WO2018055776A1 - プラズマ用電源装置、プラズマ装置、およびプラズマ発生方法 - Google Patents

プラズマ用電源装置、プラズマ装置、およびプラズマ発生方法 Download PDF

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plasma
power supply
voltage waveform
pulse
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慎二 瀧川
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富士機械製造株式会社
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05H—PLASMA TECHNIQUE; PRODUCTION OF ACCELERATED ELECTRICALLY-CHARGED PARTICLES OR OF NEUTRONS; PRODUCTION OR ACCELERATION OF NEUTRAL MOLECULAR OR ATOMIC BEAMS
    • H05H1/00—Generating plasma; Handling plasma
    • H05H1/24—Generating plasma
    • H05H1/46—Generating plasma using applied electromagnetic fields, e.g. high frequency or microwave energy

Definitions

  • the present invention relates to a plasma power supply apparatus using an alternating voltage, a plasma apparatus provided with the plasma power supply apparatus, and further to a plasma generation method.
  • Plasma devices that generate plasma by discharging in source gas are known. Plasma devices are widely used for industrial purposes such as surface processing, cleaning and adhesion of solid materials, environmental protection such as sterilization and air purification, and medical use. At the beginning of development, the plasma device used a vacuum pump to lower the source gas pressure (negative pressure), stabilize the discharge, and maintain the plasma quality. In recent years, an atmospheric pressure plasma apparatus using an atmospheric pressure source gas has been put into practical use, and a high plasma density can be obtained. One technical example of this type of plasma apparatus is disclosed in Patent Document 1.
  • the plasma film forming apparatus disclosed in Patent Document 1 forms a film by generating plasma between first and second electrodes in a vacuum chamber. Then, the pulse-modulated high frequency power is fed between the electrodes, and the first power in the first period in the on time of the pulse waveform is 5% or more higher than the second power in the second period following the first period. It is a feature. According to this, it is said that the plasma can be generated reliably and a uniform plasma can be obtained by increasing the initial power of the pulse waveform over the remaining period.
  • the present invention has been made in view of the above-mentioned problems of the background art, and provides a plasma power supply device having excellent plasma generation capability, and a plasma device provided with the plasma power supply device. It is an object to be solved to provide a plasma generation method with excellent generation capability.
  • the plasma power supply device disclosed in this specification is a plasma power supply device that generates plasma by applying an AC voltage to a pair of electrodes, and has a voltage waveform that rises faster than a sinusoidal AC voltage.
  • a distorted wave AC power source that outputs a distorted wave AC voltage subjected to at least one of modulation and falling modulation in which the falling of the voltage waveform is delayed.
  • the plasma device disclosed in the present specification includes a container that generates the plasma, a pair of electrodes disposed inside the container, and a power supply device for plasma.
  • the plasma generation method disclosed in the present specification is a plasma generation method in which an alternating voltage is applied to a pair of electrodes to generate plasma, and rise modulation that accelerates the rising of a voltage waveform compared to a sine wave alternating voltage,
  • the distortion wave AC voltage is applied to the pair of electrodes using a distortion wave AC power source that outputs a distortion wave AC voltage subjected to at least one of the falling modulations that delay the falling of the voltage waveform.
  • the rise of the voltage waveform is advanced or the fall of the voltage waveform is delayed as compared with the sine wave AC voltage.
  • the band expands. Therefore, the plasma power supply device is excellent in plasma generation capability.
  • the plasma device disclosed in this specification includes a plasma power supply device, it has excellent plasma generation capability.
  • the plasma generation method disclosed in the present specification can make the rise of the voltage waveform faster or can make the fall slower than the sine wave AC voltage, so that plasma can be generated in one cycle of the AC voltage.
  • the time zone can be expanded. Therefore, the plasma generation method is excellent in plasma generation capability.
  • FIG. 1 is a view schematically showing a plasma power supply device 1 and a main body 9 of the embodiment constituting the plasma device of the embodiment.
  • the main body 9 includes a container 91, a pair of electrodes 92, and an atmospheric pressure gas replacement unit 93.
  • the container 91 partitions the internal space from the outside air.
  • the pair of electrodes 92 are disposed to face the inside of the container 91.
  • a plasma generation region 94 is formed between the pair of electrodes 92.
  • the atmospheric pressure gas replacement unit 93 introduces the atmospheric pressure source gas into the generation region 94 and moves the plasma generated in the generation region 94.
  • the plasma may be used in the container 91, or may be moved to be used elsewhere. Examples of the source gas include oxygen gas and air, but are not limited thereto.
  • the plasma apparatus of the embodiment is an atmospheric pressure plasma apparatus, and generally has a higher plasma generation voltage Vp (see FIG. 6) than a low pressure plasma apparatus.
  • the plasma apparatus of the embodiment does not require a vacuum pump for lowering the pressure (negative pressure), and the apparatus configuration is simple.
  • the plasma power supply device 1 includes a pulse width modulation power supply 2, a smoothing circuit 6, and a transformer 7.
  • the pulse width modulation power supply 2 variably adjusts and outputs the duty ratio of a plurality of positive and negative pulse voltage waveforms.
  • the smoothing circuit 6 smoothes a plurality of positive and negative pulse voltage waveforms output from the pulse width modulation power supply 2 to generate an AC voltage and outputs the AC voltage to the transformer 7.
  • the waveform of the AC voltage can be a sine wave or a distorted wave depending on the adjustment of the duty ratio.
  • the smoothing circuit 6 includes, for example, the coil 61 and the capacitor 65 shown in FIG.
  • One end 611 of the coil 61 is connected to one end on the output side of the pulse width modulation power supply 2.
  • the other end 612 of the coil 61 is connected to one end of the primary winding 71 of the transformer 7.
  • One end 651 of the capacitor 65 is connected to the other end 612 of the coil 61 and one end of the primary winding 71.
  • the other end 652 of the capacitor 65 is connected to the other end on the output side of the pulse width modulation power supply 2 and the other end of the primary winding 71.
  • the pulse width modulation power source 2 and the smoothing circuit 6 constitute a distorted wave AC power source of the present invention.
  • the transformer 7 is a single-phase device, and has a primary winding 71 and a secondary winding 72 that are electromagnetically coupled.
  • the transformer 7 has a step-up function because the number of turns of the secondary winding 72 is larger than the number of turns of the primary winding 71.
  • One end and the other end of the secondary winding 72 are connected to the pair of electrodes 92 while ensuring insulation with respect to the container 91 of the main body 9.
  • the transformer 7 boosts the AC voltage input to the primary winding 71 and applies it to the pair of electrodes 92 from the secondary winding 72.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating the circuit configuration of the pulse width modulation power supply 2.
  • the pulse width modulation power supply 2 includes a DC power supply 3, a pulse generation circuit 4, and a pulse control unit 5.
  • the DC power supply 3 outputs a DC voltage Vdc from the high voltage terminal 31 and the low voltage terminal 32.
  • As the DC power source 3 a rectifying power source that rectifies an AC voltage of commercial frequency or a battery power source can be used.
  • the pulse generation circuit 4 is constituted by a bridge connection of four switching elements.
  • a MOSFET element As the switching element, a MOSFET element, an IGBT element or the like can be used, and the case of a MOSFET element will be described below as an example.
  • the first switching element 41 has a drain D connected to the high voltage terminal 31 of the DC power supply 3 and a source S connected to the first output terminal 47.
