WO2018061818A1 - 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置 Download PDF

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inverter
power conversion
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fet
switching
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PCT/JP2017/033392
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弘光 大橋
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日本電産株式会社
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    • H02P29/024—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load
    • H02P29/0241—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load the fault being an overvoltage

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device that converts electric power supplied to an electric motor, a motor drive unit, and an electric power steering device.
  • Electric motors such as brushless DC motors and AC synchronous motors are generally driven by a three-phase current.
  • a complicated control technique such as vector control is used.
  • Such control technology requires advanced mathematical operations, and uses digital operation circuits such as a microcontroller (microcomputer).
  • Microcontroller microcontroller
  • Vector control technology is used in applications where motor load fluctuation is large, for example, in fields such as washing machines, electric assist bicycles, electric scooters, electric power steering devices, electric vehicles, and industrial equipment.
  • PWM pulse width modulation
  • an automotive electronic control unit (ECU: Electric Control Unit) is used for a vehicle.
  • the ECU includes a microcontroller, a power supply, an input / output circuit, an AD converter, a load drive circuit, a ROM (Read Only Memory), and the like.
  • An electronic control system is built around the ECU.
  • the ECU processes signals from sensors to control actuators such as motors. More specifically, the ECU controls the inverter in the power conversion device while monitoring the rotational speed and torque of the motor. Under the control of the ECU, the power conversion device converts drive power supplied to the motor.
  • Patent Document 1 discloses a power conversion device that includes a control unit and two inverters and converts power supplied to a three-phase motor.
  • Each of the two inverters is connected to a power source and a ground (hereinafter referred to as “GND”).
  • One inverter is connected to one end of the three-phase winding of the motor, and the other inverter is connected to the other end of the three-phase winding.
  • Each inverter has a bridge circuit composed of three legs, each including a high-side switching element and a low-side switching element.
  • the control unit switches the motor control from the normal control to the abnormal control.
  • “abnormal” mainly means failure of the switching element.
  • Normal control means control when all switching elements are in a normal state
  • control when abnormal means control when a failure occurs in a certain switching element. *
  • an inverter including a failed switching element (hereinafter referred to as “failed inverter”) of the two inverters is turned on or off according to a predetermined rule.
  • a neutral point is constructed.
  • the rule for example, when an open failure occurs in which the high-side switching element is always off, in the inverter bridge circuit, all but three of the three high-side switching elements are turned off, and The three low side switching elements are turned on. In that case, the neutral point is configured on the low side.
  • a short failure occurs in which the high-side switching element is always on, all of the three high-side switching elements other than the failed switching element are turned on in the inverter bridge circuit, and the three low-side switching elements Turn off.
  • the neutral point is configured on the high side.
  • the neutral point of the three-phase winding is configured in the faulty inverter when an abnormality occurs. Even if a failure occurs in the switching element, the motor drive can be continued using the normal inverter.
  • Embodiments of the present disclosure provide a power conversion device capable of appropriate current control both in a normal state and in an abnormal state.
  • An exemplary power conversion device is a power conversion device that converts power from a power source into power supplied to a motor having an n-phase (n is an integer of 3 or more) winding, A first inverter connected to one end of each phase winding, a second inverter connected to the other end of each phase winding, and a first to switch connection / disconnection between the first inverter and the power source A first switch circuit having a second switch element that switches connection / disconnection between the first inverter and the ground, and a third switch that switches connection / disconnection between the second inverter and the power source.
  • Another exemplary power conversion device of the present disclosure is a power conversion device that converts power from a power source into power supplied to a motor having n-phase (n is an integer of 3 or more) windings, A first inverter connected to one end of each phase winding of the motor, a second inverter connected to the other end of each phase winding, and connection / disconnection of the first inverter and the power source.
  • a third switching element or a second switching circuit having a fourth switching element for switching connection / disconnection between the second inverter and the ground, and windings of the respective phases configured in the second inverter The first neutral point of And a normal operation mode in which power conversion is performed using the first inverter, a second neutral point of the winding of each phase configured in the first inverter, and power conversion is performed using the second inverter.
  • the power conversion operation mode is switched from the normal operation mode to the abnormal operation mode.
  • the first inverter can be switched between connection and disconnection with at least one of the power supply and GND and the first inverter, and Connection and disconnection between GND and the second inverter can be switched.
  • a power conversion device capable of appropriate current control in both normal and abnormal conditions is provided.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a typical circuit configuration of a power conversion device 100 according to an exemplary embodiment 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating another circuit configuration of the power conversion apparatus 100 according to the exemplary embodiment 1.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing still another circuit configuration of the power conversion apparatus 100 according to the exemplary embodiment 1.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a typical block configuration of a motor drive unit 400 having the power conversion device 100.
  • FIG. 5 is a graph illustrating a current waveform obtained by plotting the current values flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 200 when the power conversion apparatus 100 is controlled in a normal state.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a typical circuit configuration of a power conversion device 100 according to an exemplary embodiment 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating another circuit configuration of the power conversion apparatus 100 according to the exemplary embodiment 1.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing still another circuit configuration of the power conversion apparatus 100
  • FIG. 6 is a schematic diagram illustrating a current flow in the power conversion apparatus 100 at a normal time, for example, at a motor electrical angle of 90 °.
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing a flow of current in the power conversion device 100 when the FETs of the switching circuits 110A and 110B and the first inverter 120 are in the first state.
  • FIG. 8 is a graph illustrating a current waveform obtained by plotting current values flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 200 when the power conversion device 100 is controlled in the first state.
  • FIG. 9 is a schematic diagram showing the flow of current in the power conversion device 100 when the FETs of the switching circuits 110A and 110B and the first inverter 120 are in the third state.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing a flow of current in the power conversion device 100 when the FETs of the switching circuits 110A and 110B and the first inverter 120 are in the third state.
  • FIG. 11A is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of a power conversion device 100A according to a variation of the exemplary embodiment 1.
  • FIG. 11B is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of a power conversion device 100A according to a variation of the exemplary embodiment 1.
  • FIG. 11C is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of a power conversion device 100A according to a variation of the exemplary embodiment 1.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a typical configuration of an electric power steering apparatus 500 according to an exemplary embodiment 2.
  • the connection between the failed inverter and GND cannot be disconnected.
  • the inventor of the present application does not return the current supplied to the winding of each phase through the normal inverter from the failed inverter, even if a neutral point is configured in the failed inverter at the time of abnormality. I found the problem of flowing to GND. In other words, it becomes impossible to form a closed loop of the drive current. It is desirable that the current supplied from the normal inverter to the winding of each phase flows to the GND through the inverter of the supply source.
  • an embodiment of the present disclosure will be described by taking as an example a power conversion device that converts power supplied to a three-phase motor having three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) windings.
  • a power converter that converts electric power supplied to an n-phase motor having n-phase windings (n is an integer of 4 or more) such as four-phase or five-phase is also included in the scope of the present disclosure.
  • FIG. 1 schematically shows a typical circuit configuration of the power conversion apparatus 100 according to the present embodiment.
  • the power conversion apparatus 100 includes switching circuits 110A and 110B, a first inverter 120, and a second inverter 130.
  • the power conversion device 100 can convert power supplied to various motors.
  • the motor 200 is, for example, a three-phase AC motor.
  • the inverter on the left side of the drawing is referred to as a first inverter 120
  • the inverter on the right side is referred to as a second inverter 130.
  • this relationship may be reversed.
  • the motor 200 has a U-phase winding M1, a V-phase winding M2, and a W-phase winding M3, and is connected to the first inverter 120 and the second inverter 130. More specifically, the first inverter 120 is connected to one end of each phase winding of the motor 200, and the second inverter 130 is connected to the other end of each phase winding.
  • “connection” between components (components) mainly means electrical connection.
  • the first inverter 120 has terminals U_L, V_L and W_L corresponding to the respective phases
  • the second inverter 130 has terminals U_R, V_R and W_R corresponding to the respective phases. *
  • the terminal U_L of the first inverter 120 is connected to one end of the U-phase winding M1, the terminal V_L is connected to one end of the V-phase winding M2, and the terminal W_L is connected to one end of the W-phase winding M1.
  • the terminal U_R of the second inverter 130 is connected to the other end of the U-phase winding M1, the terminal V_R is connected to the other end of the V-phase winding M2, and the terminal W_R is , And connected to the other end of the W-phase winding M1.
  • Such connection with the motor is different from so-called star connection and delta connection.
  • the switching circuit 110 ⁇ / b> A is for the first inverter 120 and includes first and second switch elements 111 and 112.
  • the switching circuit 110 ⁇ / b> B is for the second inverter 130 and includes a third switch element 113.
  • the switching circuit having the first and third switch elements 111 and 113 provided on the power supply 101 side is referred to as a “power supply side switching circuit” and the switching having the second switch element 112 provided on the GND side.
  • the circuit may be referred to as a “GND side switching circuit”. *
  • the first inverter 120 can be electrically connected to the power source 101 and GND by the switching circuit 110A.
  • the second inverter 130 can be electrically connected to the power source 101 by the switching circuit 110B. More specifically, the first switch element 111 switches connection / disconnection between the first inverter 120 and the power source 101.
  • the second switch element 112 switches connection / disconnection between the first inverter 120 and GND.
  • the third switch element 113 switches connection / disconnection between the second inverter 130 and the power source 101. In the circuit configuration example shown in FIG. 1, the second inverter 130 and GND are always connected. *
  • first to third switch elements 111, 112 and 113 can be controlled by, for example, a microcontroller or a dedicated driver.
  • a transistor such as a field effect transistor (typically MOSFET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) can be widely used.
  • mechanical relays may be used as the switch elements.
  • FETs field effect transistor
  • the first switch element 111 is denoted as FET 111. *
  • the FET 111 has a free-wheeling diode 111D, and is arranged so that the free-wheeling diode 111D faces the power supply 101. More specifically, the FET 111 is arranged so that a forward current flows toward the power source 101 in the freewheeling diode 111D.
  • the FET 113 is also arranged in the same manner as the FET 111. *
  • the FET 112 has a free-wheeling diode 112D, and is arranged so that the free-wheeling diode 111D faces the power supply 101. More specifically, the FET 112 is arranged so that a forward current flows toward the first inverter 120 in the freewheeling diode 112D.
  • the number of switch elements to be used is not limited to the illustrated example, and is appropriately determined in consideration of design specifications and the like. Particularly in the in-vehicle field, since high quality assurance is required from the viewpoint of safety, it is preferable to provide a plurality of switching elements for each inverter in the power supply side and GND side switching circuits.
  • FIG. 2 schematically shows another circuit configuration of the power conversion apparatus 100 according to the present embodiment. *
  • the power supply side switching circuit may further include a fifth switch element (FET) 115 and a sixth switch element (FET) 116 for protection against reverse connection.
  • the FET 111 and the FET 115 are arranged so that the directions of the freewheeling diodes in the FET face each other.
  • the FET 113 and the FET 116 are arranged so that the directions of the freewheeling diodes in the FET face each other. More specifically, the FET 115 is arranged such that a forward current flows toward the first inverter 120 in the free wheel diode.
  • the FET 116 is arranged such that a forward current flows toward the second inverter 130 in the free wheel diode. Even when the power supply 101 is connected in the reverse direction, the reverse current can be cut off by the two FETs for protecting the reverse connection. *
  • the power supply 101 generates a predetermined power supply voltage.
  • a DC power source is used as the power source 101.
  • the power source 101 may be an AC-DC converter and a DC-DC converter, or may be a battery (storage battery). *
  • the power source 101 may be a single power source common to the first and second inverters 120, 130, and has a first power source for the first inverter 120 and a second power source for the second inverter 130. Also good. *
  • a coil 102 is provided between the power supply 101 and the power supply side switching circuit.
  • the coil 102 functions as a noise filter, and smoothes the high frequency noise included in the voltage waveform supplied to each inverter or the high frequency noise generated by each inverter so as not to flow to the power source 101 side.
  • a capacitor 103 is connected to the power supply terminal of each inverter.
  • the capacitor 103 is a so-called bypass capacitor and suppresses voltage ripple.
  • the capacitor 103 is, for example, an electrolytic capacitor, and the capacity and the number to be used are appropriately determined according to the design specifications. *
  • the first inverter 120 (may be referred to as “bridge circuit L”) includes a bridge circuit composed of three legs. Each leg has a low-side switching element and a high-side switching element.
  • Switching elements 121L, 122L, and 123L shown in FIG. 1 are low-side switching elements, and switching elements 121H, 122H, and 123H are high-side switching elements.
  • an FET or IGBT can be used as the switching element.
  • an example in which an FET is used as a switching element will be described, and the switching element may be referred to as an FET.
  • the switching elements 121L, 122L, and 123L are denoted as FETs 121L, 122L, and 123L. *
  • the first inverter 120 includes three shunt resistors 121R, 122R, and 123R as current sensors (see FIG. 4) for detecting currents flowing through the windings of the U-phase, V-phase, and W-phase. .
  • the current sensor 150 includes a current detection circuit (not shown) that detects a current flowing through each shunt resistor.
  • the shunt resistors 121R, 122R, and 123R are respectively connected between the three low-side switching elements included in the three legs of the first inverter 120 and GND.
  • the shunt resistor 121R is electrically connected between the FET 121L and the FET 111
