WO2002037606A1 - Antenne multibande - Google Patents

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WO2002037606A1
WO2002037606A1 PCT/IB2001/002039 IB0102039W WO0237606A1 WO 2002037606 A1 WO2002037606 A1 WO 2002037606A1 IB 0102039 W IB0102039 W IB 0102039W WO 0237606 A1 WO0237606 A1 WO 0237606A1
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WO
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multiband antenna
frequency
strand
antenna according
line
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PCT/IB2001/002039
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English (en)
Inventor
Henri Budan
Original Assignee
Schlumberger Systemes
Schlumberger Malco, Inc
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/32—Vertical arrangement of element
    • H01Q9/36—Vertical arrangement of element with top loading
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/314—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors
    • H01Q5/321—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors within a radiating element or between connected radiating elements

Definitions

  • the present invention relates to an antenna for telecommunication systems by radio waves. It relates more particularly to a multiband antenna capable of being ' integrated on a simple printed circuit board.
  • ISM type local radio links (acronym for Industrial Scientific Medical) traditionally used inside premises, for example to allow communication between a bank payment terminal and its base, use frequencies between 868 and 928 MHz with narrow bandwidths ⁇ F / F of the order of 1%.
  • GSM type links (acronym for Group Spécial Mobile or Global System for Mobile communications) intended for cellular radiotelephones use frequencies between 890 and 960 MHz (in Europe) or between 1850 and 1990 MHz (in the USA) with bands wide bandwidths ⁇ F / F of the order of 7%.
  • DCS1800 Digital Cellular System
  • DCS1800 Digital Cellular System
  • a first solution consists in equipping radiocommunication systems with two antennas, each antenna resonating for a given frequency band. This approach is expensive and difficult to implement in devices whose size is constantly reduced.
  • a second solution consists in producing a bi-modal antenna which can resonate for the two frequency bands. Schematically, three types of dual band antennas have been developed to date: the dual band whip antenna, the dual band antenna and the ceramic dual band antenna.
  • the dual-band whip antenna consists of two filiform elements, also called strands or monopoles, extending perpendicular to a ground plane.
  • these two strands are arranged collinearly and are connected by a LC plug circuit tuned to the high frequency: the upper strand is thus separated for high frequencies.
  • these strands are arranged in parallel: the radiating strands are integrated into an adaptation circuit in the same radome.
  • a variant of this type of antenna is produced by a printed circuit having two radiating strands metallized on each face.
  • the plate antenna is formed by a metal plate connected to a ground plane by fixing lugs, this plate is partially split in order to obtain two radiating LC cavities on the frequencies FI and F2.
  • the ceramic antenna is formed by coaxial resonators made with materials of high permittivity allowing to realize dual band antennas with a high integration factor, but at the expense of bandwidth and radiation efficiency.
  • the present invention therefore aims to propose a multiband antenna of a new type which is at the same time simple to produce due in particular to the complete absence of active elements, to a small footprint having good technical characteristics in particular with "'a bandwidth ⁇ F / F of the order of 10% and which moreover allows shifts between the frequency bands.
  • the multiband antenna according to the invention is intended to radiate in at least two distinct frequency bands centered respectively around the frequencies FI and F2, F2 being close, at least 20% near twice the value FI, comprising a ground plane and a first element resonant at the frequency F2 intended to be connected to a generator / receiver, said first resonant element being connected to at least one second resonant element by means of a selective coupler so that the assembly formed by the first and second element resonates at the IF frequency.
  • the antenna is characterized in that the selective coupler is formed by the access of a line whose other access is in open circuit, the line having an electrical length equal to ⁇ 2 / 2, where ⁇ 2 is the wavelength corresponding to the frequency F2.
  • the first resonant element is formed by a conductive strand.
  • the second resonant element is formed by a capacitive roof.
  • the strand and / or the capacitive roof are formed by surface metallic deposits.
  • the line is produced by two metal tracks extending at a predetermined constant distance from each other.
  • one of the two tracks defining the line is formed by said capacitive roof. According to another characteristic of the multiband antenna object of the present invention, one of the two tracks defining the line extends in the extension of the strand.
  • all or part of the strand, of the capacitive roof and of the two tracks are produced by the deposition of a corresponding metallic layer on the same face of a circuit board. printed.