  • the second switching element 42 has a drain D connected to the first output terminal 47 and a source S connected to the low voltage terminal 32 of the DC power supply 3.
  • the third switching element 43 has a drain D connected to the high voltage terminal 31 of the DC power supply 3 and a source S connected to the second output terminal 48.
  • the fourth switching element 44 has a drain D connected to the second output terminal 48 and a source S connected to the low voltage terminal 32 of the DC power supply 3.
  • the first output terminal 47 and the second output terminal 48 are drawn out and connected to the smoothing circuit 6.
  • the gate G of the first switching element 41 and the gate G of the fourth switching element 44 are combined and connected to the pulse control unit 5.
  • the gate G of the second switching element 42 and the gate G of the third switching element 43 are also combined and connected to the pulse control unit 5.
  • the switching elements 41 to 44 are electrically connected between the drain D and the source S only when a control signal is input to the gate G.
  • the pulse control unit 5 sends a control signal to the gate G to control the switching operation of the switching element.
  • the pulse control unit 5 includes an electronic control circuit having a CPU and operating with software. Without being limited thereto, the pulse control unit 5 may be configured by a hardware circuit.
  • the pulse control unit 5 sets a pulse frequency representing the repetition frequency of the pulse voltage waveform.
  • the pulse controller 5 sets the AC frequency of the AC voltage.
  • the pulse frequency can be exemplified as 200 kHz, and the alternating frequency can be exemplified as 5 kHz, but is not limited thereto.
  • the number of pulses obtained by dividing the pulse frequency by the AC frequency represents the number of pulse voltage waveforms corresponding to one cycle of the AC voltage.
  • the number of pulses is preferably several tens or more.
  • the pulse control unit 5 does not send the control signal to the second switching element 42 and the third switching element 43 and maintains the cut-off state.
  • the pulse controller 5 sends a control signal having a variable time length to the first switching element 41 and the fourth switching element 44 to perform opening / closing control, and variably adjusts the duty ratio.
  • the pulse width modulation power supply 2 outputs a plurality of positive pulse voltage waveforms in which the duty ratio is adjusted.
  • the pulse control unit 5 does not send a control signal to the first switching element 41 and the fourth switching element 44 and maintains the cut-off state.
  • the pulse control unit 5 sends a control signal having a variable time length to the second switching element 42 and the third switching element 43 to perform opening / closing control, and variably adjusts the duty ratio.
  • the pulse width modulation power supply 2 outputs a plurality of negative pulse voltage waveforms in which the duty ratio is adjusted.
  • the height of the positive / negative pulse voltage waveform matches the DC voltage Vdc of the DC power supply 3.
  • FIG. 3 is a diagram schematically illustrating a control method performed by the pulse control unit 5 in the case of a comparative example in which a sine wave AC voltage is output to the transformer 7.
  • FIG. 4 is a diagram showing a pulse voltage waveform and a sine wave AC voltage waveform Wsin in the case of the comparative example.
  • the pulse controller 5 divides a time zone corresponding to one cycle of the AC voltage into 17 parts from the first section R1 to the seventeenth section R17. However, in the first section R1 and the seventeenth section R17, only half of the time width falls within one cycle of the AC voltage.
  • a plurality of pulse voltage waveforms are respectively input to the first to seventeenth sections R1 to R17.
  • the first section R1 to the fifth section R5 correspond to the rising of the positive half-wave of the AC voltage. Accordingly, in the first to fifth sections R1 to R5, the pulse control unit 5 sequentially increases the duty ratios D1 to D5 in accordance with the increasing tendency of the rising of the sine wave. If this is expressed by an inequality, the following relationship holds.
  • the duty ratio D1 of the first section R1 ⁇ the duty ratio D2 of the second section R2 ⁇ the duty ratio D3 of the third section R3 ⁇ the duty ratio D4 of the fourth section R4 ⁇ the duty ratio D5 of the fifth section R5.
  • the pulse control unit 5 sequentially decreases the duty ratios D5 to D9 in accordance with the decreasing tendency of the falling of the sine wave. If this is expressed by an inequality, the following relationship holds.
  • the ninth section R9 to the seventeenth section R17 correspond to the negative half wave of the AC voltage. Therefore, in the ninth to seventeenth sections R9 to R17, the pulse controller 5 sequentially increases and decreases the duty ratios D9 to D17 in accordance with the decreasing tendency of the negative rising of the sine wave and the increasing tendency of the falling. Go. If this is expressed by an inequality, the following relationship holds.
  • the duty ratio D9 of the ninth section R9 ⁇ the duty ratio D10 of the tenth section R10 ⁇ the duty ratio D11 of the eleventh section R11 ⁇ the duty ratio D12 of the twelfth section R12 ⁇ the duty ratio D13 of the thirteenth section R13> the fourteenth section R14.
  • the pulse controller 5 sets the duty ratios D1 to D17 of the first to seventeenth sections R1 to R17 as follows.
  • FIG. 4 shows a time zone corresponding to the rising of the positive half-wave of the AC voltage in the case where three pulse voltage waveforms respectively enter the first to seventeenth sections R1 to R17.
  • FIG. 4 shows one and a half pulse voltage waveforms with a duty ratio D1, three pulse voltage waveforms with duty ratios D2 to D4, and one and a half pulse voltage waveforms with a duty ratio D5. Individual pulse voltage waveforms are shown. These pulse voltage waveforms are smoothed by the smoothing circuit 6 to obtain a sinusoidal AC voltage waveform Wsin from the zero point ZP to the positive peak point PP. Actually, the sinusoidal AC voltage waveform Wsin output from the smoothing circuit 6 has a phase lag with respect to the pulse voltage waveform.
  • FIG. 5 is a diagram schematically illustrating a control method performed by the pulse control unit 5 in the case of an embodiment in which a distorted wave AC voltage is output to the transformer 7.
  • the pulse control unit 5 performs the rise modulation that makes the rise of the voltage waveform faster than the sinusoidal AC voltage.
  • the pulse controller 5 largely adjusts the duty ratios D1A to D4A from the first section R1 to the fourth section R4 and the duty ratios D9A to D12A from the ninth section R9 to the twelfth section R12 as follows. .
  • the pulse control unit 5 does not perform falling modulation. Therefore, the duty ratios D5 to D8 and the duty ratios D13 to D16 coincide with the case of the sinusoidal AC voltage.
  • the above + ⁇ may be different from each other in the sections R1 to R4 and R9 to R12, or may be common. For example, + ⁇ is commonly set to 10 [%] in each of the sections R1 to R4 and R9 to R12.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an AC voltage waveform output to the transformer 7 in the example and the comparative example.
  • the horizontal axis in FIG. 6 represents the time axis t, and the vertical axis represents the voltage V.
  • the sine wave AC voltage waveform Wsin of the comparative example is indicated by a broken line.
  • the rising edge is indicated by a solid line, and the falling edge coincides with the sine wave AC voltage waveform Wsin.
  • the distortion wave AC voltage waveform Wris has a rising voltage waveform earlier than the sine wave AC voltage waveform Wsin. For this reason, the time t1 when the distorted wave AC voltage waveform Wris reaches the plasma generation voltage Vp is earlier than the time t2 when the sine wave AC voltage waveform Wsin reaches the plasma generation voltage Vp.
  • the time zone in which plasma can be generated is wider than that of the comparative example.
