WO2018226025A1 - 모터 구동 장치 - Google Patents

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WO2018226025A1
WO2018226025A1 PCT/KR2018/006429 KR2018006429W WO2018226025A1 WO 2018226025 A1 WO2018226025 A1 WO 2018226025A1 KR 2018006429 W KR2018006429 W KR 2018006429W WO 2018226025 A1 WO2018226025 A1 WO 2018226025A1
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WO
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command value
voltage
mode
vector
speed
Prior art date
Application number
PCT/KR2018/006429
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English (en)
French (fr)
Inventor
김광식
이청일
조석희
Original Assignee
엘지전자 주식회사
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device, and more particularly, a motor that selectively performs in-phase overmodulation compensation or minimum distance overmodulation compensation according to the command speed when the output voltage command value of the inverter is an overmodulation voltage. It relates to a drive device.
  • Small precision control motors are largely divided into AC motors, DC motors, Brushless DC motors and Reluctance motors.
  • BLDC motor is a motor without brush and commutator. Mechanical friction loss, spark and noise do not occur in principle, and it is excellent in speed control and torque control. In addition, there is no loss due to speed control and high efficiency as a small motor is widely used in products of the home appliance field.
  • the BLCD motor may include an inverter for providing a three-phase alternating voltage and a control unit for controlling the output voltage of the inverter.
  • the control unit may control the inverter using a PWM control scheme.
  • the control unit may control the output voltage of the inverter by using a space vector PWM (SVPWN).
  • SVPWN space vector PWM
  • control unit can improve the output voltage and control performance by using an overmodulation compensation scheme.
  • the overmodulation compensation scheme used in the control unit may include a co-phase overmodulation compensation scheme and a minimum distance overmodulation compensation scheme.
  • the manufacturer has a difficulty in considering the trade-off relationship between the in-phase overmodulation compensation scheme and the minimum distance overmodulation compensation scheme when operating the motor driving apparatus.
  • An object of the present invention when the output voltage command value used to control the inverter is relatively small, by using the in-phase over-modulation compensation method to improve the control performance, when the output voltage command value is relatively large, the minimum distance over-modulation compensation method It is to provide a motor drive device that can implement a high output using.
  • the motor driving apparatus includes an inverter for driving a motor using an alternating voltage, and a control unit for controlling the operation of a switching element included in the inverter.
  • the control unit operates in different first or second modes according to the command speed.
  • the control unit of the first mode performs the in-phase overmodulation compensation operation of reducing the magnitude of the output voltage command value vector while maintaining the phase of the output voltage command value vector.
  • the control unit of the second mode performs a minimum distance overmodulation compensation operation of changing the output voltage command value vector to the minimum distance point between the output voltage command value vector and the space vector region.
  • the motor driving apparatus may improve the control performance by reducing the voltage ripple and harmonics by performing the in-phase overmodulation compensation scheme.
  • the high speed operation of the motor driving apparatus may be enabled by increasing the average output voltage using the minimum distance overmodulation compensation scheme. Through this, the motor driving apparatus can improve the operational stability by selecting the most efficient overmodulation compensation scheme according to the situation, and can secure a high output required for high speed operation.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating components of the control unit of FIG. 1.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating the inverter of FIG. 1.
  • FIG. 4 is a diagram for describing a pulse width modulation scheme based on a space vector.
  • 5 and 6 are diagrams for explaining an in-phase overmodulation compensation scheme.
  • 9 and 10 are diagrams for describing a method of generating a compensation voltage command value in the control unit of FIG. 1.
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating a method of operating a motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a method of operating a motor driving apparatus according to another exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating a method of operating a motor driving apparatus according to still another embodiment of the present invention.
  • 14 to 16 are diagrams for describing an extreme voltage waveform according to overmodulation compensation of a motor driving apparatus according to some embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • a motor driving apparatus may include a motor 110, an inverter 120, and a control unit 130.
  • the motor 110 may include a stator wound around a three-phase coil (not shown) and a rotor disposed in the stator and rotating by a magnetic field generated in the three-phase coil.
  • the motor 110 rotates the permanent magnet included in the rotor according to the magnetic field generated by the three-phase coil.
  • the present invention is not limited to a three-phase motor operated by a three-phase coil, and may further include, for example, a single-phase motor using a single-phase coil.
  • the motor 110 may include an induction motor, a brushless DC motor, a reluctance motor, or the like.
  • the motor 110 may include a Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Motor (SMPMSM), an Interior Permanent Magnet Synchronous Motor (IPMSM), and a Synchronous Reluctance Motor. (Synchronous Reluctance Motor; Synrm) and the like.
  • SMPMSM Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Motor
  • IPMSM Interior Permanent Magnet Synchronous Motor
  • Synchronous Reluctance Motor Synrm
  • the inverter 120 may include three phase switch elements (not shown).
  • the operation control signal hereinafter, referred to as a 'pulse width modulation (PWM) signal', hereinafter referred to as a PWM signal
  • PWM pulse width modulation
  • the DC voltage Vdc may be converted into three-phase AC voltages Vua, Vvb, and Vwc to be supplied to the three-phase coil. Detailed description of the three-phase switch elements will be described later.
  • the control unit 130 when inputting the target command value, PWM for determining the on time interval for the on operation and the off time interval for the off operation of each of the three-phase switch element based on the target command value and the electrical angle position of the rotor
  • the signal PWM can be output.
  • the motor driving apparatus further includes an input current detector A, a DC terminal voltage detector B, a DC terminal capacitor C, a motor current detector E, an input voltage detector F, an inductor L1, L2, and the like. It may include. However, the present invention is not limited thereto, and some of the above additional components may be omitted.
  • the input current detector A can detect the input current ig input from the commercial AC power supply 101.
  • a CT current trnasformer
  • a shunt resistor or the like may be used as the input current detector A.
  • FIG. The detected input current ig may be input to the control unit 130 for power control as a discrete signal in the form of a pulse.
  • the input voltage detector F can detect the input voltage vg input from the commercial AC power supply 101.
  • the input voltage detector F may include a resistor, an amplifier, or the like.
  • the detected input voltage vg may be input to the control unit 130 for power control as a discrete signal in the form of a pulse.
  • the inductors L1 and L2 may be disposed between the commercial AC power supply 101 and the rectifier 105 to perform an operation such as noise removal.
  • the rectifier 105 rectifies and outputs the commercial AC power supply 101 which has passed through the inductors L1 and L2.
  • the rectifier 105 may include a full bridge diode connected to four diodes, but may be variously modified and applied.
  • the capacitor C stores the input power.
  • one device is exemplified as the DC-terminal capacitor C, but a plurality of devices may be provided to ensure device stability.
  • the DC terminal voltage detector B may detect the DC terminal voltage Vdc, which is both ends of the capacitor C. To this end, the DC terminal voltage detector B may include a resistor, an amplifier, and the like. The detected DC terminal voltage Vdc may be input to the control unit 130 to generate a PWM signal PWMS as a discrete signal in the form of a pulse.
  • the motor current detector E detects the output current io flowing between the inverter 120 and the three-phase motor 110. That is, the current flowing through the three-phase motor 110 is detected.
  • the motor current detector E may detect the output currents ia, ib, and ic of each phase, or may detect the output currents of the two phases using three-phase equilibrium.
  • the motor current detector E may be located between the inverter 120 and the three-phase motor 110.
  • a CT current trnasformer
  • a shunt resistor or the like may be used.
  • control unit 130 includes the input current ig detected by the input current detector A, the input voltage vg detected by the input voltage detector F, and the direct current detected by the DC terminal voltage detector B.
  • the operation of the inverter 120 may be controlled by using the terminal voltage Vdc and the output current io detected by the motor current detector E.
  • the detected output current io may be applied to the control unit 130 as a discrete signal in the form of a pulse, and a PWM signal PWM is generated based on the detected output current io.
  • a PWM signal PWM is generated based on the detected output current io.
  • the detected output current io is the three-phase output current ia, ib, ic.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating components of the control unit of FIG. 1.
  • control unit 130 includes a three phase / two phase axis converting unit 210, a position estimating unit 220, a speed calculating unit 230, a command value generating unit 240, and a two phase / 3 phase axis.
  • a converter 250 and a signal generator (hereinafter, referred to as a PWM generator) may be included.
  • the three-phase / two-phase axis converting unit 210 receives the three-phase currents (ia, ib, ic) output from the motor 110, and converts the two-phase currents i ⁇ and i ⁇ of the stationary coordinate system.
  • the three-phase / two-phase axis converting unit 210 may convert the two-phase currents i ⁇ and i ⁇ of the stationary coordinate system into two-phase currents id and iq of the rotary coordinate system.
  • the position estimator 220 detects at least one of the three-phase currents ia, ib, and ic and the three-phase voltages Va, Vb, and Vc, and estimates the position H of the rotor included in the motor 110. can do.
  • the speed calculator 230 may calculate the current speed ⁇ ⁇ r of the rotor based on the position H estimated by the position estimator 220 and at least one of the three-phase voltages Va, Vb, and Vc. Can be. That is, the speed calculator 230 may calculate the current speed ⁇ ⁇ r by dividing the position H by time.
  • the speed calculator 230 may output the electric angle position ⁇ ⁇ r calculated based on the position H and the calculated current speed ⁇ ⁇ r .
  • the command value generator 240 may include a current command generator 242 and a voltage command generator 244.
  • the current command generation unit 242 calculates the speed command value ⁇ * r based on the calculated current speed ⁇ ⁇ r and the command speed ⁇ r corresponding to the input target command value.
  • the current command generation unit 242 generates the current command value i * q based on the speed command value ⁇ * r .
  • the current command generation unit 242 performs PI control in the PI controller 243 based on the speed command value ⁇ * r , which is a difference between the current speed ⁇ ⁇ r and the command speed ⁇ . And, the current command value (i * q ) can be generated.
  • the current command generator 242 may generate the d-axis current command value i * d together with the generation of the q-axis current command value i * q .
  • the value of the d-axis current command value i * d may be set to zero.
  • the current command generation unit 242 may further include a limiter (not shown) for limiting the level so that the current command value i * q does not exceed the allowable range.
  • the voltage command generation unit 244 includes the d-axis and q-axis currents i d and i q axially transformed by the rotation coordinate system, and the current command values i * d and i * q in the current command generation unit 242 and the like. Based on the above, the d-axis and q-axis voltage command values v * d and v * q are generated.
  • the voltage command generation unit 244 performs PI control in the PI controller 245 based on the difference between the q-axis current i q and the q-axis current command value i * q , and q
  • the axial voltage setpoint v * q can be generated.
  • the voltage command generation unit 244 performs the PI control in the PI controller 246 based on the difference between the d-axis current i d and the d-axis current command value i * d , and the d-axis voltage
  • the setpoint (v * d ) can be generated.
  • the value of the d-axis voltage command value v * d may be set to 0, corresponding to the case where the value of the d-axis current command value i * d is set to zero.