  • the printed circuit board is made of elastically deformable material.
  • the first and the second resonant element are carried by separate panels.
  • Figure 1 is a schematic view of a conventional monopole antenna
  • Figure 2 is a view similar to Figure 1 showing a conventional monopole antenna shortened by a capacitive roof
  • Figure 3 is a schematic view showing the principle of a dual-band antenna according to the invention
  • Figure 4 is a top view of a first embodiment of the dual-band antenna according to the invention
  • Figure 5 is a top view of a second embodiment of the dual-band antenna according to the invention
  • Figure 6 is a perspective view of a third embodiment of the dual-band antenna according to the invention
  • Figure 7 is a perspective view of a fourth embodiment of the dual-band antenna according to the invention.
  • a device for generating electromagnetic radiation comprising a single plane whip antenna with ground plane (ground plane antenna) also called quarter wave monopole. It consists of a single wire-like metallic element, called strand, forming a radiating conductive element 1 arranged perpendicular to a ground plane 2.
  • ground plane antenna also called quarter wave monopole. It consists of a single wire-like metallic element, called strand, forming a radiating conductive element 1 arranged perpendicular to a ground plane 2.
  • the strand 1 and the ground plane 2 are connected to the corresponding terminals, of a generator / receiver which is not shown, either directly or via a suitable line such as a coaxial cable 3 whose outer conductor is soldered on the free surface of the ground plane 2 and the central conductor of which is welded to the foot of the strand 1 after having crossed the ground plane 2 without touching it.
  • the generator / receiver is known as such and will not be described further, its role is simply to provide the energy to be radiated for a given working frequency.
  • the electrical length of the strand 1 is equal to the mechanical length of the strand multiplied by a coefficient equal to the square root of the effective permittivity of the medium ⁇ eff, which depends on the characteristics of the material constituting the strand 1.
  • the wavelength ⁇ being equal to v / F where v is the speed of the electromagnetic wave in strand 1 and F the frequency of the wave, we see that for frequencies of the order of a GHz, we need a monopole with a length of around
  • the usable bandwidth ⁇ F is given by the structure of the monopole: diameter of the strand, homogeneity of the strand, characteristics of the radome, geometry of the ground plane, etc.
  • the length of the monopole can be reduced by using the assembly of FIG. 2, that is to say by placing a conductive plate 20 called a capacitive roof, most often square or circular, at the free end of the strand 21, this capacitive roof 20 extending parallel to the ground plane 22.
  • a conductive plate 20 called a capacitive roof, most often square or circular
  • Such an antenna is called a quarter-wave loaded monopole.
  • the wavelength of the radiation for which such an assembly is suitable is conventionally where L is the electrical length of the strand 21.
  • the junction between the radiating strand 31 and the capacitive roof 30 is effected by means of a selective coupler device 34.
  • This selective coupler 34 is adapted to electrically isolate the strand 31 from the capacitive roof 30 at the frequency F2 and to be electrically connected the monopole 31 with the capacitive roof 30 at the frequency FI.
  • the strand 31 is coupled to the capacitive roof 30, and is therefore adapted to radiate at the frequency F2 / 2, that is to say at the frequency IF.
  • the antenna thus produced is therefore indeed a dual-band antenna since it resonates at the two frequencies FI and F2.
  • the selective coupler according to the invention is formed by a line which can be produced by a coaxial cable element 34.
  • the central core is connected to the end of the strand 31 while the metallic braid external is connected to the capacitive roof 30.
  • This cable element is adapted to have a characteristic impedance Zc and an electrical length ⁇ 2 / 2 (the electrical length is equal to the mechanical length divided by the square root of the effective permittivity of the line).
  • the line formed by the cable element 34 therefore resonates in ⁇ 2 / 2.
  • It therefore has an impedance Z equal to Zl, that is to say infinite since it is closed on an open circuit.
  • the monopole 31 is therefore isolated from the capacitive roof 30.
  • the architecture of the antenna is then analogous to that described previously in FIG.
  • the widths of usable bands ⁇ F1 and ⁇ F2 relative to the frequency bands centered on FI and F2 depend on the diameter of the strand 31, on the geometry of the capacitive roof 30 and on the characteristic impedance Zc of the line 34.
