WO2018220669A1 - 高周波ミクサ - Google Patents

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WO2018220669A1
WO2018220669A1 PCT/JP2017/019893 JP2017019893W WO2018220669A1 WO 2018220669 A1 WO2018220669 A1 WO 2018220669A1 JP 2017019893 W JP2017019893 W JP 2017019893W WO 2018220669 A1 WO2018220669 A1 WO 2018220669A1
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WO
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terminal
circuit
output
input
wave
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PCT/JP2017/019893
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English (en)
French (fr)
Inventor
津留　正臣
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H01P1/185—Phase-shifters using a diode or a gas filled discharge tube
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/02—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H01P5/18—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency mixer having a 90-degree hybrid circuit.
  • Patent Document 1 discloses a high-frequency mixer that includes a 90-degree hybrid circuit and first and second diodes.
  • the 90-degree hybrid circuit has first to fourth terminals, an LO wave that is a local oscillation wave is input from the first terminal, and an RF signal that is a high-frequency signal is input from the second terminal.
  • the 90-degree hybrid circuit outputs an LO wave with a phase of 0 degree and an RF signal with a phase of -90 degrees from the third terminal, and an LO wave with a phase of -90 degrees from the fourth terminal.
  • An RF signal having a phase of 0 degree is output.
  • the anode of the first diode is connected to the third terminal of the 90-degree hybrid circuit via a transmission line having a length of a quarter wavelength at the LO wave frequency.
  • the frequency of the LO wave and the frequency of the RF signal are substantially equal.
  • the transmission line shifts the phase of the LO wave output from the third terminal of the 90-degree hybrid circuit by -90 degrees, and changes the phase of the RF signal output from the third terminal of the 90-degree hybrid circuit.
  • an LO wave having a phase of ⁇ 90 degrees and an RF signal having a phase of approximately 180 degrees are given to the anode of the first diode.
  • the cathode of the first diode is short-circuited at an LO wave frequency by an open stub at one end, and the first diode performs a switching operation according to the amplitude of the LO wave, thereby mixing the LO wave and the RF signal. Is generated.
  • the mixed wave of the LO wave and the RF signal is a signal having a difference frequency between the frequency of the LO wave and the frequency of the RF signal.
  • the signal having the difference frequency is referred to as a first IF signal.
  • the phase of the first IF signal output from the cathode of the first diode is approximately -90 degrees.
  • the cathode of the second diode is connected to the fourth terminal of the 90-degree hybrid circuit.
  • an LO wave having a phase of ⁇ 90 degrees and an RF signal having a phase of 0 degrees are given to the cathode of the second diode.
  • the anode of the second diode is short-circuited at the LO wave frequency by an open stub at one end, and the second diode performs a switching operation in accordance with the amplitude of the LO wave, thereby mixing the LO wave and the RF signal. Is generated.
  • the mixed wave of the LO wave and the RF signal is a signal having a difference frequency between the frequency of the LO wave and the frequency of the RF signal.
  • the signal having the difference frequency is referred to as a second IF signal. Since the first diode and the second diode have opposite directions, the phase of the second IF signal output from the anode of the second diode is ⁇ 90 degrees.
  • the first IF signal output from the cathode of the first diode and the second IF signal output from the anode of the second diode have substantially the same frequency
  • the first IF signal is substantially in-phase synthesized and output. Since the RF signal output from the cathode of the first diode and the RF signal output from the anode of the second diode are substantially in opposite phase, they are substantially canceled out.
  • a conventional high-frequency mixer includes a 90-degree hybrid circuit and first and second diodes, and the input impedances of the first and second diodes are the third and fourth terminals in the 90-degree hybrid circuit. Higher than the output impedance. This increases the impedance mismatch between the 90-degree hybrid circuit and the first and second diodes.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to obtain a high-frequency mixer capable of reducing radio wave conversion loss.
  • the high frequency mixer according to the present invention has a first terminal to a fourth terminal.
  • the first terminal is a radio wave input terminal
  • the second terminal is an isolation terminal and the third terminal is 0.
  • the first phase-shift circuit that converts the phase of the radio wave so that the phase of the radio wave is 180 degrees
  • a second phase shift circuit that converts the phase of the radio wave by 90 degrees.
  • the first phase shift circuit converts the impedance so as to achieve impedance matching between the third terminal of the 90-degree hybrid circuit and the first terminal of the first nonlinear element, and
  • the phase of the radio wave is shifted by 180 degrees
  • the second phase shift circuit has an impedance so as to achieve impedance matching between the fourth terminal of the 90-degree hybrid circuit and the second terminal of the second nonlinear element.
  • the phase of the radio wave is shifted by 90 degrees, so that there is an effect that the conversion loss of the radio wave can be reduced.
  • FIG. 3 is a configuration diagram showing impedance conversion by a first phase shift circuit 2.
  • 2 is a configuration diagram showing a first phase shift circuit 2 and a second phase shift circuit 3.
  • FIG. 4A is an explanatory diagram showing impedance conversion by the first transmission line 11 and the second transmission line 12 in the first phase shift circuit 2
  • FIG. 4B is a third transmission line in the second phase shift circuit 3.
  • 13 is an explanatory diagram showing impedance conversion by 13;
  • FIG. FIG. 5A is a configuration diagram showing an example in which the first radio short circuit 7 and the second radio short circuit 8 are formed by the capacitor 21, and FIG. 5B shows the first radio short circuit 7 and the second radio short circuit.
  • FIG. 8 It is a block diagram which shows the example in which the circuit 8 is formed with the one end open stub 22.
  • FIG. It is a block diagram which shows the high frequency mixer by Embodiment 2 of this invention. It is a block diagram which shows the high frequency mixer by Embodiment 3 of this invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a high-frequency mixer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the 90-degree hybrid circuit 1 has a first terminal 1a, a second terminal 1b, a third terminal 1c, and a fourth terminal 1d, and the first terminal 1a is a radio wave input terminal.
  • the second terminal 1b is an isolation terminal
  • the third terminal 1c is a 0 degree output terminal
  • the fourth terminal 1d is a -90 degree output terminal.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a high-frequency mixer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the 90-degree hybrid circuit 1 has a first terminal 1a, a second terminal 1b, a third terminal 1c, and a fourth terminal 1d, and the first terminal 1a is a radio wave input terminal.
  • the second terminal 1b is an isolation terminal
  • the third terminal 1c is a 0 degree output terminal
  • the fourth terminal 1d is a -90 degree output terminal.
  • an RF signal (radio wave) that is a high-frequency signal is input from the first terminal 1a of the 90-degree hybrid circuit 1
  • the LO wave that is a local oscillation wave is input from the second terminal 1b of the 90-degree hybrid circuit 1. (Radio wave) is input.
  • the RF signal input from the first terminal 1a of the 90-degree hybrid circuit 1 is not output to the second terminal 1b, but is equally distributed to the third terminal 1c and the fourth terminal 1d. Further, the first RF signal (first radio wave) distributed to the third terminal 1c and the second RF signal (second radio wave) distributed to the fourth terminal 1d are 90 degrees from each other. There is a phase difference of.
  • the LO wave input from the second terminal 1b of the 90-degree hybrid circuit 1 is not output to the first terminal 1a but is equally distributed to the third terminal 1c and the fourth terminal 1d. Also, the first LO wave (third radio wave) distributed to the third terminal 1c and the second LO wave (fourth radio wave) distributed to the fourth terminal 1d are 90 degrees from each other.
  • phase difference of In FIG. 1, the phase of the first RF signal output from the third terminal 1c is 0 degrees, the phase of the first LO wave output from the third terminal 1c is -90 degrees, and the fourth terminal 1d.
  • the phase of the second RF signal output from the first terminal is ⁇ 90 degrees and the phase of the second LO wave output from the fourth terminal 1d is 0 degrees.
  • the first phase shift circuit 2 shifts the phase of the first RF signal output from the third terminal 1c of the 90-degree hybrid circuit 1 by 180 degrees, thereby setting the phase of the first RF signal to 0 degrees.
  • the first RF signal after the phase shift is output to the first nonlinear element 4.
  • the first phase shift circuit 2 shifts the phase of the first LO wave by 180 degrees from the phase of the first LO wave output from the third terminal 1 c of the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the phase is shifted from ⁇ 90 degrees to 90 degrees, and the first LO wave after the phase shift is output to the first nonlinear element 4.
  • First phase shift circuit 2 has a function of taking the output impedance Z s1 in a third terminal 1c of quadrature hybrid circuit 1, the matching between the input impedance Z d1 at the input terminal 4a of the first non-linear element 4 have.
  • the second phase shift circuit 3 shifts the phase of the second RF signal output from the fourth terminal 1d of the 90-degree hybrid circuit 1 by ⁇ 90 degrees, thereby changing the phase of the second RF signal ⁇
  • the phase is shifted from 90 degrees to 180 degrees, and the second RF signal after the phase shift is output to the second nonlinear element 5.
  • the phase of the second RF signal after the phase shift by the second phase shift circuit 3 is in phase with the phase of the first RF signal after the phase shift by the first phase shift circuit 2.
  • the second phase shift circuit 3 shifts the phase of the second LO wave output from the fourth terminal 1d of the 90-degree hybrid circuit 1 by -90 degrees, so that the phase of the second LO wave is shifted.
  • the second phase shift circuit 3 has a function of matching between the output impedance Z s2 at the fourth terminal of the 90-degree hybrid circuit 1 and the input impedance Z d2 at the input terminal 5a of the second nonlinear element 5.
  • the first nonlinear element 4 is realized by, for example, a diode, and an input terminal 4a that is a first terminal of the first nonlinear element 4 corresponds to an anode that is an anode of the diode.
  • the output terminal 4b that is the second terminal corresponds to a cathode that is a cathode of the diode.
  • the first nonlinear element 4 mixes the first RF signal output from the first phase shift circuit 2 and the first LO wave output from the first phase shift circuit 2, and An IF signal (first mixed wave) is generated, and the first IF signal is output to the synthesis circuit 6.
  • the second nonlinear element 5 is realized by a diode, for example, and the input terminal 5a that is the second terminal of the second nonlinear element 5 corresponds to the cathode that is the cathode of the diode.
  • the output terminal 5b which is one terminal, corresponds to the anode that is the anode of the diode.
  • the second nonlinear element 5 mixes the second RF signal output from the second phase shift circuit 3 and the second LO wave output from the second phase shift circuit 3, A second IF signal (second mixed wave) having the same phase as the IF signal is generated, and the second IF signal is output to the synthesis circuit 6.
  • a Schottky barrier diode etc. other than the diode of a PN junction can be used, for example.
  • the synthesis circuit 6 includes a first radio short circuit 7 and a second radio short circuit 8.
  • the synthesis circuit 6 performs in-phase synthesis of the first IF signal output from the first nonlinear element 4 and the second IF signal output from the second nonlinear element 5, and the in-phase synthesis result from the input / output terminal 6a.
  • the IF signal is output to the outside.