  • the shunt resistor 122R is electrically connected between the FET 122L and the FET 111
  • the shunt resistor 123R is connected between the FET 123L and the FET 111. Electrically connected.
  • the resistance value of the shunt resistor is, for example, about 0.5 m ⁇ to 1.0 m ⁇ . *
  • the second inverter 130 (may be referred to as “bridge circuit R”) includes a bridge circuit composed of three legs.
  • FETs 131L, 132L, and 133L shown in FIG. 1 are low-side switching elements, and FETs 131H, 132H, and 133H are high-side switching elements.
  • the second inverter 130 has three shunt resistors 131R, 132R, and 133R. Those shunt resistors are connected between three low-side switching elements included in the three legs and GND.
  • Each FET of the first and second inverters 120, 130 can be controlled by, for example, a microcontroller or a dedicated driver. *
  • connection example of the shunt resistor is not limited to the above.
  • the three shunt resistors 121R, 122R, and 123R may be disposed between the FETs 121H, 122H, and 123H and the FET 111.
  • the number of shunt resistors for each inverter is not limited to three.
  • two shunt resistors 121R and 122R are used for the first inverter 120.
  • the number of shunt resistors to be used and the arrangement of the shunt resistors are appropriately determined in consideration of the product cost and design specifications. *
  • FIG. 3 schematically shows still another circuit configuration of the power conversion apparatus 100 according to the present embodiment. *
  • the switching circuit 110 ⁇ / b> B for the second inverter 130 may include a fourth switch element (FET) 114 instead of the FET 113.
  • the FET 114 switches connection / disconnection between the second inverter 130 and GND.
  • the switching circuit 110B according to the present embodiment may include the FET 113 or the FET 114.
  • FIG. 4 schematically shows a typical block configuration of a motor drive unit 400 having the power conversion apparatus 100.
  • the motor drive unit 400 includes the power conversion device 100, the motor 200, and the control circuit 300. *
  • the control circuit 300 includes, for example, a power supply circuit 310, an angle sensor 320, an input circuit 330, a microcontroller 340, a drive circuit 350, and a ROM 360.
  • the control circuit 300 is connected to the power conversion device 100 and drives the motor 200 by controlling the power conversion device 100.
  • the control circuit 300 can realize the closed loop control by controlling the target motor torque and rotation speed.
  • the power supply circuit 310 generates a DC voltage (for example, 3V, 5V) necessary for each block in the circuit.
  • the angle sensor 320 is, for example, a resolver or a Hall IC.
  • the angle sensor 320 detects the rotation angle of the rotor of the motor 200 (hereinafter referred to as “rotation signal”) and outputs the rotation signal to the microcontroller 340.
  • the input circuit 330 receives the motor current value detected by the current sensor 150 (hereinafter referred to as “actual current value”), and converts the level of the actual current value to the input level of the microcontroller 340 as necessary. Then, the actual current value is output to the microcontroller 340.
  • actual current value the motor current value detected by the current sensor 150
  • the microcontroller 340 controls the switching operation (turn-on or turn-off) of each FET in the first and second inverters 120 and 130 of the power conversion device 100.
  • the microcontroller 340 sets the target current value according to the actual current value and the rotation signal of the rotor, generates a PWM signal, and outputs it to the drive circuit 350.
  • the microcontroller 340 can control on / off of each FET in the switching circuits 110 ⁇ / b> A and 110 ⁇ / b> B of the power conversion device 100.
  • the drive circuit 350 is typically a gate driver.
  • the drive circuit 350 generates a control signal (gate control signal) for controlling the switching operation of each FET in the first and second inverters 120 and 130 according to the PWM signal, and gives the control signal to the gate of each FET. Further, the drive circuit 350 generates a control signal (gate control signal) for controlling on / off of each FET in the switching circuits 110A and 110B in accordance with an instruction from the microcontroller 340, and provides the control signal to the gate of each FET. Can do.
  • the microcontroller 340 may have the function of the drive circuit 350. In that case, the control circuit 300 may not include the drive circuit 350.
  • the ROM 360 is, for example, a writable memory (for example, PROM), a rewritable memory (for example, flash memory), or a read-only memory.
  • the ROM 360 stores a control program including a command group for causing the microcontroller 340 to control the power conversion apparatus 100.
  • the control program is temporarily expanded in a RAM (not shown) at the time of booting.
  • the power conversion apparatus 100 has an operation (control) mode during normal operation and abnormal operation.
  • the power conversion apparatus 100 can switch the operation mode from the normal operation mode to the abnormal operation mode.
  • the control circuit 300 mainly the microcontroller 340
  • the control circuit 300 can switch the power conversion control from normal to abnormal control. According to the control mode and the failure pattern of the FET, the ON / OFF state of each FET in the switching circuits 110A and 110B and the first and second inverters 120 and 130 is determined.
  • normal operation indicates a state in which each FET of the first and second inverters 120 and 130 has not failed.
  • the control circuit 300 can perform power conversion using the neutral point of each phase winding formed in the second inverter 130 and the first inverter 120.
  • the control circuit 300 turns on the FETs 111 and 112 of the switching circuit 110A. As a result, the power source 101 and the first inverter 120 are electrically connected, and the first inverter 120 and GND are electrically connected. Further, the control circuit 300 turns off the FET 113 of the switching circuit 110B. Thereby, the power supply 101 and the second inverter 130 are electrically disconnected. In this connected state, the control circuit 300 turns on the high-side switching elements 131H, 132H, and 133H in the second inverter 130 and turns off the low-side switching elements 131L, 132L, and 133L. As a result, the node N1 (see FIG. 1) on the high side of the second inverter 130 functions as a neutral point of each winding. In the present specification, the fact that a certain node functions as a neutral point is expressed as “a neutral point is configured”. The power conversion device 100 can perform power conversion using the neutral point N1 and the first inverter 120. *
  • the first inverter 120 functions as a driving inverter that performs switching operation of each FET
  • the second inverter 130 functions as a neutral point inverter that constitutes a neutral point.
  • the control circuit 300 turns on the FETs 111 and 112 and turns off the FET 114, and turns off the high-side switching elements 131H, 132H and 133H in the second inverter 130,
  • the low side switching elements 131L, 132L, and 133L are turned on.
  • the node N3 on the low side of the second inverter 130 functions as a neutral point of each winding.
  • the power conversion device 100 can perform power conversion using the neutral point N4 and the first inverter 120. *
  • FIG. 5 exemplifies a current waveform obtained by plotting current values flowing in the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 200 when the power conversion device 100 is controlled in a normal state.
  • the horizontal axis represents the motor electrical angle (deg), and the vertical axis represents the current value (A).
  • the current value is plotted every 30 ° electrical angle.
  • I pk represents the maximum current value (peak current value) of each phase.
  • Table 1 shows the value of current flowing through the terminals of each inverter for each electrical angle in the sine wave of FIG. Specifically, Table 1 shows current values for each electrical angle of 30 ° flowing through the terminals U_L, V_L, and W_L of the first inverter 120 (bridge circuit L).
  • the direction of current flowing from the terminal of the bridge circuit L to the terminal of the bridge circuit R with respect to the bridge circuit L is defined as a positive direction.
  • the direction of current shown in FIG. 5 follows this definition.
  • the direction of current flowing from the terminal of the bridge circuit R to the terminal of the bridge circuit L is defined as a positive direction. Therefore, the phase difference between the current of the bridge circuit L and the current of the bridge circuit R is 180 °.
  • the magnitude of the current value I 1 is [(3) 1/2 / 2] * I pk and the magnitude of the current value I 2 is I pk / 2.
  • the positive and negative signs of the current values shown in FIG. 5 may have a reverse relationship (phase difference of 180 °) to that of the current values shown in Table 1.
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • a current of I pk flows, and a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude I 1 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • a current of I 1 flows.
  • No current flows through the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude Ipk flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and the magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • current I 2 flows, current having a magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L is the winding M3 of W-phase.
  • a current of magnitude I 1 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the W-phase winding M3.
  • a current of I 1 flows.
  • No current flows through the V-phase winding M2.
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the V-phase winding M2.
  • a current I 2 flows, and a current I pk flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the V-phase winding M2.
  • a current of I pk flows, and a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude I 1 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the V-phase winding M2.
  • a current of I 1 flows.
  • No current flows through the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude Ipk flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L through the U-phase winding M1, and from the bridge circuit L to the bridge circuit R through the V-phase winding M2.
  • current I 2 flows, current having a magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R is the winding M3 of W-phase.
  • a current of magnitude I 1 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the W-phase winding M3.
  • a current of I 1 flows.
  • No current flows through the V-phase winding M2.
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • a current I 2 flows, and a current I pk flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the W-phase winding M3.
  • the control circuit 300 controls the switching operation of each FET of the bridge circuit L by vector control such that the current waveform shown in FIG. *
  • FIG. 6 schematically shows a current flow in the power conversion apparatus 100 at a normal time, for example, at a motor electrical angle of 90 °.
  • Each of the three solid lines represents a current flowing from the power source 101 to the motor 200, and a broken line represents a regenerative current returning to the winding M1 of the motor 200.
  • the FETs 121H, 122L, and 123L are on, and the FETs 121L, 122H, and 123H are off.
  • the current flowing through the FET 121H of the first inverter 120 flows to the neutral point N1 through the winding M1 and the FET 131H of the second inverter 130.
  • a part of the current flows through the FET 132H to the winding M2, and the remaining current flows through the FET 133H to the winding M3.
  • the current that flows through the windings M2 and M3 flows to the GND on the first inverter 120 side.
  • a regenerative current flows through the return diode of the FET 121L toward the winding M1 of the motor 200.
  • the abnormality mainly means that a failure has occurred in the FET.
  • the failure of the FET is roughly classified into “open failure” and “short failure”.
  • Open failure refers to a failure in which the source and drain of the FET are opened (in other words, the resistance rds between the source and drain becomes high impedance)
  • short failure refers to the failure between the source and drain of the FET. Refers to a short circuit failure.
  • the present disclosure is mainly directed to a method for controlling the power conversion apparatus 100 when a random failure occurs in the first inverter 120 having the power supply side and GND side switching circuits.
  • the present disclosure is also directed to a method for controlling the power conversion apparatus 100 in a case where a plurality of FETs are chained and failed.
  • a chain failure means, for example, a failure that occurs simultaneously in a high-side switching element and a low-side switching element of one leg.
  • a random failure may occur in the first inverter 120. Note that random failures are different from manufacturing failures that may occur during manufacturing. If even one of the plurality of FETs of the first inverter 120 fails, normal control by switching operation of each FET of the first inverter 120 is no longer possible.
  • the drive circuit 350 monitors the FET drain-source voltage Vds and compares the predetermined threshold voltage with Vds to detect the FET failure.
  • the threshold voltage is set in the drive circuit 350 by, for example, data communication with an external IC (not shown) and external components.
  • the drive circuit 350 is connected to a port of the microcontroller 340 and notifies the microcontroller 340 of a failure detection signal. For example, when detecting a failure of the FET, the drive circuit 350 asserts a failure detection signal.
  • the microcontroller 340 receives the asserted failure detection signal, the microcontroller 340 reads internal data of the drive circuit 350 and determines which one of the plurality of FETs is defective. *
  • the microcontroller 340 can also detect failure of the FET based on the difference between the actual current value of the motor and the target current value.
  • failure detection is not limited to these methods, and known methods relating to failure detection can be widely used.
  • the microcontroller 340 switches the control of the power conversion device 100 from normal control to abnormal control.
  • the timing for switching control from normal to abnormal is about 10 msec to 30 msec after the failure detection signal is asserted.
  • the failure pattern is classified for each case, and the control when the power conversion apparatus 100 is abnormal will be described in detail for each pattern.
  • the first inverter 120 is handled as a faulty inverter.
  • the power conversion device 100 can perform power conversion using the neutral point of each phase winding in the first inverter 120 and the second inverter 130.
  • the second inverter 130 functions as a driving inverter that performs the switching operation of each FET, and the first inverter 120 is a neutral point in which a neutral point is configured. Functions as a point inverter.
  • the FET 121H has an open failure in the high-side switching elements (FETs 121H, 122H, and 123H) of the first inverter 120. Even when the FET 122H or 123H has an open failure, the power conversion apparatus 100 can be controlled by the control method described below. *
  • the control circuit 300 sets the FETs 111, 112, and 113 of the switching circuits 110A and 110B and the FETs 122H, 123H, 121L, 122L, and 123L of the first inverter 120 to the first state.
  • the FETs 111 and 112 of the switching circuit 110A are turned off, and the FET 113 of the switching circuit 110B is turned on.
  • the FETs 122H and 123H (high-side switching elements different from the failed FET 121H) other than the failed FET 121H in the first inverter 120 are turned off, and the FETs 121L, 122L, and 123L are turned on.
  • the first inverter 120 is electrically disconnected from the power source 101 and GND, and the second inverter 130 is electrically connected to the power source 101 and GND.
  • the FET 111 cuts off the connection between the power source 101 and the first inverter 120
  • the FET 112 cuts off the connection between the first inverter 120 and GND.
  • the low-side node N2 (see FIG. 1) functions as a neutral point of each winding.
  • the neutral point N2 is configured on the low side of the first inverter 120.
  • the power conversion device 100 drives the motor 200 using the neutral point N2 and the second inverter 130.
  • FIG. 7 schematically shows a current flow in the power conversion device 100 when the FETs of the switching circuits 110A and 110B and the first inverter 120 are in the first state.
  • FIG. 8 illustrates a current waveform obtained by plotting the current values flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 200 when the power conversion device 100 is controlled in the first state.
  • FIG. 7 shows the flow of current at a motor electrical angle of 270 °, for example.
  • Each of the three solid lines represents a current flowing from the power source 101 to the motor 200, and a broken line represents a regenerative current returning to the winding M1 of the motor 200.
  • the FETs 131H, 132L, and 133L are on, and the FETs 131L, 132H, and 133H are off.
  • the current flowing through the FET 131H of the second inverter 130 flows to the neutral point N2 through the winding M1 and the FET 121L of the first inverter 120.
  • a part of the current flows through the FET 122L to the winding M2, and the remaining current flows through the FET 123L to the winding M3.
  • the current that flows through the windings M2 and M3 flows to the GND on the second inverter 130 side.
  • the regenerative current flows toward the winding M ⁇ b> 1 of the motor 200 through the free wheel diode of the FET 131 ⁇ / b> L.
