géolocalisation par satellite (également désigné en anglais par l'acronyme GNSS pour Global Navigation Satellite System), comme par exemple le système GPS {Global Positioning System), afin de déterminer sa position géographique, et pour la transmettre, éventuellement accompagnée d'autres informations, à un autre système de communication sans fil comme par exemple un réseau d'accès de type « Internet des Objets », ou loT (acronyme anglais de « Internet Of Things »).
Pour recevoir un signal d'un système de géolocalisation par satellite, l'antenne 1 doit préférentiellement présenter un gain élevé dans une direction verticale 18 et vers le haut par rapport au toit du véhicule à la fréquence de travail dudit système de géolocalisation. Si l'on considère par exemple le système GPS, la fréquence de travail, c'est-à-dire la fréquence des signaux radioélectriques émis par les satellites GPS, est environ 1575 MHz. Aussi, la polarisation utilisée par le système GPS, c'est-à-dire la polarisation du champ électrique de l'onde émise par une antenne d'un satellite GPS, est une polarisation circulaire droite, dite RHCP (acronyme anglais pour Right Hand Circulai Polarization).
Pour transmettre des informations à un système de communication sans fil de type loT, il est par contre avantageux pour l'antenne 1 de présenter, à la fréquence de travail dudit système de communication, un gain omnidirectionnel qui est maximal dans un plan horizontal sensiblement parallèle au toit du véhicule. En effet, les stations de base d'un réseau d'accès d'un tel système de communication sans fil sont généralement situées sur les côtés par rapport au véhicule, et non à sa verticale. Dans la suite de la description, on se place à titre d'exemple et de manière non limitative dans le cas d'un système de communication sans fil à bande ultra étroite. Par « bande ultra étroite » {« Ultra Narrow Band » ou UNB dans la littérature anglo- saxonne), on entend que le spectre fréquentiel instantané des signaux radioélectriques émis est de largeur fréquentielle inférieure à deux kilohertz, voire inférieure à un kilohertz. De tels systèmes de communication sans fil UNB sont particulièrement adaptés pour des applications du type loT. Ils peuvent par exemple utiliser la bande de fréquences ISM (acronyme de « Industriel, Scientifique et Médicale ») située autour de 868 MHz en Europe, ou bien la bande de fréquences ISM située autour de 915 MHz aux Etats-Unis. Une polarisation rectiligne est généralement utilisée dans de tels systèmes.
Ainsi, pour la suite de la description, on se place dans le cas où l'antenne 1 selon l'invention fonctionne à deux fréquences de travail distinctes : une première fréquence de travail proche de 1575 MHz correspondant à la fréquence du système GPS, et une deuxième fréquence de travail située dans une bande ISM supportée par le réseau de communication sans fil de type loT considéré, par exemple la bande 868 MHz ou la bande 915 MHz.
La figure 1 représente schématiquement, selon une vue en perspective, un premier mode de réalisation d'une telle antenne. Dans l'exemple illustré par la figure 1 , l'antenne 1 comporte un premier élément rayonnant sous la forme d'une plaque 10 métallique de forme carrée. Selon d'autres exemples, la plaque 10 pourrait être rectangulaire, hexagonale, circulaire, ou d'une autre forme quelconque.
La plaque 10 est disposée en regard d'un plan de masse 1 1 . Dans la suite de la description, on considère de manière non limitative que la plaque 10 est plane. Rien n'exclut cependant, suivant d'autres exemples, d'avoir une plaque 10 non plane. En outre, on considère que la plaque 10 est disposée horizontalement et de façon sensiblement parallèle par rapport au plan de masse 1 1 . Selon d'autres exemples alternatifs, la plaque 10 peut être légèrement inclinée par rapport au plan de masse 1 1 . La distance séparant la plaque 10 du plan de masse 1 1 est très inférieure aux dimensions de la plaque 10 et aux longueurs d'onde des fréquences de travail de l'antenne. Par exemple cette distance est au moins inférieure au dixième de la longueur d'onde de la première fréquence de travail. Les deux surfaces métalliques correspondant à la plaque 10 et au plan de masse 1 1 peuvent par exemple être disposées de part et d'autre d'un substrat diélectrique 14 qui joue alors le rôle de support mécanique. Dans d'autres exemples, le substrat diélectrique 14 peut être remplacé par une structure en nid d'abeille dont le comportement est voisin de celui de l'air, ou alors il peut être supprimé si le maintien mécanique de la plaque 10 par rapport au plan de masse 1 1 est assuré par d'autres moyens. Les dimensions du plan de masse 1 1 sont généralement supérieures à celles de la plaque 10. Dans l'exemple considéré où l'antenne est intégrée dans un objet connecté destiné à être placé sur le toit d'un véhicule automobile, le toit métallique du véhicule peut également jouer le rôle d'un plan de masse dont les dimensions sont très grandes par rapport aux dimensions de la plaque 10. L'importance des dimensions de la plaque 10 et du plan de masse 1 1 seront discutées ultérieurement dans la description.
La plaque 10 et le plan de masse 1 1 sont reliés par l'intermédiaire d'un fil 12 d'alimentation. Le fil 12 d'alimentation peut par exemple être, de manière conventionnelle, une sonde coaxiale qui traverse le plan de masse 1 1 et le substrat diélectrique 14 et est connectée à la plaque 10.
En outre, l'antenne 1 comporte un fil 13 de retour à la masse qui relie la plaque 10 au plan de masse 1 1 . Comme cela sera détaillé par la suite, ce fil 13 de retour à la masse joue le rôle d'un deuxième élément rayonnant à la deuxième fréquence de travail. De préférence, le fil 12 d'alimentation et/ou le fil 13 de retour à la masse sont agencés sensiblement perpendiculairement au plan de masse. Dans le cas où le fil 12 d'alimentation et le fil 13 de retour à la masse sont tous deux perpendiculaires au plan de masse 1 1 et à la plaque 10, alors ils sont en outre agencés sensiblement parallèlement entre ledit plan de masse 1 1 et ladite plaque 10.
De manière plus générale, on entend par « fil » un conducteur à section quelconque, pas forcément circulaire. Notamment, le fil 12 d'alimentation et/ou le fil 13 de retour à la masse pourrait être un ruban métallique.