  • the voltage command generation unit 244 may further include a limiter (not shown) for restricting the level so that the d-axis and q-axis voltage command values v * d and v * q do not exceed the allowable range. .
  • the generated d-axis and q-axis voltage command values v * d and v * q are input to the two-phase / three-phase axis conversion unit 250.
  • the two-phase / three-phase axis converting unit 250 receives the electric angle positions ⁇ ⁇ r calculated by the speed calculating unit 230, and the d-axis and q-axis voltage command values (v * d , v * q ). , Perform axis transformation.
  • the two-phase / 3 phase axis conversion unit 250 converts the two-phase rotation coordinate system from the two-phase rotation coordinate system.
  • the electric angle position ⁇ ⁇ r calculated by the speed calculator 230 may be used.
  • the two-phase / three-phase axis converting unit 250 performs a transformation from the two-phase stop coordinate system to the three-phase stop coordinate system. Through this conversion, the two-phase / three-phase axis conversion unit 250 outputs three-phase output voltage command values v * a, v * b, v * c.
  • the PWM generator 260 generates and outputs an inverter PWM signal PWM based on the pulse width modulation PWM based on the three-phase output voltage command values v * a, v * b, v * c.
  • the PWM signal PWMS may be converted into a gate driving signal by a gate driver (not shown) and input to the gates of the three-phase switching elements in the inverter 120. As a result, the three-phase switching elements in the inverter 120 perform a switching operation.
  • the PWM generator 260 varies the on time period and the off time period of the PWM signal PWM based on the electric angle positions ⁇ ⁇ r and the three-phase voltages Va, Vb, and Vc described above. Switch operation of the three-phase switch elements can be controlled.
  • the PWM generator 260 may generate an output voltage command value vector based on the three-phase output voltage command values v * a, v * b and v * c.
  • the PWM generator 260 may control the output voltage of the inverter 120 using the space vector PWM (SVPWN).
  • SVPWN space vector PWM
  • the PWM generator 260 compares the space vector region and the output voltage command value vector to determine whether the output voltage command value corresponds to the overmodulated voltage. In detail, the PWM generator 260 determines whether the output voltage command value vector exceeds the case of exceeding a predetermined space vector region.
  • the PWM generator 260 may operate in different first or second modes according to the input command speed ⁇ r .
  • the PWM generator 260 performs the same phase overmodulation compensation operation of reducing the magnitude of the output voltage command value vector while maintaining the phase of the output voltage command value vector.
  • the PWM generator 260 performs a minimum distance overmodulation compensation operation of changing the output voltage command value vector as the minimum distance point between the output voltage command value vector and the space vector region.
  • PWM generator 260 when compared to the reference speed ( ⁇ r) and the speed reference value ( ⁇ r_limit), reference speed ( ⁇ r) is smaller than the speed reference value ( ⁇ r_limit) or equal to a first mode
  • reference speed ( ⁇ r) when the command speed ⁇ r is greater than the speed reference value ⁇ r_limit , it may be operated in the second mode.
  • the present invention is not limited thereto, and a detailed description thereof will be described below.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating the inverter of FIG. 1.
  • the inverter 120 may include three-phase switch elements, and are switched on and off by a PWM signal PWM supplied from the control unit 130.
  • the input DC voltage Vdc may be converted into three-phase AC voltages Vua, Vvb, and Vwc having a predetermined frequency or duty and output to the motor 110.
  • the three-phase switch device is a pair of the first to third phase arm switch (Sa, Sb, Sc) and the first to third lower arm switch (S'a, S'b, S'b) are connected to each other in series
  • three pairs of the first to third upper arm switches and the first to third lower arm switches (Sa & S'a, Sb & S'b, Sc & S'c) may be connected in parallel to each other.
  • the first phase and lower arm switches Sa and S'a are three-phase AC voltages Vua, Vvb, and Vwc of the three-phase coils La, Lb, and Lc of the motor 110 as the first phase coil La. ) Supplies a first phase AC voltage Vua.
  • the second phase, the lower arm switch (Sb, S'b) supplies the second phase AC voltage (Vvb) to the second phase coil (Lb), the third phase, lower arm switch (Sc, S'c)
  • the third phase AC voltage Vwc may be supplied to the third phase coil Lc.
  • each of the first to third upper arm switches Sa, Sb and Sc and the first to third lower arm switches S'a, S'b, and S'b are input PWM signals per one rotation of the rotor.
  • the operation of the motor 110 can be controlled by supplying the three-phase AC voltages Vua, Vvb, and Vwc to each of the three-phase coils La, Lb, and Lc by operating ON and OFF once according to the PWM. have.
  • 4 is a diagram for describing a pulse width modulation scheme based on a space vector.
  • 5 and 6 are diagrams for explaining an in-phase overmodulation compensation scheme.
  • 7 and 8 illustrate a minimum distance overmodulation compensation scheme.
  • the a-axis, the b-axis, and the c-axis of the space vector area 310 correspond to the vector components ((1,0,0), (0,1,0), ( 0,0,1)).
  • the motor driving apparatus of the present invention may perform a pulse width modulation method using the space vector region 310.
  • the inverter 120 may provide an output voltage to the motor 110 based on the output voltage command value vector provided by the control unit 130. Therefore, the output voltage output from the inverter 120 may be changed according to the output voltage command value vector provided from the control unit 130.
  • the output voltage output from the inverter 120 can be output in the hexagonal space vector region 310.
  • the voltage exceeding the space vector region that is, the voltage exceeding the voltage output from the inverter 120 may be referred to as an overmodulation voltage.
  • the control unit 130 may perform the overmodulation compensation method so that the output voltage command value vector is located in the space vector region.
  • an in-phase overmodulation compensation method or a minimum distance overmodulation compensation method may be used.
  • the same phase overmodulation compensation scheme maintains the same phase with respect to the overmodulation vector V_ref based on the first voltage vector V1 and the second voltage vector V2. , Means to reduce the size of the vector.
  • the inverter 120 outputs the maximum output voltage to the overmodulation vector V_ref, that is, the voltage corresponding to the boundary point P1 of the space vector region 310 as the effective vector V_new. .
  • the effective vector V_new is calculated by considering only the output voltage among factors related to the output power of the inverter 120, and thus, the output power control of the inverter 120 may not be precisely performed. Therefore, the output power output from the inverter 120 may be distorted, and the magnitude of the output power may also be reduced.
  • the minimum distance overmodulation compensation scheme includes an overmodulation vector V_ref with respect to the overmodulation vector V_ref based on the first voltage vector V1 and the second voltage vector V2. ) And the minimum distance point P2 of the space vector region 310 as the output voltage command value vector.
  • the inverter 120 outputs a voltage that can be output maximum with respect to the overmodulation vector V_ref, that is, a voltage corresponding to the boundary point P2 of the space vector region 310 as the effective vector V_new. .
  • the driving speed of the motor 110 may be improved by operating an average output voltage and operating at a high RPM.
  • 9 and 10 are diagrams for describing a method of generating a compensation voltage command value in the control unit of FIG. 1.
  • the control unit 130 includes a torque command generator 510, a power command generator 520, a power controller 525, a current command generator 530, and a voltage command generator. 540, an adder 555, and a switching control signal output unit 560. Meanwhile, the components described with reference to FIG. 2 may also be further included. In the following description, the units described in FIG. 9 will be described.
  • the torque command generation unit 510 may output the torque command value T * for the rotation of the motor 110 based on the present speed ⁇ ⁇ r and the speed command value ⁇ * r .
  • the torque command generation unit 510 can output the average torque command value.
  • the current speed ( ⁇ ⁇ r ) may be calculated based on the output current (io), or the position (H) flowing in the electric motor 150 described above.
  • the current command generation unit 530 can generate the current command value I * based on the torque command value T * .
  • the current command value I * may mean a meaning including a d-axis current command value and a q-axis current command value of the fixed coordinate system.
  • the voltage command generation unit 540 may generate the first voltage command value V * 1 based on the current command value I * and the output current flowing in the actual motor.
  • the first voltage command value V * 1 may mean a value including a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value of the fixed coordinate system.
  • the power command generation unit 520 is based on the input voltage (Vg), torque command value (T * ), the current speed ( ⁇ ⁇ r ), and the DC-link voltage (Vdc) detected by the DC-link voltage detection unit, Generate and output the output power command value (P * ).
  • the power controller 525 may perform power control based on the input inverter output power command value P * . That is, the power controller 525 may generate the second voltage command value V * 2 based on the inverter output power command value P * .
  • the second voltage command value V * 2 is a compensation voltage command value for compensating the first voltage command value V * 1 .
  • the adder 555 adds and outputs the 1st voltage command value V * 1 and the 2nd voltage command value V * 2 .
  • the output voltage command value V * 3 (for example, an output voltage command value vector) is output as the third voltage command value. Accordingly, the third voltage setpoint V * 3 (that is, the output voltage setpoint vector after compensation) is equal to the first voltage setpoint V * 1 (that is, the output voltage setpoint vector before compensation) and the second voltage setpoint V *. 2) (that is, the compensation voltage setpoint vector).
  • the PWM generator 560 generates and outputs a PWM signal PWM based on the third voltage command value V * 3 .
  • the PWM generator 560 may operate substantially the same as the PWM generator 260 described with reference to FIG. 2.
  • the magnitude of the power Pinv of the inverter may be determined as the inner product of the output current vector of the motor and the output voltage command value vector. Accordingly, the output current setpoint vector or the output voltage setpoint vector can be adjusted to obtain the desired inverter power Pinv.
  • the method of adjusting the output voltage command value vector may not quickly follow the output power command value P * due to the delay occurring in the voltage command generation unit 540.
  • the method of compensating the output voltage command value vector may be determined using the output power command value P *.
  • the PWM generator 560 receives the output power command value P *, compares the output power command value P * with the output power reference value P_limit, and controls the first and second control units 130 as described above. One of the two modes can be determined. Detailed description thereof will be described later.
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating a method of operating a motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the control unit 130 receives the command speed ⁇ r (S110).
  • control unit 130 compares the command speed ⁇ r with a predetermined speed reference value ⁇ r_limit (S120).
  • the control unit 130 operates in the same phase overmodulation compensation scheme (S130). That is, when the output voltage command value vector provided to the inverter 120 corresponds to an overmodulation vector exceeding a space vector region, the control unit 130 reduces the size of the vector while maintaining the same phase with respect to the overmodulation vector. To compensate.
  • the output voltage command value vector is changed to be positioned on the boundary of the space vector region, and voltage ripple and harmonics of the output voltage output from the inverter 120 can be minimized, thereby improving control performance of the motor driving apparatus.
  • the control unit 130 when the command speed ⁇ r is greater than the speed reference value ⁇ r_limit , the control unit 130 operates in a minimum distance overmodulation compensation scheme (S140). That is, when the output voltage command value vector provided to the inverter 120 corresponds to an overmodulation vector exceeding the space vector region, the control unit 130 is the minimum distance point between the output voltage command value vector and the space vector region, and the output voltage. Perform compensation to change the setpoint vector.