  • Table 2 exemplifies the value of the current flowing through the terminal of the second inverter 130 for each electrical angle in the current waveform of FIG. Specifically, Table 2 exemplifies the current value for each electrical angle of 30 ° flowing through the terminals U_R, V_R, and W_R of the second inverter 130 (bridge circuit R).
  • the definition of the current direction is as described above, and the sign of the current value shown in FIG. 8 is opposite to that of the current value shown in Table 2 (phase difference 180 °). *
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • magnitude current flow I pk current having a magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R is the winding M3 of W-phase.
  • a current of magnitude I 1 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • a current of I 1 flows. No current flows through the W-phase winding M3.
  • the control circuit 300 controls the switching operation of each FET of the bridge circuit R, for example, by vector control such that the current waveform shown in FIG. 8 is obtained.
  • the state of each FET of the switching circuits 110A and 110B and the first inverter 120 is not limited to the first state.
  • the control circuit 300 may put those FETs in the second state. In the second state, the FET 111 of the switching circuit 110A is turned on, the FET 112 is turned off, and the FET 113 is turned on. Further, the FETs 122H and 123H other than the failed FET 121H of the first inverter 120 are turned off, and the FETs 121L, 122L and 123L are turned on. The difference between the first state and the second state is whether or not the FET 111 is on.
  • the reason why the FET 111 may be turned on is that when the FET 121H has an open failure, the FETs 122H and 123H are all turned off by controlling the FETs 122H and 123H. This is because no current flows through the inverter 120. Thus, the FET 111 may be in an on state or an off state at the time of an open failure.
  • the FET 121H has a short circuit failure in the high-side switching elements (FETs 121H, 122H, and 123H) of the first inverter 120. Even when the FET 122H or 123H has a short circuit failure, the power conversion apparatus 100 can be controlled by the control method described below. *
  • the control circuit 300 sets the FETs 111, 112, and 113 of the switching circuits 110A and 110B and the FETs 122H, 123H, 121L, 122L, and 123L of the first inverter 120 to the first state.
  • a short circuit failure when the FET 113 is turned on, a current flows from the power supply 101 to the shorted FET 121H, so that control in the second state is prohibited.
  • a neutral point N2 of each winding is configured at the node N2 on the low-side side.
  • Power conversion device 100 drives motor 200 using neutral point N ⁇ b> 2 in first inverter 120 and second inverter 130.
  • the control circuit 300 controls the switching operation of each FET of the bridge circuit R, for example, by vector control such that the current waveform shown in FIG. 8 is obtained.
  • the flow of current flowing in the power conversion device 100 when the electrical angle is 270 ° is as shown in FIG. 7, and the current flowing in each winding for each motor electrical angle
  • the values are as shown in Table 2. *
  • the FET 121L has an open failure in the low-side switching elements (FETs 121L, 122L, and 123L) of the first inverter 120. Even when the FET 122L or 123L has an open failure, the power conversion apparatus 100 can be controlled by the control method described below. *
  • the control circuit 300 sets the FETs 111, 112, and 113 of the switching circuits 110A and 110B and the FETs 121H, 122H, 123H, 122L, and 123L of the first inverter 120 to the third state.
  • the FETs 111 and 112 of the switching circuit 110A are turned off, and the FET 113 of the switching circuit 110B is turned on.
  • the FETs 122L and 123L (low-side switching elements different from the failed 121L) other than the failed FET 121L of the first inverter 120 are turned off, and the FETs 121H, 122H, and 123H are turned on.
  • the first inverter 120 is electrically disconnected from the power source 101 and GND, and the second inverter 130 is electrically connected to the power source 101 and GND. Further, by turning on all three high-side switching elements of the first inverter 120, a neutral point N3 of each winding is configured at the high-side node N3 (see FIG. 1). *
  • FIG. 9 schematically shows the flow of current in the power conversion device 100 when the FETs of the switching circuits 110A and 110B and the first inverter 120 are in the third state.
  • FIG. 9 shows a current flow at a motor electrical angle of 270 °, for example.
  • Each of the three solid lines represents a current flowing from the power source 101 to the motor 200, and a broken line represents a regenerative current returning to the winding M1 of the motor 200.
  • the FETs 131H, 132L, and 133L are on, and the FETs 131L, 132H, and 133H are off.
  • the current flowing through the FET 131H of the second inverter 130 flows through the winding M1 and the FET 121H of the first inverter 120 to the neutral point N3.
  • a part of the current flows through the FET 122H to the winding M2, and the remaining current flows through the FET 123H to the winding M3.
  • the current that flows through the windings M2 and M3 flows to the GND on the second inverter 130 side.
  • the regenerative current flows toward the winding M ⁇ b> 1 of the motor 200 through the free wheel diode of the FET 131 ⁇ / b> L.
  • the current value flowing through each winding for each motor electrical angle is as shown in Table 2. *
  • Power conversion device 100 drives motor 200 using neutral point N ⁇ b> 3 in first inverter 120 and second inverter 130.
  • the control circuit 300 controls the switching operation of each FET of the bridge circuit R, for example, by vector control such that the current waveform shown in FIG. 8 is obtained.
  • the state of each FET of the switching circuits 110A and 110B and the first inverter 120 is not limited to the third state.
  • the control circuit 300 may put those FETs in the fourth state.
  • the FET 111 of the switching circuit 110A is turned off, the FET 112 is turned on, and the FET 113 is turned on.
  • the FETs 122L and 123L other than the failed FET 121L in the first inverter 120 are turned off, and the FETs 121H, 122H, and 123H are turned on.
  • the difference between the third state and the fourth state is whether or not the FET 112 is on.
  • the reason why the FET 112 may be turned on is that when the FET 121L is in an open failure, the low-side switching elements are all opened by controlling the FETs 122L and 123L to be turned off, and even if the FET 111 is turned on, the current flows to GND. This is because there is not. Thus, the FET 112 may be in an on state or an off state at the time of an open failure.
  • the FET 121L has a short circuit failure in the low-side switching elements (FETs 121L, 122L, and 123L) of the first inverter 120. Even when the FET 122L or 123L is short-circuited, the power conversion apparatus 100 can be controlled by the control method described below. *
  • the control circuit 300 causes the FETs 111, 112, and 113 of the switching circuits 110A and 110B and the FETs 121H, 122H, 123H, 122L, and 123L of the first inverter 120 to be similar to the case of the open failure. Set to the third state.
  • a short circuit failure when the FET 111 is turned on, a current flows from the shorted FET 121L to the GND, so that the control in the fourth state is prohibited.
  • FIG. 10 schematically shows a current flow in the power conversion device 100 when the FETs of the switching circuits 110A and 110B and the first inverter 120 are in the third state.
  • FIG. 10 shows a current flow at a motor electrical angle of 270 °, for example.
  • Each of the three solid lines represents a current flowing from the power source 101 to the motor 200, a long broken line represents a current flowing through the FET 121L, and a short broken line represents a regenerative current returning to the winding M1 of the motor 200.
  • the FETs 131H, 132L, and 133L are on, and the FETs 131L, 132H, and 133H are off.
  • the current flowing through the FET 131H of the second inverter 130 flows through the winding M1 and the FET 121H of the first inverter 120 to the neutral point N3.
  • a part of the current flows through the FET 122H to the winding M2, and the remaining current flows through the FET 123H to the winding M3.
  • the current that flows through the windings M2 and M3 flows to the GND on the second inverter 130 side.
  • the regenerative current flows toward the winding M ⁇ b> 1 of the motor 200 through the free wheel diode of the FET 131 ⁇ / b> L.
  • a current flows from the shorted FET 121L to the low-side node N2. Part of the current flows through the freewheeling diode of the FET 122L to the winding M2, and the remaining current flows through the freewheeling diode of the FET 123L to the winding M3.
  • the current flowing through the windings M2 and M3 flows through the GND on the second inverter 130 side.
  • the current value flowing through each winding for each motor electrical angle is as shown in Table 2.
  • the power conversion apparatus 100 drives the motor 200 using the neutral points N2 and N3 in the first inverter 120 and the second inverter 130.
  • the control circuit 300 controls the switching operation of each FET of the bridge circuit R, for example, by vector control such that the current waveform shown in FIG. 8 is obtained.
  • the switching circuit 110 ⁇ / b> A for the first inverter 120 according to the present disclosure may have at least one of the first and second switch elements 111 and 112. *
  • FIG. 11A schematically shows a circuit configuration of a power conversion device 100A having a GND side switching circuit having FETs 112 and 114.
  • the switching circuit 110A includes an FET 112.
  • the control circuit 300 turns on the FET 112 and turns off the FET 114.
  • the neutral point N4 is configured in the second inverter 130.
  • the power conversion device 100A can drive the motor 200 using the neutral point N4 and the first inverter 120.
  • the control circuit 300 turns off the FET 112 and turns on the FET 114, and turns off the FETs 122H and 123H of the first inverter 120 and turns off the FET 121L. , 122L and 123L are turned on.
  • a neutral point N2 is configured on the low side of the first inverter 120.
  • 100 A of power converters can drive the motor 200 using the neutral point N2 and the 2nd inverter 130.
  • FIG. 11B schematically shows a circuit configuration of a power conversion device 100 ⁇ / b> A having a power supply side switching circuit having FETs 111 and 113.
  • the switching circuit 110A includes an FET 111.
  • the control circuit 300 turns off the FET 111 and turns on the FET 113, and the FET 121H of the first inverter 120 122H and 123H are turned on, and FETs 122L and 123L are turned off.
  • a neutral point N3 is configured on the high side of the first inverter 120.
  • the power conversion device 100A can drive the motor 200 using the neutral point N3 and the second inverter 130. *
  • FIG. 11C schematically shows a circuit configuration of a power conversion device 100A having a switching circuit 110A having an FET 111 and a switching circuit 110B having an FET 114.
  • the neutral point N3 is configured on the high side of the first inverter 120 in the control at the time of abnormality.
  • the power conversion device 100A can drive the motor 200 using the neutral point N3 and the second inverter 130.
  • a vehicle such as an automobile generally has an electric power steering device.
  • the electric power steering apparatus generates an auxiliary torque for assisting a steering torque of a steering system that is generated when a driver operates a steering handle.
  • the auxiliary torque is generated by the auxiliary torque mechanism, and the burden on the operation of the driver can be reduced.
  • the auxiliary torque mechanism includes a steering torque sensor, an ECU, a motor, a speed reduction mechanism, and the like.
  • the steering torque sensor detects steering torque in the steering system.
  • the ECU generates a drive signal based on the detection signal of the steering torque sensor.
  • the motor generates auxiliary torque corresponding to the steering torque based on the drive signal, and transmits the auxiliary torque to the steering system via the speed reduction mechanism.
  • FIG. 12 schematically shows a typical configuration of the electric power steering apparatus 500 according to the present embodiment.
  • the electric power steering apparatus 500 includes a steering system 520 and an auxiliary torque mechanism 540. *
  • the steering system 520 is, for example, a steering handle 521, a steering shaft 522 (also referred to as “steering column”), universal shaft joints 523A, 523B, and a rotating shaft 524 (also referred to as “pinion shaft” or “input shaft”). .), A rack and pinion mechanism 525, a rack shaft 526, left and right ball joints 552A and 552B, tie rods 527A and 527B, knuckle 528A and 528B, and left and right steering wheels (for example, left and right front wheels) 529A and 529B.
  • the steering handle 521 is connected to the rotating shaft 524 via a steering shaft 522 and universal shaft joints 523A and 523B.
  • a rack shaft 526 is connected to the rotation shaft 524 via a rack and pinion mechanism 525.
  • the rack and pinion mechanism 525 includes a pinion 531 provided on the rotation shaft 524 and a rack 532 provided on the rack shaft 526.
  • the right steering wheel 529A is connected to the right end of the rack shaft 526 through a ball joint 552A, a tie rod 527A, and a knuckle 528A in this order.
  • the left steering wheel 529B is connected to the left end of the rack shaft 526 via a ball joint 552B, a tie rod 527B, and a knuckle 528B in this order.
  • the right side and the left side correspond to the right side and the left side as viewed from the driver sitting on the seat, respectively. *
  • a steering torque is generated by the driver operating the steering handle 521, and is transmitted to the left and right steering wheels 529A and 529B via the rack and pinion mechanism 525. Accordingly, the driver can operate the left and right steering wheels 529A and 529B.
  • the auxiliary torque mechanism 540 can be configured by, for example, a steering torque sensor 541, an ECU 542, a motor 543, a speed reduction mechanism 544, and a power conversion device 545.
  • the auxiliary torque mechanism 540 gives auxiliary torque to the steering system 520 from the steering handle 521 to the left and right steering wheels 529A and 529B.
  • the auxiliary torque may be referred to as “additional torque”. *
  • the control circuit 300 according to the present disclosure can be used as the ECU 542, and the power conversion device 100 according to the present disclosure can be used as the power conversion device 545.
  • the motor 543 corresponds to the motor 200 in the present disclosure.
  • the motor drive unit 400 according to the present disclosure can be suitably used as an electromechanically integrated motor that can be configured by the ECU 542, the motor 543, and the power conversion device 545. *
  • the steering torque sensor 541 detects the steering torque of the steering system 520 applied by the steering handle 521.
  • the ECU 542 generates a drive signal for driving the motor 543 based on a detection signal from the steering torque sensor 541 (hereinafter referred to as “torque signal”).
  • the motor 543 generates an auxiliary torque corresponding to the steering torque based on the drive signal.
  • the auxiliary torque is transmitted to the rotating shaft 524 of the steering system 520 via the speed reduction mechanism 544.
  • the speed reduction mechanism 544 is, for example, a worm gear mechanism.
  • the auxiliary torque is further transmitted from the rotating shaft 524 to the rack and pinion mechanism 525. *
  • the electric power steering apparatus 500 can be classified into a pinion assist type, a rack assist type, a column assist type, and the like depending on a location where the assist torque is applied to the steering system 520.
  • FIG. 12 shows a pinion assist type electric power steering apparatus 500.
  • the electric power steering apparatus 500 is also applied to a rack assist type, a column assist type, and the like. *
  • the ECU 542 can receive not only a torque signal but also a vehicle speed signal, for example.
  • the external device 560 is a vehicle speed sensor, for example.
  • the external device 560 may be another ECU that can communicate through an in-vehicle network, such as CAN (Controller Area Network).
  • the microcontroller of the ECU 542 can perform vector control or PWM control of the motor 543 based on a torque signal, a vehicle speed signal, and the like. *
  • the ECU 542 sets a target current value based on at least the torque signal.
  • the ECU 542 preferably sets the target current value in consideration of the vehicle speed signal detected by the vehicle speed sensor and the rotor rotation signal detected by the angle sensor.
  • the ECU 542 can control the drive signal of the motor 543, that is, the drive current so that the actual current value detected by the current sensor (not shown) matches the target current value.
  • the left and right steering wheels 529A and 529B can be operated by the rack shaft 526 using the combined torque obtained by adding the auxiliary torque of the motor 543 to the steering torque of the driver.
  • the motor drive unit 400 of the present disclosure for the above-described electromechanical integrated motor, an electric power steering apparatus having a motor drive unit that can improve heat generation countermeasures and can perform appropriate current control is provided. Is done.
  • Embodiments of the present disclosure can be widely used in various devices having various motors such as a vacuum cleaner, a dryer, a ceiling fan, a washing machine, a refrigerator, and an electric power steering device.
  • various motors such as a vacuum cleaner, a dryer, a ceiling fan, a washing machine, a refrigerator, and an electric power steering device.