  • the first radio wave short circuit 7 is the first nonlinear element 4 at the frequency of the RF signal input from the first terminal 1a of the 90-degree hybrid circuit 1 or the frequency of the LO wave input from the second terminal 1b. This is a circuit for short-circuiting the output terminal 4b.
  • the second radio wave short circuit 8 is the second nonlinear element 5 at the frequency of the RF signal input from the first terminal 1a of the 90-degree hybrid circuit 1 or the frequency of the LO wave input from the second terminal 1b. This is a circuit for short-circuiting the output terminal 5b.
  • the 90-degree hybrid circuit 1 When an RF signal is input from the first terminal 1a, the 90-degree hybrid circuit 1 equally distributes the input RF signal to the first RF signal and the second RF signal, and from the third terminal 1c. The first RF signal is output, and the second RF signal is output from the fourth terminal 1d.
  • the 90-degree hybrid circuit 1 When the 90-degree hybrid circuit 1 equally distributes the RF signal input from the first terminal 1a to the first RF signal and the second RF signal, for example, the 90-degree hybrid circuit 1 receives the RF signal input from the first terminal 1a. If the phase is 0 degree, the phase of the first RF signal is shifted by ⁇ degrees, and the phase of the second RF signal is shifted by ( ⁇ 90) degrees.
  • the 90-degree hybrid circuit 1 When the LO wave is input from the second terminal 1b, the 90-degree hybrid circuit 1 equally distributes the input LO wave to the first LO wave and the second LO wave, and from the third terminal 1c. The first LO wave is output, and the second LO wave is output from the fourth terminal 1d.
  • the 90-degree hybrid circuit 1 equally distributes the LO wave input from the second terminal 1b to the first LO wave and the second LO wave, for example, the LO wave input from the second terminal 1b If the phase is 0 degree, the phase of the first LO wave is shifted by ( ⁇ 90) degrees, and the phase of the second LO wave signal is shifted by ⁇ degrees.
  • the first phase shift circuit 2 shifts the phase of the first RF signal output from the third terminal 1c of the 90-degree hybrid circuit 1 by 180 degrees, thereby setting the phase of the first RF signal to 0 degrees.
  • the first RF signal after the phase shift is output to the first nonlinear element 4.
  • the first phase shift circuit 2 shifts the phase of the first LO wave by 180 degrees from the phase of the first LO wave output from the third terminal 1 c of the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the phase is shifted from ⁇ 90 degrees to 90 degrees, and the first LO wave after the phase shift is output to the first nonlinear element 4.
  • the first phase shift circuit 2 has a function of shifting the phase of the first RF signal and the phase of the first LO wave, as shown in FIG. Has a function of matching between the output impedance Z s1 at the third terminal 1c of the 90-degree hybrid circuit 1 and the input impedance Z d1 at the input terminal 4a of the first nonlinear element 4 at the frequency of the LO wave. is doing.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing impedance conversion by the first phase shift circuit 2.
  • the first phase shift circuit 2 takes a match between the output impedance Z s1 at the third terminal 1c and the input impedance Z d1 at the input terminal 4a of the first nonlinear element 4, whereby a 90-degree hybrid circuit The mismatch between 1 and the first nonlinear element 4 is eliminated. As a result, the first RF signal power and the first LO wave power output from the third terminal 1 c of the 90-degree hybrid circuit 1 are reflected to the input terminal 4 a of the first nonlinear element 4. Power is reduced. It is a design matter to adjust the frequency at which the best matching is achieved to a frequency between the frequency of the first RF signal and the frequency of the first LO wave.
  • the second phase shift circuit 3 shifts the phase of the second RF signal output from the fourth terminal 1d of the 90-degree hybrid circuit 1 by ⁇ 90 degrees, thereby changing the phase of the second RF signal ⁇
  • the phase is shifted from 90 degrees to 180 degrees, and the second RF signal after the phase shift is output to the second nonlinear element 5.
  • the phase of the second RF signal after the phase shift by the second phase shift circuit 3 is in phase with the phase of the first RF signal after the phase shift by the first phase shift circuit 2.
  • the second phase shift circuit 3 shifts the phase of the second LO wave output from the fourth terminal 1d of the 90-degree hybrid circuit 1 by -90 degrees, so that the phase of the second LO wave is shifted.
  • phase of the second LO wave after the phase shift is output to the second nonlinear element 5.
  • the phase of the second LO wave after the phase shift by the second phase shift circuit 3 is opposite to the phase of the first LO wave after the phase shift by the first phase shift circuit 2.
  • the second phase shift circuit 3 has a function of shifting the phase of the second RF signal and the phase of the second LO wave, and at the frequency of the second RF signal or the frequency of the second LO wave
  • the 90-degree hybrid circuit 1 has a function of matching between the output impedance Z s2 at the fourth terminal 1d of the 90 ° hybrid circuit 1 and the input impedance Z d2 at the input terminal 5a of the second nonlinear element 5.
  • the second phase shift circuit 3 matches between the output impedance Z s2 at the fourth terminal 1d and the input impedance Z d2 at the input terminal 5a of the second nonlinear element 5, whereby a 90-degree hybrid circuit The mismatch between 1 and the second nonlinear element 5 is eliminated.
  • the second RF signal power and the second LO wave power output from the fourth terminal 1 d of the 90-degree hybrid circuit 1 are reflected to the input terminal 5 a of the second nonlinear element 5. Power is reduced. It is a design matter to adjust the frequency at which the best matching is achieved to a frequency between the frequency of the second RF signal and the frequency of the second LO wave.
  • the first phase shift circuit 2 and the second phase shift circuit 3 are configured by a circuit including a transmission line having a length of a quarter wavelength, for example, the frequency of the RF signal or the frequency of the LO wave. can do.
  • FIG. 3 is a configuration diagram showing the first phase shift circuit 2 and the second phase shift circuit 3.
  • the first transmission line 11 has a length of a quarter wavelength at the frequency of the RF signal input from the first terminal 1a or the frequency of the LO wave input from the second terminal 1b. And has one end connected to the input terminal 4 a of the first nonlinear element 4.
  • Characteristic impedance of the first transmission line 11 is Z 1.
  • the second transmission line 12 has a length of a quarter wavelength at the frequency of the RF signal input from the first terminal 1a or the frequency of the LO wave input from the second terminal 1b. One end is connected to the other end of the first transmission line 11, and the other end is connected to the third terminal 1c of the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the characteristic impedance of the second transmission line 12 is Z 2.
  • the third transmission line 13 has a length of a quarter wavelength at the frequency of the RF signal input from the first terminal 1a or the frequency of the LO wave input from the second terminal 1b. One end is connected to the input terminal 5a of the second nonlinear element 5, and the other end is connected to the fourth terminal 1d of the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the characteristic impedance of the third transmission line 13 is Z 3.
  • the first phase shift circuit 2 is a series circuit of the first transmission line 11 and the second transmission line 12, and the line length of the first transmission line 11 and the line length of the second transmission line 12 are respectively For example, if the frequency of the RF signal input from the first terminal 1a is a quarter wavelength, the first RF signal output from the third terminal 1c of the 90-degree hybrid circuit 1 Can be shifted by 180 degrees. Since the frequency of the LO wave input from the second terminal 1b is substantially equal to the frequency of the RF signal input from the first terminal 1a, the first phase shift circuit 2 is the third of the 90-degree hybrid circuit 1. The phase of the first LO wave output from the terminal 1c can be shifted by approximately 180 degrees. FIG. 3 shows an example in which the phase of the first LO wave is shifted from ⁇ 90 degrees to 90 degrees on the assumption that the phase shift amount with respect to the first LO wave is 180 degrees.
  • the first phase shift circuit 2 is a series circuit of the first transmission line 11 and the second transmission line 12, and the characteristic impedance Z1 of the first transmission line 11 is expressed by the following equation (1). Impedance characteristic conversion is performed on the real axis having no reactance component. Further, if the characteristic impedance Z2 of the second transmission line 12 is set to the characteristic impedance represented by the following equation (2), impedance conversion is performed on the real axis having no reactance component.
  • FIG. 4A is an explanatory diagram illustrating impedance conversion by the first transmission line 11 and the second transmission line 12 in the first phase shift circuit 2.
  • a trajectory as shown in FIG. 4A is obtained by making Z 1 and Z 2 different from each other.
  • the input impedance Z d1 at the input terminal 4 a of the first nonlinear element 4 is changed to the output impedance Z s1 at the third terminal 1 c by the first transmission line 11 and the second transmission line 12. Converted.
  • matching is achieved between the output impedance Z s1 at the third terminal 1c and the input impedance Z d1 at the input terminal 4a of the first nonlinear element 4.
  • the characteristic impedance Z 1 of the first transmission line 11 and the characteristic impedance Z of the second transmission line 12 will be described.
  • 2 is an impedance higher than the output impedance Z s1 at the third terminal 1c.
  • the line length of the third transmission line 13 in the second phase shift circuit 3 is, for example, the frequency of the RF signal input from the first terminal 1a and a length of a quarter wavelength, 90 degrees.
  • the phase of the second RF signal output from the fourth terminal 1d of the hybrid circuit 1 can be shifted by -90 degrees. Since the frequency of the LO wave input from the second terminal 1b is substantially equal to the frequency of the RF signal input from the first terminal 1a, the second phase shift circuit 3 is the fourth of the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the phase of the second LO wave output from the terminal 1d can be shifted by approximately ⁇ 90 degrees.
  • FIG. 3 shows an example in which the phase of the second LO wave is shifted from 0 degree to ⁇ 90 degrees, assuming that the amount of phase shift with respect to the second LO wave is ⁇ 90 degrees.
  • FIG. 4B is an explanatory diagram showing impedance conversion by the third transmission line 13 in the second phase shift circuit 3.
  • matching between the output impedance Z s2 at the fourth terminal 1d and the input impedance Z d2 at the input terminal 5a of the second nonlinear element 5 is achieved.
  • the output terminal 4 b of the first nonlinear element 4 is short-circuited by the first radio wave short circuit 7 at the frequency of the LO wave input from the second terminal 1 b of the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the first nonlinear element 4 performs a switching operation according to the amplitude of the first LO wave, so that the first RF signal output from the first phase shift circuit 2 and the first phase shift circuit 2
  • the output first LO wave is mixed to generate a first IF signal, and the first IF signal is output to the synthesis circuit 6.
  • the switching operation of the nonlinear element realized by the diode and the mixing operation itself of the RF signal and the LO wave are well-known techniques, and thus detailed description thereof is omitted.
  • the first IF signal is a mixed wave of a difference frequency between the first RF signal output from the first phase shift circuit 2 and the first LO wave output from the first phase shift circuit 2; If the phase of the first RF signal is 180 degrees and the phase of the first LO wave is 90 degrees, the phase of the first IF signal is 90 degrees.
  • the output terminal 5 b of the second non-linear element 5 is short-circuited by the second radio wave short circuit 8 at the frequency of the LO wave input from the second terminal 1 b of the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the second nonlinear element 5 performs a switching operation according to the amplitude of the second LO wave, so that the second RF signal output from the second phase shift circuit 3 and the second phase shift circuit 3
  • the output second LO wave is mixed to generate a second IF signal, and the second IF signal is output to the synthesis circuit 6.