En émission, l'antenne 1 convertit une tension ou un courant électrique existant dans le fil 12 d'alimentation en un champ électromagnétique. Cette alimentation électrique est par exemple assurée par un générateur 1 6 de tension ou de courant.
Inversement, en réception, un champ électromagnétique reçu par l'antenne 1 est converti en un signal électrique qui peut ensuite être amplifié.
De manière générale, une antenne passive peut être modélisée par un composant possédant une certaine impédance vue à l'entrée de l'antenne. Il s'agit d'une impédance complexe dont la partie réelle correspond à la partie « active » de l'antenne, c'est-à-dire à une dissipation de l'énergie par pertes ohmiques et rayonnement électromagnétique, et dont la partie imaginaire correspond à la partie « réactive » de l'antenne, c'est-à-dire à un stockage sous forme d'énergie électrique (comportement capacitif) et magnétique (comportement inductif). Si a une fréquence particulière, appelée fréquence de résonance, l'inductance et la capacité de l'antenne sont telles que leurs effets s'annulent, alors l'antenne est équivalente à une résistance pure, et si les pertes ohmiques sont négligeables la puissance fournie à l'antenne est quasiment entièrement rayonnée. Un tel comportement est observé si la partie imaginaire de l'antenne est nulle.
D'autre part, pour assurer un transfert maximal de puissance entre une source d'alimentation électrique et une antenne, il est nécessaire d'assurer une adaptation d'impédance. L'adaptation permet d'annuler le coefficient de réflexion, conventionnellement noté Su , en entrée de l'antenne. Le coefficient de réflexion est le rapport entre l'onde réfléchie en entrée de l'antenne et l'onde incidente. Si l'adaptation n'est pas assurée, une partie de la puissance est renvoyée vers la source. En pratique, pour assurer une bonne adaptation d'impédance, il faut que l'antenne présente une impédance égale à celle de la ligne de transmission, soit en général 50 ohms.
Autrement dit, pour obtenir un comportement optimal de l'antenne 1 en termes de rayonnement, il faut faire en sorte qu'elle se comporte, pour le générateur qui l'alimente et à une fréquence de résonance prédéterminée, comme une charge dont la partie réelle est proche d'une valeur déterminée, le plus souvent 50 ohms, et dont la partie imaginaire est nulle ou quasiment nulle. A cette fin, il est courant d'insérer entre le générateur 1 6 et l'antenne 1 un circuit électronique de transformation d'impédance, dit « circuit d'adaptation » 17, qui modifie l'impédance d'entrée de l'antenne 1 vue depuis la source et assure l'adaptation d'impédance. Un tel circuit d'adaptation 17 peut par exemple comporter des éléments passifs comme des filtres à base d'inductances et de capacités ou des lignes de transmission.
La plaque 10 et le plan de masse 1 1 peuvent être assimilés à une cavité résonante qui peut être considérée, à basse fréquence, comme une capacité qui stocke des charges et dans laquelle un champ électrique uniforme est créé entre le plan de masse 1 1 et la plaque 10. Tant que la distance séparant le plan de masse 1 1 et la plaque 10 est faible devant la longueur d'onde des fréquences considérées, le champ électrique est orienté selon un axe perpendiculaire au plan horizontal contenant le plan de masse 1 1 . A haute fréquence, la distribution des charges sur la plaque 10 n'est plus uniforme, et c'est également le cas pour la distribution du courant et celle du champ électrique. Un champ magnétique apparaît également. Il est alors connu que pour des fréquences particulières, dites fréquences de résonance de cavité, liées aux dimensions de la cavité (c'est-à-dire liées aux dimensions de la plaque 10), la distribution du champ électrique est telle que le rayonnement de l'antenne est optimisé. De telles fréquences Fmtn sont définies selon l'expression ci-dessous par des couples (m, n) où m et n sont des entiers supérieurs ou égaux à 0, l'un au moins de m ou n étant non nul, qui représentent les modes de cavité :
Figure imgf000013_0001
expression dans laquelle :
- c est la vitesse la lumière dans le vide
£r est la permittivité relative pour le substrat diélectrique 14
- L est la longueur de la plaque 10
- / est la largeur de la plaque 10
Il apparaît alors clairement que si on considère que la permittivité relative est proche de 1 (par exemple dans le cas où le substrat diélectrique 14 est remplacé par l'air ambiant), pour un mode, dit mode fondamental de résonance de cavité, pour lequel m vaut 1 et n vaut 0, la fréquence de résonance est telle que la moitié de sa longueur d'onde correspond à la longueur L de la plaque. Il convient de noter que pour l'exemple considéré décrit en référence la figure 1 , la longueur L et la largeur / sont toutes deux égales à la longueur d'un côté de la plaque 10 qui est de forme carrée.
Ainsi, un rayonnement avec une résonance de cavité de type électromagnétique peut par exemple être obtenu pour une première fréquence de travail de 1575 MHz en utilisant une longueur d'un côté de la plaque 10 proche de 9 cm, soit environ la moitié de la longueur d'onde correspondant à cette fréquence. D'autres paramètres comme par exemple la distance séparant la plaque 10 du plan de masse 1 1 ou la valeur de la permittivité du substrat diélectrique 14 peuvent cependant influer sur la longueur de la plaque 10 pour laquelle une résonance de cavité est obtenue. Dans l'exemple considéré pour le premier mode de réalisation, la plaque 10 est un carré de côté 8,5 cm. A la première fréquence de travail de 1575 MHz, l'antenne 1 a alors un comportement proche de celui d'une antenne plaquée. L'adaptation d'impédance d'une telle antenne est généralement obtenue lorsque le fil 12 d'alimentation est positionné au niveau d'un côté de la plaque 10 plutôt que vers sa zone centrale.
D'autre part, la plaque 10 et le fil 13 de retour à la masse peuvent jouer le rôle de deux éléments ayant un comportement rayonnant de type électrique. L'antenne 1 a alors un comportement proche de celui d'une antenne fil-plaque. L'antenne 1 peut notamment être le siège d'une résonance de type parallèle mettant en œuvre le fil 13 de retour à la masse et le condensateur formé par la plaque 10 et le plan de masse 1 1 . Cette résonance dite parallèle provoquée par le fil 13 de retour à la masse a lieu à une fréquence inférieure à celle de la fréquence de résonance fondamentale de type cavité susmentionnée.
