WO2018056148A1 - 弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

Abstract

フィルタ（１０）は、入出力端子（１１ｍ）と入出力端子（１１ｎ）とを結ぶ経路上に設けられた直列腕共振子（ｓ１）と、当該経路上に設けられたノード（ｘ１）とグランドとの間に接続された第１並列腕共振回路と、を備え、第１並列腕共振回路は、並列腕共振子（ｐ１）と、並列腕共振子（ｐ１）とグランドとの間で並列腕共振子（ｐ１）に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対のキャパシタ（Ｃ１）及びスイッチ（ＳＷ１）と、を有し、前記経路上において入出力端子（１１ｍ）には配線（ａ１）が接続され、経路上において入出力端子（１１ｎ）には配線（ａ２）が接続され、並列腕共振子（ｐ１）とスイッチ（ＳＷ１）とは配線（ａ３）によって接続され、配線（ａ３）における第３インピーダンスは、配線（ａ１）における第１インピーダンス及び配線（ａ２）における第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低い。

Description

弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置

　本発明は、共振子を有する弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。

　従来、移動体通信機のフロントエンド部に配置される帯域通過型フィルタなどに、弾性波を使用した弾性波フィルタ装置が広く用いられている。また、マルチモード／マルチバンドなどの複合化に対応すべく、複数の弾性波フィルタ装置を備えた高周波フロントエンド回路や通信装置が実用化されている。

　例えば、マルチバンド化に対応する弾性波フィルタ装置としては、バルク弾性波（ＢＡＷ：Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子で構成されたラダー型フィルタの並列腕共振回路（並列腕共振子）に対して、互いに並列に接続された一対のキャパシタ及びスイッチを直列接続する構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。このような弾性波フィルタ装置は、スイッチの導通及び非導通に応じて通過帯域を可変できる周波数可変型の弾性波フィルタを構成する。

米国特許出願公開第２００９／０２５１２３５号明細書

　しかしながら、上記従来の周波数可変型の弾性波フィルタ装置では、並列腕共振子とスイッチとを繋ぐ配線におけるインピーダンスが、弾性波フィルタ装置の入出力端子に接続された配線におけるインピーダンスと同じか若しくは高い場合、弾性波フィルタ装置の通過帯域よりも高域側の減衰帯域に発生する定在波の振幅が大きくなり減衰特性が悪化してしまう。

　そこで、本発明は、通過帯域よりも高域側の減衰特性を改善できる周波数可変型の弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波フィルタ装置は、周波数可変型の弾性波フィルタ装置であって、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた直列腕共振回路と、前記経路上に設けられた第１ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振回路と、を備え、前記第１並列腕共振回路は、第１並列腕共振子と、前記第１並列腕共振子とグランドとの間で前記第１並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第１インピーダンス素子及び第１スイッチと、を有し、前記経路上において前記第１入出力端子には第１の配線が接続され、前記経路上において前記第２入出力端子には第２の配線が接続され、前記第１並列腕共振子と前記第１スイッチとは第３の配線によって接続され、前記第３の配線における特性インピーダンスである第３インピーダンスは、前記第１の配線における特性インピーダンスである第１インピーダンス及び前記第２の配線における特性インピーダンスである第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低い。

　これによれば、第３インピーダンスが高い場合には、弾性波フィルタ装置の通過帯域高域側の減衰帯域に発生する定在波の振幅が大きくなり、減衰特性が悪化してしまう。これに対して、第３インピーダンスを、第１インピーダンス及び第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低くすることで、当該定在波の振幅が小さくなり、通過帯域高域側の減衰特性を改善できる。

　また、前記第３インピーダンスは、前記第１インピーダンス及び前記第２インピーダンスの両方よりも低くてもよい。

　これによれば、第３インピーダンスが第１インピーダンス及び第２インピーダンスの両方よりも低いことで、第３インピーダンスをより低くすることが可能となり、当該定在波の振幅が小さくなり、通過帯域高域側の減衰特性をより改善できる。

　また、前記第３インピーダンスは、４０Ω以下であってもよい。

　これによれば、第３インピーダンスが４０Ω以下であることで、当該定在波の振幅が小さくなり、通過帯域よりも高域側の減衰帯域における減衰量を例えば４５ｄＢ以上とすることができる。

　また、前記弾性波フィルタ装置は、さらに、配線基板を備え、前記第１の配線、前記第２の配線及び前記第３の配線のうちの少なくとも１つは、一部が前記配線基板上又は前記配線基板の内部に設けられてもよい。

　これによれば、例えば第１並列腕共振子と第１スイッチとを接続する第１の配線の一部が配線基板上または当該配線基板の内部にある場合、当該配線基板上または当該配線基板の内部にある第１の配線の幅を調整することが可能となる。そして、第１の配線の幅を調整することで、第１の配線の特性インピーダンスを容易に設定することができる。なお、第２の配線の一部又は第３の配線の一部が当該配線基板上または当該配線基板の内部にある場合も、第２の配線の幅又は第３の配線の幅を調整することで、第２の配線又は第３の配線の特性インピーダンスを容易に設定することができる。

　また、前記第１並列腕共振子及び前記第１スイッチは、前記配線基板上又は前記配線基板の内部に設けられてもよい。

　これによれば、第１並列腕共振子及び第１スイッチが配線基板上又は内部に設けられることで、第１並列腕共振子及び第１スイッチと各配線とが一体化されるため、弾性波フィルタ装置を小型化できる。

　また、前記第３の配線は、前記第１スイッチと前記第１スイッチを制御するための制御回路とを繋ぐ制御配線が設けられた層、又は、前記第１スイッチと前記第１スイッチを駆動させる電源回路とを繋ぐ電源配線が設けられた層に設けられてもよい。

　第３の配線における第３インピーダンスは、第１の配線における第１インピーダンス及び第２の配線における第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低いため、第３の配線とグランドとの距離は、第１の配線とグランドとの距離および第２の配線とグランドとの距離のうちの少なくとも一方よりも短くする必要がある。

　また、第１スイッチと第１スイッチを駆動させる電源回路とを繋ぐ電源配線と、第１スイッチと第１スイッチを制御するための制御回路とを繋ぐ制御配線は、フィルタ特性に影響しないため、配線基板の低背化のために、電源配線及び制御配線が設けられた層（ＳＷ電源層と呼ぶ）とグランドとの距離を短くすることが望ましい。

　したがって、第３の配線を、配線基板における第１スイッチを制御するための制御配線若しくは第１スイッチの電源配線が設けられた層に設けることで、第３の配線とグランドとの距離を短くすることと、配線基板の低背化の双方を実現することが可能となる。

　なお、第３の配線を、ＳＷ電源層に設けた場合、電源回路と制御回路から発生するノイズが第３の配線に影響を与えるが、第３の配線に接続される第１並列腕共振子は、弾性波フィルタ装置の通過帯域においてインピーダンスが高く設定されているため、ノイズは第１並列腕共振子によって遮断される。

　そのため、第３の配線を、ＳＷ電源層に設けても、弾性波フィルタ装置を通過する高周波信号は、制御配線および電源配線からのノイズの影響を受けることなく、小型化および低背化が可能になる。

　また、前記弾性波フィルタ装置は、さらに、前記第１並列腕共振子と前記第１インピーダンス素子とに接続されたノードと、グランドとを前記第１スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第１インダクタ素子を備えてもよい。

　これによれば、弾性波フィルタ装置は、直列腕共振回路及び第１並列腕共振回路によって形成され、第１スイッチの導通及び非導通に応じて、通過帯域が互いに異なる第１通過特性及び第２通過特性を有する。例えば、第１スイッチが導通の場合、第１スイッチによって第１インダクタ素子が選択され、第１並列腕共振子に対し、第１インピーダンス素子と第１インダクタ素子との並列回路が直列接続された回路構成となり、第１通過特性が規定される。一方、第１スイッチが非導通の場合、第１並列腕共振子に対し第１インダクタ素子が未接続になり、第１並列腕共振子と第１インピーダンス素子との直列接続回路で構成される、第１通過特性と異なる第２通過特性が規定される。また、第１通過特性及び第２通過特性における通過帯域の低域側の減衰帯域は、第１並列腕共振回路のインピーダンスが極小となる共振周波数により形成される。つまり、第１スイッチが非導通から導通に切り替えられた場合、第１インダクタ素子の影響により、第１通過特性における通過帯域の低域側の減衰帯域の低域側へのシフト量を大きくすることができる。

　また、前記弾性波フィルタ装置は、さらに、前記第１ノードとグランドとの間で、前記第１並列腕共振回路に並列接続された第２並列腕共振回路を備え、前記第２並列腕共振回路は、第２並列腕共振子を有し、前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第２並列腕共振子における共振周波数と異なっていてもよい。

　これによれば、並列接続された第１並列腕共振回路及び第２並列腕共振回路による並列腕回路において、インピーダンスが極小となる周波数の少なくとも１つ及び極大となる周波数の少なくとも１つは、第１スイッチの導通及び非導通に応じて低周波側又は高周波側に共にシフトする。よって、第１通過特性と第２通過特性とでは、当該並列腕回路のインピーダンスが極小となる周波数と極大となる周波数とで規定される減衰スロープが、急峻度を維持しつつ低周波側又は高周波側にシフトすることになる。したがって、本態様によれば、第１スイッチの導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域内の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域を切り替えることが可能となる。

　また、前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第２並列腕共振子における共振周波数よりも高くてもよい。

　これによれば、第１スイッチの導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制できるチューナブルフィルタを提供できる。

　また、前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第２並列腕共振子における共振周波数よりも低くてもよい。

　これによれば、第１スイッチの導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できるチューナブルフィルタを提供できる。