  • a distorted wave AC voltage waveform Wdwn subjected to falling modulation can be used instead of the distorted wave AC voltage waveform Wris subjected to rising modulation.
  • the distortion wave AC voltage waveform Wdwn has a rising edge that coincides with the sine wave AC voltage waveform Wsin and a falling edge that is indicated by a one-dot chain line.
  • the pulse controller 5 sets the duty ratios D6 to D9 from the sixth section R6 to the ninth section R9 and the duty ratios D14 to D17 from the fourteenth section R14 to the seventeenth section R17 to + ⁇ [ %]. Since the pulse control unit 5 does not perform the rise modulation, the duty ratios D2 to D5 and the duty ratios D10 to D13 coincide with each other in the case of the sinusoidal AC voltage.
  • the distorted wave AC voltage waveform Wdwn subjected to the falling modulation has a slower voltage waveform falling compared to the sine wave AC voltage waveform Wsin. For this reason, the time t4 when the distorted wave AC voltage waveform Wdwn decreases to the plasma extinction voltage Vd is later than the time t3 when the sine wave AC voltage waveform Wsin decreases to the plasma extinction voltage Vd.
  • the negative half-wave Therefore, when the distorted wave AC voltage waveform Wdwn subjected to falling modulation is used, the time zone in which plasma can be generated is wider than that of the comparative example.
  • the distorted wave AC voltage waveform Wris and the distorted wave AC voltage waveform Wdwn have a zero point ZP, a positive peak point PP, a zero point ZN, and a negative peak point PN of the voltage waveform as compared with the sine wave AC voltage waveform Wsin. Does not move on the time axis t. Further, in the distorted wave AC voltage waveform Wris and the distorted wave AC voltage waveform Wdwn, the instantaneous voltage value increases smoothly and monotonically between the zero point ZP and the positive peak point PP and between the negative peak point PN and the zero point ZP. In addition, the instantaneous voltage value smoothly and monotonously decreases from the positive peak point PP through the zero point ZN to the negative peak point PN.
  • the transformer 7 can be boosted while suppressing distortion of the voltage waveform. Furthermore, the loss generated by the transformer 7 does not increase significantly compared to the sinusoidal AC voltage waveform Wsin. If a pulse waveform containing many high-frequency components is input to the primary winding 71 of the transformer 7, the distortion of the voltage waveform in the secondary winding 72 becomes significant. Furthermore, the loss generated in the transformer 7 is increased, and noise and vibration are increased. For this reason, boosting the pulse waveform with the transformer 7 is not practical.
  • FIG. 7 is a diagram showing an actual measurement of the voltage waveform V1 between the electrodes 92 indicating the plasma generation state in the comparative example.
  • FIG. 8 is a diagram in which the voltage waveform V2 between the electrodes 92 indicating the plasma generation state is actually measured in the example.
  • the AC frequency of the sine wave AC voltage waveform Wsin shown by the broken line in FIG. 7 and the AC frequency of the distorted wave AC voltage waveform Wris shown by the broken line in FIG. 8 are both 5 kHz.
  • each invalid period T11, T12, T13, T14, T21, T22, T23, T24 includes one of the zero point ZP and the zero point ZN.
  • the invalid periods T21, T22, T23, and T24 of the embodiment have an average shorter time width than the invalid periods T11, T12, T13, and T14 of the comparative example.
  • the invalid periods T21, T22, T23, and T24 of the embodiment have short time widths after the zero point ZP and after the zero point ZN. As described with reference to FIG. 6, this is an effect caused by making the rising of the distortion wave AC voltage waveform Wris faster than the sine wave AC voltage waveform Wsin. Therefore, according to the distorted wave AC voltage waveform Wris of the embodiment, the time zone in which plasma can be generated in one cycle of the AC voltage is expanded as compared with the sine wave AC voltage waveform Wsin of the comparative example.
  • the plasma power supply device 1 is a plasma power supply device 1 that generates plasma by applying an AC voltage to a pair of electrodes 92, and has a voltage waveform that rises faster than the sinusoidal AC voltage waveform Wsin.
  • a distortion wave AC power supply that outputs at least one of the distortion wave AC voltage waveform Wris subjected to the rising modulation and the distortion wave AC voltage waveform Wdwn subjected to the falling modulation that delays the falling of the voltage waveform.
  • the plasma power supply device 1 of the embodiment is excellent in plasma generation capability.
  • the plasma power supply device 1 of the embodiment further includes a transformer 7 that transforms a distorted wave AC voltage and applies it to the pair of electrodes 92. According to this, since a high alternating voltage can be applied between the electrodes 92 by the step-up function of the transformer 7, the plasma generation capability is further improved. Further, the voltage boosting by the transformer 7 is easy, and the cost of the apparatus is lower than that of a configuration in which a pulse voltage or a DC voltage is applied.
  • the distorted wave AC voltage waveform Wris and the distorted wave AC voltage waveform Wdwn are compared with the sine wave AC voltage waveform Wsin in that the zero point ZP, the positive peak point PP, the zero point ZN, and the negative peak point PN of the voltage waveform are timed.
  • the voltage instantaneous value does not move on the axis t, and the voltage instantaneous value increases smoothly and monotonically between the zero point ZP and the positive peak point PP and between the negative peak point PN and the zero point ZP, and the positive peak point PP From the zero point ZN to the negative peak point PN, the instantaneous voltage value decreases smoothly and monotonously.
  • the distorted wave AC voltage waveform Wris and the distorted wave AC voltage waveform Wdwn are limited in the content of high-frequency components.
  • the transformer 7 can be boosted while suppressing distortion of the voltage waveform.
  • the loss generated by the transformer 7 does not increase significantly compared to the sinusoidal AC voltage waveform Wsin.
  • the distorted wave AC power source is a pulse width modulation power source 2 that variably adjusts and outputs the duty ratio of a plurality of positive and negative pulse voltage waveforms, and smoothes the positive and negative pulse voltage waveforms into a distorted wave AC voltage.
  • a smoothing circuit 6 According to this, the distorted wave AC voltage waveform Wris and the distorted wave AC voltage waveform Wdwn can be easily generated using the pulse width modulation method.
  • the pulse width modulation power supply 2 is constituted by a DC power supply 3 that outputs a DC voltage Vdc and a bridge connection of four switching elements 41 to 44, and the DC voltage Vdc is input to each of a plurality of positive and negative pulse voltage waveforms.
  • a pulse control unit 5 for controlling the switching operation of the four switching elements 41 to 44 to control the positive / negative of a plurality of pulse voltage waveforms and variably adjusting the duty ratio. And have. According to this, the pulse width modulation power supply 2 can be realized with a simple circuit configuration.
  • the pulse width modulation power supply 2 is a rising modulation that greatly adjusts the duty ratios D1A to D4A and D9A to D12A of the pulse voltage waveform corresponding to the rising of the voltage waveform, compared with the case of outputting the sine wave AC voltage waveform Wsin.
  • at least one of the falling modulations for greatly adjusting the duty ratios D6 to D9 and D14 to D17 of the pulse voltage waveform corresponding to the falling of the voltage waveform is performed. According to this, the desired distorted wave AC voltage waveform Wris and distorted wave AC voltage waveform Wdwn can be generated only by adjusting the duty ratios D1A to D4A, D9A to D12A, D6 to D9, and D14 to D17.
  • the plasma device according to the embodiment includes a container 91 that generates plasma, a pair of electrodes 92 disposed inside the container 91, and the plasma power supply device 1 according to the embodiment. According to this, since the plasma apparatus of the embodiment includes the power supply device 1 for plasma, the plasma generation capability is excellent.