Si la forme de la plaque 10 n'est pas déterminante pour ce rayonnement de type électrique, la valeur de sa surface a une incidence sur la fréquence de travail. Notamment, plus la surface de la plaque 10 est petite, et plus la fréquence de résonance de type fil-plaque est élevée. Pour une plaque 10 carrée, la fréquence de résonance de type fil-plaque est généralement telle que le quart de sa longueur d'onde est proche de la longueur d'un côté de la plaque 10, mais là encore d'autres paramètres de la structure de l'antenne 1 peuvent influer sur la fréquence de résonance. Dans l'exemple considéré pour le premier mode de réalisation, un rayonnement de type électrique est obtenu pour une deuxième fréquence de travail de 868 MHz.
II convient de noter qu'il serait envisageable d'obtenir une deuxième fréquence de travail plus élevée en diminuant la surface de la plaque 10, par exemple en utilisant une plaque de forme rectangulaire de longueur L fixée par rapport à la longueur d'onde de la première fréquence de travail, et en choisissant avantageusement la largeur / de la plaque pour obtenir la deuxième fréquence de travail souhaitée.
Il est à noter que les deux modes de fonctionnement de l'antenne 1 décrits ci-avant sont fondamentalement différents. En effet, il est question d'une part, à une fréquence de 1575 MHz, d'une résonance de type électromagnétique (résonance en mode antenne plaquée) correspondant à la résonance d'une cavité formée par le plan de masse 1 1 , la plaque 10 et les quatre « murs magnétiques » imaginaires reliant les quatre bords de la plaque 10 au plan de masse 1 1 , et d'autre part, à une fréquence de 868 MHz, d'une résonance de type électrique (résonance en mode antenne fil-plaque), c'est-à- dire une résonance pour laquelle les éléments résonants sont localisés, assimilables à des composants électriques (notamment, l'ensemble formé par le plan de masse 1 1 et la plaque 10 est assimilable à une capacité tandis que le fil 13 de retour à la masse présente une inductance). Dans la réalisation d'une telle antenne 1 , une grande difficulté réside dans la possibilité d'adapter l'antenne 1 en impédance pour les deux modes de fonctionnements correspondant à deux modes de rayonnement différents.
De nombreux paramètres influent sur l'adaptation en impédance de l'antenne 1 , comme par exemple la position du fil 1 2 d'alimentation, celle du fil 13 de retour à la masse, la distance séparant le fil 12 d'alimentation du fil 13 de retour à la masse, leur diamètre, etc. Il est donc possible de jouer sur ces différents paramètres pour obtenir la meilleure adaptation en impédance possible.
Il est aussi possible de jouer sur le circuit d'adaptation 17 pour améliorer cette adaptation en impédance. Cependant, la performance d'une antenne est généralement meilleure si elle est adaptée en impédance par sa structure propre plutôt que par un circuit d'adaptation inséré entre le générateur 1 6 et l'antenne 1 .
Il s'avère généralement vain de pouvoir adapter en impédance l'antenne 1 décrite ci-avant pour les deux fréquences de travail considérées en utilisant uniquement les paramètres susmentionnés et/ou en plaçant un circuit d'adaptation 17 entre l'antenne 1 et le générateur 16, tout en gardant des performances raisonnables de l'antenne. C'est pourquoi un élément capacitif 15a additionnel est placé en série avec le fil 13 de retour à la masse entre le fil 12 d'alimentation et le plan de masse 1 1 . Comme expliqué précédemment, il s'agit de faire en sorte que l'antenne 1 se comporte, pour le générateur 16 qui l'alimente et à une fréquence de résonance prédéterminée, comme une charge dont la partie réelle est proche d'une valeur déterminée, le plus souvent 50 ohms, et dont la partie imaginaire est nulle ou quasiment nulle. L'élément capacitif 15a présente une impédance qui dépend de sa valeur capacitive et de la fréquence utilisée. Il modifie ainsi l'impédance de l'antenne 1 et peut permettre d'obtenir une adaptation en impédance aux deux fréquences de travail considérées. Il peut notamment compenser l'inductance que représente le fil 13 de retour à la masse.
II convient également de noter que pour obtenir une résonance de type électrique à la deuxième fréquence de travail, il importe qu'un couplage inductif existe entre le fil 12 d'alimentation et le fil 13 de retour à la masse. Ces deux fils doivent donc être suffisamment proche l'un de l'autre. Il s'avère néanmoins que l'adaptation en impédance de l'antenne 1 à la première fréquence de travail est meilleure si le fil 12 d'alimentation est positionné au niveau d'un côté de la plaque 10 alors que le fil 13 de retour à la masse doit quant à lui plutôt être positionné vers la zone centrale de la plaque 10. En effet, comme cela sera détaillé ultérieurement en référence à la figure 8, il est important que le fil 13 de retour à la masse soit positionné vers le milieu de la plaque 10 pour optimiser le rayonnement de type monopolaire avec une polarisation rectiligne à la deuxième fréquence de travail. En outre, pour obtenir une résonance de type cavité à la première fréquence de travail, il importe que le courant électrique parcourant le fil 13 de retour à la masse à cette fréquence soit le plus faible possible. Ceci peut être favorisé en positionnant le fil 13 de retour à la masse en un point correspondant à un nœud de champ électrique à la première fréquence de travail, c'est-à-dire en un point où le champ électrique est particulièrement faible, voire quasiment nul, à la première fréquence de travail. C'est notamment le cas au milieu de la plaque 10.
Cette distance relativement importante entre le fil 12 d'alimentation et le fil 13 de retour à la masse est un des éléments qui distingue l'antenne 1 selon l'invention des antennes fil-plaque conventionnelles pour lesquelles cette distance doit généralement être inférieure au dixième de la longueur d'onde de la fréquence de travail considérée, ce qui n'est pas le cas pour l'antenne 1 selon l'invention.
De préférence, le fil 13 de retour à la masse a un diamètre au moins quatre fois supérieur au diamètre du fil 12 d'alimentation.