　また、前記第２並列腕共振回路は、さらに、前記第２並列腕共振子とグランドとの間で前記第２並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第２インピーダンス素子及び第２スイッチを有してもよい。

　これによれば、第１スイッチ及び第２スイッチの導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端及び通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できるチューナブルフィルタを提供できる。このため、このようなチューナブルフィルタは、例えば、通過帯域の帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができる。

　また、前記第２並列腕共振子と前記第２スイッチとは第４の配線によって接続され、前記第４の配線における特性インピーダンスである第４インピーダンスは、前記第１インピーダンス及び前記第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低くてもよい。

　これによれば、第３の配線における第３インピーダンスに加え、第４の配線における第４インピーダンスも低くなるため、減衰量を向上するとともに、通過帯域よりも高域側の減衰帯域に発生する定在波の振幅が小さくなり、通過帯域よりも高域側の減衰特性をより改善できる。

　また、前記第１並列腕共振回路は、さらに、前記第１並列腕共振子に並列接続された第２並列腕共振子を有し、前記互いに並列接続された一対の第１インピーダンス素子及び第１スイッチは、前記第１並列腕共振子と前記第２並列腕共振子とが並列接続された回路に対し直列接続され、前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第２並列腕共振子における共振周波数と異なっていてもよい。

　これによれば、第１スイッチの導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域両側の極（減衰極）の周波数を共に切り替えることができるチューナブルフィルタを提供できる。

　また、前記弾性波フィルタ装置は、さらに、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードのうち、前記第１ノードと異なるノードに接続された少なくとも１つの並列腕共振回路を備え、前記少なくとも１つの並列腕共振回路のそれぞれは、並列腕共振子と、前記並列腕共振子とグランドとの間で前記並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対のインピーダンス素子及びスイッチと、を有してもよい。

　これによれば、ラダー型のフィルタ構造の段数が増えるため、弾性波フィルタ装置のフィルタ特性を改善することができる。

　また、前記第３インピーダンス、及び、前記少なくとも１つの並列腕共振回路のそれぞれの前記並列腕共振子と前記スイッチとを接続する配線におけるインピーダンスは、前記第１インピーダンス及び前記第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低くてもよい。

　これによれば、各並列腕における並列腕共振子とスイッチとを接続する全ての配線におけるインピーダンスが低くなるため、回路次数が多くなることによって減衰量を向上するとともに、通過帯域よりも高域側の減衰帯域に発生する定在波の振幅が小さくなり、通過帯域よりも高域側の減衰特性をより改善できる。

　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記の弾性波フィルタ装置と、前記弾性波フィルタ装置に接続される増幅回路と、を備える。

　これによれば、減衰特性を改善できる高周波フロントエンド回路を提供できる。

　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記の高周波フロントエンド回路と、を備える。

　これによれば、減衰特性を改善できる通信装置を提供できる。

　本発明に係る弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置によれば、通過帯域よりも高域側の減衰特性を改善できる。

図１は、実施の形態１に係るフィルタの一例を示す回路構成図である。 図２は、実施の形態１の典型例におけるフィルタの特性を表すグラフである。 図３は、実施の形態１に係るフィルタの他の例を示す回路構成図である。 図４は、実施の形態１に係るフィルタを構成するチップが搭載された配線基板の各層の一例を示す図である。 図５は、実施の形態１における共振子の構造を模式的に表す図である。 図６は、実施の形態１の適用例におけるフィルタの回路構成図である。 図７Ａは、実施の形態１の適用例におけるフィルタのスイッチオン時の、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスを変えたときのフィルタ特性を表すグラフである。 図７Ｂは、実施の形態１の適用例における並列腕共振子のインピーダンス特性を表すグラフである。 図７Ｃは、実施の形態１の適用例におけるフィルタのスイッチオフ時の、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスを変えたときのフィルタ特性を表すグラフである。 図８は、実施の形態１の適用例におけるフィルタのスイッチオン時の、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスを変えたときの通過帯域を表すグラフである。 図９は、実施の形態１の適用例におけるフィルタの、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスを振ったときの減衰帯域の減衰量を表すグラフである。 図１０は、実施の形態１に係るフィルタを構成するチップが搭載された配線基板の各層の他の例を示す図である。 図１１Ａは、実施の形態１の変形例に係るフィルタの回路構成図である。 図１１Ｂは、実施の形態１の変形例に係るフィルタの特性を表すグラフである。 図１２Ａは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタの回路構成図である。 図１２Ｂは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタの特性を表すグラフである。 図１３Ａは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタの回路構成図である。 図１３Ｂは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタの特性を表すグラフである。 図１４Ａは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタの回路構成図である。 図１４Ｂは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタの特性を表すグラフである。 図１５Ａは、実施の形態２の適用例４におけるフィルタの回路構成図である。 図１５Ｂは、実施の形態２の適用例４におけるフィルタの特性を表すグラフである。 図１６は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路及びその周辺回路の構成図である。

　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的又は具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、又は大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略又は簡略化する場合がある。

　また、以下において、「通過帯域低域端」は、「通過帯域内の最も低い周波数」を意味する。また、「通過帯域高域端」は、「通過帯域内の最も高い周波数」を意味する。また、以下において、「通過帯域低域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より低周波数側」を意味する。また「通過帯域高域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より高周波数側」を意味する。また、以下では、「低周波数側」を「低域側」と称し、「高周波数側」を「高域側」と称する場合がある。

　（実施の形態１）
　［１．フィルタの回路構成］
　図１は、実施の形態１に係るフィルタ１０の一例を示す回路構成図である。

　フィルタ１０は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される、高周波フィルタ回路である。フィルタ１０は、例えばＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）等の通信規格に準拠したマルチバンド対応の携帯電話に内蔵され、所定の帯域（Ｂａｎｄ）の高周波信号を通過させ、通信に影響する不要な高周波信号をフィルタリングするバンドパスフィルタである。フィルタ１０は、弾性波共振子を用いた弾性波フィルタ装置である。

　また、フィルタ１０は、通過帯域を可変できる周波数可変型のフィルタ（チューナブルフィルタ）である。以下で説明するように、フィルタ１０は、スイッチ素子（スイッチＳＷ１）を有し、当該スイッチ素子の導通（オン）及び非導通（オフ）に応じて通過帯域が切り替えられる。ここで、スイッチ素子がオンの時の通過帯域を第１の通過帯域と呼び、スイッチ素子がオフの時の通過帯域を第２の通過帯域と呼ぶ。なお、スイッチ素子は、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）等の制御部からの制御信号にしたがってオン及びオフする。

　同図に示すように、フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、キャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１を備える。また、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路において入出力端子１１ｍには配線ａ１（第１の配線）が接続され、当該経路において入出力端子１１ｎには配線ａ２（第２の配線）が接続される。配線ａ１は、入出力端子１１ｍと、上記経路において最も入出力端子１１ｍ側に設けられた直列腕共振回路とを接続する配線であり、配線ａ２は、入出力端子１１ｎと、上記経路において最も入出力端子１１ｍ側に設けられたノードとを接続する配線である。したがって、本実施の形態では、配線ａ１は、入出力端子１１ｍと直列腕共振子ｓ１とを接続する配線となり、配線ａ２は、入出力端子１１ｎとノードｘ１とを接続する配線となる。また、並列腕共振子ｐ１とスイッチＳＷ１とは配線ａ３（第３の配線）によって接続される。

　配線ａ３における第３インピーダンスは、配線ａ１における第１インピーダンス及び配線ａ２における第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低い。配線のインピーダンスとは、例えば配線を分布定数線路として見た時の特性インピーダンスのことである。配線ａ１及びａ２は、フィルタ１０の入出力端子における配線であるため、例えば、第１インピーダンス及び第２インピーダンスは５０Ωである。ここでは、第３インピーダンスは、第１インピーダンス及び第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低いことの一例として、５０Ωである第１インピーダンス及び第２インピーダンスの両方よりも低いとする。

　図１に示すように、例えば、直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１及びキャパシタＣ１は同一のチップ１２で形成され、スイッチＳＷ１はチップ１３で形成され、配線ａ１、ａ２及びａ３は、チップ１２とチップ１３とを搭載する配線基板１６上又はその内部に形成される。つまり、フィルタ１０は、例えばチップ１２及び１３並びに配線基板１６により構成されるためフィルタ１０の小型化を図ることができる。

　スイッチＳＷ１は、一方の端子が並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１とに接続されたノードに接続され、他方の端子がグランドに接続された、例えばＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子である。スイッチＳＷ１は、制御部（図示せず）からの制御信号によって導通（オン）及び非導通（オフ）が切り替えられることにより、これらの接続ノードとグランドとを導通又は非導通とする。

　例えば、スイッチＳＷ１は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、又は、ダイオードスイッチが挙げられる。

　キャパシタＣ１とスイッチＳＷ１とは互いに並列接続されることで対をなしており、一対のキャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１は、並列腕共振子ｐ１とグランドとの間で並列腕共振子ｐ１に直列接続されている。

　並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１とスイッチＳＷ１とは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上（直列腕上）に設けられた第１ノード（ノードｘ１）とグランドとの間に接続された第１並列腕共振回路を構成する。すなわち、当該第１並列腕共振回路は、直列腕とグランドとを結ぶ１つの並列腕に設けられている。

　例えば、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）は高周波信号が入力される入力端子であり、入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）は高周波信号が出力される出力端子である。直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上に設けられている直列腕共振回路である。つまり、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ直列腕に設けられた直列腕共振回路である。なお、直列腕共振子ｓ１は、弾性波共振子で構成されている。本実施の形態では、当該直列腕共振回路は、１つの弾性波共振子によって構成されているが、直列または並列に分割された弾性波共振子、複数の弾性波共振子からなる縦結合共振器であってもよい。直列または並列に分割された弾性波共振子を用いた場合、フィルタの耐電力性能を向上できる。縦結合共振器を用いたフィルタの場合、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。