  • the selective coupler 34 always resonates in ⁇ 2 / 4 at the frequency F2 but no longer behaves like a short circuit at the frequency FI: He introduces. at this frequency FI a capacitive impedance (in the case where FI ⁇ F2 / 2) or an inductive impedance (if FI> F2 / 2).
  • the surface of the capacitive roof must then be adjusted taking into account this parasitic impedance.
  • the dual band antenna is produced by a simple standard single-sided printed circuit board 45.
  • the capacitive roof formed by a simple rectangular metallized block 40, extends adjacent to the monopole 41 on the plate 45. The fact that the roof is not perpendicular to the strand affects the isotropy of the antenna without however affecting the energy efficiency. However, it appeared that the modification of the isotropy is relatively small and without major consequence for the quality of transmission after integration of the antenna in the radio telecommunication device.
  • the surface of the roof is a few cm 2 . It is calculated to present at the frequency FI a capacitive impedance Zcap comparable to the characteristic impedance of the strand 41. It therefore depends on the width W of the radiating strand.
  • the exact shape of this block is not critical and can therefore be different from a simple rectangle.
  • the line forming the selective coupler between the strand 41 and the roof 40 is formed by a metallized track 44 extending at a distance "e" from the edges of the block 40, the track 44 extending in the extension of the track 41.
  • the characteristic impedance of such a flat line is a function of its width "w", of the space "e” which separates it from the plane 40 and of the relative permittivity e r of the material of the printed plate.
  • the metallic mass 40 forms both the capacitive roof necessary for radiation at the frequency FI and a part of the line element which defines the selective coupler connecting the capacitive roof 40 to the monopole 41, the other element of the line being formed by a single track extending the monopole 41 in the vicinity of said metallic mass 40.
  • Such a dual-band antenna is therefore extremely simple to produce and therefore of the most reduced cost. No component is necessary, the manufacturing of the antenna being limited to a standard copper engraving on a material for standard printed circuit.
  • FIG. 5 shows an alternative embodiment for which the metallized strip constituting the strand 51 has a trapezoidal shape making it possible to increase the bandwidths for each of the bands by approximately 15%.
  • FIG. 6 shows an alternative embodiment for which the support forming the plate 65 on which the various metal tracks are deposited, is produced by a substrate of elastically deformable material such as kapton or also a polyamide resin. It is thus possible to insert such an antenna into non-planar housing, conforming to the more or less tortuous forms of the boxes surrounding the radio telecommunication devices.
  • FIG. 7 shows a particular embodiment, in two parts, of the antenna according to the invention.
  • the strand 71 and the track 74 are carried by a plate 75 while the block defining both the capacitive roof 70 and the external conductive element of the line element constituting the selective coupler is carried by another surface 76, such as for example the internal face of a housing body.
  • the plate 75 and the surface 76 are arranged so that the track 74 defining the central conductor of the coaxial element constituting the selective coupler, extends at a predetermined distance from the capacitive roof 70 thus allowing a desired line impedance

Abstract

Antenne destinée à rayonner dans au moins deux bandes de fréquences distinctes centrées respectivement autour des fréquences F1 et F2, F2 étant proche de deux fois la valeur F1, comportant un plan de masse et un premier élément résonnant à la fréquence F2 destinés à être reliés à un générateur / récepteur, ledit premier élément résonnant étant connecté à au moins un second élément résonnant au moyen d'un coupleur sélectif de sorte que l'ensemble formé par le premier et second élément résonne à la fréquence F1, caractérisé en ce que ledit coupleur sélectif est formé par l'accès d'une ligne dont l'autre accès est en circuit ouvert; ladite ligne ayant une longueur électrique égale à l2/ 2, où l2 est la longueur d'onde correspondant à la fréquence F2.

Description

La présente invention concerne une antenne pour des systèmes de télécommunication par ondes radioélectriques. Elle concerne plus particulièrement une antenne multibande apte à être ' intégrée sur une simple plaque de circuit imprimée.