La figure 2 représente schématiquement selon une vue en coupe dans un plan vertical le premier mode de réalisation de l'antenne 1 décrit ci-avant en référence à la figure 1 . Cette vue en coupe permet notamment de constater que le fil 12 d'alimentation traverse le plan de masse 1 1 pour être relié à un générateur 1 6 ou bien à un récepteur. Il est à noter que le fil 12 d'alimentation doit dans ce cas être isolé du plan de masse 1 1 à l'endroit où il le traverse.
L'élément capacitif 15a utilisé dans ce premier mode de réalisation est un composant électronique discret, par exemple un condensateur, connecté d'un côté au plan de masse 1 1 et de l'autre côté au fil 13 de retour à la masse.
La figure 2 permet également de clarifier ce qu'on entend par la direction verticale 18. Il s'agit de la direction vers le haut perpendiculairement au plan contenant le plan de masse 1 1 qui est considéré horizontal. On peut alors définir un angle Θ formé entre cette direction verticale 18 et une autre direction. Cet angle aura un intérêt notamment pour définir le rayonnement de l'antenne 1 dans les différentes directions de l'espace.
La figure 3 est une représentation schématique de la forme de la plaque 10 pour un mode particulier de réalisation de l'antenne 1 . Comme indiqué précédemment, la polarisation du champ électrique de l'onde émise par une antenne d'un satellite GPS est une polarisation circulaire droite (RHCP). Pour obtenir une telle polarisation pour l'onde électromagnétique rayonnée par l'antenne 1 à la première fréquence de travail, deux angles opposés d'une même diagonale de la plaque 10 sont tronqués. Dans l'exemple considéré pour le premier mode de réalisation, la partie tronquée à chacun desdits angles est un triangle rectangle isocèle dont l'hypoténuse a une longueur de 25 mm.
II convient cependant de noter qu'il existe d'autres moyens d'obtenir une polarisation circulaire, comme par exemple en excitant l'antenne 1 avec deux sources déphasées de 90°.
La figure 4 est une représentation schématique d'une variante du premier mode de réalisation décrit en référence aux figures 1 à 3 pour laquelle le fil 13 de retour à la masse traverse le plan de masse 1 1 . Dans ce cas, le fil 13 de retour à la masse doit être isolé du plan de masse 1 1 à l'endroit où il le traverse. Le composant capacitif 15a est alors connecté d'un côté à la masse et de l'autre côté à l'extrémité du fil 13 de retour à la masse qui a traversé le plan de masse 1 1 . Avantageusement, le fil 13 de retour à la masse et/ou le fil 12 d'alimentation peuvent alors servir de support mécanique pour la plaque 10 par rapport au plan de masse 1 1 .
Les principales caractéristiques du premier mode de réalisation de l'antenne 1 décrites ci-avant en référence aux figures 1 à 4 sont données ci- après à titre d'exemple nullement limitatif. La plaque 10 est un carré de 8.5 cm de côté. La distance séparant le plan de masse 1 1 de la plaque 10 est de 10 mm. Les dimensions du plan de masse 1 1 ne sont pas déterminantes, mais dans l'exemple considéré elles sont de l'ordre de trois à quatre fois celles de la plaque 10. Le fil 12 d'alimentation a un diamètre de 1 mm et il est positionné au niveau du milieu d'un des côtés de la plaque 10, à une distance égale à 10 mm dudit côté. Le fil 13 de retour à la masse a un diamètre de 4 mm et il est positionné au centre de la plaque 10. La distance séparant le fil 12 d'alimentation du fil 13 de retour à la masse est donc d'environ 32.5 mm. La valeur du composant capacitif 15a est de 21 .3 pF. Le circuit d'adaptation 17 est un circuit série/parallèle (circuit dit « en L ») conventionnel impliquant une inductance de 12.6 nH et un condensateur de 2 pF.
La figure 5 est une représentation schématique en perspective de la plaque 10 de l'antenne 1 pour une variante du mode de réalisation décrit en référence à la figure 4. Dans cette variante, le fil 12 d'alimentation et le fil 13 de retour à la masse sont deux rubans métalliques découpés dans la plaque 10 et repliés perpendiculairement à la plaque. Les dimensions des fentes correspondant aux évidements dus aux découpes dans la plaque 10 sont suffisamment faibles (par exemple environ 3 mm de large) pour ne pas avoir d'incidence sur les performances de l'antenne. Un aspect particulièrement intéressant de cette variante est de simplifier la fabrication de l'antenne puisqu'il n'est alors plus nécessaire de connecter des fils à la plaque 10. Les rubans métalliques jouent en effet le rôle du fil 12 d'alimentation et du fil 13 de retour à la masse et ils sont solidaires de la plaque 10. Les rubans métalliques, puisqu'ils sont rigides par nature, peuvent également jouer le rôle de support mécanique pour la plaque 10 par rapport au plan de masse 1 1 .
La figure 6 est un diagramme qui représente le coefficient de réflexion en entrée de l'antenne 1 pour le premier mode de réalisation décrit ci-avant en référence aux figures 1 à 4. De manière générale, le coefficient de réflexion, conventionnellement noté Su et exprimé en dB, est le rapport entre l'onde réfléchie en entrée d'une antenne et l'onde incidente. Il dépend de l'impédance d'entrée de l'antenne et de l'impédance de la ligne de transmission qui relie le générateur à l'antenne.
La courbe 20 représente l'évolution du coefficient de réflexion Su du premier mode de réalisation de l'antenne 1 en fonction de la fréquence. Une fréquence de résonance correspondant à la première fréquence de travail de 1575 MHz est indiquée par le marqueur triangulaire n°3. Une autre fréquence de résonance correspondant à la deuxième fréquence de travail de 868 MHz est indiquée par le marqueur triangulaire n°2. Chaque fréquence de résonance correspond à un minimum du coefficient de réflexion Su. Il prend une valeur proche de -13 dB pour la résonance à 1575 MHz, et une valeur proche de -1 6 dB pour la résonance à 868 MHz. Une valeur minimum du coefficient de réflexion correspond généralement à une fréquence pour laquelle l'antenne est adaptée en impédance. Un critère typique est d'avoir par exemple un coefficient de réflexion inférieur à -10dB sur la bande passante de l'antenne, c'est-à-dire sur la bande de fréquence pour laquelle le transfert d'énergie de l'alimentation vers l'antenne (ou de l'antenne vers le récepteur) est maximale La courbe 20 permet donc de confirmer qu'avec les caractéristiques précédemment listées pour le premier mode de réalisation décrit en référence aux figures 1 à 4, l'antenne 1 est adaptée en impédance aux deux fréquences de travail considérées.