　並列腕共振子ｐ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードのうち、直列腕共振子ｓ１に接続されたノードｘ１とグランド（基準端子）との間に接続されている第１並列腕共振子である。つまり、並列腕共振子ｐ１は、上記直列腕上のノードｘ１とグランドとを結ぶ並列腕共振回路に設けられた共振子である。なお、本実施の形態では、ノードｘ１は、直列腕共振子ｓ１の入出力端子１１ｍ側に接続されたノードである。

　なお、以下では、便宜上、共振子のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振点」と称し、その周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振点」と称し、その周波数を「反共振周波数」と称する。

　直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ１は、共振周波数及び反共振周波数を有する弾性波共振子であり、弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子、バルク弾性波（ＢＡＷ：Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子又はＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ　Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）により構成される。なお、ＳＡＷには、表面波だけでなく境界波も含まれる。さらに、並列腕共振子は、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分で構成された等価回路モデル（例えば、ＢＶＤモデルなど）で表現される共振子または回路であって、共振周波数および反共振周波数を有する共振子または回路であればよい。

　フィルタ１０のスイッチＳＷ１がオンの時、スイッチＳＷ１に並列接続されたキャパシタＣ１が短絡され（選択されず）、第１並列腕共振回路は並列腕共振子ｐ１のインピーダンス特性となり、直列腕共振子ｓ１とともに第１の通過帯域を構成する。

　並列腕共振子ｐ１は、フィルタ１０の第１の通過帯域内に反共振周波数が位置し、第１の通過帯域低域側に共振周波数が位置するように設計されている。直列腕共振子ｓ１は、フィルタ１０の第１の通過帯域内に共振周波数が位置し、第１の通過帯域高域側に反共振周波数が位置するように設計されている。これにより、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数とで第１の通過帯域が構成され、並列腕共振子ｐ１の共振周波数で第１の通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数で第１の通過帯域高域側の減衰極が構成される。

　本実施の形態では、キャパシタＣ１は、並列腕共振子ｐ１に直列接続されたインピーダンス素子である。フィルタ１０の通過帯域の低域側の減衰極の周波数可変幅はキャパシタＣ１の定数に依存し、例えばキャパシタＣ１の定数が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタＣ１の定数は、フィルタ１０に要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、キャパシタＣ１は、バリキャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。なお、ノードｘ１と並列腕共振子ｐ１との間にインピーダンス素子が接続されていてもよい。

　なお、以下では、共振子単体に限らず共振子とインピーダンス素子とで構成される並列腕共振回路についても、便宜上、共振子とインピーダンス素子との合成インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振点」と称し、その周波数を「共振周波数」と称する。また、当該合成インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振点」と称し、その周波数を「反共振周波数」と称する。

　フィルタ１０のスイッチＳＷ１がオフの時、スイッチＳＷ１に並列接続されたキャパシタＣ１が選択され、第１並列腕共振回路は並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１とを直列接続した合成特性からなるインピーダンス特性となり、直列腕共振子ｓ１とともに第２の通過帯域を構成する。

　並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１とを直列接続した合成特性からなる反共振周波数は、フィルタ１０の第２の通過帯域内に反共振周波数が位置し、第２の通過帯域低域側に共振周波数が位置するように設計されている。これにより、第１並列腕共振子とキャパシタＣ１を直列接続した合成特性からなる反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数とで第２の通過帯域が構成され、第１並列腕共振子とキャパシタＣ１を直列接続した合成特性からなる共振周波数で第２の通過帯域低域側の減衰極が構成される。

　よって、第１並列腕共振回路では、スイッチＳＷ１のオン（導通）及びオフ（非導通）に応じて、インピーダンスが極小となる周波数となる周波数が、低域側又は高域側にシフトする。つまり、第１並列腕共振回路は、フィルタ１０の通過帯域の低域側の減衰極の周波数を可変できる。このように、フィルタ１０は、スイッチＳＷ１がオン状態からオフ状態に切り替えられることで通過帯域の低域側の減衰極が高域側にシフトする周波数が可変なチューナブルフィルタである。ここで、フィルタ１０の、スイッチＳＷ１のオン／オフが切り替えられたときのフィルタ特性について典型例に基づき説明する。なお、以下の典型例は、フィルタ１０と周波数帯域が異なるものの、通過帯域の低域側の減衰極のシフトの傾向は、典型例のフィルタの周波数帯域でも同様である。

　図２は、実施の形態１の典型例におけるフィルタの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）は、共振子単体（並列腕共振子ｐ１及び直列腕共振子ｓ１それぞれ）のインピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｂ）は、スイッチＳＷ１オン／オフ時の第１並列腕共振回路のインピーダンス特性を比較して表すグラフである。なお、同図には直列腕共振子ｓ１のインピーダンス特性も併せて図示されている。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷ１オン／オフ時のフィルタ特性を比較して表すグラフである。

　スイッチＳＷ１オンの状態では、典型例のフィルタは、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数によって通過帯域が規定され、並列腕共振子ｐ１の共振周波数によって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数によって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性を有する。

　一方、スイッチＳＷ１オフの状態では、並列腕共振子ｐ１のインピーダンス特性は、キャパシタＣ１の影響を受ける特性となる。つまり、この状態では、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との合成特性が第１並列腕共振回路のインピーダンス特性となる。

　このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わると、第１並列腕共振回路のインピーダンス特性において、共振周波数が高域側にシフトし、典型例のフィルタは、第１通過特性とは異なる第２通過特性を有する。

　このように、スイッチＳＷ１がオン状態からオフ状態に切り替えられることで通過帯域の低域側の減衰極が高域側にシフトする、通過帯域を可変できるチューナブルフィルタを提供できる。

　なお、インピーダンス素子はキャパシタに限らず、例えばインダクタであってもかまわない。インピーダンス素子としてインダクタを用いた場合、キャパシタを用いた場合に比べて、スイッチ素子をオン／オフした時の通過帯域のシフト方向が異なる。具体的には、スイッチ素子がオン状態からオフ状態に切り替えられることで通過帯域の低域側の減衰極は、キャパシタを用いた場合には高域側にシフトし、インダクタを用いた場合には低域側にシフトすることになる。また、通過帯域の周波数可変幅はインダクタの定数に依存し、例えばインダクタの定数が大きいほど周波数可変幅が広くなる。このため、インダクタの定数は、フィルタ１０に要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、このとき、インダクタは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。

　なお、図３に示すように、直列腕共振子ｓ１および並列腕共振子ｐ１が同一のチップ１４で形成され、スイッチＳＷ１およびキャパシタＣ１が同一のチップ１５で形成されてもよい。この場合、配線ａ３は並列腕共振子ｐ１と、キャパシタＣ１とスイッチＳＷ１の並列接続回路との間に配置される。図３に示す構成により得られる効果は、図１に示す構成により得られる効果（後述する）と同じであるため、図３に示す構成の詳細な説明は省略する。

　図４は、実施の形態１に係るフィルタ１０を構成するチップ１２及び１３が搭載された配線基板１６の各層の一例を示す図である。配線基板１６は、多層基板であり、同図には、配線基板１６の各層を破線で模式的に示している。また、各層のうち、グランド（グランドパターン）が設けられた層をＧＮＤ層Ａ、Ｂ及びＣとして示し、スイッチＳＷを制御するための制御配線若しくはスイッチＳＷの電源配線が設けられた層をＳＷ電源層として示し、入出力端子１１ｍに接続された配線ａ１が設けられた層を入出力配線層として示している。ＧＮＤ層Ａ、Ｂ及びＣにおいて示す破線上の太い実線は、グランドを示している。なお、本実施の形態では、ＳＷ電源層には制御配線および電源配線の両方が設けられる。また、図４では、配線ａ２及び入出力端子１１ｎ、および、スイッチＳＷ１を制御するための制御配線、および、スイッチＳＷ１の電源配線の図示を省略している。

　ここで配線には、例えば、チップ１２及び１３における配線、バンプ及びビアホール（スルーホール）、並びに、配線基板１６における配線及びビアホールが含まれる。したがって、配線ａ１は、入出力端子１１ｍから直列腕共振子ｓ１までの経路における、配線基板１６内の配線、配線基板１６のビアホール、チップ１２のバンプ、チップ１２内の配線（図４に図示せず）を含む。配線ａ２は、図４には図示していないが、入出力端子１１ｎからノードｘ１までの経路における、配線基板１６内の配線、配線基板１６のビアホール、チップ１２のバンプ、チップ１２内の配線を含む。また、配線ａ３は、並列腕共振子ｐ１からスイッチＳＷ１までの経路における、チップ１２内の配線（図４に図示せず）、チップ１２のバンプ、チップ１２のバンプに接続された配線基板１６のビアホール、配線基板１６内の配線、チップ１３のバンプに接続された配線基板１６のビアホール、チップ１３のバンプ、チップ１３内の配線（図４に図示せず）を含む。

　上述したように、配線ａ３における第３インピーダンスは、配線ａ１における第１インピーダンス及び配線ａ２における第２インピーダンスの両方よりも低い。ここでは、配線ａ１とａ３とに着目して、第１インピーダンス及び第３インピーダンスについて説明する。

　配線ａ１は、入出力配線層に設けられる。なお、配線ａ１が入出力配線層に設けられるとは、配線ａ１である入出力端子１１ｍから直列腕共振子ｓ１までの経路のうちの一部が配線パターンとして入出力配線層に設けられることを意味する。図４には、配線ａ１の一部が入出力配線層に設けられていることが示されている。