  • the plasma apparatus of the embodiment further includes an atmospheric pressure gas replacement unit 93 that introduces an atmospheric pressure source gas between the pair of electrodes 92 and moves the plasma generated between the pair of electrodes 92.
  • the plasma apparatus of the embodiment is an atmospheric pressure plasma apparatus, and the plasma generation voltage Vp is higher than that of the low pressure plasma apparatus. Therefore, the effect of using the above-described distorted wave AC voltage waveform Wris and the distorted wave AC voltage waveform Wdwn and the effect of using the transformer 7 become significant.
  • the plasma generation method is a plasma generation method in which an alternating voltage is applied to a pair of electrodes 92 to generate plasma, and the rising of the voltage waveform rises faster than the sinusoidal alternating voltage waveform Wsin.
  • a distortion wave AC power supply pulse width modulation power supply 2 and smoothing that outputs at least one of a modulated distortion wave AC voltage waveform Wris and a distortion wave AC voltage waveform Wdwn that has undergone falling modulation that slows down the fall of the voltage waveform.
  • the distorted wave AC voltage waveform Wris or the distorted wave AC voltage waveform Wdwn is applied to the pair of electrodes 92.
  • the present invention can also be implemented as a plasma generation method.
  • the plasma generation method of the embodiment can expand the time zone in which plasma can be generated in one cycle of the AC voltage, similarly to the plasma power supply device 1 of the embodiment. Therefore, the plasma generation method of the embodiment is excellent in plasma generation capability.
  • the first to seventeenth sections R1 to R17 and the duty ratios D1 to D17, D1A to D4A, and D9A to D12A described in the embodiment are merely examples, and there are many variations.
  • the duty ratios of the plurality of pulse voltage waveforms corresponding to the rising of the AC voltage may all be different and gradually increase.
  • the pulse frequency and the AC frequency can be appropriately changed.
  • the power supply device for plasma of the present invention is not limited to use for an atmospheric pressure plasma device, and for example, the transformer 7 can be omitted and used for a low pressure plasma device. Various other applications and modifications are possible for the present invention.
  • Pulse control unit 6 Smoothing circuit 7: Transformer 9: Body part 92: Electrode 93: Atmospheric pressure gas replacement part D1-D17, D1A-D4A, D9A-D12A: Duty ratio Wsin: Sine wave AC voltage waveform Wris: Distorted wave AC voltage waveform (Rising modulation) Wdwn: Distorted wave AC voltage waveform (Falling modulation) ZP: Zero point PP: Positive peak point ZN: Zero point PN: Negative peak point

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Abstract

本発明のプラズマ用電源装置（１）は、一対の電極（９２）に交流電圧を印加してプラズマを発生させるプラズマ用電源装置であって、正弦波交流電圧（Ｗｓｉｎ）と比較して電圧波形の立ち上がりを早くする立ち上がり変調、および電圧波形の立ち下がりを遅くする立ち下がり変調の少なくとも一方を施した歪み波交流電圧（Ｗｒｉｓ、Ｗｄｗｎ）を出力する歪み波交流電源（パルス幅変調電源２および平滑回路６）を備えた。これによれば、交流電圧の１周期の中でプラズマの発生可能な時間帯が拡がるので、本発明のプラズマ用電源装置は、プラズマ発生能力に優れる。

Description

プラズマ用電源装置、プラズマ装置、およびプラズマ発生方法
　本発明は、交流電圧を用いるプラズマ用電源装置、およびこのプラズマ用電源装置を備えたプラズマ装置に関し、さらには、プラズマ発生方法に関する。
　原料ガス中で放電することにより、プラズマを発生させるプラズマ装置が知られている。プラズマ装置は、固体材料の表面加工、洗浄、接着などの産業用や、殺菌、空気浄化などの環境保護用、医療用などに広く用いられている。開発の当初、プラズマ装置は、真空ポンプを用いて原料ガスを低気圧（負圧）とし、放電を安定化させてプラズマの品質維持を図っていた。近年では、大気圧の原料ガスを用いる大気圧プラズマ装置が実用化されており、高いプラズマ密度が得られるようになっている。この種のプラズマ装置の一技術例が特許文献１に開示されている。
　特許文献１のプラズマ成膜装置は、真空チャンバの中で第１および第２の電極の間にプラズマを発生させて成膜を行う。そして、パルス変調された高周波電力が電極間に給電され、パルス波形のｏｎ時間における第１期間の第１電力が、第１期間に続く第２期間の第２電力よりも５％以上高いことを特徴としている。これによれば、パルス波形の初期の電力を残りの期間よりも高めたことにより、プラズマを確実に発生でき、均一なプラズマを得ることができる、とされている。
特開２０１２－１７４７３６号公報