  • the second IF signal is a mixed wave of a difference frequency between the second RF signal output from the second phase shift circuit 3 and the second LO wave output from the second phase shift circuit 3.
  • the direction of the second nonlinear element 5 is opposite to that of the first nonlinear element 4. Therefore, if the phase of the second RF signal is 180 degrees and the phase of the second LO wave is ⁇ 90 degrees, the phase of the second IF signal is 90 degrees.
  • the synthesis circuit 6 performs in-phase synthesis of the first IF signal output from the first nonlinear element 4 and the second IF signal output from the second nonlinear element 5, and the in-phase synthesis result from the input / output terminal 6a.
  • the IF signal is output to the outside.
  • the output terminal 4b of the first nonlinear element 4 is Similarly to the frequency of the LO wave, the frequency of the RF signal is also short-circuited by the first radio wave short circuit 7.
  • the output terminal 5b of the second nonlinear element 5 is short-circuited by the second radio wave short circuit 8 with respect to the frequency of the RF signal as well as the frequency of the LO wave.
  • the first RF signal and the first LO wave that pass through the first nonlinear element 4 are not output from the input / output terminal 6a.
  • the second RF signal and the second LO wave that pass through the second nonlinear element 5 are not output from the input / output terminal 6a.
  • the phase of the first LO wave passing through the first nonlinear element 4 and the phase of the second LO wave passing through the second nonlinear element 5 are opposite in phase. For this reason, since the first LO wave passing through the first nonlinear element 4 and the second LO wave passing through the second nonlinear element 5 are synthesized in opposite phases, the LO wave is converted into the first nonlinear element.
  • the output terminal 4b of 4 and the output terminal 5b of the second nonlinear element 5 are not short-circuited by the first radio short circuit 7 and the second radio short circuit 8, they are not output from the input / output terminal 6a.
  • the LO wave has a large input power and leaks due to a phase imbalance in reality, it is better to have the first radio short circuit 7 and the second radio short circuit 8. Since the IF signal output from the input / output terminal 6a is a difference frequency signal between the RF signal and the LO wave, and the frequency of the IF signal is low, the first radio short circuit 7 and the second radio short circuit 8 is not short-circuited.
  • the phase shift amount of the LO wave in the second phase shift circuit 3 is approximately 90 degrees
  • the deviation from 90 degrees is ⁇
  • the phase shift amount of the LO wave in the first phase shift circuit 2 is approximately 180 degrees
  • the phase difference between the second IF signal generated by the second nonlinear element 5 and the first IF signal generated by the first nonlinear element 4 is ⁇ . Therefore, ⁇ becomes a factor of the synthesis loss in the in-phase synthesis of the first IF signal and the second IF signal.
  • ⁇ since the frequency of the RF signal and the LO wave are substantially equal, ⁇ is small and the influence on the loss is small.
  • ⁇ is small, it is possible to adjust the line length to the synthesis point of the first IF signal and the second IF signal so as to cancel this, which is a design matter.
  • FIG. 5 is a configuration diagram showing an example of the first radio short circuit 7 and the second radio short circuit 8.
  • FIG. 5A is a configuration diagram showing an example in which the first radio short circuit 7 and the second radio short circuit 8 are formed by the capacitor 21, and
  • FIG. 5B shows the first radio short circuit 7 and the second radio short circuit.
  • It is a block diagram which shows the example in which the circuit 8 is formed with the one end open stub 22.
  • a capacitor 21 is a capacitor that is short-circuited in the vicinity of the frequency of the RF signal input from the first terminal 1a of the 90-degree hybrid circuit 1 or in the vicinity of the frequency of the LO wave input from the second terminal 1b. It is.
  • the one-end open stub 22 has a length of a quarter wavelength at the frequency of the RF signal input from the first terminal 1a of the 90-degree hybrid circuit 1 or the frequency of the LO wave input from the second terminal 1b.
  • One end open stub having.
  • the first phase shift circuit 2 has an impedance between the third terminal of the 90-degree hybrid circuit and the first terminal of the first nonlinear element.
  • the impedance is converted so as to match, and the phase of the radio wave is shifted by 180 degrees.
  • the second phase shift circuit 3 is connected to the fourth terminal of the 90-degree hybrid circuit and the second terminal of the second nonlinear element. Since the impedance is converted so as to achieve impedance matching with the terminal and the phase of the radio wave is shifted by 90 degrees, there is an effect that the conversion loss of the radio wave can be reduced.
  • an example in which an RF signal is input from the first terminal 1a of the 90-degree hybrid circuit 1 and an LO wave is input from the second terminal 1b of the 90-degree hybrid circuit 1 is shown.
  • the LO wave may be input from the first terminal 1a of the 90-degree hybrid circuit 1 and the RF signal may be input from the second terminal 1b of the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the high-frequency mixer includes the 90-degree hybrid circuit 1
  • a Lange coupler may be used as the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the synthesis circuit 6 shows an example in which the first IF signal and the second IF signal are synthesized and output to the outside. However, each IF signal is independently output to the outside. You may do it.
  • the input terminal 4a of the first nonlinear element 4 is an anode
  • the output terminal 4b of the first nonlinear element 4 is a cathode
  • the input terminal 5a of the second nonlinear element 5 is a cathode
  • An example in which the output terminal 5b of the second nonlinear element 5 is an anode is shown. Since the first nonlinear element 4 and the second nonlinear element 5 only need to have opposite directions, the input terminal 4a of the first nonlinear element 4 is a cathode and the output terminal 4b of the first nonlinear element 4 is an anode.
  • the input terminal 5a of the second nonlinear element 5 may be an anode, and the output terminal 5b of the second nonlinear element 5 may be a cathode.
  • each of the first nonlinear element 4 and the second nonlinear element 5 is realized by a diode.
  • any element capable of performing a switching operation may be used.
  • it may be realized by a transistor.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a high-frequency mixer according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the configuration of the high-frequency mixer shown in FIG. 6 is basically the same as that of the high-frequency mixer shown in FIG. 1, but the terminal on the first phase shift circuit 2 side of the first nonlinear element 4 is an input / output terminal.
  • the terminal on the synthesis circuit 6 side of the first nonlinear element 4 is used as an input terminal.
  • the terminal on the second phase shift circuit 3 side of the second nonlinear element 5 is used as an input / output terminal, and the terminal on the synthesis circuit 6 side of the second nonlinear element 5 is used as an input terminal.
  • the input / output terminal 4c of the first nonlinear element 4 corresponds to an anode that is an anode of a diode
  • the input terminal 4d of the first nonlinear element 4 corresponds to a cathode that is a cathode of a diode.
  • the input / output terminal 5c of the second nonlinear element 5 corresponds to a cathode that is a cathode of a diode
  • the input terminal 5d of the second nonlinear element 5 corresponds to an anode that is an anode of the diode.
  • the 90-degree hybrid circuit 1 equally distributes the input LO wave into the first LO wave and the second LO wave, and the first LO wave is distributed.
  • the signal is output to the third terminal 1c, and the second LO wave is output to the fourth terminal 1d.
  • the 90-degree hybrid circuit 1 equally distributes the LO wave input from the second terminal 1b to the first LO wave and the second LO wave, for example, the LO wave input from the second terminal 1b If the phase is 0 degree, the phase of the first LO wave is shifted by ( ⁇ 90) degrees, and the phase of the second LO wave signal is shifted by ⁇ degrees.
  • the first phase shift circuit 2 shifts the phase of the first LO wave by -180 degrees by shifting the phase of the first LO wave output from the third terminal 1c of the 90-degree hybrid circuit 1 to -90. Phase shift from 90 degrees to 90 degrees.
  • the first phase shift circuit 2 has a function of shifting the phase of the first LO wave, and, as shown in FIG. 2, the first phase shift circuit 2 has the frequency of the first RF signal or the frequency of the first LO wave. It has a function of matching between the output impedance Z s1 at the third terminal 1 c of the hybrid circuit 1 and the input impedance Z d1 at the input / output terminal 4 c of the first nonlinear element 4.
  • the first phase shift circuit 2 takes a match between the output impedance Z s1 at the third terminal 1 c and the input impedance Z d1 at the input / output terminal 4 c of the first nonlinear element 4, thereby achieving a 90-degree hybrid.
  • the mismatch between the circuit 1 and the first nonlinear element 4 is eliminated. It is a design matter to adjust the frequency at which the best matching is achieved to a frequency between the frequency of the first RF signal and the frequency of the first LO wave.
  • the second phase shift circuit 3 shifts the phase of the second LO wave output from the fourth terminal 1d of the 90-degree hybrid circuit 1 by -90 degrees, thereby reducing the phase of the second LO wave to 0. Phase shift from 90 degrees to -90 degrees.
  • the second phase shift circuit 3 has a function of shifting the phase of the second LO wave, and the fourth phase of the 90-degree hybrid circuit 1 at the frequency of the second RF signal or the frequency of the second LO wave.
  • the output impedance Z s2 at the terminal 1d and the input impedance Z d2 at the input / output terminal 5c of the second nonlinear element 5 have a function of matching.
  • the second phase shift circuit 3 matches between the output impedance Z s2 at the fourth terminal 1d and the input impedance Z d2 at the input / output terminal 5c of the second nonlinear element 5, whereby a 90-degree hybrid is obtained.
  • the mismatch between the circuit 1 and the second nonlinear element 5 is eliminated. It is a design matter to adjust the frequency at which the best matching is achieved to a frequency between the frequency of the second RF signal and the frequency of the second LO wave.
  • the synthesis circuit 6 When the IF signal is input from the input / output terminal 6a, the synthesis circuit 6 operates as a distribution circuit that equally distributes the input IF signal to the first IF signal and the second IF signal. The synthesis circuit 6 outputs the first IF signal to the first nonlinear element 4 and outputs the second IF signal to the second nonlinear element 5.
  • the phase of the input IF signal is 0 degree
  • the phase of the first IF signal and the phase of the second IF signal are each 0 degree.
  • the input terminal 4 d of the first nonlinear element 4 is short-circuited by the first radio wave short circuit 7 at the frequency of the LO wave input from the second terminal 1 b of the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the first nonlinear element 4 performs a switching operation in accordance with the amplitude of the first LO wave, whereby the first LO wave output from the first phase shift circuit 2 and the first LO wave output from the synthesis circuit 6. 1 IF signal is mixed to generate a first RF signal, and the first RF signal is output from the input / output terminal 4 c to the first phase shift circuit 2.
  • the first RF signal is a mixed wave of the sum frequency of the first LO wave output from the first phase shift circuit 2 and the first IF signal output from the synthesis circuit 6.
  • the phase of the signal is 90 degrees.
  • the input terminal 5 d of the second nonlinear element 5 is short-circuited by the second radio wave short circuit 8 at the frequency of the LO wave input from the second terminal 1 b of the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the second nonlinear element 5 performs a switching operation in accordance with the amplitude of the second LO wave, whereby the second LO wave output from the second phase shift circuit 3 and the second LO wave output from the synthesis circuit 6 are obtained.