　配線ａ３は、ＳＷ電源層に設けられる。なお、配線ａ３がＳＷ電源層に設けられるとは、配線ａ３である並列腕共振子ｐ１からスイッチＳＷ１までの経路のうちの一部が配線パターンとしてＳＷ電源層に設けられることを意味する。図４には、配線ａ３の一部がＳＷ電源層に設けられていることが示されている。

　配線におけるインピーダンスは、当該配線とグランドとの距離が近いほど低くなる。これは、フィルタ１０を集中定数回路として見た場合に、当該配線とグランドとの距離が近いほど当該配線とグランドとの間の容量が大きくなり、当該配線のインダクタンス成分が小さくなるためである。配線ａ３における第３インピーダンスは、配線ａ１における第１インピーダンスよりも低いため、配線ａ３とグランドとの距離は、配線ａ１とグランドとの距離よりも短くする必要がある。図４に示すように、配線ａ３の一部であるＳＷ電源層に設けられた配線パターンとＧＮＤ層Ａ又はＢに設けられたグランドとの距離は、配線ａ１の一部である入出力配線層に設けられた配線パターンとＧＮＤ層Ｂ又はＣに設けられたグランドとの距離よりも小さい。具体的には、入出力配線層に設けられた配線ａ１の配線パターンと、ＧＮＤ層Ｂ又はＣに設けられたグランドとの距離は例えば１５０ｕｍ、ＳＷ電源層に設けられた配線ａ３の配線パターンとＧＮＤ層Ａ又はＢに設けられたグランドとの距離は例えば２０ｕｍである。したがって、配線ａ３における第３インピーダンスは、配線ａ１における第１インピーダンスよりも低くなる。

　なお、ＳＷ電源層は、スイッチＳＷ１の導通及び非導通を制御するための制御配線およびはスイッチＳＷ１に電源電圧を供給するための電源配線が設けられているため、制御回路および電源回路で発生するノイズが漏洩しやすい。したがって、ＳＷ電源層は、ＳＷ電源層から漏洩するノイズをシールドするために、グランドに接続された電極が設けられたＧＮＤ層に覆われる。図４に示すように、ＳＷ電源層は、ＧＮＤ層Ａ及びＢに挟まれた層である。また、制御配線および電源配線は、スイッチのオン／オフの切換え動作を行う回路であり、フィルタ１０の高周波信号経路から切り離された回路である。よって、制御配線および電源配線は、これらの特性インピーダンスに関わらずフィルタ特性に影響しないため、低背化のために、前記グランド層とＳＷ電源層との距離を短く設定することが望ましい。すなわち、制御配線および電源配線の特性インピーダンスは低く設定されている。よって、配線ａ３を、ＳＷ電源層に設けることで、配線ａ３とグランドとの距離を短くすることと、配線基板１６の低背化の双方を実現することが可能となる。

　なお、配線ａ３を、ＳＷ電源層に設けた場合、電源回路と制御回路から発生するノイズが配線ａ３に影響を与えるが、配線ａ３に接続される並列腕共振子ｐ１は、フィルタ１０の通過帯域においてインピーダンスが高く設定されているため、ノイズは並列腕共振子ｐ１によって遮断される。

　そのため、配線ａ３を、ＳＷ電源層に設けても、フィルタ１０を通過する高周波信号は、制御配線および電源配線からのノイズの影響を受けることなく、小型化および低背化が可能になる。

　なお、直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、キャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１は、チップとして配線基板１６上に設けられているが、例えば、直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、キャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１が配線基板１６の内部に埋め込むなど、直接設けられてもよい。

　［２．共振子構造］
　以下、フィルタ１０を構成する各共振子の構造について、任意の共振子に着目してより詳細に説明する。なお、他の共振子については、当該任意の共振子と概ね同じ構造を有するため、詳細な説明を省略する。

　図５は、本実施の形態における共振子に弾性表面波共振子を用いた場合の構造を模式的に表す図の一例であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は（ａ）の断面図である。なお、図５に示された共振子は、フィルタ１０を構成する各共振子の典型的な構造を説明するためのものである。このため、フィルタ１０の各共振子のＩＤＴ電極を構成する電極指の本数や長さなどは、同図に示すＩＤＴ電極の電極指の本数や長さに限定されない。なお、同図では、共振子を構成する反射器については図示を省略している。

　同図の（ａ）及び（ｂ）に示すように、共振子は、ＩＤＴ電極１０１と、当該ＩＤＴ電極１０１が形成された圧電性を有する基板１０２と、当該ＩＤＴ電極１０１を覆う保護層１０３と、を備える。以下、これらの構成要素について、詳細に説明する。

　図５の（ａ）に示すように、圧電性を有する基板１０２の上には、ＩＤＴ電極１０１を構成する互いに対向する一対の櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂが形成されている。櫛歯電極１０１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、櫛歯電極１０１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂは、伝搬方向と直交する方向に沿って形成されている。

　なお、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂは、それぞれが単体でＩＤＴ電極と称される場合もある。ただし、以下では、便宜上、一対の櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂによって１つのＩＤＴ電極１０１が構成されているものとして説明する。

　また、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂ、並びに、バスバー電極１１１ａ及び１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極１０１は、図５の（ｂ）に示すように、密着層１０１ｇと主電極層１０１ｈとの積層構造となっている。

　密着層１０１ｇは、圧電性を有する基板１０２と主電極層１０１ｈとの密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層１０１ｇの膜厚は、例えば、１２ｎｍである。

　主電極層１０１ｈは、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層１０１ｈの膜厚は、例えば１６２ｎｍである。

　圧電性を有する基板１０２は、ＩＤＴ電極１０１が形成された基板であり、例えば、ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶、ＬｉＮｂＯ_３圧電単結晶、ＫＮｂＯ_３圧電単結晶、水晶、又は圧電セラミックスの単体もしくは積層体からなる。なお、圧電性を有する基板１０２は、少なくとも一部に圧電性を有していればよい。圧電性を有する基板は、少なくとも表面に圧電性を有する基板である。当該基板は、例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、および、支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、当該基板は、例えば、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、または、支持基板と、支持基板上に形成された高音速膜と、高音速膜上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体であってもよい。なお、当該基板は、基板全体に圧電性を有していてもよい。

　保護層１０３は、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを覆うように形成されている。保護層１０３は、主電極層１０１ｈを外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。

　なお、フィルタ１０が有する各共振子の構造は、図５に記載された構造に限定されない。例えば、ＩＤＴ電極１０１は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、密着層１０１ｇ、主電極層１０１ｈ及び保護層１０３を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、ＩＤＴ電極１０１は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層１０３は、形成されていなくてもよい。

　以上のように構成された共振子（弾性波共振子）では、ＩＤＴ電極１０１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。つまり、ＩＤＴ電極１０１の設計パラメータ等によって、共振子における共振周波数及び反共振周波数が規定される。以下、ＩＤＴ電極１０１の設計パラメータ、すなわち櫛歯電極１０１ａ及び櫛歯電極１０１ｂの設計パラメータについて説明する。

　上記弾性波の波長は、図５に示す櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを構成する複数の電極指１１０ａ又は１１０ｂの繰り返し周期λで規定される。また、電極ピッチ（電極周期）とは、当該繰り返し周期λの１／２であり、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを構成する電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１１０ａと電極指１１０ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、ＩＤＴ電極１０１の交叉幅Ｌとは、図５の（ａ）に示すように、櫛歯電極１０１ａの電極指１１０ａと櫛歯電極１０１ｂの電極指１１０ｂとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）は、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、対数とは、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂのうち、対をなす電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの数であり、電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮとし、電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの総数をＭとすると、Ｍ＝２Ｎ＋１を満たす。すなわち、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂの一方の１つの電極指の先端部分と当該先端部分に対向する他方のバスバー電極とで挟まれる領域の数が０．５対に相当する。また、ＩＤＴ電極１０１の膜厚とは、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂの厚みｈである。

　フィルタ１０を構成する各キャパシタは、例えば、共振子と同じように、弾性波の伝搬方向に沿った複数の電極指がある櫛歯電極により構成される。なお、各キャパシタは、例えば、積層された２つの配線を対向電極とし、当該対向電極間に絶縁体層若しくは誘電体層が設けられた立体配線により構成されてもよい。

　［３．フィルタ特性］
　次に、本実施の形態の適用例におけるフィルタ１０Ａのフィルタ特性について説明する。フィルタ１０は、１つの直列腕共振回路（直列腕共振子ｓ１）と、直列腕共振回路におけるノードｘ１とグランドとの間に接続された第１並列腕共振回路と、を備えるとした。しかし、フィルタ（弾性波フィルタ装置）は、さらに、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードのうち、ノードｘ１と異なるノードに接続された少なくとも１つの並列腕共振回路と、当該経路上に設けられた少なくとも１つの直列腕共振回路とを備えてもよい。実施の形態１の適用例におけるフィルタ１０Ａは、例えば、少なくとも１つの並列腕共振回路として第３並列腕共振回路及び第４並列腕共振回路、並びに、少なくとも１つの直列腕共振回路として直列腕共振子ｓ２及びｓ３を備える。

　図６は、実施の形態１の適用例におけるフィルタ１０Ａの回路構成図である。

　第３並列腕共振回路は、ノードｘ１と異なるノード（図６中のノードｘ２）に接続された並列腕共振子ｐ３と、並列腕共振子ｐ３とグランドとの間で並列腕共振子ｐ３に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ３（インピーダンス素子）及びスイッチＳＷ３と、を有する。第４並列腕共振回路は、ノードｘ１と異なるノード（図６中のノードｘ３）に接続された並列腕共振子ｐ４と、並列腕共振子ｐ４とグランドとの間で並列腕共振子ｐ４に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ４（インピーダンス素子）及びスイッチＳＷ４と、を有する。なお、ノードｘ２と並列腕共振子ｐ３との間、及び、ノードｘ３と並列腕共振子ｐ４との間にインピーダンス素子が接続されていてもよい。