　ところで、プラズマの発生に高い電圧が必要な場合、特許文献１のパルス波形を高電圧化することが難しい。つまり、パルス波形は直流であるため、昇圧することが難しく、別の言い方をすれば、プラズマ用電源装置のコストが嵩む。したがって、変圧器を用いて交流電圧を昇圧し電極間に印加する構成を採用すれば、プラズマ用電源装置を低廉化できる。しかしながら、交流電圧を電極間に印加すると、交流電圧のゼロ点付近でプラズマが消滅してプラズマ発生能力が低下する、という問題点が生じる。なお、この問題点は、低気圧プラズマ装置よりもプラズマ発生電圧が高くなる大気圧プラズマ装置で顕在化しがちである。
　本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたものであり、プラズマ発生能力に優れたプラズマ用電源装置、およびこのプラズマ用電源装置を備えたプラズマ装置を提供すること、さらには、プラズマ発生能力に優れたプラズマ発生方法を提供することを解決すべき課題とする。
　本明細書で開示するプラズマ用電源装置は、一対の電極に交流電圧を印加してプラズマを発生させるプラズマ用電源装置であって、正弦波交流電圧と比較して電圧波形の立ち上がりを早くした立ち上がり変調、および前記電圧波形の立ち下がりを遅くした立ち下がり変調の少なくとも一方を施した歪み波交流電圧を出力する歪み波交流電源を備えた。
　本明細書で開示するプラズマ装置は、前記プラズマを発生させる容器と、前記容器の内部に配置された一対の前記電極と、プラズマ用電源装置と、を備えた。
　本明細書で開示するプラズマ発生方法は、一対の電極に交流電圧を印加してプラズマを発生させるプラズマ発生方法であって、正弦波交流電圧と比較して電圧波形の立ち上がりを早くする立ち上がり変調、および前記電圧波形の立ち下がりを遅くする立ち下がり変調の少なくとも一方を施した歪み波交流電圧を出力する歪み波交流電源を用い、前記歪み波交流電圧を一対の前記電極に印加する。
　本明細書で開示するプラズマ用電源装置では、正弦波交流電圧と比較して電圧波形の立ち上がりを早くし、または立ち下がりを遅くするので、交流電圧の１周期の中でプラズマの発生可能な時間帯が拡がる。したがって、プラズマ用電源装置は、プラズマ発生能力に優れる。
　また、本明細書で開示するプラズマ装置は、プラズマ用電源装置を備えるので、プラズマ発生能力に優れる。
　また、本明細書で開示するプラズマ発生方法は、正弦波交流電圧と比較して電圧波形の立ち上がりを早くでき、または立ち下がりを遅くできるので、交流電圧の１周期の中でプラズマの発生可能な時間帯を拡げることができる。したがって、プラズマ発生方法は、プラズマ発生能力に優れる。
実施形態のプラズマ装置を構成する実施形態のプラズマ用電源装置、および本体部を模式的に示した図である。 パルス幅変調電源の回路構成を例示した回路図である。 正弦波交流電圧を変圧器に出力する比較例の場合に、パルス制御部が行う制御方法を模式的に示した図である。 比較例の場合におけるパルス電圧波形、および正弦波交流電圧波形を示した図である。 歪み波交流電圧を変圧器に出力する実施例の場合に、パルス制御部が行う制御方法を模式的に示した図である。 実施例および比較例において、変圧器に出力される交流電圧波形を示した図である。 比較例において、プラズマの発生状況を示す電極間の電圧波形を実測した図である。 実施例において、プラズマの発生状況を示す電極間の電圧波形を実測した図である。
　（１．実施形態のプラズマ装置およびプラズマ用電源装置１の構成）
　実施形態のプラズマ装置およびプラズマ用電源装置１について、図１～図８を参考にして説明する。図１は、実施形態のプラズマ装置を構成する実施形態のプラズマ用電源装置１、および本体部９を模式的に示した図である。まず、本体部９について説明する。本体部９は、容器９１、一対の電極９２、および大気圧ガス置換部９３を備える。
　容器９１は、外気から内部空間を区画する。一対の電極９２は、容器９１の内部に対向して配置される。一対の電極９２の間が、プラズマの発生領域９４となる。大気圧ガス置換部９３は、発生領域９４に大気圧の原料ガスを導入するとともに、発生領域９４に発生したプラズマを移動させる。プラズマは、容器９１内で使用されてもよく、他に移動されて使用されてもよい。原料ガスとして、酸素ガスや空気を例示でき、これらに限定されない。実施形態のプラズマ装置は、大気圧プラズマ装置であり、低気圧プラズマ装置と比較して一般的にプラズマ発生電圧Ｖｐ（図６参照）が高い。実施形態のプラズマ装置は、低気圧（負圧）にするための真空ポンプが不要であり、装置構成が簡素である。
　プラズマ用電源装置１は、パルス幅変調電源２、平滑回路６、および変圧器７を備える。パルス幅変調電源２は、正負それぞれ複数のパルス電圧波形のデューティ比を可変に調整して出力する。平滑回路６は、パルス幅変調電源２が出力した正負それぞれ複数のパルス電圧波形を平滑して交流電圧とし、変圧器７に出力する。交流電圧の波形は、デューティ比の調整に応じて、正弦波にも歪み波にもなり得る。
　平滑回路６は、例えば、図１に示されたコイル６１およびコンデンサ６５で構成される。コイル６１の一端６１１は、パルス幅変調電源２の出力側の一端に接続される。コイル６１の他端６１２は、変圧器７の一次巻線７１の一端に接続される。コンデンサ６５の一端６５１は、コイル６１の他端６１２および一次巻線７１の一端に接続される。コンデンサ６５の他端６５２は、パルス幅変調電源２の出力側の他端および一次巻線７１の他端に接続される。パルス幅変調電源２および平滑回路６は、本発明の歪み波交流電源を構成する。
　変圧器７は、単相器であり、電磁結合した一次巻線７１および二次巻線７２を有する。変圧器７は、二次巻線７２の巻数が一次巻線７１の巻数よりも多く、昇圧機能を有する。二次巻線７２の一端および他端は、本体部９の容器９１に対して絶縁が確保されつつ、一対の電極９２に接続される。変圧器７の構造に特別な制約は無いが、良好な高周波特性を有することが好ましい。変圧器７は、一次巻線７１に入力された交流電圧を昇圧して、二次巻線７２から一対の電極９２に印加する。
　図２は、パルス幅変調電源２の回路構成を例示した回路図である。パルス幅変調電源２は、直流電源３、パルス発生回路４、およびパルス制御部５で構成される。直流電源３は、高圧端子３１および低圧端子から３２から直流電圧Ｖｄｃを出力する。直流電源３として、商用周波数の交流電圧を整流する整流電源や、バッテリ電源を用いることができる。
　パルス発生回路４は、４個のスイッチング素子のブリッジ接続によって構成される。スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ素子やＩＧＢＴ素子などを用いることができ、以下ＭＯＳＦＥＴ素子の場合を例にして説明する。第１スイッチング素子４１は、ドレインＤが直流電源３の高圧端子３１に接続され、ソースＳが第１出力端子４７に接続される。第２スイッチング素子４２は、ドレインＤが第１出力端子４７に接続され、ソースＳが直流電源３の低圧端子３２に接続される。第３スイッチング素子４３は、ドレインＤが直流電源３の高圧端子３１に接続され、ソースＳが第２出力端子４８に接続される。第４スイッチング素子４４は、ドレインＤが第２出力端子４８に接続され、ソースＳが直流電源３の低圧端子３２に接続される。
　第１出力端子４７および第２出力端子４８は、引き出されて平滑回路６に接続される。第１スイッチング素子４１のゲートＧおよび第４スイッチング素子４４のゲートＧは、まとめられてパルス制御部５に接続される。第２スイッチング素子４２のゲートＧおよび第３スイッチング素子４３のゲートＧも、まとめられてパルス制御部５に接続される。スイッチング素子４１～４４は、ゲートＧに制御信号が入力されているときだけ、ドレインＤとソースＳの間が導通する。
　パルス制御部５は、ゲートＧに制御信号を送出して、スイッチング素子のスイッチング動作を制御する。パルス制御部５は、ＣＰＵを有してソフトウェアで動作する電子制御回路により構成される。これに限定されず、パルス制御部５は、ハードウェア回路によって構成されてもよい。パルス制御部５は、パルス電圧波形の繰り返し周波数を表すパルス周波数を設定する。また、パルス制御部５は、交流電圧の交流周波数を設定する。パルス周波数として２００ｋＨｚを例示でき、交流周波数として５ｋＨｚを例示でき、これらに限定されない。パルス周波数を交流周波数で除算したパルス数は、交流電圧の１周期に対応するパルス電圧波形の個数を表す。パルス数は、数１０個以上であることが好ましい。
　交流電圧の正の半波に相当する時間帯に、パルス制御部５は、第２スイッチング素子４２および第３スイッチング素子４３に制御信号を送出せず、遮断状態に維持する。かつ、パルス制御部５は、第１スイッチング素子４１および第４スイッチング素子４４に時間長可変の制御信号を送出して開閉制御し、デューティ比を可変に調整する。これにより、パルス幅変調電源２は、デューティ比が調整された複数の正のパルス電圧波形を出力する。