  • 2 IF signals are mixed to generate a second RF signal, and the second RF signal is output from the input / output terminal 5 c to the second phase shift circuit 3.
  • the input / output terminal 5c of the second nonlinear element 5 is a cathode, and the input terminal 5d of the second nonlinear element 5 is an anode. For this reason, the phase of the second RF signal is 90 degrees.
  • the first phase shifting circuit 2 shifts the phase of the first RF signal by 90 degrees by shifting the phase of the first RF signal output from the input / output terminal 4c of the first nonlinear element 4 by 90 degrees.
  • the first RF signal after the phase shift is output to the third terminal 1 c of the 90-degree hybrid circuit 1.
  • the first phase shift circuit 2 matches between the input impedance Z s1 at the third terminal 1 c of the 90-degree hybrid circuit 1 and the output impedance Z d1 at the input / output terminal 4 c of the first nonlinear element 4. It has a function.
  • the first phase shift circuit 2 matches between the input impedance Z s1 at the third terminal 1c and the output impedance Z d1 at the input / output terminal 4c of the first nonlinear element 4, so that a 90-degree hybrid is obtained.
  • the mismatch between the circuit 1 and the first nonlinear element 4 is eliminated.
  • the second phase shift circuit 3 shifts the phase of the second RF signal by 90 degrees by shifting the phase of the second RF signal output from the input / output terminal 5c of the second nonlinear element 5 by 90 degrees.
  • the phase is shifted from 0 degree to 0 degree, and the second RF signal after the phase shift is output to the fourth terminal 1 d of the 90 degree hybrid circuit 1.
  • Second phase shift circuit 3 has a function of taking the input impedance s2 in the fourth terminal 1d of the quadrature hybrid circuit 1, the matching between the output impedance Z d2 in the second input-output terminal 5c of the non-linear element 5 have.
  • the second phase shift circuit 3 matches between the input impedance Z s2 at the fourth terminal 1d and the output impedance Z d2 at the input / output terminal 5c of the second nonlinear element 5, whereby a 90-degree hybrid is obtained.
  • the mismatch between the circuit 1 and the second nonlinear element 5 is eliminated.
  • the first RF signal output from the first phase shift circuit 2 is input from the third terminal 1c, and the second RF signal output from the second phase shift circuit 3 is When inputted from the fourth terminal 1d, the first RF signal and the second RF signal are synthesized, and an RF signal synthesized in phase is outputted from the first terminal 1a.
  • the phase of the RF signal output from the first terminal 1a is ⁇ 90 degrees.
  • the radio wave conversion loss can be reduced. That is, since the power reflected by the third terminal 1c of the 90-degree hybrid circuit 1 is reduced in the power of the first RF signal output from the input / output terminal 4c of the first nonlinear element 4, the radio wave Conversion loss can be reduced. In addition, since the power reflected by the fourth terminal 1d of the 90-degree hybrid circuit 1 among the power of the second RF signal output from the input / output terminal 5c of the second nonlinear element 5 is reduced, the radio wave Conversion loss can be reduced.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a high-frequency mixer according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the parallel resonant circuit 31 includes a first capacitor 32 and a first short-circuit stub 33, and the frequency of the RF signal input from the first terminal 1 a of the 90-degree hybrid circuit 1 or the 90-degree hybrid circuit 1. This circuit resonates in parallel at the frequency of the LO wave input from the second terminal 1b.
  • the first capacitor 32 is connected in parallel with the first nonlinear element 4.
  • One end of the first short-circuit stub 33 is connected between the first phase shift circuit 2 and the first nonlinear element 4.
  • the parallel resonance circuit 34 includes a second capacitor 35 and a second short-circuit stub 36, and the frequency of the RF signal input from the first terminal 1 a of the 90-degree hybrid circuit 1 or the 90-degree hybrid circuit 1. This circuit resonates in parallel at the frequency of the LO wave input from the second terminal 1b.
  • the second capacitor 35 is connected in parallel with the second nonlinear element 5.
  • One end of the second short-circuit stub 36 is connected between the second phase shift circuit 3 and the second nonlinear element 5.
  • FIG. 7 shows an example in which the parallel resonant circuits 31 and 34 are applied to the high frequency mixer of FIG. 1, but the parallel resonant circuits 31 and 34 may be applied to the high frequency mixer of FIG. Good.
  • the parallel resonant circuit 31 includes a first capacitor 32, and the parallel resonant circuit 34 includes a second capacitor 35.
  • the first capacitor 32 is a parasitic capacitance of the first nonlinear element 4. It may be an external element.
  • the second capacitor 35 may be a parasitic capacitance of the second nonlinear element 5 or an external element.
  • Each of the first short-circuit stub 33 and the second short-circuit stub 36 has a line length shorter than the length of a quarter wavelength at the resonance frequency of the parallel resonance circuits 31 and 34, and can be regarded as an inductive element or an inductor. .
  • the parallel resonance circuits 31 and 34 are circuits that resonate in parallel at the frequency of the RF signal or the LO wave, and the parallel resonance circuit 31 has a first line length that is shorter than the length of a quarter wavelength at the resonance frequency.
  • the short-circuit stub 33 is provided.
  • the parallel resonant circuit 34 has a second short-circuit stub 36 having a line length shorter than the length of the quarter wavelength at the resonant frequency. Therefore, even if the first IF signal leaks from the input terminal 4a of the first nonlinear element 4 to the first phase shift circuit 2 side, the connection point of the first short-circuit stub 33 is the first IF signal.