　直列腕共振子ｓ２及びｓ３は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとの間において直列腕共振子ｓ１に直列接続されている直列腕共振回路である。直列腕共振子ｓ２及びｓ３は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ互いに異なる直列腕に設けられた共振子である。当該互いに異なる直列腕には、直列腕共振子ｓ２及びｓ３に限らず、１以上の弾性波共振子からなる直列腕共振回路が設けられていればよい。

　配線ａ１は、入出力端子１１ｍと、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路において最も入出力端子１１ｍ側に設けられた直列腕共振回路とを接続する配線であり、配線ａ２は、入出力端子１１ｎと、上記経路において最も入出力端子１１ｍ側に設けられたノードとを接続する配線である。したがって、本実施の形態では、配線ａ１は、入出力端子１１ｍと直列腕共振子ｓ１とを接続する配線となり、配線ａ２は、入出力端子１１ｎとノードｘ３とを接続する配線となる。また、並列腕共振子ｐ３とスイッチＳＷ３とは配線ａ５によって接続され、並列腕共振子ｐ４とスイッチＳＷ４とは配線ａ６によって接続される。配線ａ５におけるインピーダンスを第５インピーダンスとし、配線ａ６におけるインピーダンスを第６インピーダンスとする。

　図７Ａは、実施の形態１の適用例におけるフィルタ１０Ａのスイッチオン時の、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスを変えたときのフィルタ特性を表すグラフである。同図に示す実線は、配線ａ３、ａ５及びａ６がない、つまり、並列腕共振子ｐ１、ｐ３及びｐ４のそれぞれとスイッチＳＷ１、ＳＷ３及びＳＷ４のそれぞれとが直接接続された場合のフィルタ１０Ａの特性を示す。点線、破線、一点鎖線は、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスがともに１０Ω、５０Ω、２００Ωの場合のフィルタ特性を示す。

　なお、通過帯域における、配線ａ１の第１インピーダンス及び配線ａ２の第２インピーダンスをそれぞれフィルタ１０Ａの基準化インピーダンスに合わせ、例えば、５０Ωとしている。

　近年、キャリアアグリゲーション（ＣＡ）に対応するため、高周波信号を周波数帯域ごとに分離（分波）する分波器が広く用いられている。このような分波器として、複数のフィルタを含むマルチプレクサが提案されている。このようなマルチプレクサでは、各フィルタの一端の端子が、直接接続、もしくは、位相器もしくはフィルタ選択スイッチを介して共通端子化される。これにより、一のフィルタの特性が他のフィルタの特性に影響を与え得る。よって、一のフィルタの特性であって当該一のフィルタ自身には問題とならない特性が、他のフィルタの特性を劣化させる要因となり得る。具体的には、一のフィルタの通過帯域よりも高域側の減衰帯域（阻止域）における減衰特性は、一のフィルタ自身の通過帯域内の通過特性には影響を及ぼさない。しかし、当該減衰帯域の周波数が他のフィルタの通過帯域に位置している場合、他のフィルタの通過帯域における通過特性を劣化させる要因となる。

　スイッチＳＷ１、ＳＷ３及びＳＷ４をオンした時のフィルタ１０は、図７Ａに示すように、特定の帯域を通過帯域とする通過特性を有し、当該通過帯域よりも高域側の例えばミドルバンド及びハイバンド（１７１０～２６９０ＭＨｚ：図７Ａ中の破線丸で示す箇所）を減衰帯域とする減衰特性を有する。例えば、上述したマルチプレクサの一のフィルタがフィルタ１０Ａであり、他のフィルタが、ミドルバンド及びハイバンドを通過帯域とするフィルタの場合に、フィルタ１０の減衰帯域における減衰量が小さいときには、当該他のフィルタの通過帯域における通過特性が劣化し得る。

　フィルタ１０Ａは、スイッチＳＷ１、ＳＷ３及びＳＷ４をオンした時に、並列腕共振子ｐ１、ｐ３及びｐ４はそれぞれ配線ａ３、ａ５及びａ６を介してグランドに接続される。図７Ｂは、並列腕共振子ｐ１のインピーダンス特性を表すグラフである。通過帯域より高域側の減衰帯域においては、並列腕共振子ｐ１はキャパシタとして機能し、図７Ｂに示すように、並列腕共振子ｐ１の通過帯域より高域側の減衰帯域においてはインピーダンスが低い。例えば、ミドルバンドである１７１０ＭＨｚ以上では２０Ω以下である。なお、図示は省略するが、並列腕共振子ｐ３及びｐ４についても並列腕共振子ｐ１と同様に、並列腕共振子ｐ３及びｐ４の通過帯域より高域側の減衰帯域においてはインピーダンスが低い。よって、図７Ａに示すように、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスが高いほど、配線ａ３、ａ５及びａ６のそれぞれと並列腕共振子ｐ１、ｐ３及びｐ４のそれぞれとのインピーダンスが不整合となり、減衰特性が大きく波打ち、減衰量が悪化していることがわかる。これは、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスが高いほど、配線ａ３、ａ５及びａ６における第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスの不整合によって発生する定在波によって、通過帯域の高域側の振幅が大きくなるためである。よって、第３インピーダンスを低くすることで、フィルタ１０Ａの減衰特性を改善でき、上記他のフィルタの通過特性の劣化を抑制できる。

　図７Ｃは、実施の形態１の適用例におけるフィルタ１０Ａのスイッチオン時の、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスを変えたときのフィルタ特性を表すグラフである。同図に示す実線、点線、破線、一点鎖線は、図７Ａにおけるものと同じである。図７Ｃに示すように、配線ａ３、ａ５及びａ６のそれぞれは、スイッチＳＷ１、ＳＷ３及びＳＷ４のそれぞれによって開放となるため、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスを変えても通過特性に影響はない。

　次に、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスを低くしたときのフィルタ１０Ａの通過帯域における通過特性について説明する。

　図８は、実施の形態１の適用例におけるフィルタ１０Ａのスイッチオン時の、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスを変えたときの通過帯域を表すグラフである。

　図８に示すように、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスを変えても、フィルタ１０Ａの通過帯域における通過特性の変化は少ない。

　また、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスが、第１インピーダンス及び第２インピーダンスよりも（５０Ωよりも）、より小さいほど減衰特性を改善できるが、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスが何Ω以下であることが好ましいかを表１及び図６を用いて説明する。なお、表１及び図９では、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスをまとめて「インピーダンス」として示している。

　図９は、実施の形態１の典型例におけるフィルタ１０Ａの、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスを振ったときの減衰帯域の減衰量を表すグラフであり、表１はその具体的な数値データである。図９および表１は、具体的には、減衰帯域としてミドルバンド及びハイバンド（１７１０～２６９０ＭＨｚ）での減衰量を示している。

　一般的に、ＣＡに対応するために、例えばミドルバンド及びハイバンドにおいて４５ｄＢ以上の減衰量が要求されるとともに、４５ｄＢ以上の減衰量があれば、マルチプレクサに用いられるフィルタとして使用した場合、他のフィルタの通過帯域内ロスに殆ど影響しない。表１及び図９に示すように、第３インピーダンスが４０Ωのときに減衰量が４５．１ｄＢとなる。したがって、ＣＡに対応するためには、第３インピーダンス、第５インピーダンス及び第６インピーダンスは４０Ω以下であることが好ましい。

　なお、実施の形態１の典型例として、実施の形態１のフィルタ１０を複数段（ここでは３段）接続した構成であるフィルタ１０Ａを用いて本発明の動作原理を説明したが、フィルタ１０単体の構成であっても、動作原理は同様である。

　ただし、フィルタ１０が複数段接続された構成の場合には、回路次数が多くなることによって減衰量が向上するとともに、各並列腕の並列腕共振子とスイッチとを接続する配線におけるインピーダンスが、第１インピーダンス及び第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低いことで、通過帯域よりも高域側の減衰帯域に発生する定在波の振幅が小さくなり、通過帯域よりも高域側の減衰特性をより改善できる。

　［４．第３インピーダンスを低下させる方法］
　図４に示すように、配線ａ３をＳＷ電源層に設け、配線ａ３とグランドとの距離を小さくすることで第３インピーダンスを低くできることを説明したが、第３インピーダンスを低下させる方法はこれに限らない。

　例えば、配線におけるインピーダンスは、当該配線を構成するビアホールの径が大きいほど低くなる。

　図１０は、実施の形態１に係るフィルタ１０を構成するチップ１２及び１３が搭載された配線基板１６Ａの各層の他の例を示す図である。

　配線基板１６Ａでは、図４に示す配線基板１６と比較して、配線ａ３の一部を構成するビアホールの径が大きい。図１０に示すように、配線ａ３の一部を構成するビアホールの径は、配線ａ１の一部を構成するビアホールの径及び配線ａ２を構成するビアホール（図示せず）の径よりも大きい。ビアホールの径が大きいほど、当該ビアホールにより構成される配線におけるインピーダンスは低くなるため、配線ａ３における第３インピーダンスは、配線ａ１おける第１インピーダンス及び配線ａ２における第２インピーダンスより低くなる。

　また、配線におけるインピーダンスは、当該配線の幅（ライン幅）が太いほど低くなる。したがって、配線ａ３の幅を配線ａ１及びａ２の幅（たとえは３０ｕｍ）よりも太くする（例えば５０ｕｍ以上にする）ことで、第１インピーダンス及び第２インピーダンスより第３インピーダンスを低くすることができる。

　また、配線におけるインピーダンスは、当該配線部分の比誘電率が大きいほど低くなる。したがって、配線ａ３近傍の比誘電率を配線ａ１及びａ２近傍の比誘電率よりも大きくすることで、第１インピーダンス及び第２インピーダンスより第３インピーダンスを低くすることができる。