  • S140 minimum distance overmodulation compensation scheme
  • the output voltage command value vector may be changed to be located on the boundary of the space vector region, and the output voltage may be increased.
  • the average value of the output voltages output from the inverter 120 increases. Therefore, the magnitude of the output power of the inverter 120 may be increased, and the operation speed of the motor driving device may be increased.
  • control unit 130 determines whether a stop command has been received (S150). When the stop command is received, the operation of the motor drive device is stopped. Otherwise, the control unit 130 repeats the steps S110 to S140 described above.
  • the motor driving apparatus compares the command speed ⁇ r with the speed reference value ⁇ r_limit , and the command speed ⁇ r is smaller than or equal to the speed reference value ⁇ r_limit . Operate in a first mode that performs in-phase overmodulation compensation. On the other hand, when the command speed ⁇ r is greater than the speed reference value ⁇ r_limit , the second mode performs a minimum distance overmodulation compensation. That is, the motor driving apparatus of the present invention reduces the ripple and harmonics of the voltage through the in-phase overmodulation compensation scheme in the low speed operation control, and uses the minimum distance overmodulation compensation scheme in which the fast response characteristic is required in the high speed operation control.
  • the rotation speed of the motor 110 in the second mode may be greater than the rotation speed of the motor 110 in the first mode.
  • the magnitude of the output voltage setpoint vector in the second mode may be greater than or equal to the magnitude of the output voltage setpoint vector in the first mode.
  • the control unit 130 performs the same phase overmodulation compensation operation or the minimum distance overmodulation.
  • the compensation operation may not be performed.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a method of operating a motor driving apparatus according to another exemplary embodiment of the present invention.
  • a motor driving apparatus for convenience of explanation, hereinafter, duplicate descriptions of the same items as the above-described exemplary embodiments will be omitted and the description will be made based on differences.
  • the PWM generator 260 of the control unit 130 may include the command speed ⁇ r and the current speed of the rotor included in the motor 110.
  • ⁇ ⁇ r is received (S210).
  • the current speed ( ⁇ ⁇ r ) of the rotor can be calculated in the control unit 130, a detailed description thereof will be omitted here.
  • control unit 130 compares the command speed ⁇ r and the current speed ⁇ ⁇ r (S220).
  • the control unit 130 operates in the same phase overmodulation compensation scheme (S230).
  • the output voltage command value vector is changed to be positioned on the boundary of the space vector region, and voltage ripple and harmonics of the output voltage output from the inverter 120 can be minimized, thereby improving control performance of the motor driving apparatus.
  • the control unit 130 operates in a minimum distance overmodulation compensation scheme (S240).
  • the output voltage command value vector may be changed to be located on the boundary of the space vector region, and the output voltage may be increased.
  • the average value of the output voltages output from the inverter 120 increases. Therefore, the magnitude of the output power of the inverter 120 may be increased, and the operation speed of the motor driving device may be increased.
  • control unit 130 determines whether a stop command has been received (S250). When the stop command is received, the operation of the motor drive device is stopped. Otherwise, the control unit 130 repeats the steps S210 to S240 described above.
  • the motor driving apparatus to a reference speed ( ⁇ r) comparing the current speed ( ⁇ ⁇ r), the reference speed ( ⁇ r) less than or equal to the current speed ( ⁇ ⁇ r)
  • it operates in a first mode that performs in-phase overmodulation compensation.
  • the second mode performs a minimum distance overmodulation compensation. That is, the motor drive device of the present invention, when the command speed ( ⁇ r ) is greater than the current speed ( ⁇ ⁇ r ), high voltage output and fast response characteristics are required, and the minimum distance overmodulation compensation scheme is used. In other cases, the same phase overmodulation compensation scheme may be used.
  • the present invention is not limited thereto.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating a method of operating a motor driving apparatus according to still another embodiment of the present invention.
  • a motor driving apparatus for convenience of explanation, hereinafter, duplicate descriptions of the same items as the above-described exemplary embodiments will be omitted and the description will be made based on differences.
  • the PWM generator 260 of the control unit 130 receives the output power command value P * in the motor driving apparatus according to another embodiment of the present invention (S310). A detailed description thereof has been described above with reference to FIG. 9 and will not be described herein.
  • control unit 130 compares the output power command value P * and the output power reference value P_limit (S320).
  • control unit 130 operates in the same phase overmodulation compensation scheme (S330).
  • the control unit 130 operates in the minimum distance over-modulation compensation method (S340).
  • the average value of the output voltage output from the inverter 120 increases. Therefore, the magnitude of the output power of the inverter 120 may be increased, and the operation speed of the motor driving device may be increased.
  • control unit 130 determines whether a stop command has been received (S350). When the stop command is received, the operation of the motor drive device is stopped. Otherwise, the control unit 130 repeats the steps S310 to S340 described above.
  • the output power command value P * is smaller than the output power reference value P_limit by comparing the output power command value P * and the output power reference value P_limit.
  • the first mode performs the same phase overmodulation compensation.
  • the second mode performs the minimum distance overmodulation compensation. That is, the motor drive device of the present invention, when the output power command value (P * ) is larger than the output power reference value (P_limit), high voltage output and fast response characteristics are required, and the minimum distance overmodulation compensation scheme is used. In other cases, the same phase overmodulation compensation scheme may be used.
  • the present invention is not limited thereto.
  • control unit 130 may operate in the second mode when the motor 110 is to be driven at a high speed.
  • control unit 130 may operate in the second mode when the command speed ⁇ r is 80 kpm or more, or the current speed ⁇ ⁇ r of the motor 110 is 80 kpm or more.
  • this is only one embodiment and the present invention is not limited thereto.
  • 14 to 16 are diagrams for describing an extreme voltage waveform according to overmodulation compensation of a motor driving apparatus according to some embodiments of the present disclosure.
  • the motor 110 of the motor driving apparatus may receive a three-phase AC voltage from the inverter 120 as described above.
  • the three-phase AC voltage may include a first phase pole voltage, a second phase pole voltage, and a third phase pole voltage.
  • the user may actually measure the extreme voltage waveform output from the inverter 120 to the motor 110 using a measuring instrument. For example, the user contacts the probe Probe of the meter to the ground node GND of the inverter 120 and the node A between the first upper arm switch Sa and the first lower arm switch S'a. The first phase pole voltage can be measured.
  • a graph of ⁇ a> is a waveform of measuring an extreme voltage between a ground node GND and a node A of an inverter 120 using an oscilloscope.
  • a high pass component may be removed by using a low pass filter (LPF).
  • LPF low pass filter
  • the waveform of the low frequency component can be extracted from the square wave and analyzed.
  • the ⁇ b> graph is a waveform passed through LPF with a cutoff frequency of 10 kHz.
  • the present invention is not limited thereto, and the extreme voltage waveform may be extracted using LPF having another cutoff frequency.
  • the graphs ⁇ a> to ⁇ c> show extreme voltage waveforms van1, van2, and van3 extracted using the method described above with reference to FIGS. 14 and 15.
  • the reference voltage (vas_ref) is equally shown in the ⁇ a> to ⁇ c> graph in the form of a sine or cosine wave. That is, the reference voltage (vas_ref) can be shown and used in the ⁇ a> to ⁇ c> graph to compare the magnitude change of the extreme voltage waveform (van1, van2, van3).
  • the graph ⁇ a> is when the overmodulated voltage is generated in the inverter 120.
  • the first extreme voltage waveform van1 output from the inverter 120 to the motor 110 is shown.
  • the graph includes a first maximum point holding time H1 and a first minimum point holding time L1.
  • the first maximum point holding time H1 is different from the first minimum point holding time L1.
  • the first maximum point holding time H1 of the first extreme voltage waveform van1 may be greater than the first minimum point holding time L1.
  • the present invention is not limited thereto, and the first maximum point holding time H1 of the first extreme voltage waveform van1 may be smaller than the first minimum point holding time L1.
  • the first maximum point holding time H1 of the first extreme voltage waveform van1 may be different from the first minimum point holding time L1.
  • the voltage ripple may be increased or the harmonic component may be increased to the extreme voltage output from the inverter 120, thereby reducing the control performance of the motor 110.
  • ⁇ b> is a graph in which the overmodulation voltage is generated in the inverter 120 and the control unit 130 performs the same phase overmodulation compensation operation.
  • a second extreme voltage waveform van2 output from the inverter 120 to the motor 110 is shown.
  • the graph ⁇ b> shows the extreme voltage waveform output from the inverter 120 to the motor 110 when the control unit 130 operates in the first mode.
  • the graph includes a second maximum point holding time H2 and a second minimum point holding time L2.
  • the second maximum point holding time H2 of the second extreme voltage waveform van2 may be equal to or similar to the second minimum point holding time L2.
  • the second maximum point holding time H2 may be smaller than the first maximum point holding time H1.
  • the second minimum point holding time L2 may be greater than the first minimum point holding time L1, but the present invention is not limited thereto.
  • the control performance of the motor 110 of the inverter 120 may be improved.
  • ⁇ c> is a graph in which the overmodulation voltage is generated in the inverter 120 and the control unit 130 performs the minimum distance overmodulation compensation operation.
  • a third extreme voltage waveform van3 output from the inverter 120 to the motor 110 is shown.
  • the ⁇ c> graph shows the extreme voltage waveform output from the inverter 120 to the motor 110 when the control unit 130 operates in the second mode.
  • the graph includes a third maximum point holding time H3 and a third minimum point holding time L3.
  • the third maximum point holding time H3 of the third extreme voltage waveform van3 may be equal to or similar to the third minimum point holding time L3.
  • the third maximum point holding time H3 may be greater than the second maximum point holding time H2.
  • the third minimum point holding time L3 may be greater than the second minimum point holding time L2.
  • the present invention is not limited thereto.
  • the duty ratio of the extreme voltage waveform is less than the duty ratio of the extreme voltage waveform when performing the same phase overmodulation compensation operation. It can be formed large.
  • the average output voltage of the pole voltage output from the inverter 120 is increased, so that the driving speed of the motor 110 is improved, and the motor 110 is driven at a high RPM. It can work.
  • the voltage ripple of the extreme voltage output from the inverter 120 is reduced and the harmonic components are also reduced, compared to the case where the overmodulation compensation is not performed. Can be improved.

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Abstract

본 발명은 모터 구동 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 인버터의 출력 전압 지령치가 과변조 전압인 경우, 지령 속도에 따라 동일 위상 과변조 보상 또는 최소 거리 과변조 보상을 선택적으로 수행하는 모터 구동 장치에 관한 것이다.

Description

모터 구동 장치
본 발명은 모터 구동 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 인버터의 출력 전압 지령치가 과변조(overmodulation) 전압인 경우, 지령 속도에 따라 동일 위상 과변조 보상 또는 최소 거리 과변조 보상을 선택적으로 수행하는 모터 구동 장치에 관한 것이다.