  • the parallel resonance circuits 31 and 34 since the parallel resonance circuits 31 and 34 resonate in parallel at the frequency of the RF signal or the frequency of the LO wave, the parallel resonance circuits 31 and 34 are opened at the frequency of the RF signal or the frequency of the LO wave. small. Therefore, conversion loss from the RF signal to the IF signal is reduced.
  • the parallel resonant circuit 31 includes a first capacitor 32, and the parallel resonant circuit 34 includes a second capacitor 35. Therefore, even when each of the first nonlinear element 4 and the second nonlinear element 5 has a parasitic capacitance, the first short-circuit stub 33 and the second short-circuit stub 36 are not connected to the first nonlinear element 4.
  • the present invention is suitable for a high-frequency mixer having a 90-degree hybrid circuit.
  • 1 90 degree hybrid circuit 1a 1st terminal, 1b 2nd terminal, 1c 3rd terminal, 1d 4th terminal, 2nd 1st phase shift circuit, 3rd 2nd phase shift circuit, 4th 1st Nonlinear element, 4a input terminal, 4b output terminal, 4c input / output terminal, 4d input terminal, 5th nonlinear element, 5a input terminal, 5b output terminal, 5c input / output terminal, 5d input terminal, 6 composite circuit, 6a input Output terminal, 7 1st radio short circuit, 8 2nd radio short circuit, 11 1st transmission line, 12 2nd transmission line, 13 3rd transmission line, 21 capacitor, 22 one end open stub, 31 parallel Resonant circuit, 32 first capacitor, 33 first short stub, 34 parallel resonant circuit, 35 second capacitor, 36 second short stub.

Landscapes

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Abstract

第１の移相回路（２）が、９０度ハイブリッド回路（１）の第３の端子（１ｃ）と第１の非線形素子（４）の第１の端子（４ａ）との間のインピーダンス整合をとるようにインピーダンスを変換し、かつ、電波の位相を１８０度移相し、第２の移相回路（３）が、９０度ハイブリッド回路（１）の第４の端子（１ｄ）と第２の非線形素子（５）の第１の端子（５ａ）との間のインピーダンス整合をとるようにインピーダンスを変換し、かつ、電波の位相を９０度移相する。これにより、電波の変換損失を低減することができる。

Description

高周波ミクサ
　この発明は、９０度ハイブリッド回路を備える高周波ミクサに関するものである。
　以下の特許文献１には、９０度ハイブリッド回路と、第１及び第２のダイオードとを備えている高周波ミクサが開示されている。
　以下、この高周波ミクサが受信ミクサとして動作する場合を説明する。
　９０度ハイブリッド回路は、第１から第４の端子を有しており、第１の端子から局部発振波であるＬＯ波が入力され、第２の端子から高周波信号であるＲＦ信号が入力される。
　これにより、９０度ハイブリッド回路は、第３の端子から、位相が０度のＬＯ波及び位相が－９０度のＲＦ信号を出力し、第４の端子から、位相が－９０度のＬＯ波及び位相が０度のＲＦ信号を出力する。
　第１のダイオードの陽極は、ＬＯ波の周波数で４分の１波長の長さを有する伝送線路を介して、９０度ハイブリッド回路の第３の端子と接続されている。ＬＯ波の周波数と、ＲＦ信号の周波数とは、概略等しい周波数である。
　このため、伝送線路は、９０度ハイブリッド回路の第３の端子から出力されたＬＯ波の位相を－９０度移相し、９０度ハイブリッド回路の第３の端子から出力されたＲＦ信号の位相を概ね－９０度移相する。
　これにより、第１のダイオードの陽極には、位相が－９０度のＬＯ波と、位相が概ね１８０度のＲＦ信号が与えられる。
　第１のダイオードの陰極は、一端開放スタブによってＬＯ波の周波数で短絡されており、第１のダイオードは、ＬＯ波の振幅に応じたスイッチング動作を行うことで、ＬＯ波とＲＦ信号の混合波を生成する。
　ＬＯ波とＲＦ信号の混合波は、ＬＯ波の周波数とＲＦ信号の周波数との差周波の信号であり、以下、差周波の信号を第１のＩＦ信号と称する。第１のダイオードの陰極から出力される第１のＩＦ信号の位相は、概ね－９０度である。
　第２のダイオードの陰極は、９０度ハイブリッド回路の第４の端子と接続されている。
　これにより、第２のダイオードの陰極には、位相が－９０度のＬＯ波と、位相が０度のＲＦ信号が与えられる。
　第２のダイオードの陽極は、一端開放スタブによってＬＯ波の周波数で短絡されており、第２のダイオードは、ＬＯ波の振幅に応じたスイッチング動作を行うことで、ＬＯ波とＲＦ信号の混合波を生成する。
　ＬＯ波とＲＦ信号の混合波は、ＬＯ波の周波数とＲＦ信号の周波数との差周波の信号であり、以下、差周波の信号を第２のＩＦ信号と称する。
　第１のダイオードと第２のダイオードは、向きが逆であるため、第２のダイオードの陽極から出力される第２のＩＦ信号の位相は、－９０度である。
　第１のダイオードの陰極から出力される第１のＩＦ信号と、第２のダイオードの陽極から出力される第２のＩＦ信号とは、周波数が概ね等しいため、概ね同相合成されて出力される。
　第１のダイオードの陰極から出力されるＲＦ信号と、第２のダイオードの陽極から出力されるＲＦ信号とは、概ね逆相の関係にあるため概ね相殺される。
特開平３－２７６０４号公報
　従来の高周波ミクサは、９０度ハイブリッド回路と、第１及び第２のダイオードとを備えているが、第１及び第２のダイオードの入力インピーダンスが、９０度ハイブリッド回路における第３及び第４の端子の出力インピーダンスよりも高い。このため、９０度ハイブリッド回路と第１及び第２のダイオードとの間のインピーダンス不整合が大きくなる。これにより、高周波ミクサが受信ミクサとして動作する場合、ＲＦ信号からＩＦ信号への変換損失が大きくなり、高周波ミクサが送信ミクサとして動作する場合、ＩＦ信号からＲＦ信号への変換損失が大きくなってしまうという課題があった。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、電波の変換損失を低減することができる高周波ミクサを得ることを目的とする。
　この発明に係る高周波ミクサは、第１の端子から第４の端子を有し、第１の端子が電波の入力端子であるときは、第２の端子がアイソレーション端子、第３の端子が０度の出力端子、第４の端子が－９０度の出力端子となる９０度ハイブリッド回路と、９０度ハイブリッド回路の第３の端子と第１の非線形素子の第１の端子との間のインピーダンス整合をとるようにインピーダンスを変換し、かつ、電波の位相を１８０度移相する第１の移相回路と、９０度ハイブリッド回路の第４の端子と第２の非線形素子の第２の端子との間のインピーダンス整合をとるようにインピーダンスを変換し、かつ、電波の位相を９０度移相する第２の移相回路とを備えるようにしたものである。
　この発明によれば、第１の移相回路が、９０度ハイブリッド回路の第３の端子と第１の非線形素子の第１の端子との間のインピーダンス整合をとるようにインピーダンスを変換し、かつ、電波の位相を１８０度移相し、第２の移相回路が、９０度ハイブリッド回路の第４の端子と第２の非線形素子の第２の端子との間のインピーダンス整合をとるようにインピーダンスを変換し、かつ、電波の位相を９０度移相するように構成したので、電波の変換損失を低減することができる効果がある。
この発明の実施の形態１による高周波ミクサを示す構成図である。 第１の移相回路２によるインピーダンス変換を示す構成図である。 第１の移相回路２及び第２の移相回路３を示す構成図である。 図４Ａは、第１の移相回路２における第１の伝送線路１１及び第２の伝送線路１２によるインピーダンス変換を示す説明図、図４Ｂは、第２の移相回路３における第３の伝送線路１３によるインピーダンス変換を示す説明図である。 図５Ａは、第１の電波短絡回路７及び第２の電波短絡回路８がキャパシタ２１で形成されている例を示す構成図、図５Ｂは、第１の電波短絡回路７及び第２の電波短絡回路８が一端開放スタブ２２で形成されている例を示す構成図である。 この発明の実施の形態２による高周波ミクサを示す構成図である。 この発明の実施の形態３による高周波ミクサを示す構成図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　この実施の形態１は、高周波ミクサが受信ミクサとして動作する例を説明する。
　図１は、この発明の実施の形態１による高周波ミクサを示す構成図である。
　図１において、９０度ハイブリッド回路１は、第１の端子１ａ、第２の端子１ｂ、第３の端子１ｃ及び第４の端子１ｄを有しており、第１の端子１ａが電波の入力端子であるときは、第２の端子１ｂがアイソレーション端子、第３の端子１ｃが０度の出力端子、第４の端子１ｄが－９０度の出力端子となる回路である。
　図１の例では、９０度ハイブリッド回路１の第１の端子１ａから高周波信号であるＲＦ信号（電波）が入力され、９０度ハイブリッド回路１の第２の端子１ｂから局部発振波であるＬＯ波（電波）が入力される。
　９０度ハイブリッド回路１の第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号は、第２の端子１ｂに出力されず、第３の端子１ｃ及び第４の端子１ｄに等分配される。また、第３の端子１ｃに分配される第１のＲＦ信号（第１の電波）と、第４の端子１ｄに分配される第２のＲＦ信号（第２の電波）とは、互いに９０度の位相差がある。
　９０度ハイブリッド回路１の第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波は、第１の端子１ａに出力されず、第３の端子１ｃ及び第４の端子１ｄに等分配される。また、第３の端子１ｃに分配される第１のＬＯ波（第３の電波）と、第４の端子１ｄに分配される第２のＬＯ波（第４の電波）とは、互いに９０度の位相差がある。
　図１では、第３の端子１ｃから出力される第１のＲＦ信号の位相が０度、第３の端子１ｃから出力される第１のＬＯ波の位相が－９０度、第４の端子１ｄから出力される第２のＲＦ信号の位相が－９０度、第４の端子１ｄから出力される第２のＬＯ波の位相が０度である例を示している。
　第１の移相回路２は、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃから出力された第１のＲＦ信号の位相を１８０度移相することで、第１のＲＦ信号の位相を０度から１８０度に移相し、移相後の第１のＲＦ信号を第１の非線形素子４に出力する。
　また、第１の移相回路２は、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃから出力された第１のＬＯ波の位相を１８０度移相することで、第１のＬＯ波の位相を－９０度から９０度に移相し、移相後の第１のＬＯ波を第１の非線形素子４に出力する。
　第１の移相回路２は、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃにおける出力インピーダンスＺｓ１と、第１の非線形素子４の入力端子４ａにおける入力インピーダンスＺｄ１との間の整合をとる機能を有している。
　第２の移相回路３は、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄから出力された第２のＲＦ信号の位相を－９０度移相することで、第２のＲＦ信号の位相を－９０度から１８０度に移相し、移相後の第２のＲＦ信号を第２の非線形素子５に出力する。第２の移相回路３による移相後の第２のＲＦ信号の位相は、第１の移相回路２による移相後の第１のＲＦ信号の位相と同相である。
　また、第２の移相回路３は、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄから出力された第２のＬＯ波の位相を－９０度移相することで、第２のＬＯ波の位相を０度から－９０度に移相し、移相後の第２のＬＯ波を第２の非線形素子５に出力する。第２の移相回路３による移相後の第２のＬＯ波の位相は、第１の移相回路２による移相後の第１のＬＯ波の位相と逆相である。
　第２の移相回路３は、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子における出力インピーダンスＺｓ２と、第２の非線形素子５の入力端子５ａにおける入力インピーダンスＺｄ２との間の整合をとる機能を有している。
　第１の非線形素子４は、例えばダイオードで実現され、第１の非線形素子４の第１の端子である入力端子４ａは、ダイオードの陽極であるアノードに相当し、第１の非線形素子４の第２の端子である出力端子４ｂは、ダイオードの陰極であるカソードに相当する。
　第１の非線形素子４は、第１の移相回路２から出力された第１のＲＦ信号と第１の移相回路２から出力された第１のＬＯ波とを混合して、第１のＩＦ信号（第１の混合波）を生成し、第１のＩＦ信号を合成回路６に出力する。