　このように、配線ａ３のＧＮＤ層又は電源層との位置、配線ａ３の幅（形状）、配線ａ３を構成するビアホールの径、又は、配線ａ３の比誘電率を適宜設計することで、第３インピーダンスを第１インピーダンス及び第２インピーダンスの少なくとも一方よりも低くする。

　［５．通過帯域低域側の急峻性（キレ）が悪化の抑制］
　上述したように、配線ａ３は並列腕共振子ｐ１とスイッチＳＷ１とを接続する配線である。配線ａ３は、スイッチＳＷ１がオンのとき、並列腕共振子ｐ１に直列接続されるインダクタとして機能するため、配線ａ３が長いとインダクタンスが大きくなり、第１並列腕共振回路の共振周波数が低周波側にシフトしてしまうため、フィルタ１０の通過帯域低域側の急峻性（キレ）が悪化してしまう。よって、配線ａ３は短く設計することが好ましく、配線基板１６の上側（例えばチップ搭載面側）、例えば配線基板１６の厚み方向の１／２より上側に配置することが好ましい。一方、配線ａ１及びａ２は配線基板１６の下側もしくは底面に設けられた入出力端子１１ｍ及び１１ｎに接続する必要があるため、配線基板１６の下側、好ましくは配線ａ３より下側に設けることが望ましい。

　このように、配線ａ３を配線基板１６の上側、配線ａ１及びａ２を配線基板１６の下側に配置することで、フィルタ１０の通過帯域低域側の急峻性（キレ）の悪化を抑制できる。

　［６．効果等］
　以上説明したように、配線ａ３の第３インピーダンスが高い場合には、並列腕共振子ｐ１との、インピーダンスの不整合による定在波が発生し、第３インピーダンスが高いほど定在波の振幅が大きくなり、フィルタ１０（弾性波フィルタ装置）の通過帯域よりも高域側の減衰帯域の減衰特性が悪化してしまう。これに対して、第３インピーダンスを、第１インピーダンス及び第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低くすることで、当該定在波の振幅が小さくなり、通過帯域よりも高域側の減衰特性を改善できる。

　なお、第１インピーダンス及び第２インピーダンスは、フィルタ１０の基準化インピーダンスに合わせ、例えば、５０Ωであることが好ましく、第３インピーダンスは第１インピーダンス及び第２インピーダンスの両方よりも低いことが好ましい。これにより、通過帯域におけるロスの増加を抑制しつつ、通過帯域よりも高域側の減衰帯域における減衰特性を改善できる。

　また、第３インピーダンスが４０Ω以下であることが好ましい。これにより、ＣＡに対応するために要求されるハイバンド及びミドルバンドでの減衰量として、４５ｄＢ以上の減衰量を実現できる。

　（実施の形態１の変形例）
　上記実施の形態では、フィルタ１０は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数によって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定される第１通過特性を有するとした。しかし、第１通過特性は、インダクタの影響を受けた特性であってもかまわない。そこで、実施の形態１の変形例に係るフィルタとして、このような第１通過特性を有するフィルタについて説明する。

　図１１Ａは、実施の形態１の変形例に係るフィルタ１０Ｂの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ１０Ｂは、図１に示したフィルタ１０に比べて、さらに、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との接続ノードとグランドとをスイッチＳＷ１を介して結ぶ経路に設けられたインダクタＬ１（第１インダクタ素子）を備える。フィルタ１０ＢがインダクタＬ１を備えることで、スイッチＳＷ１がオフ状態からオン状態に切り替えられたときの通過帯域の低域側の減衰極の低域側へのシフト量は、大きくなる。

　図１１Ｂは、実施の形態１の変形例に係るフィルタ１０Ｂの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）は、共振子単体（並列腕共振子ｐ１及び直列腕共振子ｓ１それぞれ）のインピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｂ）は、スイッチＳＷオン／オフ時の第１並列腕共振回路のインピーダンス特性を比較して表すグラフである。なお、同図には並列腕共振子ｐ１単体のインピーダンス特性、及び、直列腕共振子ｓ１のインピーダンス特性も併せて図示されている。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷオン／オフ時のフィルタ特性を比較して表すグラフである。

　スイッチＳＷ１オンの状態では、第１並列腕共振回路のインピーダンス特性は、インダクタＬ１の影響を受ける特性となる。つまり、この状態では、並列腕共振子ｐ１とインダクタＬ１との合成特性が第１並列腕共振回路のインピーダンス特性となる。フィルタ１０Ａは、第１並列腕共振回路の反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数とによって通過帯域が規定され、第１並列腕共振回路の共振周波数によって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数によって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性を有する。

　一方、スイッチＳＷ１オフの状態では、第１並列腕共振回路のインピーダンス特性は、キャパシタＣ１の影響を受ける特性となる。つまり、この状態では、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との合成特性が第１並列腕共振回路のインピーダンス特性となる。

　第１並列腕共振回路の共振周波数は、スイッチＳＷ１がオンの状態ではインダクタＬ１の影響を受けて低域側にシフトし、スイッチＳＷ１がオフの状態ではキャパシタＣ１の影響を受けて高域側にシフトする。つまり、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わると、第１並列腕共振回路のインピーダンス特性において、第１並列腕共振回路の共振周波数が高域側に大きくシフトする。よって、フィルタ１０Ａは、通過帯域のシフト量を大きくすることができる。

　このようなフィルタ１０Ｂであっても、第３インピーダンスが第１インピーダンス及び第２インピーダンスの少なくとも一方よりも低いことにより、実施の形態１と同様に、減衰特性を改善できる。つまり、フィルタ１０Ｂは、通過帯域よりも高域側の減衰特性を改善できるチューナブルフィルタを構成する。

　（実施の形態２）
　上記実施の形態及びその変形例に係るフィルタ（弾性波フィルタ装置）は、通過帯域を可変できるチューナブルフィルタである。実施の形態２に係るフィルタとして、このようなチューナブルフィルタの適用例について適用例１～４を用いて説明する。

　［適用例１］
　図１２Ａは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタ２０Ａの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ２０Ａは、図１に示したフィルタ１０に比べて、さらに、ノードｘ１とグランドとの間で、第１並列腕共振回路に並列接続された第２並列腕共振回路を備える。第２並列腕共振回路は、ノードｘ１に接続された並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）を有する。また、並列腕共振子ｐ１における共振周波数（ｆｐ１と呼ぶ）は、並列腕共振子ｐ２における共振周波数（ｆｐ２と呼ぶ）と異なる。本適用例では、ｆｐ１はｆｐ２よりも高い。なお、ノードｘ１と並列腕共振子ｐ２との間にインピーダンス素子が接続されていてもよい。

　同図に示すフィルタ２０Ａでは、スイッチＳＷ１のオン（導通）及びオフ（非導通）に応じて、インピーダンスが極小となる周波数及び当該インピーダンスが極大となる周波数が、共に低域側または共に高域側にシフトする。

　図１２Ｂは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタ２０Ａの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）は、共振子単体（並列腕共振子ｐ１及びｐ２並びに直列腕共振子ｓ１それぞれ）のインピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｂ）は、スイッチＳＷ１のオン／オフ時の並列腕回路（本適用例では並列腕共振子ｐ１及びｐ２並びにキャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１で構成される回路）の合成インピーダンス特性（合成特性）を比較して表すグラフである。なお、同図には直列腕共振子ｓ１のインピーダンス特性も併せて図示されている。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷ１のオン／オフ時のフィルタ特性を比較して表すグラフである。

　なお、以下では、共振子単体、並列腕共振回路に限らず、複数の並列腕共振回路が並列接続されて構成される並列腕回路についても、便宜上、並列腕回路の合成インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振周波数」と称する。また、当該合成インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振周波数」と称する。

　スイッチＳＷ１がオンの状態では、フィルタ２０Ａは、並列腕回路の２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数によって通過帯域が規定され、並列腕共振子ｐ１の共振周波数によって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、並列腕共振子ｐ２の共振周波数及び直列腕共振子ｓ１の反共振周波数によって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、第１通過特性を有する。

　一方、スイッチＳＷ１がオフの状態では、並列腕回路のインピーダンス特性は、キャパシタＣ１の影響を受ける特性となる。つまり、この状態では、２つの並列腕共振子（並列腕共振子ｐ１及びｐ２）とキャパシタＣ１との合成特性が並列腕回路のインピーダンス特性となる。

　本適用例では、スイッチＳＷ１がオフ時には並列腕共振子ｐ１のみにキャパシタＣ１が付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わると、並列腕回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。

　ここで、並列腕回路の低域側の反共振周波数と高域側の共振周波数とは、フィルタ２０Ａの通過帯域高域側の減衰スロープを規定する。したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２０Ａの通過特性は、第１通過特性から通過帯域高域側の減衰スロープの急峻度を維持しつつ高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。言い換えると、フィルタ２０Ａは、スイッチＳＷ１の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端の挿入損失の増大を抑制できる。

　このようなフィルタ２０Ａであっても、第３インピーダンスが第１インピーダンス及び第２インピーダンスの少なくとも一方よりも低いことにより、実施の形態１と同様に、減衰特性を改善できる。つまり、フィルタ２０Ａは、減衰特性を改善できるチューナブルフィルタを構成する。

　［適用例２］
　図１３Ａは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタ２０Ｂの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ２０Ｂは、図１２Ａに示したフィルタ２０Ａに比べて、ｆｐ１はｆｐ２よりも低い点が異なる。

　図１３Ｂは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタ２０Ｂの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、図１２Ｂの（ａ）及び（ｂ）と同様に、共振子単体のインピーダンス特性及び並列腕回路の合成インピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷ１のオン／オフ時のフィルタ特性を比較して表すグラフである。