소형 정밀제어 모터는 크게 AC 모터, DC 모터, 브러시리스(Brushless) DC 모터 및 릴럭턴스(Reluctance) 모터로 구분된다.
이러한 소형모터는 AV 기기용, 컴퓨터용, 가전 및 주택설비용, 산업용 등 많은 곳에서 사용되고 있다. 특히 가전 분야는 소형모터의 최대 시장을 형성해 가고 있는 분야이다. 가전제품은 점차 고급화 되어 가고 있으며 그에 따라 구동되는 모터의 소형화, 저소음화, 저소비전력화 등이 요구된다.
이 중, BLDC모터는 브러쉬와 정류자가 없는 모터로서, 기계적인 마찰손실이나 불꽃, 노이즈가 원칙적으로는 발생하지 않으며 속도 제어나 토크 제어가 뛰어나다. 또한, 속도 제어에 의한 손실이 없고, 소형모터로서는 효율이 높아 가전분야의 제품에 많이 사용되고 있다.
BLCD 모터는 3상 교류 전압을 제공하는 인버터와, 인버터의 출력 전압을 제어하는 제어유닛을 포함할 수 있다. 이때, 제어유닛은 PWM 제어 방식을 이용하여 인버터를 제어할 수 있다. 구체적으로, 제어유닛은 공간 벡터 PWM(Space Vector PWM; SVPWN) 을 이용하여, 인버터의 출력 전압을 제어할 수 있다. 다만, 모터 구동 장치에 공급되는 전압이 제한되어 있기 때문에 선형적으로 출력할 수 있는 출력 전압의 범위에는 한계가 있을 수 있다.
이러한 한계를 극복하기 위하여, 제어유닛은 과변조 보상 방식을 이용하여 출력 전압 및 제어 성능을 향상 시킬 수 있다. 제어유닛에서 이용하는 과변조 보상 방식에는, 동일 위상 과변조 보상 방식과 최소 거리 과변조 보상 방식이 있을 수 있다.
모터 구동 장치에서 동일 위상 과변조 보상 방식을 이용하는 경우, 전압 리플과 고조파를 최소화할 수 있어 제어성능을 높일 수 있으나, 출력 전력의 크기가 작아지는 단점이 있다. 반면, 모터 구동 장치에서 최소 거리 과변조 보상 방식을 이용하는 경우, 출력 전압의 오차를 최소화할 수 있으나, 전압 리플과 고조파가 상승하는 단점이 있다.
따라서, 제조사는 모터 구동 장치의 운용시에 이러한 동일 위상 과변조 보상 방식 및 최소 거리 과변조 보상 방식 사이의 트레이드-오프 관계를 고려하여야 하는 어려움이 있었다.
본 발명의 목적은, 인버터의 제어에 이용되는 출력 전압 지령치가 상대적으로 작은 경우, 동일 위상 과변조 보상 방식을 이용하여 제어 성능을 높이고, 출력 전압 지령치가 상대적으로 큰 경우, 최소 거리 과변조 보상 방식을 이용하여 높은 출력을 구현할 수 있는 모터 구동 장치를 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 모터 구동 장치는, 교류 전압을 이용하여 모터를 구동하는 인버터와, 인버터에 포함된 스위칭 소자의 동작을 제어하는 제어유닛을 포함한다. 이때, 제어유닛은, 인버터의 제어에 이용되는 출력 전압 지령치 벡터가 미리 정해진 공간 벡터 영역을 초과하는 경우, 지령 속도에 따라 서로 다른 제1 또는 제2 모드로 동작한다. 여기에서, 제1 모드의 제어유닛은, 출력 전압 지령치 벡터의 위상을 유지하면서 출력 전압 지령치 벡터의 크기를 축소하는 동일 위상 과변조 보상 동작을 수행한다. 반면, 제2 모드의 제어유닛은, 출력 전압 지령치 벡터와 공간 벡터 영역의 최소 거리 지점으로, 출력 전압 지령치 벡터를 변경하는 최소 거리 과변조 보상 동작을 수행한다.
본 발명에 따른 모터 구동 장치는, 인버터의 출력 전압 지령치가 과변조 영역에 진입하는 경우, 동일위상 과변조 보상 방식을 수행하여 전압 리플 및 고조파를 줄여 제어 성능을 향상 시킬 수 있다. 반면, 모터 구동 장치가 상대적으로 빠른 고속으로 동작해야 하는 경우, 최소거리 과변조 보상 방식을 이용하여 평균 출력 전압을 높임으로써, 모터 구동 장치의 고속 운전을 가능하게 할 수 있다. 이를 통해, 모터 구동 장치는 상황에 따라 가장 효율적인 과변조 보상 방식을 선택함으로써, 동작 안정성을 향상시킬 수 있고, 고속 동작에 필요한 높은 출력을 확보할 수 있다.
상술한 효과와 더불어 본 발명의 구체적인 효과는 이하 발명을 실시하기 위한 구체적인 사항을 설명하면서 함께 기술한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치를 나타내는 블럭도이다.　
도 2는 도 1의 제어유닛의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
도 3은 도 1의 인버터를 설명하기 위한 회로도이다.
도 4는 공간 벡터 기반의 펄스폭 변조 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 5 및 도 6은 동일 위상 과변조 보상 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 7 및 도 8은 최소 거리 과변조 보상 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 9 및 도 10은 도 1의 제어유닛에서 보상 전압 지령치를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치의 동작 방법을 설명하기 위한 순서도이다.　
도 12는 본 발명의 다른 실시예에 따른 모터 구동 장치의 동작 방법을 설명하기 위한 순서도이다.　
도 13은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 모터 구동 장치의 동작 방법을 설명하기 위한 순서도이다.　
도 14 내지 도 16은 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 모터 구동 장치의 과변조 보상에 따른 극전압 파형을 설명하기 위한 도면이다.　
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
다른 정의가 없다면, 본 명세서에서 사용되는 모든 용어(기술 및 과학적 용어를 포함)는 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 공통적으로 이해될 수 있는 의미로 사용될 수 있을 것이다. 또한, 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 용어들은 명백하게 특별히 정의되어 있지 않은 한 이상적으로 또는 과도하게 해석되지 않는다.
이하에서는, 도 1 내지 도 16을 참조하여, 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 모터 구동 장치를 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치를 나타내는 블럭도이다.　
도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치는, 모터(110), 인버터(120) 및 제어유닛(130)를 포함할 수 있다.
모터(110)는 3상 코일(미도시)이 권선된 스테이터(stator) 및 상기 스테이터 내에 배치되며 상기 3상 코일에서 발생된 자기장에 의해 회전하는 로터(rotor)를 포함할 수 있다. 인버터(120)로부터 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)이 상기 3상 코일로 공급되면, 모터(110)에서는 3상 코일에서 발생된 자계에 따라 로터에 포함된 영구자석이 회전한다. 다만, 본 발명이 3상 코일에 의해 동작하는 3상 모터에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어, 단상 코일을 이용하는 단상 모터를 더 포함할 수 있다. 이하에서는, 3상 모터를 기준으로 본 발명의 특징을 설명하도록 한다.
모터(110)는 유도 모터(induction motor), BLDC 모터(blushless DC motor), 릴럭턴스 모터(reluctance motor) 등을 포함할 수 있다. 예를 들어, 모터(110)는 표면 부착형 영구자석 동기 모터(Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Motor; SMPMSM), 매입형 영구자석 동기 모터(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor; IPMSM), 및 동기 릴럭턴스 모터(Synchronous Reluctance Motor; Synrm) 등을 포함할 수 있다.
인버터(120)는 3상 스위치 소자들(미도시)를 포함할 수 있다. 상기 3상 스위치 소자들은 제어유닛(130)으로 공급된 동작 제어 신호(이하, 'PWM(Pulse Width Modulation) 신호'라 칭함, 이하, PWM 신호)가 입력되면, 스위치 온 및 오프로 동작하여 입력된 직류 전압(Vdc)을 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)로 변환하여 상기 3상 코일로 공급할 수 있다. 상기 3상 스위치 소자들에 대한 자세한 설명은 후술하기로 한다.
제어유닛(130)는 목표 지령값 입력시, 목표 지령값 및 로터의 전기각 위치를 기초로 3상 스위치소자들 각각의 온 동작에 대한 온 시간구간 및 오프동작에 대한 오프 시간구간을 결정하는 PWM 신호(PWMS)를 출력할 수 있다.
모터 구동 장치는 입력 전류 검출부(A), 직류단 전압 검출부(B), 직류단 커패시터(C), 전동기 전류 검출부(E), 입력 전압 검출부(F), 및 인덕터(L1, L2) 등을 더 포함할 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, 앞의 추가적인 구성요소 중 일부는 생략되어 실시될 수 있다.
입력 전류 검출부(A)는, 상용 교류 전원(101)으로부터 입력되는 입력 전류(ig)를 검출할 수 있다. 이를 위하여, 입력 전류 검출부(A)로, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다. 검출되는 입력 전류(ig)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 전력 제어를 위해 제어유닛(130)에 입력될 수 있다.
입력 전압 검출부(F)는, 상용 교류 전원(101)으로부터 입력되는 입력 전압(vg)을 검출할 수 있다. 이를 위하여, 입력 전압 검출부(F)는 저항 소자, 증폭기 등을 포함할 수 있다. 검출되는 입력 전압(vg)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 전력 제어를 위해 제어유닛(130)에 입력될 수 있다.
인덕터(L1, L2)는, 상용 교류 전원(101)과 정류부(105) 사이에 배치되어, 노이즈 제거 등의 동작을 수행할 수 있다.
정류부(105)는, 인덕터(L1, L2)를 거친 상용 교류 전원(101)을 정류하여 출력한다. 예를 들어, 정류부(105)는, 4개의 다이오드가 연결된 풀 브릿지 다이오드를 구비할 수 있으나, 다양하게 변형되어 적용될 수 있다.
커패시터(C)는, 입력되는 전원을 저장한다. 도면에서는, 직류단 커패시터(C)로 하나의 소자를 예시하나, 복수개가 구비되어, 소자 안정성을 확보할 수도 있다.
직류단 전압 검출부(B)는 커패시터(C)의 양단인 직류단 전압(Vdc)을 검출할 수 있다. 이를 위하여, 직류단 전압 검출부(B)는 저항 소자, 증폭기 등을 포함할 수 있다. 검출되는 직류단 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, PWM 신호(PWMS)의 생성을 위해 제어유닛(130)에 입력될 수 있다.
전동기 전류 검출부(E)는, 인버터(120)와 3상 모터(110) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출한다. 즉, 3상 모터(110)에 흐르는 전류를 검출한다. 전동기 전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia, ib, ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 3상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.
전동기 전류 검출부(E)는 인버터(120)와 3상 모터(110) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.
이에, 제어유닛(130)는, 입력 전류 검출부(A)에서 검출되는 입력 전류(ig)와 입력 전압 검출부(F)에서 검출되는 입력 전압(vg), 직류단 전압 검출부(B)에서 검출되는 직류단 전압(Vdc), 전동기 전류 검출부(E)에서 검출되는 출력전류(io)를 이용하여 인버터(120)의 동작 제어를 수행할 수 있다.