　第２の非線形素子５は、例えばダイオードで実現され、第２の非線形素子５の第２の端子である入力端子５ａは、ダイオードの陰極であるカソードに相当し、第２の非線形素子５の第１の端子である出力端子５ｂは、ダイオードの陽極であるアノードに相当する。
　第２の非線形素子５は、第２の移相回路３から出力された第２のＲＦ信号と第２の移相回路３から出力された第２のＬＯ波とを混合して、第１のＩＦ信号と同相の第２のＩＦ信号（第２の混合波）を生成し、第２のＩＦ信号を合成回路６に出力する。
　なお、第１の非線形素子４及び第２の非線形素子５のそれぞれを実現するダイオードとしては、例えば、ＰＮ接合のダイオードのほか、ショットキーバリアダイオードなどを用いることができる。
　合成回路６は、第１の電波短絡回路７及び第２の電波短絡回路８を備えている。
　合成回路６は、第１の非線形素子４から出力された第１のＩＦ信号と第２の非線形素子５から出力された第２のＩＦ信号とを同相合成し、入出力端子６ａから同相合成結果であるＩＦ信号を外部に出力する。
　第１の電波短絡回路７は、９０度ハイブリッド回路１の第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数又は第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で、第１の非線形素子４の出力端子４ｂを短絡する回路である。
　第２の電波短絡回路８は、９０度ハイブリッド回路１の第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数又は第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で、第２の非線形素子５の出力端子５ｂを短絡する回路である。
　次に動作について説明する。
　９０度ハイブリッド回路１は、第１の端子１ａからＲＦ信号が入力されると、入力されたＲＦ信号を第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号に等分配して、第３の端子１ｃから第１のＲＦ信号を出力し、第４の端子１ｄから第２のＲＦ信号を出力する。
　９０度ハイブリッド回路１は、第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号を第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号に等分配する際、例えば、第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の位相が０度であれば、第１のＲＦ信号の位相をθ度移相し、第２のＲＦ信号の位相を（θ－９０）度移相する。
　９０度ハイブリッド回路１は、第２の端子１ｂからＬＯ波が入力されると、入力されたＬＯ波を第１のＬＯ波と第２のＬＯ波に等分配して、第３の端子１ｃから第１のＬＯ波を出力し、第４の端子１ｄから第２のＬＯ波を出力する。
　９０度ハイブリッド回路１は、第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波を第１のＬＯ波と第２のＬＯ波に等分配する際、例えば、第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の位相が０度であれば、第１のＬＯ波の位相を（θ－９０）度移相し、第２のＬＯ波信号の位相をθ度移相する。
　９０度ハイブリッド回路１における上記のθ度は、どのような値でもよいが、この実施の形態１では、説明の簡単化のために、θ＝０の例を説明する。
　このため、図１では、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃにおける第１のＲＦ信号の位相及び第１のＬＯ波の位相を、以下のように表している。
　　　（第１のＲＦ，第１のＬＯ）＝（０°，－９０°）
　また、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄにおける第２のＲＦ信号の位相及び第２のＬＯ波の位相を、以下のように表している。
　　　（第２のＲＦ，第２のＬＯ）＝（－９０°，０°）
　第１の移相回路２は、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃから出力された第１のＲＦ信号の位相を１８０度移相することで、第１のＲＦ信号の位相を０度から１８０度に移相し、移相後の第１のＲＦ信号を第１の非線形素子４に出力する。
　また、第１の移相回路２は、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃから出力された第１のＬＯ波の位相を１８０度移相することで、第１のＬＯ波の位相を－９０度から９０度に移相し、移相後の第１のＬＯ波を第１の非線形素子４に出力する。
　これにより、第１の移相回路２から出力された第１のＲＦ信号の位相及び第１のＬＯ波の位相は、以下のように表される。
　　　（第１のＲＦ，第１のＬＯ）＝（１８０°，９０°）
　第１の移相回路２は、第１のＲＦ信号の位相及び第１のＬＯ波の位相を移相する機能を有するほか、図２に示すように、第１のＲＦ信号の周波数または第１のＬＯ波の周波数で、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃにおける出力インピーダンスＺｓ１と、第１の非線形素子４の入力端子４ａにおける入力インピーダンスＺｄ１との間の整合をとる機能を有している。
　図２は、第１の移相回路２によるインピーダンス変換を示す説明図である。
　第１の移相回路２が、第３の端子１ｃにおける出力インピーダンスＺｓ１と、第１の非線形素子４の入力端子４ａにおける入力インピーダンスＺｄ１との間の整合をとることで、９０度ハイブリッド回路１と第１の非線形素子４との間の不整合が解消される。
　これにより、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃから出力された第１のＲＦ信号の電力及び第１のＬＯ波の電力のうち、第１の非線形素子４の入力端子４ａに反射される電力が低減される。
　なお、整合が最もよくとれる周波数を第１のＲＦ信号の周波数と第１のＬＯ波の周波数の間の周波数などに調整することは、設計事項である。
　第２の移相回路３は、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄから出力された第２のＲＦ信号の位相を－９０度移相することで、第２のＲＦ信号の位相を－９０度から１８０度に移相し、移相後の第２のＲＦ信号を第２の非線形素子５に出力する。
　第２の移相回路３による移相後の第２のＲＦ信号の位相は、第１の移相回路２による移相後の第１のＲＦ信号の位相と同相である。
　また、第２の移相回路３は、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄから出力された第２のＬＯ波の位相を－９０度移相することで、第２のＬＯ波の位相を０度から－９０度に移相し、移相後の第２のＬＯ波を第２の非線形素子５に出力する。
　第２の移相回路３による移相後の第２のＬＯ波の位相は、第１の移相回路２による移相後の第１のＬＯ波の位相と逆相である。
　これにより、第２の移相回路３から出力された第２のＲＦ信号の位相及び第２のＬＯ波の位相は、以下のように表される。
　　　（第２のＲＦ，第２のＬＯ）＝（１８０°，－９０°）
　第２の移相回路３は、第２のＲＦ信号の位相及び第２のＬＯ波の位相を移相する機能を有するほか、第２のＲＦ信号の周波数または第２のＬＯ波の周波数で、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄにおける出力インピーダンスＺｓ２と、第２の非線形素子５の入力端子５ａにおける入力インピーダンスＺｄ２との間の整合をとる機能を有している。
　第２の移相回路３が、第４の端子１ｄにおける出力インピーダンスＺｓ２と、第２の非線形素子５の入力端子５ａにおける入力インピーダンスＺｄ２との間の整合をとることで、９０度ハイブリッド回路１と第２の非線形素子５との間の不整合が解消される。
　これにより、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄから出力された第２のＲＦ信号の電力及び第２のＬＯ波の電力のうち、第２の非線形素子５の入力端子５ａに反射される電力が低減される。
　なお、整合が最もよくとれる周波数を第２のＲＦ信号の周波数と第２のＬＯ波の周波数の間の周波数などに調整することは、設計事項である。
　ここで、第１の移相回路２及び第２の移相回路３は、例えば、ＲＦ信号の周波数又はＬＯ波の周波数で、４分の１波長の長さを有する伝送線路を含む回路で構成することができる。
　図３は、第１の移相回路２及び第２の移相回路３を示す構成図である。
　図３において、第１の伝送線路１１は、第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数又は第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で、４分の１波長の長さを有しており、一端が第１の非線形素子４の入力端子４ａと接続されている。第１の伝送線路１１の特性インピーダンスはＺ１である。
　第２の伝送線路１２は、第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数又は第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で、４分の１波長の長さを有しており、一端が第１の伝送線路１１の他端と接続され、他端が９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃと接続されている。第２の伝送線路１２の特性インピーダンスはＺ２である。
　第３の伝送線路１３は、第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数又は第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で、４分の１波長の長さを有しており、一端が第２の非線形素子５の入力端子５ａと接続され、他端が９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄと接続されている。第３の伝送線路１３の特性インピーダンスはＺ３である。
　第１の移相回路２が、第１の伝送線路１１と第２の伝送線路１２の直列回路であり、第１の伝送線路１１の線路長及び第２の伝送線路１２の線路長のそれぞれが、例えば、第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数で、４分の１波長の長さであれば、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃから出力された第１のＲＦ信号の位相を１８０度移相することができる。
　第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数は、第１の端子１ａから入力されるＲＦ信号の周波数と概略等しいため、第１の移相回路２は、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃから出力される第１のＬＯ波の位相を概略１８０度移相することができる。
　図３では、第１のＬＯ波に対する移相量が１８０度であるとして、第１のＬＯ波の位相が－９０度から９０度に移相されている例を示している。
　第１の移相回路２は、第１の伝送線路１１と第２の伝送線路１２の直列回路であり、第１の伝送線路１１の特性インピーダンスＺ１が、以下の式（１）で表される特性インピーダンスに設定されていれば、リアクタンス成分がない実軸上でインピーダンス変換が行われる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　また、第２の伝送線路１２の特性インピーダンスＺ２が、以下の式（２）で表される特性インピーダンスに設定されていれば、リアクタンス成分がない実軸上でインピーダンス変換が行われる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　式（１）及び式（２）において、Ｚｉは、第１の伝送線路１１における入力インピーダンスであり、任意の値である。
　図４Ａは、第１の移相回路２における第１の伝送線路１１及び第２の伝送線路１２によるインピーダンス変換を示す説明図である。Ｚ１とＺ２を互いに異なる値とすることで図４Ａのような軌跡が得られる。
　第１の非線形素子４の入力端子４ａにおける入力インピーダンスＺｄ１は、図４Ａに示すように、第１の伝送線路１１及び第２の伝送線路１２によって、第３の端子１ｃにおける出力インピーダンスＺｓ１に変換される。
　これにより、第３の端子１ｃにおける出力インピーダンスＺｓ１と、第１の非線形素子４の入力端子４ａにおける入力インピーダンスＺｄ１との間の整合がとられる。
　第１の伝送線路１１の入力インピーダンスＺｉが、第３の端子１ｃにおける出力インピーダンスＺｓ１よりも高ければ、第１の伝送線路１１の特性インピーダンスＺ１及び第２の伝送線路１２の特性インピーダンスＺ２が、第３の端子１ｃおける出力インピーダンスＺｓ１よりも高いインピーダンスとなる。
　これにより、第１の伝送線路１１の線路幅及び第２の伝送線路１２の線路幅を細くできるため、第１の伝送線路１１の引き回し及び第２の伝送線路１２の引き回しが容易となり、第１の伝送線路１１のレイアウト及び第２の伝送線路１２のレイアウトが容易になる。
　第２の移相回路３における第３の伝送線路１３の線路長が、例えば、第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数で、４分の１波長の長さであれば、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄから出力された第２のＲＦ信号の位相を－９０度移相することができる。
　第２の端子１ｂから入力されるＬＯ波の周波数は、第１の端子１ａから入力されるＲＦ信号の周波数と概略等しいため、第２の移相回路３は、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄから出力される第２のＬＯ波の位相を概略－９０度移相することができる。
　図３では、第２のＬＯ波に対する移相量が－９０度であるとして、第２のＬＯ波の位相が０度から－９０度に移相されている例を示している。