La figure 7 représente un diagramme de rayonnement selon un plan de coupe vertical pour le premier mode de réalisation de l'antenne 1 pour la première fréquence de travail de 1575 MHz. Il représente les variations de la puissance rayonnée par l'antenne 1 dans différentes directions de l'espace. Il indique notamment les directions de l'espace dans lesquelles la puissance rayonnée est maximale.
La courbe 22a correspond au rayonnement selon la polarisation circulaire droite (RHCP). Elle présente un seul lobe dont la direction principale est orientée selon la verticale 18 (Θ = 0°) vers le haut. C'est dans cette direction que l'énergie émise ou reçue par l'antenne est maximale. Le gain maximal est d'environ 10 dBi, et un angle d'ouverture à 3 dB d'environ 60° est observé.
La courbe 22b correspond au rayonnement selon la polarisation circulaire gauche (LHCP). Elle présente un lobe dans la direction verticale 18 vers le haut et un autre lobe dans une direction à 60° de la verticale 18 (Θ = 60°). Pour ces deux directions, le gain maximal n'est que d'environ -10 dBi. Ainsi, il y a environ 20 dB d'écart de gain entre la polarisation RHCP et la polarisation LHCP dans la direction verticale 18 vers le haut. Ces valeurs permettent d'obtenir une bonne discrimination des deux types de polarisations circulaires dans cette direction. L'antenne 1 est ainsi particulièrement performante en polarisation RHCP à la première fréquence de travail de 1575 MHz dans cette direction verticale 18 et vers le haut. Elle est donc tout à fait adaptée pour recevoir des signaux provenant de satellites du système GPS.
La figure 8 représente un diagramme de rayonnement selon un plan de coupe vertical pour le premier mode de réalisation de l'antenne 1 pour la deuxième fréquence de travail de 868 MHz.
La courbe 21 correspond notamment au rayonnement de l'antenne 1 à cette fréquence selon une polarisation rectiligne selon la verticale 18. Elle est significative d'un rayonnement omnidirectionnel de type monopolaire (c'est-à- dire correspondant au rayonnement d'un monopôle). On peut notamment observer un lobe à symétrie de révolution. Le rayonnement est maximal horizontalement, c'est-à-dire parallèlement au plan de masse (Θ = 90°), et il est nul verticalement, c'est-à-dire perpendiculairement à ce dernier (Θ = 0°). L'antenne présente un gain d'environ 5 dBi dans les directions horizontales (Θ = 90°). On observe une perte de plus de 3 dB de gain par rapport au gain maximal pour des angles Θ par rapport à la verticale 18 inférieurs ou égaux à environ 40°. La position du fil 13 de retour à la masse au milieu de la plaque 10 permet avantageusement de favoriser ce rayonnement omnidirectionnel de type monopolaire avec une polarisation rectiligne inscrite dans un plan contenant le fil 13 de retour à la masse (le champ électrique de l'onde électromagnétique rayonnée ou reçue par l'antenne garde une direction fixe selon l'axe du fil 13 de retour à la masse, c'est-à-dire selon la verticale 18). L'antenne 1 est ainsi particulièrement performante en polarisation rectiligne à la deuxième fréquence de travail de 868 MHz dans des directions principalement horizontales. Elle est donc tout à fait adaptée pour émettre des signaux à un réseau d'accès de type loT fonctionnant autour de cette fréquence.
Il convient de noter que les diagrammes de rayonnement des figures 7 et 8 ne présentent un rayonnement que dans l'espace situé au-dessus du plan de masse 1 1 de l'antenne 1 (-90° < Θ < 90°). Cela vient du fait que les dimensions du plan de masse 1 1 sont suffisamment grandes par rapport aux dimensions de la plaque 10 pour qu'il reflète les ondes émises par l'antenne vers le haut. Par exemple les dimensions du plan de masse 1 1 sont au moins dix fois supérieures à celles de la plaque 10, c'est notamment le cas quand le toit du véhicule automobile joue le rôle de plan de masse.
La figure 9 représente le coefficient de réflexion Su en entrée de l'antenne 1 pour différentes valeurs du composant capacitif 15a.
La courbe 23 représente le coefficient de réflexion Su pour une première valeur de capacité de 21 .3 pF pour laquelle on obtient une résonance de type électrique pour une deuxième fréquence de travail proche de 868 MHz (qui appartient par exemple à une bande de fréquence ISM en Europe pour le réseau loT considéré). Le marqueur triangulaire n°4 indique une valeur minimale de Su inférieur à -1 6 dB pour cette fréquence.
La courbe 24 représente le coefficient de réflexion Su pour une deuxième valeur de capacité de 17 pF pour laquelle on obtient une résonance de type électrique pour une deuxième fréquence de travail proche de 893 MHz (qui appartient par exemple à une bande de fréquences ISM aux Etats-Unis pour le réseau loT considéré). Le marqueur triangulaire n°3 indique une valeur minimale de Su de l'ordre de -15 dB pour cette fréquence.
La courbe 25 représente le coefficient de réflexion Su pour une troisième valeur de capacité de 13.8 pF pour laquelle on obtient une résonance de type électrique pour une deuxième fréquence de travail proche de 923 MHz (qui appartient par exemple à une bande de fréquences ISM en Australie ou au Japon pour le réseau loT considéré). Le marqueur triangulaire n°1 indique une valeur minimale de Su de l'ordre de -14 dB pour cette fréquence.
Pour ces trois valeurs du composant capacitif 15a, on obtient toujours une fréquence de résonance fondamentale de type cavité pour la première fréquence de travail de 1575 MHz. Le marqueur triangulaire n°2 indique une valeur minimale de Su de l'ordre de -14 dB pour cette fréquence.