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Abstract

電力変換装置１００は、モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータ１２０と、各相の巻線の他端に接続される第２インバータ１３０と、第１切替回路１１０Ａと、第２切替回路１１０Ｂと、を有し、第２インバータに構成された各相の巻線の第１中性点および第１インバータを用いて電力変換を行う正常時動作モードと、第１インバータに構成された各相の巻線の第２中性点および第２インバータを用いて電力変換を行う異常時動作モードと、を有し、第１インバータに含まれる複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つが故障したとき、電力変換の動作モードを正常時動作モードから異常時動作モードに切替える。

Description

電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
本開示は、電動モータに供給する電力を変換する電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置に関する。
ブラシレスＤＣモータおよび交流同期モータなどの電動モータ（以下、単に「モータ」と表記する。）は、一般的に三相電流によって駆動される。三相電流の波形を正確に制御するため、ベクトル制御などの複雑な制御技術が用いられる。このような制御技術では、高度な数学的演算が必要であり、マイクロコントローラ（マイコン）などのデジタル演算回路が用いられる。ベクトル制御技術は、モータの負荷変動が大きな用途、例えば、洗濯機、電動アシスト自転車、電動スクータ、電動パワーステアリング装置、電気自動車、産業機器などの分野で活用されている。一方、出力が相対的に小さなモータでは、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式などの他のモータ制御方式が採用されている。　
車載分野においては、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ　Ｃｏｎｔｏｒｌ　Ｕｎｉｔ）が車両に用いられる。ＥＣＵは、マイクロコントローラ、電源、入出力回路、ＡＤコンバータ、負荷駆動回路およびＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）などを有する。ＥＣＵを核として電子制御システムが構築される。例えば、ＥＣＵはセンサからの信号を処理してモータなどのアクチュエータを制御する。具体的に説明すると、ＥＣＵはモータの回転速度およびトルクを監視しながら、電力変換装置におけるインバータを制御する。ＥＣＵの制御の下で、電力変換装置はモータに供給する駆動電力を変換する。　
近年、モータ、電力変換装置およびＥＣＵが一体化された機電一体型モータが開発されている。特に車載分野においては、安全性の観点から高い品質保証が要求される。そのため、部品の一部が故障した場合でも安全動作を継続できる冗長設計が取り入れられている。冗長設計の一例として、１つのモータに対して２つの電力変換装置を設けることが検討されている。他の一例として、メインのマイクロコントローラにバックアップ用マイクロコントローラを設けることが検討されている。　
例えば特許文献１は、制御部と、２つのインバータとを有し、三相モータに供給する電力を変換する電力変換装置を開示する。２つのインバータの各々は電源およびグランド（以下、「ＧＮＤ」と表記する。）に接続される。一方のインバータは、モータの三相の巻線の一端に接続され、他方のインバータは、三相の巻線の他端に接続される。各インバータは、各々がハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を含む３つのレグから構成されるブリッジ回路を有する。制御部は、２つのインバータにおけるスイッチング素子の故障を検出した場合、モータ制御を正常時の制御から異常時の制御に切替える。本願明細書において、「異常」とは、主としてスイッチング素子の故障を意味する。また、「正常時の制御」は、全てのスイッチング素子が正常な状態における制御を意味し、「異常時の制御」は、あるスイッチング素子に故障が生じた状態における制御を意味する。　
異常時の制御において、２つのインバータのうちの故障したスイッチング素子を含むインバータ（以下、「故障インバータ」と表記する。）には、スイッチング素子を所定の規則でオンまたはオフすることにより巻線の中性点が構成される。その規則によれば、例えば、ハイサイドスイッチング素子が常時オフとなるオープン故障をした場合、インバータのブリッジ回路において、３つのハイサイドスイッチング素子のうちの故障したスイッチング素子以外のものはオフし、かつ、３つのローサイドスイッチング素子はオンする。その場合、中性点はローサイド側に構成される。または、ハイサイドスイッチング素子が常時オンとなるショート故障をした場合、インバータのブリッジ回路において、３つのハイサイドスイッチング素子のうちの故障したスイッチング素子以外のものはオンし、かつ、３つのローサイドスイッチング素子はオフする。その場合、中性点はハイサイド側に構成される。特許文献１の電力変換装置によれば、異常時において、三相の巻線の中性点は、故障インバータの中に構成される。スイッチング素子に故障が生じても、正常な方のインバータを用いてモータ駆動を継続させることができる。
特開２０１４－１９２９５０号公報
上述した従来の技術では、正常時および異常時における電流制御のさらなる向上が求められていた。　
本開示の実施形態は、正常時および異常時のいずれにおいても適切な電流制御が可能な電力変換装置を提供する。
本開示の例示的な電力変換装置は、電源からの電力を、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに供給する電力に変換する電力変換装置であって、前記モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータと、前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータと、前記第１インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第１スイッチ素子、および、前記第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子を有する第１切替回路と、前記第２インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第３スイッチ素子、または、前記第２インバータと前記グランドとの接続・非接続を切替える第４スイッチ素子を有する第２切替回路と、を有し、前記第２インバータに構成された前記各相の巻線の第１中性点および前記第１インバータを用いて電力変換を行う正常時動作モードと、前記第１インバータに構成された前記各相の巻線の第２中性点および前記第２インバータを用いて電力変換を行う異常時動作モードと、を有し、前記第１インバータに含まれる複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つが故障したとき、電力変換の動作モードを前記正常時動作モードから前記異常時動作モードに切替える。　
本開示の例示的な他の電力変換装置は、電源からの電力を、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに供給する電力に変換する電力変換装置であって、前記モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータと、前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータと、前記第１インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第１スイッチ素子、または、前記第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子を有する第１切替回路と、前記第２インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第３スイッチ素子、または、前記第２インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第４スイッチ素子を有する第２切替回路と、を有し、前記第２インバータに構成された前記各相の巻線の第１中性点および前記第１インバータを用いて電力変換を行う正常時動作モードと、前記第１インバータに構成された前記各相の巻線の第２中性点および前記第２インバータを用いて電力変換を行う異常時動作モードと、を有し、前記第１インバータに含まれる複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つが故障したとき、電力変換の動作モードを前記正常時動作モードから前記異常時動作モードに切替える。
本開示の例示的な実施形態によると、第１インバータに対し、電源およびＧＮＤの少なくとも１つと、第１インバータとの接続および非接続を切替えることができ、かつ、第２インバータに対し、電源またはＧＮＤと、第２インバータとの接続および非接続を切替えることができる。これにより、正常時および異常時のいずれにおいても、適切な電流制御が可能となる電力変換装置が提供される。
図１は、例示的な実施形態１による電力変換装置１００の典型的な回路構成を示す回路図である。 図２は、例示的な実施形態１による電力変換装置１００の他の回路構成を示す回路図である。 図３は、例示的な実施形態１による電力変換装置１００のさらなる他の回路構成を示す回路図である。 図４は、電力変換装置１００を有するモータ駆動ユニット４００の典型的なブロック構成を示すブロック図である。 図５は、正常時において電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形を例示するグラフである。 図６は、正常時における、例えばモータ電気角９０°での電力変換装置１００内の電流の流れを示す模式図である。 図７は、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂおよび第１インバータ１２０の各ＦＥＴが第１状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを示す模式図である。 図８は、第１状態において電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形を例示するグラフである。 図９は、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂおよび第１インバータ１２０の各ＦＥＴが第３状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを示す模式図である。 図１０は、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂおよび第１インバータ１２０の各ＦＥＴが第３状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを示す模式図である。 図１１Ａは、例示的な実施形態１のバリエーションによる電力変換装置１００Ａの回路構成を示す回路図である。 図１１Ｂは、例示的な実施形態１のバリエーションによる電力変換装置１００Ａの回路構成を示す回路図である。 図１１Ｃは、例示的な実施形態１のバリエーションによる電力変換装置１００Ａの回路構成を示す回路図である。 図１２は、例示的な実施形態２による電動パワーステアリング装置５００の典型的な構成を示すブロック図である。
本開示の実施形態を説明する前に、本開示の基礎となった本願発明者の知見を説明する。　
特許文献１の電力変換装置においては、電源およびＧＮＤと、２つのインバータの各々とが常時接続されたままである。その構成上、電源と故障インバータとの接続を切り離すことはできない。本願発明者は、異常時に故障インバータにおいて中性点が構成されても、故障インバータは電源から電流を引き込んでしまうという課題を見出した。これにより、故障インバータにおいて電力損失が発生することとなる。　
電源と同様に、故障インバータとＧＮＤとの接続を切り離すこともできない。本願発明者は、異常時に故障インバータにおいて中性点が構成されても、正常な方のインバータを通じて各相の巻線に供給される電流は、供給元のインバータには戻らずに、故障インバータからＧＮＤに流れてしまうという課題を見出した。換言すると、駆動電流の閉ループを形成することは不可能となる。正常な方のインバータから各相の巻線に供給される電流は、その供給元のインバータを通じてＧＮＤに流れることが望ましい。　
以下、添付の図面を参照しながら、本開示の電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置の実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。　
本願明細書において、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の巻線を有する三相モータに供給する電力を変換する電力変換装置を例にして、本開示の実施形態を説明する。ただし、四相または五相などのｎ相（ｎは４以上の整数）の巻線を有するｎ相モータに供給する電力を変換する電力変換装置も本開示の範疇である。　