　第２の移相回路３における第３の伝送線路１３の特性インピーダンスＺ３が、以下の式（３）で表される特性インピーダンスに設定されていれば、リアクタンス成分がない実軸上でインピーダンス変換が行われる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　図４Ｂは、第２の移相回路３における第３の伝送線路１３によるインピーダンス変換を示す説明図である。
　第２の非線形素子５の入力端子５ａにおける入力インピーダンスＺｄ２は、図４Ｂに示すように、第３の伝送線路１３によって、第４の端子１ｄにおける出力インピーダンスＺｓ２に変換される。
　これにより、第４の端子１ｄにおける出力インピーダンスＺｓ２と、第２の非線形素子５の入力端子５ａにおける入力インピーダンスＺｄ２との間の整合がとられる。
　第１の非線形素子４の出力端子４ｂは、第１の電波短絡回路７によって、９０度ハイブリッド回路１の第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で短絡されている。
　第１の非線形素子４は、第１のＬＯ波の振幅に応じたスイッチング動作を行うことで、第１の移相回路２から出力された第１のＲＦ信号と第１の移相回路２から出力された第１のＬＯ波とを混合して、第１のＩＦ信号を生成し、第１のＩＦ信号を合成回路６に出力する。
　例えば、ダイオードで実現される非線形素子のスイッチング動作及びＲＦ信号とＬＯ波の混合動作自体は、公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
　第１のＩＦ信号は、第１の移相回路２から出力された第１のＲＦ信号と第１の移相回路２から出力された第１のＬＯ波との差周波の混合波であり、第１のＲＦ信号の位相が１８０度で、第１のＬＯ波の位相が９０度であれば、第１のＩＦ信号の位相は、９０度になる。
　第２の非線形素子５の出力端子５ｂは、第２の電波短絡回路８によって、９０度ハイブリッド回路１の第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で短絡されている。
　第２の非線形素子５は、第２のＬＯ波の振幅に応じたスイッチング動作を行うことで、第２の移相回路３から出力された第２のＲＦ信号と第２の移相回路３から出力された第２のＬＯ波とを混合して、第２のＩＦ信号を生成し、第２のＩＦ信号を合成回路６に出力する。
　第２のＩＦ信号は、第２の移相回路３から出力された第２のＲＦ信号と第２の移相回路３から出力された第２のＬＯ波との差周波の混合波である。また、第２の非線形素子５は、第１の非線形素子４と向きが逆である。このため、第２のＲＦ信号の位相が１８０度で、第２のＬＯ波の位相が－９０度であれば、第２のＩＦ信号の位相は、９０度になる。
　合成回路６は、第１の非線形素子４から出力された第１のＩＦ信号と第２の非線形素子５から出力された第２のＩＦ信号とを同相合成し、入出力端子６ａから同相合成結果であるＩＦ信号を外部に出力する。
　ここで、第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数は、第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数と概ね等しい周波数であるため、第１の非線形素子４の出力端子４ｂは、ＬＯ波の周波数と同様に、ＲＦ信号の周波数についても、第１の電波短絡回路７によって短絡されている。
　同様に、第２の非線形素子５の出力端子５ｂは、ＬＯ波の周波数と同様に、ＲＦ信号の周波数についても、第２の電波短絡回路８によって短絡されている。
　このため、第１の非線形素子４を通過する第１のＲＦ信号及び第１のＬＯ波は、入出力端子６ａから出力されない。
　また、第２の非線形素子５を通過する第２のＲＦ信号及び第２のＬＯ波は、入出力端子６ａから出力されない。
　なお、第１の非線形素子４を通過する第１のＬＯ波の位相と、第２の非線形素子５を通過する第２のＬＯ波の位相は逆相である。このため、第１の非線形素子４を通過する第１のＬＯ波と、第２の非線形素子５を通過する第２のＬＯ波は逆相合成されるため、ＬＯ波は、第１の非線形素子４の出力端子４ｂ及び第２の非線形素子５の出力端子５ｂが、第１の電波短絡回路７及び第２の電波短絡回路８で短絡されていなくても、入出力端子６ａから出力されない。ただし、ＬＯ波は入力電力が大きいため、現実的には位相のアンバランスなどによって漏えいが生じるため、第１の電波短絡回路７及び第２の電波短絡回路８を備えている方がよい。
　入出力端子６ａから出力されるＩＦ信号は、ＲＦ信号とＬＯ波の差周波の信号であり、ＩＦ信号の周波数は低周波数であるため、第１の電波短絡回路７及び第２の電波短絡回路８では短絡されない。
　第２の移相回路３におけるＬＯ波の移相量は概略９０度であり、９０度からのずれをΔθ、第１の移相回路２におけるＬＯ波の移相量は概略１８０度であり、１８０度からのずれを２Δθとすると、第２の非線形素子５で生成される第２のＩＦ信号と第１の非線形素子４で生成される第１のＩＦ信号の位相差はΔθとなる。したがって、Δθは第１のＩＦ信号と第２のＩＦ信号の同相合成における合成損失の要因となる。ただし、ＲＦ信号とＬＯ波の周波数は概略等しいため、Δθは小さく、損失への影響は小さい。また、Δθは小さいため、これを打ち消すように第１のＩＦ信号と第２のＩＦ信号との合成点までの線路長を調整することは可能であり、設計事項である。
　ここで、図５は、第１の電波短絡回路７及び第２の電波短絡回路８の一例を示す構成図である。
　図５Ａは、第１の電波短絡回路７及び第２の電波短絡回路８がキャパシタ２１で形成されている例を示す構成図、図５Ｂは、第１の電波短絡回路７及び第２の電波短絡回路８が一端開放スタブ２２で形成されている例を示す構成図である。
　図５において、キャパシタ２１は、９０度ハイブリッド回路１の第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数の近傍又は第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数の近傍で短絡となるキャパシタである。
　一端開放スタブ２２は、９０度ハイブリッド回路１の第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数又は第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で、４分の１波長の長さを有する一端開放スタブである。
　以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、第１の移相回路２が、９０度ハイブリッド回路の第３の端子と第１の非線形素子の第１の端子との間のインピーダンス整合をとるようにインピーダンスを変換し、かつ、電波の位相を１８０度移相し、第２の移相回路３が、９０度ハイブリッド回路の第４の端子と第２の非線形素子の第２の端子との間のインピーダンス整合をとるようにインピーダンスを変換し、かつ、電波の位相を９０度移相するように構成したので、電波の変換損失を低減することができる効果を奏する。
　即ち、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃから出力された第１のＲＦ信号の電力及び第１のＬＯ波の電力のうち、第１の非線形素子４の入力端子４ａに反射される電力が低減されるため、電波の変換損失を低減することができる。
　また、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄから出力された第２のＲＦ信号の電力及び第２のＬＯ波の電力のうち、第２の非線形素子５の入力端子５ａに反射される電力が低減されるため、電波の変換損失を低減することができる。
　この実施の形態１では、９０度ハイブリッド回路１の第１の端子１ａからＲＦ信号が入力され、９０度ハイブリッド回路１の第２の端子１ｂからＬＯ波が入力される例を示しているが、これに限るものではない。
　例えば、９０度ハイブリッド回路１の第１の端子１ａからＬＯ波が入力され、９０度ハイブリッド回路１の第２の端子１ｂからＲＦ信号が入力されるものであってもよい。
　この実施の形態１では、高周波ミクサが、９０度ハイブリッド回路１を備えている例を示しているが、９０度ハイブリッド回路１として、ランゲカプラを用いるようにしてもよい。
　この実施の形態１では、合成回路６が、第１のＩＦ信号と第２のＩＦ信号を合成して外部に出力している例を示しているが、それぞれのＩＦ信号を独立に外部出力するようにしてもよい。
　この実施の形態１では、第１の非線形素子４の入力端子４ａが陽極で、第１の非線形素子４の出力端子４ｂが陰極であり、第２の非線形素子５の入力端子５ａが陰極で、第２の非線形素子５の出力端子５ｂが陽極である例を示している。
　第１の非線形素子４と第２の非線形素子５との向きが逆であればよいため、第１の非線形素子４の入力端子４ａが陰極で、第１の非線形素子４の出力端子４ｂが陽極であり、第２の非線形素子５の入力端子５ａが陽極で、第２の非線形素子５の出力端子５ｂが陰極であってもよい。
　また、この実施の形態１では、第１の非線形素子４及び第２の非線形素子５のそれぞれがダイオードで実現される例を想定しているが、スイッチング動作を行うことが可能な素子であればよく、例えば、トランジスタで実現されるようにしてもよい。
実施の形態２．
　この実施の形態２は、高周波ミクサが送信ミクサとして動作する例を説明する。
　図６は、この発明の実施の形態２による高周波ミクサを示す構成図である。
　図６に示す高周波ミクサの構成は、図１に示す高周波ミクサの構成と基本的に同様であるが、第１の非線形素子４の第１の移相回路２側の端子は、入出力端子として用いられ、第１の非線形素子４の合成回路６側の端子は、入力端子として用いられる。
　また、第２の非線形素子５の第２の移相回路３側の端子は、入出力端子として用いられ、第２の非線形素子５の合成回路６側の端子は、入力端子として用いられる。
　第１の非線形素子４の入出力端子４ｃは、ダイオードの陽極であるアノードに相当し、第１の非線形素子４の入力端子４ｄは、ダイオードの陰極であるカソードに相当する。
　第２の非線形素子５の入出力端子５ｃは、ダイオードの陰極であるカソードに相当し、第２の非線形素子５の入力端子５ｄは、ダイオードの陽極であるアノードに相当する。
　次に動作について説明する。
　９０度ハイブリッド回路１は、第２の端子１ｂからＬＯ波が入力されると、入力されたＬＯ波を第１のＬＯ波と第２のＬＯ波に等分配して、第１のＬＯ波を第３の端子１ｃに出力し、第２のＬＯ波を第４の端子１ｄに出力する。
　９０度ハイブリッド回路１は、第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波を第１のＬＯ波と第２のＬＯ波に等分配する際、例えば、第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の位相が０度であれば、第１のＬＯ波の位相を（θ－９０）度移相し、第２のＬＯ波信号の位相をθ度移相する。
　９０度ハイブリッド回路１における上記のθ度は、どのような値でもよいが、この実施の形態２では、説明の簡単化のために、θ＝０の例を説明する。
　このため、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃにおける第１のＬＯ波の位相は、－９０度であり、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄにおける第２のＬＯ波の位相は、０度である。
　第１の移相回路２は、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃから出力された第１のＬＯ波の位相を１８０度移相することで、第１のＬＯ波の位相を－９０度から９０度に移相する。
　第１の移相回路２は、第１のＬＯ波の位相を移相する機能を有するほか、図２に示すように、第１のＲＦ信号の周波数または第１のＬＯ波の周波数で、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃにおける出力インピーダンスＺｓ１と、第１の非線形素子４の入出力端子４ｃにおける入力インピーダンスＺｄ１との間の整合をとる機能を有している。
　第１の移相回路２が、第３の端子１ｃにおける出力インピーダンスＺｓ１と、第１の非線形素子４の入出力端子４ｃにおける入力インピーダンスＺｄ１との間の整合をとることで、９０度ハイブリッド回路１と第１の非線形素子４との間の不整合が解消される。
　なお、整合が最もよくとれる周波数を第１のＲＦ信号の周波数と第１のＬＯ波の周波数の間の周波数などに調整することは、設計事項である。
　第２の移相回路３は、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄから出力された第２のＬＯ波の位相を－９０度移相することで、第２のＬＯ波の位相を０度から－９０度に移相する。
　第２の移相回路３は、第２のＬＯ波の位相を移相する機能を有するほか、第２のＲＦ信号の周波数または第２のＬＯ波の周波数で、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄにおける出力インピーダンスＺｓ２と、第２の非線形素子５の入出力端子５ｃにおける入力インピーダンスＺｄ２との間の整合をとる機能を有している。
　第２の移相回路３が、第４の端子１ｄにおける出力インピーダンスＺｓ２と、第２の非線形素子５の入出力端子５ｃにおける入力インピーダンスＺｄ２との間の整合をとることで、９０度ハイブリッド回路１と第２の非線形素子５との間の不整合が解消される。
　なお、整合が最もよくとれる周波数を第２のＲＦ信号の周波数と第２のＬＯ波の周波数の間の周波数などに調整することは、設計事項である。
　合成回路６は、入出力端子６ａからＩＦ信号が入力されると、入力されたＩＦ信号を第１のＩＦ信号と第２のＩＦ信号に等分配する分配回路として動作する。
　合成回路６は、第１のＩＦ信号を第１の非線形素子４に出力し、第２のＩＦ信号を第２の非線形素子５に出力する。
　図６の例では、入力されたＩＦ信号の位相が０度であり、第１のＩＦ信号の位相及び第２のＩＦ信号の位相のそれぞれが０度である。
　第１の非線形素子４の入力端子４ｄは、第１の電波短絡回路７によって、９０度ハイブリッド回路１の第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で短絡されている。