L'expérience montre qu'il est possible par exemple de faire varier la valeur de la capacité du composant capacitif 15a de 10 pF à 50 pF pour obtenir une résonance de type électrique pour une deuxième fréquence de travail variant entre 800 MHz et 1 GHz. Plus la valeur de la capacité est grande, et plus la valeur de la deuxième fréquence de travail pour laquelle on obtient une résonance de type électrique est basse. Pour cette plage de valeurs de la capacité du composant capacitif 15a entre 10 pF et 50 pF, le fonctionnement de l'antenne 1 à la première fréquence de travail n'est pas impacté. Pour des valeurs de la capacité du composant capacitif 15a inférieures 10 pF ou supérieures à 50 pF, il ne semble plus possible d'adapter l'antenne 1 pour les deux modes de rayonnement souhaités.
Ainsi, il est très facile d'adapter la fabrication d'une antenne 1 en fonction de la zone géographique dans laquelle elle est destinée à fonctionner. Il suffit en effet de changer la valeur capacitive du composant capacitif 15a pour obtenir une valeur de la deuxième fréquence de travail correspondant à la fréquence de fonctionnement du réseau d'accès de type loT pour la zone géographique considérée. Il est aussi envisageable d'utiliser un composant capacitif 15a dont la valeur capacitive est contrôlable, par exemple un condensateur variable, une diode varicap (de l'anglais « variable capacitor », un composant DTC (acronyme anglais pour « Digitally Tunable Capacitor »), ou bien un commutateur vers différentes capacités, pour qu'une seule et même antenne 1 puisse fonctionner dans différentes zones géographiques où différentes fréquences de travail du réseau d'accès de type loT sont utilisées.
La figure 10 est une représentation schématique, selon une vue en coupe dans un plan vertical, d'un deuxième mode de réalisation de l'antenne 1 .
Dans ce deuxième mode particulier de réalisation, l'élément capacitif 15b comprend deux électrodes dont une électrode est une plaque 19 métallique placée en regard de la plaque 10 qui correspond à l'autre électrode. L'élément capacitif 15b est donc là encore placé en série avec le fil 13 de retour à la masse entre le fil 12 d'alimentation et le plan de masse 1 1 . Dans l'exemple illustré à la figure 10 pour ce deuxième mode de réalisation, la plaque 19 est placée à l'extrémité du fil 13 de retour à la masse qui est du côté de la plaque 10, mais rien n'empêcherait, selon un autre exemple, de la placer à l'autre l'extrémité du fil 13 de retour à la masse qui est du côté du plan de masse 1 1 (dans ce cas, c'est le plan de masse 1 1 , et non la plaque 10, qui correspond à l'autre électrode de l'élément capacitif 15b).
Dans ce deuxième mode de réalisation, il est possible par exemple d'utiliser un circuit imprimé 31 (PCB en anglais pour « Printed Circuit Board ») dont une face est entièrement métallisée pour réaliser la plaque 10, et dont une petite surface seulement de l'autre face est métallisée pour réaliser la plaque 19 inférieure de l'élément capacitif 15b. Cela permet en particulier de faciliter la fabrication de l'antenne 1 car le fil 13 de retour à la masse peut alors jouer le rôle de support mécanique pour le circuit imprimé 31 qui comporte à la fois la plaque 10 et l'élément capacitif 15b. Dans l'exemple considéré pour ce deuxième mode de réalisation, la plaque 19 est un disque de diamètre 10 mm et la distance entre la plaque 19 et la plaque 10 est de 0.1 mm.
En outre, dans ce deuxième mode de réalisation, l'adaptation en impédance de l'antenne 1 est réalisée uniquement en jouant sur les différents paramètres de la structure de ladite antenne. Le circuit d'adaptation 17 du premier mode de réalisation décrit en référence aux figures 1 à 4 est ainsi supprimé.
Les figures 1 1 , 12 et 13 représentent respectivement le coefficient de réflexion et les diagrammes de rayonnement de l'antenne 1 selon ce deuxième mode de réalisation à une première fréquence de travail de 1575 MHz et à une deuxième fréquence de travail proche de 988 MHz.
La courbe 25 de la figure 1 1 représente le coefficient de réflexion de l'antenne 1 . A la figure 12, la courbe 27 représente son diagramme de rayonnement à 1575 MHz selon une polarisation RHCP tandis que la courbe 28 représente son diagramme de rayonnement selon une polarisation LHCP. La courbe 26 de la figure 13 représente quant à elle le diagramme de rayonnement de l'antenne 1 à 988 MHz selon une polarisation rectiligne verticale.
Il est à noter que, contrairement aux diagrammes de rayonnement des figures 7 et 8, les diagrammes des figures 12 et 13 présentent un rayonnement dans tout l'espace, même sous le plan horizontal contenant le plan de masse 1 1 de l'antenne 1 (90° < Θ < 270°). Cela vient du fait que pour le deuxième mode de réalisation, les dimensions du plan de masse 1 1 ne sont pas suffisamment grandes devant celles de la plaque 10 pour qu'il reflète complètement les ondes émises par l'antenne vers le haut. Par contre, si on considérait que l'antenne était placée sur le toit d'un véhicule automobile, alors le toit du véhicule jouerait le rôle d'un plan de masse infini, et le rayonnement observé serait exclusivement dans l'espace situé au-dessus du plan de masse.
Il apparaît de ces différentes courbes que même si les performances de l'antenne 1 selon le deuxième mode de réalisation sont un peu moins bonnes que celles de l'antenne 1 selon le premier mode de réalisation, elles restent très satisfaisantes pour les modes de fonctionnement attendus, à savoir la réception de signaux GPS et l'émission de messages sur un réseau d'accès loT.
En effet, à 1575 MHz l'antenne présente un coefficient Su d'environ -
18 dB et un gain proche de 10 dBi dans la direction verticale 18 (Θ = 0°) pour la polarisation RHCP. Dans cette direction, le gain est de -2 dBi pour la polarisation LHCP. La discrimination de la polarisation RHCP par rapport à la polarisation LHCP est donc toujours possible même si la différence de gain entre ces deux polarisations est moins importante que pour le premier mode de réalisation. A 988 MHz, on observe un coefficient Su d'environ -13 dB et un gain proche de 2 dBi dans les directions horizontales (Θ proche de 90°).