De nombreux systèmes de radio télécommunication ont été développés utilisant des fréquences et des bandes passantes différentes. Les liaisons radio locales de type ISM (acronyme de Industrial Scientific Médical) traditionnellement utilisées à l'intérieur des locaux, par exemple pour permettre la communication entre un terminal de paiement bancaire et sa base, utilisent des fréquences comprises entre 868 et 928 MHz avec des bandes passantes ΔF/F étroites de l'ordre de 1%. Les liaisons de type GSM (acronyme de Group Spécial Mobile ou encore de Global System for Mobile communications) destinées aux radiotéléphones cellulaires utilisent des fréquences comprises entre 890 et 960 MHz (en Europe) ou entre 1850 et 1990 MHz (aux USA) avec des bandes passantes ΔF/F larges de l'ordre de 7%. Les liaisons de type DCS1800 (Digital Cellular System), également destinées aux radiotéléphones cellulaires utilisent des fréquences comprises entre 1710 et 1880 MHz avec des bandes passantes ΔF/F larges de l'ordre de 7%.
Afin de pallier le cloisonnement induit par cette diversité des systèmes de radiocommunication, il est apparu important de permettre aux systèmes de radio télécommunication de pouvoir fonctionner en utilisant différents protocoles de communication et plus particulièrement de fonctionner dans deux bandes de fréquences centrées respectivement autour de Fl=900MHz et F2= 1800MHz. Pour permettre un tel fonctionnement avec différents protocoles de radio télécommunication, il est donc nécessaire de disposer d'antennes aptes à capter les deux bandes de fréquences précitées.
Différentes solutions ont été proposées. Une première solution consiste à équiper les systèmes de radiocommunication avec deux antennes, chaque antenne résonnant pour une bande de fréquence donnée. Cette approche est chère et difficile à mettre en œuvre dans des appareils dont la taille est sans cesse plus réduite. Une seconde solution consiste à réaliser une antenne bi modale qui puisse résonner pour les deux bandes de fréquences. Schématiquement, trois types d'antennes bibandes ont été développés à ce jour : l'antenne bibande fouet, l'antenne bibande plaque et l'antenne bibande céramique.
L'antenne bibande fouet se compose de deux éléments filiformes, encore appelées brins ou monopôles, s'étendant perpendiculairement à un plan de masse. Dans un premier montage, décrit notamment dans le document WO9904452., ces deux brins sont disposés de manière colinéaire et sont connectés par un circuit bouchon LC accordé sur la fréquence haute : le brin supérieur se trouve ainsi désolidarisé pour les fréquences hautes. Dans un second montage, ces brins sont disposés de manière parallèle : les brins rayonnants sont intégrés à un circuit d'adaptation dans un même radôme. Une variante de ce type d'antenne est réalisée par un circuit imprimé disposant de deux brins rayonnants métallisés sur chaque face.
L'antenne plaque est formée d'une plaque métallique connectée à un plan de masse par des pattes de fixation, cette plaque est partiellement fendue afin d'obtenir deux cavités LC rayonnantes sur les fréquences FI et F2.
L'antenne céramique est formée par des résonateurs coaxiaux réalisés avec des matériaux de haute permittivité permettant de réaliser des antennes bibandes avec un haut facteur d'intégration, mais au détriment de la largeur de bande et de l'efficacité de rayonnement.
La présente invention vise donc à proposer une antenne multibande d'un nouveau type qui soit tout à la fois simple à réaliser du fait notamment de l'absence complète d'éléments actifs, d'un, encombrement restreint, présentant de bonnes caractéristiques techniques notamment avec "'une largeur de bande ΔF/F de l'ordre de 10% et qui par ailleurs autorise des décalages entre les bandes de fréquences. L'antenne multibande selon l'invention est destinée à rayonner dans au moins deux bandes de fréquences distinctes centrées respectivement autour des fréquences FI et F2, F2 étant proche, à au moins 20% près de deux fois la valeur FI , comportant un plan de masse et un premier élément résonnant à la fréquence F2 destinés à être reliés à un générateur/ récepteur, ledit premier élément résonnant étant connecté à au moins un second élément résonnant au moyen d'un coupleur sélectif de sorte que l'ensemble formé par le premier et second élément résonne à la fréquence FI .