（実施形態１）

図１は、本実施形態による電力変換装置１００の典型的な回路構成を模式的に示す。　
電力変換装置１００は、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂ、第１インバータ１２０、および、第２インバータ１３０を有する。電力変換装置１００は種々のモータに供給する電力を変換することができる。モータ２００は、例えば三相交流モータである。なお、本願明細書では、説明の便宜上、図面の左側のインバータを第１インバータ１２０と称し、右側のインバータを第２インバータ１３０と称する。しかしながら、当然に、この関係は逆であっても構わない。　
モータ２００は、Ｕ相の巻線Ｍ１、Ｖ相の巻線Ｍ２およびＷ相の巻線Ｍ３を有し、第１インバータ１２０と第２インバータ１３０とに接続される。具体的に説明すると、第１インバータ１２０はモータ２００の各相の巻線の一端に接続され、第２インバータ１３０は各相の巻線の他端に接続される。本願明細書において、部品（構成要素）同士の間の「接続」は、主に電気的な接続を意味する。第１インバータ１２０は、各相に対応した端子Ｕ＿Ｌ、Ｖ＿ＬおよびＷ＿Ｌを有し、第２インバータ１３０は、各相に対応した端子Ｕ＿Ｒ、Ｖ＿ＲおよびＷ＿Ｒを有する。　
第１インバータ１２０の端子Ｕ＿Ｌは、Ｕ相の巻線Ｍ１の一端に接続され、端子Ｖ＿Ｌは、Ｖ相の巻線Ｍ２の一端に接続され、端子Ｗ＿Ｌは、Ｗ相の巻線Ｍ１の一端に接続される。第１インバータ１２０と同様に、第２インバータ１３０の端子Ｕ＿Ｒは、Ｕ相の巻線Ｍ１の他端に接続され、端子Ｖ＿Ｒは、Ｖ相の巻線Ｍ２の他端に接続され、端子Ｗ＿Ｒは、Ｗ相の巻線Ｍ１の他端に接続される。モータとのこのような結線は、いわゆるスター結線およびデルタ結線とは異なる。　
切替回路１１０Ａは、第１インバータ１２０用であり、第１および第２スイッチ素子１１１、１１２を有する。切替回路１１０Ｂは、第２インバータ１３０用であり、第３スイッチ素子１１３を有する。本願明細書では、電源１０１側に設けられた第１および第３スイッチ素子１１１、１１３を有する切替回路を「電源側切替回路」と称し、ＧＮＤ側に設けられた第２スイッチ素子１１２を有する切替回路を「ＧＮＤ側切替回路」と称する場合がある。　
電力変換装置１００において、第１インバータ１２０は、切替回路１１０Ａによって電源１０１とＧＮＤとに電気的に接続可能である。第２インバータ１３０は、切替回路１１０Ｂによって電源１０１に電気的に接続可能である。具体的に説明すると、第１スイッチ素子１１１は、第１インバータ１２０と電源１０１との接続・非接続を切替える。第２スイッチ素子１１２は、第１インバータ１２０とＧＮＤとの接続・非接続を切替える。第３スイッチ素子１１３は、第２インバータ１３０と電源１０１との接続・非接続を切替える。なお、図１に示される回路構成例では、第２インバータ１３０とＧＮＤとは常時接続されたままである。　
第１から第３スイッチ素子１１１、１１２および１１３のオンおよびオフは、例えばマイクロコントローラまたは専用ドライバによって制御され得る。第１から第３スイッチ素子１１１、１１２および１１３として、例えば電界効果トランジスタ（典型的にはＭＯＳＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などのトランジスタを広く用いることができる。または、それらのスイッチ素子として、メカニカルリレーを用いても構わない。以下、第１から第３スイッチ素子１１１、１１２および１１３としてＦＥＴを用いる例を説明し、例えば第１スイッチ素子１１１をＦＥＴ１１１と表記する。　
ＦＥＴ１１１は、還流ダイオード１１１Ｄを有し、還流ダイオード１１１Ｄが電源１０１に向くように配置される。より詳細には、ＦＥＴ１１１は、還流ダイオード１１１Ｄ中に電源１０１に向けて順方向電流が流れるように配置される。ＦＥＴ１１３も、ＦＥＴ１１１と同様に配置される。　
ＦＥＴ１１２は、還流ダイオード１１２Ｄを有し、還流ダイオード１１１Ｄが電源１０１に向くように配置される。より詳細には、ＦＥＴ１１２は、還流ダイオード１１２Ｄ中に第１インバータ１２０に向けて順方向電流が流れるように配置される。　
図示する例に限られず、使用するスイッチ素子の個数は、設計仕様などを考慮して適宜決定される。特に車載分野においては、安全性の観点から高い品質保証が要求されるので、電源側およびＧＮＤ側切替回路において、各インバータ用として複数のスイッチ素子を設けておくことが好ましい。　
図２は、本実施形態による電力変換装置１００の他の回路構成を模式的に示す。　
電源側切替回路は、逆接続保護用の第５スイッチ素子（ＦＥＴ）１１５および第６スイッチ素子（ＦＥＴ）１１６をさらに有していてもよい。ＦＥＴ１１１およびＦＥＴ１１５は、ＦＥＴ内の還流ダイオードの向きが互いに対向するように配置される。ＦＥＴ１１３およびＦＥＴ１１６は、ＦＥＴ内の還流ダイオードの向きが互いに対向するように配置される。具体的に説明すると、ＦＥＴ１１５は、還流ダイオードにおいて第１インバータ１２０に向けて順方向電流が流れるように配置される。ＦＥＴ１１６は、還流ダイオードにおいて第２インバータ１３０に向けて順方向電流が流れるように配置される。電源１０１が逆向きに接続された場合でも、逆接続保護用の２つのＦＥＴによって逆電流を遮断することができる。　
電源１０１は所定の電源電圧を生成する。電源１０１として、例えば直流電源が用いられる。ただし、電源１０１は、ＡＣ－ＤＣコンバータおよびＤＣ―ＤＣコンバータであってもよいし、バッテリー（蓄電池）であっても良い。　
電源１０１は、第１および第２インバータ１２０、１３０に共通の単一電源であってもよいし、第１インバータ１２０用の第１電源および第２インバータ１３０用の第２電源を有していてもよい。　
電源１０１と電源側切替回路との間にコイル１０２が設けられている。コイル１０２は、ノイズフィルタとして機能し、各インバータに供給する電圧波形に含まれる高周波ノイズ、または各インバータで発生する高周波ノイズを電源１０１側に流出させないように平滑化する。また、各インバータの電源端子には、コンデンサ１０３が接続されている。コンデンサ１０３は、いわゆるバイパスコンデンサであり、電圧リプルを抑制する。コンデンサ１０３は、例えば電解コンデンサであり、容量および使用する個数は設計仕様などによって適宜決定される。　
第１インバータ１２０（「ブリッジ回路Ｌ」と表記する場合がある。）は、３個のレグから構成されるブリッジ回路を含む。各レグは、ローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有する。図１に示されるスイッチング素子１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌがローサイドスイッチング素子であり、スイッチング素子１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈが、ハイサイドスイッチング素子である。スイッチング素子として、例えばＦＥＴやＩＧＢＴを用いることができる。以下、スイッチング素子としてＦＥＴを用いる例を説明し、スイッチング素子をＦＥＴと表記する場合がある。例えば、スイッチング素子１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌは、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌと表記される。　
第１インバータ１２０は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の巻線に流れる電流を検出するための電流センサ（図４を参照）として、３個のシャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒおよび１２３Ｒを有する。電流センサ１５０は、各シャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を有する。例えば、シャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒおよび１２３Ｒは、第１インバータ１２０の３個のレグに含まれる３個のローサイドスイッチング素子とＧＮＤとの間にそれぞれ接続される。具体的には、シャント抵抗１２１ＲはＦＥＴ１２１ＬとＦＥＴ１１１との間に電気的に接続され、シャント抵抗１２２ＲはＦＥＴ１２２ＬとＦＥＴ１１１との間に電気的に接続され、シャント抵抗１２３ＲはＦＥＴ１２３ＬとＦＥＴ１１１との間に電気的に接続される。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．５ｍΩ～１．０ｍΩ程度である。　
第１インバータ１２０と同様に、第２インバータ１３０（「ブリッジ回路Ｒ」と表記する場合がある。）は、３個のレグから構成されるブリッジ回路を含む。図１に示されるＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌおよび１３３Ｌがローサイドスイッチング素子であり、ＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｈおよび１３３Ｈがハイサイドスイッチング素子である。また、第２インバータ１３０は、３個のシャント抵抗１３１Ｒ、１３２Ｒおよび１３３Ｒを有する。それらのシャント抵抗は、３個のレグに含まれる３個のローサイドスイッチング素子とＧＮＤとの間に接続される。第１および第２インバータ１２０、１３０の各ＦＥＴは、例えばマイクロコントローラまたは専用ドライバによって制御され得る。　
なお、シャント抵抗の接続例は上述した限りでない。例えば、３個のシャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒおよび１２３Ｒは、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈと、ＦＥＴ１１１との間に配置されていてもよい。また、各インバータ用のシャント抵抗の数は３つに限られない。例えば、第１インバータ１２０用に２つのシャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒが用いられる。使用するシャント抵抗の数およびシャント抵抗の配置は、製品コストおよび設計仕様などを考慮して適宜決定される。　
図３は、本実施形態による電力変換装置１００のさらなる他の回路構成を模式的に示す。　
図３に示されるように、第２インバータ１３０用の切換回路１１０Ｂは、ＦＥＴ１１３に代えて第４スイッチ素子（ＦＥＴ）１１４を有していてもよい。ＦＥＴ１１４は、第２インバータ１３０とＧＮＤとの接続・非接続を切替える。このように、本実施形態による切替回路１１０Ｂは、ＦＥＴ１１３またはＦＥＴ１１４を有し得る。　
図４は、電力変換装置１００を有するモータ駆動ユニット４００の典型的なブロック構成を模式的に示す。　
モータ駆動ユニット４００は、電力変換装置１００、モータ２００および制御回路３００を有する。　
制御回路３００は、例えば、電源回路３１０と、角度センサ３２０と、入力回路３３０と、マイクロコントローラ３４０と、駆動回路３５０と、ＲＯＭ３６０とを有する。制御回路３００は、電力変換装置１００に接続され、電力変換装置１００を制御することによりモータ２００を駆動する。具体的には、制御回路３００は、目的とするモータトルクおよび回転速度を制御してクローズドループ制御を実現することができる。　
電源回路３１０は、回路内の各ブロックに必要なＤＣ電圧（例えば３Ｖ、５Ｖ）を生成する。角度センサ３２０は、例えばレゾルバまたはホールＩＣである。角度センサ３２０は、モータ２００のロータの回転角（以下、「回転信号」と表記する。）を検出し、回転信号をマイクロコントローラ３４０に出力する。入力回路３３０は、電流センサ１５０によって検出されたモータ電流値（以下、「実電流値」と表記する。）を受け取って、実電流値のレベルをマイクロコントローラ３４０の入力レベルに必要に応じて変換し、実電流値をマイクロコントローラ３４０に出力する。　
マイクロコントローラ３４０は、電力変換装置１００の第１および第２インバータ１２０、１３０における各ＦＥＴのスイッチング動作（ターンオンまたはターンオフ）を制御する。マイクロコントローラ３４０は、実電流値およびロータの回転信号などに従って目標電流値を設定してＰＷＭ信号を生成し、それを駆動回路３５０に出力する。また、マイクロコントローラ３４０は、電力変換装置１００の切替回路１１０Ａ、１１０Ｂにおける各ＦＥＴのオンまたはオフを制御することができる。　