La figure 14 présente un troisième mode de réalisation de l'antenne 1 . Notamment, la partie a) de la figure 14 est une représentation schématique de la plaque 10 de l'antenne 1 pour ce troisième mode de réalisation. Dans ce troisième mode de réalisation, une fente 30 est réalisée dans la plaque 10 de telle sorte qu'elle entoure complètement le point de connexion entre le fil 13 de retour à la masse et la plaque 10. Un élément capacitif 15c apparaît alors : une des ses électrodes est formée par la partie 10a de la plaque 10 qui est à l'extérieur du pourtour formé par la fente 30, et son autre électrode est formée par la partie 10b de la plaque 10 qui est à l'intérieure dudit pourtour formé par la fente 30. Ainsi, au lieu d'utiliser un composant électronique discret 15a ou bien une plaque 19 métallique, l'élément capacitif 15c est réalisé à partir d'une fente 30 dans la plaque 10 au niveau de l'extrémité du fil 13 de retour à la masse qui est en contact avec la plaque 10.
La partie b) de la figure 14 est un agrandissement de la forme particulière de la fente 30. Dans l'exemple considéré, la fente 30 est inscrite dans un carré de côté de longueur L valant 10.2 mm, et l'épaisseur de la fente 30 est de 0.2 mm. La forme particulière de la fente 30 permet de maximiser la valeur de la capacité pour une surface donnée (on parle parfois dans ce cas de « capacité interdigitée »). Les dimensions de la fente 30 pourraient varier en fonction du substrat diélectrique 14 utilisé. Aussi, il est possible de faire varier la forme de la fente 30 pour obtenir différentes valeurs de capacités. Il est important de noter que l'élément capacitif 15c réalisé à partir de la fente 30 dans ce troisième mode de réalisation distingue l'antenne 1 de certaines antennes fil-plaque de l'art antérieur pour lesquelles des fentes sont également réalisées dans la plaque. En effet, la fente 30 correspond à un élément capacitif 15c placé en série avec le fil 13 de retour à la masse entre le fil 12 d'alimentation et le plan de masse 1 1 . Ainsi, contrairement aux antennes fil-plaque de l'art antérieur utilisant des fentes, pour l'antenne 1 selon le troisième mode de réalisation décrit en référence à la figure 14 il n'y a pas de connexion électrique directe entre le fil 12 d'alimentation et le fil 13 de retour à la masse car la fente 30 entoure complètement le point de connexion entre le fil 13 de retour à la masse et la plaque 10.
La figure 15 représente le coefficient de réflexion en entrée de l'antenne pour ce troisième mode de réalisation. On y retrouve bien les deux fréquences de résonance pour lesquelles l'antenne 1 est adaptée en impédance. Notamment, le marqueur n°1 indique la deuxième fréquence de résonance aux alentours de 982 MHz et le marqueur n°2 indique la première fréquence de résonance à 1575 MHz.
L'invention porte aussi sur un dispositif d'émission comprenant une antenne 1 selon l'un quelconque des modes de réalisation décrits ci-avant et un générateur 1 6 relié au fil 12 d'alimentation, adapté à former un signal électrique à la première fréquence de travail et/ou à la deuxième fréquence de travail. Par exemple le générateur 1 6 applique dans le fil 12 d'alimentation une tension ou un courant électrique à la première fréquence de travail et/ou à la deuxième fréquence de travail, générant ainsi un champ électromagnétique rayonné par l'antenne 1 . Selon d'autres exemples, le dispositif d'émission pourrait aussi comprendre deux générateurs connectés à l'antenne 1 , par exemple par l'intermédiaire d'un duplexeur.
L'invention porte également sur un dispositif de réception comprenant une antenne 1 selon l'un quelconque des modes de réalisation décrits ci-avant et un récepteur relié au fil 12 d'alimentation, adapté à recevoir un signal électrique à la première fréquence de travail et/ou à la deuxième fréquence de travail. Par exemple le récepteur extrait un signal à la première fréquence de travail et/ou à la deuxième fréquence de travail à partir de variations d'une tension ou d'un courant électrique induit dans le fil 12 d'alimentation par le champ électrique d'une onde électromagnétique captée par l'antenne 1 .
Plus particulièrement, l'invention porte sur un dispositif émetteur- récepteur comportant une antenne 1 selon l'un quelconque des modes de réalisation décrits ci-avant et permettant de recevoir, à la première fréquence de travail de l'antenne 1 , un signal radioélectrique comportant des informations de géolocalisation émis par un système de communication par satellite, et d'émettre à un système de communication sans fil terrestre, à la deuxième fréquence de travail de l'antenne 1 , un signal radioélectrique comportant la position géographique dudit dispositif éventuellement accompagnée d'autres informations.
Ces dispositifs comportent notamment, de manière conventionnelle, un ou plusieurs microcontrôleurs, et/ou des circuits logiques programmables (de type FPGA, PLD, etc.), et/ou des circuits intégrés spécialisés (ASIC), et/ou un ensemble de composants électroniques discrets, et un ensemble de moyens, considérés comme connus de l'homme de l'art pour faire du traitement de signal (filtre analogique ou numérique, amplificateur, convertisseur analogique/numérique, échantillonneur, modulateur, démodulateur, oscillateur, mélangeur, etc.).
Selon le mode de réalisation de l'antenne 1 choisi, ces dispositifs peuvent ou non comporter un circuit d'adaptation 17 entre la ligne de transmission acheminant le signal radiofréquence et l'antenne. En particulier, pour le deuxième mode de réalisation de l'antenne 1 décrit ci-avant en référence à la figure 10, il est possible de se passer d'un tel circuit d'adaptation car l'antenne 1 , par sa structure même, est parfaitement adaptée en impédance aux deux fréquences de travail considérées.
La description ci-avant illustre clairement que, par ses différentes caractéristiques et leurs avantages, la présente invention atteint les objectifs fixés. En particulier, l'antenne 1 selon l'invention permet un fonctionnement à deux fréquences distinctes selon deux modes de rayonnements différents et avec des performances très satisfaisantes obtenues grâce à une bonne adaptation d'impédance à chacune des deux fréquences de travail considérées. En outre, l'invention offre la possibilité d'ajuster facilement au moins une des fréquences de travail en faisant varier la valeur de l'élément capacitif (15a, 15b, 15c). Enfin, la structure mécanique de l'antenne 1 selon l'invention permet de faciliter sa fabrication et de réduire son encombrement par rapport aux solutions de l'art antérieur. Le coût de fabrication d'une telle antenne 1 est également réduit.