　本適用例では、スイッチＳＷ１がオフ時には並列腕共振子ｐ１のみにキャパシタＣ１が付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わると、並列腕回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。

　ここで、並列腕回路の低域側の反共振周波数と低域側の共振周波数とは、フィルタ２０Ｂの通過帯域低域側の減衰スロープを規定する。したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２０Ｂの通過特性は、第１通過特性から通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度を維持しつつ高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。言い換えると、フィルタ２０Ｂは、スイッチＳＷ１の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できる。

　このようなフィルタ２０Ｂであっても、第３インピーダンスが第１インピーダンス及び第２インピーダンスの少なくとも一方よりも低いことにより、実施の形態１と同様に、減衰特性を改善できる。つまり、フィルタ２０Ｂは、減衰特性を改善できるチューナブルフィルタを構成する。

　［適用例３］
　図１４Ａは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタ２０Ｃの回路構成図である。

　フィルタ２０Ｃでは、第２並列腕共振回路は、さらに、並列腕共振子ｐ２とグランドとの間で並列腕共振子ｐ２に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ２（第２インピーダンス素子）及びスイッチＳＷ２（第２スイッチ）を有する。また、並列腕共振子ｐ２とスイッチＳＷ２とは配線ａ４（第４の配線）によって接続される。配線ａ４における第４インピーダンスは、配線ａ１における第１インピーダンス及び配線ａ２における第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低い。また、本適用例では、例えば、ｆｐ１はｆｐ２よりも高い。同図に示すフィルタ２０Ｃは、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰スロープを共にシフトさせる。

　図１４Ｂは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタ２０Ｃの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、図１２Ｂの（ａ）及び（ｂ）と同様に、共振子単体のインピーダンス特性及び並列腕回路（本適用例では並列腕共振子ｐ１、ｐ２、キャパシタＣ１、Ｃ２及びスイッチＳＷ１、ＳＷ２で構成される回路）の合成インピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷ１及びＳＷ２共にオン／オフ時のフィルタ特性を比較して表すグラフである。

　本適用例では、スイッチＳＷ１及びＳＷ２共にオフ時には、並列腕共振子ｐ１にはキャパシタＣ１が付加され、並列腕共振子ｐ２にはキャパシタＣ２が付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷ１及びＳＷ２がオンからオフに共に切り替わると、並列腕回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの共振周波数の双方、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。

　したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が共にオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２０Ｃの通過特性は、第１通過特性から通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰スロープが急峻度を維持しつつ高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。言い換えると、フィルタ２０Ｃは、スイッチＳＷ１及びＷＳ２の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端及び通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制できる。このため、例えば、フィルタ２０Ｃは、帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができる。

　なお、フィルタ２０Ｃは、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を共にオン／オフしなくてもよく、これらを個別にオン／オフしてもかまわない。ただし、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を共にオン／オフする場合、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を制御する制御線の本数を削減できるため、フィルタ２０Ｃの構成の簡素化が図られる。

　一方、これらを個別にオン／オフする場合、フィルタ２０Ｃによって切り替え可能な通過帯域のバリエーションを増やすことができる。

　具体的には、ｆｐ１はｆｐ２よりも高いため、並列腕共振子ｐ１に直列接続されたスイッチＳＷ１のオン及びオフに応じて、通過帯域の高域端を可変することができ、並列腕共振子ｐ２に直列接続されたスイッチＳＷ２のオン及びオフに応じて、通過帯域の低域端を可変することができる。

　したがって、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を共にオンまたは共にオフすることにより、通過帯域の低域端及び高域端を共に低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を低域側または高域側にシフトすることができる。また、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の一方をオンからオフにするとともに他方をオフからオンにすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の双方をこれらの周波数差が広がるまたは狭まるようにシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を略一定にしつつ、通過帯域幅を可変することができる。また、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の一方をオンまたはオフとした状態で他方をオン及びオフすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の一方を固定した状態で他方を低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の低域端または高域端を可変することができる。

　このように、第２並列腕共振回路がキャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２を有することにより、通過帯域を可変する自由度を高めることができる。

　このようなフィルタ２０Ｃであっても、第３インピーダンス及び第４インピーダンスが第１インピーダンス及び第２インピーダンスの少なくとも一方よりも低いことにより、実施の形態１と同様に、減衰特性を改善できる。つまり、フィルタ２０Ｃは、減衰特性を改善できるチューナブルフィルタを構成する。なお、第３インピーダンス及び第４インピーダンスのうちの少なくとも一方が第１インピーダンス及び第２インピーダンスの少なくとも一方よりも低くてもかまわない。言い換えると、第３インピーダンス及び第４インピーダンスのうちのいずれかが第１インピーダンス及び第２インピーダンスの少なくとも一方よりも高くてもかまわない。

　［適用例４］
　図１５Ａは、実施の形態２の適用例４におけるフィルタ２０Ｄの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ２０Ｄは、図１２Ａに示したフィルタ２０Ａに比べて、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１が、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対し直列接続されている点が異なる。また、ｆｐ１は、ｆｐ２と異なる。ここでは、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１が、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対し直列接続されている回路を第１並列腕共振回路と呼ぶ。

　図１５Ｂは、実施の形態２の適用例４におけるフィルタ２０Ｄの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、図１２Ｂの（ａ）及び（ｂ）と同様に、共振子単体のインピーダンス特性及び第１並列腕共振回路の合成インピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷ１のオン／オフ時のフィルタ特性を比較して表すグラフである。

　本適用例では、スイッチＳＷ１がオフ時には並列接続された並列腕共振子ｐ１及びｐ２に対してキャパシタＣ１が付加される。このため、同図の（ｂ）の黒い矢印で示すように、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わると、第１並列腕共振回路のインピーダンス特性（図中の並列腕の合成特性）において、２つの反共振周波数はいずれもシフトせずに、２つの共振周波数の双方が共に高域側にシフトする。

　したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２００Ｄの通過特性は、第１通過特性から通過帯域両側の極（減衰極）が共に高域側にシフトした第２通過特性へと切り替わる。

　このようなフィルタ２０Ｄであっても、第３インピーダンスが第１インピーダンス及び第２インピーダンスの少なくとも一方よりも低いことにより、実施の形態１と同様に、減衰特性を改善できる。つまり、フィルタ２０Ｄは、減衰特性を改善できるチューナブルフィルタを構成する。

　（実施の形態３）
　以上の実施の形態１及び２で説明したフィルタ（弾性波フィルタ装置）は、高周波フロントエンド回路等に適用することができる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路について、例えば、上記の実施の形態１に係るフィルタ１０を備える構成について説明する。

　図１６は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路１及びその周辺回路の構成図である。同図には、高周波フロントエンド回路１と、アンテナ素子２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。高周波フロントエンド回路１及びＲＦＩＣ３は、通信装置４を構成している。アンテナ素子２、高周波フロントエンド回路１、及びＲＦＩＣ３は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。

　アンテナ素子２は、高周波信号を送受信する、例えばＬＴＥ等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子２は、例えば通信装置４の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子２は、通信装置４に内蔵されておらず、通信装置４とは別に設けられていてもかまわない。

　ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２から高周波フロントエンド回路１の受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を高周波フロントエンド回路１の送信側信号経路（図示せず）に出力する。

　高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２で受信された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。

　高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２側から順に、可変インピーダンス整合回路１００と、スイッチ群１１０と、フィルタ群１２０と、スイッチ群１５０と、受信増幅回路群１６０とを備える。

　スイッチ群１１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子２と所定のバンドに対応するフィルタとを接続する１以上のスイッチ（本実施の形態では複数のスイッチ）によって構成される。なお、アンテナ素子２と接続されるフィルタは１つに限らず、複数であってもかまわない。

　フィルタ群１２０は、１以上のフィルタによって構成され、本実施の形態では、例えば次の第１～第５フィルタによって構成される。具体的には、第１フィルタは、Ｂａｎｄ２９、ならびに、Ｂａｎｄ１２、６７、１３、１４の何れかのバンドに対応可能なチューナブルフィルタである。第２フィルタは、Ｂａｎｄ６８及び２８ａのＣＡ、Ｂａｎｄ２８ａ及び２８ｂのＣＡ、ならびに、Ｂａｎｄ２８ａ及び２０のＣＡの何れかのＣＡに対応可能なチューナブルフィルタであり、上記実施の形態１に係るフィルタ１０を用いることができる。第３～第５フィルタは、いずれも通過帯域が固定のフィルタであり、第３フィルタはＢａｎｄ２７に対応し、第４フィルタはＢａｎｄ２６に対応し、第５フィルタはＢａｎｄ８に対応する。

　スイッチ群１５０は、制御部（図示せず）からの制御信号に従って、所定のバンドに対応するフィルタと、受信増幅回路群１６０のうち当該所定のバンドに対応する受信増幅回路とを接続する１以上のスイッチ（本実施の形態では複数のスイッチ）によって構成される。なお、受信増幅回路と接続されるフィルタは１つに限らず、複数であってもかまわない。

　受信増幅回路群１６０は、スイッチ群１５０から入力された高周波受信信号を電力増幅する１以上のローノイズアンプ（本実施の形態では複数のローノイズアンプ）によって構成される。

　このように構成された高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２から入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、所定のフィルタでフィルタリングし、かつ、所定のローノイズアンプで増幅して、ＲＦＩＣ３に出力する。なお、ローバンドに対応するＲＦＩＣとハイバンドに対応するＲＦＩＣとは、個別に設けられていてもかまわない。