駆動回路３５０は、典型的にはゲートドライバである。駆動回路３５０は、第１および第２インバータ１２０、１３０における各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する制御信号（ゲート制御信号）をＰＷＭ信号に従って生成し、各ＦＥＴのゲートに制御信号を与える。さらに、駆動回路３５０は、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂにおける各ＦＥＴのオンまたはオフを制御する制御信号（ゲート制御信号）をマイクロコントローラ３４０からの指示に従って生成し、各ＦＥＴのゲートに制御信号を与えることができる。ただし、マイクロコントローラ３４０は駆動回路３５０の機能を有していてもよい。その場合、制御回路３００には駆動回路３５０はなくてもよい。
ＲＯＭ３６０は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ３６０は、マイクロコントローラ３４０に電力変換装置１００を制御させるための命令群を含む制御プログラムを格納する。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。　
電力変換装置１００は、正常時および異常時の動作（制御）モードを有する。電力変換装置１００は、動作モードを正常時動作モードから異常時動作モードに切替えることができる。具体的には、制御回路３００（主としてマイクロコントローラ３４０）は、電力変換の制御を正常時から異常時の制御に切替えることができる。制御モードおよびＦＥＴの故障パターンに従って、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂ、および第１および第２インバータ１２０、１３０における各ＦＥＴのオン・オフ状態が決定される。　

（１．正常時動作モード）

先ず、電力変換装置１００の正常時の動作（制御方法）の具体例を説明する。上述したとおり、正常とは、第１および第２インバータ１２０、１３０の各ＦＥＴは故障していない状態を指す。正常時において、制御回路３００は、第２インバータ１３０に構成された各相の巻線の中性点および第１インバータ１２０を用いて電力変換を行うことができる。　
制御回路３００は、切替回路１１０ＡのＦＥＴ１１１、１１２をオンする。これにより、電源１０１と第１インバータ１２０とが電気的に接続され、かつ、第１インバータ１２０とＧＮＤとが電気的に接続される。また、制御回路３００は、切替回路１１０ＢのＦＥＴ１１３をオフする。これにより、電源１０１と第２インバータ１３０とは電気的に遮断される。この接続状態において、制御回路３００は、第２インバータ１３０におけるハイサイドスイッチング素子１３１Ｈ、１３２Ｈおよび１３３Ｈをオンして、ローサイドスイッチング素子１３１Ｌ、１３２Ｌおよび１３３Ｌをオフする。その結果、第２インバータ１３０のハイサイド側のノードＮ１（図１を参照）が各巻線の中性点として機能する。本願明細書において、あるノードが中性点として機能することを、「中性点が構成される」と表現することとする。電力変換装置１００は、中性点Ｎ１および第１インバータ１２０を用いて電力変換を行うことができる。　
正常時の制御において、第１インバータ１２０は、各ＦＥＴのスイッチング動作がなされる駆動用インバータとして機能し、第２インバータ１３０は、中性点が構成される中性点用インバータとして機能する。　
図３に示される電力変換装置１００によると、制御回路３００は、ＦＥＴ１１１、１１２をオンしてＦＥＴ１１４をオフし、かつ、第２インバータ１３０におけるハイサイドスイッチング素子１３１Ｈ、１３２Ｈおよび１３３Ｈをオフして、ローサイドスイッチング素子１３１Ｌ、１３２Ｌおよび１３３Ｌをオンする。その結果、第２インバータ１３０のローサイド側のノードＮ３が各巻線の中性点として機能する。電力変換装置１００は、中性点Ｎ４および第１インバータ１２０を用いて電力変換を行うことができる。　
図５は、正常時において電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形を例示する。横軸は、モータ電気角（ｄｅｇ）を示し、縦軸は電流値（Ａ）を示す。図５の電流波形において、電気角３０°毎に電流値をプロットしている。Ｉpkは各相の最大電流値（ピーク電流値）を表す。なお、図５に例示した正弦波以外に、例えば矩形波を用いてモータ２００を駆動することは可能である。　
表１は、図５の正弦波において電気角毎に、各インバータの端子に流れる電流値を示す。具体的には、表１は、第１インバータ１２０（ブリッジ回路Ｌ）の端子Ｕ＿Ｌ、Ｖ＿ＬおよびＷ＿Ｌに流れる、電気角３０°毎の電流値を示す。本願明細書では、ブリッジ回路Ｌに対して、ブリッジ回路Ｌの端子からブリッジ回路Ｒの端子に流れる電流方向を正の方向と定義する。図５に示される電流の向きはこの定義に従う。また、ブリッジ回路Ｒに対して、ブリッジ回路Ｒの端子からブリッジ回路Ｌの端子に流れる電流方向を正の方向と定義する。そのため、ブリッジ回路Ｌの電流とブリッジ回路Ｒの電流との位相差は１８０°となる。表１において、電流値Ｉ1の大きさは〔（３）1/2／２〕＊Ｉpkであり、電流値Ｉ2の大きさはＩpk／２である。なお、電流方向の定義次第では、図５に示される電流値の正負の符号は、表１に示される電流値のそれとは逆の関係（位相差１８０°）になり得る。　

Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
電気角０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１には電流は流れない。Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。　
電気角３０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩpkの電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れる。　
電気角６０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。Ｗ相の巻線Ｍ３には電流は流れない。　
電気角９０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩpkの電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れる。　
電気角１２０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。Ｖ相の巻線Ｍ２には電流は流れない。　
電気角１５０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩpkの電流が流れる。　
電気角１８０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１には電流は流れない。Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。　
電気角２１０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩpkの電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れる。　
電気角２４０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。Ｗ相の巻線Ｍ３には電流は流れない。　
電気角２７０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩpkの電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れる。　
電気角３００°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。Ｖ相の巻線Ｍ２には電流は流れない。　
電気角３３０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩpkの電流が流れる。　
中性点を用いた電力変換の制御によれば、電流の向きを考慮した三相の巻線に流れる電流の総和は電気角毎に常に「０」になる。例えば、制御回路３００は、図５に示される電流波形が得られるようなベクトル制御によってブリッジ回路Ｌの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。　
図６は、正常時における、例えばモータ電気角９０°での電力変換装置１００内の電流の流れを模式的に示す。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表し、破線は、モ―タ２００の巻線Ｍ１に戻る回生電流を表す。　
図６に示される状態では、第１インバータ１２０においてＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｌおよび１２３Ｌはオン状態であり、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｈおよび１２３Ｈはオフ状態である。第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈを流れた電流は、巻線Ｍ１および第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈを通って中性点Ｎ１に流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１３２Ｈを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１３３Ｈを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３を流れた電流は、第１インバータ１２０側のＧＮＤに流れる。また、ＦＥＴ１２１Ｌの還流ダイオードには回生電流がモータ２００の巻線Ｍ１に向けて流れる。　
電源１０１と第２インバータ１３０とは電気的に非接続であるので、電源１０１から第２インバータ１３０の中性点Ｎ１に電流が流れ込まない。また、第２インバータ１３０のローサイドスイッチング素子１３１Ｌ、１３２Ｌおよび１３３Ｌは全てオフ状態であるので、中性点Ｎ１を流れる電流はＧＮＤには流れない。これにより、正常時の制御において、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂ（具体的には、３つのＦＥＴ１１１、１１２および１１３（または１１４））を用いることで、電力損失を抑制することができ、かつ、駆動電流の閉ループを形成することで適切な電流制御が可能となる。　

（２．異常時動作モード）

上述したように、異常とは主としてＦＥＴに故障が発生したことを意味する。ＦＥＴの故障には、大きく分けて「オープン故障」と「ショート故障」とがある。「オープン故障」は、ＦＥＴのソース－ドレイン間が開放する故障（換言すると、ソース－ドレイン間の抵抗ｒｄｓがハイインピーダンスになること）を指し、「ショート故障」は、ＦＥＴのソース－ドレイン間が短絡する故障を指す。　
再び図１を参照する。電力変換装置１００の動作時において、通常は、１６個のＦＥＴの中から１つのＦＥＴがランダムに故障するランダム故障が発生すると考えられる。本開示は主に、電源側およびＧＮＤ側切替回路を有する第１インバータ１２０においてランダム故障が発生した場合における電力変換装置１００の制御方法を対象とする。ただし、本開示は、複数のＦＥＴが連鎖的に故障した場合などの電力変換装置１００の制御方法も対象とする。連鎖的な故障とは、例えば１つのレグのハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子に同時に発生する故障を意味する。　
電力変換装置１００を長期間使用すると、第１インバータ１２０においてランダム故障が起こる可能性がある。なお、ランダム故障は、製造時に発生し得る製造故障とは異なる。第１インバータ１２０の複数のＦＥＴのうちの１つでも故障すると、第１インバータ１２０の各ＦＥＴのスイッチング動作による正常時の制御はもはや不可能となる。　
故障検知の一例として、駆動回路３５０は、ＦＥＴのドレイン－ソース間の電圧Ｖｄｓを監視し、所定の閾値電圧とＶｄｓとを比較することによって、ＦＥＴの故障を検知する。閾値電圧は、例えば外部ＩＣ（不図示）とのデータ通信および外付け部品によって駆動回路３５０に設定される。駆動回路３５０は、マイクロコントローラ３４０のポートと接続され、故障検知信号をマイクロコントローラ３４０に通知する。例えば、駆動回路３５０は、ＦＥＴの故障を検知すると、故障検知信号をアサートする。マイクロコントローラ３４０は、アサートされた故障検知信号を受信すると、駆動回路３５０の内部データを読み出して、複数のＦＥＴの中でどのＦＥＴが故障しているのかを判別する。　
故障検知の他の一例としては、マイクロコントローラ３４０は、モータの実電流値と目標電流値との差に基づいてＦＥＴの故障を検知することも可能である。ただし、故障検知は、これらの手法に限られず、故障検知に関する公知の手法を広く用いることができる。　
マイクロコントローラ３４０は、故障検知信号がアサートされると、電力変換装置１００の制御を正常時の制御から異常時の制御に切替える。例えば、正常時から異常時に制御を切替えるタイミングは、故障検知信号がアサートされてから１０ｍｓｅｃ～３０ｍｓｅｃ程度である。　
電力変換装置１００の故障には様々な故障パターンが存在する。以下、故障パターンを場合分けして、電力変換装置１００の異常時の制御をパターン毎に詳細に説明する。本実施形態では、上述したとおり、第１インバータ１２０を故障インバータとして扱う。電力変換装置１００は、第１インバータ１２０における各相の巻線の中性点および第２インバータ１３０を用いて電力変換を行うことができる。　
正常時の制御とは逆に異常時の制御において、第２インバータ１３０は、各ＦＥＴのスイッチング動作がなされる駆動用インバータとして機能し、第１インバータ１２０は、中性点が構成される中性点用インバータとして機能する。　

〔２－１．ハイサイドスイッチング素子＿オープン故障〕

第１インバータ１２０のブリッジ回路Ｌにおいて、３個のハイサイドスイッチング素子がオープン故障したスイッチング素子を含む場合の異常時の制御を説明する。　
第１インバータ１２０のハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈ）の中でＦＥＴ１２１Ｈがオープン故障したとする。なお、ＦＥＴ１２２Ｈまたは１２３Ｈがオープン故障した場合においても、以下で説明する制御方法で電力変換装置１００を制御することができる。　
制御回路３００は、切替回路１１０Ａ、１１０ＢのＦＥＴ１１１、１１２および１１３と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第１状態にする。第１状態では、切替回路１１０ＡのＦＥＴ１１１、１１２はオフし、切替回路１１０ＢのＦＥＴ１１３はオンする。また、第１インバータ１２０の、故障したＦＥＴ１２１Ｈ以外のＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈ（故障したＦＥＴ１２１Ｈとは異なるハイサイドスイッチング素子）はオフし、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌはオンする。　
第１状態において、第１インバータ１２０は、電源１０１およびＧＮＤから電気的に切り離され、第２インバータ１３０は電源１０１およびＧＮＤに電気的に接続される。換言すると、第１インバータ１２０が異常のとき、ＦＥＴ１１１は電源１０１と第１インバータ１２０との接続を遮断し、かつ、ＦＥＴ１１２は第１インバータ１２０とＧＮＤとの接続を遮断する。また、３つのローサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ローサイド側のノードＮ２（図１を参照）が各巻線の中性点として機能する。換言すると、中性点Ｎ２が第１インバータ１２０のローサイド側に構成される。電力変換装置１００は、中性点Ｎ２および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。　
図７は、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂおよび第１インバータ１２０の各ＦＥＴが第１状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを模式的に示す。図８は、第１状態において電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形を例示する。図７には、例えばモータ電気角２７０°での電流の流れを示す。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表し、破線は、モ―タ２００の巻線Ｍ１に戻る回生電流を表している。　
図７に示される状態では、第２インバータ１３０においてＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｌおよび１３３Ｌはオン状態であり、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｈおよび１３３Ｈはオフ状態である。第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈを流れた電流は、巻線Ｍ１および第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌを通って中性点Ｎ２に流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｌを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｌを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３を流れた電流は、第２インバータ１３０側のＧＮＤに流れる。また、ＦＥＴ１３１Ｌの還流ダイオードには回生電流がモータ２００の巻線Ｍ１に向けて流れる。　
表２は、図８の電流波形における電気角毎に、第２インバータ１３０の端子に流れる電流値を例示する。具体的には、表２は、第２インバータ１３０（ブリッジ回路Ｒ）の端子Ｕ＿Ｒ、Ｖ＿ＲおよびＷ＿Ｒに流れる、電気角３０°毎の電流値を例示する。電流方向の定義は上述したとおりであり、図８に示される電流値の正負の符号は、表２に示される電流値のそれとは逆（位相差１８０°）となる。　

Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
例えば、電気角３０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩpkの電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れる。電気角６０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。Ｗ相の巻線Ｍ３には電流は流れない。中性点に流れ込む電流と中性点から流れ出る電流との総和は電気角毎に常に「０」になる。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなベクトル制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。　
表１および表２に示されるように、正常時および異常時の制御の間でモータ２００に流れるモータ電流は電気角毎に変わらないことが分かる。このため、正常時の制御と比較して、異常時の制御においてモータのアシストトルクは低減しない。　
電源１０１と第１インバータ１２０とは電気的に非接続であるので、電源１０１から第１インバータ１２０に電流が流れ込まない。また、第１インバータ１２０とＧＮＤとは電気的に非接続であるので、中性点Ｎ２を流れる電流はＧＮＤには流れない。これにより、電力損失を抑制することができ、かつ、駆動電流の閉ループを形成することで適切な電流制御が可能となる。　
ハイサイドスイッチング素子（例えばＦＥＴ１２１Ｈ）がオープン故障している場合、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂおよび第１インバータ１２０の各ＦＥＴの状態は第１状態に限られない。例えば、制御回路３００は、それらのＦＥＴを第２状態にしてもよい。第２状態では、切替回路１１０ＡのＦＥＴ１１１はオンしてＦＥＴ１１２はオフし、かつ、ＦＥＴ１１３はオンする。また、第１インバータ１２０の、故障したＦＥＴ１２１Ｈ以外のＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈはオフし、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌはオンする。第１状態と第２状態との差異は、ＦＥＴ１１１がオンしているか否かである。ＦＥＴ１１１がオンしてもよい理由は、ＦＥＴ１２１Ｈがオープン故障の場合、ＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈをオフ状態に制御することによりハイサイドスイッチング素子は全て開放状態となり、ＦＥＴ１１１がオンしても、電源１０１から第１インバータ１２０に電流は流れないためである。このように、オープン故障時において、ＦＥＴ１１１はオン状態でもよいし、オフ状態でもよい。　

〔２－２．ハイサイドスイッチング素子＿ショート故障〕

第１インバータ１２０のブリッジ回路Ｌにおいて、３個のハイサイドスイッチング素子がショート故障したスイッチング素子を含む場合の異常時の制御を説明する。　
第１インバータ１２０のハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈ）の中でＦＥＴ１２１Ｈがショート故障したとする。なお、ＦＥＴ１２２Ｈまたは１２３Ｈがショート故障した場合においても、以下で説明する制御方法で電力変換装置１００を制御することができる。　
ＦＥＴ１２１Ｈがショート故障している場合、制御回路３００は、切替回路１１０Ａ、１１０ＢのＦＥＴ１１１、１１２および１１３と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第１状態にする。なお、ショート故障の場合、ＦＥＴ１１３がオンすると、電源１０１からショートしたＦＥＴ１２１Ｈに電流が流れ込むので、第２状態での制御は禁止される。　
オープン故障時と同様に、３つのローサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ローサイド側のノードＮ２に各巻線の中性点Ｎ２が構成される。電力変換装置１００は、第１インバータ１２０における中性点Ｎ２および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなベクトル制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。例えば、ショート故障時の第１状態において、電気角２７０°のときに電力変換装置１００内に流れる電流の流れは図７に示されるとおりであり、また、モータ電気角毎の各巻線に流れる電流値は表２に示されるとおりである。　
なお、ＦＥＴ１２１Ｈがショート故障している場合、例えば、図７に示される各ＦＥＴの第１状態で表２におけるモータ電気角０°～１２０°では、ＦＥＴ１２２Ｈの還流ダイオードを通ってＦＥＴ１２１Ｈに回生電流が流れ、表２におけるモータ電気角６０°～１８０°では、ＦＥＴ１２３Ｈの還流ダイオードを通ってＦＥＴ１２１Ｈに回生電流が流れる。このように、ショート故障の場合、モータ電気角のある範囲では電流がＦＥＴ１２１Ｈを通って分散し得る。　
この制御によれば、電源１０１と第１インバータ１２０とは電気的に非接続であるので、電源１０１から第１インバータ１２０に電流は流れ込まない。また、第１インバータ１２０とＧＮＤとは電気的に非接続であるので、中性点Ｎ２を流れる電流はＧＮＤには流れない。　

〔２－３．ローサイドスイッチング素子＿オープン故障〕

第１インバータ１２０のブリッジ回路Ｌにおいて、３個のローサイドスイッチング素子がオープン故障したスイッチング素子を含む場合の異常時の制御を説明する。　
第１インバータ１２０のローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌ）の中でＦＥＴ１２１Ｌがオープン故障したとする。なお、ＦＥＴ１２２Ｌまたは１２３Ｌがオープン故障した場合においても、以下で説明する制御方法で電力変換装置１００を制御することができる。　
ＦＥＴ１２１Ｌがオープン故障している場合、制御回路３００は、切替回路１１０Ａ、１１０ＢのＦＥＴ１１１、１１２および１１３と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第３状態にする。第３状態では、切替回路１１０ＡのＦＥＴ１１１、１１２はオフし、切替回路１１０ＢのＦＥＴ１１３はオンする。また、第１インバータ１２０の、故障したＦＥＴ１２１Ｌ以外のＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌ（故障した１２１Ｌとは異なるローサイドスイッチング素子）はオフし、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈはオンする。　
第３状態において、第１インバータ１２０は、電源１０１およびＧＮＤから電気的に切り離され、第２インバータ１３０は電源１０１およびＧＮＤに電気的に接続される。また、第１インバータ１２０の３つのハイサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ハイサイド側のノードＮ３（図１を参照）に各巻線の中性点Ｎ３が構成される。　
図９は、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂおよび第１インバータ１２０の各ＦＥＴが第３状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを模式的に示す。図９には、例えばモータ電気角２７０°における電流の流れを示す。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表し、破線は、モータ２００の巻線Ｍ１に戻る回生電流を表す。　
図９に示される状態では、第２インバータ１３０においてＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｌおよび１３３Ｌはオン状態であり、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｈおよび１３３Ｈはオフ状態である。第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈを流れた電流は、巻線Ｍ１および第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈを通って中性点Ｎ３に流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｈを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｈを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３を流れた電流は、第２インバータ１３０側のＧＮＤに流れる。また、ＦＥＴ１３１Ｌの還流ダイオードには回生電流がモータ２００の巻線Ｍ１に向けて流れる。例えば、モータ電気角毎の各巻線に流れる電流値は表２に示されるとおりである。　
電力変換装置１００は、第１インバータ１２０における中性点Ｎ３および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなベクトル制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。　
この制御によれば、電源１０１と第１インバータ１２０とは電気的に非接続であるので、電源１０１から第１インバータ１２０の中性点Ｎ３に電流が流れ込まない。また、第１インバータ１２０とＧＮＤとは電気的に非接続であるので、電流は第１インバータ１２０からＧＮＤには流れない。　
ローサイドスイッチング素子（例えばＦＥＴ１２１Ｌ）がオープン故障している場合、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂおよび第１インバータ１２０の各ＦＥＴの状態は第３状態に限られない。例えば、制御回路３００は、それらのＦＥＴを第４状態にしてもよい。第４状態では、切替回路１１０ＡのＦＥＴ１１１はオフしてＦＥＴ１１２はオンし、かつ、ＦＥＴ１１３はオンする。また、第１インバータ１２０の、故障したＦＥＴ１２１Ｌ以外のＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌはオフし、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈはオンする。第３状態と第４状態との差異は、ＦＥＴ１１２がオンしているか否かである。ＦＥＴ１１２がオンしてもよい理由は、ＦＥＴ１２１Ｌがオープン故障の場合、ＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌをオフ状態に制御することによりローサイドスイッチング素子は全て開放状態になり、ＦＥＴ１１１がオンしても、電流はＧＮＤに流れないためである。このように、オープン故障時においては、ＦＥＴ１１２はオン状態でもよいし、オフ状態でもよい。　

〔２－４．ローサイドスイッチング素子＿ショート故障〕

第１インバータ１２０のブリッジ回路Ｒにおいて、３個のローサイドスイッチング素子がショート故障したスイッチング素子を含む場合の異常時の制御を説明する。　
第１インバータ１２０のローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌ）の中でＦＥＴ１２１Ｌがショート故障したとする。なお、ＦＥＴ１２２Ｌまたは１２３Ｌがショート故障した場合においても、以下で説明する制御方法で電力変換装置１００を制御することができる。　
ＦＥＴ１２１Ｌがショート故障している場合、制御回路３００は、オープン故障時と同様に、切替回路１１０Ａ、１１０ＢのＦＥＴ１１１、１１２および１１３と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第３状態にする。なお、ショート故障の場合、ＦＥＴ１１１がオンすると、ショートしたＦＥＴ１２１ＬからＧＮＤに電流が流れ込むので、第４状態での制御は禁止される。　
図１０は、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂおよび第１インバータ１２０の各ＦＥＴが第３状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを模式的に示す。図１０には、例えばモータ電気角２７０°における電流の流れを示す。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表し、長い破線は、ＦＥＴ１２１Ｌを流れた電流を表し、短い破線は、モータ２００の巻線Ｍ１に戻る回生電流を表す。　
図１０に示される状態では、第２インバータ１３０においてＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｌおよび１３３Ｌはオン状態であり、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｈおよび１３３Ｈはオフ状態である。第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈを流れた電流は、巻線Ｍ１および第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈを通って中性点Ｎ３に流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｈを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｈを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３を流れた電流は、第２インバータ１３０側のＧＮＤに流れる。また、ＦＥＴ１３１Ｌの還流ダイオードには回生電流がモータ２００の巻線Ｍ１に向けて流れる。さらに、オープン故障とは異なりショート故障において、ショートしたＦＥＴ１２１Ｌからローサイド側のノードＮ２に電流が流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｌの還流ダイオードを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｌの還流ダイオードを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３に流れた電流は第２インバータ１３０側のＧＮＤに流れる。　
例えば、モータ電気角毎の各巻線に流れる電流値は表２に示されるとおりである。電力変換装置１００は、第１インバータ１２０における中性点Ｎ２、Ｎ３および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなベクトル制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。　
この制御によれば、電源１０１と第１インバータ１２０とは電気的に非接続であるので、電源１０１から第１インバータ１２０の中性点Ｎ３に電流が流れ込まない。また、第１インバータ１２０とＧＮＤとは電気的に非接続であるので、電流は第１インバータ１２０からＧＮＤには流れない。　
本実施形態によれば、切替回路１１０Ａ、１１０Ｂにおける３つのＦＥＴ１１１、１１２および１１３（または１１４）を用いることで、正常時および異常時の両方の制御において、電力損失を抑制することができ、かつ、駆動電流の閉ループを形成することで適切な電流制御が可能となる。　
以下、本実施形態のバリエーションによる電力変換装置１００Ａを説明する。本開示の第１インバータ１２０用の切換回路１１０Ａは、第１および第２スイッチ素子１１１、１１２の少なくとも１つを有していればよい。　
図１１Ａは、ＦＥＴ１１２、１１４を有するＧＮＤ側切替回路を有する電力変換装置１００Ａの回路構成を模式的に示す。図１１Ａに示される電力変換装置１００Ａにおいて、切替回路１１０ＡはＦＥＴ１１２を有する。この構成によれば、正常時の制御において、制御回路３００は、ＦＥＴ１１２をオンし、ＦＥＴ１１４をオフする。第２インバータ１３０の全てのローサイドスイッチング素子をオンし、かつ、全てのハイサイドスイッチング素子をオフすることにより、第２インバータ１３０に中性点Ｎ４が構成される。電力変換装置１００Ａは、中性点Ｎ４および第１インバータ１２０を用いてモータ２００を駆動することができる。　
例えば、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈがオープン故障した場合、異常時の制御において、制御回路３００は、ＦＥＴ１１２をオフしてＦＥＴ１１４をオンする、かつ、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２２Ｈ、１２３ＨをオフしてＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌをオンする。これにより、第１インバータ１２０のローサイド側に中性点Ｎ２が構成される。電力変換装置１００Ａは、中性点Ｎ２および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動することができる。　
図１１Ｂは、ＦＥＴ１１１、１１３を有する電源側切替回路を有する電力変換装置１００Ａの回路構成を模式的に示す。図１１Ｂに示される電力変換装置１００Ａにおいて、切替回路１１０ＡはＦＥＴ１１１を有する。この構成によれば、例えば、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌがオープン故障した場合、異常時の制御において、制御回路３００は、ＦＥＴ１１１をオフしてＦＥＴ１１３をオンし、かつ、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３ＨをオンしてＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌをオフする。これにより、第１インバータ１２０のハイサイド側に中性点Ｎ３が構成される。電力変換装置１００Ａは、中性点Ｎ３および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動することができる。　
図１１Ｃは、ＦＥＴ１１１を有する切替回路１１０Ａと、ＦＥＴ１１４を有する切替回路１１０Ｂと、を有する電力変換装置１００Ａの回路構成を模式的に示す。この構成によれば、例えば、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌがオープン故障した場合、異常時の制御において、第１インバータ１２０のハイサイド側に中性点Ｎ３が構成される。電力変換装置１００Ａは、中性点Ｎ３および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動することができる。　