De manière plus générale, il est à noter que les modes de réalisation considérés ci-dessus ont été décrits à titre d'exemples non limitatifs, et que d'autres variantes sont par conséquent envisageables. Notamment, des fréquences de travail différentes peuvent être obtenues en faisant varier certains paramètres de l'antenne comme par exemple les dimensions de la plaque 10, le diamètre et/ou la position du fil 12 d'alimentation et du fil 13 de retour à la masse, la valeur du substrat diélectrique 14, la distance entre la plaque 10 et le plan de masse 1 1 , la valeur de l'élément capacitif 15a, 15b, 15c, etc.
II est à noter, enfin, que l'invention trouve une application particulièrement avantageuse pour un dispositif destiné à recevoir des signaux provenant de satellites GPS et à émettre des informations à un système de communication sans fil de type loT, mais elle pourrait avoir d'autres applications, par exemple pour des systèmes de communication utilisant d'autres bandes de fréquences. Aussi, rien n'empêcherait qu'un dispositif utilisant une antenne 1 selon l'invention soit configuré pour émettre et recevoir sur chacune des deux fréquences de travail de l'antenne.

Claims

REVENDICATIONS
1. Antenne (1 ) comprenant un plan de masse (1 1 ), une plaque (10) métallique agencée en regard dudit plan de masse (1 1 ), un fil (12) d'alimentation permettant de relier ladite plaque (10) à un générateur (1 6) ou un récepteur, de sorte que l'antenne (1 ) présente une fréquence de résonance en mode antenne plaquée, dite « première fréquence de travail », ladite antenne (1 ) étant caractérisée en ce qu'elle comporte en outre :
- un fil (13) de retour à la masse reliant la plaque (10) au plan de masse (1 1 ), le fil (13) de retour à la masse étant agencé sensiblement perpendiculairement à la plaque (10) et au plan de masse (1 1 ) et positionné sensiblement au milieu de la plaque (10),
- un élément capacitif (15a, 15b, 15c) agencé en série avec le fil (13) de retour à la masse entre le fil (12) d'alimentation et le plan de masse (1 1 ),
et en ce que le fil (13) de retour à la masse est un élément rayonnant à une « deuxième fréquence de travail », inférieure à ladite première fréquence de travail, de sorte que l'antenne (1 ) présente une fréquence de résonance en mode antenne fil-plaque à ladite deuxième fréquence de travail.
2. Antenne (1 ) selon la revendication 1 dans laquelle le rayonnement de l'antenne (1 ) à la première fréquence de travail est maximal dans une direction perpendiculaire à la plaque (10), et le rayonnement de l'antenne (1 ) à la deuxième fréquence de travail est un rayonnement omnidirectionnel maximal dans un plan parallèle au plan de masse.
3. Antenne (1 ) selon l'une des revendications 1 ou 2 dans laquelle la plaque (10) est une plaque rectangulaire dont deux angles opposés d'une même diagonale sont tronqués de sorte que l'antenne (1 ) présente une polarisation circulaire à ladite première fréquence de travail.
4. Antenne (1 ) selon l'une des revendications 1 à 3 dans laquelle l'élément capacitif (15a) est un composant électronique discret.
5. Antenne (1 ) selon la revendication 4 dans laquelle le composant capacitif (15a) est de valeur capacitive contrôlable.
6. Antenne (1 ) selon l'une des revendications 1 à 3 dans laquelle l'élément capacitif (15b) comprend deux électrodes dont une électrode est formée par une plaque (19) métallique située à une extrémité du fil (13) de retour à la masse et agencée en regard de la plaque (10) de l'antenne (1 ) ou du plan de masse (1 1 ).
7. Antenne (1 ) selon la revendication 6 dans laquelle ladite plaque (19) métallique de l'élément capacitif (15b) est située à l'extrémité du fil (13) de retour à la masse du côté de la plaque (10) de l'antenne (1 ), de sorte que l'autre électrode est formée par la plaque (10) de l'antenne (1 ).
8. Antenne (1 ) selon l'une des revendications 1 à 3 dans laquelle une fente (30) est réalisée dans la plaque (10) de telle sorte que ladite fente (30) entoure complètement le point de connexion entre le fil (13) de retour à la masse et la plaque (10), et l'élément capacitif (15c) comprend deux électrodes dont une électrode est formée par une partie (10a) de la plaque (10) qui est à l'extérieur d'un pourtour formé par la fente (30), et l'autre électrode est formée par une autre partie (10b) de la plaque (10) qui est à l'intérieure dudit pourtour formé par la fente (30).
9. Antenne (1 ) selon l'une des revendications 1 à 8 dans laquelle l'un au moins des fils de retour à la masse (13) et d'alimentation (12) est un ruban métallique découpé dans la plaque (10).
10. Antenne (1 ) selon l'une des revendications 1 à 9 dans laquelle la distance entre le fil (12) d'alimentation et le fil (13) de retour à la masse est supérieure au dixième de la longueur d'onde de la deuxième fréquence de travail.
11. Dispositif d'émission comprenant une antenne (1 ) selon l'une des revendications 1 à 10 et un générateur (1 6) relié au fil (12) d'alimentation, adapté à former un signal électrique à la première fréquence de travail et/ou à la deuxième fréquence de travail.
12. Dispositif de réception comprenant une antenne (1 ) selon l'une des revendications 1 à 10 et un récepteur relié au fil (12) d'alimentation, adapté à recevoir un signal électrique à la première fréquence de travail et/ou à la deuxième fréquence de travail.
13. Dispositif émetteur-récepteur comprenant un antenne (1 ) selon l'une des revendications 1 à 10 configuré pour recevoir un signal à la première fréquence de travail comportant des informations de géolocalisation émis par un système de communication par satellite et pour émettre à un système de communication sans fil terrestre un signal à la deuxième fréquence de travail comportant la position géographique dudit dispositif.
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