　また、交流電圧の負の半波に相当する時間帯に、パルス制御部５は、第１スイッチング素子４１および第４スイッチング素子４４に制御信号を送出せず、遮断状態に維持する。かつ、パルス制御部５は、第２スイッチング素子４２および第３スイッチング素子４３に時間長可変の制御信号を送出して開閉制御し、デューティ比を可変に調整する。これにより、パルス幅変調電源２は、デューティ比が調整された複数の負のパルス電圧波形を出力する。正負のパルス電圧波形の高さは、直流電源３の直流電圧Ｖｄｃに一致する。
　（２．実施形態のプラズマ用電源装置１の動作および作用）
　次に、実施形態のプラズマ用電源装置１の動作および作用について説明する。図３は、正弦波交流電圧を変圧器７に出力する比較例の場合に、パルス制御部５が行う制御方法を模式的に示した図である。また、図４は、比較例の場合におけるパルス電圧波形、および正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎを示した図である。図３の比較例で、パルス制御部５は、交流電圧の１周期に相当する時間帯を第１区間Ｒ１から第１７区間Ｒ１７までの１７個に分割する。ただし、第１区間Ｒ１および第１７区間Ｒ１７は、時間幅の半分のみが交流電圧の１周期内に入る。第１～第１７区間Ｒ１～Ｒ１７には、それぞれ複数のパルス電圧波形が入る。
　ここで、第１区間Ｒ１から第５区間Ｒ５は、交流電圧の正の半波の立ち上がりに対応している。したがって、第１～第５区間Ｒ１～Ｒ５において、パルス制御部５は、正弦波の立ち上がりの増加傾向に対応させて、デューティ比Ｄ１～Ｄ５を順次増加させてゆく。これを不等式で表せば、次の関係が成り立つ。第１区間Ｒ１のデューティ比Ｄ１＜第２区間Ｒ２のデューティ比Ｄ２＜第３区間Ｒ３のデューティ比Ｄ３＜第４区間Ｒ４のデューティ比Ｄ４＜第５区間Ｒ５のデューティ比Ｄ５。
　また、第５区間Ｒ５から第９区間Ｒ９は、交流電圧の正の半波の立ち下がりに対応している。したがって、第５～第９区間Ｒ５～Ｒ９において、パルス制御部５は、正弦波の立ち下がりの減少傾向に対応させて、デューティ比Ｄ５～Ｄ９を順次減少させてゆく。これを不等式で表せば、次の関係が成り立つ。第５区間Ｒ５のデューティ比Ｄ５＞第６区間Ｒ６のデューティ比Ｄ６＞第７区間Ｒ７のデューティ比Ｄ７＞第８区間Ｒ８のデューティ比Ｄ８＞第９区間Ｒ９のデューティ比Ｄ９。
　同様に、第９区間Ｒ９から第１７区間Ｒ１７は、交流電圧の負の半波に対応している。したがって、第９～第１７区間Ｒ９～Ｒ１７において、パルス制御部５は、正弦波の負の立ち上がりの減少傾向および立ち下がりの増加傾向に対応させて、デューティ比Ｄ９～Ｄ１７を順次増加および減少させてゆく。これを不等式で表せば、次の関係が成り立つ。第９区間Ｒ９のデューティ比Ｄ９＜第１０区間Ｒ１０のデューティ比Ｄ１０＜第１１区間Ｒ１１のデューティ比Ｄ１１＜第１２区間Ｒ１２のデューティ比Ｄ１２＜第１３区間Ｒ１３のデューティ比Ｄ１３＞第１４区間Ｒ１４のデューティ比Ｄ１４＞第１５区間Ｒ１５のデューティ比Ｄ１５＞第１６区間Ｒ１６のデューティ比Ｄ１６＞第１７区間Ｒ１７のデューティ比Ｄ１７。
　具体例として、パルス制御部５は、第１～第１７区間Ｒ１～Ｒ１７のデューティ比Ｄ１～Ｄ１７を次のように設定する。
　　　Ｄ１＝Ｄ９＝Ｄ１７＝０［％］
　　　Ｄ２＝Ｄ８＝Ｄ１０＝Ｄ１６＝３０［％］
　　　Ｄ３＝Ｄ７＝Ｄ１１＝Ｄ１５＝７０［％］
　　　Ｄ４＝Ｄ６＝Ｄ１２＝Ｄ１４＝９０［％］
　　　Ｄ５＝Ｄ１３＝１００［％］
　ここで、図４は、第１～第１７区間Ｒ１～Ｒ１７にそれぞれ３個のパルス電圧波形が入る場合であって、交流電圧の正の半波の立ち上がりに対応する時間帯を示している。図４には、デューティ比Ｄ１の１個半のパルス電圧波形、デューティ比Ｄ２～Ｄ４の各３個のパルス電圧波形、およびデューティ比Ｄ５の１個半のパルス電圧波形が示され、合計で１２個のパルス電圧波形が示されている。これらのパルス電圧波形が平滑回路６で平滑されて、ゼロ点ＺＰから正ピーク点ＰＰまでの正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎが得られる。実際には、平滑回路６から出力される正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎは、パルス電圧波形に対して位相遅れをもつ。
　図５は、歪み波交流電圧を変圧器７に出力する実施例の場合に、パルス制御部５が行う制御方法を模式的に示した図である。図５の実施例で、パルス制御部５は、正弦波交流電圧と比較して電圧波形の立ち上がりを早くする立ち上がり変調を施している。具体例として、パルス制御部５は、第１区間Ｒ１から第４区間Ｒ４のデューティ比Ｄ１Ａ～Ｄ４Ａ、および第９区間Ｒ９から第１２区間Ｒ１２のデューティ比Ｄ９Ａ～Ｄ１２Ａを次のように大きく調整する。
　　　Ｄ１Ａ＝Ｄ９Ａ＝（Ｄ１＋α）［％］
　　　Ｄ２Ａ＝Ｄ１０Ａ＝（Ｄ２＋α）［％］
　　　Ｄ３Ａ＝Ｄ１１Ａ＝（Ｄ３＋α）［％］
　　　Ｄ４Ａ＝Ｄ１２Ａ＝（Ｄ４＋α）［％］
　なお、パルス制御部５は、立ち下がり変調を施さない。したがって、デューティ比Ｄ５～Ｄ８、およびデューティ比Ｄ１３～Ｄ１６は、正弦波交流電圧の場合に一致する。上記の＋αは、各区間Ｒ１～Ｒ４、Ｒ９～Ｒ１２で互いに異なっていてもよく、共通とされていてもよい。例えば、＋αは、各区間Ｒ１～Ｒ４、Ｒ９～Ｒ１２で共通に１０［％］と設定される。
　パルス制御部５が立ち上がり変調を施した結果、変圧器７に歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓ（図６参照）が出力される。実際には、平滑回路６から出力される歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓは、パルス電圧波形に対して位相遅れをもつ。図６は、実施例および比較例において、変圧器７に出力される交流電圧波形を示した図である。図６の横軸は時間軸ｔを表し、縦軸は電圧Ｖを表している。図６において、比較例の正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎは、破線で示されている。また、実施例の歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓは、立ち上がりが実線で示され、立ち下がりが正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎに一致している。
　図６中の正の半波に示されるように、歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓは、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎと比較して、電圧波形の立ち上がりが早くなっている。このため、歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓがプラズマ発生電圧Ｖｐに到達する時刻ｔ１は、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎがプラズマ発生電圧Ｖｐに到達する時刻ｔ２よりも早くなる。上記した説明は、負の半波についても同様に成り立つ。したがって、実施例によれば、プラズマの発生可能な時間帯は、比較例より拡がる。
　また、立ち上がり変調を施した歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓに代えて、立ち下がり変調を施した歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎを用いることもできる。図６において、歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎは、立ち上がりが正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎに一致し、立ち下がりが一点鎖線で示されている。立ち下がり変調を施す具体例として、パルス制御部５は、第６区間Ｒ６から第９区間Ｒ９のデューティ比Ｄ６～Ｄ９、および第１４区間Ｒ１４から第１７区間Ｒ１７のデューティ比Ｄ１４～Ｄ１７を＋β［％］だけ大きく調整する。なお、パルス制御部５は、立ち上がり変調を施さないので、デューティ比Ｄ２～Ｄ５、およびデューティ比Ｄ１０～Ｄ１３は、正弦波交流電圧の場合に一致する。