검출된 출력전류(io)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 제어유닛(130)에 인가될 수 있으며, 검출된 출력전류(io)에 기초하여 PWM 신호(PWMS)가 생성된다. 이하에서는 검출된 출력전류(io)가 3상의 출력 전류(ia,ib,ic)인 것으로 하여 기술한다.
도 2는 도 1의 제어유닛의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
도 2를 참조하면, 제어유닛(130)는 3상/2상 축변환부(210), 위치 추정부(220), 속도 연산부(230), 지령치 생성부(240), 2상/3상 축변환부(250) 및 신호 생성부(이하, 'PWM 생성부'라 칭함, 260)를 포함할 수 있다.
3상/2상 축변환부(210)는 모터(110)에서 출력된 3상 전류(ia, ib, ic)를 입력받아, 정지좌표계의 2상 전류(iα, iβ)로 변환한다.
한편, 3상/2상 축변환부(210)는 정지좌표계의 2상 전류(iα, iβ)를 회전좌표계의 2상 전류(id, iq)로 변환할 수 있다.
위치 추정부(220)는 3상 전류(ia, ib, ic) 및 3상 전압(Va, Vb, Vc) 중 적어도 하나를 검출하여, 모터(110)에 포함된 로터의 위치(H)를 추정할 수 있다.
속도 연산부(230)는 위치 추정부(220)에서 추정한 위치(H) 및 3상 전압(Va, Vb, Vc) 중 적어도 하나에 기초하여, 상기 로터의 현재 속도(ω^ r)를 연산할 수 있다. 즉, 속도 연산부(230)는 위치(H)를 시간으로 나누어 현재 속도(ω^ r)를 연산할 수 있다.
또한, 속도 연산부(230)는 위치(H)에 기초하여 연산된 전기각 위치(θ^ r)와 연산된 현재 속도(ω^ r)를 출력할 수 있다.
지령치 생성부(240)는 전류 지령 생성부(242) 및 전압 지령 생성부(244)를 포함할 수 있다.
전류 지령 생성부(242)는 연산된 현재 속도(ω^ r)와 입력된 목표 지령값에 대응하는 지령 속도(ωr)에 기초하여, 속도 지령치(ω* r)를 연산한다.
이후, 전류 지령 생성부(242)는 속도 지령치(ω* r)에 기초하여, 전류 지령치(i* q)를 생성한다.
예를 들어, 전류 지령 생성부(242)는, 현재 속도(ω^ r)와 지령 속도(ω)의 차이인 속도 지령치(ω* r)에 기초하여, PI 제어기(243)에서 PI 제어를 수행하며, 전류 지령치(i* q)를 생성할 수 있다. 전류 지령 생성부(242)는 q축 전류 지령치(i* q)의 생성시, d축 전류 지령치(i* d)를 함께 생성할 수 있다. 한편, d축 전류 지령치(i* d)의 값은 0으로 설정될 수도 있다.
또한, 전류 지령 생성부(242)는, 전류 지령치(i* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
전압 지령 생성부(244)는, 회전 좌표계로 축변환된 d축, q축 전류(id, iq)와, 전류 지령 생성부(242) 등에서의 전류 지령치(i* d, i* q)에 기초하여, d축, q축 전압 지령치(v* d, v* q)를 생성한다.
예를 들어, 전압 지령 생성부(244)는, q축 전류(iq)와, q축 전류 지령치(i* q)의 차이에 기초하여, PI 제어기(245)에서 PI 제어를 수행하며, q축 전압 지령치(v* q)를 생성할 수 있다.
또한, 전압 지령 생성부(244)는, d축 전류(id)와, d축 전류 지령치(i* d)의 차이에 기초하여, PI 제어기(246)에서 PI 제어를 수행하며, d축 전압 지령치(v* d)를 생성할 수 있다.
한편, d축 전압 지령치(v* d)의 값은, d축 전류 지령치(i* d)의 값은 0으로 설정되는 경우에 대응하여, 0으로 설정될 수도 있다.
한편, 전압 지령 생성부(244)는, d 축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
한편, 생성된 d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)는, 2상/3상 축변환부(250)에 입력된다.
2상/3상 축변환부(250)는, 속도 연산부(230)에서 연산된 전기각 위치(θ^ r)와, d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)를 입력받아, 축변환을 수행한다.
먼저, 2상/3상 축변환부(250)는, 2상 회전 좌표계에서 2상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이때, 속도 연산부(230)에서 연산된 전기각 위치(θ^ r)가 사용될 수 있다.
그리고, 2상/3상 축변환부(250)는, 2상 정지 좌표계에서 3상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이러한 변환을 통해, 2상/3상 축변환부(250)는, 3상 출력 전압 지령치(v*a, v*b, v*c)를 출력하게 된다.
PWM 생성부(260)는 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)에 기초하여 펄스폭 변조(PWM) 방식에 따른 인버터용 PWM 신호(PWMS)를 생성하여 출력한다.
PWM 신호(PWMS)는 게이트 구동부(미도시)에서 게이트 구동 신호로 변환되어, 인버터(120) 내의 3상 스위칭 소자들의 게이트에 입력될 수 있다. 이에 의해, 인버터(120) 내의 3상 스위칭 소자들이 스위칭 동작을 하게 된다.
여기서, PWM 생성부(260)는 상술한 전기각 위치(θ^ r) 및 3상 전압(Va, Vb, Vc)를 기반으로 PWM 신호(PWMS)의 온 시간구간 및 오프 시간구간을 가변시켜, 상기 3상 스위치소자들의 스위치 동작을 제어할 수 있다.
PWM 생성부(260)는 PWM 신호(PWMS)를 생성하기 위한 복수 개의 알고리즘이 설정되어 있다. PWM 생성부(260)는 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)를 기초로 출력 전압 지령치 벡터를 생성할 수 있다. PWM 생성부(260)는 공간 벡터 PWM(SVPWN)을 이용하여 인버터(120)의 출력 전압을 제어할 수 있다. 이때, PWM 생성부(260)는 공간 벡터 영역과 출력 전압 지령치 벡터를 비교하여 출력 전압 지령치가 과변조 전압에 해당하는지 여부를 판단한다. 구체적으로, PWM 생성부(260)는 출력 전압 지령치 벡터가 미리 정해진 공간 벡터 영역을 초과하는 경우을 초과하는지 여부를 판단한다.
이어서, PWM 생성부(260)는 출력 전압 지령치가 과변조 전압에 해당하는 경우, 입력된 지령 속도(ωr)에 따라 서로 다른 제1 또는 제2 모드로 동작할 수 있다.
이때, 제1 모드에서 PWM 생성부(260)는, 출력 전압 지령치 벡터의 위상을 유지하면서 출력 전압 지령치 벡터의 크기를 축소하는 동일 위상 과변조 보상 동작을 수행한다. 반면, 제2 모드에서 PWM 생성부(260)는, 출력 전압 지령치 벡터와 공간 벡터 영역의 최소 거리 지점으로, 출력 전압 지령치 벡터를 변경하는 최소 거리 과변조 보상 동작을 수행한다.
예를 들어, PWM 생성부(260)는 지령 속도(ωr)와 속도 기준값(ωr_limit)을 비교하여, 지령 속도(ωr)가 속도 기준값(ωr_limit)보다 작거나 같은 경우 제1 모드로 동작하고, 지령 속도(ωr)가 속도 기준값(ωr_limit)보다 큰 경우 제2 모드로 동작할 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, 이에 대한 자세한 설명은 이하에서 후술하도록 한다.
도 3은 도 1의 인버터를 설명하기 위한 회로도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 인버터(120)는 3상 스위치소자들을 포함할 수 있으며, 제어유닛(130)으로부터 공급된 PWM 신호(PWMS)에 의해 스위치 온 및 오프 동작하여 입력된 직류 전압(Vdc)을 소정 주파수 또는 듀티를 갖는 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)으로 변환하여 모터(110)로 출력할 수 있다.
상기 3상 스위치소자들은 서로 직렬 연결되는 제1 내지 제3 상암 스위치(Sa, Sb, Sc) 및 제1 내지 제3 하암 스위치(S'a, S'b, S'b)가 서로 한 쌍이 되며, 총 세쌍의 제1 내지 제3 상암 스위치 및 제1 내지 제3 하암 스위치((Sa&S'a, Sb&S'b, Sc&S'c)가 서로 병렬 연결될 수 있다.
즉, 제1 상, 하암 스위치(Sa, S'a)는 모터(110)의 3상 코일(La, Lb, Lc) 중 제1 상 코일(La)로 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc) 중 제1 상 교류 전압(Vua)를 공급한다.
또한, 제2 상, 하암 스위치(Sb, S'b)는 제2 상 코일(Lb)로 제2 상 교류 전압(Vvb)을 공급하며, 제3 상, 하암 스위치(Sc, S'c)는 제3 상 코일(Lc)로 제3 상 교류 전압(Vwc)를 공급할 수 있다.
여기서, 제1 내지 제3 상암 스위치(Sa, Sb, Sc) 및 제1 내지 제3 하암 스위치(S'a, S'b, S'b) 각각은 상기 로터의 일 회전당, 입력된 PWM 신호(PWMS)에 따라 한번 온 및 오프로 동작하여, 3상 코일(La, Lb, Lc) 각각으로 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)을 공급함으로써, 모터(110)의 동작을 제어할 수 있다.
도 4는 공간 벡터 기반의 펄스폭 변조 방식을 설명하기 위한 도면이다. 도 5 및 도 6은 동일 위상 과변조 보상 방식을 설명하기 위한 도면이다. 도 7 및 도 8은 최소 거리 과변조 보상 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 4를 참조하면, 공간 벡터 영역(310) 중 a축, b축, c축은, 각각 모터의 3상에 대응하는 벡터 성분((1,0,0), (0,1,0), (0,0,1))을 나타낸다. 본 발명의 모터 구동 장치는 공간 벡터 영역(310)을 이용하여 펄스폭 변조 방식을 수행할 수 있다.
인버터(120)는 제어유닛(130)에서 제공하는 출력 전압 지령치 벡터를 기초로 모터(110)에 출력 전압을 제공할 수 있다. 따라서, 인버터(120)가 출력하는 출력 전압은 제어유닛(130)에서 제공하는 출력 전압 지령치 벡터에 따라 변경될 수 있다.
인버터(120)에서 출력되는 출력 전압은, 육각형 형상의 공간 벡터 영역(310) 내에서 출력 가능하다. 공간 벡터 영역을 초과하는 전압, 즉 인버터(120)에서 출력 가능한 전압을 초과하는 전압은, 과변조(overmodulation) 전압이라 명명할 수 있다. 제어유닛(130)은 출력 전압 지령치 벡터가 공간 벡터 영역 내에 위치하도록 과변조 보상 방법을 수행할 수 있다.