（実施形態２）

自動車等の車両は一般的に、電動パワーステアリング装置を有する。電動パワーステアリング装置は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリング系の操舵トルクを補助するための補助トルクを生成する。補助トルクは、補助トルク機構によって生成され、運転者の操作の負担を軽減することができる。例えば、補助トルク機構は、操舵トルクセンサ、ＥＣＵ、モータおよび減速機構などから構成される。操舵トルクセンサは、ステアリング系における操舵トルクを検出する。ＥＣＵは、操舵トルクセンサの検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータは、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成し、減速機構を介してステアリング系に補助トルクを伝達する。　
本開示のモータ駆動ユニット４００は、電動パワーステアリング装置に好適に利用される。図１２は、本実施形態による電動パワーステアリング装置５００の典型的な構成を模式的に示す。電動パワーステアリング装置５００は、ステアリング系５２０および補助トルク機構５４０を有する。　
ステアリング系５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２（「ステアリングコラム」とも称される。）、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４（「ピニオン軸」または「入力軸」とも称される。）、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪（例えば左右の前輪）５２９Ａ、５２９Ｂから構成され得る。ステアリングハンドル５２１は、ステアリングシャフト５２２と自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂとを介して回転軸５２４に連結される。回転軸５２４にはラックアンドピニオン機構５２５を介してラック軸５２６が連結される。ラックアンドピニオン機構５２５は、回転軸５２４に設けられたピニオン５３１と、ラック軸５２６に設けられたラック５３２とを有する。ラック軸５２６の右端には、ボールジョイント５５２Ａ、タイロッド５２７Ａおよびナックル５２８Ａをこの順番で介して右の操舵車輪５２９Ａが連結される。右側と同様に、ラック軸５２６の左端には、ボールジョイント５５２Ｂ、タイロッド５２７Ｂおよびナックル５２８Ｂをこの順番で介して左の操舵車輪５２９Ｂが連結される。ここで、右側および左側は、座席に座った運転者から見た右側および左側にそれぞれ一致する。　
ステアリング系５２０によれば、運転者がステアリングハンドル５２１を操作することによって操舵トルクが発生し、ラックアンドピニオン機構５２５を介して左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂに伝わる。これにより、運転者は左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを操作することができる。　
補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、ＥＣＵ５４２、モータ５４３、減速機構５４４および電力変換装置５４５から構成され得る。補助トルク機構５４０は、ステアリングハンドル５２１から左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂに至るステアリング系５２０に補助トルクを与える。なお、補助トルクは「付加トルク」と称されることがある。　
ＥＣＵ５４２として、本開示による制御回路３００を用いることができ、電力変換装置５４５として、本開示による電力変換装置１００を用いることができる。また、モータ５４３は、本開示におけるモータ２００に相当する。ＥＣＵ５４２、モータ５４３および電力変換装置５４５によって構成することが可能な機電一体型モータとして、本開示によるモータ駆動ユニット４００を好適に用いることができる。　
操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングハンドル５２１によって付与されたステアリング系５２０の操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１からの検出信号（以下、「トルク信号」と表記する。）に基づいてモータ５４３を駆動するための駆動信号を生成する。モータ５４３は、操舵トルクに応じた補助トルクを駆動信号に基づいて発生する。補助トルクは、減速機構５４４を介してステアリング系５２０の回転軸５２４に伝達される。減速機構５４４は、例えばウォームギヤ機構である。補助トルクはさらに、回転軸５２４からラックアンドピニオン機構５２５に伝達される。　
電動パワーステアリング装置５００は、補助トルクがステアリング系５２０に付与される箇所によって、ピニオンアシスト型、ラックアシスト型、およびコラムアシスト型等に分類することができる。図１２には、ピニオンアシスト型の電動パワーステアリング装置５００を示す。ただし、電動パワーステアリング装置５００は、ラックアシスト型、コラムアシスト型等にも適用される。　
ＥＣＵ５４２には、トルク信号だけでなく、例えば車速信号も入力され得る。外部機器５６０は例えば車速センサである。または、外部機器５６０は、例えばＣＡＮ（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ　Ａｒｅａ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）等の車内ネットワークで通信可能な他のＥＣＵであってもよい。ＥＣＵ５４２のマイクロコントローラは、トルク信号および車速信号などに基づいてモータ５４３をベクトル制御またはＰＷＭ制御することができる。　
ＥＣＵ５４２は、少なくともトルク信号に基づいて目標電流値を設定する。ＥＣＵ５４２は、車速センサによって検出された車速信号を考慮し、さらに角度センサによって検出されたロータの回転信号を考慮して、目標電流値を設定することが好ましい。ＥＣＵ５４２は、電流センサ（不図示）によって検出された実電流値が目標電流値に一致するように、モータ５４３の駆動信号、つまり、駆動電流を制御することができる。　
電動パワーステアリング装置５００によれば、運転者の操舵トルクにモータ５４３の補助トルクを加えた複合トルクを利用してラック軸５２６によって左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを操作することができる。特に、上述した機電一体型モータに、本開示のモータ駆動ユニット４００を利用することにより、発熱対策が向上され、かつ、適切な電流制御が可能となるモータ駆動ユニットを有する電動パワーステアリング装置が提供される。
本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリング装置などの、各種モータを有する多様な機器に幅広く利用され得る。
１００、１００Ａ：電力変換装置、１０１：電源、１０２：コイル、１０３：コンデンサ、１１０Ａ、１１０Ｂ：切替回路、１１１：第１スイッチ素子（ＦＥＴ）、１１２：第２スイッチ素子（ＦＥＴ）、１１３：第３スイッチ素子（ＦＥＴ）、１１４：第４スイッチ素子（ＦＥＴ）、１２０：第１インバータ、１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ：ハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌ：ローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、１２１Ｒ、１２２Ｒ、１２３Ｒ：シャント抵抗、１３０：第２インバータ、１３１Ｈ、１３２Ｈ、１３３Ｈ：ハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌ：ローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、１３１Ｒ、１３２Ｒ、１３３Ｒ：シャント抵抗、１５０：電流センサ、２００：電動モータ、３００：制御回路、３１０：電源回路、３２０：角度センサ、３３０：入力回路、３４０：マイクロコントローラ、３５０：駆動回路、３６０：ＲＯＭ、４００：モータ駆動ユニット、５００：電動パワーステアリング装置

Claims (13)

  1. 電源からの電力を、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに供給する電力に変換する電力変換装置であって、

    前記モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータと、

    前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータと、

    前記第１インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第１スイッチ素子、および、前記第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子を有する第１切替回路と、

    前記第２インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第３スイッチ素子、または、前記第２インバータと前記グランドとの接続・非接続を切替える第４スイッチ素子を有する第２切替回路と、

    を有し、

    前記第２インバータに構成された前記各相の巻線の第１中性点および前記第１インバータを用いて電力変換を行う正常時動作モードと、前記第１インバータに構成された前記各相の巻線の第２中性点および前記第２インバータを用いて電力変換を行う異常時動作モードと、を有し、

    前記第１インバータに含まれる複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つが故障したとき、電力変換の動作モードを前記正常時動作モードから前記異常時動作モードに切替える、電力変換装置。
  2. 前記第２切替回路は、前記第３スイッチ素子を有し、

    前記正常時動作モード時、前記第１中性点は、前記第２インバータのハイサイド側に構成される、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記正常時動作モード時、前記第１および第２スイッチ素子がオンして、前記第３スイッチ素子はオフする、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記第２切替回路は、前記第４スイッチ素子を有し、

    前記正常時動作モード時、前記第１中性点は、前記第２インバータのローサイド側に構成される、請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 前記正常時動作モード時、前記第１および第２スイッチ素子がオンして、前記第４スイッチ素子はオフする、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記第１および第２インバータの各ブリッジ回路は、各々がローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有するｎ個のレグから構成され、

    前記第１インバータのブリッジ回路におけるｎ個のハイサイドスイッチング素子がオープン故障したスイッチング素子を含む場合の前記異常時動作モードにおいて、前記第２スイッチ素子はオフして、前記第２切替回路がオンし、かつ、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子のうち、故障したスイッチング素子以外の他のスイッチング素子は全てオフして、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子が全てオンする、請求項２から４のいずれかに記載の電力変換装置。
  7. 前記第１および第２インバータの各ブリッジ回路は、各々がローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有するｎ個のレグから構成され、

    前記第１インバータのブリッジ回路におけるｎ個のハイサイドスイッチング素子がショート故障したスイッチング素子を含む場合の前記異常時動作モードにおいて、前記第１および第２スイッチ素子はオフして、前記第２切替回路がオンし、かつ、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子のうち、故障したスイッチング素子以外の他のスイッチング素子は全てオフして、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子が全てオンする、請求項２から４のいずれかに記載の電力変換装置。
  8. 前記第１および第２インバータの各ブリッジ回路は、各々がローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有するｎ個のレグから構成され、

    前記第１インバータのブリッジ回路におけるｎ個のローサイドスイッチング素子がオープン故障したスイッチング素子を含む場合の前記異常時動作モードにおいて、前記第１スイッチ素子はオフして、前記第２切替回路がオンし、かつ、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子のうち、故障したスイッチング素子以外の他のスイッチング素子は全てオフして、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子が全てオンする、請求項２から４のいずれかに記載の電力変換装置。
  9. 前記第１および第２インバータの各ブリッジ回路は、各々がローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有するｎ個のレグから構成され、

    前記第１インバータのブリッジ回路におけるｎ個のローサイドスイッチング素子がショート故障したスイッチング素子を含む場合の前記異常時動作モードにおいて、前記第１および第２スイッチ素子はオフして、前記第２切替回路がオンし、かつ、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子のうち、故障したスイッチング素子以外の他のスイッチング素子は全てオフして、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子が全てオンする、請求項２から４のいずれかに記載の電力変換装置。
  10. 前記電源は単一の電源である、請求項１から９のいずれかに記載の電力変換装置。
  11. 前記モータと、

    請求項１から１０のいずれかに記載の電力変換装置と、

    前記電力変換装置を制御する制御回路と、

    を有するモータ駆動ユニット。
  12. 請求項１１に記載のモータ駆動ユニットを有する電動パワーステアリング装置。
  13. 電源からの電力を、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに供給する電力に変換する電力変換装置であって、

    前記モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータと、

    前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータと、

    前記第１インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第１スイッチ素子、または、前記第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子を有する第１切替回路と、

    前記第２インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第３スイッチ素子、または、前記第２インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第４スイッチ素子を有する第２切替回路と、

    を有し、

    前記第２インバータに構成された前記各相の巻線の第１中性点および前記第１インバータを用いて電力変換を行う正常時動作モードと、前記第１インバータに構成された前記各相の巻線の第２中性点および前記第２インバータを用いて電力変換を行う異常時動作モードと、を有し、

    前記第１インバータに含まれる複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つが故障したとき、電力変換の動作モードを前記正常時動作モードから前記異常時動作モードに切替える、電力変換装置。
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