　図６中の正の半波に示されるように、立ち下がり変調を施した歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎは、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎと比較して、電圧波形の立ち下がり遅くなっている。このため、歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎがプラズマ消滅電圧Ｖｄまで低下する時刻ｔ４は、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎがプラズマ消滅電圧Ｖｄまで低下する時刻ｔ３よりも遅くなる。上記した説明は、負の半波についても同様に成り立つ。したがって、立ち下がり変調を施した歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎを用いたとき、プラズマの発生可能な時間帯は、比較例より拡がる。
　さらに、立ち上がり変調および立ち下がり変調の両方を施した歪み波交流電圧波形を用いることもできる。この場合、電圧波形の立ち上がりおよび立ち下がりの両方で、プラズマの発生可能な時間帯を拡げる効果が発生する。
　なお、歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓおよび歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎは、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎと比較して、電圧波形のゼロ点ＺＰ、正ピーク点ＰＰ、ゼロ点ＺＮ、および負ピーク点ＰＮが時間軸ｔ上で移動しない。さらに、歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓおよび歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎは、ゼロ点ＺＰから正ピーク点ＰＰまでの間および負ピーク点ＰＮからゼロ点ＺＰまでの間で電圧瞬時値が滑らかに単調増加し、かつ、正ピーク点ＰＰからゼロ点ＺＮを経て負ピーク点ＰＮまでの間で電圧瞬時値が滑らかに単調減少する。
　歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓおよび歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎは、上記の性質を有するので、高周波成分の含有率が限定される。これにより、変圧器７は、電圧波形の変歪を抑制しての昇圧が可能となる。さらに、変圧器７の発生損失は、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎと比較して、顕著に増加しない。仮に、多くの高周波成分を含有するパルス波形を変圧器７の一次巻線７１に入力すると、二次巻線７２における電圧波形の変歪が顕著となる。さらには、変圧器７における発生損失の増加や、騒音および振動の増加を招く。このため、変圧器７でパルス波形を昇圧することは、実用的でない。
　次に、比較例および実施例の場合におけるプラズマの発生状況の実測結果について説明する。図７は、比較例において、プラズマの発生状況を示す電極９２間の電圧波形Ｖ１を実測した図である。また、図８は、実施例において、プラズマの発生状況を示す電極９２間の電圧波形Ｖ２を実測した図である。図７に破線で示された正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎの交流周波数、および図８に破線で示された歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓの交流周波数は、ともに５ｋＨｚである。
　図７において、プラズマが発生すると電極９２間がほぼ導通され、電圧波形Ｖ１の電圧瞬時値は正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎから大きく減少する。このことから、プラズマの発生に寄与しない無効期間Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ１３、Ｔ１４を判別できる。同様に、図８において、プラズマが発生すると電極９２間がほぼ導通され、電圧波形Ｖ２の電圧瞬時値は歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓから大きく減少する。このことから、プラズマの発生に寄与しない無効期間Ｔ２１、Ｔ２２、Ｔ２３、Ｔ２４を判別できる。各無効期間Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ１３、Ｔ１４、Ｔ２１、Ｔ２２、Ｔ２３、Ｔ２４は、ゼロ点ＺＰおよびゼロ点ＺＮの一方を含んでいる。
　ここで、実施例の無効期間Ｔ２１、Ｔ２２、Ｔ２３、Ｔ２４は、比較例の無効期間Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ１３、Ｔ１４と比較して、平均的に時間幅が短い。特に、実施例の無効期間Ｔ２１、Ｔ２２、Ｔ２３、Ｔ２４は、ゼロ点ＺＰ以降やゼロ点ＺＮ以降の時間幅が短い。これは、図６を用いて説明したように、歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓの立ち上がりを正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎよりも早くすることによって生じる作用である。したがって、実施例の歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓによれば、比較例の正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎと比較して、交流電圧の１周期の中でプラズマの発生可能な時間帯が拡がる。
　（３．実施形態のプラズマ用電源装置１の態様および効果）
　実施形態のプラズマ用電源装置１は、一対の電極９２に交流電圧を印加してプラズマを発生させるプラズマ用電源装置１であって、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎと比較して電圧波形の立ち上がりを早くする立ち上がり変調を施した歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓ、および電圧波形の立ち下がりを遅くする立ち下がり変調を施した歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎの少なくとも一方を出力する歪み波交流電源を備えた。
　これによれば、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎと比較して電圧波形の立ち上がりを早くし、または立ち下がりを遅くするので、交流電圧の１周期の中でプラズマの発生可能な時間帯が拡がる。したがって、実施形態のプラズマ用電源装置１は、プラズマ発生能力に優れる。
　さらに、実施形態のプラズマ用電源装置１は、歪み波交流電圧を変成して一対の電極９２に印加する変圧器７をさらに備えた。これによれば、変圧器７の昇圧機能により、高い交流電圧を電極９２間に印加することができるので、プラズマ発生能力がさらに向上する。また、変圧器７による昇圧は容易であり、パルス電圧や直流電圧を印加する構成と比較して、装置コストが低廉になる。
　さらに、歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓおよび歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎは、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎと比較して電圧波形のゼロ点ＺＰ、正ピーク点ＰＰ、ゼロ点ＺＮ、および負ピーク点ＰＮが時間軸ｔ上で移動せず、さらに、ゼロ点ＺＰから正ピーク点ＰＰまでの間および負ピーク点ＰＮからゼロ点ＺＰまでの間で電圧瞬時値が滑らかに単調増加し、かつ、正ピーク点ＰＰからゼロ点ＺＮを経て負ピーク点ＰＮまでの間で電圧瞬時値が滑らかに単調減少する。
　これによれば、歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓおよび歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎは、高周波成分の含有率が限定される。これにより、変圧器７は、電圧波形の変歪を抑制しての昇圧が可能となる。さらに、変圧器７の発生損失は、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎと比較して、顕著に増加しない。