이러한 과변조 보상 방법으로, 동일 위상 과변조 보상 방식 또는 최소 거리 과변조 보상 방식이 이용될 수 있다.
먼저, 도 5 및 도 6을 참조하면, 동일 위상 과변조 보상 방식은, 제1 전압 벡터(V1)와 제2 전압 벡터(V2)에 기초한 과변조 벡터(V_ref)에 대하여, 동일 위상을 유지하면서, 벡터의 크기를 축소하는 방식을 의미한다.
이에 따라, 인버터(120)는 과변조 벡터(V_ref)에 대하여 최대로 출력 가능한 전압, 즉 공간 벡터 영역(310)의 경계 지점(P1)에 대응하는 전압을, 유효 벡터(V_new)로서 출력하게 된다.
동일 위상 과변조 보상 방식의 경우, 최소 거리 과변조 보상 방식에 비하여 상대적으로 전압 리플과 고조파를 최소화할 수 있어, 모터 구동 장치의 제어 성능을 높일 수 있다.
다만, 동일 위상 과변조 보상 방식은 인버터(120)의 출력 전력과 관련된 인자 중 출력 전압만을 고려하여 유효 벡터(V_new)를 산정하므로, 인버터(120) 출력 전력 제어가 정확히 이루어지지 않을 수 있다. 따라서, 인버터(120)에서 출력되는 출력 전력이 왜곡될 수 있으며, 출력 전력의 크기도 작아질 수 있다.
반면, 도 7 및 도 8을 참조하면, 최소 거리 과변조 보상 방식은, 제1 전압 벡터(V1)와 제2 전압 벡터(V2)에 기초한 과변조 벡터(V_ref)에 대해, 과변조 벡터(V_ref)와 공간 벡터 영역(310)의 최소 거리 지점(P2)을 출력 전압 지령치 벡터로 설정하는 방식을 의미한다.
이에 따라, 인버터(120)는 과변조 벡터(V_ref)에 대하여 최대로 출력 가능한 전압, 즉 공간 벡터 영역(310)의 경계 지점(P2)에 대응하는 전압을, 유효 벡터(V_new)로서 출력하게 된다.
다만, 최소 거리 과변조 보상 방식의 경우, 과변조 벡터(V_ref)와 유효 벡터(V_new) 사이에 위상의 차이는 있으나, 출력 전압 크기의 오차를 최소화할 수 있게 된다. 따라서, 최소 거리 과변조 보상 방식을 이용하는 경우, 평균적인 출력 전압을 높임으로써 모터(110)의 구동 속도를 향상시키고, 높은 RPM으로 동작할 수 있다.
다만, 최소 거리 과변조 보상 방식의 경우, 알고리즘 적용 전의 출력 전압과 비교하여 위상에 차이가 발생하기 때문에 전압 리플이 증가하고, 고조파가 상승하는 단점이 있다.
도 9 및 도 10은 도 1의 제어유닛에서 보상 전압 지령치를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 9 및 도 10을 참조하면, 제어유닛(130)는, 토크 지령 생성부(510), 전력 지령 생성부(520), 전력 제어기(525), 전류 지령 생성부(530), 전압 지령 생성부(540), 가산기(555), 및 스위칭 제어 신호 출력부(560)를 포함할 수 있다. 한편, 도 2를 참조하여 설명한 구성요소들도 더 포함할 수 있다. 이하에서는, 도 9에 기술된 유닛들을 중심으로 기술한다.
토크 지령 생성부(510)는, 현재 속도(ω^ r)와 속도 지령치(ω* r)에 기초하여, 모터(110)의 회전을 위한, 토크 지령치(T*)를 출력할 수 있다. 특히, 토크 지령 생성부(510)는, 평균 토크 지령치를 출력할 수 있다. 한편, 현재 속도(ω^ r)는 상술한, 전동기(150)에 흐르는 출력 전류(io), 또는 위치(H)를 기초로 연산될 수 있다.
전류 지령 생성부(530)는, 토크 지령치(T*)에 기초하여, 전류 지령치(I*)를 생성할 수 있다. 여기서, 전류 지령치(I*)는, 고정 좌표계의, d축 전류 지령치, q축 전류 지령치를 포함하는 의미일 수 있다.
전압 지령 생성부(540)는, 전류 지령치(I*) 및 실제 전동기에 흐르는 출력 전류에 기초하여, 제1 전압 지령치(V* 1)를 생성할 수 있다. 여기서, 제1 전압 지령치(V* 1)는, 고정 좌표계의, d축 전압 지령치, q축 전압 지령치를 포함하는 의미일 수 있다.
한편, 전력 지령 생성부(520)는, 입력 전압(Vg), 토크 지령치(T*), 현재 속도(ω^ r), 및 직류단 전압 검출부에서 검출된 직류단 전압(Vdc)에 기초하여, 출력 전력 지령치(P*)를 생성하여 출력한다.
이어서, 전력 제어기(525)는, 입력되는 인버터 출력 전력 지령치(P*)에 기초하여, 전력 제어를 수행할 수 있다. 즉, 전력 제어기(525)는 인버터 출력 전력 지령치(P*)에 기초하여, 제2 전압 지령치(V* 2)를 생성할 수 있다. 여기서, 제2 전압 지령치(V* 2)는, 제1 전압 지령치(V* 1)를 보상하기 위한 보상 전압 지령치이다.
가산기(555)는, 제1 전압 지령치(V* 1)와 제2 전압 지령치(V* 2)를 가산하여 출력한다.
즉, 제3 전압 지령치로서, 출력 전압 지령치(V*3)(예를 들어, 출력 전압 지령치 벡터)를 출력한다. 따라서, 제3 전압 지령치(V*3)(즉, 보상 후 출력 전압 지령치 벡터)는, 제1 전압 지령치(V*1)(즉, 보상 전 출력 전압 지령치 벡터)와 제2 전압 지령치(V*2)(즉, 보상 전압 지령치 벡터)의 합에 의해 산출될 수 있다.
이어서, PWM 생성부(560)는, 제3 전압 지령치(V* 3)에 기초하여, PWM 신호(PWMS)를 생성하여 출력한다. PWM 생성부(560)는 도 2를 참조하여 설명한 PWM 생성부(260)과 실질적으로 동일하게 동작할 수 있다.
추가적으로, 본 발명에서 인버터의 전력(Pinv)의 크기는, 모터의 출력 전류 벡터()와 출력 전압 지령치 벡터의 내적(inner product)으로 결정될 수 있다. 이에 따라, 원하는 인버터 전력(Pinv)을 얻기 위해, 출력 전류 지령치 벡터 또는 출력 전압 지령치 벡터가 조정될 수 있다.
이 중에서, 출력 전압 지령치 벡터를 조정하는 방법은, 전압 지령 생성부(540)에서 발생하는 지연으로 인하여, 출력 전력 지령치(P*)를 신속하게 추종하지 못 할 수 있다.
따라서, 도면에 명확하게 도시하지는 않았으나, 본 발명의 다른 실시예에서는 출력 전력 지령치(P*)를 이용하여 출력 전압 지령치 벡터의 보상 방법을 결정할 수 있다. 구체적으로, PWM 생성부(560)는 출력 전력 지령치(P*)를 입력받아, 출력 전력 지령치(P*)와 출력 전력 기준값(P_limit)를 비교하여 제어유닛(130)이 앞에서 설명한 제1 및 제2 모드 중 어느 모드로 동작할지 여부를 결정할 수 있다. 이에 대한 자세한 설명은 후술하도록 한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치의 동작 방법을 설명하기 위한 순서도이다.　
도 11을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치에서 제어유닛(130)은 지령 속도(ωr)를 수신한다(S110).
이어서, 제어유닛(130)은 지령 속도(ωr)와 미리 정해진 속도 기준값(ωr_limit)을 비교한다(S120).
이어서, 제어유닛(130)은 지령 속도(ωr)가 속도 기준값(ωr_limit)보다 작거나 같은 경우, 동일 위상 과변조 보상 방식으로 동작한다(S130). 즉, 제어유닛(130)은 인버터(120)에 제공하는 출력 전압 지령치 벡터가 공간 벡터 영역을 초과하는 과변조 벡터에 해당하는 경우, 상기 과변조 벡터에 대하여 동일 위상을 유지하면서 벡터의 크기를 축소하는 보상을 수행한다.
이를 통해, 출력 전압 지령치 벡터는 공간 벡터 영역 경계 상에 위치하도록 변경되고, 인버터(120)에서 출력하는 출력 전압의 전압 리플과 고조파를 최소화할 수 있어, 모터 구동 장치의 제어 성능을 높일 수 있다.
반면, 제어유닛(130)은 지령 속도(ωr)가 속도 기준값(ωr_limit)보다 큰 경우, 최소 거리 과변조 보상 방식으로 동작한다(S140). 즉, 제어유닛(130)은 인버터(120)에 제공하는 출력 전압 지령치 벡터가 공간 벡터 영역을 초과하는 과변조 벡터에 해당하는 경우, 출력 전압 지령치 벡터와 공간 벡터 영역의 최소 거리 지점으로, 출력 전압 지령치 벡터를 변경하는 보상을 수행한다.
이를 통해, 출력 전압 지령치 벡터는 공간 벡터 영역 경계 상에 위치하도록 변경되면서도, 출력 전압의 크기는 높일 수 있다. 이에 따라, 인버터(120)에서 출력하는 출력 전압의 평균치는 높아진다. 따라서, 인버터(120)의 출력 전력의 크기가 커지고, 모터 구동 장치의 동작 속도는 높아질 수 있다.
이어서, 제어유닛(130)은 정지 지령을 수신했는지 여부를 판단한다(S150). 정지 지령을 수신하는 경우, 모터 구동 장치의 동작을 정지시킨다. 그렇지 않은 경우, 제어유닛(130)은 앞에서 설명한 S110 내지 S140 단계를 반복하여 수행한다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치는, 지령 속도(ωr)와 속도 기준값(ωr_limit)을 비교하여, 지령 속도(ωr)가 속도 기준값(ωr_limit)보다 작거나 같은 경우 동일 위상 과변조 보상을 수행하는 제1 모드로 동작한다. 반면, 지령 속도(ωr)가 속도 기준값(ωr_limit)보다 큰 경우, 최소 거리 과변조 보상을 수행하는 제2 모드로 동작한다. 즉, 본 발명의 모터 구동 장치는 저속 동작 제어시에는 동일 위상 과변조 보상 방식을 통해 전압의 리플과 고조파를 감소시키며, 고속 동작 제어 시에는 빠른 응답 특성이 필요한 최소 거리 과변조 보상 방식을 이용한다.
따라서, 제2 모드에서 모터(110)의 회전 속도는, 제1 모드에서의 모터(110)의 회전 속도보다 클 수 있다. 또한, 제2 모드에서 출력 전압 지령치 벡터의 크기는, 제1 모드에서 출력 전압 지령치 벡터의 크기보다 크거나 같게 형성될 수 있다.