Selon l'invention, l'antenne est caractérisée en ce que le coupleur sélectif est formé par l'accès d'une ligne dont l'autre accès est en circuit ouvert, la ligne ayant une longueur électrique égale à λ2/2, où λ2 est la longueur d'onde correspondant à la fréquence F2.
Selon une autre caractéristique de l'antenne multibande objet de la présente invention-, le premier élément résonnant est formé par un brin conducteur.
Selon une autre caractéristique de l'antenne multibande objet de'ia présente invention, le second élément résonnant est formé par un toit capacitif. Selon une autre caractéristique de l'antenne multibande objet de la présente invention, le brin et/ ou le toit capacitif sont formés par des dépôts métalliques surfaciques.
Selon une autre caractéristique de l'antenne multibande objet de la présente invention, la ligne est réalisée par deux pistes métalliques s'étendant à une distance prédéterminée constante l'une de l'autre.
Selon une autre caractéristique de l'antenne multibande objet de la présente invention, l'une des deux pistes définissant la ligne est formée par ledit toit capacitif. Selon une autre caractéristique de l'antenne multibande objet de la présente invention, l'une des deux pistes définissant la ligne s'étend dans le prolongement du brin.
Selon une autre caractéristique de l'antenne multibande objet de la présente invention, tout ou partie du brin, du toit capacitif et des deux pistes sont réalisés par le dépôt d'une- couche métallique correspondante sur la même face d'une carte de circuit imprimé.
Selon une autre caractéristique de l'antenne multibande objet de la présente invention, la carte de circuit imprimé est réalisée en matériau élastiquement déformable. Selon une autre caractéristique de l'antenne multibande objet de la présente invention, le premier et le second élément résonnant sont portés par des panneaux distincts.
On comprendra mieux les buts, aspects et avantages de la présente invention, d'après la description donnée ci-après de différents modes de réalisation de l'invention, présentés à titre d'exemples non limitatifs, en se référant aux dessins annexés, dans lesquels : la figure 1 est une vue schématique d'une antenne monopôle classique ; la figure 2 est une vue similaire à la figure 1 présentant une antenne monopôle classique raccourcie grâce à un toit capacitif ; la figure 3 est une vue schématique présentant le principe d'une antenne bibande selon l'invention ; la figure 4 est une vue de dessus d'un premier mode de réalisation de l'antenne bibande selon l'invention ; la figure 5 est une vue de dessus d'un second mode de réalisation de l'antenne bibande selon l'invention ; la figure 6 est une ue en perspective d'un troisième mode de réalisation de l'antenne bibande selon l'invention ; la figure 7 est une vue en perspective d'un quatrième mode de réalisation de l'antenne bibande selon l'invention.
Seuls les éléments nécessaires à la compréhension de l'invention ont été figurés. Pour simplifier la lecture des dessins, les différentes réalisations d'un même organe ont été repérées, à l'exception de la figure 1 , en utilisant un numéro de référence à deux chiffres : le chiffre des dizaines correspondant au numéro de la figure et le chiffre des unités correspondant à ^Organe proprement dit.
En se reportant à la figure 1 , on a représenté un dispositif pour engendrer un rayonnement électromagnétique comprenant une antenne fouet monobande à plan de masse (ground plane antenna) encore appelée monopôle quart d'onde. Elle est constituée d'un unique élément métallique filiforme, appelée brin, formant un élément conducteur rayonnant 1 disposé perpendiculairement à un plan de masse 2.
Le brin 1 et le plan de masse 2 sont reliés aux bornes correspondantes , d'un générateur/ récepteur non figuré, soit directement, soit par l'intermédiaire d'une ligne adaptée tel qu'un câble coaxial 3 dont le conducteur extérieur est soudé sur la surface libre du plan de masse 2 et dont le conducteur central est soudé au pied du brin 1 après avoir traversé sans le toucher le plan de masse 2. Le générateur/ récepteur est connu en tant que tel et ne sera pas décrit plus avant, son rôle consiste simplement à apporter l'énergie à rayonner pour une fréquence de travail donnée.