　第１の非線形素子４は、第１のＬＯ波の振幅に応じたスイッチング動作を行うことで、第１の移相回路２から出力された第１のＬＯ波と合成回路６から出力された第１のＩＦ信号とを混合して、第１のＲＦ信号を生成し、入出力端子４ｃから第１のＲＦ信号を第１の移相回路２に出力する。
　第１のＲＦ信号は、第１の移相回路２から出力された第１のＬＯ波と合成回路６から出力された第１のＩＦ信号との和周波の混合波であり、第１のＲＦ信号の位相は、９０度になる。
　第２の非線形素子５の入力端子５ｄは、第２の電波短絡回路８によって、９０度ハイブリッド回路１の第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で短絡されている。
　第２の非線形素子５は、第２のＬＯ波の振幅に応じたスイッチング動作を行うことで、第２の移相回路３から出力された第２のＬＯ波と合成回路６から出力された第２のＩＦ信号とを混合して、第２のＲＦ信号を生成し、入出力端子５ｃから第２のＲＦ信号を第２の移相回路３に出力する。
　この実施の形態２では、第２の非線形素子５の入出力端子５ｃが陰極であり、第２の非線形素子５の入力端子５ｄが陽極である。このため、第２のＲＦ信号の位相は、９０度になる。
　第１の移相回路２は、第１の非線形素子４の入出力端子４ｃから出力された第１のＲＦ信号の位相を１８０度移相することで、第１のＲＦ信号の位相を９０度から－９０度に移相し、移相後の第１のＲＦ信号を９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃに出力する。
　第１の移相回路２は、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃにおける入力インピーダンスＺｓ１と、第１の非線形素子４の入出力端子４ｃにおける出力インピーダンスＺｄ１との間の整合をとる機能を有している。
　第１の移相回路２が、第３の端子１ｃにおける入力インピーダンスＺｓ１と、第１の非線形素子４の入出力端子４ｃにおける出力インピーダンスＺｄ１との間の整合をとることで、９０度ハイブリッド回路１と第１の非線形素子４との間の不整合が解消される。
　第２の移相回路３は、第２の非線形素子５の入出力端子５ｃから出力された第２のＲＦ信号の位相を－９０度移相することで、第２のＲＦ信号の位相を９０度から０度に移相し、移相後の第２のＲＦ信号を９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄに出力する。
　第２の移相回路３は、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄにおける入力インピーダンスｓ２と、第２の非線形素子５の入出力端子５ｃにおける出力インピーダンスＺｄ２との間の整合をとる機能を有している。
　第２の移相回路３が、第４の端子１ｄにおける入力インピーダンスＺｓ２と、第２の非線形素子５の入出力端子５ｃにおける出力インピーダンスＺｄ２との間の整合をとることで、９０度ハイブリッド回路１と第２の非線形素子５との間の不整合が解消される。
　９０度ハイブリッド回路１は、第１の移相回路２から出力された第１のＲＦ信号が第３の端子１ｃより入力され、第２の移相回路３から出力された第２のＲＦ信号が第４の端子１ｄより入力されると、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号とを合成し、第１の端子１ａから同相合成したＲＦ信号を出力する。
　図６の例では、第１の端子１ａから出力されるＲＦ信号の位相は、－９０度である。
　以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、上記実施の形態１と同様に、電波の変換損失を低減することができる効果を奏する。
　即ち、第１の非線形素子４の入出力端子４ｃから出力された第１のＲＦ信号の電力のうち、９０度ハイブリッド回路１の第３の端子１ｃに反射される電力が低減されるため、電波の変換損失を低減することができる。
　また、第２の非線形素子５の入出力端子５ｃから出力された第２のＲＦ信号の電力のうち、９０度ハイブリッド回路１の第４の端子１ｄに反射される電力が低減されるため、電波の変換損失を低減することができる。
実施の形態３．
　この実施の形態３では、並列共振回路３１，３４を備えている高周波ミクサを説明する。
　図７は、この発明の実施の形態３による高周波ミクサを示す構成図である。図７において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　並列共振回路３１は、第１のコンデンサ３２と第１の短絡スタブ３３とを備えており、９０度ハイブリッド回路１の第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数又は９０度ハイブリッド回路１の第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で並列共振する回路である。
　第１のコンデンサ３２は、第１の非線形素子４と並列に接続されている。
　第１の短絡スタブ３３は、一端が第１の移相回路２と第１の非線形素子４との間に接続されている。
　並列共振回路３４は、第２のコンデンサ３５と第２の短絡スタブ３６とを備えており、９０度ハイブリッド回路１の第１の端子１ａから入力されたＲＦ信号の周波数又は９０度ハイブリッド回路１の第２の端子１ｂから入力されたＬＯ波の周波数で並列共振する回路である。
　第２のコンデンサ３５は、第２の非線形素子５と並列に接続されている。
　第２の短絡スタブ３６は、一端が第２の移相回路３と第２の非線形素子５との間に接続されている。
　図７は、並列共振回路３１，３４が図１の高周波ミクサに適用されている例を示しているが、並列共振回路３１，３４が図６の高周波ミクサに適用されているものであってもよい。
　並列共振回路３１は、第１のコンデンサ３２を備え、並列共振回路３４は、第２のコンデンサ３５を備えているが、第１のコンデンサ３２は、第１の非線形素子４の寄生容量であってもよいし、外部素子であってもよい。また、第２のコンデンサ３５は、第２の非線形素子５の寄生容量であってもよいし、外部素子であってもよい。
　第１の短絡スタブ３３及び第２の短絡スタブ３６のそれぞれは、並列共振回路３１，３４の共振周波数で４分の１波長の長さよりも、線路長が短く、誘導性の素子又はインダクタとみなせる。
　次に動作について説明する。
　並列共振回路３１，３４は、ＲＦ信号の周波数又はＬＯ波の周波数で並列共振する回路であり、並列共振回路３１は、共振周波数で４分の１波長の長さよりも、線路長が短い第１の短絡スタブ３３を有している。また、並列共振回路３４は、共振周波数で４分の１波長の長さよりも、線路長が短い第２の短絡スタブ３６を有している。
　このため、第１の非線形素子４の入力端子４ａから第１のＩＦ信号が第１の移相回路２側に漏れても、第１のＩＦ信号は、第１の短絡スタブ３３の接続点が短絡点とみなせるため、第１の非線形素子４の入力端子４ａに反射する。
　これにより、第１の非線形素子４の出力端子４ｂから合成回路６に出力される第１のＩＦ信号の電力が増加する。
　また、第２の非線形素子５の入力端子５ａから第２のＩＦ信号が第２の移相回路３側に漏れても、第２のＩＦ信号は、第２の短絡スタブ３６の接続点が短絡点とみなせるため、第２の非線形素子５の入力端子５ａに反射する。
　これにより、第２の非線形素子５の出力端子５ｂから合成回路６に出力される第２のＩＦ信号の電力が増加する。
　また、並列共振回路３１，３４は、ＲＦ信号の周波数又はＬＯ波の周波数で並列共振するため、ＲＦ信号の周波数又はＬＯ波の周波数で開放となり、ＲＦ信号及びＬＯ波の損失増加などの影響は小さい。したがって、ＲＦ信号からＩＦ信号への変換損失が低減される。
　また、並列共振回路３１は、第１のコンデンサ３２を備え、並列共振回路３４は、第２のコンデンサ３５を備えている。このため、第１の非線形素子４及び第２の非線形素子５のそれぞれが寄生容量を有している場合でも、第１の短絡スタブ３３及び第２の短絡スタブ３６は、第１の非線形素子４の寄生容量及び第２の非線形素子５の寄生容量による容量成分を打ち消すことが可能である。
　よって、第１の非線形素子４の入力インピーダンスＺｄ１及び第２の非線形素子５の入力インピーダンスＺｄ２のそれぞれを実軸上でインピーダンス変換することが可能となり、第１の移相回路２及び第２の移相回路３での整合が容易になる。
　以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、ＲＦ信号の損失の増加を抑えながら、ＩＦ信号の出力電力を増加させることができる。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明は、９０度ハイブリッド回路を備える高周波ミクサに適している。
　１　９０度ハイブリッド回路、１ａ　第１の端子、１ｂ　第２の端子、１ｃ　第３の端子、１ｄ　第４の端子、２　第１の移相回路、３　第２の移相回路、４　第１の非線形素子、４ａ　入力端子、４ｂ　出力端子、４ｃ　入出力端子、４ｄ　入力端子、５　第２の非線形素子、５ａ　入力端子、５ｂ　出力端子、５ｃ　入出力端子、５ｄ　入力端子、６　合成回路、６ａ　入出力端子、７　第１の電波短絡回路、８　第２の電波短絡回路、１１　第１の伝送線路、１２　第２の伝送線路、１３　第３の伝送線路、２１　キャパシタ、２２　一端開放スタブ、３１　並列共振回路、３２　第１のコンデンサ、３３　第１の短絡スタブ、３４　並列共振回路、３５　第２のコンデンサ、３６　第２の短絡スタブ。

Claims (10)

  1. 　第１の端子から第４の端子を有し、前記第１の端子が電波の入力端子であるときは、前記第２の端子がアイソレーション端子、前記第３の端子が０度の出力端子、前記第４の端子が－９０度の出力端子となる９０度ハイブリッド回路と、
    　前記９０度ハイブリッド回路の第３の端子と第１の非線形素子の第１の端子との間のインピーダンス整合をとるようにインピーダンスを変換し、かつ、電波の位相を１８０度移相する第１の移相回路と、
    　前記９０度ハイブリッド回路の第４の端子と第２の非線形素子の第２の端子との間のインピーダンス整合をとるようにインピーダンスを変換し、かつ、電波の位相を９０度移相する第２の移相回路と
    　を備えた高周波ミクサ。
  2. 　前記第１の移相回路は、前記９０度ハイブリッド回路の第１の端子へ入出力される電波の周波数、または、前記９０度ハイブリッド回路の第２の端子へ入出力される電波の周波数で、電波の位相を１８０度移相し、
    　前記第２の移相回路は、前記９０度ハイブリッド回路の第１の端子へ入出力される電波の周波数、または、前記９０度ハイブリッド回路の第２の端子へ入出力される電波の周波数で、電波の位相を９０度移相することを特徴とする請求項１記載の高周波ミクサ。
  3. 　前記第１の移相回路は、第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路と直列に接続され、前記第１の伝送線路と特性インピーダンスが異なる第２の伝送線路とを備え、
    　前記第１及び第２の伝送線路は、前記第１の端子へ入出力される電波の周波数、または、前記第２の端子へ入出力される電波の周波数で、４分の１波長の長さを有している線路であることを特徴とする請求項２記載の高周波ミクサ。
  4. 　前記９０度ハイブリッド回路の第１の端子に第１の電波が入力され、
    　前記９０度ハイブリッド回路の第２の端子に第２の電波が入力され、
    　前記第１の非線形素子の第２の端子から出力される第１の電波と第２の電波との混合波と、前記第２の非線形素子の第１の端子から出力される第１の電波と第２の電波との混合波とを合成する合成回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の高周波ミクサ。
  5. 　入力された電波を前記第１の非線形素子の第２の端子及び前記第２の非線形素子の第１の端子に等分配する分配回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の高周波ミクサ。
  6. 　前記第１の非線形素子の第２の端子を高周波的に短絡する第１の電波短絡回路と、
    　前記第２の非線形素子の第１の端子を高周波的に短絡する第２の電波短絡回路とを備えたことを特徴とする請求項１記載の高周波ミクサ。
  7. 　前記第１の移相回路は、一端が前記第１の非線形素子の第１の端子に接続された特性インピーダンスＺ１を有する第１の伝送線路と、
    　一端が前記９０度ハイブリッド回路の第３の端子に接続された特性インピーダンスＺ２を有する第２の伝送線路との直列接続で構成されており、
    　前記特性インピーダンスＺ１、前記特性インピーダンスＺ２、前記第１の非線形素子の第１の端子における入力インピーダンスＺｄ１及び前記９０度ハイブリッド回路の第３の端子における出力インピーダンスＺｓ１は、以下の関係があることを特徴とする請求項３記載の高周波ミクサ。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
  8. 　前記第２の伝送線路が有する特性インピーダンスＺ２は、前記９０度ハイブリッド回路の第３の端子における出力インピーダンスＺｓ１よりも高いインピーダンスであることを特徴とする請求項７記載の高周波ミクサ。
  9. 　前記第１の非線形素子と並列に接続されている第１のコンデンサと、
    　一端が前記第１の移相回路と前記第１の非線形素子との間に接続されている第１の短絡スタブとを備え、
    　前記第１のコンデンサと前記第１の短絡スタブが、前記９０度ハイブリッド回路の第１の端子から入力された電波の周波数又は前記９０度ハイブリッド回路の第２の端子から入力された電波の周波数で並列共振することを特徴とする請求項１記載の高周波ミクサ。
  10. 　前記第２の非線形素子と並列に接続されている第２のコンデンサと、
    　一端が前記第２の移相回路と前記第２の非線形素子との間に接続されている第２の短絡スタブとを備え、
    　前記第２のコンデンサと前記第２の短絡スタブが、前記９０度ハイブリッド回路の第１の端子から入力された電波の周波数又は前記９０度ハイブリッド回路の第２の端子から入力された電波の周波数で並列共振することを特徴とする請求項１記載の高周波ミクサ。
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