　ここで、高周波フロントエンド回路１は、第２フィルタ（チューナブルフィルタ）として、上記の実施の形態１に係るフィルタ１０を備える。実施の形態１で説明したように、フィルタ１０は、第３インピーダンスが第１インピーダンス及び第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低くされている。このため、このようなフィルタ１０を備える高周波フロントエンド回路１は、通過帯域よりも高域側の減衰帯域の減衰特性を改善できる。例えば、前記減衰帯域はミドルバンド及びハイバンド（１７１０～２６９０ＭＨｚ）である。

　また、高周波フロントエンド回路１は、上記の実施の形態１に係るフィルタ１０（チューナブルフィルタ）を備えることにより、通過帯域が固定のフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。

　なお、高周波フロントエンド回路１は、第１フィルタ（チューナブルフィルタ）として、フィルタ１０を備えてもかまわない。

　なお、本実施の形態では、高周波フロントエンド回路１として、受信側信号経路に複数のフィルタ（受信フィルタ）が設けられた受信ダイバーシチ用の構成について説明した。しかし、高周波フロントエンド回路の構成はこれに限らず、送信側信号経路に複数のフィルタ（送信フィルタ）が設けられた送信ダイバーシチ用の構成であってもかまわない。また、高周波フロントエンド回路は、複数の受信フィルタあるいは複数の送信フィルタを備えるダイバーシチ用の構成に限らず、１つの受信フィルタのみあるいは１つの送信フィルタのみを備える構成であってもかまわないし、少なくとも１つの送信フィルタと少なくとも１つの受信フィルタとを備える送受信用の構成であってもかまわない。

　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係る弾性波フィルタ装置及び高周波フロントエンド回路について、実施の形態１～３を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る弾性波フィルタ装置及び高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

　例えば、上述した高周波フロントエンド回路１とＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置４も本発明に含まれる。このような通信装置４によれば、減衰特性を改善できる。

　また、上述したフィルタを備えるデュプレクサ等のマルチプレクサも本発明に含まれる。つまり、複数のフィルタの一端の端子が共通端子化されたマルチプレクサにおいて、少なくとも１つのフィルタは上述したいずれかのフィルタであってもかまわない。

　また、例えば、上記実施の形態では、配線ａ３における第３インピーダンスは、配線ａ１における第１インピーダンス及び配線ａ２における第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低いことの一例として、第１インピーダンス及び第２インピーダンスを５０Ωとしその両方よりも低いとしたが、これに限らない。例えば、第１インピーダンス及び第２インピーダンスは５０Ωでなくてもよく、第３インピーダンスは、第１インピーダンス及び第２インピーダンスのうちのインピーダンスの高い方よりも低くてもかまわない。

　また、例えば、上記実施の形態３では、配線ａ３における第３インピーダンスが、配線ａ１における第１インピーダンス及び配線ａ２における第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低いとしたが、これに限らない。例えば、第３インピーダンスだけでなく、少なくとも１つの並列腕共振回路のそれぞれの並列腕共振子とスイッチとを接続する配線におけるインピーダンス（配線ａ５における第５インピーダンス及び配線ａ６における第６インピーダンス）も第１インピーダンス及び第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低くてかまわない。つまり、フィルタ３０の各並列腕における並列腕共振子とスイッチとを接続する配線のインピーダンスのうちの少なくとも１つ（好ましくは全て）が、第１インピーダンス及び第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低くてもかまわない。例えば、フィルタ３０の各並列腕における並列腕共振子とスイッチとを接続する配線のインピーダンスの全てを、第１インピーダンス及び第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低くすることで、通過帯域よりも高域側の減衰帯域の減衰特性をより改善できる。

　また、上述した全ての共振子若しくは一部の共振子は、弾性表面波を用いた弾性波共振子に限らず、例えば、バルク弾性波又は弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。つまり、上述した全ての共振子若しくは一部の共振子は、ＩＤＴ電極によって構成されていなくてもかまわない。このような共振子を有する弾性波フィルタ装置であっても、減衰特性を改善できる。

　また、例えば、高周波フロントエンド回路または通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、当該インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。

　本発明は、マルチバンドシステムに適用できる小型のフィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

　１　　高周波フロントエンド回路
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
　４　　通信装置
　１０、１０Ａ、２０Ａ～２０Ｄ、３０　　フィルタ（弾性波フィルタ装置）
　１１ｍ　　入出力端子（第１入出力端子）
　１１ｎ　　入出力端子（第２入出力端子）
　１２～１５　　チップ
　１６、１６Ａ　　配線基板
　１０１　　ＩＤＴ電極
　１０１ａ、１０１ｂ　　櫛歯電極
　１０１ｇ　　密着層
　１０１ｈ　　主電極層
　１０２　　圧電性を有する基板
　１０３　　保護層
　１１０ａ、１１０ｂ　　電極指
　１１１ａ、１１１ｂ　　バスバー電極
　１１０、１５０　　スイッチ群
　１２０　　フィルタ群
　１６０　　受信増幅回路群
　ａ１～ａ６　　配線
　Ｃ１～Ｃ４　　キャパシタ（インピーダンス素子）
　Ｌ１　　インダクタ（第１インダクタ素子）
　ｐ１～ｐ４　　並列腕共振子
　ｓ１～ｓ３　　直列腕共振子（直列腕共振回路）
　ＳＷ１～ＳＷ４　　スイッチ（スイッチ素子）

Claims (17)

1. 　周波数可変型の弾性波フィルタ装置であって、
   　第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた直列腕共振回路と、
   　前記経路上に設けられた第１ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振回路と、を備え、
   　前記第１並列腕共振回路は、
   　　第１並列腕共振子と、
   　　前記第１並列腕共振子とグランドとの間で前記第１並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第１インピーダンス素子及び第１スイッチと、を有し、
   　前記経路上において前記第１入出力端子には第１の配線が接続され、
   　前記経路上において前記第２入出力端子には第２の配線が接続され、
   　前記第１並列腕共振子と前記第１スイッチとは第３の配線によって接続され、
   　前記第３の配線における特性インピーダンスである第３インピーダンスは、前記第１の配線における特性インピーダンスである第１インピーダンス及び前記第２の配線における特性インピーダンスである第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低い、
   　弾性波フィルタ装置。
2. 　前記第３インピーダンスは、前記第１インピーダンス及び前記第２インピーダンスの両方よりも低い、
   　請求項１に記載の弾性波フィルタ装置。
3. 　前記第３インピーダンスは、４０Ω以下である、
   　請求項１又は２に記載の弾性波フィルタ装置。
4. 　前記弾性波フィルタ装置は、さらに、配線基板を備え、
   　前記第１の配線、前記第２の配線及び前記第３の配線のうちの少なくとも１つは、一部が前記配線基板上又は前記配線基板の内部に設けられる、
   　請求項１～３のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
5. 　前記第１並列腕共振子及び前記第１スイッチは、前記配線基板上又は前記配線基板の内部に設けられる、
   　請求項４に記載の弾性波フィルタ装置。
6. 　前記第３の配線は、前記第１スイッチと前記第１スイッチを制御するための制御回路とを繋ぐ制御配線が設けられた層、又は、前記第１スイッチと前記第１スイッチを駆動させる電源回路とを繋ぐ電源配線が設けられた層に設けられる、
   　請求項４又は５に記載の弾性波フィルタ装置。
7. 　前記弾性波フィルタ装置は、さらに、前記第１並列腕共振子と前記第１インピーダンス素子とに接続されたノードと、グランドとを前記第１スイッチを介して結ぶ経路に設けられた第１インダクタ素子を備える、
   　請求項１～６のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
8. 　前記弾性波フィルタ装置は、さらに、前記第１ノードとグランドとの間で、前記第１並列腕共振回路に並列接続された第２並列腕共振回路を備え、
   　前記第２並列腕共振回路は、第２並列腕共振子を有し、
   　前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第２並列腕共振子における共振周波数と異なる、
   　請求項１～７のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
9. 　前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第２並列腕共振子における共振周波数よりも高い、
   　請求項８に記載の弾性波フィルタ装置。
10. 　前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第２並列腕共振子における共振周波数よりも低い、
    　請求項８に記載の弾性波フィルタ装置。
11. 　前記第２並列腕共振回路は、さらに、前記第２並列腕共振子とグランドとの間で前記第２並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対の第２インピーダンス素子及び第２スイッチを有する、
    　請求項８～１０のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
12. 　前記第２並列腕共振子と前記第２スイッチとは第４の配線によって接続され、
    　前記第４の配線における特性インピーダンスである第４インピーダンスは、前記第１インピーダンス及び前記第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低い、
    　請求項１１に記載の弾性波フィルタ装置。
13. 　前記第１並列腕共振回路は、さらに、前記第１並列腕共振子に並列接続された第２並列腕共振子を有し、
    　前記互いに並列接続された一対の第１インピーダンス素子及び第１スイッチは、前記第１並列腕共振子と前記第２並列腕共振子とが並列接続された回路に対し直列接続され、
    　前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第２並列腕共振子における共振周波数と異なる、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
14. 　前記弾性波フィルタ装置は、さらに、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードのうち、前記第１ノードと異なるノードに接続された少なくとも１つの並列腕共振回路を備え、
    　前記少なくとも１つの並列腕共振回路のそれぞれは、
    　　並列腕共振子と、
    　　前記並列腕共振子とグランドとの間で前記並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された一対のインピーダンス素子及びスイッチと、を有する、
    　請求項１～１３のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
15. 　前記第３インピーダンス、及び、前記少なくとも１つの並列腕共振回路のそれぞれの前記並列腕共振子と前記スイッチとを接続する配線におけるインピーダンスは、前記第１インピーダンス及び前記第２インピーダンスのうちの少なくとも一方よりも低い、
    　請求項１４に記載の弾性波フィルタ装置。
16. 　請求項１～１５のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置と、
    　前記弾性波フィルタ装置に接続される増幅回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
17. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１６に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。

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