La longueur d'onde λ du rayonnement, pour lequel un tel monopôle quart d'onde est adapté, est donc λ=4χL où L est la longueur électrique du brin 1. La longueur électrique du brin 1 est égale à la longueur mécanique du brin multipliée par un coefficient égal à la racine carrée de la permittivité efficace du milieu εeff, laquelle dépend des caractéristiques du matériau constituant le brin 1. La longueur d'onde λ étant égale à v/F où v est la vitesse de l'onde électromagnétique dans le brin 1 et F la fréquence de l'onde, on voit que pour des fréquences de l'ordre d'un GHz, on a besoin d'un monopôle d'une longueur d'environs
6,34cm (L=v/4χF avec v égale la vitesse de la lumière divisée par la racine carrée de la permittivité efficace du milieu (εeff= l ,4 dans l'exemple)) .
La largeur de bande utilisable ΔF est donnée par la structure du monopôle : diamètre du brin, homogénéité du brin, caractéristiques du radôme, géométrie du plan de masse, etc.
La longueur du monopôle peut être réduite en utilisant le montage de la figure 2, c'est-à-dire en disposant une plaque conductrice 20 appelée toit capacitif, le plus souvent carrée ou circulaire, à l'extrémité libre du brin 21 , ce toit capacitif 20 s'étendant parallèlement au plan de masse 22. Une telle antenne est appelée monopôle quart d'onde chargé. La longueur d'onde du rayonnement pour lequel un tel ensemble est adapté, est classiquement
Figure imgf000008_0001
où L est la longueur électrique du brin 21.
On voit donc que pour des fréquences de l'ordre d'un GHz, on a besoin d'un monopôle quart d'onde chargé d'une longueur L d'environ 3, 17 cm c'est-à-dire la moitié de la longueur d'un monopôle quart d'onde simple rayonnant à la même fréquence.
Inversement, pour un monopôle simple de longueur donnée, on voit que l'adjonction d'un toit capacitif approprié à son extrémité libre permet au nouvel ensemble de rayonner à la fréquence moitié de la fréquence pour laquelle rayonne le monopôle simple.
En se reportant à la figure 3, on a représenté un schéma de principe de l'antenne bibande selon l'invention. Il s'agit d'une antenne de type monopôle quart d'onde chargé dont le toit est approprié au brin 31 pour apporter le complément de longueur électrique afin que le monopole résonne à la fréquence FI correspondant à la longueur d'onde λl=8χL où L est la longueur électrique du brin seul. Le brin seul résonne donc à la fréquence F2 correspondant à la longueur d'onde λ2=4χL, on a donc F2=2xFl . La jonction entre le brin rayonnant 31 et le toit capacitif 30 est opérée par l'intermédiaire d'un dispositif coupleur sélectif 34. Ce coupleur sélectif 34 est adapté pour isoler électriquement le brin 31 du toit capacitif 30 à la fréquence F2 et à connecter électriquement le monopôle 31 au toit capacitif 30 à la fréquence FI . Le brin 31 a une longueur de l'ordre de 3,5 cm (L = v/4F2 ) adaptée pour rayonner à la fréquence F2 de 1800MHz, pour laquelle le coupleur 34 n'est pas passant. Il en résulte qu'à la fréquence FI de 900MHz, le brin 31 se trouve couplé au toit capacitif 30, et est donc adapté à rayonner à la fréquence F2/2 c'est à dire à la fréquence FI . L'antenne ainsi réalisée est donc bien une antenne bibande puisqu'elle résonne aux deux fréquences FI et F2.
Le coupleur sélectif selon l'invention est formé par une ligne qui peut être réalisée par un élément de câble coaxial 34. A une extrémité, encore appelée accès, de cet élément de câble, l'âme centrale est connectée à l'extrémité du brin 31 tandis que la tresse métallique externe est connectée au toit capacitif 30. L'autre extrémité ou accès de l'élément de câble 34 est en circuit ouvert (Zl=°o).
Cet élément de câble est adapté pour avoir une impédance caractéristique Zc et une longueur électrique λ2 / 2 (la longueur électrique est égale la longueur mécanique divisée par la racine carrée de la permittivité efficace de la ligne).
A la fréquence F2, la ligne formée par l'élément de câble 34 résonne donc en λ2/2. 'Elle présente donc une impédance Z égale à Zl c'est à dire infinie puisqu'elle est fermée sur un circuit ouvert. Le monopôle 31 est donc isolé du toit capacitif 30.