반면, 제어유닛(130)은 출력 전압 지령치 벡터가 공간 벡터 영역을 내에 위치하는 경우(즉, 출력 전압 지령치 벡터가 과변조 벡터가 아닌 경우), 상기 동일 위상 과변조 보상 동작 또는 상기 최소 거리 과변조 보상 동작을 미수행할 수 있다.
도 12는 본 발명의 다른 실시예에 따른 모터 구동 장치의 동작 방법을 설명하기 위한 순서도이다.　설명의 편의를 위하여, 이하에서는 앞서 설명한 실시예와 동일한 사항에 대해서는 중복된 설명을 생략하고 차이점을 중심으로 설명하도록 한다.
도 12를 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 모터 구동 장치에서 제어유닛(130)의 PWM 생성부(260)는 지령 속도(ωr) 및 모터(110)에 포함된 로터의 현재 속도(ω^ r)를 수신한다(S210). 로터의 현재 속도(ω^ r)는 제어유닛(130) 내에서 연산될 수 있으며, 이에 대한 자세한 설명은 전술하였는 바 여기에서는 생략한다.
이어서, 제어유닛(130)은 지령 속도(ωr)와 현재 속도(ω^ r)를 비교한다(S220).
이어서, 제어유닛(130)은 지령 속도(ωr)가 현재 속도(ω^ r)보다 작거나 같은 경우, 동일 위상 과변조 보상 방식으로 동작한다(S230).
이를 통해, 출력 전압 지령치 벡터는 공간 벡터 영역 경계 상에 위치하도록 변경되고, 인버터(120)에서 출력하는 출력 전압의 전압 리플과 고조파를 최소화할 수 있어, 모터 구동 장치의 제어 성능을 높일 수 있다.
반면, 제어유닛(130)은 지령 속도(ωr)가 현재 속도(ω^ r)보다 큰 경우, 최소 거리 과변조 보상 방식으로 동작한다(S240).
이를 통해, 출력 전압 지령치 벡터는 공간 벡터 영역 경계 상에 위치하도록 변경되면서도, 출력 전압의 크기는 높일 수 있다. 이에 따라, 인버터(120)에서 출력하는 출력 전압의 평균치는 높아진다. 따라서, 인버터(120)의 출력 전력의 크기가 커지고, 모터 구동 장치의 동작 속도는 높아질 수 있다.
이어서, 제어유닛(130)은 정지 지령을 수신했는지 여부를 판단한다(S250). 정지 지령을 수신하는 경우, 모터 구동 장치의 동작을 정지시킨다. 그렇지 않은 경우, 제어유닛(130)은 앞에서 설명한 S210 내지 S240 단계를 반복하여 수행한다.
즉, 본 발명의 다른 실시예에 따른 모터 구동 장치는, 지령 속도(ωr)와 현재 속도(ω^ r)를 비교하여, 지령 속도(ωr)가 현재 속도(ω^ r)보다 작거나 같은 경우 동일 위상 과변조 보상을 수행하는 제1 모드로 동작한다. 반면, 지령 속도(ωr)가 현재 속도(ω^ r)보다 큰 경우, 최소 거리 과변조 보상을 수행하는 제2 모드로 동작한다. 즉, 본 발명의 모터 구동 장치는 지령 속도(ωr)가 현재 속도(ω^ r)보다 큰 경우, 높은 전압 출력과 빠른 응답 특성이 필요되는 바, 최소거리 과변조 보상 방식을 이용하고, 그 외의 경우에는 동일 위상 과변조 보상 방식을 이용할 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
도 13은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 모터 구동 장치의 동작 방법을 설명하기 위한 순서도이다.　설명의 편의를 위하여, 이하에서는 앞서 설명한 실시예와 동일한 사항에 대해서는 중복된 설명을 생략하고 차이점을 중심으로 설명하도록 한다.
도 13을 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 모터 구동 장치에서 제어유닛(130)의 PWM 생성부(260)는 출력 전력 지령치(P*)를 수신한다(S310). 이에 대한 자세한 설명은 도 9에서 전술하였는 바 여기에서는 생략한다.
이어서, 제어유닛(130)은 출력 전력 지령치(P*)와 출력 전력 기준값(P_limit)을 비교한다(S320).
이어서, 제어유닛(130)은 출력 전력 지령치(P*)가 출력 전력 기준값(P_limit)보다 작거나 같은 경우, 동일 위상 과변조 보상 방식으로 동작한다(S330).
이를 통해, 인버터(120)에서 출력하는 출력 전압의 전압 리플과 고조파를 최소화할 수 있어, 모터 구동 장치의 제어 성능을 높일 수 있다.
반면, 제어유닛(130)은 출력 전력 지령치(P*)가 출력 전력 기준값(P_limit)보다 큰 경우, 최소 거리 과변조 보상 방식으로 동작한다(S340).
이를 통해, 인버터(120)에서 출력하는 출력 전압의 평균치는 높아진다. 따라서, 인버터(120)의 출력 전력의 크기가 커지고, 모터 구동 장치의 동작 속도는 높아질 수 있다.
이어서, 제어유닛(130)은 정지 지령을 수신했는지 여부를 판단한다(S350). 정지 지령을 수신하는 경우, 모터 구동 장치의 동작을 정지시킨다. 그렇지 않은 경우, 제어유닛(130)은 앞에서 설명한 S310 내지 S340 단계를 반복하여 수행한다.
즉, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 모터 구동 장치는, 출력 전력 지령치(P*)와 출력 전력 기준값(P_limit)를 비교하여, 출력 전력 지령치(P*)가 출력 전력 기준값(P_limit)보다 작거나 같은 경우 동일 위상 과변조 보상을 수행하는 제1 모드로 동작한다. 반면, 출력 전력 지령치(P*)가 출력 전력 기준값(P_limit)보다 큰 경우, 최소 거리 과변조 보상을 수행하는 제2 모드로 동작한다. 즉, 본 발명의 모터 구동 장치는 출력 전력 지령치(P*)가 출력 전력 기준값(P_limit)보다 큰 경우, 높은 전압 출력과 빠른 응답 특성이 필요되는 바, 최소거리 과변조 보상 방식을 이용하고, 그 외의 경우에는 동일 위상 과변조 보상 방식을 이용할 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
추가적으로, 도면에 명확히 도시하지는 않았으나, 제어유닛(130)은 모터(110)가 고속으로 구동되어야 하는 경우, 제2 모드로 동작할 수 있다.
예를 들어, 제어유닛(130)은 지령 속도(ωr)가 80krpm 이상이거나, 모터(110)의 현재 속도(ω^ r)가 80krpm 이상인 경우, 제2 모드로 동작할 수 있다. 다만, 이는 하나의 실시예에 불과하며 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
도 14 내지 도 16은 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 모터 구동 장치의 과변조 보상에 따른 극전압 파형을 설명하기 위한 도면이다.　
도 14를 참조하면, 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 모터 구동 장치의 모터(110)는 앞에서 설명한 바와 같이 인버터(120)로부터 3상 교류전압을 입력받을 수 있다. 이때, 3상 교류전압은 제1 상 극전압, 제2 상 극전압, 및 제3상 극전압을 포함할 수 있다.
사용자는 인버터(120)에서 모터(110)로 출력되는 극전압 파형을 측정기를 이용하여 실제로 측정할 수 있다. 예를 들어, 사용자는 인버터(120)의 접지 노드(GND)와, 제1 상암 스위치(Sa)와 제1 하암 스위치(S'a) 사이의 노드(A)에 측정기의 프로브(Probe)를 접촉시켜 제1 상 극전압을 측정할 수 있다.
이하에서는, 제1 상 극전압의 측정 결과를 예로 들어 본 발명의 제어유닛(130)의 과변조 보상 동작에 대해 살펴보도록 한다.
도 15를 참조하면, <a> 그래프는 오실로스코프를 이용하여 인버터(120)의 접지 노드(GND)와 노드(A) 사이의 극전압을 측정한 파형이다.
일반적으로 제어유닛(130)의 샘플링 수치가 높을수록 구형파 형태의 극전압이 측정될 수 있다.
측정된 구형파를 보다 쉽게 분석하기 위하여 LPF(Low Pass Filter: LPF)를 이용하여 고주파 성분을 제거할 수 있다. 이 경우, 구형파에서 저주파수 성분의 파형을 추출하여 분석할 수 있다.
예를 들어, <b> 그래프는 10kHz의 차단주파수를 갖는 LPF를 통과시킨 파형이다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, 다른 차단주파수를 갖는 LPF를 이용하여 극전압 파형을 추출할 수 있다.
도 16을 참조하면, <a> 내지 <c> 그래프는 앞에서 도 14 및 도 15를 참조하여 설명한 방법을 이용하여 추출한 극전압 파형(van1, van2, van3)을 나타낸다. 여기에서, 레퍼런스 전압(vas_ref)은 사인 또는 코사인파 형태로 <a> 내지 <c> 그래프 내에서 동일하게 도시된다. 즉, 레퍼런스 전압(vas_ref)은 극전압 파형(van1, van2, van3)의 크기 변화를 비교하기 위해 <a> 내지 <c> 그래프 내에 도시되어 이용될 수 있다.
구체적으로, <a> 그래프는 인버터(120)에 과변조 전압이 발생한 경우. 인버터(120)에서 모터(110)로 출력되는 제1 극전압 파형(van1)을 나타낸다.
<a> 그래프에는 제1 최대지점 유지시간(H1)과, 제1 최소지점 유지시간(L1)이 포함된다. 이때, 제1 최대지점 유지시간(H1)은 제1 최소지점 유지시간(L1)과 다르게 나타난다.
예를 들어, 제1 극전압 파형(van1)의 제1 최대지점 유지시간(H1)은 제1 최소지점 유지시간(L1)보다 클 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, 제1 극전압 파형(van1)의 제1 최대지점 유지시간(H1)은 제1 최소지점 유지시간(L1)보다 작을 수 있다.
즉, 인버터(120)에 과변조 전압이 발생하는 경우, 제1 극전압 파형(van1)의 제1 최대지점 유지시간(H1)은 제1 최소지점 유지시간(L1)과 상이하게 나타날 수 있다.
이 경우, 인버터(120)에서 출력되는 극전압에 전압 리플이 증가하거나, 고조파 성분이 증가되어, 모터(110)의 제어 성능이 감소될 수 있다.
<b> 그래프는 인버터(120)에 과변조 전압이 발생하여 제어유닛(130)에서 동일 위상 과변조 보상 동작을 수행한 경우. 인버터(120)에서 모터(110)로 출력되는 제2 극전압 파형(van2)을 나타낸다.
즉, <b> 그래프는 제어유닛(130)이 제1 모드로 동작하는 경우, 인버터(120)에서 모터(110)로 출력되는 극전압 파형을 나타낸다.
<b> 그래프에는 제2 최대지점 유지시간(H2)과, 제2 최소지점 유지시간(L2)이 포함된다. 이때, 제2 극전압 파형(van2)의 제2 최대지점 유지시간(H2)은 제2 최소지점 유지시간(L2)과 동일하거나 유사한 크기로 나타날 수 있다.