　さらに、歪み波交流電源は、正負それぞれ複数のパルス電圧波形のデューティ比を可変に調整して出力するパルス幅変調電源２と、正負それぞれ複数のパルス電圧波形を平滑して歪み波交流電圧にする平滑回路６とを有する。これによれば、パルス幅変調方式を用いて、歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓや歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎを簡易に生成できる。
　さらに、パルス幅変調電源２は、直流電圧Ｖｄｃを出力する直流電源３と、４個のスイッチング素子４１～４４のブリッジ接続によって構成され、直流電圧Ｖｄｃが入力されて、正負それぞれ複数のパルス電圧波形を出力するパルス発生回路４と、４個のスイッチング素子４１～４４のスイッチング動作を制御して、正負それぞれ複数のパルス電圧波形の正負を制御し、かつデューティ比を可変に調整するパルス制御部５とを有する。これによれば、簡素な回路構成でパルス幅変調電源２を実現できる。
　さらに、パルス幅変調電源２は、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎを出力する場合と比較して、電圧波形の立ち上がりに相当するパルス電圧波形のデューティ比Ｄ１Ａ～Ｄ４Ａ、Ｄ９Ａ～Ｄ１２Ａを大きく調整する立ち上がり変調、および、電圧波形の立ち下がりに相当するパルス電圧波形のデューティ比Ｄ６～Ｄ９、Ｄ１４～Ｄ１７を大きく調整する立ち下がり変調の少なくとも一方を施す。これによれば、デューティ比Ｄ１Ａ～Ｄ４Ａ、Ｄ９Ａ～Ｄ１２Ａ、Ｄ６～Ｄ９、Ｄ１４～Ｄ１７を調整するだけで、所望する歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓおよび歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎを生成できる。
　（４．実施形態のプラズマ装置および実施形態のプラズマ発生方法の態様および効果）
　実施形態のプラズマ装置は、プラズマを発生させる容器９１と、容器９１の内部に配置された一対の電極９２と、実施形態のプラズマ用電源装置１と、を備えた。これによれば、実施形態のプラズマ装置は、プラズマ用電源装置１を備えるので、プラズマ発生能力に優れる。
　さらに、実施形態のプラズマ装置は、一対の電極９２の間に大気圧の原料ガスを導入するとともに、一対の電極９２の間に発生したプラズマを移動させる大気圧ガス置換部９３をさらに備えた。これによれば、実施形態のプラズマ装置は、大気圧プラズマ装置であり、低気圧プラズマ装置と比較してプラズマ発生電圧Ｖｐが高くなる。したがって、前記した歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓおよび歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎを用いる効果や、変圧器７を用いる効果が顕著となる。
　また、実施形態のプラズマ発生方法は、一対の電極９２に交流電圧を印加してプラズマを発生させるプラズマ発生方法であって、正弦波交流電圧波形Ｗｓｉｎと比較して電圧波形の立ち上がりを早くする立ち上がり変調を施した歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓ、および電圧波形の立ち下がりを遅くする立ち下がり変調を施した歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎの少なくとも一方を出力する歪み波交流電源（パルス幅変調電源２および平滑回路６）を用い、歪み波交流電圧波形Ｗｒｉｓまたは歪み波交流電圧波形Ｗｄｗｎを一対の電極９２に印加する。
　これによれば、本発明は、プラズマ発生方法として実施することもできる。実施形態のプラズマ発生方法は、実施形態のプラズマ用電源装置１と同様に、交流電圧の１周期の中でプラズマの発生可能な時間帯を拡げることができる。したがって、実施形態のプラズマ発生方法は、プラズマ発生能力に優れる。
　（５．実施形態の応用および変形）
　なお、実施形態で説明した第１～第１７区間Ｒ１～Ｒ１７、およびデューティ比Ｄ１～Ｄ１７、Ｄ１Ａ～Ｄ４Ａ、Ｄ９Ａ～Ｄ１２Ａの設定方法は一例であって、変形例は多数ある。例えば、交流電圧の立ち上がりに対応する複数のパルス電圧波形のデューティ比が全て異なり、徐々に増加していてもよい。また、パルス周波数や交流周波数も適宜変更可能である。さらに、本発明のプラズマ用電源装置は、大気圧プラズマ装置への利用に限定されず、例えば、変圧器７を省略して低気圧プラズマ装置に利用することもできる。本発明は、その他にも様々な応用や変形が可能である。
　１：プラズマ用電源装置　　２：パルス幅変調電源　　３：直流電源　　４：パルス発生回路　　４１：第１スイッチング素子　　４２：第２スイッチング素子　　４３：第３スイッチング素子　　４４：第４スイッチング素子　　５：パルス制御部　　６：平滑回路　　７：変圧器　　９：本体部　　９２：電極　　９３：大気圧ガス置換部　　Ｄ１～Ｄ１７、Ｄ１Ａ～Ｄ４Ａ、Ｄ９Ａ～Ｄ１２Ａ：デューティ比　　Ｗｓｉｎ：正弦波交流電圧波形　　Ｗｒｉｓ：歪み波交流電圧波形（立ち上がり変調）　　Ｗｄｗｎ：歪み波交流電圧波形（立ち下がり変調）　　ＺＰ：ゼロ点　　ＰＰ：正ピーク点　　ＺＮ：ゼロ点　　ＰＮ：負ピーク点

Claims (9)

  1. 　一対の電極に交流電圧を印加してプラズマを発生させるプラズマ用電源装置であって、
    　正弦波交流電圧と比較して電圧波形の立ち上がりを早くする立ち上がり変調、および前記電圧波形の立ち下がりを遅くする立ち下がり変調の少なくとも一方を施した歪み波交流電圧を出力する歪み波交流電源を備えたプラズマ用電源装置。
  2. 　前記歪み波交流電圧を変成して一対の前記電極に印加する変圧器をさらに備えた、請求項１に記載のプラズマ用電源装置。
  3. 　前記歪み波交流電圧は、
    　前記正弦波交流電圧と比較して前記電圧波形のゼロ点、正ピーク点、および負ピーク点が時間軸上で移動せず、さらに、
    　前記ゼロ点から前記正ピーク点までの間および前記負ピーク点から前記ゼロ点までの間で電圧瞬時値が滑らかに単調増加し、かつ、前記正ピーク点から前記ゼロ点を経て前記負ピーク点までの間で前記電圧瞬時値が滑らかに単調減少する、
    　請求項１または２に記載のプラズマ用電源装置。
  4. 　前記歪み波交流電源は、
    　正負それぞれ複数のパルス電圧波形のデューティ比を可変に調整して出力するパルス幅変調電源と、
    　正負それぞれ複数の前記パルス電圧波形を平滑して前記歪み波交流電圧にする平滑回路とを有する、
    　請求項１～３のいずれか一項に記載のプラズマ用電源装置。
  5. 　前記パルス幅変調電源は、
    　直流電圧を出力する直流電源と、
    　４個のスイッチング素子のブリッジ接続によって構成され、前記直流電圧が入力されて、正負それぞれ複数の前記パルス電圧波形を出力するパルス発生回路と、
    　４個の前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、正負それぞれ複数の前記パルス電圧波形の正負を制御し、かつ前記デューティ比を可変に調整するパルス制御部とを有する、
    　請求項４に記載のプラズマ用電源装置。
  6. 　前記パルス幅変調電源は、前記正弦波交流電圧を出力する場合と比較して、
    　前記電圧波形の前記立ち上がりに相当する前記パルス電圧波形の前記デューティ比を大きく調整する前記立ち上がり変調、および、
    　前記電圧波形の前記立ち下がりに相当する前記パルス電圧波形の前記デューティ比を大きく調整する前記立ち下がり変調の少なくとも一方を施す、
    　請求項４または５に記載のプラズマ用電源装置。
  7. 　前記プラズマを発生させる容器と、前記容器の内部に配置された一対の前記電極と、請求項１～６のいずれか一項に記載のプラズマ用電源装置と、を備えたプラズマ装置。
  8. 　一対の前記電極の間に大気圧の原料ガスを導入するとともに、一対の前記電極の間に発生した前記プラズマを移動させる大気圧ガス置換部をさらに備えた請求項７に記載のプラズマ装置。
  9. 　一対の電極に交流電圧を印加してプラズマを発生させるプラズマ発生方法であって、
    　正弦波交流電圧と比較して電圧波形の立ち上がりを早くする立ち上がり変調、および前記電圧波形の立ち下がりを遅くする立ち下がり変調の少なくとも一方を施した歪み波交流電圧を出力する歪み波交流電源を用い、前記歪み波交流電圧を一対の前記電極に印加するプラズマ発生方法。
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