A la fréquence FI ; la ligne résonne en λl /2, c'est-à-dire en λ2/4. Elle présente donc une impédance nulle à son accès connecté au toit capacitif 30 et au brin 31 , Z=(Zc)2/Zl=0. Le brin 31 est alors en court- circuit avec le toit capacitif 30. L'architecture de l'antenne est alors analogue à celle décrite précédemment en fig2.
Les largeurs de bandes utilisables ΔF1 et ΔF2 relatives aux bandes de fréquence centrée sur FI et F2 dépendent du diamètre du brin 31, de la géométrie du toit capacitif 30 et de l'impédance caractéristique Zc de la ligne 34. Dans le cas où le rapport F2/F1 (correspondant au rapport des fréquences centrales des deux bandes) est sensiblement différent de la valeur deux, le coupleur sélectif 34 résonne toujours en λ2/4 à la fréquence F2 mais ne se comporte plus comme un court circuit à la fréquence FI : Il présente. à cette fréquence FI une impédance capacitive (dans le cas ou FI < F2/2) ou une impédance selfique (si FI > F2/2). La surface du toit capacitif doit alors être ajustée en tenant compte de cette impédance parasite.
En se reportant à la figure 4, on a représenté un mode de réalisation particulièrement simple de l'invention. L'antenne bibande est réalisée par une simple plaque de circuit imprimé standard monoface 45. Le brin 41 est réalisé sous la .forme d'une piste rectangulaire métallisée de longueur L=v/4*F2, c'est à dire 3.5cm. Sa largeur est de quelques mili ètres. Le toit capacitif, formé par un simple pavé 40 rectangulaire métallisé, s'étend de façon adjacente au monopôle 41 sur la plaque 45. Le fait que le toit ne soit pas perpendiculaire au brin affecte l'isotropie de l'antenne sans toutefois affecter le rendement énergétique. Il est toutefois apparu que la modification de l'isotropie est relativement faible et sans conséquence majeure pour la qualité de transmission après intégration de l'antenne dans l'appareil de radio télécommunication.
La surface du toit est de quelques cm2. Elle est calculée pour présenter à la fréquence FI une impédance capacitive Zcap comparable à l'impédance caractéristique du brin 41. Elle dépend donc de la largeur W du brin rayonnant.
La forme exacte de ce pavé n'est pas critique et peut donc être différente d'un simple rectangle. La ligne formant le coupleur sélectif entre le brin 41 et le toit 40 est formée par une piste métallisée 44 s'étendant à une distance "e" des bords du pavé 40, la piste 44 s'étendant dans le prolongement de la piste 41.
En effet, il est apparu que la connexion électrique de la totalité du conducteur externe de la ligne coaxiale 34 (fig. 3) au toit capacitif 30, c'est-à-dire l'intégration du conducteur extérieur au toit capacitif, ne modifie pas les caractéristiques électriques de la ligne 34. Ainsi, le conducteur externe de la ligne du coupleur est confondu dans le plan conducteur du toit capacitif, de telle sorte que la ligne est constituée d'une seule piste et du toit capacitif.
La longueur mécanique de la ligne 44 est fonction de sa longueur électrique L, c'est à dire λ2/2 (pour la fréquence F2) et de sa permittivité efficace εeff sur la plaque imprimée (L = λ2/2εeff l/2). L'impédance caractéristique d'une telle ligne plane est fonction de sa largeur "w", de l'espace "e" qui la sépare du plan 40 et de la permittivité relative er du matériau de la plaque imprimée.
Ainsi avec w = 0.3mm, e = 0.6mm et er = 4.5 on obtient une impédance caractéristique Zc de l'ordre de 130 Ω. Cette valeur Zc, associée à une largeur W = 4 mm du brin 41, permet ainsi une largeur de bande ΔF/F de 8% pour laf fréquence FI et la fréquence F2.
Ainsi, la masse métallique 40 forme tout à la fois le toit capacitif nécessaire pour le rayonnement à la fréquence FI et une partie de l'élément de ligne qui définit le coupleur sélectif reliant le toit capacitif 40 au monopôle 41 , l'autre élément de la ligne étant formé par une simple piste prolongeant le monopôle 41 au voisinage de ladite masse métallique 40.