다만, <a> 그래프와 비교하여, 제2 최대지점 유지시간(H2)은 제1 최대지점 유지시간(H1) 보다 작을 수 있다. 또한, 제2 최소지점 유지시간(L2)은 제1 최소지점 유지시간(L1)보다 클 수 있으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
이를 통해, 제어유닛(130)에서 동일 위상 과변조 보상 방식을 이용하는 경우, 인버터(120)에서 출력되는 극전압의 전압 리플은 감소되고, 고조파 성분도 감소될 수 있다. 따라서, 인버터(120)의 모터(110)의 제어 성능은 향상될 수 있다.
<c> 그래프는 인버터(120)에 과변조 전압이 발생하여 제어유닛(130)에서 최소 거리 과변조 보상 동작을 수행한 경우. 인버터(120)에서 모터(110)로 출력되는 제3 극전압 파형(van3)을 나타낸다.
즉, <c> 그래프는 제어유닛(130)이 제2 모드로 동작하는 경우, 인버터(120)에서 모터(110)로 출력되는 극전압 파형을 나타낸다.
<c> 그래프에는 제3 최대지점 유지시간(H3)과, 제3 최소지점 유지시간(L3)이 포함된다. 이때, 제3 극전압 파형(van3)의 제3 최대지점 유지시간(H3)은 제3 최소지점 유지시간(L3)과 동일하거나 유사한 크기로 나타날 수 있다.
다만, <b> 그래프와 비교하여, 제3 최대지점 유지시간(H3)은 제2 최대지점 유지시간(H2)보다 클 수 있다. 또한, 제3 최소지점 유지시간(L3)은 제2 최소지점 유지시간(L2)보다 클 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
따라서, 제어유닛(130)에서 최소 거리 과변조 보상 동작을 수행하는 경우, 극전압 파형의 듀티비(duty-ratio)는, 동일 위상 과변조 보상 동작을 수행하는 경우, 극전압 파형의 듀티비보다 크게 형성될 수 있다.
이를 통해, 최소 거리 과변조 보상 방식을 이용하는 경우, 인버터(120)에서 출력되는 극전압의 평균적인 출력 전압이 높아짐으로써, 모터(110)의 구동 속도가 향상되고, 모터(110)는 높은 RPM으로 동작할 수 있다.
또한, 최소 거리 과변조 보상 방식을 이용하는 경우, 과변조 보상을 수행하지 않는 경우보다, 인버터(120)에서 출력되는 극전압의 전압 리플이 감소되고, 고조파 성분도 감소되어 모터(110)의 제어 성능이 향상될 수 있다.
전술한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

Claims (20)

  1. 교류 전압을 이용하여 모터를 구동하는 인버터; 및
    상기 인버터에 포함된 스위칭 소자의 동작을 제어하는 제어유닛을 포함하고,
    상기 제어유닛은, 상기 인버터의 제어에 이용되는 출력 전압 지령치 벡터가 미리 정해진 공간 벡터 영역을 초과하는 경우, 지령 속도에 따라 서로 다른 제1 또는 제2 모드로 동작하되,
    상기 제1 모드는, 상기 출력 전압 지령치 벡터의 위상을 유지하면서 상기 출력 전압 지령치 벡터의 크기를 축소하는 동일 위상 과변조 보상을 수행하고,
    상기 제2 모드는, 상기 출력 전압 지령치 벡터와 상기 공간 벡터 영역의 최소 거리 지점으로, 상기 출력 전압 지령치 벡터를 변경하는 최소 거리 과변조 보상을 수행하는 것을 포함하는
    모터 구동 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 지령 속도가 미리 정해진 속도 기준값보다 작거나 같은 경우, 상기 제1 모드로 동작하고,
    상기 지령 속도가 미리 정해진 속도 기준값보다 큰 경우, 상기 제2 모드로 동작하는 모터 구동 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 지령 속도가 상기 제어유닛에서 측정한 상기 모터의 현재 속도보다 작거나 같은 경우, 상기 제1 모드로 동작하고,
    상기 지령 속도가 상기 제어유닛에서 측정한 상기 모터의 현재 속도보다 큰 경우, 상기 제2 모드로 동작하는 모터 구동 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    제1 전압 지령치를 생성하는 전압 지령 생성부와,
    상기 모터의 현재 속도와 상기 지령 속도를 기초로, 토크 지령치를 생성하는 토크 지령 생성부와,
    상기 토크 지령치와 상기 인버터의 입력단 전압을 기초로, 출력 전력 지령치를 연산하는 전력 지령 생성부와,
    상기 출력 전력 지령치와 상기 제1 전압 지령치를 기초로 보상 전압 지령치를 생성하는 전력 제어기를 포함하되,
    상기 출력 전압 지령치의 벡터는, 상기 제1 전압 지령치의 벡터와 상기 보상 전압 지령치의 벡터의 합인 것을 포함하는 모터 구동 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 출력 전력 지령치가 미리 정해진 출력 전력 기준값보다 작거나 같은 경우, 상기 제1 모드로 동작하고,
    상기 출력 전력 지령치가 미리 정해진 출력 전력 기준값보다 큰 경우, 상기 제2 모드로 동작하는 모터 구동 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제2 모드에서 상기 모터의 회전 속도는, 상기 제1 모드에서 상기 모터의 회전 속도보다 큰 모터 구동 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 출력 전압 지령치 벡터는, 상기 공간 벡터 영역의 경계 상에 위치하고,
    상기 제2 모드에서 상기 출력 전압 지령치 벡터의 크기는, 상기 제1 모드에서 상기 출력 전압 지령치 벡터의 크기보다 크거나 같게 형성되는 모터 구동 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제어유닛은, 상기 출력 전압 지령치 벡터가 상기 공간 벡터 영역을 내에 위치하는 경우, 상기 동일 위상 과변조 보상 동작 또는 상기 최소 거리 과변조 보상 동작을 미수행하는 모터 구동 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드는, 상기 인버터에서 상기 모터로 출력되는 극전압 파형에서 최대지점 유지시간과 최소지점 유지시간이 동일해지도록 과변조 보상을 수행하는 모터 구동 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제2 모드에서 측정한 상기 극전압 파형의 최대지점 유지시간 또는 최소지점 유지시간은, 상기 제1 모드에서 측정한 상기 극전압 파형의 최대지점 유지시간 또는 최소지점 유지시간보다 크게 형성되는 모터 구동 장치.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 제2 모드에서 측정한 상기 극전압 파형의 듀티비(duty-ratio)는, 상기 제1 모드에서 측정한 상기 극전압 파형의 듀티비보다 크게 형성되는 모터 구동 장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 제어유닛은, 상기 모터의 현재 속도 또는 상기 지령 속도가 80krpm 이상인 경우, 상기 제2 모드로 동작하는 모터 구동 장치.
  13. 3상 코일이 권선된 스테이터 및 상기 스테이터 내에 배치되며 상기 3상 코일에서 발생된 자기장에 의해 회전하는 로터를 포함하는 모터;
    상기 3상 코일로 3상 교류 전압을 공급 및 차단하도록 온 및 오프동작하는 3상 스위치소자들을 포함하는 인버터; 및
    상기 모터의 구동을 위한 출력 전압 지령치 벡터가 미리 정해진 공간 벡터 영역을 초과하는 과변조 전압 벡터에 해당하는 경우, 상기 모터의 지령 속도에 따라 서로 다른 제1 또는 제2 보상값을 이용하여 상기 출력 전압 지령치 벡터를 보상하고, 보상된 상기 출력 전압 지령치 벡터를 기초로 상기 3상 스위치소자들의 동작을 제어하는 PWM 신호를 출력하는 제어유닛을 포함하는
    모터 구동 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제어유닛은, 상기 모터의 지령 속도에 따라 서로 다른 제1 또는 제2 모드로 동작하되,
    상기 제1 모드는, 상기 출력 전압 지령치 벡터의 위상을 유지하면서 상기 출력 전압 지령치 벡터의 크기를 축소하는 상기 제1 보상값을 생성하고,
    상기 제2 모드는, 상기 출력 전압 지령치 벡터와 상기 공간 벡터 영역의 최소 거리 지점으로, 상기 출력 전압 지령치 벡터를 보상하는 상기 제2 보상값을 생성하는 것을 포함하는 모터 구동 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 지령 속도가 미리 정해진 속도 기준값보다 작거나 같은 경우, 상기 제1 모드로 동작하고,
    상기 지령 속도가 미리 정해진 속도 기준값보다 큰 경우, 상기 제2 모드로 동작하는 모터 구동 장치.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 지령 속도가 상기 제어유닛에서 측정한 상기 모터의 현재 속도보다 작거나 같은 경우, 상기 제1 모드로 동작하고,
    상기 지령 속도가 상기 제어유닛에서 측정한 상기 모터의 현재 속도보다 큰 경우, 상기 제2 모드로 동작하는 모터 구동 장치.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    제1 전압 지령치를 생성하는 전압 지령 생성부와,
    상기 모터의 현재 속도와 지령 속도를 기초로, 토크 지령치를 생성하는 토크 지령 생성부와,
    상기 토크 지령치와 상기 인버터의 입력단 전압을 기초로, 출력 전력 지령치를 연산하는 전력 지령 생성부와,
    상기 출력 전력 지령치와 상기 제1 전압 지령치를 기초로 보상 전압 지령치를 생성하는 전력 제어기를 포함하되,
    상기 출력 전압 지령치의 벡터는, 상기 제1 전압 지령치의 벡터와 상기 보상 전압 지령치의 벡터의 합인 것을 포함하는 모터 구동 장치.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 출력 전력 지령치가 미리 정해진 출력 전력 기준값보다 작거나 같은 경우, 상기 제1 모드로 동작하고,
    상기 출력 전력 지령치가 미리 정해진 출력 전력 기준값보다 큰 경우, 상기 제2 모드로 동작하는 모터 구동 장치.
  19. 제14항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 3상 코일로부터 전류 및 전압을 검출하여, 상기 로터의 전기각 위치를 추정하는 위치 추정부와,
    상기 로터의 전기각 위치 및 상기 전압을 기반으로, 상기 로터의 현재 속도를 연산하는 속도 연산부와,
    상기 현재 속도 및 목표 지령값을 기반으로 연산된 전류 지령치를 생성하고, 상기 전류 지령치 및 상기 전류를 기반으로 연산된 전압 지령치를 생성하는 지령치 생성부와,
    상기 전압 지령치 및 상기 전기각 위치를 기반으로 상기 출력 전압 지령치를 연산하고, 상기 출력 전압 지령치를 보상하는 상기 제1 또는 제2 모드로 동작하는 신호 생성부를 포함하는 모터 구동 장치.
  20. 제13항에 있어서,
    상기 제어유닛은, 상기 모터의 현재 속도 또는 상기 지령 속도가 80krpm 이상인 경우, 상기 제2 모드로 동작하는 모터 구동 장치.
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