Une telle antenne bibande est donc extrêmement simple à réaliser et donc d'un coût des plus réduits. Aucun composant n'est nécessaire, la fabrication de l'antenne se limitant à une gravure cuivre standard sur un matériau pour circuit imprimé standard.
Par ailleurs, les performances en rendement énergétique pour chacune des bandes FI et F2 sont comparables à celles obtenues avec une antenne quart d'onde classique.
La figure 5 montre une variante de réalisation pour laquelle la bande métallisée constituant le brin 51 a une forme trapézoïdale permettant d'augmenter d'environ 15% les bandes passantes pour chacune des bandes. La figure 6 montre une variante de réalisation pour laquelle le support formant la plaque 65 sur laquelle sont déposées les différentes pistes métalliques, est réalisé par un substrat en matériau élastiquement déformable tel que du kapton ou encore une résine polyamide. Il est ainsi possible d'insérer une telle antenne dans des logements non plans, épousant les formes plus ou moins tortueuses des boîtiers entourant les appareils de radio télécommunication.
La figure 7 montre un mode particulier de réalisation, en deux parties, de l'antenne selon l'invention. Le brin 71 et la piste 74 sont portés par une plaque 75 tandis que le pavé définissant tout à la fois le toit capacitif 70 et l'élément conducteur extérieur de l'élément de ligne constituant le coupleur sélectif est porté par une autre surface 76, telle que par exemple la face interne d'un corps de boîtier. La plaque 75 et la surface 76 sont agencées de façon que la piste 74 définissant le conducteur central de l'élément de coaxial constituant le coupleur sélectif, s'étende à une distance prédéterminée du toit capacitif 70 permettant ainsi une impédance de ligne souhaitée
Bien évidemment, les modes de réalisation illustrés n'ont été donnés qu'à titre d'exemples et ne sont absolument pas limitatifs de l'ensemble des solutions pouvant être mise en oeuvre grâce à la présente invention.

Claims

REVENDICAΎIOHS
1 - Antenne multibande destinée à rayonner dans au moins deux bandes de fréquences distinctes centrées respectivement autour des fréquences FI et F2, F2 étant proche de deux fois la valeur FI , comportant un plan de masse et un premier élément résonnant à la fréquence F2 destinés à être reliés à un générateur/ récepteur, ledit premier élément résonnant étant connecté à au moins un second élément résonnant au moyen d'un coupleur sélectif de sorte que l'ensemble formé par le premier et second élément résonne à la fréquence FI , caractérisé en ce que ledit coupleur sélectif est formé par l'accès d'une ligne dont l'autre accès est en circuit ouvert, ladite ligne ayant une longueur électrique égale à λ2/2 où λ2 est la longueur d'onde correspondant à la fréquence F2.
2 - Antenne multibande selon la revendication 1 , caractérisée en ce que le premier élément résonnant est formé par un brin conducteur.
3 - Antenne multibande selon la revendication 2, caractérisée en ce que le second élément résonnant est formé par un toit capacitif.
4 - Antenne multibande selon la revendication 3, caractérisée en ce que le brin et/ ou le toit capacitif sont formés par des dépôts métalliques surfaciques.
5 - Antenne multibande selon l'une quelconque des revendications. 1 à 4, caractérisée en ce que ladite ligne est réalisée par deux pistes métalliques s'étendant à une distance prédéterminée constante l'une de l'autre. 6 - Antenne multibande selon les revendications 3 et 5, caractérisé en ce que l'une des deux pistes définissant la ligne est formée par ledit toit capacitif.
7 - Antenne multibande selon les revendications 2 et 5, caractérisé en ce que l'une des deux pistes définissant la ligne s'étend dans le prolongement du brin.
8 - Antenne multibande selon l' me quelconques des revendications 7 ou 8, caractérisée en ce que tout ou partie du brin, du toit capacitif et des deux pistes sont réalisés par le dépôt d'une couche métallique correspondante sur la même face d'une carte de circuit imprimé.
9 - Antenne multibande selon la revendication 8, caractérisée en ce que la carte de circuit imprimé est réalisée en matériau élastiquement déformable.
10 - Antenne multibande selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisée en ce que le premier et le second élément résonnant sont portés par des panneaux distincts.
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